speicherung für piezoelektrische Energy Harvester

Dissertation zur Erlangung des Doktorgrades der
Technischen Fakultät der
Albert-Ludwigs-Universität Freiburg im Breisgau
Effiziente Energieextraktion und
-speicherung für piezoelektrische
Energy Harvester
Philipp Becker
2016
Albert-Ludwigs-Universität Freiburg im Breisgau
Technische Fakultät
Fritz-Hüttinger-Professur für Mikroelektronik
Dekan
Prof. Dr. Georg Lausen
Referenten
Prof. Dr. Yiannos Manoli
Prof. Dr. Ulrich Schmid
Datum der Disputation
25.04.2016
Erklärung
”Ich erkläre, dass ich die vorliegende Arbeit ohne unzulässige Hilfe Dritter und ohne
Benutzung anderer als der angegebenen Hilfsmittel angefertigt habe. Die aus anderen Quellen direkt oder indirekt übernommenen Daten und Konzepte sind unter
Angabe der Quelle gekennzeichnet. Insbesondere habe ich hierfür nicht die entgeltliche Hilfe von Vermittlungs- oder Beratungsdiensten (Promotionsberaterinnen oder
Promotionsberater oder anderer Personen) in Anspruch genommen. Niemand hat
von mir unmittelbar oder mittelbar geldwerte Leistungen für Arbeiten erhalten, die
im Zusammenhang mit dem Inhalt der vorgelegten Dissertation stehen. Die Arbeit
wurde bisher weder im In- noch im Ausland in gleicher oder ähnlicher Form einer
anderen Prüfungsbehörde vorgelegt.
Ich erkläre hiermit, dass ich mich noch nie an einer in- oder ausländischen wissenschaftlichen Hochschule um die Promotion beworben habe oder gleichzeitig bewerbe.”
Villingen-Schwenningen, 27.04.2016
Philipp Becker
Inhaltsverzeichnis
Abstract
1
Zusammenfassung
3
Nomenklatur
5
Abbildungsverzeichnis
11
Tabellenverzeichnis
21
1 Einleitung
23
1.1
Ziel der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
1.2
Publikationen im Rahmen dieser Dissertation . . . . . . . . . . . . . 30
1.3
Publikationen zum weiteren Themenfeld des Energy Harvestings . . . 33
1.4
Aufbau der Dissertation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
2 Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
39
2.1
Vibrationsbasierte Energy Harvester . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
2.2
Elektromagnetische Energy Harvester . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
2.3
Elektrostatische Energy Harvester . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
2.4
Piezoelektrische Energy Harvester . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
2.4.1
Grundlegende Gesetze des piezoelektrischen Effekts . . . . . . 50
i
Inhaltsverzeichnis
2.4.2
Energiebetrachtung piezoelektrischer Energy Harvester . . . . 52
2.4.3
Leistungsbetrachtung piezoelektrischer Energy Harvester . . . 56
3 Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
59
3.1
Standard-Schnittstellenschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
3.2
Lastgekoppelte Schnittstellenschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . 66
3.3
3.2.1
Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor (P-SSHI) 66
3.2.2
Active Energy Harvesting Scheme (AEHS) . . . . . . . . . . . 69
Lastentkoppelte Schnittstellenschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . 70
3.3.1
Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor (S-SSHI) . 72
3.3.2
Switching and Discharging to a storage Capacitor through an
Inductor (SSDCI) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
3.3.3
Synchronous Electric Charge Extraction (SECE) . . . . . . . . 74
3.3.4
Synchronous Electric Charge Extraction featuring Energy Injection (SECEEI) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75
3.4
Fazit und Zusammenfassung der Schnittstellenschaltungstechnik . . . 76
4 Piezoelektrischer Energy Harvester
4.1
Modell und Aufbau des Energy Harvesters . . . . . . . . . . . . . . . 79
4.2
Elektromechanisches Modell des Energy Harvesters . . . . . . . . . . 82
4.2.1
Elektrisches Ersatzschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83
4.2.2
Experimentelle Parameterbestimmung . . . . . . . . . . . . . 84
4.3
Numerische Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88
4.4
Fazit und Zusammenfassung der Modellentwicklung . . . . . . . . . . 91
5 Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
ii
79
93
5.1
Theoretische Betrachtung der Standardschaltung
. . . . . . . . . . . 94
5.2
Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung . . . 96
Inhaltsverzeichnis
5.3
5.2.1
Simulationstechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . 98
5.2.2
Messtechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 101
Fazit und Zusammenfassung der Standardschaltung . . . . . . . . . . 106
6 Direct-P-SSHI
107
6.1
Funktion der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung . . . . . . . . . . 107
6.2
Theoretische Betrachtung der direct-P-SSHI-Schaltung . . . . . . . . 114
6.3
Piezoelektrischer Energy Harvester . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117
6.4
Direct-P-SSHI-Schwingkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119
6.5
Schalter für die direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung . . . . . . . . . 120
6.6
Schaltung zur Detektion der Spannungsmaxima - Peak-Detektor . . . 122
6.7
Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse . . . . . . . . . . . . . . . . . 125
6.8
Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung 132
6.9
6.8.1
Simulationstechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . 133
6.8.2
Messtechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 137
Fazit und Zusammenfassung der direct-P-SSHI-Schaltung . . . . . . . 144
7 Optimierung des Gesamtsystems
7.1
7.2
145
Energy Harvester mit konstanter mechanischer Spannungsverteilung . 146
7.1.1
Aufbau des piezoelektrischen Energy Harvesters . . . . . . . . 148
7.1.2
Messtechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 152
Effiziente Gleichrichterschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153
7.2.1
Konzept 1 - Dioden-Vollbrückengleichrichter . . . . . . . . . . 154
7.2.2
Konzept 2 - Dioden-NMOS-Vollbrückengleichrichter . . . . . . 155
7.2.3
Konzept 3 - PMOS-NMOS-Vollbrückengleichrichter . . . . . . 156
7.2.4
Konzept 4 - Aktiver Gleichrichter . . . . . . . . . . . . . . . . 157
7.2.5
Messtechnische Charakterisierung und Vergleich der Gleichrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 158
iii
Inhaltsverzeichnis
7.3
Vorladungsfreies Anlaufen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 160
7.4
Additional Energy Extraction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 164
7.5
7.4.1
Schnittstellenschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 164
7.4.2
Messtechnische Charakterisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 168
Fazit und Zusammenfassung der Optimierungsschritte . . . . . . . . . 170
8 Fazit und Ausblick
173
8.1
Zusammenfassung der Ergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173
8.2
Vorschläge für weiterführende Untersuchungen und Entwicklungen . . 176
Danksagung
179
Anhang
181
Literaturverzeichnis
191
iv
Abstract
As energy autonomous systems become more ubiquitous, the need of a continuous
energy supply to realize periodic operation sequences becomes more important. Different forms of energy (kinetic, thermal, etc.) can be converted into electrical energy by using various conversion mechanisms (piezoelectric effect, law of induction,
Seebeck effect, etc.). This conversion into electrical energy is called energy harvesting. Unfortunately, energy harvesting devices deliver a power which is commonly
non-continuous and fluctuant along with unstable voltage amplitudes. Therefore,
an energy buffer is needed which compensates the energy requirement between the
actual generator output and the energy consumption of the application. Caused
by a mismatch between the energy buffer and the energy harvester, a more or less
significant part of the energy delivered by the generator is not converted. The energy extraction itself is influenced, since the lack of electronic load adaptation also
affects the mechanical properties of the energy harvester. A big amount of the produced energy gets lost on its way from the harvester to the storage cell. In order
to continuously harvest the maximum possible energy, it is important to optimize
the mechanical properties of the harvester as well as the energy transfer from the
harvester to the storage element.
By using electronic interface circuits, the energy conversion and storage can be maximized. Electromechanical equivalent circuits are presented in this thesis to model
1
the dynamics of the complete energy harvesting system in early design phases. In
order to determine an optimal parameter setup and switching algorithm for the interface circuitry, the interactions between the mechanical energy harvester and the
electrical interface are analyzed by using numerical simulations. Based on the obtained results, the simulated systems are developed, constructed and characterized
by measurement.
In comparison with standard systems, it is shown that by using electronic interface
circuits, significantly more energy can be provided and stored. Finally, an optimization process for the complete energy harvesting system is presented.
2
Zusammenfassung
Das Wandeln oder Ernten von Energie aus der Umgebung ist eine Schlüsseltechnologie für den großflächigen Einsatz von drahtlosen Sensornetzwerken. Unterschiedliche Energieformen (kinetisch, thermisch, etc.) können mit Hilfe von verschiedenen
Wandlungsmechanismen (piezoelektrischer Effekt, Induktionsgesetz, Seebeckeffekt,
etc.) in elektrisch nutzbare Energie gewandelt werden. Dies ermöglicht den Einsatz
von Sensorsystemen an schwer zugänglichen Orten. Diese Wandlung in elektrische
Energie wird Energy Harvesting, das Wandlerelement selbst Energy Harvester genannt.
Da die Energie meist nicht permanent verfügbar ist und die gewandelte Energie
somit diskontinuierlich angeliefert wird, muss ein solches System über einen Kurzzeitenergiespeicher verfügen, der den Puffer zwischen dem Energy Harvester vor
Ort und den zum System gehörigen Sensoren, Aktoren, Funkmodulen und elektronischen Schaltungen bildet. Durch eine fehlende oder unzulängliche Anpassung der
Energy Harvester an diese nachgeschalteten Systeme geht ein Großteil der gewandelten Energie ungenutzt verloren. Auch die Energieextraktion selbst wird dadurch
beeinflusst, da die fehlende elektronische Anpassung sich auch auf die mechanischen
Eigenschaften des Energy Harvesters auswirkt.
Anhand von elektronischen Schnittstellenschaltungen kann die Energiewandlung
und -speicherung maximiert werden. Dieses Thema wird im Rahmen dieser Disser-
3
tation aufgegriffen. Es werden schaltungstechnische Lösungen präsentiert, die den
Ertrag der nutzbaren Energie vibrationsbasierter, piezoelektrischer Energy Harvester maximieren. Die Systeme zeichnen sich durch einen gesteigerten Wirkungsgrad
gegenüber Standardsystemen aus. Es werden Modelle, Simulationen und technische
Realisierungen der Schaltungskonzepte vorgestellt.
Diese Arbeit beginnt mit einer Beschreibung grundlegender Systemkonzepte und
einer Analyse der inhärenten Problemstellungen bei der effektiven Energieextraktion und -speicherung beim Einsatz piezoelektrischer Energy Harvester. Zur Lösung dieser Problemstellung fokussiert diese Arbeit in den weiteren Kapiteln auf die
Beschreibung und Analyse von zeitsynchronisierten Schnittstellenschaltungen. Mit
Hilfe von elektrischen Ersatzschaltbildern werden Systemmodelle präsentiert, mit
denen numerische Simulationen der Gesamtsysteme, bestehend aus mechanischen
Komponenten des Energy Harvesters und der elektronischen Schnittstellenschaltungen, durchgeführt werden. Basierend auf den gewonnenen Simulationsergebnissen
werden die Systeme entwickelt, aufgebaut und messtechnisch charakterisiert.
Es wird gezeigt, dass durch eine geeignete Beschaltung der piezoelektrischen Energy Harvester deutlich mehr Energie für anstehende Systemaufgaben zur Verfügung
gestellt werden kann, als dies im Vergleich zu Standardsystemen möglich ist. Abschließend wird die gesamte Kette vom Energy Harvester bis hin zur Energiespeicherelektronik im Hinblick auf maximale Energieausbeute optimiert.
4
Nomenklatur
Abkürzungen
AEE
Additional Energy Extraction
AEHS
Active Energy Harvesting Scheme
direct-P-SSHI direct Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor
E-1
Primäre Elektrodenfläche des EH-4P
E-2
Trigger-Elektrodenfläche des EH-4P
E-3
AEE-Elektrodenfläche des EH-4P
EH
Energy Harvester
EH-4P
Piezoelektrischer Energy Harvester mit homogener Spannungsverteilung
EH-B1
Piezoelektrischer Energy Harvester mit Balkenstruktur
EH-B2
Piezoelektrischer Energy Harvester mit Balkenstruktur und strukturierten Elektroden
H-SSHI
Hybrid Synchronized Switch Harvesting on Inductor
5
IEEE
Institute of Electrical and Electronics Engineers
MEMS
microelectromechanical system
P-SSHC
Parallel Synchronized Switch Harvesting on Capacitor
P-SSHI
Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor
PEH
Piezoelektrischer Energy Harvester
PZT
Blei-Zirkonat-Titanat
S-SSHI
Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor
SECE
Synchronous Electric Charge Extraction
SECEEI
Synchronous Electric Charge Extraction featuring Energy Injection
SSDCI
Synchronized Switching and Discharging to a storage Capacitor through
an Inductor
SSHI
Synchronized Switch Harvesting on Inductor
VEH
Vibrations Energy Harvester
WSN
Wireless Sensor Network - Drahtloses Sensornetzwerk
Griechische Formelzeichen
α
piezoelektrischer Faktor
, β
elektrische Permittivität
