IGBTs zuverlässig vor Kurzschlüssen schützen - All

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IGBTs zuverlässig vor
Kurzschlüssen schützen
A. Bhalla, S. Shekhawat, J. Gladish, J.Yedinak, G. Dolny Der Beitrag beschreibt experimentelle Beobachtungen und zeigt, dass
der Ausfall eines IGBT unter Kurzschluss-Bedingungen vom Zeitpunkt des Turn-Off Impulses abhängt. Die physikalischen Zusammenhänge dieses Verhaltens werden mit Hilfe von numerischen Mixed-Mode Simulationen erklärt.Untersucht und experimentell beschrieben wird ferner die Anwendung eines zweistufigen Gate-Signals zur Verhinderung
von Baustein-Ausfällen bei Kurzschluss-Situationen.
E
ine häufige Fehlerbedingung in Motorsteuerungen ist das Einschalten
eines IGBTs auf Kurzschluss. Falls als einzige Impedanz bei einer kurzgeschlossenen Motorwicklung ausschließlich
die Induktivität des Anschlußkabels vorhanden ist, steigt der Strom durch den
IGBT schnell bis zur Sättigung an und
verursacht damit den Anstieg der IGBTSpannung bis zur DC Clamp-Spannung.
Unmittelbar nach der Erkennung dieses
Fehlers kann, je nach dem Zeitpunkt, zu
dem der Fast Turn-Off Impuls ankommt,
Bild 2a: Erfolgreicher Abschaltvorgang, wenn die Gate-Spannung erst dann
reduziert wird, nachdem VCB den Wert der Clamp-Spannung erreicht hat.
Bild 1: Schaltplan des Testaufbaus mit
Last- und parasitären Induktivitäten.
Dargestellt ist eine Phase eines dreiphasigen Inverters.
ein sehr unterschiedlich großer LöcherStrom in die N+ Source Region des IGBT
fließen; was einen entscheidenden Faktor zur Begrenzung des Fehlerstromes
darstellt.
Die Fähigkeit von IGBTs, Kurzschlussströme über einen Zeitraum von über
10 µs zu verkraften, ist entscheidend für
den Einsatz dieser Komponenten in
zahlreichen Motorsteuerungen. Unter
den vielen Techniken,die zum Erkennen
eines Kurzschlusses in Power ControlSchaltungen mit IGBTs verwendet werden, ist die Desat Detection Methode
am gebräuchlichsten.
Von einer Desat-Situation spricht man,
wenn die Spannung über dem IGBT bei
voller Gate-Spannung auf einen Wert
von über 5 bis 15 V steigt und damit sig-
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Bild 2b: Ausfall des Bauteils beim Versuch des Abschaltens, fehlerhaftes Verhalten, bevor VCE die Clamp-Spannung erreicht hat.
nalisiert, dass der Strom durch den
Switch den normalen Betriebsbereich
weit übersteigt. Sobald diese Situation
erkannt ist, kann die Gate-Ansteuerschaltung den Baustein auf mehrere Arten
䊳
abschalten:
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컄 Sofortige
Reduzierung der
Gate-Spannung;genau wie
beim normalen Abschalten.
컄 Langsame Entladung des
Gates und damit langsames Abschalten des Bausteins. Dazu ist ein
Abschalt-Widerstand erforderlich,
dessen
Wert
wesentlich höher ist als der
für den normalen Betrieb
des Bausteins verwendete.
Bei einem Kurzschluss
nutzt die Gate-Ansteuerschaltung einen alternativen Turn-Off Pfad.
컄 Schrittweise Reduzierung
der Gate-Spannung auf
einen Wert knapp über der
Threshold-Spannung. In
diesem Fall arbeitet der
IGBT oft solange weiter, bis
der nächste Turn-Off Impuls an seinem Gate eintrifft und den IGBT abschaltet. Auf diese Art wird der
Spitzenstrom
reduziert,
wenn der Baustein endgültig abgeschalten wird.
