Advanced total de

ETH Zurich Converter Lab
ADVANCED
-
IE9:
Einphasen-Diodenbrückenschaltung mit sinusförmigem Eingangsstrom
-
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
-
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
9
Einphasen-Brückengleichrichter mit sinusförmigem Eingangsstrom
(Einphasige Leistungsfaktorkorrektur)
Durch Kombination einer Einphasen-Diodenbrückenschaltung und eines Hochsetzstellers
wird
eine
Gleichrichterschaltung
gebildet,
die
eine
sinusförmige
oder
netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes erlaubt. Die Regelung des
Eingangsstromes und der Ausgangsspannung erfolgt mittels eines integrierten
Steuerbausteins. Das Erfordernis einer Vorladung des Ausgangskondensators des
Hochsetzstellers bei Betriebsbeginn wird gezeigt, und der Betrieb der Schaltung für konstante
Schaltfrequenz und kontinuierlichen und diskontinuierlichen Verlauf des Stromes in der
Hochsetzstellerinduktivität untersucht. Die grundsätzlichen Überlegungen bei der Auslegung
der Regelung der Ausgangsspannung und des Eingangsstromes werden diskutiert und der für
kontinuierlichen und diskontinuierlichen Eingangsstrom resultierende Leistungsfaktor und die
niederfrequenten Verzerrungen des Eingangsstromes analysiert und die Vor- und Nachteile
beider Betriebsarten aufgezeigt.
~
Abb.9.1: Topologie des Einphasen-Brückengleichrichters mit sinusförmigem
Eingangsstrom (Einphasige Leistungsfaktorkorrektur – „Single-Phase Power Factor
Correction“ – „1~PFC“).
Abb.9.1 zeigt die Topologie des Einphasen-Brückengleichrichters mit sinusförmigem
Eingangsstrom (Einphasige Leistungsfaktorkorrektur – „Single-Phase Power Factor
Correction“ – „1~PFC“). Diese Schaltung ist als Kombination einer Einphasenbrücke gebildet
aus D16 und einem Hochsetzsteller gebildet aus CA, L1, S1–, S1+, C1 und C2 zu verstehen.
-
Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle
(Einphasentrafo) u1 an den Klemmen X10 und X12.
-
Verbinden sie Klemmen X4 und X13.
-
Schließen sie einen geeigneten Folienkondensator CA = 10µF / 100V zwischen die
Klemmen X4 (oder X13) und X9.
-
Belasten sie das System am Ausgang mit einem geeigneten Lastwiderstand RL an den
Klemmen X7 und X9.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
–1–
Fachpraktikum Leistungselektronik
9.1
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom
UO*
t
U_1* =
U*+
uO
U_1 =
UZK-C
*
îL1
*
iL1
I_1P
I_N1*
|u1|
U12-C
ω
iL1
I_1 =
-I1-C
1
IN_A
0
s1S_A = S1-
uD1
TRI_1
Abb.9.2: Blockschaltbild zur Erzeugung des Schaltsignals s1– des MOSFETs S1– für
die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom.
Abb.9.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale
S_A = S1– (Seite 5 in der Gesamtschaltung).
In Abb.9.2 ist die Blockschaltung für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit
kontinuierlichem Eingangsstrom (engl.: „continuous conduction mode“ – CCM) dargestellt.
Sie ist dem Hochsetzsteller sehr ähnlich, jedoch wird jetzt der Sollwert des Drosselstromes
iL1* durch Multiplikation des Spitzenwertes îL1* mit dem Betrag der Netzspannung |u1|
gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes
erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt, und definiert den Spitzenwert des
Eingangsstromes î1 = îL1*. Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall jedoch
reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der
Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur
Folge.
Da zur Erfassung des Betrages der Netzspannung die Spannung zwischen den Punkten X4 und
X9 und gemessen werden muss, die implementierte Spannungsmessung U12 die Spannung
jedoch zwischen X4 und X5 misst, müssen Relais K2 und MOSFET S2– eingeschalten werden
(siehe auch Abb.2 der Einführung: Topologie des Laborlehrsystems „ETH Zurich Converter
Lab“). Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.9.3 dargestellt. Für die einphasige
Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom muss nun folgende
Konfiguration hergestellt werden (Abb.9.4).
-
R116 = 1.2K, C58 = 1µF
-
JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2)
-
JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3)
-
JP11: -REF (oben, Pins 2-3)
–2–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
-
JP12: unten (Pins 1-2)
-
JPS1–: auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
Abb.9.4: Konfiguration der Jumper für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur
mit kontinuierlichem Eingangsstrom. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente
R116 = 1.2K und C58 = 1µF.