0
elektrische Feldkonstante des Vakuums
r
relative Permittivität des Dielektrikums
6
ω
Kreisfrequenz
ωp
Kreisfrequenz im Maximum des Realteiles der Admittanz
ωma
Kreisfrequenz im Maximum des Imaginärteils der Admittanz
ωmv
Kreisfrequenz im Maximum der Vertärkung
ωna
Kreisfrequenz im Minimum des Imaginärteils der Admittanz
ωnv
Kreisfrequenz im Minimum der Vertärkung
φ
Phasenbeziehung zwischen Spannung und Geschwindigkeit des Piezoelements
φm
magnetischer Fluss
Lateinische Formelzeichen
ẍ
Beschleunigung
ẋ
Geschwindigkeit
F̂
Amplitude der Kraft
Û
Amplitude der elektrischen Spannung
x̂
Amplitude der Auslenkung
~
A
Fläche
~
B
magnetische Flussdichte
~
D
elektrische Flussdichte
~
E
elektrisches Feld
7
~
S
mechanischen Dehnung
T~
mechanische Spannung
Ae
Elektrodenfläche
C
elektrische Kapazitat
c
Dämpfung
Cm
Serienkapazität im piezoelektrischen Ersatzschaltbild
Cp
Kapazität zwischen den Elektrodenflächen
d
Federkonstante
de
Abstandzwischen den Elektroden
dP E
Materialsteifigkeit bei Kurzschluss
E
Energie
e, k, g, h
piezoelektrische Konstanten
F
Kraft
FP
Kraft auf das piezolektrische Material
f0A
Frequenz der äußeren Anregung
f0LC
Frequenz des direct-P-SSHI-Schwingkreises
fmv
Frequenz im Maximum der Vertärkung
fnv
Frequenz im Minimum der Vertärkung
Im
elektrischer Strom im piezoelektrischen Ersatzschaltbild
8
ISP
Strom durch die direct-P-SSHI-Spule
KD
Kopplungsfaktor
Lm
Induktivität im piezoelektrischen Ersatzschaltbild
m
Masse
P
Leistung
Pmax
maximale Leistung
Q
elektrische Ladung
Qm
Güte des piezoelektrischen Elements
R
elektrischer Widerstand
Rm
Widerstand im piezoelektrischen Ersatzschaltbild
RL
Lastwiderstand
Ropt
optimaler Lastwiderstand
s, b
elastische Konstanten
T
Schwingungsperiodendauer
t
Zeit
T0LC
Periodendauer des direct-P-SSHI-Schwingkreises
TLC
Zeitkonstante des Schwingkreises
tmess
Messdauer
Tmk1
Pulsdauer zum Schließen des direct-P-SSHI-Schalters
9
U
elektrische Potentialdifferenz / -Spannung
UAEE
Spannung am AEE-EH
Uc
Spannung am Speicherkondensator
UGR
Gleichgerichtete Spannung
UGS
Steuerspannung des N-Kanal-MOSFET
Uind
induzierte Spannung
Uin
Spannung am piezoelektrischen EH
UP 1
Spannung am primären EH
UP 2
Spannung am Triggergenerator
Upeak
Ausgangsspannung des Peakdetektors
UT
Spannung am Triggergenerator
x
Änderung der Dicke des Materials
Y
Admittanz
10
Abbildungsverzeichnis
1.1
Einsatzmöglichkeiten von energieautarken Sensor- und Aktoriksystemen im industriellen Umfeld. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
1.2
Kapitelstruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
2.1
Blockschaltbild eines energieautarken Sensorsystems. . . . . . . . . . 40
2.2
a) Harmonische Schwingung regt einen EH permanent an. Dieser erzeugt eine Wechselspannung. b) Einzelne Schocks regen einen EH zum
Nachschwingen an. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
2.3
Typischer Aufbau eines elektromagnetischen EH. Ein federnd gelagerter Magnet wird durch den Antrieb einer äußeren Kraft relativ zu
einer Spule bewegt. Dies induziert in der Spule eine Spannung. . . . . 45
2.4
Typischer Aufbau eines elektrostatischen EH. Eine federnd gelagerte Masse wird durch den Antrieb einer äusseren Kraft bewegt. Dies
resultiert in einer Kapazitätsänderung und einem Ladungsaustausch
zwischen zwei Kondensatoren. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
2.5
Piezoelektrischer Effekt. Mechanische Belastung durch Zug oder Druck
verschieben die Ladungsschwerpunkte. Es entsteht ein Dipol. . . . . . 48
2.6
Polarisation im elektrischem Feld. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
11
2.7
Polarisation polykristalliner piezoelektrischer Materialien. a) ungleichmäßige Ausrichtung. b) gleichmäßige Ausrichtung bei Anlegen eines
starken, elektrischen Feldes. c) remanente Polarisation. . . . . . . . . 49
2.8
Betriebsmodi 33 und 31 piezoelektrischer Materialien. In Energy Harvesting Anwendungen finden meist diese Modi Anwendung. . . . . . . 51
2.9
Typischer Aufbau eines PEH. Durch die Verformung des Materials
entsteht eine elektrische Potentialdifferenz an den Elektrodenflächen.
54
2.10 Phasenbeziehung zwischen elektrischer Spannung und Geschwindigkeit eines PEH im Leerlauf. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
3.1
Teilbild a) zeigt die Standardschaltung für Vibrationswandler, bestehend aus dem (piezoelektrischen) EH, einem Spannungsgleichrichter und einem Energiespeicher (Kondensator) mit Last (Widerstand).
Teilbild b) zeigt den typischen Verlauf der vom EH erzeugten und der
am Energiespeicher anliegenden Spannung. . . . . . . . . . . . . . . . 61
3.2
Ladevorgang der Schaltung aus Abbildung 3.1 mit typischen Verläufen der vom EH erzeugten und der am Energiespeicher anliegenden
Spannung. Der Stromfluss vom EH zum Energiespeicher nimmt mit
steigendem Spannungsniveau des Energiespeichers ab. Es wird immer
weniger Energie umgesetzt. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
3.3
Der EH lädt über eine Gleichrichterschaltung einen Energiespeicher
auf. Das Laden findet immer nur dann statt, sobald die vom EH
generierte Spannung größer ist, als die bereits am Energiespeicher
anliegende und die über dem Gleichrichter als Verluste abfallende. . . 64
12
3.4
Zufallsverteiltes Anregungsprofil. Ähnlich wie in Abbildung 3.3 wird
der Speicher nur dann geladen, sobald die Spannung am PEH größer
ist, als die bereits am Energiespeicher anliegende und die über dem
Gleichrichter als Verluste abfallende. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65
3.5
Vereinfachtes Modell der P-SSHI-Schaltung bestehend aus PEH, Schalter, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand mit zugehörigem
Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator. . . . . . . . 67
3.6
Abhängigkeit der gespeicherten Energie der P-SSHI-Schaltung vom
Schaltzeitpunkt. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
3.7
Vereinfachtes Modell der AEHS-Schaltung, bestehend aus PEH, Schaltern, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand. Das rechte Teilbild zeigt den zugehörigen Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
3.8
Vereinfachtes Modell der S-SSHI-Schaltung bestehend aus PEH, Schalter, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand. Das rechte Teilbild zeigt den zugehörigen Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
3.9
Prinzipschaltbild und Spannungssignale der SSDCI-Schaltung mit Spule zur Entkopplung des Energiespeichers von dem PEH. . . . . . . . . 74
3.10 Prinzipschaltbild und Spannungssignale der SECE-Schaltung mit Trafo zur Entkopplung des Energiespeichers von dem PEH. . . . . . . . . 75
3.11 Prinzipschaltbild und Signalverläufe der SECEEI-Stellenschaltung mit
Energierückführung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
4.1
Einseitig eingespannter piezoelektrischer Bimorph-Biegebalken. . . . . 80
13
4.2
PEH mit Gehäuse zur Positionierung und Fixierung (EH-B1). Der
EH-B1 kann mit Hilfe von Schrauben an der Vibrationsquelle befestigt werden. Die dargestellten Abmessungen sind in mm angegeben. . 81
4.3
Elektromechanisches Model . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83
4.4
Ortskurve zur Bestimmung der Resonanzfrequenz. . . . . . . . . . . . 84
4.5
Bodeplot der Admittanz des EH-B1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
4.6
Vergleich zwischen Messung und Simulation des Bodeplots der Admittanz des EH-B1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89
4.7
Resonantes und lastabhängiges Verhalten des EH-B1 in Messung und
Simulation. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90
5.1
Simulationsergebnisse des Ladevorgangs der Standardschaltung aus
Abbildung 3.1. Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1) und Uc
(Spannung am Speicherkondensator). Das untere Teilbild zeigt die
Spannungsniveaus im Detail. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100
5.2
Messergebnisse des Ladevorgangs der Standardschaltung aus Abbildung 3.1
mit Messprofil MI. Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1) und
Uc (Spannung am Speicherkondensator). Das untere Teilbild zeigt den
Ladevorgang im Detail. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102
5.3
Vergleich der Simulations- und Messergebnisse (SI und MI). Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1) und Uc (Spannung am Speicherkondensator). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103
5.4
Abhängigkeit der gespeicherten Energie von der anregenden Frequenz.
Dargestellt wird die mit der Standardschaltung gespeicherte Energie
bei einem Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz mit fester Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 (MII). Das rechte Teilbild zeigt einen
vergrößerten Ausschnitt. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104
14
5.5
Energiespeicherung mit der Standardschaltung bei zufallsverteiltem
Anregungsprofil für Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz (MIII).
Dargestellt werden vier Messungen mit unterschiedlicher mittlerer Beschleunigung der Anregung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
6.1
Funktionsblöcke des direct-P-SSHI-Systems. . . . . . . . . . . . . . . 111
6.2
Spannungssignale der direct-P-SSHI-Schaltung. Dargestellt werden
die Spannung am primären EH (U in), die Spannung am Energiespeicher (Uc ), die Spannung am Triggergenerator (UT ), die Steuerpulse
für das Schließen des Schalters (US ) und der Stromfluss durch den
Schalter (ISP ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113
6.3
a) EH-B1 mit vollflächiger Elektrode. b) EH-B2 mit Trigger- und
primärer EH-Elektrode. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 118
6.4
PEH mit unterschiedlichen Elektrodenstrukturen zur Erzeugung der
Triggersignale. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119
6.5
Direct-P-SSHI-Schalter bestehend aus zwei antisource verschalteten
N-Kanal-MOSFET mit parasitären Dioden. . . . . . . . . . . . . . . 121
6.6
Stromfluss beim Invertierungsvorgang der Spannung durch den Schalter der direct-P-SSHI-Schaltung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122
6.7
Peakdetektor zur Erkennung der Spannungsmaxima am Triggergenerator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123
6.8
Spannungssignale des Peakdetektors. Dargestellt sind Up1 (Spannungssignal des primären EH), Up2 (Spannungssignal des Triggergenerators)
und Upeak (resultierendes Ausgangssignal des Peakdetektors). . . . . . 125
15
6.9
Schaltbild der Kontrolleinheit Version I. Die Einheit besteht aus dem
Triggergenerator samt Gleichrichter, dem Peak-Detektor, einer Schaltung zur Erzeugung negativer Flanken und einer monostabilen Kippstufe zur Erzeugung der Schaltimpulse. . . . . . . . . . . . . . . . . . 128
6.10 Spannungssignale der Kontrolleinheit Version I am Beispiel einer sinusförmigen Anregung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129
6.11 Schaltbild der Kontrolleinheit Version II. Der im System inhärente
Mikrocontroller (z.B. MSP430) übernimmt die Aufgabe der Pulserzeugung und verringert somit den Schaltungsaufwand. . . . . . . . . . 130
6.12 Spannungssignale der Kontrolleinheit Version II am Beispiel einer sinusförmigen Anregung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132
6.13 Gekoppeltes Ersatzschaltbild zur Simulation von primärem EH und
Triggergenerator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134
6.14 Simulation des Ladevorgangs der direct-P-SSHI Schaltung mit Simulationsprofil SI. Dargestellt werden Up1 (Spannung am primären EH),
Up2 (Spannung am Triggergenerator), Uc (Spannung am Speicherkondensator), Upeak (Ausgang des Peakdetektors) und Upuls (Schaltpulse
für Schalter S1). Die beiden unteren Teilbilder zeigen den Umschaltvorgang im Detail. Die Schaltimpulse setzen immer dann ein, sobald
ein Maximum an Up2 erkannt wird. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136
16
6.15 Messergebnisse des Ladevorgangs der direct-P-SSHI Schaltung. Dargestellt werden Up1 (Spannung am primären EH), Up2 (Spannung
am Triggergenerator), Uc (Spannung am Speicherkondensator), Upeak
(Ausgang des Peakdetektors) und Upuls (Schaltpulse für Schalter S1).
Die beiden unteren Teilbilder zeigen den Umschaltvorgang im Detail.
Die Schaltimpulse setzen immer dann ein, sobald ein Maximum an
Up2 erkannt wird. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138
6.16 Abhängigkeit der gespeicherten Energie von der anregenden Frequenz.
Dargestellt wird die mit der direct-P-SSHI-Schaltung gespeicherte
Energie im Vergleich mit der gespeicherten Energie der Standardschaltung, bei einem Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz mit fester
Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 (MII). . . . . . . . . . . . . . . 140
6.17 Energiespeicherung mit der direct-P-SSHI-Schaltung bei zufallsverteiltem Anregungsprofil für Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz
(MIII). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141
6.18 Vergleich der Messergebnisse direct-P-SSHI- und der Standardschaltung bei zufallsverteiltem Anregungsprofil für Frequenzen zwischen
100Hz und 200Hz. Dargestellt werden die Messergebnisse mit unterschiedlicher mittlerer Beschleunigung. Die Kurve Differenz zeigt im
jeweiligen Schaubild die Differenz aus der Energie des Systems mit
direct-P-SSHI-Schaltung und mit Standardschaltung. . . . . . . . . . 142
6.19 Verhältnis der gespeicherten Energie der direct-P-SSHI-Schaltung zur
