Vorbereitung: Transistorgrundschaltungen
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Vorbereitung: Transistorgrundschaltungen Marcel Köpke Gruppe 7 05.11.2011 Inhaltsverzeichnis 1 Grundlagen 1.1 Dotierung . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2 Diode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3 Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4 Transistor-Kennlinien . . . . . . . . . . 1.5 Transistor-Kenngröÿen . . . . . . . . . . 1.6 Transistorersatzschaltung . . . . . . . . 1.7 Emitterschaltung . . . . . . . . . . . . . 1.8 Schaltkenngröÿen der Emitterschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 Versuche 2.1 Transistor-Kennlinien . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.1.1 Eingangskennlinie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.1.2 Ausgangskennlinie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.1.3 Steuerkennlinie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2 Überlagerungstheorem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.1 Aussage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 Versuch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3 Transistorschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3.1 Transistor als Schalter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3.2 Verstärker in Emitterschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3.3 RC-Oszillator mit Transistorverstärker in Emitterschaltung 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 3 3 4 5 6 7 7 9 . . . . . . . . . . . 11 11 11 12 12 12 12 13 15 15 16 18 1 Grundlagen 1.1 Dotierung Dotierung ist das Ergebnis einer gezielten Verunreinigung eines Halbleiters wie zum Beispiel Silizium durch Fremdelemente mit höherer oder niedrigerer Valenzelektronenzahl. Im Siliziumkristall bauen die Valenzelektronen Bindungen zu je einem anderen Valenzelektron eines benachbarten Siliziumatoms auf. Dadurch ensteht das Siliziumgitter. Bringt man nun ein Atom eines fünfwertigen Elements in das Gitter ein, so ersetzt dieses den Platz eines Siliziumatoms. Dadurch bleibt ein Elektron des Fremdatoms ungepaart. Ähnlich wie bei metallischer Leitung kann nun dieses ungepaarte Elektron durch anlegen einer Spannung frei im Kristall verschoben werden, sodass die Leitfähigkeit des Materials tatsächlich verbessert wird. Diesen Vorgang nennt man n-Dotierung, da hier freie Elektronen für die verbesserte Leitung sorgen. Anders bei der p-Dotierung: Hier wird ein dreiwertiges Element in das Siliziumgitter eingebracht, wodurch nun ein Valenzelektron eines Siliziumatoms ungepaart bleibt. Es entstehen sozusagen Elektronen-Lücken (im Gegensatz zum reihnen Siliziumkristall), also positive Löcher im Kristall. Daher auch die Bezeichung p-Dotierung. Durch anlegen einer Spannung können nun dieses Löcher im Kristall verschoben werden und an der Kathode Elektronen aufnehmen, wobei an der Anode neue Löcher geschaen werden. Auch hier wird also die Leitfähigkeit des Materials erhöht. Allgemein ist noch zu erwähnen, dass durch p- bzw. n-Dotierung das Material nicht geladen wird, sondern nur seine Eigenschaften in Bezug auf die Leitfähigkeit verändert werden. p und n bezeichnen dabei nur die Art der neuen Ladungsträger. 