Abb.9.5 zeigt den Netzstrom i1 und -spannung u1, den vom Ausgangsspannungsregler
vorgegebenen Spitzenwert des Netzstromes î1* = îL1* und den Sollwert des Drosselstromes
iL1*.
i1
(Zuleitung)
u1
(X10 – X12)
îL1* (JP10-1)
iL1* (JP10-2-3)
Abb.9.5: Netzstrom i1 und -spannung u1, Netzstromspitzenwert îL1* und Sollwert des
Drosselstroms iL1*.
–3–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
Der Netzstrom zeigt relativ starke Abweichungen von der Sinusform in den Nulldurchgängen.
Dies ließe sich bei einer industriellen Realisierung durch den Einsatz eines Vorsteuersignals
insofern verbessern, als dass dann ein Leistungsfaktor λ = 0.999 möglich wäre.
iL1
(I5)
uCA (X4 – X9)
uCA,m (JP2-6)
s1–
(S1–)
Abb.9.6: Drosselstrom iL1, Boost-Eingangsspannung uCA ≈ |u1|, gemessene BoostEingangsspannung uCA,m und Schaltsignal s1–.
iL1
(I5)
uCA (X4 – X9)
uCA,m (JP2-6)
s1–
(S1–)
Abb.9.7: Drosselstrom iL1, Boost-Eingangsspannung uCA, gemessene BoostEingangsspannung uCA,m und Schaltsignal s1– im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in
Abb.9.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
–4–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
In Abb.9.6 sind die Zeitverläufe hinter dem Gleichrichter dargestellt. Die Netzspannung wird
am Kondensator CA gleichgerichtet (uCA) und durch den folgenden Hochsetzsteller auf das
Ausgangsspannungsniveau hochgesetzt. Der Strom iL1 in der Boost-Induktivität L1 ist
kontinuierlich mit einem gewissen Wechselstromanteil (Rippel). Zur Verdeutlichung des
Rippels und des zugehörigen Schaltsignals s1– sind ein Teil der Zeitverläufe in Abb.9.7 in
einem kleineren Zeitmaßstab dargestellt.
9.2
Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom
und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen.
~
Abb.9.8: Topologie zur einphasigen Leistungsfaktorkorrektur mit phasenversetzter
Taktung von zwei Brückenzweigen.
Abb.9.8 zeigt die Erweiterung der einphasigen Leistungsfaktorkorrektur um einen weiteren
Brückenzweig, um diesen mit phasenversetzter Taktung zu betreiben.
-
Belassen sie den Leistungsteil und verbinden sie X4 und X6.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
UO*
t
U_1* =
U*+
uO
U_1 =
UZK-C
*
îL1
*
iL1
I_1P
I_N1*
|u1|
U12-C
ω
iL1
IN_A
1
s1S_A = S1-
1
s3-
0
uD1
I_1 =
-I1-C
TRI_1
ω
iL3
I_2 =
-I3-C
IN_B
0
S_B = S3-
uD2
TRI_2
Abb.9.9: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s1– und s3– der MOSFETs
S1– und S3– für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem
Eingangsstrom und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen.
In Abb.9.9 ist die Blockschaltung für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit
kontinuierlichem Eingangsstrom und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen
dargestellt. Der Sollwert des Drosselstromes iL1* wird jetzt einem zweiten Stromregelzweig
zugeführt. Dieser arbeitet mit einem in der Schaltfrequenz um 180° phasenverschobenen
Dreieck uD2 und generiert dadurch ein unabhängiges Schaltsignal s3–.
–5–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
Abb.9.10: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale
S_A = S1– (Seite 5 in der Gesamtschaltung).
-
R116 = 1.2K, C58 = 1µF
-
JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2)
-
JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP4: -I3-C (ganz rechts, Pins 7-8)
-
JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3)
-
JP11: -REF (oben, Pins 2-3)
-
JP12: unten (Pins 1-2)
-
JP13: oben (Pins 2-3)
-
JPS1–: auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS3–: auf Position S_B (ganz oben, Pins 1-2)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
–6–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
Abb.9.11: Konfiguration der Jumper für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur
mit kontinuierlichem Eingangsstrom. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente
R116 = 1.2K und C58 = 1µF.
