Beschaltung von schnellen Datenwandlern

Analog-/Mixed-Signal-ICs
Beschaltung von
schnellen Datenwandlern
D
er Bedarf an schnellen Datenwandlern nimmt zu, da ihre
Einsatzbereiche sehr stark
wachsen. Diese Art von Wandlern ist
u.a. in den Bereichen drahtlose Datenübertragung, kabelgebundene Kommunikation oder in Testsystemen wie
z.B. Spektrumanalysatoren zu finden.
Mit „schnellen Datenwandlern“ sind
Wandler mit Abtastraten von über
20 Millionen Wandlungen pro Sekunde
gemeint. Bei solchen Wandlern gilt es
hauptsächlich folgende Bereiche zu
betrachten:
➜ ➜Analoger Eingang
➜ ➜Referenz-Eingang
➜ ➜Spannungsversorgung
➜ ➜Takteingang
➜ ➜Datenschnittstelle
Analog-Eingang, Datenschnittstelle, Takteingang und Spannungsversorgung sind die kritischen Parameter für gute und schnelle Datenwandler-Schaltungen. Bei den analogen Eingängen geht es um die
richtige Auswahl des Operationsverstärkers, der Filter und der Referenzspannungsquelle.
Von Thomas Tzscheetzsch
Ground Bouncing) nicht auf die Signalleitungen aus.
Eingangsbeschaltung
Jeder A/D-Wandler benötigt eine Eingangsbeschaltung, um das Signal an die
Eingangsstufe des Wandlers anzupassen. Die Aufgaben dieser Eingangsbe-
Parameter
Bevorzugte Schaltungsvariante
große Bandbreite mit geringen Verlusten
Übertrager
Verstärkung größer als 1
Operationsverstärker
flache Übertragungskennlinie innnerhalb der Bandpass-Frequenz
Operationsverstärker
geringe Verlustleistung
geringes Rauschen
Wechselspannungs-/Gleichspannungskopplung
Übertrager
Übertrager
Übertrager (entfernt Gleichspannungsanteil)
Operationsverstärker (kann Gleichspannungspegel
erhalten)
Tabelle 1. Gegenüberstellung Übertrager und Operationsverstärker im Eingangspfad
In diesem ersten Teil des Artikels werden
die analogen Eingänge behandelt, das
heißt, der Signal-Eingang und der Referenz-Eingang.
Der Großteil der schnellen Datenwandler besitzt differenzielle analoge
Eingänge und oft auch differenzielle
Takteingänge sowie differenzielle Ausgänge, um die Daten schnell und stör­
unanfällig an das FPGA oder den DSP
auszugeben. Wenn diese differenziellen
Ein- und Ausgänge richtig angepasst
sind, helfen sie, die Linearität zu verbessern, und reduzieren das Überschwingen bei schnellen Signalwechseln. In
differenziellen Signalwegen heben sich
gewisse Störungen auf, da es keinen
direkten Bezug zur Massefläche gibt.
Damit wirken sich Pegelschwankungen
in der Massefläche (sogenanntes
schaltung sind z.B. die Pegelanpassung,
die Wandlung des Signals von massebezogen in differenziell, die Anhebung
des Signals, die Anpassung der Impedanz und die Begrenzung der Bandbreite (typisch mit Tiefpass- oder BandpassFiltern). Die Eingangsbeschaltung kann
in zwei Arten erfolgen: aktiv mit Operationsverstärkern und passiv mit Übertragern. Jede dieser beiden Schaltungsarten hat gewisse Vor- und Nachteile,
die in Tabelle 1 aufgeführt sind.
Wenn eine Gleichspannungskopplung benötigt wird, ist dem Verstärker
in jedem Fall der Vorzug gegenüber
dem Übertrager zu geben, da letztere
nur Wechselspannungen übertragen
können. Eine weitere Anwendung für
den Verstärker ist die Möglichkeit, dass
sich die Verstärkung in weiten Bereichen
einfach einstellen lässt. Bei einem Übertrager sind hier verschiedene Windungsverhältnisse nötig, beim Verstärker nur verschiedene Widerstandswerte. Bei allen anderen Anwendungen
müssen die oben genannten Vor- und
Nachteile abgewogen werden.