1.2 Diode Eine Diode ist ein dotiertes Material bei dem p- und n-Schicht direkt aneinander angrenzen. Dadurch erhält das Material spezische Eigenschaften. Eine Diode lässt (idealisiert gesehen) Strom nur in eine Richtung durch, wirkt also entweder als Isolator oder als Leiter. Dies lässt sich anhand der oben eingeführen Sichtweise von p-Löchern und nElektronen erklären. Bringt man eine p-dotierte Schicht mit einer n-dotierten Schicht zusammen, so wandern an der Grenze durch einen Diusionprozess Löcher in die n-Schicht und umgekehrt auch Elektronen in die p-Schicht. Dadurch baut sich in der p-Schicht natürlich eine negative Ladung auf, da nun mehr Elektronen als im neutralen Zustand vorhanden sind. Umgekehrt baut sich aber auch eine positive Ladung in der n-Schicht auf. Der Diusionprozess stoppt, sobald die Spannung zwischen den Dotierungsschichten einen bestimmten Wert 3 erreicht hat um der Ladungsträgerwanderung entgegenzuwirken. Das System bendet sich nun im Gleichgewicht. Allerdings hat sich an der Grenze zwischen n- und p-Schicht nun eine sogenannte Grenzschicht aufgebaut, die im Gegensatz zur ursprünglichen Kongurations eine verarmte Ladungsträgerdichte aufweist (da Löcher und Elektronen sich gegenseitig ausgelöscht haben). Diese Grenzschicht wirkt im allgemeinen isolierend und muss beim Stromuss durch die Diode erst mit Hilfe einer entsprechend hohen Spannung (Schleusen- oder Schwellenspannung genannt) überwunden werden. Legt man nun eine Spannung an die Diode an, wobei die Kathode an die p-Schicht und die Anode an die n-Schicht angeschlossen wird, so werden auf der p-Seite Löcher durch Elektronen besetzt und auf der n-Seite freie Elektronen herausgezogen. Dadurch vergröÿert sich die Grenzschicht solange bis keine freien Ladungsträger mehr vorhanden sind. Die Isolatorwirkung der Diode verstärkt sich! Tatsächlich ist der sogenannte Sperrstrom (verursacht durch die anfängliche Ladungsträgerwanderung) so klein, dass dieser vernachlässigt werden kann, und im allgemeinen die Behauptung die Diode sperrt angenommen wird. Tauschen nun allerdings Kathode und Anode ihre Rollen, so lässt die Diode Strom durch. Die freien n-Elektronen werden in Richtung Grenzschicht verschoben, überwinden diese bei ausreichend hoher Spannung und besetzen auf der gegenüberliegenden Seite Löcher. Hierbei kommt es jedoch zu keiner Vergröÿerung der Grenzschicht, da auf der p-Seite nun ebenfalls Löcher in Richtung Grenzschicht verschoben werden. Auf beiden Seiten entstehen zudem neuen n-Elektronen bzw. p-Löcher durch die entsprechenenden Anschlüsse an Kathode bzw. Anode. Abschlieÿend ist noch zu bemerken, dass eine Diode durch Anlegen einer sehr hohen Spannung auch in Sperrrichtung leitend wirken kann. Dies ist aber auf das Aufbrechen von Bindungen zwischen Valenzelektronen zurückzuführen und nicht auf die Wanderung von p-Löchern und n-Elektronen! 1.3 Transistor Ein Transistor ist ein elektronisches Bauteil, das ähnlich wie die Diode durch zusammenfügen von unterschiedlich dotiertem Material realisiert werden kann. Im folgenden wird nur der bioploare npn-Transistor besprochen, da auch im Praktikum nur dieser Typ Verwendung ndet. Der npn-Transistor besteht aus einer Schicht n-dotiertem Materials, welche an eine Schicht p-dotierem Materials angrenzt, welche wiederrum benachbart zu einer weiteren n-Schicht liegt. Die beiden äuÿeren n-Schichten werden je nach Anschlussrichtung Kollektor bzw. Emitter genannt. Die innere p-Schicht erhält den Namen Basis. Wobei beim npn-Transistor diejenige Schicht Emitter genannt wird, die beim anlegen einer Spannung (an Emitter und Kollektor) mit der Basis eine Diode in Durchlassrichtung bilden würde (siehe Abbildung1 1.1). 