Abb.9.12 zeigt die Zeitverläufe der Summe der beiden Drosselströme iL1 + iL3, die
gleichgerichtete Netzspannung uCA und die gemessenen Einzelströme iL1,m und iL3,m. Durch
Verwendung von zwei Stromreglern erhält man eine symmetrische Stromaufteilung in den
beiden Brückenzweigen. Der Summenrippel der beiden Ströme ist nun im Vergleich zu
vorher reduziert (vergleiche Abb.9.6). Diese Rippelreduktion und die resultierende
Verdoppelung der Rippelfrequenz ist in Abb.9.13 nochmals genauer mit einem Zeitmaßstab
von 20µs / DIV dargestellt. Zur Veranschaulichung sind in Abb.9.14 die Schaltsignale der
beiden beteiligten MOSFETs dargestellt.
iL1 + iL3
(Leitung X13-X6)
uCA (X4 – X9)
iL1,m (JP3-1)
iL3,m (JP4-1)
Abb.9.12: Summe der Drosselströme iL1 + iL3, Boost-Eingangsspannung uCA, und
gemessene Einzelströme iL1,m sowie iL3,m.
–7–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
iL1 + iL3
(Leitung X13-X6)
uCA (X4 – X9)
iL1,m (JP3-1)
iL3,m (JP4-1)
Abb.9.13: Summe der Drosselströme iL1 + iL3, Boost-Eingangsspannung uCA, und
gemessene Einzelströme iL1,m sowie iL3,m mit einem Zeitmaßstab von 20µs/DIV. Die
Lupe in Abb.9.12 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
iL1 + iL3
(Leitung X13-X6)
uCA (X4 – X9)
s1–
(S1–)
s3–
(S3–)
Abb.9.14: Summe der Drosselströme iL1 + iL3, Boost-Eingangsspannung uCA, und
Schaltsignale s1– sowie s3– mit einem Zeitmaßstab von 20µs/DIV. Die Lupe in
Abb.9.12 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
–8–
Fachpraktikum Leistungselektronik
9.3
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit diskontinuierlichem Strom in
der Induktivität
Stellen sie wieder den Leistungsteil gemäß Abb.9.1 her.
-
Schließen sie parallel zu L1 an den Klemmen X1 und X4 eine Induktivität LA = 20µH.
Der Wickelbeginn soll an X1 angeschlossen sein.
-
Stellen sie eine Hilfswicklung mit einem Windungszahlverhältnis von ca. 1:5 bis 1:3
her und schließen sie den Wickelbeginn an X62-3 (ZCD). Das Wickelende wird an X622 (GND) angeschlossen.
-
JPS1–: auf Position S_D (4.Pos. von oben, Pins 7-8)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
In Abb.9.15 ist die schaltungstechnische Realisierung zur Erzeugung der Schaltsignale für
den Betrieb mit diskontinuierlichem Drosselstrom iL dargestellt. Es wird dazu ein IndustrieStandard-IC des Typs ON Semiconductor MC33262 (MC34262) verwendet. Das Blockschaltbild
und die genaue Funktionsweise sind im Datenblatt nachzulesen (http://onsemi.com).
Abb.9.15: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale
S_D = S1– (Seite 5 in der Gesamtschaltung) für den Betrieb mit diskontinuierlichem
Drosselstrom.
Abb.9.16 zeigt den Netzstrom i1 und -spannung u1, sowie das Schaltsignal s1– zur
Ansteuerung des MOSFET S1– für Betrieb mit diskontinuierlichem Drosselstrom. Sie
erkennen wieder einen Leistungsfaktor von λ = 0.99.
Abb.9.17 demonstriert die Boost-Eingangsspannung uCA den Strom iL in der BoostInduktivität LA und das zugehörige Schaltsignal s1–, das vom IC U22: MC33262 erzeugt wird.
Zur Veranschaulichung der Zeitverläufe ist in Abb.9.18 der durch die Lupe in Abb.9.17
gekennzeichnete Bereich mit einem Zeitmaßstab von 20µs / DIV vergrößert. Die
Schaltfrequenz des Systems ist nun nicht mehr konstant, sondern wird durch die
Stromanstiegs- und -abfallgeschwindigkeit der Induktivität L bestimmt. Sie erkennen auch
den nichtlinearen Verlauf des Stromes zufolge des verwendeten magnetisch nichtlinearen
Eisenpulver-Ringkernes.
–9–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
i1
(Zuleitung)
u1
(X10 – X12)
s1–
(S1–)
Abb.9.16: Netzstrom i1 und -spannung u1, und Schaltsignal s1–.
iL1 + iLA
(I5)
uCA (X4 – X9)
s1–
(S1–)
Abb.9.17: Drosselstrom iL und Boost-Eingangsspannung uCA, und Schaltsignal s1–.
– 10 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur
iL1 + iLA
(I5)
uCA (X4 – X9)
s1–
(S1–)
Abb.9.18: Drosselstrom iL und Boost-Eingangsspannung uCA, und Schaltsignal s1– im
Zeitmaßstab 20µs / DIV.