Eingangsstrukturen der Wandler
Die meisten der schnellen Datenwandler haben Eingänge mit einer differenziellen Sample-and-Hold- (SH) Verstärker-Struktur. Diese SH-Glieder halten
den analogen Wert für die Dauer der
Wandlung fest. In Bild 1 ist eine Eingangsstufe dargestellt. Bei der Erfassung des Messwertes (Sample, S) sind
die mit S gekennzeichneten Schalter
geschlossen. In diesem Status werden
die beiden Sample-Kondensatoren (Cs)
auf die an den Eingängen Uin anliegende Spannung aufgeladen. Die Kondensatoren Cp zeigen die parasitären Kapa4 pF
Ch
H
Uin+
16 pF
Cp
S
H
4 pF
Cs
A
Uin–
16 pF
Cp
S
int.
S
+ Out–
Vocm
Out+
–
4 pF
Cs
int.
S
4 pF
Ch
H
Bild 1. Ersatzschaltbild der vereinfachten Eingangsstruktur
eines typischen Eingangsglieds. Cp = 16 pF, Cs= 4 pF und
(alle Bilder: Analog Devices)
Ch = 4 pF. Elektronik 14/201431
Analog-/Mixed-Signal-ICs
Entladephase von
Cs führt. Dieses
S
CS
Verhalten erzeugt
UIN+
eine dynamische
CPAR1
CPAR2
Last gegenüber
H
S
S
CS
der Signalquelle.
UIN–
Aus diesem Grund
CPAR1
CPAR2
S
ist es sinnvoll, eiS
CFB
nen OperationsBIAS
verstärker als Puffer vor dem WandBild 2. Eingangsstruktur eines modernen 14-bit-ADC mit 250 MS/s
ler einzusetzen.
(AD9643). CPAR = parasitäre Kapazität und CFB = Rückkopplungs- (FeedDieser kann außerback-) Kapazität.
dem zur Anhezitäten der Schalter sowie die Streukabung des Signals genutzt werden und
pazitäten der Eingänge.
verhindert die Rückwirkung der dynaDer nächste Schritt ist die Wandlung
mischen Last auf die Signalquelle.
der auf Cs gespeicherten Werte. Nun
Bild 1 stellt die Eingangsstruktur eiwerden die mit S gekennzeichneten
nes typisches Eingangsglieds vereinSchalter geöffnet und die mit H gekennfacht dar. Moderne Wandler haben eine
zeichneten Schalter geschlossen. Dabei
modifizierte Struktur mit anderen Kawerden die Sample-Kondensatoren von
pazitäten, wie Bild 2 zeigt.
den Eingängen getrennt und laden die
beiden Hold-Kondensatoren (Ch) auf.
Der richtige Operationsverstärker
Diese Spannungspegel werden durch
für die Anwendung
den differenziellen Verstärker A für die
folgende interne Stufe gepuffert. Dieser
Die modernen differenziellen Verstärker
Vorgang läuft mit der im Datenblatt
bieten eine einfache Möglichkeit zur
angegebenen Geschwindigkeit ab
Anpassung von Signalquelle und Ein(Sample Rate). Bei den nicht gepufferten
gangsimpedanz des Wandlers. Mit dem
Wandlern, wie in diesem Beispiel, sind
VOCM-Pin kann der Bereich der Ausgangsspannung des Operationsverstärdie analogen Eingänge direkt mit den
Sample-Kondensatoren verbunden, was
kers auf den korrekten Bereich für den
zu Transienten während der Lade- und
A/D-Wandler gebracht werden, da die
BIAS
CFB
modernen Bausteine häufig einen entsprechenden Ausgang für die Verbindung zum VOCM des Operationsverstärkers besitzen.
Doch wie wähle ich den richtigen
Verstärker für meine Anwendung aus?
Dazu betrachten wir ein konkretes
Beispiel. Ein A/D-Wandler vom Typ
AD9445 (14 bit, 125 MS/s), der mit 5 V
Versorgungsspannung betrieben wird,
soll ein Gleichspannungs-Eingangssignal mit einer Bandbreite bis 50 MHz
einlesen. Das Signal hat einen Pegel von
1 V differenziell und soll mit 2 V den
maximalen Eingangsspannungsbereich
des A/D-Wandlers speisen. Die interne
1-V-Referenzspannung des A/D-Wandlers wird hierbei genutzt. Ein wichtiger
Parameter ist die Fre­quenz­antwort, was
für den Verstärker bedeutet, dass er
eine kurze Einschwingzeit besitzen
muss. Mit diesen Vorgaben passt am
besten ein Verstärker aus der mittleren
Spalte von Tabelle 2.