1 Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Transistor#Bipolartransistor 4 Abbildung 1.1: npn-Transistor Der Transistor2 besteht sozusagen aus 2 in der Basis verbunden Dioden. Eine davon in und eine entgegen die Durchlassrichtung geschaltet. Man würde nun erwarten, dass der Transistor unabhängig von der angelegten Spannung keinen Strom leitete, da je eine der Dioden immer sperren sollte. Dies ist auch der Fall, solange kein Strom an der Basis anliegt. Der Transistoreekt besteht nun darin, dass durch das Anlegen eines Stroms an die Basis die Sperrdiode ihre Sperrwirkung verliert und ein Strom zwischen Emitter und Kollektor ieÿen kann! Der Steuerstrom an der Basis kann dabei 1000 fach kleiner sein als der Durchlassstrom. Damit ist der Transistor ein elektronischer Schalter, da er es ermöglicht mit Strom weitere Ströme an und abzuschalten. Auÿerdem kann er in spezifsichen Schaltungen als Verstärker und Impedanzwandler eingesetzt werden. 1.4 Transistor-Kennlinien Je nach Bauart besitzt ein Transistor verschiedene schaltspezische Eigenschaften. Um diese auf einen Blick erfassen zu können werden die Abhängigkeiten von Basis-Emitter Spannung UBE , Kollektor-Emitter Spannung UCE , Basisstrom IB und Kollektorstrom IC in einem 4-Quadranten-Schaubild dargestellt (siehe Abbildung3 1.2). 2 3 Ab jetzt sei mit Transistor der npn-Transistor gemeint. Quelle: http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/diagramm/02031111.gif 5 Abbildung 1.2: Transistor-Kennlinien Die Kennlinie im 1. Quadranten IC (UCE ), gennant Ausgangskennlinie, hängt für genügend groÿe (also im Arbeitsbereich) Spannungen UCE stark vom angelegten Basisstrom IB ab. Daher werden meist mehrere Kennlinen für verschiedene Werte von IB angegeben. Die anderen Kennlinien im Quadranten 2 und 3 hängen jeweils nur schwach von der Spannung UCE ab und werden daher für einen charakteristischen Wert im Arbeitsbereich angegeben. Wobei IC (IB ), genannt Steuerkennlinie, in der Praxis oft durch eine Ursprungsgerade genähert werden kann und IB (UBE ), gennant Eingangskennlinie, gerade der Kennlinie einer normalen Diode entspricht. Der 4. Quadrant bleibt meist ungenutzt. 1.5 Transistor-Kenngröÿen Aufgrund des linearen Zusammenhangs von IC und IB kann ein Einheitlicher Stromverstärkungsfaktor β angegeben werden: β= IC ∆IC iC = = IB ∆IB iB Daneben existieren noch 2 weitere dynamische Kenngröÿen: • dynamischer Basis-Emitter Widerstand: rB = uBE iB • dynamischer Kollektor-Emitter Widerstand: rC = 6 uCE iC Im Arbeitsbereich ist die Steigung der Steuerkennlinie beinahe unabhängig vom angelegten Basisstrom IB . Daher kann rC (fast) einheitlich für den Arbeitsbereich des Transistors angegeben werden. Die Eingangskennlinie dagegen weist einen kontinuierlichen Steigungsverlauf auf, wodurch rB stark vom ieÿenden Basisstrom IB abhängt. Allerdings kann eine genäherte Formel für rB angegeben werden: rB = UT IB Wobei UT eine Kenngröÿe einer Diode ist und ungefähr einen Wert von 40mV besitzt. 