Bei diesen Methoden können je nach Zeitpunkt, zu
dem ein schneller Turn-OffImpuls anliegt, unterschiedlich große Löcherströme
unter den N+ Source Gebieten des IGBT fließen. Es zeigt
sich, dass bei einem Anstieg
der IGBT-Spannung auf die
Höhe der Versorgungsspannung eine wesentlich günstigere Situation zum Abschalten des Fehlerstromes entsteht.
Der Einsatz eines zweistufigen Gate-Signals zur Steuerung des IGBT-Verhaltens
unter Kurzschlussbedingungen ist im folgenden beschrieben.
Diese Art des Gate-Signals
arbeitet vorteilhaft bei IGBTs
mit hoher Transkonduktanz,
die auf niedrigen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung (Forward Drop, VCE(SAT ))
optimiert sind.
Bild 3a: Simulierte Elektronen- und Löcherströme am Emitter. In diesem Fall wird der Baustein abgeschaltet, nachdem die Spannung VCR die Clamp-Spannung erreicht hat.
Bild 3b: Simulierte Elektronen- und Löcherströme am Emitter.In diesem Fall wird der Baustein
abgeschaltet, bevor die Spannung VCR die Clamp-Spannung erreicht hat.
Experimentelle Ergebnisse
bei Kurzschluss
Bei diesem Versuch kamen 30 A / 1200 V
Punch-Through IGBTs (PT) zum Einsatz.
Bild 1 zeigt die Schaltung, die zum
Testen der Bausteine verwendet wurde.
Diese Schaltung repräsentiert eine Pha-
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se einer Brücke, die im typischen Kurzschlussfall Strom führt. Bei einer einwandfreien Funktion der Schaltung
repräsentiert die Induktivität LL die hohe
Induktivität des Motors. Falls die Motorwicklungen kurzgeschlossen sind, ist
diese Induktivität sehr klein und repräsentiert parasitäre Induktivitäten, die
zwischen Inverter-Ausgang und den
kurzgeschlossenen Motorwicklungen
vorhanden sein können. Bild 2a und
Bild 2b zeigen das Verhalten des IGBT
beim Einschalten im Kurzschlussfall bei
zeitlich versetzten Turn-Off-Impulsen.
Sobald die Gate-Spannung steigt, bricht
die Spannung über dem IGBT zusammen und der Strom steigt nach der
Beziehung dI/dt = VCLAMP/LL an. Als
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Folge davon erhöht sich die Spannung
über dem Baustein. Falls das Gate lange
genug angesteuert wird, gelangt der
Strom, der durch den IGBT fließt, in die
Sättigung. Der Sättigungspegel wird
durch die Beziehung [1] bestimmt.
[1]
Bei dem in Bild 2a gezeigten Signalverlauf wird der Turn-Off Impuls erst dann
gegeben, wenn der IGBT sich in der Sät-
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tigung befindet und die zugehörige
Spannung den Wert der Clamp-Spannung annimmt. Der Baustein wird in
diesem Fall sicher abgeschaltet. Bei dem
in Bild 2b gezeigten Signalverlauf wird
der IGBT zu einem früheren Zeitpunkt
abgeschaltet - bevor die Spannung am
Baustein die Clamp-Spannung erreicht;
in diesem Fall ergibt sich ein Ausfall der
IGBTs beim Abschalten des Kurzschlussstromes.
Bild 3a und Bild 3b zeigen die Ergebnisse von elektrothermischen, numerischen Mixed-Mode Simulationen des
IGBT unter gleichen Bedingungen; diese
wurden mit Hilfe des Device Simulators
TMA Medici aufgenommen. Bei der Darstellung in Bild 3a wurde der Turn-Off
Impuls erst dann erteilt, nachdem die
Baustein-Spannung die Clamp-Spannung erreicht hatte. Ebenfalls dargestellt
sind die Löcher- und Elektronenströme
am Emitter/Source-Kontakt. Der Löcherstrom übersteigt dabei nie 40% des
gesamten Bausteinstromes.