gespeicherten Energie der Standardschaltung. . . . . . . . . . . . . . 143
7.1
Prinzip eines Vier-Punkt-Biegers mit homogener Spannungsverteilung. 148
7.2
Skizze und Foto des Prototyps eines EH mit homogener Spannungsverteilung (EH-4P). Die Abmessungen sind in mm angegeben. . . . . 149
17
7.3
Skizze des EH-4P mit markierten Elektrodenregionen. . . . . . . . . . 149
7.4
Mechanischer Spannungsverlauf entlang der Unterseite des Balken bei
einer Beschleunigungsamplitude von 0, 2m/s2 und einer Frequenz von
113, 5Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 150
7.5
Phasenbeziehung der Ausgangsspannung des primären EH (Up1 ) und
des Triggergenerators (Up2 ) des EH-4P. . . . . . . . . . . . . . . . . . 151
7.6
Generierbare Leistung des EH-4P in Abhängigkeit der ohmschen Last
bei Anregung in Resonanz mit 1m/s2 Beschleunigungsamplitude. . . 151
7.7
Gespeicherte Energie in Abhängigkeit der anregenden Frequenz bei
einem Frequenzsweep von 60 − 160Hz und einer festen Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 . Direct-P-SSHI-Schaltung im Vergleich
mit der Standardschaltung mit dem EH-4P. . . . . . . . . . . . . . . 153
7.8
Dioden-Vollbrücken-Gleichrichter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 155
7.9
NMOS-Dioden-Vollbrücken-Gleichrichter. . . . . . . . . . . . . . . . . 156
7.10 PMOS-NMOS-Vollbrücken-Gleichrichter. . . . . . . . . . . . . . . . . 156
7.11 PMOS-NMOS-Gleichrichter mit aktiver Diode. . . . . . . . . . . . . . 158
7.12 Versuchsaufbau zur Analyse der Gleichrichter. . . . . . . . . . . . . . 159
7.13 Selbstentladung eines Kondensators mit angeschlossenen Gleichrichtern.160
7.14 Passive Anlaufschaltung zum Vorladen des Energiespeichers und Spannungsverlauf am Speicherkondensator während des Ladevorgangs. . . 161
7.15 Aufbau einer Anlaufschaltung im Detail. . . . . . . . . . . . . . . . . 162
7.16 Funktionsweise der Anlaufschaltung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163
7.17 Prinzipschaltbild der direct-P-SSHI-Schaltung mit Erweiterung durch
zusätzliche AEE-Schaltung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 165
7.18 Spannungs- und Stromverlauf der direct-P-SSHI-Schaltung mit Erweiterung durch zusätzliche AEE-Schaltung. . . . . . . . . . . . . . . 167
18
7.19 Oben: Auf einem 1µF Kondensator gespeicherte Energie der Elektrode E-3 des EH-4P mit AEE-Schaltung. Unten: Detaillierter Spannungsverlauf von E-3 mit AEE-Schaltung (UAEE ), Spannung am Speicherkondensator (UC ) und Ausgangssignal des mit E-2 verbundenen
Peakdetektors (UP eak ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 169
8.1
Einseitig eingespannter Balken. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181
8.2
Vier-Punkt-Biegung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182
8.3
Messsystem mit Labor-Schwingreger. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 186
8.4
Anregungsprofil MIII. Teilbilder a) und b) stellen die Beschleunigung
im zeitlichen Ablauf dar. In Teilbild c) erkennt man die Verteilung
der auftretenden Frequenzen. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 187
19
20
Tabellenverzeichnis
4.1
Analogien zwischen Mechanik und Elektronik. . . . . . . . . . . . . . 83
4.2
Elektrische Größen des Ersatzschaltbildes. . . . . . . . . . . . . . . . 88
5.1
Simulations- und Messprofil mit den Randbedingungen: Frequenz f
der äußeren Anregung, Beschleunigung ẍ der äußeren Anregung, Speicherkapazität C und Simulations- bzw. Messdauer tmess . Für SI, MI
und MII sind ẍ Amplitudenwerte, für MIII die Werte der mittleren
Beschleunigung angegeben. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98
6.1
Elektrische Größen des gekoppelten Ersatzschaltbildes des primären
EH und des Triggergenerators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134
8.1
Einheiten zur Berechnung der mechanischen Spannung. . . . . . . . . 183
21
22
1 Einleitung
Der rasante Fortschritt und Entwicklungsschub, der im letzten Jahrzehnt auf dem
Gebiet der Mikrosensorik und Mikroelektronik erzielt wurde, hat unter dem Stichwort Maschinenzustandsüberwachung oder ”Condition Monitoring” im industriellen
aber auch im häuslichen und privaten Bereich vielfältige fortschrittliche Kontrollund Überwachungssysteme ermöglicht. Diese können ihre Möglichkeiten mit besonderem Erfolg ausspielen, wenn sie in der Lage sind, wartungsfrei und völlig autark
vom Stromnetz oder von Batterien zu arbeiten und für ihre Betriebsstromversorgung selbständig aufzukommen. Im Rahmen der aktuellen Entwicklungen zum Thema ”Industrie 4.0” [1] stellen solche Systeme Schlüsselpositionen der ”intelligenten
Fabrik” dar.
Die nötige Energieversorgung kann durch Umwandlung am Ort des Systems vorliegender Umgebungsenergie erfolgen [2, 3]. Ein solches energieautarkes System extrahiert sich seine benötigte Betriebsenergie direkt aus der Umgebung. Gerade im
industriellen Umfeld bieten sich zahlreiche Einsatzmöglichkeiten und neuartige Anwendungsszenarien. Abbildung 1.1 verdeutlicht das Einsatzpotential dieser Systeme
mit einer Vielzahl an möglichen Einsatzorten. Die Anwendungen reichen dabei von
frei beweglichen Sensorsystemen bis hin zu stationär eingebauten oder nachträglich
erweiterbaren Sensor- und Aktorikknoten.
23
Kapitel 1
Einleitung
Abbildung 1.1: Einsatzmöglichkeiten von energieautarken Sensor- und Aktoriksystemen im industriellen Umfeld.
Diese Vorgehensweise der Energiegewinnung oder -wandlung vor Ort wird als ”Energy Harvesting” und der entsprechende Wandler als ”Energy Harvester” (EH) bezeichnet [4]. Entsprechend geeignete Energiequellen und zur Wandlung verwendete
Wandlungsmechanismen sind unter anderem:
• Licht (Photoelektrischer Effekt) [6]
• Fluidfluss (Elektromagnetische Induktion) [7, 8]
• Temperaturdifferenz (Seebeckeffekt) [9, 10, 11]
• RF-Funkwellen (Antenne mit induktiver Kopplung) [12]
• Bewegung, Vibration, Schock (Elektromagnetische Induktion, piezoelektrischer
Effekt, etc.) [13, 5]
• Rotation / Translation (Elektromagnetische Induktion) [14]
24
Einleitung
Die Photovoltaikzelle ist als Wandler mittlerweile weit verbreitet [6]. Unterschiedliche Varianten finden bereits in vielen Produkten Anwendung. Doch gerade für den
Einsatz an schwer zugänglichen Orten ist diese Technologie nur bedingt einsetzbar.
Selten kann gewährleistet werden, ausreichend Licht zur Verfügung zu haben um
genügend Energie zu wandeln. Gerade in industriellen Einsatzgebieten bietet sich
deshalb die Versorgung durch die Wandlung kinetischer Energieformen wie Stöße
und Vibrationen an [13, 15, 16, 17, 18, 19, 20].
Auch der Markt reagiert auf diesen Trend. Einige Firmen spezialisieren sich bereits
auf die Entwicklung von Vibrations-Energy Harvestern (VEH) [21, 22, 23, 24, 25, 26].
Zum Einsatz kommen hierbei häufig Energiewandler, die mit piezoelektrischen Materialien oder mit Hilfe des Induktionsgesetzes die Energie wandeln [27, 30, 35, 36,
37, 38].
Energieautarke Sensorsysteme bestehen nach heutigem Stand der Technik aus drei
Blöcken, die auf Grund ihrer Funktion unterteilt werden können. Der erste Block
beinhaltet die Komponenten, die für die Wandlung und die Speicherung der Energie
zuständig sind. Im zweiten Block sitzt die Kontroll- und Steuerungseinheit, meist
in Form eines Mikrocontrollers, der die verschiedenen Sensoren des dritten Funktionsblocks steuert, auswertet und überwacht. Neben der Eigenenergieversorgung und
Sensorik ist ein modernes Kontrollsystem dadurch gekennzeichnet, dass es mit einer
Funkanbindung an die Außenwelt ausgestattet ist. Auch diese ist Teil des dritten
Funktionsblocks. Die vor Ort aufgenommenen Messdaten können dann per Sender drahtlos an einen Empfängerknoten übertragen werden. Das Kontrollsystem ist
somit vollständig frei von äußeren Kabelverbindungen. Damit ergeben sich Einsatzmöglichkeiten an schwer zugänglichen und räumlich eingeschränkten Stellen [39].
Durchaus von Interesse ist die Erweiterung der Peripherie durch eine zusätzliche
Aktorikschnittstelle. Insbesondere solche Aktoriksysteme oder aktive Systeme, die
25
Kapitel 1
Einleitung
zusätzlich zur Sensorfunktion auch Steuerung- und Regelungsaufgaben übernehmen,
werden bis heute wegen ihres hohen Energieverbrauchs nur in seltenen Fällen eingesetzt.
Die Anwendungsbreite entsprechender Systeme ist stark eingeschränkt. Das liegt insbesondere daran, dass die gewonnene und verfügbare Energie nicht ausreicht, um die
meist komplexen elektronischen Schaltungen, die zur Aufbereitung und Auswertung
des Informationsgehaltes der Sensorsignale nötig sind, autark mit Betriebsenergie
zu versorgen. Neben dem Energieverbrauch der Elektronikkomponenten [40] gilt
dies insbesondere für den Betrieb der Funkmodule, die in der Regel einen höheren
Sendestrom entsprechend einer Sendeleistung von typisch 100mW benötigen [41].
Man begnügt sich deshalb damit, nur die wichtigsten Kenngrößen zu erfassen und
die Messung und Funkübertragung mit niedriger Taktfrequenz vorzunehmen (z.B.
0, 1Hz).
Verantwortlich für diese meist unbefriedigende und inakzeptable Situation ist neben
der Wandlereffizienz selbst, vor allem die Energiespeicherung. Diese bildet den Puffer zwischen dem Energiewandler vor Ort, der seine Energie meist diskontinuierlich
anliefert und dem Speichermodul, das aus dem Energiewandler gespeist wird und
die elektronischen Schaltungen mit Betriebsspannung versorgt [42].
In der Regel geht ein mehr oder weniger großer Energieanteil, der gar nicht gespeichert werden kann, ungenutzt verloren. Zur Verbesserung des Wirkungsgrades eines
EH und somit auch der Energiebilanz eines drahtlosen Sensorsystems, muss die gesamte Kette vom Energiewandler über die Ladelektronik bis zum Speicher optimiert
werden. Thema dieser Dissertation ist vorrangig die Optimierung der Ladeelektronik. Sowohl die Funktionsweise als auch der Eigenverbrauch dieser Schaltungen ist
hierbei von entscheidender Bedeutung.
Aktuelle Entwicklungen auf dem Gebiet der Mikroelektronik, insbesondere der Low-
26
Einleitung
Power-Schaltungstechnik, eröffnen immer mehr Einsatzmöglichkeiten energieautarker Anwendungen. Mit sinkendem Energieverbrauch steigt das große Bestreben der
Industrie Sensoren, Mikrokontroller und Peripheriebausteine mit energiesparenden
Funktionen und Modi auszustatten. Der Nutzen und die Bedeutung energieautarker
Systeme ist gerade im Umfeld ”Industrie 4.0” unumstritten. Wird das Bestreben den
Energieverbrauch solcher Systeme zu drosseln, als auch das Bestreben die zur verfügungstehende Energie zu maximieren, weiter vorangetrieben, so steht einer Vielzahl
neuer Anwendungen die Tür offen. Die hier vorgestellte Dissertation beschäftigt sich
genau mit dieser Schnittstelle der Energieoptimierung. Es wird ein System vorgestellt mit dem es möglich ist, die zur verfügungstehende Energie im Vergleich zu
Standardsystemen auf das nahezu Dreifache zu erhöhen. Grundlage für die Untersuchungen bieten vibrationsbasierte piezoelektrische EH (PEH) als Energiequelle für
unterschiedlichste Arten von Anwendungen.
Der piezoelektrische Effekt kann zum Wandeln der benötigten Energie genutzt werden [43, 44, 45, 56]. Der Vorteil solcher Energiewandler liegt in der relativ geringen
Bauhöhe, da PEH in der Regel aus flachen Biegebalken bestehen. Auch die hohe
Energiedichte, durch die sich piezoelektrische Materialien auszeichnen, macht diese
zu einem geeigneten Wandelmedium [47].
Beansprucht man einen piezoelektrischen Werkstoff mechanisch durch eine Kraft,
so bewirkt dies eine Ladungsverschiebung im Innern des Materials. Um elektrische
Schaltungen oder Prozessoren mit Energie zu versorgen, kann diese Ladung entzogen
und gespeichert werden. Die Krafteinwirkung kann durch intermittierende Impulse,
kontinuierlich aus harmonischen Schwingungen, oder durch chaotische zufallsverteilte Vibrationen geschehen.
Um dem EH möglichst immer ein Maximum der Energie zu entziehen sind jedoch elektronische Schnittstellenschaltungen nötig, die eine optimale Anpassung
27
Kapitel 1
Einleitung
der nachgeschalteten Elektronik an die Energiewandlereigenschaften gewährleisten
[48, 49, 50]. Durch eine fehlende oder unzureichende Anpassung geht ein Großteil
der verfügbaren Energie ungenutzt verloren. Besonders effektiv sind Schnittstellenschaltungen, wenn deren Eingangsimpedanz an die Impedanz des PEH angepasst
ist. Im Betrieb wird diese Anpassung jedoch durch viele Faktoren, die zu einer sich
ständig ändernden Impedanz führen, erschwert. Ausschlaggebend für diese Situation
sind vor allem:
• Zwischenspeicher:
Sowohl die Wahl des eingesetzten Zwischenspeichers, als auch dessen aktueller
Ladungszustand haben großen Einfluss auf die Eingangsimpedanz der Schaltung. Während des Ladens eines Speicherelements, z.B. eines Kondensators,
ändert sich dessen Eingangsimpedanz permanent.
• Betriebsmodi:
Auch der aktuelle Betrieb des Sensorsystems beeinflusst maßgeblich die Impedanz. Der Betrieb kann permanent zwischen aktiven und passiven Modi
wechseln. Der entnommenen Strom, also die Last, ändert sich ständig in Abhängigkeit von der benötigten Betriebsenergie.
Damit die Energiewandlung und -speicherung unabhängig von diesen Faktoren maximiert werden kann, muss die komplette Strecke vom EH bis hin zum Speicherelement entkoppelt vom nachgeschalteten System betrachtet und optimiert werden.
Von besonderem Interesse sind deshalb Schnittstellenschaltungen, die in der Lage sind, dem EH unbeeinflusst vom Rest der elektronischen Schaltung Energie zu