1.6 Transistorersatzschaltung Die Eigenschaften eines Transistor können durch entsprechend geschickt gewählte Ersatzschaltungen auf einfachere Bauteile zurückgeführt werden, sodass sich die Beschreibung des Transistor erleichtert. Abbildung 1.3: Transistorersatzschaltung Die Abbildung4 1.3 zeigt einen simmulierten Transistor. Zu sehen sind die Basis-, Emitter- und Kollektoranschlüsse (entsprechend durch die Groÿbuchstaben B, E und C bezeichnet). Das Innenleben des Transistors wird durch die zwei dynamischen Widerstände rB , rC und eine ideal gesteuerte Stromquelle (unendlich groÿer Innenwidertand), die den Strom β · iB liefert, dargestellt. 1.7 Emitterschaltung Die Emitterschaltung ist eine Verstärkerschaltung und wird hauptsächlich zur Spannungsaber auch zur Leistungsverstärkung eingesetzt. 4 Quelle: Vorbereitungsmappe zum Versuch 7 Abbildung 1.4: Emitterschaltung (Quelle: Vorbereitungsmappe) Wie man leicht einsieht liegen aufgrund der Spannungsquelle U auch für eine Eingangspannung ue = 0V bereits Spannungen an den Bauteilen der Schaltung an. Diese Spannungen werden allgemein als Ruhespannungen bezeichent, die dadurch hervorgerufenen Ströme als Ruheströme. Sie denieren den Arbeitspunkt der Schaltung. D.h. durch sie werden die Kenngröÿen des Transistor bestimmt um mit ihnen im weiteren Verlauf rechnen zu können. Der Arbeitspunkt der Schaltung sollte allerdings im Arbeitsbereich des Transistor liegen, da nur so die Verstärkungseigenschaften des Transistors zum Tragen kommen. Der Verstärkungsfaktor v der Schaltung ist durch die Beziehung v = uuae deniert und repräsentiert also die erreichte Verstärkung des Eingangssignals. Für die Wahl des Kollektor-Vorwiderstands RC ist zu beachten, dass wenn man eine groÿe Verstärkung und einen kleinen Stromverbrauch realisieren will, RC groÿ gewählt werden muss. Für kleine Werte können allerdings auch Wechselspannungen mit kleinen Frequenzen verstärkt werden, da dann die Phasenverschiebung durch den RC-Schwinger klein ausfällt. Der Kollektor-Vorwiderstand beinusst maÿgeblich den Kollektorruhestrom IC und hat damit entsprechende Auswirkungen auf die Transistor-Kenngröÿen rC und β . RC sollte im Bereich von 100Ω und 10kΩ liegen. Durch ihn bestimmt sich auch die Arbeitsgerade der Schaltung, also der Zusammenhang zwischen UCE , IC und RC . Sie ist gegen durch UCE = U − IC · RC und wird entsprechend im 1. Quadranten des Kennlinienfeldes eingezeichnet. Um den Arbeitspunkt einstellen zu können ist ein weiterer Vorwiderstand RV vorhanden. Von ihm hängt der Abfall der Spannung U − UBE ab. Er bestimmt somit den Basisstrom IB . Der Verstärkungsfaktor v hängt vom dynamischen Basis-Emitter Widerstand rB ab. Da dieser wiederum nur für kleine Abweichungen vom Arbeitspunkt als konstant angesehn werden kann ergeben sich schon für geringe Belastungen nichtlineare Verstärkungen. Desshalb wird ein weiterer Widerstand RB eingeführt. Für groÿe Werte von RB wird der Einuss von rB auf den Verstärkungsfaktor kleiner. Man kann sozusagen eine annähernd lineare Verstärkung (v = const) erzwingen. Jedoch wird dadurch auch die Verstärkung an sich geringer. Auÿerdem kann RB als Schutzwiderstand für die BE-Diode dienen! 8 Die zwei Kondensatoren C1 und C2 sorgen dafür, dass die Ruhespannung keinen Einuss auf die Eingangs- und Ausgangspannung hat. Auÿerdem verhindern sie das Ein- und Abieÿen von Gleichströmen von den bzw. auf die Ausgangs- und Eingangsklemmen um so eine Überlastung der angeschlossenen Bauteile zu verhindern. Zu beachten ist dabei, dass die Kondensatoren Teil eines RC-Spannungsteilers sind. Daher müssen sie genügend groÿ gewählt werden um keine nennenswerte Veränderung der Ein- und Ausgangssignale zu verursachen. 