Da stets ein Elektronenstrom vorhanden
ist, reduziert sich das elektrische Feld an
der P-Basis/N-Drift Sperrschicht. In Bild
3b erfolgt das Abschalten bei einem
Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung 䊳
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(Forward Drop) von 5 V. Die Spannung
über dem IGBT steigt, sobald die GateSpannung auf ihren Plateau-Wert absinkt.Der Elektronenstrom sinkt rasch ab,
während der Löcherstrom am SourceAnschluß des IGBT auf 100% des Bausteinstromes ansteigt. Bild 4a zeigt die
Potentiallinien sowie den Stromfluß
durch den Baustein am Punkt A. Damit
wird sofort klar, dass sich bei einem derart hohen Löcherstrom unter der N+
Source die Wahrscheinlichkeit für ein
Latchup erhöht. Bild 4b zeigt die gleichen Kennlinien, die sich bei einem
durchgeschalteten MOS-Kanal (Punkt B in
Bild 3a) ergeben. Hier beansprucht der
Löcherstrom nur einen kleinen Anteil
des Stromes durch den Baustein und es
reduziert sich damit die Wahrscheinlichkeit für ein Latchup. Dies gilt, obwohl
sich die Spitzentemperatur an der Sperrschicht etwas erhöht, wenn die Baustein-Spannung die Clamp-Spannung
erreichen darf.
Kurzschlüsse mit einem
zweistufigen Gate-Impuls
beherrschen
Bild 5 zeigt einen zweistufigen GateImpuls zum Abschalten des Bausteins
im Desat-Fall; die Werte gelten für einen
20 A / 600 V Punch-Through IGBT. Ähnli-
Bild 4a: Stromverteilung und Potenziallinien am Punkt mit der größten Belastung (Punkt A in Bild 3b). 8 V bis 20 V. An der Dichte der Potenziallinien ist ein
hohes elektrisches Feld in der Nähe der Sperrschicht erkennbar.
Bild 4b: Stromverteilung und Potenziallinien am Punkt B in Bild 3a. Der größte
Anteil des Bausteinstromes besteht aus Elektronen durch den Kanal. 8 V bis 20 V.
Auffällig ist der signifikant geringere Löcherstrom unter der N+ Source sowie die
größeren Abstände der Potenziallinien.
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che Signalformen werden mit 1200 V
Punch-Through und Non Punch-Through
IGBTs erzielt. Sobald die Bausteinspannung über einen vorbestimmten Wert (5
bis 15 V) ansteigt, reduziert sich die
Gate-Spannung von ihrem normalen
Wert (VG(High), z.B. 15 V) auf einen niedrigeren Pegel VG(Low). Damit reduziert sich
der IGBT-Strom und bewirkt einen Anstieg der Bausteinspannung. Das Gate
wird auf diesem Wert so lange gehalten
(t1), bis sichergestellt ist, daß die Bausteinspannung auf den vollen ClampPegel angestiegen ist. Die Gate-Spannung wird dann auf Null oder auf einen
niedrigeren Wert reduziert; die Entladung des Gates erfolgt mit einer langsamen RC-Zeitkonstante, die das dI/dt
während des endgültigen Abschaltens
begrenzt.
Bild 6 zeigt die elektrothermische Simulation für einen IGBT mit 20 A und 600 V;
die Kurven wurden beim Auftreten
einer Desat-Situation und beim Abschalten des Bausteins mit dem zugehörigen Gate-Impuls ermittelt.Sobald
der Spannungsabfall am IGBT einen
Wert von 5 V erreicht (bei t = 6 µs), wird
die Gate-Spannung von 15 V auf 12 V
reduziert. Diese Spannung wird 3 ms
lang auf etwa 12 V gehalten.