– 11 –
10
Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
~
Eine einphasige, durch Leistungstransistoren mit antiparallelen Freilaufdioden gebildete
Vollbrückenschaltung mit Ausgangskapazität und Vorschaltinduktivität kann als Gleichoder Wechselrichterschaltung eingesetzt werden. Ein Beispiel für den Gleichrichterbetrieb
findet sich bei Triebfahrzeugen, wo die auch als Vierquadrantensteller bezeichnete Schaltung
der Erzeugung einer geregelten Gleichspannung aus der einphasigen Fahrdrahtwechselspannung dient und eine sinusförmige Stromaufnahme sichergestellt.
Wechselrichterbetrieb liegt etwa bei der Anbindung regenerativer Energie an das
Einphasenwechselspannungsnetz vor, wo die von der Quelle abgegebene Leistung mit
sinusförmigem Strom in das Netz gespeist wird. Ziel der Übung ist die Darstellung der
Grundfunktion der Schaltung und der bei phasenversetzter Steuerung der Brückenzweige
erreichbaren Vorteile. Weiters wird das Systemverhalten für eine Zweipunktregelung des
Eingangsstromes und eine Eingangsstromregelung mit konstanter Taktfrequenz untersucht.
Abb.10.1: Topologie
(1~Inverter).
des
einphasigen
bidirektionalen
Pulsumrichtersystems
Abb.10.1 zeigt die Topologie des einphasigen bidirektionalen Pulsumrichtersystems. Diese
Schaltung erlaubt das Gleichrichten einer einphasigen Eingangswechselspannung U1 auf eine
Gleichspannung U2 bzw. das Wechselrichten einer Gleichspannung U2 auf eine
Wechselspannung U1 d.h. beide Energierichtungen von DC auf AC sind möglich.
10.1
Gleichrichter mit konstanter Taktfrequenz
-
Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle
(Einphasentrafo) U1 an den Klemmen X4 und X5.
-
Belasten sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten
Lastwiderstand RL an den Klemmen X7 und X9.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
–1–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
uD1
1
UO*
t
U_1* =
U*+
uO
U_1 =
UZK-C
*
îL1
*
iL1
I_1P
I_N1*
u1
U12-C
1
IN_A
ω
iL1
s1+
0
TRI_1
s1-
0
I_1 =
-I1-C
S_A = S11
s2+
0
uD2
TRI_2
S1+
S_B = S2+
1
s20
S2-
Abb.10.2: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale sij der MOSFETs Sij (i =
1,2; j = +,–) für den Betrieb des einphasigen Pulsumrichtersystems mit konstanter
Taktfrequenz.
Abb.10.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für
den Pulsumrichter S_A = S1– = –(S1+) und S_B = S2+ = –(S2–) (Seite 5 in der
Gesamtschaltung).
In Abb.10.2 ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger
Gleichrichter mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Der Sollwert des Eingangsstromes wird
durch Multiplikation des Spitzenwertes des Eingangsstromes îL1* mit der Netzspannung u1
gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes
erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt und definiert den Spitzenwert des
Eingangsstromes î1 = îL1*. Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall jedoch
reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der
Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur
Folge.
Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.10.3 dargestellt. Für den Betrieb als
Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz muss nun
folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.4).
-
R116 = 1.2K, C58 = 1µF
-
JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2)
-
JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3)
–2–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
-
JP11: -REF (oben, Pins 2-3)
-
JP12: unten (Pins 1-2)
-
JP13: unten (Pins 1-2)
-
JPS1+: auf Position INV1– (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS1–: auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2)
-
JPS2+: auf Position S_B (2.Pos von oben, Pins 3-4)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
Abb.10.4: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters als
Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz.
Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF.
Abb.10.5 zeigt den Netzstrom i1 und die Netzspannung u1, den vom
Ausgangsspannungsregler vorgegebenen Spitzenwert des Netzstromes î1* = îL1* und den
Sollwert des Drosselstromes iL1*. Man erkennt eine gute lineare Abhängigkeit des
Netzstromes und der Netzspannung, was sich im gemessenen Leistungsfaktor λ = 1 auch
ausdrückt. Durch die Streuinduktivität des vorgeschalteten Stelltrafos und die innere
Netzimpedanz weicht die Eingangsspannung von der idealen Sinusform stark ab und ist mit
einem hohen Anteil des schaltfrequenten Rippels beaufschlagt. In Abb.10.5 ist daher auch ein
Mittelwert avg(u1) über mehrere Perioden dargestellt.