Ein gutes Hilfsmittel für die ersten
Annäherungen bietet die kostenlose
Software „ADI DiffAmpCalc“. (Bild 3) Mit
dieser Software können, nach Auswahl
eines differenziellen Operationsverstärkers, die Ein- und Ausgangssignale
dargestellt werden. In unserem Beispiel
haben wir den ADA4939 ausgewählt.
Laut Datenblatt ist der ADA4939 die
ideale Wahl, um A/D-Wandler mit einer
13 –VS
VCC
–VS
–VS
–VS
–VS
14 –VS
15 –VS
16 +IN 0.4×
~
~
S
1.25 kΩ
+IN 0.8× 2
1.25 kΩ
1.25 kΩ
–IN 0.8× 3
+
AD8475
–
11 –OUT
10 +OUT
1.25 kΩ
+VS 7
+VS 6
–IN 0.4× 5
+
–
12 PD
11 –OUT
10 +OUT
9 VOCM
VIP1
VIN1
VIN2
RG1
RG1
RG2
ENBL
VON
+
–
+
–
+
–
VCOM
–
+
RF
VOP
ADL 5565
GND
AD81xx/ADA49xx
AD83xx/ADL55xx
< 15 MHz
15 MHz bis 5 GHz
700 MHz bis 6 GHz
Versorgungsspannung
3 V bis 18 V
3 V bis 26 V
2,8 V bis 10 V
330 µA bis 3,2 mA
1,25 mA bis 60 mA
28 mA bis 80 mA
Eingangsspannung kann größer als die Versorgungsspannung
sein
Eingangsspannung muss unterhalb der
Versorgungsspannung liegen
Eingangsspannung liegt innerhalb von einigen
100 mV um die Mittenspannung (Input common
mode voltage, ICMV) herum
16 bit, 250 kS/s
18 bit, 4 MS/s
10 bit im Bereich von GS/s
16 bit bis 100 MS/s
18 bit bis 1 MS/s
10 bit im Bereich von GS/s
16 bit bis 250 MS/s
Stromaufnahme
Typische Anwendungen
Tabelle 2. Beipiele differenzieller Verstärkertypen
32
1
2
3
4
VIP2
RG2
AD82xx/AD84xx
Bandbreite
Verhältnis Eingangsspannung
zu Versorgungsspannung
9 VOCM
–FB
+IN
–IN
+FB
ADA4930-1
+VS 8
1 kΩ
–IN 0.4× 1
RF
16
15
14
13
12 NO CONNECT
+VS 5
+VS 6
+VS 7
+VS 8
1 kΩ
+IN 0.4× 1
Elektronik 14/2014
Analog-/Mixed-Signal-ICs
Auflösung von bis zu 16 bit von Gleichspannung bis zu einer Bandbreite von
100 MHz zu treiben. Für unsere Anwendung haben wir eine differenzielle
Eingangsspannung eingestellt. Im linken Bereich ist eine Darstellung des
Eingangssignals zu finden. Als Nächstes
stellen wir die Verstärkung von 2 ein
und wählen einen Widerstandswert für
Rg – in unserem Fall 200 Ω. Die zu treibende Last (der A/D-Wandler) ist eine
differenzielle Last und wird dementsprechend in der Software ausgewählt.
Als Letztes wählen wir die Versorgungsspannung des Verstärkers und den
Tiefpass-Filter mit einer Eckfrequenz
von 60 MHz aus. Die Software liefert uns
jetzt Daten zu den Rauschwerten der
Widerstände und des Verstärkers. Ebenso bekommen wir die maximal mögliche Anzahl von Bits, die der Verstärker
in Verbindung mit einem A/D-Wandler
liefern kann, in diesem Fall 13,9 bit.
Anti-Aliasing Filter (AAF)
Bei den besprochenen Wandlern ist es
empfehlenswert, einen sogenannten
Anti-Aliasing Filter vorzusehen, um
Abtastfehler bei der Umwandlung von
analogen zu digitalen Signalen zu reduzieren. Laut dem Theorem von NyquistShannon muss ein Signal mit mindestens der doppelten Signalfrequenz
abgetastet werden, um die korrekte
Rekonstruktion zu ermöglichen. Ist dies
nicht der Fall, werden Frequenzanteile,
die höher als die halbe Abtastrate sind,
als niedrigere Frequenzen interpretiert
(Unterabtastung). Dies ist der sogenannte Alias-Effekt.