Das Abschalten erfolgt schließlich langsam mit Hilfe einer großen Gate „Fall
Time“. Sobald die Gate-Spannung reduziert wird und das entsprechende dV/dt
an der Gate/Drain-Kapazität CGD des
Bausteins anliegt, steigt die KollektorSpannung. Das aktuelle CGDdV/dt bewirkt einen Anstieg der Spannung VGS
und verhindert damit ein sofortiges Absinken der Gate-Spannung auf 12 V;
dabei wird ein schnelles Absinken des
IGBT-Stromes verhindert. Die Induktivität bewirkt einen weiteren Anstieg
des IGBT-Stromes und zwar so lange, bis
die Bausteinspannung den ClampPegel erreicht hat.
Jede Reduzierung des Elektronenstromes, die sich durch die Reduzierung
der Gate-Spannung ergibt, wird sofort
und so lange mit einem Löcherstrom
kompensiert, bis die Bausteinspannung
den Clamp-Pegel erreicht hat. Danach
übernimmt die Freilauf-Diode den
Induktionsstrom, der sich langsam über
die Zeit abbaut. Der IGBT-Strom fällt
jetzt mit einer Geschwindigkeit ab, die
von der Gate/Source-Spannung vorgegeben wird. Der Löcherstrom wird weiter bis auf einen Bruchteil des Bausteinstromes im normalen Durchlassbetrieb
des IGBT reduziert.
Wenn nun der Baustein mit Hilfe des
langsamen Gate-Impulses abgeschaltet
ist, kann sein Strom sofort absinken, da
sich die Bausteinspannung bereits auf
Clamp-Pegel befindet und keine Spikes
im Löcherstrom entstehen. Da sich der 䊳
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Kurzschlüsse über eine Dauer von >10
µs, mit Spitzenströmen bis zum vier- bis
sechsfachen Wert des spezifizierten
Stromes (bei 1200 V IGBTs gilt ein zweibis vierfacher Wert). Deshalb sollte die
Gate-Spannung VG(Low) so gewählt werden, daß der Strom-IC in diesem Bereich
in die Sättigung gelangt. Falls der
sichere Arbeitsbereich RB SOA des IGBT
mit dem fünffachen spezifizierten Strom
angegeben ist, lassen sich Latch-Up
Effekte vermeiden, wenn die Spannung
VG(Low) so gewählt wird, dass der Strom
unter diese Werte absinkt. Dies gilt
selbst bei einem hartem Abschalten des
IGBT.
Design-Kriterien für den
zweistufigen Gate-Impuls
Bild 5: Zweistufiger Gate-Impuls zum Abschalten eines IGBT (20 A / 600 V) bei
einem Kurzschluss.VCLAMP = 360 V,T = 125 °C.
Turn-Off Strom jetzt auf einem sicheren
Niveau befindet und damit das dI/dt
minimiert wird, wird ein induktives
Überschwingen infolge der Bus-Induktivität gering gehalten.
Aus der Simulation wird deutlich, dass
der Löcherstrom während eines Transienten niemals über 65% des Gesamtstromes ansteigt. Der größte Löcherstrom ist zu beobachten, wenn die
Gate-Spannung reduziert wird. Falls die
Gate-Spannung auf einen zu niedrigen
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Wert gesenkt wird, kann auch der Elektronenstrom sehr rasch reduziert werden; in diesem Fall entstehen größere
Spikes im Löcherstrom. Falls andererseits die Gate-Spannung nicht ausreichend abgesenkt wird, bleibt der Bausteinstrom, speziell bei High-Transconductance IGBTs, auf einem sehr hohen
Wert. In diesem Fall können durch die
Eigenerhitzung des Bausteins Ausfälle
entstehen.