1.8 Schaltkenngröÿen der Emitterschaltung Mit Hilfe der Transistorersatzschaltung vereinfacht sicht das Schaltbild auf Abbildung 1.5: Abbildung 1.5: Emitterersatzschaltung (Quelle: Vorbereitungsmappe) Es fällt auf, dass die Spannungsquelle U nicht im Ersatzschaltbild zu nden sind. Dies rechtfertig sich durch die Tatsache, dass zur Berechnung der dynamischen Schaltkenngröÿen die Anteile durch Gleichstrom keinen Unterschied machen. An dieser Stelle macht es Sinn den Begri der Eingangs- und Ausgangsimpedanz einzuführen. Sie stellen das Verhältnis zwischen Eingangs- bzw. Ausgangsspannung und Eingangs- bzw. Ausgangsstrom dar: Ze = Za = ue ie ua ia Die Impedanzen verhalten sich jedoch bei genügend kleinen Frequenzen wie reelle Widerstände, verursachen also keine Phasenverschieben zwischen Spannung und Strom. Aus der Schaltskizze folgen nun die Zusammenhänge für die Schaltkenngröÿen v , Ze und Za : v = −β · RB + rB 1 rC 1 + 1 RC =− Ze = RB + rB 1 rC · RC Za = 1 1 =R + r C C rC + RC Auÿerdem gilt dann: iB = ue RB + rb 9 β · rC · RC (RB + rB ) · (RC + rC ) ua = − β · iB · rC · RC RC + rC Anzumerken ist, dass hier angenommen wurde das RV im Vergleich zu rB viel gröÿer ist, sodass dieser in der Parallelschaltung vernachlässigt werden kann. 10 2 Versuche 2.1 Transistor-Kennlinien 2.1.1 Eingangskennlinie Abbildung 2.1: Schaltskizze zur Messung der Eingangskennlinie Der Widerstand RC dient zur Begrenzung des Kollektor-Stroms IC und verhindert damit eine zu hohe Verlustleistung UCE · IC am Transistor. Dadurch wird gewährleistet, dass sich der Transistor nicht zu stark erwärmt und während der Messung seine Eigenschaften ändert. Auÿerdem wird so der Zerstörung des Transistors durch Überhitzung entgegengewirkt. Der Strom IB wird gemessen und dabei durch einen regelbaren Widerstand eingestellt. Zudem wird die Spannung zwischen Basis und Emitter abgenommen. Das dafür verwendete Voltmeter sollte einen hochohmigen Innenwiderstand besitzen, da so verhindert wird, dass zu groÿe Leckströme über das Voltmeter abieÿen und die Spannung an der BE-Diode verfälscht wird. 11 2.1.2 Ausgangskennlinie Abbildung 2.2: Schaltskizze zur Messung der Ausgangskennlinie Hier soll die Ausgangskennlinie des Trannsistor bei verschiedenen Basisströmen IB gemessen werden. IB wird wieder wie zuvor durch einen regelbaren Widerstand RV eingstellt. Kollektor und Emitter werden mit einer Halbwellenspannung UHW verbunden wobei noch ein Strommesswiderstand RE zwischen Masse und Emitter eingefügt wird. Schlieÿlich werden die Spannungen Ux und Uy wie in der Schaltskizze gezeigt gemessen. Es ist nicht möglich den Strom IC direkt auf das Oszilloskop aufzutragen. Daher kommt der Strommesswiderstand zum Einsatz. Über IC = RUEy sieht man, dass IC ∼ Uy . Hierbei wurde IB vernachlässigt, da in guter Näherung IC IB angenommen werden darf. Die Spannung Ux setzt sich aus UCE + URE zusammen. Jedoch sollte eigentlich nur UCE gemessen werden. Da RE jedoch mit 2Ω genügend klein gewählt wurde kann der Term URE in der Messung vernachlässigt werden. 2.1.3 Steuerkennlinie Mit den in den im letzen Versuche ermittelten Daten kann nun auch die Steuerkennlinie bestimmt und in das Kennlinienschaubild gezeichnet werden. 