Abb.10.6 zeigt den Drosselstrom iL1, die rein schaltfrequente Umrichtereingangsspannung uU
(zwischen den Klemmen X1 und X2), deren Mittelwert über mehrere Perioden avg(uU) und die
zugehörigen Schaltsignale s1– und s2+. Die Struktur des Systems erlaubt es, positive und
negative Ströme und Spannungen auf der Netzseite zu erzeugen und kann damit als
Gleichrichter eingesetzt werden. Abb.10.7 und Abb.10.8 zeigen die Schaltsignale s1– und s2+,
die resultierende Umrichtereingangsspannung uU und den Drosselstrom iL1 in einem kleineren
Zeitbereich von 20µs/DIV.
–3–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
i1
(Zuleitung)
avg
(u1)
u1
(X4 – X5)
îL1* (JP10-1)
iL1* (JP10-2-3)
Abb.10.5: Netzstrom i1 und -spannung u1, Mittelwert der Netzspannung u1,
Netzstromspitzenwert îL1* und Sollwert des Drosselstroms iL1*.
iL1
(I5)
avg
(uU)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.6: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+.
–4–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.7: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die linke Lupe in
Abb.10.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.8: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die rechte Lupe in
Abb.10.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
–5–
Fachpraktikum Leistungselektronik
10.2
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
Wechselrichter am Netz mit konstanter Taktfrequenz
-
Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle
(Einphasentrafo) U1 an den Klemmen X4 und X5.
-
Versorgen sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten
Netzgerät evtl. parallel zum Lastwiderstand RL an den Klemmen X7 und X9.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
Die Blockschaltung, die schaltungstechnische Realisierung und damit die Einstellungen an
der Steuerplatine ändern sich nicht.
Wenn nun der Sollwert der Zwischenkreisspannung unter dem Istwert, der durch das
Netzgerät an den Klemmen X7 und X9 vorgegeben wird, liegt, dann beginnt das System
Leistung in das versorgende Netz zurückzuspeisen. Dies ist daran zu erkennen, dass sich die
Stromrichtung plötzlich umdreht (Abb.10.9). Zur Veranschaulichung der Verhältnisse sind
auch hier wieder schaltfrequente Details in Abb.10.10 und Abb.10.11abgebildet.
ACHTUNG! NETZTRAFO NICHT ABSCHALTEN, DER WECHSELRICHTER
VERSUCHT WEITERHIN LEISTUNG AN DAS NETZ ZU LIEFERN!!!
Treten sie einen geordneten Rückzug aus dem Wechselrichterbetrieb an, indem sie vorher
wieder gleichrichten, das Netzgerät trennen und dann erst die Netzseite abschalten.
iL1
(I5)
avg
(uU)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.9: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+ für Wechselrichterbetrieb.
–6–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.10: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die linke Lupe in
Abb.10.9 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
s2+
(S2+)
s1–
(S1–)
Abb.10.11: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignale s1– und s2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die rechte Lupe in
Abb.10.9 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich.
–7–
Fachpraktikum Leistungselektronik
10.3
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
Gleich- und Wechselrichter mit Zweipunktregelung des Eingangsstromes
Belassen sie den Leistungsteil gemäß 10.1 (ohne Netzgerät).
UO*
t
U_1* =
U*+
uO
U_1 =
UZK-C
*
îL1
*
iL1
1
I_1P
I_N1*
0
u1
U12-C
iL1
s1-
I1-C
Abb.10.12: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale sij der MOSFETs Sij (i =
1,2; j = +,–) für den Betrieb des einphasigen Pulsumrichtersystems mit
Zweipunktregelung des Eingangsstroms.
Abb.10.13: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale
S_A = S1– = –(S1+) und S_B = S2+ = –(S2–) (Seite 5 in der Gesamtschaltung).
In Abb.10.12 ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger
Gleichrichter mit Zweipunktregelung der Eingangsströme dargestellt. Der Sollwert des
Eingangsstromes wird wieder durch Multiplikation des Spitzenwertes des Eingangsstromes
îL1* mit der Netzspannung u1 gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale
Führung des Eingangsstromes erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt und
definiert den Spitzenwert des Eingangsstromes î1 = îL1*. Die Dynamik des Spannungsreglers
muss in diesem Fall jedoch reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht
versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine
Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge.
Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.10.13 dargestellt. Für den Betrieb als
Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und Zweipunktregelung des
Eingangsstroms muss folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.14):
–8–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
-
R116 = 1.2K, C58 = 1µF
-
JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2)
-
JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JPS1+: auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS1–: auf Position S_E (4.Pos von unten, Pins 9-10)
-
JPS2+: auf Position S_E (3.Pos von oben, Pins 5-6)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
Abb.10.14: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters mit
Zweipunktregelung des Eingangsstroms. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente
R116 = 1.2K und C58 = 1µF.