Zur Reduzierung des Alias-Effekts
wird typischerweise ein Tiefpass oder
Bandpassfilter vor den A/D-Wandler
geschaltet. Dadurch werden die Frequenzen über der Nyquist-Frequenz
gedämpft. Dieses Filter sollte möglichst
steilflankig sein, was durch eine hohe
Ordnung des Filters zu erreichen ist.
Trotz bestem Filter werden immer noch
Teile der ungewünschten Frequenzen
übertragen, daher ist immer ein Kompromiss zwischen Dämpfung der ungewünschten Frequenzen und Erhaltung
des Nutzsignals bei der Wahl der Grenzfrequenz zu beachten. Eine einfache
Methode, um die Anforderungen an das
Filter zu reduzieren, ist die Überabtastung des Signals. Dabei wird das Signal
mit einer deutlich höheren Frequenz als
der doppelten Signalfrequenz abgetas-
Bild 3. Screenshot der Entwicklungs-Software „ADI DiffAmpCalc“.
tet. Der Nachteil dieser Methode ist,
dass die Anforderungen (Wandelfrequenz) an den A/D-Wandler steigen und
auch im DSP oder FPGA deutlich mehr
Daten verarbeitet werden müssen.
Durchlassbereich des Filters vermieden werden
➜ ➜Der Eingang des A/D-Wandlers muss
über den parallelen externen Widerstand angepasst werden; die Serienwiderstände dienen zur Reduzierung
Anpassung der Ein- und Ausgangs­
von Spannungsspitzen
impedanzen
Der Designprozess sollte wie folgt ablaufen:
In Bild 4 wird ein breitbandiger Trans1. Der Widerstand zur Terminierung
des A/D-Wandlers (RTADC) sollte so geformator benutzt, der das massebezogene Signal in ein differenzielles Signal
wählt werden, dass die parallele Komumwandelt. Der folgende Operationsbination aus RTADC und RADC zwischen
200 Ω und 400 Ω liegt.
verstärker verstärkt das Signal, wobei
die Verluste, die in den Filterstufen
2. Der Widerstand RKB sollte an die
auftreten, ausgeglichen werden könEmpfehlung des Datenblatts des A/Dnen. Außerdem kann er gleichzeitig als
Wandlers angepasst sein; typische WerImpedanzwandler dienen, um die Einte liegen zwischen 5 Ω und 36 Ω.
3. Die Last des Filters ergibt sich aus
gangsimpedanz von typisch 50 Ω auf
die Impedanz des A/D-Wandlers von
ZAAFL = RTADC || (RADC + 2RKB)
typisch einigen 100 Ω anzupassen. Um
4. Die Wahl der Serienwiderstände
das beste Ergebnis aus der
Schaltung
des
Operationsverstärkers
MEV_EK14.pdf;S:
1;Format:(90.00
x 62.00 mm) sollte im
zu bekommen, müssen einige Dinge
beachtet werden:
➜ ➜Der Operationsverstärker sollte
Integrierter 4A
die Last sehen,
Schrittmotortreiber
die im Datenblatt
angegeben ist
• Höhste Laufruhe
➜ ➜Der richtige Se• Patentierte Stromregelung
rienwiderstand
• 256 Mikroschritte
muss zwischen
• Takt / Richtung & SPI
Operationsver• Sensorlose Lasterkennung
www.mevmotion.com
stärker und Last
• Lastabhängiger Motorstrom
– in diesem Fall
• Niedrige Verlustleistung
das AAF – einge• Kompatibel zu TMC 260/261
ELEKTRONIK SERVICE GmbH
setzt werden,
[email protected]
damit Spitzen im
Extrem stark!
TMC2660
Elektronik 14/201433
Analog-/Mixed-Signal-ICs
Übertrager
Analoger
1:1 Z
Eingang ECT1-1-13M 0,1 μF
Eingang
Z = 50 Ω
RT
Z = 2RT RI
0,1 μF
RA 0,1 μF
RTAMP
ZO/2
RI
Verstärkung
ZO/2
RTAMP
RA 0,1 μF
RT
CAAF2
LAAF
ZAL
0,1 μF
RKB
FILTER
CAAF1
RTADC
LAAF
0,1 μF
CAAF2
ZAAFS
ZAAFL
RADC
A/D-Wandler
interner
Eingang Z
CADC
RKB
ZAAFL = RTADC (RADC + 2RKB)
ZAL = 2RA + (ZAAFL 2RTAMP)
ZAAFS = 2RTAMP (ZO + 2RA)
Bild 4. Allgemeines Design der Eingangsstufe mit Tiefpass-Filter.
folgenden Bereich liegen: Für eine
Ausgangsimpedanz des Verstärkers von
100 Ω bis 200 Ω sollte RA etwa bei 10 Ω
liegen; für eine deutlich kleinere Ausgangsimpedanz liegt RA typisch zwischen 5 Ω und 36 Ω.