entziehen [51, 52, 53, 54]. Diese Optimierung soll unabhängig von der Art der anregenden Vibrationsquelle eine Verbesserung zum Stand der Technik darstellen. Solche
Anpassungsschaltungen ermöglichen eine Vielzahl neuer Anwendungen mit PEH.
28
1.1 Ziel der Dissertation
1.1 Ziel der Dissertation
Die in dieser Dissertation beschriebenen Arbeiten konzentrieren sich auf PEH in
Verbindung mit elektronischen Schnittstellenschaltungen. Diese haben zur Aufgabe
möglichst immer ein Maximum der verfügbaren und wandelbaren Energie zu speichern. Basierend auf in der Literatur beschriebenen aktiven Schnittstellenschaltungen, werden neue Konzepte vorgestellt, analysiert und messtechnisch charakterisiert.
Schaltungstechnische Lösungen werden präsentiert und mit Standardsystemlösungen verglichen. Durch theoretische Analysen, numerische Simulationen und experimentelle Verifikationen wird ein effizienter Weg aufgezeigt, um die zur Verfügung
stehende Energie zu maximieren. Basierend auf piezoelektrischen Balkenstrukturen
werden mit Hilfe geringer Anpassungen neuartige Wandlertypen vorgestellt, die im
Zusammenspiel mit den Schnittstellenschaltungen den Energieertrag maximieren.
Dies geschieht ohne dabei komplexe Eingriffe in die mechanischen Aufbauten der
EH vornehmen zu müssen. Die Schnittstellenschaltungen sollen universell einsetzbar
sein. Das bedeutet, unabhängig von der Änderung der anregenden Vibrationsquelle
soll die Schnittstellenschaltung ohne zusätzliche Anpassung verwendet werden können, um die gespeicherte Energie zu maximieren.
Die grundsätzlichen Errungenschaften dieser Dissertation können wie folgt zusammengefasst werden:
• Eine Plattform zur Systementauslegung, basierend auf speziell entwickelten
Ersatzschaltbildern, ermöglicht die Abbildung mechanischer Vorgänge in elektrischen Simulationen. Neuartige Energy Harvesting Systeme können mit Hilfe
dieser Plattform entwickelt und optimiert werden.
• Neuartige zeitsynchronisierte Schaltungen, zur Speicherung der vom PEH gewandelten Energie, werden eingeführt und analysiert. Diese minimieren die
29
Kapitel 1
Einleitung
beim Einsatz von Standardschaltungen auftretenden Verluste und maximieren somit die Energiespeicherung.
• Zur Realisierung dieser Schnittstellenschaltungen wurde ein neuartiger PEH
entwickelt. Dieser, als Hybrid- oder Kombinationsgenerator bezeichnete EH,
besteht aus zwei unabhängigen, signaltechnisch jedoch gekoppelten EH.
• Durch den Einsatz des neuartigen PEH und der Schnittstellenschaltung können auch Vibrationen weit neben der Resonanzfrequenz des PEH zur effizienten Energiewandlung und -speicherung genutzt werden. Eine Verbreiterung
der 3dB-Bandbreite des PEH um den Faktor 2,6 wird im Rahmen der Neuentwicklungen erreicht. Der Einsatz des PEH für Vibrationen auch neben seiner
eigenen Resonanzfrequenz wird somit ermöglicht.
• Ein weiterer PEH, der eine gleichmäßige Verteilung der mechanischen Spannung des EH im Betrieb gewährleistet, wird eingeführt. Dieser ermöglicht nochmals eine Erhöhung der gespeicherten Energie im Bezug auf die Fläche des EH
auf das 2,9-fache, im Vergleich zu Standardsystemen.
1.2 Publikationen im Rahmen dieser Dissertation
Im Folgenden sind die im Rahmen dieser Dissertation entstandenen Publikationen
aufgelistet.
Originalarbeiten in wissenschaftlichen Fachzeitschriften
• P. Becker, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”High Efficiency Piezoelectric
Energy Harvester with Synchronized Switching Interface Circuit”, Sensors And
Actuators A: Physical, Band: 202, Seiten: 155-161, 2012.
30
1.2 Publikationen im Rahmen dieser Dissertation
Konferenzbeiträge
• P. Becker, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”High Efficiency Piezoelectric
Energy Harvester with Synchronized Switching Interface Circuit”, 26th European Conference on Solid-State Transducers, Eurosensor Proc. Engineering
Volume 47, 2012.
• P. Becker, W. Hong, D. Hoffmann, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”Hocheffizientes piezoelektrisches Energy Harvesting System mit neuartiger selbstregelnder ’Direct-SSHI’ Interfaceschaltung”, MikroSystemTechnikKongress, 2011.
• P. Becker, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”Piezoelectric Energy Harvester with Constant Stress Distribution and Synchronized Switching Circuitry”,
Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for
Power Generation and Energy Conversion Applications, published by Journal
of Physics: Conference Series, 2011.
• P. Becker, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”High Effiency Piezoelectric
Energy Harvester with Self Triggered Direct SSHI Interface”, Proceedings of
the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion Applications, published by Journal of Physics:
Conference Series, 2010.
• P. Becker, B. Folkmer and Y. Manoli. ”The hybrid vibration generator, a new
approach for a high efficiency energy scavenger”, Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power Generation and
Energy Conversion Applications, pp: 439-442, 2009.
31
Kapitel 1
Einleitung
Workshopbeiträge
• P. Becker. ”Intelligentes Energie Management”, Workshop Intelligente Sensoren und Systeme, Virtual Dimension Center, Technologiezentrum St. Georgen,
2013.
• P. Becker. ”direct SSHx: Leistungssteigerung piezoelektrischer Energiegenratoren” Workshop Fortschritte in der Mikro-Energietechnik, Virtual Dimension
Center, Technologiezentrum St. Georgen, 2010.
• P. Becker. ”Leistungsoptimierter Mikro Energy Harvester auf Vibrationsbasis
mit wandlergesteuerter Ladeelektronik”, IGF-Tag HSG-IMIT, 2010.
• P. Becker. ”Designaspekte - Elektronik für Mikro-Generatoren”, Workshop
Innovative Energyharvester für autonome Sensoren DC-TZ St.Georgen, 2009.
• P. Becker. ”Schaltungskonzepte und elektrische Simulationen für Mikro-EnergieGeneratoren”, Workshop Mikro-Energietechnik, Virtual Dimension Center,
Technologiezentrum, St. Georgen, 2008.
• P. Becker. ”Low-Power Electronics in Autonomous Systems”, Proceedings of
the GMM-Workshop Energieautarke Sensorik, 2008.
Patente
• Vorrichtung und Verfahren zur Erhöhung einer Ausgangsspannung eines Energiegenerators (DE 10 2009 032 422 A1)
32
1.3 Publikationen zum weiteren Themenfeld des Energy Harvestings
1.3 Publikationen zum weiteren Themenfeld des
Energy Harvestings
Neben den Veröffentlichungen zum Thema dieser Dissertation sind im Bearbeitungszeitraum weitere entstanden, die damit im Zusammenhang stehen. Diese betreffen
spezielle Applikationen und übergreifende Themen des Energy Harvestings. Der
Vollständigkeit halber werden auch diese im Folgenden aufgelistet.
Originalarbeiten in wissenschaftlichen Fachzeitschriften
• K. Ylli, D. Hoffmann, A. Willmann, P. Becker, B. Folkmer and Y. Manoli.
”Energy Harvesting From Human Motion: Exploiting Swing and Shock Excitations”, Smart Materials and Structures, Band: 24, Nummer: 2, 2015.
• D. Maurath, P. Becker, D. Spreemann and Y. Manoli. ”Efficient Energy Harvesting with Electromagnetic Energy Transducers Using Active Low-Voltage
Rectification and Maximum Power Point Tracking”, IEEE Journal of SolidState Circuits, IEEE, Band: 47, No: 6, pp: 1369-1380, 2012.
Konferenzbeiträge
• P. Becker, R. Goepfert, D. Hoffmann, A. Willmann and Y. Manoli. ”Energy
Autonomous Wireless Water Meter with Integrated Turbine Driven Energy
Harvester”, Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion Applications, published by Journal of Physics: Conference Series, Band: 476, Nummer: 1, Seite:
012046, 2013.
33
Kapitel 1
Einleitung
• D. Hoffmann, A. Willmann, R. Goepfert, P. Becker and Y. Manoli. ”Energy
Harvesting from Fluid Flow in Water Pipelines for Smart Metering Applications”, Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion Applications, published by
Journal of Physics: Conference Series, Band: 476, Nummer: 1, Seite: 012104
2013.
Workshopbeiträge
• P. Becker. ”Micro-Power-Systeme, Effiziente Lösungen zur Energieversorgung
automomer, autarker und mobiler Systeme”, GMM-Workshop Energieautarke
Sensorik, 2014.
• P. Becker. ”Micro Power Solutions for Self-Sustained Sensor Systems”, Workshop on water Monitoring and Management Offenburg, 2014.
• P. Becker. ”Smart Metering - Energieautonome Wasserzähler”, Workshop Intelligente Sensoren und Systeme, Virtual Dimension Center, Technologiezentrum St. Georgen, 2013
• P. Becker. ”Energieautarker Wasserwächter”, Workshop Fortschritte in der
Mikro-Energietechnik, Virtual Dimension Center, Technologiezentrum St. Georgen, 2010.
• P. Becker. ”Aqalock - Energy Autonomous Water Stop System”, Workshop
Innovative Energyharvester für autonome Sensoren, Virtual Dimension Center,
Technologiezentrum St. Georgen, 2009.
Patente
• Seismischer Generator (DE 10 2010 013 625 A1)
34
1.4 Aufbau der Dissertation
1.4 Aufbau der Dissertation
Nach dieser Einleitung bauen die folgenden Kapitel stets auf den vorangegangenen Kapiteln auf. Eine graphische Übersicht des Aufbaus der Dissertation bietet
Abbildung 1.2. Kapitel 2 beginnt mit einer allgemeinen Betrachtung des Themas
Energy Harvesting mit Fokus auf die Energiewandlung aus Vibrationen. Unterschiedliche Anwendungsszenarien erfordern unterschiedliche Wandlungsprinzipien.
Dementsprechend werden die grundsätzlichen elektromechanischen Wandlungsprinzipien beschrieben und anschaulich dargestellt.
Diese Dissertation basiert auf Schnittstellenschaltungen, die für die optimierte Energiespeicherung bei PEH eingesetzt werden. Ein grundlegender Überblick zum Stand
der Technik, aktuellen Forschungsarbeiten und veröffentlichten Schnittstellenschaltungen auf diesem Gebiet wird in Kapitel 3 gegeben. Obwohl teilweise bereits in
der Literatur beschrieben, ist die direkte Umsetzung dieser Schnittstellenschaltungen meist nicht ohne Weiteres möglich. Dennoch dienen diese Schaltungen als Ausgangspunkt für die universell einsetzbaren Neuentwicklungen, die in den folgenden
Kapiteln vorgestellt werden.
In Kapitel 4 wird die Entwicklung elektromechanischer Modelle für PEH beschrieben. Diese dienen als Basis für numerische Simulationen, die im weiteren Verlauf
dieser Dissertation gezeigt werden. Abhängig von möglichem Simulationsaufwand
und gewünschter Komplexität sind die Modelle in der Lage, in unterschiedlichem
Grad, Bedingungen realitätsnah abzubilden. Ein PEH, der als Eingangsgröße für
die nachfolgenden Analysen der Schnittstellenschaltungen dient, wird präsentiert.
Ein elektrisches Ersatzschaltbild wird erstellt, das die Grundlage für die Simulationen und messtechnischen Charakterisierungen darstellt.
Als Ausgangs- und Vergleichspunkt wird eine dem Stand der Technik entsprechende Schaltung sowohl theoretisch, basierend auf numerischen Simulationen, als auch
35
Kapitel 1
Einleitung
messtechnisch in Kapitel 5 charakterisiert. Dies bildet die Basis für den Vergleich
der nachfolgenden Neuentwicklungen und Optimierungen.
Eine neuartige Schnittstellenschaltung wird in Kapitel 6 beschrieben. Diese Schaltung basiert auf zeitsynchronisierten Schaltungen, bei welchen Spulen dem PEH in
Form von Schwingkreisen zugeschaltet werden. Mit angeschlossener Last wird hierbei
die generierte Spannung maximiert und stets auf einem für das Laden notwendigen
Niveau gehalten.
Neben der Einführung der Schnittstellenschaltung zur Maximierung der Energieextraktion und -speicherung aus Kapitel 6 bieten EH-Systeme weitere Angriffspunkte
zur Maximierung der zu speichernden Energie. Die in Kapitel 7 dargestellten Erweiterungen und Optimierungen können sowohl im Gesamtsystem, als auch als alleinstehende Bestandteile anderer EH-Systeme genutzt werden. Dies wird an den
einzelnen Komponenten des Systems verdeutlicht. Neben der Einführung eines EH
mit optimierter mechanischer Spannungsverteilung wird eine Schnittstellenschaltung
präsentiert, die eine Erweiterung der Schaltung aus Kapitel 6 darstellt. Sie geht den
Weg des lastunabhängigen Betriebs des EH. Diesem wird hierbei in sehr kurzen
Impulsen Energie entzogen. Die mechanische Schwingung des EH wird somit nur
äußerst gering beeinflusst.
Diese Dissertation endet mit einer Zusammenfassung und einem Fazit der dargestellten Arbeiten in Kapitel 8 und schließt mit einem Ausblick auf zukünftige Forschungsthemen und Anwendungsszenarien.
36
1.4 Aufbau der Dissertation
Abbildung 1.2: Kapitelstruktur
37
Kapitel 1
38
Einleitung
2 Energy Harvesting Energiewandlung aus Vibrationen
Energy Harvesting, die Wandlung von Umgebungsenergie in elektrische Energie trifft
heutzutage auf ein immer größer werdendes Interesse der Industrie. Als alternative
Energiequelle zur Energieversorgung für drahtlose Sensor Netzwerke (WSN - Wireless Sensor Network) eröffnen sich vielseitige neue Einsatzmöglichkeiten. Abhängig
vom Einsatzort und dort vorliegenden und nutzbaren Energiequellen werden verschiedene Arten von EH genutzt. Kinetische Energie in Form von Bewegung, Vibration oder Stößen ist in der Regel die am häufigsten verfügbare Energiequelle. Gerade
im industriellen Umfeld trifft man oft auf diese Art der wandelbaren Energie.
Oft sind die anregenden Vibrationen vor Ort jedoch nur schwach ausgeprägt und mit
wechselnder Frequenz und Beschleunigungsamplitude verfügbar. Um dennoch aufwendige Funktionen realisieren zu können und Sensorsystemen ausreichend Energie
zur Verfügung zu stellen, müssen der EH und die nachgeschaltete Energiespeicherschaltung so gestaltet sein, dass möglichst immer ein Maximum der verfügbaren
Energie gewandelt und gespeichert wird. In Abbildung 2.1 ist ein, auf VEH basierendes, für einen solchen Einsatz ausgelegtes, System im Detail dargestellt.