Abb.10.15 zeigt den Drosselstrom iL1, die schaltfrequente Umrichtereingangsspannung uU
(zwischen den Klemmen X1 und X2), deren Mittelwert über mehrere Perioden avg(uU) und das
zugehörige Schaltsignal s1–. Die Regelung weist für diesen Betriebspunkt Zwei-Level
Verhalten auf, d.h. die sinusförmige Eingangsspannung wird hier durch nur zwei
Spannungsniveaus nachgebildet. Es ist auch ohne weiteren Zoom zu erkennen, dass die
Schaltfrequenz nun nicht mehr konstant ist. Die Schaltzeitpunkte werden so gesetzt, dass ein
konstanter Rippel des Eingangsstromes erreicht wird.
Durch Hinzufügen eines Netzgerätes an den Klemmen X7 - X9 können sie nun wieder den
Wechselrichterbetrieb gemäß Abb.10.16 untersuchen.
–9–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
avg
(uU)
uU
(X1 – X2)
s1–
(S1–)
Abb.10.15: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignal s1– für Gleichrichterbetrieb mit Zweipunktregelung des
Eingangsstroms.
iL1
(I5)
avg
(uU)
uU
(X1 – X2)
s1–
(S1–)
Abb.10.16: Drosselstrom iL1, Umrichter-Eingangsspannung uU, deren Mittelwert
avg(uU), Schaltsignal s1– für Wechselrichterbetrieb mit Zweipunktregelung des
Eingangsstroms.
– 10 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
10.4
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
Wechselrichter im Inselbetrieb
Bisher wurde der Wechselrichterbetrieb für Verbindung des Systems mit einem eingeprägten
Netz, das den Sollwert der Spannung vorgibt, untersucht. Für Wechselrichter im Inselbetrieb
muss dieser Sollwert zur Verfügung gestellt werden.
-
Belasten sie das System auf der Wechselspannungsseite U1 an den Klemmen X4 und
X5 mit einem geeigneten Lastwiderstand.
-
Versorgen sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten
Netzgerät an den Klemmen X7 und X9.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
uD1
1
u*1
1
IN_A
t
U_1* =
EXT
u1
ω
I_1P
s1+
0
TRI_1
s1-
0
S_A = S11
U12-C
s2+
0
uD2
TRI_2
S1+
S_B = S2+
1
s20
S2-
Abb.10.17: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale sij der MOSFETs Sij (i =
1,2; j = +,–) für den Betrieb des einphasigen Wechselrichters im Inselbetrieb.
Abb.10.18: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für
den Pulsumrichter S_A = S1– = –(S1+) und S_B = S2+ = –(S2–) (Seite 5 in der
Gesamtschaltung).
In Abb.10.17 ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger
Wechselrichter im Inselbetrieb mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Der Sollwert der
Ausgangsspannung wird durch einen Funktionsgenerator vorgegeben. Er wird mit dem
Istwert verglichen und dementsprechend mit zwei Dreiecksignalen uD1 und uD2 verglichen,
woraus sich die Schaltsignale sij ableiten.
Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.10.18 dargestellt. Für den Betrieb als
Wechselrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz muss nun
folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.19).
– 11 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
-
R123 = 12K
-
JP1: EXT (3.Pos. von links, Pins 5-6)
-
JP2: U12-C (3.Pos von links, Pins 5-6)
-
JP3: entfernen
-
JP10: I_1P (oben, Pins 1-2)
-
JP11: -REF (oben, Pins 2-3)
-
JP12: unten (Pins 1-2)
-
JP13: unten (Pins 1-2)
-
JPS1+: auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2)
-
JPS1–: auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS2+: auf Position INV2– (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS2–: auf Position S_B (2.Pos von oben, Pins 3-4)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
Abb.10.19: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters als
Wechselrichter im Inselbetrieb. Beachten sie den zusätzlichen Widerstand R123 =
12K.
Abb.10.20 zeigt den Laststrom iL1 und die Ausgangsspannung u1, den vom
Funktionsgenerator vorgegebenen Sollwert der Ausgangsspannung u1* und das zugehörige
Schaltsignal s1+. Da es sich in diesem Fall um eine ohmsche Last handelt, wird im Folgenden
die Ausgangsspannung durch die Umrichterausgangsspannung ersetzt (Abb.10.21). Zur
Veranschaulichung ist in Abb.10.22 die Zeitablenkung auf 20µs/DIV eingestellt.
– 12 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
u1
(X4 – X5)
u1 *
(JP1)
s1+
(S1+)
Abb.10.20: Laststrom iL1, Istwert der Ausgangsspannung u1, Sollwert der
Ausgangsspannung u1* und Schaltsignal s1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit
50Hz Ausgangsspannung.