5. RTAMP sollte so gewählt werden,
dass die Last, die der Verstärker sieht,
im optimalen Bereich des Datenblattwertes liegt. Dazu wird folgende Formel
benutzt: ZAL = 2RA + (ZAAFL || 2 RTAMP)
6. Berechnung der Filter-QuellenImpedanz ZAAFS = 2RTAMP || (Z0 + 2RA)
7. Das Filter kann man nun mit Hilfe
eines Filterberechnungs-Tool und den
Daten von Quell- und Lastimpedanz
ZAAFS und ZAAFL, Art des Filters, Bandbreite und Ordnung des Filters berechnen.
Die Bandbreite sollte etwas (ca. 20–
40 %) über der Hälfte der Wandelrate
des A/D-Wandlers liegen, um einen
flachen Verlauf der Kennlinie zwischen
Gleichspannung und halber Wandelrate zu bekommen.
8. Von dem errechneten Wert des
Filter-Tool für die Kondensatoren CAAF2
AVDD
VIN+A
VIN–A
+
–
VREF
CFILT
VIN+A
VIN–A
Σ-∆
MODULATOR
DRVDD
TiefpassFilter
AD9262
Σ-∆
MODULATOR
sollte noch die interne Kapazität des
A/D-Wandlers abgezogen werden.
Nach diesen Berechnungen können
die Werte noch mit den folgenden
Empfehlungen abgeglichen werden:
➜ ➜Um die Empfindlichkeit des Filters
auf die Streuung der internen Kapazitäten des A/D-Wandlers zu minimieren, sollte der Wert für CAAF2 mindestens 10 pF betragen, damit er ein
Vielfaches der internen Kapazität hat.
Hier hilft ein Blick in das Datenblatt
des A/D-Wandlers , um den richtigen
Bereich auszuwählen.
➜ ➜Das Verhältnis von ZAAFL zu ZAAFS sollte
nicht größer als 7 sein, da die Filterprogramme typisch in diesem Bereich rechnen können.
➜ ➜Der Wert für CAAF1 sollte mindestens
5 pF betragen, um den Einfluss der
parasitären Kapazität der Leiterplatte und der Bauteiltoleranzen zu minimieren.
➜ ➜Der Wert der Spule LAAF sollte in einem vernünftigen Bereich liegen,
mindestens einige nH.
TiefpassFilter
AbtastratenWandler
CMOSPuffer
CLK+
CLK–
DCO
Phasenregelschleife (PLL)
AbtastratenWandler
ORA
D15A
D0A
CMOSPuffer
Serielle
Schnittstelle
D15B
D0B
ORB
AGND SDIO SCLK CSB DGND
Bild 5. Beispiel eines CTSD-Wandlers. RTAMP = Terminierungswiderstand für den
Operationsverstärker (Termination Amplifier), CAAF = Kapazität Anti-Aliasing
Filter, ZAL = Impedanz der Last des Operationsverstärkers (Impedance of Amplifier Load), ZAAFL = Impedanz der Last des Anti-Aliasing Filter (Impedance of
Anti-Aliasing Filter Load) und ZAAFS = Impedanz der Quelle des Anti-Aliasing Filter (Impedance of Anti-Aliasing Filter Source).
34
Elektronik 14/2014
„Continuous Time
Sigma Delta“-Wandler
(CTSD-Wandler)
Bei den bisher behandelten Wandlern handelt es
sich ausschließlich um
Wandler mit einer Pipeline-Architektur und geschalteten Kondensatoren im Eingang. Neben
diesen sehr weit verbreiteten Typen gibt es auch
noch eine andere, eher
weniger beachtete Technik, die CTSD-Wandler
(Bild 5).
Im Gegensatz zu nicht
gepufferten Wandlern,
die eine hauptsächlich
kapazitive Last darstellen, hat der CTSDWandler eine Eingangsstufe mit einer
ohmschen Last. Diese Tatsache vereinfacht die externe Beschaltung, da verschiedene Baugruppen schon integriert
sind.