39
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
Abbildung 2.1: Blockschaltbild eines energieautarken Sensorsystems.
40
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
Neben den notwendigen Peripherie-, Kontroll- und Steuerungskomponenten ist die
Energieversorgung mit teilweise aufwendigen Schnittstellenschaltungen zur Energiespeicherung, die über die Komplexität eines Gleichrichters hinausgehen, ausgestattet. Der Prozeß der Energiewandlung und -speicherung läuft in diesen Fällen wie
folgt ab:
1. Energie einer kinetischen Vibrationsquelle wird mit Hilfe von mechanischen
Elementen, wie z.B. einem einseitig aufgehängten Biegebalken auf diese mechanische Struktur übertragen. Hierbei spielt die Kopplung der mechanischen
Struktur an die Quelle eine tragende Rolle. Um möglichst viel Energie zu
übertragen, muss diese Kopplung dementsprechend verlustfrei gestaltet sein.
2. Im nächsten Schritt wird diese mechanische Energie mit Hilfe von elektromechanischen Konvertierungsmechanismen in elektrische Energie gewandelt. Im
weiteren Verlauf dieses Kapitels wird auf diese Arten der Energiewandlung
eingegangen.
3. Im letzten Schritt muss diese Energie entweder direkt einem elektronischen
System zugeführt werden oder mit Hilfe von Speicherelementen effizient gespeichert werden. Gerade hier bietet sich großes Optimierungspotential. Unzureichende Anpassung der nachfolgenden Elektronik kann einen erheblichen
Einfluss auf die verfügbare Energie haben.
Betrachtet man diesen Wandlungs- und Speicherprozess, so ergeben sich drei mögliche Ansatzpunkte um die verfügbare Energie zu maximieren:
1. Erhöhung der verfügbaren Umgebungsenergie
Auf die Art der Vibrationsquelle kann in den seltensten Fällen Einfluss genommen werden. Deshalb spielen Anbindung und Positionierung des EH hier
eine entsprechend einflussreiche Rolle. Eine gute Anbindung an die Quelle ist
ebenso von Bedeutung wie die Analyse der optimalen Positionierung.
41
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
2. Maximierung der elektromechanischen Energiewandlung
Sowohl die Optimierung der Werkstoffeigenschaften (Kopplungskoeffizient),
als auch die geeignete Anordnung der Wandlerkomponenten haben großen Einfluß auf die verfügbare Energie.
3. Optimierung der Energieextraktion und -speicherung
Geeignete Anpassungs- und Speicherschaltungen sind gerade bei Energy Harvesting Systemen mit hohen Innenwiderständen oder auch bei niedrigen Ausgangsspannungen von essentieller Bedeutung [31, 32, 33]. Bedenkt man, dass
schon bei Aufgaben wie der Konvertierung von Spannungsniveaus ein nicht
unerheblicher Anteil der verfügbaren Energie verloren geht, so wird die Bedeutung der effizienten Extraktion und Speicherung der Energie deutlich.
2.1 Vibrationsbasierte Energy Harvester
Vibrationsquellen, die für den Einsatz von EH in Frage kommen, können unterschiedlich gestaltet sein. Sowohl Vibrationen, die harmonisch mit fester Frequenz
schwingen, als auch schockartig auftretende Schläge oder Stöße können genutzt werden. Im Fall der harmonischen Anregung schwingt ein, auf diese abgestimmter PEH
mit der anregenden Frequenz. Er erzeugt damit eine Ausgangsspannung, die mit der
Frequenz der anregenden Vibration übereinstimmt. Im Fall der schockartigen Vibration beginnt der EH nach einmaliger Auslenkung in seiner eigenen Resonanzfrequenz
nachzuschwingen. Abbildung 2.2 verdeutlicht dieses Verhalten. Selten jedoch treten
isoliert die eine oder andere Art der Anregung auf. Meist sind die Frequenzen und
Beschleunigungsamplituden der Vibrationen zufallsverteilt oder zeitlich variabel.
Die Ausgangsspannung eines VEH gleicht einer Wechselspannung mit variierender
Amplitude und Frequenz. Gemäß aktuellem Stand der Technik werden Gleichrichter-
42
2.1 Vibrationsbasierte Energy Harvester
Abbildung 2.2: a) Harmonische Schwingung regt einen EH permanent an. Dieser
erzeugt eine Wechselspannung. b) Einzelne Schocks regen einen EH zum Nachschwingen an.
schaltungen verwendet, um die generierte Energie des EH auf einen Zwischenspeicher
(z.B. wiederaufladbare Batterien, Kondensatoren, etc.) zu übertragen. Mit solchen
Schaltungen ist man aber nur dann in der Lage Energie zum Speicher zu transportieren, wenn die Spannung am EH größer ist, als die Spannung die bereits am
Energiespeicher anliegt (zuzüglich der Verluste die durch die Gleichrichtung entstehen). Mit dem Ziel möglichst die gesamte verfügbare Energie nutzen zu können sind
intelligente Schnittstellenschaltungen notwendig. Diese haben die Aufgabe, unabhängig vom vorliegenden Spannungsniveau Energie zum Speicher zu übertragen.
Der eigentliche Wandler, der die kinetische Energie der Schwingung oder des Schocks
in eine elektrische Energie wandelt, kann unterschiedlich gestaltet sein. Verschiede-
43
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
ne physikalische Prinzipien kommen zur Wandlung in Frage. Unter anderem sind
dies elektromagnetische, elektrostatische und piezoelektrische Wandlungsprinzipien.
Aktuell eingesetzte EH setzen bevorzugt auf diese Mechanismen [55]. Jede Art der
Energiewandlung hat in Abhängigkeit des Einsatzszenarios Vor- und Nachteile. Diese sind von der Charakteristik der Wandler abhängig.
So benötigen etwa elektromagnetische Wandler oft komplexe mechanische Aufbauten, die die Relativgeschwindigkeit zwischen Magnet und Spule der Wandler erhöhen sollen. Die wandelbare Energie ist in diesem Fall abhängig von der zeitlichen
Änderung des magnetischen Flusses. Typischerweise erzeugen elektromagnetische
Wandler relativ geringe Spannungen und verhältnissmäßig große Ströme. Einfacher
gestaltet sich der Aufbau piezoelektrischer Energiewandler, die häufig auf einseitig
eingespannten Balkenstrukturen basieren. Ihre Ausgangskennwerte sind durch verhältnissmäßig hohe Spannungen und kleine Ströme geprägt. Elektrostatische EH
sind nahezu nur in der Siliziummikromechanik zu finden, da die wandelbare Energie stark vom Abstand der Kondensatorplatten beeinflusst wird. Dementsprechend
klein sind auch die zu erwartenden elektrischen Ausgangskennwerte. Ein universal
optimales Prinzip existiert grundsätzlich nicht. Die Auswahl des am besten geeigneten Prinzips lässt sich nur anwendungsabhängig treffen und ist demnach abhängig
vom verfügbaren Bauraum, geforderter Ausgangsleistung, vor Ort vorliegenden Vibrationen, Temperatur und Umwelteinflüssen. Diese Dissertation befasst sich mit
dem Einsatz von PEH, mit denen sowohl feinwerktechnische EH mit Abmessungen
im cm-Bereich als auch mikromechanische EH realisiert werden können [56]. Der
Vollständigkeit halber wird im Folgenden dennoch kurz auf die Mechanismen der
elektromagnetischen und elektrostatischen Wandlung eingegangen. Da diese Arbeit
aber auf Schnittstellenschaltung für PEH fokussiert, werden die Prinzipien der PEH
im Anschluss detaillierter beschrieben.
44
2.2 Elektromagnetische Energy Harvester
2.2 Elektromagnetische Energy Harvester
Die elektromagnetische Wandlung von Bewegungsenergie in elektrische Energie basiert auf dem Faradayschen Induktionsgesetz. Es beschreibt das Entstehen eines
elektrischen Feldes durch Änderung der magnetischen Flussdichte. Mit der induzier~
ten Spannung Uind , dem magnetischen Fluss φm , der magnetischen Flussdichte B
~ ergibt sich:
und der Fläche A
Uind = −
dφm
d Z ~ ~
=−
BdA
dt
dt
(2.1)
Wird ein Magnet relativ zu einer Drahtschleife bewegt, so ändert sich die von der
Drahtschleife umschlossene Flussdichte. Ist diese Drahtschleife im Leerlauf, so wird
eine elektrische Spannung U an den Enden der Schleife erzeugt. Ein VEH besteht
mit dieser Kenntnis aus einem oszillierenden Feder-Masse-System [27, 28] gemäß
Abbildung 2.3. Die bewegte Masse kann hierbei entweder ein Permanentmagnet sein,
der an einer Feder mit Federkonstante d aufgehängt relativ zu einer Spule bewegt
wird, oder umgekehrt. Schließt man nun einen elektrischen Verbraucher an die Spule
des EH an, so kann die gewandelte Energie genutzt werden [29, 34].
Abbildung 2.3: Typischer Aufbau eines elektromagnetischen EH. Ein federnd gelagerter Magnet wird durch den Antrieb einer äußeren Kraft relativ zu einer Spule
bewegt. Dies induziert in der Spule eine Spannung.
45
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
2.3 Elektrostatische Energy Harvester
Elektrostatische EH nutzen den Ladungsaustausch zwischen zwei elektrisch miteinander verbundenen, variablen Kondensatoren [57, 58, 59]. Abbildung 2.4 stellt
schematisch einen dafür geeigneten Aufbau dar. Jeweils eine Platte zweier variabler
Kondensatoren ist mit einer schwingfähig gelagerten Masse verbunden. Wird diese
Masse bewegt, so wird der Plattenabstand des ersten Kondensators vergrößert und
der des zweiten Kondensators im gleichen Maß verringert. Mit der elektrischen Feldkonstante des Vakuums 0 , der der relativen Permittivität des Dielektrikums r , der
Elektrodenfläche Ae und dem Abstand der Elektroden de , ergibt sich die Kapazität
C, als
C = 0 r
Ae
.
de
(2.2)
Zusätzlich besitzen diese Systeme eine permanente Spannungsquelle, meist als Elektret ausgeführt. Da die Menge der Ladungen in diesem System konstant ist, fließt in
Abhängigkeit von den sich ändernden Kapazitäten ein Ausgleichsstrom zwischen den
beiden Kondensatoren. Werden elektrische Verbraucher in diese Leitung eingebracht,
so kann man die Energie des Systems nutzen. Die meist in MEMS-Technologie (microelectromechanical system) aufgebauten elektrostatischen EH nutzen auf Grund
der steifen Federstrukturen relativ hohe Frequenzen der Vibrationen. Da in industriellen Umgebungen eher Frequenzen im Sub-kHz Bereich auftreten [13], werden
solche EH meist mit Schocks angeregt und schwingen dann in ihrer Eigenresonanz
nach.
46
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Abbildung 2.4: Typischer Aufbau eines elektrostatischen EH. Eine federnd gelagerte Masse wird durch den Antrieb einer äusseren Kraft bewegt. Dies resultiert in einer Kapazitätsänderung und einem Ladungsaustausch zwischen zwei
Kondensatoren.
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Für die Wandlung mechanischer in elektrische Energie kann der piezoelektrische
Effekt genutzt werden. Materialien, die hierfür in Frage kommen, werden als piezoelektrisch bezeichnet. Der auftretende Wandlungseffekt ist als piezoelektrischer
Effekt bekannt. Jaques und Pierre Curie entdeckten diesen Effekt erstmals 1880.
Die Umkehrung dieses Effekts, also die mechanische Verformung unter Einwirken
eines elektrischen Feldes, wird inverser Piezoeffekt genannt. Der piezoelektrische
Effekt tritt bei Materialien mit unsymmetrischer Kristallstruktur auf. Wird diese
Struktur durch eine mechanische Belastung, in Form von Zug oder Druck, belastet, so erfolgt eine Verschiebung der positiven und negativen Ladungsschwerpunkte.
Elektrisch entsteht somit ein Dipol. Abbildung 2.5 veranschaulicht dieses Verhalten.
Oberhalb der Curietemperatur treten technisch nutzbare piezoelektrische Materialien mit hohen piezoelektrischen Eigenschaften, wie z.B. Blei-Zirkonat-Titanat (PZT)
in kubischer Kristallform auf. Dabei besitzen die Kristallstrukturen ein Symmetriezentrum und sind dementsprechend elektrisch neutral. Wird die Curietemperatur
47
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
Abbildung 2.5: Piezoelektrischer Effekt. Mechanische Belastung durch Zug oder
Druck verschieben die Ladungsschwerpunkte. Es entsteht ein Dipol.
jedoch unterschritten, so verändert sich die Kristallgeometrie in der Form, dass sich
ein tetragonales Gitter, gleichbedeutend mit einer spontanen Polarisation, bildet.
Piezolektrische Werkstoffe wie PZT sind polykristalline keramische Werkstoffe. Die
Richtung der Polarisation der einzelnen Kristallgitter ist durch die polykristalline
Struktur nicht gleich. Solche Materialien müssen, um nutzbare piezolektrische Eigenschaften zu erhalten, durch starke elektrische Felder ausgerichtet werden. Die
einzelnen Dipolmomente richten sich entsprechend dem elektrischen Feld aus. Wird
das äußere elektrische Feld deaktiviert, so stellt sich die remanente Polarisation ein.
Dieses Verhalten ist in Abbildung 2.6 und Abbildung 2.7 dargestellt. Auf Grund der
Kristallstruktur der piezoelektrischen Materialien ergibt sich ein anisotropes Verhalten bezüglich der Piezoelektrizität. Somit sind die Materialeigenschaften nicht in
allen Richtungen gleich ausgeprägt. Dies findet auch im Aufbau der PEH Berücksichtigung.
48
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Abbildung 2.6: Polarisation im elektrischem Feld.
Abbildung 2.7: Polarisation polykristalliner piezoelektrischer Materialien. a) ungleichmäßige Ausrichtung. b) gleichmäßige Ausrichtung bei Anlegen eines starken,
elektrischen Feldes. c) remanente Polarisation.
49
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
2.4.1 Grundlegende Gesetze des piezoelektrischen Effekts
Die Beziehungen zwischen mechanischen und elektrischen Eigenschaften der piezoelektrischen Materialien können mit Hilfe der piezoelektrischen Zustandsgleichungen
dargestellt werden. Diese beschreiben das Kopplungsverhalten der Materialien. Der
allgemeine Fall verknüpft die Spannungs- und Dehnungseigenschaften mit dem elektrischen Feld und Verschiebungen.
~
Unter Verwendung der mechanischen Spannung T~ , der mechanischen Dehnung S,
~ dem elektrischen
der elastischen Konstanten s und b, der elektrischen Flußdichte D,
~ und der elektrischen Permittivitäten und β ergibt sich das Zusammenspiel
Feld E
als folgende lineare Tensorgleichungen:




T~





E
b
=




~ 

 D
et




~
S





E
s
=




~ 

 D
kt






~ 

S

D
s
=




~ 

 E
−g t






~ 

E

D
b
=




~ 
 E

−ht
50



−e 



S 



k 



T 
~
S




(2.3)

~ 

E
T~




(2.4)

~ 

E



g 



βT 



−h 



βS 



T~ 
(2.5)

~ 

D


~ 

S

~ 

D
(2.6)
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Die Exponenten der Konstanten beschreiben deren Abhängigkeit von den anderen
Zustandsgrößen. Die Gleichungen umfassen sowohl den piezoelektrischen Effekt, als
auch den inversen piezoelektrischen Effekt. Die Kopplungseffekte zwischen Mechanik
und Elektronik finden mit den piezoelektrischen Konstanten e, k, g und h Berücksichtigung [60]. Die Richtungsabhängigkeiten der piezoelektrischen Konstanten bezüglich der Zustandsvariablen werden mit Hilfe einer Indizierung kenntlich gemacht.
Man nutzt dazu, in Anlehnung an die Beschreibung von Kristallachsen, die Polarisationsvektoren eines rechtshändigen kartesischen Koordinatensystems. Somit entsprechen den Richtungen x, y und z die Ziffern 1, 2 und 3. Mechanische Spannungen,
die tangential zu den, das kartesische Koordinatensystem aufspannenden Flächen,
auftreten, werden durch die Ziffern 4, 5 und 6 gekennzeichnet. Bei PEH kommen
meist die Richtungen 33 und 31 zum Einsatz [61]. Diese sind in Abbildung 2.8 dargestellt. Bei Modus 33 wirken mechanische Kraft und elektrisches Feld in die gleiche
Richtung. Man nennt diesen Modus deshalb auch Longitudinaleffekt. Wirkt die mechanische Kraft quer zur Richtung des elektrischen Feldes, wie bei Modus 31, so
nennt man diesen Modus Transversaleffekt.
Unter Verwendung der Betriebsmodi 33 und 31 können die Tensorgleichungen in
Abbildung 2.8: Betriebsmodi 33 und 31 piezoelektrischer Materialien. In Energy
Harvesting Anwendungen finden meist diese Modi Anwendung.
51
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
skalare Gleichungen vereinfacht werden. Somit gilt:
T = bE
33 S − e33 E
D = e33 S −
T = bE
11 S − e31 E
D = e31 S −
(2.7)
S33 E
(2.8)
S33 E
Diese Darstellung der Gleichungen entspricht den IEEE Standardformen. Auf eine
ausführlichere Herleitungen der Zustandsgleichungen wird an dieser Stelle verzichtet,
da diese in der Literatur bereits umfangreich und detailliert beschrieben wurden
[62, 63, 64].
2.4.2 Energiebetrachtung piezoelektrischer Energy Harvester
Ausgehend von Gleichung 2.7 kann unter Verwendung von Vereinfachungen der Geometrie die Energiewandlung der piezoelektrischen Materialien analysiert werden.
Gleichung 2.7 bezieht sich somit nur auf ein entlang der Symmetrieachse polarisiertes Material mit einer gleichmäßigen Belastung in Richtung der Polarisation.
Dies führt zu den in Gleichung 2.9 dargestellten Beziehungen. Hierbei sind x die
Änderung der Dicke des Materials, F die aufgebrachte Kraft, U die elektrische Potentialdifferenz zwischen den mit Elektroden bestückten Enden des Materials, Q die
elektrische Ladung, Ae die Fläche und de der Abstand der Elektroden.
bE
e33 Ae
33 Ae
x+
U
de
de
S Ae
e33 Ae
x − 33 U
Q=
de
de
F =
52
(2.9)
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Zur Vereinfachung werden die Steifigkeit des Materials bei Kurzschluss dP E , die
Kapazität zwischen den Elektrodenflächen Cp und der piezoelektrische Faktor α
eingeführt. Es gilt:
dP E =
bE
33 Ae
,
de
Cp =
S33 Ae
,
de
α=
e33 Ae
de
(2.10)
und somit:
FP = dP E x + αU
Q = αx − Cp U
(2.11)
(2.12)
⇔ I = αẋ − Cp U̇
PEH erzielen die maximale Energiewandlung bei maximaler Verformung des Materials. Dies ist genau dann der Fall, wenn die anregende Frequenz mit der Resonanzfrequenz des Systems übereinstimmt. Nahe der Resonanzfrequenz kann der EH mit
Hilfe eines Systems aus Masse m, der Federkonstanten d und einer Dämpfung c dargestellt werden. Mit Gleichung 2.11 wird das System zusätzlich durch FP erweitert.
Von Außen greift eine Kraft F an. Abbildung 2.9 stellt dieses System grafisch dar.
Zusammengefasst ergibt dies ein Kräftegleichgewicht gemäß:
F = mẍ + cẋ + dP E x + αU
(2.13)
Multipliziert man Gleichung 2.13 mit der Geschwindigkeit ẋ und Gleichung 2.12
mit der Spannung U und bildet das Integral über die Zeit, so erhällt man das Ener-
53
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
Abbildung 2.9: Typischer Aufbau eines PEH. Durch die Verformung des Materials
entsteht eine elektrische Potentialdifferenz an den Elektrodenflächen.
giegleichgewicht des gesamten Systems:
Z t0 +τ
F ẋdt −
Z t0 +τ
t0
Z t0 +τ
Z t0 +τ
mẍẋdt +
t0
⇔
t0
Z t0 +τ
t0
αU ẋdt =
t0
cẋ2 dt +
F ẋdt −
Z t0 +τ
Z
t0
t0 +τ
dP E xẋdt
(2.14)
αU ẋdt =
t0
Z t0 +τ
1
m[ẋ2 ]tt00 +τ + c
ẋ2 dt + dP E [x2 ]tt00 +τ
2
t0
Z t0 +τ
U Idt +
t0
|
{z
}
verfügbare Energie
1
Cp [U 2 ]tt00 +τ
2
{z
}
|
elektrostatische Energie
= α
Z t0 +τ
U ẋdt
(2.15)
t0
|
{z
}
konvertierte Energie
Aus Gleichung 2.15 geht hervor, dass sich die verfügbare Energie aus dem Integral
über dem Produkt aus Spannung U , der Geschwindigkeit ẋ und dem piezoelektrischen Faktor α zusammensetzt. Diese Energie teilt sich in die elektrostatische
Energie des piezoelektrischen Elements und der tatsächlich verfügbaren, also elektrisch nutzbaren Energie auf. Dementsprechend ergeben sich drei Möglichkeiten den
Energieausstoß des EH zu maximieren:
• Eine Erhöhung des Kopplungsfaktors α bringt unmittelbar eine Erhöhung der
54
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
verfügbaren Energie mit sich. Möglich ist eine Änderung des Kopplungsfaktors durch eine Variation der piezoelektrischen Eigenschaften des Materials.
Die geeignete Modifikation des piezoelektrischen Materials spielt somit eine
wichtige Rolle bei der Auslegung des EH.
• Eine Erhöhung der Spannung U am PEH hat direkte eine Erhöhung der wandelbaren Energie zur Folge [48]. Schaltungstechnisch bedeutet dies, dass geeignete Schnittstellenschaltkreise zur Erhöhung der Spannung am PEH eingesetzt werden können, die in Folge die zur Verfügung stehende Energie erhöhen.
Diese Spannungserhöhung kann entweder direkt durch Spannungsrückführung
aus dem Energiespeicher des Systems, von einer zweiten Generatorstruktur
geliefert, oder durch eine direkte Spannungserhöhung der Ausgangsspannung
erfolgen. Dabei kann man sich die Arbeitsweise von Ladungspumpen oder
Boost-Konvertern zu Nutze machen.
• Die Änderung der Phasenbeziehung zwischen Spannung U und Geschwindigkeit ẋ ist die dritte Möglichkeit zur Energieoptimierung. Unter der vereinfachten Annahme sinusförmiger Anregung mit ẋ = x̂ωsin(ωt) und U =
Û sin(ωt + φ), wobei φ die Phasenbeziehung zwischen U und ẋ bezeichnet,
stellt sich die Beziehung gemäß Abbildung 2.10 dar. Demnach ergibt sich der
rechte Teil der Gleichung 2.15 zu:
α
Z
0
2π
ω
U ẋdt = α
ωx̂Û
cos(φ)
2
(2.16)
Maximiert wird die verfügbare Energie bei einer Phasenbeziehung von φ = 0.
Somit werden neben der Wahl geeigneter piezoelektrischer Materialien zwei Möglichkeiten der Optimierung gegeben. Ziel ist es Schnittstellenschaltungen zu entwickeln,
die entweder die Ausgangsspannung der PEH erhöhen oder die Einfluss auf die Pha-
55
Kapitel 2
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
senbeziehung zwischen Spannung U und Geschwindigkeit ẋ des Wandlers nehmen.
Abbildung 2.10: Phasenbeziehung zwischen elektrischer Spannung und Geschwindigkeit eines PEH im Leerlauf.
2.4.3 Leistungsbetrachtung piezoelektrischer Energy Harvester
Wird parallel zu dem PEH ein ohmscher Widerstand R angeschlossen, so kann die
Leistung des EH berechnet werden. Zur Vereinfachung wird die externe treibende
Kraft F als sinusförmig nahe der Resonanzfrequenz des EH angenommen. Mithilfe
Gleichung 2.12 und des ohmschen Widerstands kann die Spannung des PEH wie
folgt dargestellt werden [65]:
U=
αR
jωx
1 + jRCp ω
(2.17)
Mit Gleichung 2.13 und Gleichung 2.17 ergibt sich:
!
α2 R
1
jωx
F = jmω +
dE + c +
jω
jωRCp + 1
56
(2.18)
2.4 Piezoelektrische Energy Harvester
Mit der Annahme, dass die Kraft F und die Geschwindigkeit ẋ bei Resonanz in
Phase sind, kann Gleichung 2.18 zu Gleichung 2.19 vereinfacht werden:
!
α2 R
F = c+
jωx
(ωRCp )2 + 1
(2.19)
es ergibt sich die Leistung als eine Funktion der Amplitude der Auslenkung x̂:
P =
ω 2 x̂2 α2 R
2(1 + (ωCp R)2 )
(2.20)
Ersetzt man x̂ mit Hilfe der Gleichung 2.19, so kann die Leistung als Funktion von
F̂ und R dargestellt werden.
P =
α2 RF̂ 2
2(1 + (ωCp R)2 ) c +
α2 R
1+(ωCp R)2
(2.21)
Unter der Annahme schwacher elektromechanischer Kopplung liegt α nahe bei Null
[65]. Damit repräsentiert Gleichung 2.22 die vom EH generierte Leistung.
P =
α2 RF̂ m2
2c2 (1 + ωCp R)
(2.22)
Unter Verwendung der optimalen Last, die stark vereinfacht gemäß Gleichung 2.23
berechnet wird, ergibt sich die maximal erzielbare Leistung aus Gleichung 2.24.
1
ωCp
(2.23)
α2 F̂ 2
=
4ωc2 Cp
(2.24)
Ropt =
Popt
57
Kapitel 2
58
Energy Harvesting - Energiewandlung aus Vibrationen
3 Schnittstellenschaltungstechnik Stand der Technik
Faktoren wie der Ladungszustand des Zwischenspeichers oder Betriebsmodi nachfolgender Schaltungen haben großen Einfluss auf die Energiewandlung und wechselwirken stark mit dem eigentlichen PEH. Um dennoch stets das Maximum der
verfügbaren Energie zu wandeln, werden Schaltungen eingesetzt, die entweder eine geeignete Anpassung der Impedanz oder eine völlig entkoppelte Betriebsweise
garantieren [66, 67, 68, 69]. In den folgenden Unterkapiteln werden verschiedene,
in der Literatur beschriebene, Schnittstellenschaltungen für PEH vorgestellt. Deren
Funktions- und Arbeitsweisen werden erklärt und bewertet. Beginnend bei der sogenannten Standardschaltung können die Schnittstellenschaltungen in zwei Grundkategorien unterteilt werden. Diese unterscheiden sich in erster Linie darin, ob der
PEH direkt mit dem Energiespeicher verbunden, also gekoppelt ist, oder ob der EH
entkoppelt vom Rest des Systems betrieben wird. In der Folge zeigt sich, dass die