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
u1 *
(JP1)
s1+
(S1+)
Abb.10.21: Laststrom iL1, Umrichter- Ausgangsspannung uU, Sollwert der
Ausgangsspannung u1* und Schaltsignal s1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit
Ausgangsspannung 50Hz - Sinus.
– 13 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
u1 *
(JP1)
s1+
(S1+)
Abb.10.22: Laststrom iL1, Umrichter- Ausgangsspannung uU, Sollwert der
Ausgangsspannung u1* und Schaltsignal s1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit
im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.10.21 kennzeichnet den gezoomten
Bereich.
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
u1 *
(JP1)
s1+
(S1+)
Abb.10.23: Laststrom iL1, Umrichter- Ausgangsspannung uU, Sollwert der
Ausgangsspannung u1* und Schaltsignal s1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit
Ausgangsspannung 100Hz – Rechteck.
– 14 –
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem
iL1
(I5)
uU
(X1 – X2)
u1 *
(JP1)
s1+
(S1+)
Abb.10.24: Laststrom iL1, Umrichter- Ausgangsspannung uU, Sollwert der
Ausgangsspannung u1* und Schaltsignal s1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit
Ausgangsspannung 100Hz – Dreieck.
Mit dem gegenständlichen System lassen sich nicht nur sinusförmige Ausgangsspannungen,
sondern auch z.B. eine Rechteckspannung (Abb.10.23) oder eine Dreieckspannung
(Abb.10.24) erzeugen, soweit es die Dynamik zulässt.
– 15 –
11
Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
Ähnlich wie für eine Einphasen-Gleichrichterschaltung mit sinusförmiger Stromaufnahme
können auch die Netzrückwirkungen einer dreiphasigen Gleichrichterschaltung durch Einsatz
abschaltbarer Leistungshalbleiter signifikant reduziert werden. Im Rahmen der Übung wird
eine Schaltung vorgestellt, die auch eine Rückspeisung von Energie in das Netz erlaubt und
industriell zur Speisung des Zwischenkreises von Frequenzumrichtersystemen in der
Antriebstechnik eingesetzt wird. Das Hauptaugenmerk liegt hierbei auf der Erzeugung der
Ansteuersignale der Leistungstransistoren mittels multipliziererloser Stromregelung. Weiters
werden der Zeitverlauf der strombildenden Gleichrichtereingangsspannung, der
schaltfrequenten Schwankung des Eingangsstromes und die den wechselspannungsseitigen
Größen zugeordneten Raumzeiger betrachtet. Zur Steuerung der Schaltung wird eine
Analogschaltung herangezogen.
~
~
~
Abb.11.1: Topologie des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems (3~PFC).
Abb.11.1 zeigt die Topologie des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems. Diese Schaltung
erlaubt das Gleichrichten einer dreiphasigen Eingangswechselspannung Ui (i = 1, 2, 3) auf
eine Gleichspannung (Zwischenkreisspannung). Theoretisch sind beide Energierichtungen
möglich, jedoch unterstützt das eingesetzte Regelungsverfahren dies nicht.
-
Versorgen sie das System mit einem einstellbaren Drehstromtrafo Ui (i = 1, 2, 3) an
den Klemmen X4, X5 und X6.
-
Belasten sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten
Lastwiderstand RL an den Klemmen X7 und X9.
-
Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her.
-
Verbinden sie GND des Lehrsystems mit Schutzerde, um das Bezugspotential zu
definieren.
In Abb.11.2 ist die Blockschaltung für den Betrieb des Systems als dreiphasiger Gleichrichter
mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Das Verfahren wird als multipliziererloses
Stromregelverfahren bezeichnet, da der Sollwert des Eingangsstromes nicht durch
Multiplikation mit der Phasenspannung erzeugt wird. In der gegenständlichen Schaltung ist
ein Multiplizierer implementiert, der aber nur zur Variation der Dreiecksamplitude iD dient.
Dies könnte in einer industriellen Realisierung auch ohne Multiplizierer erfolgen.
Je nach Amplitude des Dreiecks, die durch den Ausgangsspannungsregler mittels îD
eingestellt wird, variiert die Amplitude des Eingangsstromes und damit die Leistung, die vom
–1–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
Netz bezogen wird. Die Eingangsströme werden direkt mit dem Dreiecksignal iD verschnitten
und daraus die PWM Signale si (i = 1, 2, 3) für die Leistungsschalter Sij erzeugt (i = 1, 2, 3; j
= + , – ). Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall reduziert werden (R116 =
1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung während
einer Netzperiode auszugleichen. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge.