2.2 Überlagerungstheorem 2.2.1 Aussage In einem elektrischen Schaltkreis mit linearen Bauteilen gilt folgender Zusammenhang: Zitat: Die Spannung zwischen zwei beliebigen Punkten der Schaltung ist gleich der Summe derjenigen Spannungen, die sich zwischen diesen Punkten einstellen wenn jeweils nur eine Quelle wirksam ist. Entsprechendes gilt auch für die Ströme in beliebigen Zweigen der Schaltung. Unwirksame Quellen dürfen 'freilich' nicht abgeklemmt werden. Ihre Innenwiderstände müssen in der Schaltung verbleiben. (Quelle: Vorbereitungshilfe) 12 2.2.2 Versuch Abbildung 2.3: Schaltskizze zum Überlagerungstheorem Der Innenwiderstand der Spannungsquelle URe = ±8V beträgt Ri = 50Ω. Der Innenwiderstand der Gleichspannungsquelle UGl = 12V ist verschwindend klein. Die restlichen Widerstände sind gegeben: R1 = 1kΩ R2 = 1, 5kΩ R3 = 330Ω Nun kann die Spannung an R3 wie folgt berechnet werden: 1. ohne URe aber mit Berücksichtigung des Innenwiderstands Ri : Der Gesamtwiderstand ist Rges = 1 1 Ri +R1 + 1 R3 + R2 = (Ri + R1 ) · R3 + R2 = 1751, 09Ω Ri + R1 + R3 Damit ist der Stom an der Spannungsquelle: Iges = UGl = 6, 85mA Rges Die Spannung fällt an R2 ab mit U2 = Iges · R2 = 10, 28V Damit liegt an R3 die Spannung U3 = UGl − U2 = 1, 72V an. 13 2. ohne URe und ohne Berücksichtigung des Innenwiderstands Ri : Hierbei vereinfacht sich nur der Ausdruck des Gesamtwiderstands zu Rges = R1 · R3 + R2 = 1748, 12Ω R1 + R3 Dann gilt für die Spannung an R3 analog U3 = 1, 70V 3. ohne UGl und mit Berücksichtigung des Innenwiderstands Ri : Rges = 1 R2 1 + 1 R3 + R1 + Ri = R2 · R3 + R1 + Ri = 1320, 49Ω R2 + R3 URe = 6, 06mA Rges = Iges · (Ri + R1 ) = 6, 36V Iges = URi +R1 U3 = URe − URi +R1 = 1, 64V 4. ohne UGl und ohne Berücksichtigung des Innenwiderstands Ri : Rges = 1 R2 1 + 1 R3 + R1 = R2 · R3 + R1 = 1270, 49Ω R2 + R3 URe = 6, 30mA Rges = Iges · R1 = 6, 30V Iges = U1 U3 = URe − U1 = 1, 70V Nach dem Überlagerungstheorem ergibt sich nun die Gesamtspannung an R3 mit 1.) und 3.) zu U3,über = 1, 72V ± 1, 64V = 3, 36V bzw. 0, 08V 14 2.3 Transistorschaltung 2.3.1 Transistor als Schalter Um den Transistor als Schalter zu verwenden, muss er so betrieben werden, dass er zwei stabile Arbeitspunkte auf der Arbeitsgeraden (siehe Abschnitt 1.7 auf Seite 7) besitzt. Wobei die Arbeitspunkte sich durch den Schnitt der Arbeitsgeraden mit den Ausgangskennlinien ergeben. Die optimalen Arbeitspunkte sind hier diejenigen, für die der Kollektor-Strom sehr groÿ (oener Schalter) bzw. sehr klein (geschlossener Schalter) wird. Man sieht leicht ein, dass der Schalter also mit Hilfe des Basisstrom gesteuert werden kann. Für die Auswahl der zwei Arbeitspunkte (und damit der zwei Basisströme) wird allerdings noch eine weitere Betrachtung herangezogen. Durch ungeschickte wahl des Basis- und damit des Kollektorstroms kann eine Überhitzung und damit die Zerstörung des Transistor verursacht werden. Daher müssen die Arbeitspunkte unterhalb der sogenannten Verlustleistungshyperbel liegen! Diese ist gegeben durch: Pmax = UCE · IC ⇐⇒ IC = Pmax UCE Die Arbeitsgerade UCE = U − RC · IC kann diese Hyperbel schneiden (siehe Abbildung 2.4). Abbildung 2.4: Arbeitsgerade und Leistungshyperbel Die erwünschten stationären Zustände IC sehr klein und sehr groÿ liegen wie gewollt unterhalb der Hyperbel. Im Umschaltvorgang kommt es allerdings zu einer Wanderung 15 entlang der Arbeitsgeraden und damit zu einer Überschreitung der Hyperbel. Da die Umschaltzeiten jedoch als sehr klein angesehn werden können ist die tatsächlich abgegebene Verlustenergie sehr gering und stellt kein Gefahr für den Transistor da. Die Schaltung wird für den Versuch anhand folgender Skizze aufgebaut: Abbildung 2.5: Transistor als Schalter Durch messen von IC und UCE kann also die Verlustleistung P = UCE · IC bestimmt werden. Im Versuch soll das für verschiedene Basisvorwiderstände RV geschehen. 