Die meisten modernen IGBTs verkraften
Bild 7 zeigt das gemessene UI-Verhalten für einen 20 A / 600 V High-Transconductance IGBT. Die RBSOA-Grenze
für diesen Baustein beträgt 100 A (oder
dem fünffachen des spezifizierten Stromes) bei 480 V und 150 ºC. Die dunklen
Linien kennzeichnen in etwa die Übergänge, die der IGBT während des DesatImpulses durchläuft. Falls eine DesatSituation bei einem Strom auftritt, der
oberhalb des fünffachen spezifizierten
Stromes liegt,kann die Spannung VG(Low)
mit Hilfe der statischen UI-Kurven gewählt werden; auf diese Art wird ein
Strom erzielt, der beim fünffachen des
spezifizierten Stromes oder darunter
liegt. Die Desat-Transiente folgt dann
der Trajektorie 1 und verhält sich ent䊳
sprechend Bild 5.
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Bild 6: Simulation des elektro/thermischen Verhaltens der „Desat“-Transienten mit einem zweistufigen Gate-Impuls; die
Kurven gelten für einen IGBT mit 20 A und 600 V.
Sobald die Gate-Spannung reduziert
wird, steigt die Bausteinspannung auf
den Clamp-Pegel an. Die Dauer der VG(Low)
Phase sollte lange genug sein, damit die
Bausteinspannung die Clamp-Spannung
erreichen und der Strom ausreichend
abgebaut werden kann. Diese Zeitdauer
ist abhängig vom Gate-Widerstand, der
vertikalen Struktur (epi/NPT),der Verstärkung des PNP-Transistors αPNP und den
Kapazitäten CGS und CGD des Bausteins
und dauert bei 600-V-Bausteinen meist
nicht länger als 2 µs (<5 µs bei 1200 V
Bausteinen).
Problematisch ist die Verzögerung beim
Absinken des Stromes; diese wird durch
den Anstieg der Gate-Spannung infolge
dV/ dt produziert. Minimieren lässt sich
diese Verzögerung, indem in der GateAnsteuerschaltung ein Pfad mit geringem Widerstand offengehalten wird,
über den der CGDdV/dt Strom bis zum
Abschaltzeitpunkt abfließen kann.
Falls eine Desat-Situation bei einem
Strom unterhalb des fünffachen spezifizierten Stromes eintritt, folgt die DesatTransiente der Trajektorie 2. Selbst nach
dem Reduzieren der Gate-Spannung
steigt der Strom
solange weiter an,
bis er den durch
die
Spannung
VG(Low) vorgegebenen Sättigungspegel erreicht hat.
Sofern die Spannung VG(Low) lange
genug anliegt (t1),
kann die IGBTSpannung auf den
Wert der ClampSpannung ansteigen, bevor das
eigentliche
Abschalten erfolgt.
Falls die Spannung
VG(Low) nicht lange
Bild 7: Gemessene IC = VCE Kennlinien an einem 600 V IGBT genug ansteht und
damit der Strom
bei 125 °C.
30
nicht in die Sättigung und der Baustein
nicht die Clamp-Spannung erreichen
können, erfolgt ein Hard Turn-Off; in diesem Fall wird der größte Anteil des Bausteinstromes zum Löcherstrom. Sofern
sich der Strom innerhalb des vom Hersteller vorgegebenen RBSOA-Bereiches
bewegt, schaltet der Baustein erfolgreich ab.
Die exakte Berechnung der VG(Low) Phase
setzt voraus, dass die Induktivität LL
bekannt ist; dies ist jedoch nicht immer
der Fall. Aus diesem Grund lässt sich
durch das Reduzieren des Stromes unter
die Grenzen des RBSOA-Bereiches verhindern, dass die Bausteinspannung vor
einem Abschalt-Versuch nicht die
Clamp-Spannung erreicht. Die maximale Dauer der VG(Low) Phase sollte nicht
länger sein als die vom Hersteller für
einen Baustein mit entsprechender
Gate-Spannung spezifizierte Kurzschlussdauer.
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INTERSIL
A. Bhalla, S. Shekhawat, J. Gladish, J.
Yedinak und G. Dolny sind Mitarbeiter in
der Produktentwicklung Discrete Power bei
der Intersil Corp.
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