UO*
t
U_1* =
U*+
uO
U_1 =
UZK-C
îD
iD
1
I_1P
0
-iL1
uD
s1+
S_K = S1+ = S1-
-I1-C
TRI1-TRI_2
1
0
-iL2
S_L = S2+ = S2-
-I2-C
1
0
-iL3
s1+
s1+
S_M = S3+ = S3-
-I3-C
Abb.11.2: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale sij der MOSFETs Sij (i =
1, 2, 3; j = +, –) für den Betrieb des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems mit
multipliziererloser Stromregelung.
Abb.11.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für
den Pulsgleichrichter S_K = S1+ = –(S1-), S_L = S2+ = –(S2–) und S_M = S3+ = –
(S3–) (Seite 5 und 6 in der Gesamtschaltung).
–2–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.11.3 dargestellt. Für den Betrieb des
Lehrsystems als dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem mit kontinuierlichem Eingangsstrom,
konstanter Taktfrequenz und multipliziererloser Stromregelung muss nun folgende
Konfiguration hergestellt werden (Abb.11.4).
-
R116 = 1.2K, C58 = 1µF
-
JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2)
-
JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4)
-
JP11: -REF (oben, Pins 2-3)
-
JPS1+: auf Position S_K (4.Pos von oben, Pins 7-8)
-
JPS1–: auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS2+: auf Position S_L (4.Pos von oben, Pins 7-8)
-
JPS2–: auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
JPS3+: auf Position S_M (4.Pos von oben, Pins 7-8)
-
JPS3–: auf Position INV3+ (2.Pos von unten, Pins 13-14)
-
Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16)
Abb.11.4: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des dreiphasigen
Pulsgleichrichters mit kontinuierlichem Eingangsstrom, konstanter Taktfrequenz
und multipliziererloser Stromregelung. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente
R116 = 1.2K und C58 = 1µF.
Abb.11.5 zeigt die Netzströme i1 , i2 und i3, Abb.11.6 die lokalen Mittelwerte der
Umrichtereingangsspannungen (entsprechen den Phasenspannungen), Abb.11.7 die
schaltfrequenten Umrichtereingangsspannungen des Pulsgleichrichtersystems. Zur
Verdeutlichung der Verhältnisse ist in Abb.11.8 der Zeitbereich auf 20µs/DIV verkleinert.
Man erkennt, dass die Ausgangsspannung des Systems mit einer pulsfrequenten
Gleichtaktspannung uCM gegenüber GND (Schutzerde) beaufschlagt ist. Abb.11.9 zeigt dazu
die durch die multipliziererlose Eingangsstromregelung erzeugten Schaltsignale s1+, s2+ und
s3+ mit Bezug auf die Gleichtaktspannung uCM.
–3–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
i3
(Zuleitung)
i1
(Zuleitung)
i2
(Zuleitung)
Abb.11.5: Netzströme i1 , i2 und i3 des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems.
uU1 (X1 – GND)
uU2 (X2 – GND)
uU3 (X3 – GND)
uCM (X8 – GND)
Abb.11.6: Umrichtereingangsspannungen uU1, uU2, uU3 und Gleichtaktspannung uCM
mit lokaler Mittelwertbildung (Enhanced Resolution bzw. Hi-Res Mode).
–4–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
uU1 (X1 – GND)
uU2 (X2 – GND)
uU3 (X3 – GND)
uCM (X8 – GND)
Abb.11.7: Umrichtereingangsspannungen uU1, uU2, uU3 und Gleichtaktspannung uCM.
uU1 (X1 – GND)
uU2 (X2 – GND)
uU3 (X3 – GND)
uCM (X8 – GND)
Abb.11.8: Umrichtereingangsspannungen uU1, uU2, uU3 und Gleichtaktspannung uCM
im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.11.7 kennzeichnet den vergrößerten
Zeitbereich.
–5–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
s1+
(S1+)
s2+
(S1+)
s3+
(S1+)
uCM (X8 – GND)
Abb.11.9: Schaltsignale s1+, s2+ und s3+, sowie Gleichtaktspannung uCM im
Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.11.7 kennzeichnet den vergrößerten
Zeitbereich.
Die Umrichtereingangsspannung (Abb.11.11) und der Eingangsstrom (Abb.11.12) können
auch durch Raumzeiger im XY-Betrieb des Oszilloskops dargestellt werden.
Abb.11.10: Position der Klemmen für die Messung der Raumzeiger.
–6–
Fachpraktikum Leistungselektronik
IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem
-uUA (X70)
-uUB (X71)
Abb.11.11: Umrichtereingangsspannungen uUA und uUB mit XY Darstellung
(Spannungsraumzeiger).
i1 = iA (X64)
iB
Abb.11.12: Umrichtereingangsströme
(Stromraumzeiger).
iA
–7–
und
iB
mit
XY
(X69)
Darstellung