dargestellten Schaltungen zwar grundsätzlich in der Literatur beschrieben wurden,
eine tatsächliche Realisierung aber meist mit einigen Problemen behaftet ist und
somit nicht ohne Weiteres umzusetzen ist. In Kapitel 6 und Abschnitt 7.4 werden
deshalb zwei völlig neue Weiterentwicklungen dieser Schnittstellenschaltungen präsentiert und der Weg zur realen Umsetzung dargestellt. Nahezu unverändert sind
59
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
diese Weiterentwicklungen auch auf die anderen Arten der Schnittstellenschaltungen
anwendbar.
3.1 Standard-Schnittstellenschaltung
Ein typischer EH mit Speicherschaltung, der den Stand der Technik repräsentiert,
ist in der Regel dreistufig gemäß der schematischen Darstellung in Abbildung 3.1
ausgeführt [70]. Die drei Stufen sind:
• Mechanischer EH
Der eigentliche Energiegenerator wandelt mit Hilfe eines physikalischen Wirkprinzips die vor Ort vorliegende Energie in elektrische Energie. Diese Prinzipien nutzen in dem Fall der VEH die Dynamik einer bewegten Masse um den
Wandlungsprozess zu durchlaufen. Bei PEH geschieht dies durch Ladungsverschiebung infolge innerer Beanspruchung des Materials.
• Gleichrichterschaltung
Bedingt durch die alternierende Beschleunigung der Vibrationsquelle, erzeugen
die VEH eine Wechselspannung, die nicht ohne weitere Verarbeitung einem
Energiespeicher zugeführt werden kann. Es wird deshalb eine Gleichrichterschaltung benötigt, die aus der Wechselspannung eine modulierte Gleichspannung erzeugt. Diese Wandlung der Spannung geht jedoch mit einem Energieverlust einher, der bei passiven Gleichrichterschaltungen hauptsächlich aus
einem Spannungsabfall an Dioden oder Schaltverlusten an Transistoren herrührt. Es werden bereits aktive Gleichrichterschaltungen eingesetzt, durch deren Hilfe sich die Verluste verringern lassen [98, 100]. Dennoch verbrauchen
auch diese Schaltungen Energie, da sie aktive Bauelemente wie Komparatoren
60
3.1 Standard-Schnittstellenschaltung
verwenden, die mit Energie versorgt werden müssen. Auch ist der Arbeitsbereich dieser aktiven Schaltungen stark eingegrenzt. Selten kann der gesamte
Bereich der Ausgangsspannung des EH, der durchaus eine Differenz im zweistelligen Volt-Bereich einnehmen kann, genutzt werden. In gleicher Weise wird
auch der Bereich der Ausgangsleistung des EH eingeschränkt.
• Energiespeicher
Der Energiespeicher arbeitet als Puffer, der die vom EH, meist diskontinuierlich gelieferte Energie, zwischenspeichert und die elektronischen Schaltungen mit Betriebsspannung versorgt. Abhängig von der verfügbaren und der
benötigten Energie des Systems wird der Energiespeicher dementsprechend
ausgelegt. Es kommen sowohl Kurzzeitspeicher, z.B. Kondensatoren, als auch
Speicher mit geringer Selbstentladung, wie z.B. Lithium-Polymer Akkus, zur
Überbrückung längerer Zeiträume in Frage.
Abbildung 3.1: Teilbild a) zeigt die Standardschaltung für Vibrationswandler, bestehend aus dem (piezoelektrischen) EH, einem Spannungsgleichrichter und einem
Energiespeicher (Kondensator) mit Last (Widerstand). Teilbild b) zeigt den typischen Verlauf der vom EH erzeugten und der am Energiespeicher anliegenden
Spannung.
Die grundsätzliche Schwachstelle beim Einsatz einer solchen Standardschaltung besteht darin, dass durch eine fehlende oder unzureichende Anpassung der Schaltung
an den EH ein Großteil der verfügbaren Energie ungenutzt verloren geht. Außer-
61
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
dem kann die vom EH angelieferte Energie erst dann gespeichert werden, wenn
die entsprechende Spannung am EH die am Speichermedium anliegende Spannung
übersteigt. Letztere ist diejenige, die sich im bisherigen Verlauf der Aufladung am
Speichermedium bereits ausgebildet hat. Das heißt: Mit fortschreitender Ladung
des Speichers wird ein immer geringerer Anteil der vom EH gewandelten Energie
genutzt. Die Ladungszunahme erfolgt zunehmend langsamer. Der Gesamtwirkungsgrad nimmt ab. Abbildung 3.2 verdeutlicht die Situation: Dargestellt werden bei
fester sinusförmiger Anregungsfrequenz und Beschleunigung die Spannung am EH
und das aktuelle Spannungsniveau des Speichers. Nur die Spitzen der Spannung am
EH oberhalb der blauen Linie tragen zur Ladung bei. Die Kurve im unteren Teilbild stellt den Stromfluss vom EH zum Energiespeicher dar. Der Anteil ungenutzter
Energie des EH wächst mit zunehmendem Ladungsniveau des Energiespeichers. Die
Annäherung an einen angestrebten Sättigungszustand des Speichers erfolgt langsamer, als es von der verfügbaren Energie her möglich wäre. Besonders negativ wirkt
sich dies im Fall der schockartigen Anregung aus. In Abbildung 3.3 erkennt man,
dass nur bei Erreichen der maximalen Spannung Energie gespeichert wird. Während
des weiteren Ausschwingens bleibt die Energie ungenutzt. Typischerweise treten in
realen Anwendungsszenarien selten harmonische sinusförmige Schwingungen mit fester Frequenz auf. Eher wahrscheinlich sind völlig zufallsverteilte Schwingungen in
breiten Frequenzbändern. Abbildung 3.4 zeigt ein solches Szenario. Ähnlich wie in
Abbildung 3.3 tragen auch hier nur die wenigen Spitzen der Anregung zur Energiespeicherung bei.
Damit ist offenbar, dass bezüglich der Verfahrenstechnik des Energiewandlers zwingend Maßnahmen zur Steigerung des Wirkungsgrades ergriffen werden müssen. Das
Defizit der Verfahrenstechnik bezüglich seiner eingeschränkten Energie-SpeicherKapazität schlägt sich 1:1 in der Anwendungsbreite der darauf basierenden Produkte
62
3.1 Standard-Schnittstellenschaltung
nieder, so dass eine Vielzahl von interessanten, wichtigen und lohnenden Anwendungen aus Mangel an Betriebsenergie nicht realisiert werden kann.
Abbildung 3.2: Ladevorgang der Schaltung aus Abbildung 3.1 mit typischen Verläufen der vom EH erzeugten und der am Energiespeicher anliegenden Spannung.
Der Stromfluss vom EH zum Energiespeicher nimmt mit steigendem Spannungsniveau des Energiespeichers ab. Es wird immer weniger Energie umgesetzt.
63
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
Abbildung 3.3: Der EH lädt über eine Gleichrichterschaltung einen Energiespeicher auf. Das Laden findet immer nur dann statt, sobald die vom EH generierte
Spannung größer ist, als die bereits am Energiespeicher anliegende und die über
dem Gleichrichter als Verluste abfallende.
64
3.1 Standard-Schnittstellenschaltung
Abbildung 3.4: Zufallsverteiltes Anregungsprofil. Ähnlich wie in Abbildung 3.3
wird der Speicher nur dann geladen, sobald die Spannung am PEH größer ist,
als die bereits am Energiespeicher anliegende und die über dem Gleichrichter als
Verluste abfallende.
65
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
3.2 Lastgekoppelte Schnittstellenschaltungen
Auf der Standardschaltung basierend können zeitsynchronisierte Schaltungen entwickelt werden, bei denen zusätzlich induktive Elemente kurzfristig zugeschaltet
werden [72, 73]. Hierbei wird der Einfluss von Lastschwankung zwar verringert,
völlig unabhängig davon ist der Betrieb jedoch nicht. Dennoch stellt sich eine Steigerung des Wirkungsgrades gegenüber der Standardschaltung ein. Im Folgenden
werden zwei Schnittstellenschaltungen beschrieben und analysiert, die auf einem
solchen Zuschalten von induktiven Elementen basieren. Gleich ist beiden Schaltungen, dass diese zumindest zeitweise in Kontakt mit dem Energiespeicher stehen und
somit nicht völlig entkoppelt davon betrieben werden. Die beiden Schaltungen zielen auf eine permanente Erhöhung der Ausgangsspannung des PEH ab, die sich
auch positiv auf die Phasenbeziehung aus Spannung und Strom auswirkt. Wie in
Unterabschnitt 2.4.2 beschrieben, bewirkt dies eine Steigerung der zur Speicherung
verfügbaren Energie.
3.2.1 Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor
(P-SSHI)
Ein Lösungsansatz zur Verstärkung der vom EH gelieferten Spannung und Verlängerung der Ladephasen gegenüber der Standardbeschaltung beruht auf dem SSHIVerfahren (Synchronized Switching Harvesting with an Inductor).
Dieses Verfahren ist in seiner Grundform in der Literatur grundsätzlich beschrieben
[76, 77], es fehlt jedoch eine zufriedenstellende schaltungstechnische Realisierung.
Diese wirft, wie im Folgenden gezeigt, beträchtliche Probleme auf. Der Lösungsweg
führt deshalb über das in Kapitel 6 beschriebene modifiziertes Verfahren, das in der
vorliegenden Arbeit entwickelt und umgesetzt wurde.
66
3.2 Lastgekoppelte Schnittstellenschaltungen
Das Prinzip des SSHI-Verfahrens besteht aus dem zeitsynchronisierten Umladen der
Energie des EH mit Hilfe einer zusätzlichen Spule. Grundsätzlich unterscheidet man
hierbei zwischen dem parallelen (P-SSHI) [78] und seriellen (S-SSHI) [54] Zuschalten der Spule. Bei der P-SSHI-Technik wird dem PEH, der stark vereinfacht einen
Kondensator darstellt, über einen Schalter zyklisch eine Spule parallel geschaltet. Es
entsteht ein Schwingkreis aus Spule und Kondensator. Die Zuschaltung der Spule erfolgt kurzzeitig im Maximum der am PEH anliegenden Spannung. Ein vereinfachtes
Modell ist in Abbildung 3.5 dargestellt. Spule und Kapazität des EH sind so dimensioniert, dass die Resonanzfrequenz des elektrischen Schwingkreises wesentlich höher
ist, als die Frequenz der mechanischen Schwingung. Sobald die Maximalspannung
Abbildung 3.5: Vereinfachtes Modell der P-SSHI-Schaltung bestehend aus PEH,
Schalter, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand mit zugehörigem Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator.
am PEH unter dem Einfluss des hochfrequenten Schwingkreises invertiert wurde,
wird die Spule wieder vom Schwingkreis getrennt. Dies hat jedoch keine Auswirkung