2.3.2 Verstärker in Emitterschaltung Der theoretische Hintergrund, die Schaltskizzen sowie die benötigten Formel können dem Kapitel 1 entnommen werden. An dieser Stelle soll nun nur noch die Berechnung der einzelnen gröÿen stattnden. In der Vorbereitungshilfe werden die Transistorkenngröÿen angegeben mit: β = 133 rB = 500Ω rC = 7, 5kΩ Für die Schalungskenngröÿe gilt dann: Za Ze = RB + rB RC · rC = RC + rC v = −β Ze Za Die Berechnung soll für zwei Werte RB durchgeführt werden: 16 • RB = 0Ω: v = −234, 71 Ze = 500Ω Za = 882, 35Ω • RB = 680Ω: v = −99, 45 Ze = 1180Ω Za = 882, 35Ω Auÿerdem soll der Aussteuerbereich der Schaltung angegeben werden. D.h. der Spannungsbereich, in dem sich der Verstärkungsfaktor v maximal um einen von mir festgelegten (?) Prozentsatz verändert. v hängt maÿgeblich nur von den Gröÿen rB und rC ab (β ist konstant!). Da hier die Kennlinien und damit die Änderungen von den eben genannten Gröÿen noch nicht bekannt sind muss die Berechnung des Aussteuerbereichs wohl auf das Praktikum verschoben werden. Zuletzt soll noch die Kapazität des Kondensators C1 berechnet werden. Dabei ist die Forderung, dass der Dachabfall, des verstärkten 1kHz Reckecksignals unter 2% bleibt. Der Kondensator bildet mit dem dynamsichen Widerstand rB einen RC-Schwinger, für t den ein Ladestrom I = I0 · e− RC angegeben werden kann. Dabei ist die Ladezeit gerade 1 t = T2 = 2·f = 0, 5ms. Dies ergibts sich aus der Tatsache, dass das Rechtecksignal nur für die halbe Periodendauer den Kondensator laden kann. Damit folgt: 0, 98 · I0 ≤ I0 · e t B·C1 −r t rB · C1 t ≥ − rB · ln(0, 98) ≥ 49, 5µF ln(0, 98) ≤ − C1 C1 Es muss also der gröÿte zu Verfügung stehende Kondensator mit 120µF gewählt werden! 17 2.3.3 RC-Oszillator mit Transistorverstärker in Emitterschaltung Abbildung 2.6: verstärkter RC-Oszillator Die Emitterschaltung erzeugt ein um 180 Grad Phasenverschobenes verstärktes Signal. Dreht man dieses erneut um 180 Grad und führt es dann auf den Eingang zurück so kann eine Schwingung erzeugt werden. Wobei das zurückgefühte Signal die gleiche Stärke wie das ursprüngliche Eingangssignal haben sollte. Das Verhältnis der Stärke des rückgeführten Signals zur Stärke des Ursprünglichen Signals nennt man die Schleifenverstärkung. Sie ist das Produkt aus Emitterschaltungsverstärkung und Abschwächungskonstante des/der RC-Schwinkreise(s). Um die gewünschte Phasenverschiebung von 180 Grad und eine Schleifenverstärkung von Eins zu realisieren sind mindestens 3 RC-Schwinger nötig. Wählt man eine niedriegere Anzahl so sind entweder Phasenverschiebung oder Schleifenverstärkung zu gering. Auÿerdem wird die Oszillatorfrequenz hauptsächlich durch die RC-Schwinger bestimmt, da für Abweichende Frequenzen von der Optimalfrequenz die Phasenverschiebung nicht mehr 180 Grad beträgt. Die Kreisfrequenz einer so aufgebauten RC-Kette ist dann gegeben durch: ω = Damit folgt dann: f= √ 1 6·R·C 1 √ =955,51Hz 2π · 6 · R · C 18