An Bild 6 erkennt man, dass der
CTSD-Wandler kontinuierlich arbeitet
– er hat keine Umschaltung im Eingangskreis. Durch das Fehlen von Schaltern können die CTSD-Wandler mit
höherer Taktfrequenz betrieben werden
und haben einen geringeren Leistungsbedarf bei vergleichbarer Taktrate. Ein
weiterer Vorteil ist der integrierte AntiAliasing Filter (Tiefpass). Dieser muss
beim CTSD-Wandler nicht extern vorgesehen werden. Durch das typische
Überabtasten, auch Oversampling genannt, in Größenordnungen von 32
oder mehr, sind die Anforderungen an
das Filter nicht mehr so groß. Durch die
hohe Taktrate, die um die Überabtastungsrate höher als die Datenrate am
Ausgang des Wandler ist, werden die
ungewünschten harmonischen Abbilder
der Taktquelle in einen Bereich außerhalb des interessanten Analogbereiches
verschoben.
Referenzspannung
Je höher die Auflösung eines Datenwandlers ist und je größer die gewünschte Genauigkeit sein soll, um so
wichtiger ist eine stabile Referenzspannungsquelle. Um die richtige Quelle zu
wählen, ist ein Blick in das Datenblatt
nötig. Viele Wandler besitzen eine interne Referenzspannungsquelle, die
schon die geforderte Genauigkeit mitbringt.
Kann oder möchte man die interne
Referenz nicht nutzen, ist es wichtig,
neben der richtigen Referenzspannungsquelle auch den richtigen Operationsverstärker als Puffer zu wählen.
Der Referenzeingang des A/D-Wandlers
stellt für die Quelle eine dynamische,
kapazitive Last dar. Die Frequenz berechnet sich aus der Anzahl der zu
wandelnden Bits multipliziert mit der
Abtastfrequenz des Wandlers. Das Bit
mit der höchsten Wertigkeit (MSB, most
significant bit) benötigt hier den höchsten Strom. Aus diesem Grund sollte eine
sogenannte Bandgap-Referenz, die einen internen Pufferverstärker besitzen
kann, gewählt werden. Alternativ kann
ein externer Operationsverstärker zum
Einsatz kommen. Das Ziel ist es, einen
Analog-/Mixed-Signal-ICs
es wichtig, die richtige Architektur des Wandlers für die
Ausgang
–
jeweilige Anwendung ausA/DAbtastraten–
+
+
+
Wandler
Wandler
zuwählen. Dann folgt die
Auswahl der Treiberstufen
und Filter für den analogen
Eingang und auch für den
Z–1/2
Referenzeingang. Mit diesen
analogen Komponenten ist
Bild 6. Prinzipschaltbild eines CTSD-Wandlers.
jedoch das Design noch
nicht abgeschlossen. Die
Betrachtung der Datenschnittstelle, des
maximalen Spannungseinbruch der
➜ ➜er sollte eine niedrige Ausgangsimpedanz über den nötigen FrequenzTakteingangs und der SpannungsverReferenz von der Hälfte des kleinsten
bereich besitzen.
sorgung finden Sie online unter Bits (LSB, least significant bit) zu erreiFür die Genauigkeit der Wandlung
www.elektroniknet/datenwandler. mb
chen. Die Bandbreite des Operationsist es wichtig, dass die Referenz ein
verstärkers sollte mindestens sein:
deutlich, mindestens um den Faktor 5
geringeres Rauschen als der A/D-WandBandbreite (G=1) = Wandelrate × Aufler besitzt. Ein weiteres wichtiges KriteThomas Tzscheetzsch
lösung
rium ist ein guter Temperaturkoeffizient.
arbeitet als Senior Field Applications Engineer bei Analog
Diese beiden Parameter sind auch bei
Wichtige Eigenschaften für einen Puffer
Devices. Nach einer Anstellung
der Auswahl des Operationsverstärkers
sind:
beim Max-Planck-Institut für
zu beachten.
➜ ➜Er muss mit einer Verstärkung von 1
Sonnensystemforschung, wo
stabil betrieben werden können
er als Entwickler im Bereich
(Spannungsfolger),
Zusammenfassung
wissenschaftliche Kameras für Forschungssatelliten tätig
➜ ➜er muss große kapazitive Lasten
war, kam er über die Elektronik-Distribution im Jahre 2010
Um ein möglichst gutes Resultat bei
treiben können (typisch größer als
zu Analog Devices.
schnellen Wandlungen zu erhalten, ist
1000 pF) und
D/AWandler
D/AWandler
Eingang
Elektronik 14/201435