auf die mechanische Schwingung des PEH, der seine Schwingung nahezu unbeeinflusst beibehält. Die Spannung am PEH wird, wie in Abbildung 3.5 dargestellt, nach
unten fortgesetzt. Es ergibt sich eine Verstärkung der Wechselspannung. Dadurch
wird auch die Zeitdauer erhöht, in der die gleichgerichtete Spannung diejenige am
Energiespeicher übersteigt. Somit kann ein wesentlich größerer Energieanteil an den
Speicher weitergegeben werden. Der gesamte Energiespeicherprozess gliedert sich
67
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
somit in zwei Schritte:
1. Schalter S1 geöffnet. Während dieser Phase ist der PEH über den Gleichrichter
mit dem Speicherkondensator verbunden. Es wird Energie gespeichert.
2. Schalter S2 geschlossen. Die Spannung wird über das Zuschalten der Spule
invertiert. Diese Phase ist extrem kurz verglichen mit der vorangegangenen
Phase, die direkt im Anschluss wieder beginnt.
Eine ähnliche Realisierung bietet die Schaltung ”Hybrid SSHI” [79]. Hier wird statt
einer Spule ein Transformator eingesetzt, mit dem eine zusätzliche Anpassung der
Spannungslevel möglich ist. Jedoch erhöhen sich durch den Einsatz des Transformators auch die Energieverluste bei den Schaltvorgängen.
Die Schwierigkeit bei der Realisierung der P-SSHI-Schaltung besteht darin, Minimum und Maximum der Spannung am EH exakt zu bestimmen, um daraus die
Schaltvorgänge zu takten. Das Spannungssignal des EH selbst kann für diesen Zweck
nicht genutzt werden, da es durch die P-SSHI-Schaltung gemäß Abbildung 3.5 verändert wird und die Information über die Lage der Spitzenwerte verloren geht. Die
Abweichung des P-SSHI-Schaltpunktes von den Spitzenwerten des Spannungssignals
beeinflusst jedoch in empfindlicher Weise die mit der P-SSHI-Technik erzielte Spannungsverstärkung und somit die verfügbare Energie. Abbildung 3.6 verdeutlicht diese Wirkung. Der Graph zeigt den funktionalen Zusammenhang zwischen verfügbarer
Energie und Abweichung des Schaltzeitpunktes vom optimalen Zeitpunkt. Die markierten Werte wurden durch numerische Simulation gewonnen. Auf der Abszisse ist
die zeitliche Abweichung vom optimalen Schaltzeitpunkt aufgetragen, auf der Ordinate die in einer festgelegten Ladezeit gespeicherte Energie geteilt durch die maximal speicherbare Energie bei Idealbetrieb. Dieses Ergebnis macht deutlich, dass
eine Realisierung der P-SSHI-Schaltung nicht ohne Weiteres umsetzbar ist.
Es ist möglich einen Beschleunigungssensor einzusetzen, der die Bewegung des PEH
68
3.2 Lastgekoppelte Schnittstellenschaltungen
analysiert und die korrelierenden Maxima der Auslenkung und elektrischen Spannung detektiert. Auf Grund des hohen Energieverbrauchs eines solchen Sensors
kommt dessen Einsatz an dieser Stelle nicht in Frage. Deshalb wurde im Rahmen
dieser Arbeit ein modifiziertes P-SSHI-Verfahren realisiert, das darauf basiert, neben dem eigentlichen piezoelektrischen Element als primärer EH einen sekundären
EH oder Signalgeber einzusetzen. Dieser arbeitet, trotz gleicher mechanischer Anregung, nahezu unabhängig und unbeeinflusst von der P-SSHI-Schaltung. Sinn dieses
Sekundär-EH ist es, die synchronen P-SSHI-Schaltsignale beizusteuern. Die Entwicklung dieses Systems wird ausführlich in Kapitel 6 beschrieben.
Abbildung 3.6: Abhängigkeit der gespeicherten Energie der P-SSHI-Schaltung
vom Schaltzeitpunkt.
3.2.2 Active Energy Harvesting Scheme (AEHS)
Ähnlich der P-SSHI-Schaltung arbeitet die Schaltung mit der Bezeichnung ”Active
Energy Harvesting Scheme” [80]. Die Gleichrichtung wird hier über aktive Schalter ermöglicht. Durch den in Abbildung 3.7 dargestellten Aufbau wird eine nahezu
69
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
verlustfreie Spannungsinversion realisiert. Der Ablauf gliedert sich in zwei Schritte:
1. Die Spannung am PEH erreicht ein Maximum. Schalter S1 und S4 werden
geschlossen, Schalter S2 und S3 bleiben geöffnet. Der Energiespeicher wird
geladen.
2. Die Spannung am PEH wird invertiert. Schalter S2 und S3 werden geschlossen,
Schalter S1 und S4 werden geöffnet. Der Ladung über die negative Halbwelle
des Spannungssignals findet statt.
Jedoch erfordert auch hier die Detektion der zeitsynchronen Taktpulse für die Schalterrealisierung einen gesteigerten Aufwand. Da der EH auch hier nahezu permanent
mit dem Speicherkondensator verbunden ist, liefert das Spannungssignal des EH
nicht die erforderlichen Informationen. Somit muss auch hier auf aufwendige Schaltkreise oder Sensortechnik für die Realisierung zurückgegriffen werden.
Abbildung 3.7: Vereinfachtes Modell der AEHS-Schaltung, bestehend aus PEH,
Schaltern, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand. Das rechte Teilbild
zeigt den zugehörigen Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator.
3.3 Lastentkoppelte Schnittstellenschaltungen
Ein weiterer Ansatz die Energiespeicherung zu maximieren, besteht darin, die Energiespeicherung entkoppelt von Einflüssen der übrigen Komponenten des Systems
70
3.3 Lastentkoppelte Schnittstellenschaltungen
durchzuführen. Dazu wurden Prinzipien entwickelt, die eine Entkopplung der EH
vom Rest des Systems gewährleisten. Ziel ist somit der Betrieb des EH in nahezu permanent unbelastetem Zustand. Man nutzt hierbei Phasen, in denen der EH
quasi unbelastet arbeitet um somit die maximalen Leerlaufspannungen zu erzeugen.
Die Energie wird jeweils nur in kurzen, pulsartigen Stößen übertragen und meist
in induktiven Speicherelementen zwischengespeichert. Der Einfluss des restlichen
Systems auf die Dynamik und Dämpfung des EH bleibt dank dieser Betriebsweise
gering.
Den im Folgenden beschriebenen Prinzipien gleich ist die Entkopplung, die jeweils
über einen Schalter realisiert wird. Der Prozess der Energiespeicherung ist in 2
Schritte unterteilt:
1. Im ersten Schritt wird, sobald die Spannung am PEH ein Maximum erreicht,
die Energie auf eine Spule oder einen Transformator übertragen. Dies geschieht
durch ein schnelles Schließen des Schalters.
2. Im zweiten Schritt wird der Schalter, sobald der Stromfluss zum Erliegen
kommt, wieder geöffnet. Der PEH ist nun wieder vom Rest des Systems getrennt. Die in der Spule oder dem Transformator gespeicherte Energie wird
nun zum Speicherkondensator übertragen.
Eine direkte Verbindung zwischen PEH und Last wird durch diese Vorgehensweise
verhindert. Die übertragene und gespeicherte Energiemenge ist somit nahezu lastunabhängig.
71
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
3.3.1 Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor
(S-SSHI)
Die S-SSHI-Schaltung basiert auf einem der, in Unterabschnitt 3.2.1 vorgestellten,
P-SSHI-Schaltung ähnlichen Konzept. Statt die Spule parallel zum PEH zu schalten,
wird diese bei der S-SSHI-Technik in Reihe zum EH geschaltet [81]. Abbildung 3.8
zeigt den prinzipiellen Aufbau. Die Taktzyklen zum Zuschalten der Spule ähneln
denen der P-SSHI-Schaltung. Jeweils im Maximum der Spannung am PEH wird der
Schalter S1 aus Abbildung 3.8 geschlossen. Der Stromfluss durch die zugeschaltete Spule setzt ein. Dieser Strom läd infolgedessen den Speicherkondensator C. Der
Schalter bleibt geschlossen, bis der Stromfluss in Richtung Speicherkondensator wieder zum Erliegen kommt. Der Speicherkondensator muss um ein vielfaches größer
sein als die Kapazität des PEH um die hochfrequente Schwingung nicht zu beeinflussen. Da der Zyklus, in dem der PEH über den geschlossenen Schalter mit dem
Speicherkondensator verbunden ist, sehr kurz ist, wird diese Schaltung den lastentkoppelten Schaltungen zugeordnet. Der Ablauf gliedert sich auch hier wieder in zwei
Schritte:
1. Die Spannung am PEH erreicht ein Maximum. Kurzzeitig wird S1 geschlossen
und die Ladung vom EH über die Spule zum Energiespeicher übertragen.
2. Danach bleibt der Schalter geöffnet bis wiederum ein Maximum erkannt wird.
In dieser Zeit schwingt der PEH im Leerlauf.
72
3.3 Lastentkoppelte Schnittstellenschaltungen
Abbildung 3.8: Vereinfachtes Modell der S-SSHI-Schaltung bestehend aus PEH,
Schalter, Spule, Speicherkondensator und Lastwiderstand. Das rechte Teilbild
zeigt den zugehörigen Spannungsverlauf am PEH und am Speicherkondensator.
3.3.2 Switching and Discharging to a storage Capacitor through
an Inductor (SSDCI)
Die Schaltung ”SSDCI” (Synchronized Switching and Discharging to a storage Capacitor through an Inductor) [82] entkoppelt die Energiespeicherung vom Rest des
Systems, indem ein Schalter immer im Maximum der Spannung am PEH geschlossen und die Energie auf eine Spule übertragen wird. Ein Prinzipschaltbild zeigt
Abbildung 3.9. Die Position von Schalter und Spule ist hierbei erst hinter dem
Gleichrichter. Die Vorgehensweise ist ähnlich der Vorgehensweise bei der S-SSHISchaltung. Anders jedoch als bei der S-SSHI-Schaltung wird die Spule und der
Schalter erst nach dem Gleichrichter platziert. Zusätzlich wird dadurch eine Diode benötigt, die den Stromfluß in der Spule aufrecht hällt. Diese Änderung lässt
sich auch in den dargestellten Spannungsformen erkennen. Der Ablauf gliedert sich
hier in drei Schritte:
1. Die Spannung am EH erreicht ein Maximum. Kurzzeitig wird der Schalter
geschlossen und die Ladung vom EH auf die Spule übertragen.
2. Der Schalter S wird geöffnet. Die Diode hällt den Stromfluss der Spule aufrecht, bis die gesamte Ladung über die Spule zum Energiespeicher übertragen
73
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
wurde.
3. Danach bleibt der Schalter geöffnet bis wiederum ein Maximum erkannt wird.
In dieser Zeit schwingt der EH im Leerlauf.
Abbildung 3.9: Prinzipschaltbild und Spannungssignale der SSDCI-Schaltung mit
Spule zur Entkopplung des Energiespeichers von dem PEH.
3.3.3 Synchronous Electric Charge Extraction (SECE)
Das Konzept der SECE-Schaltung (Synchronous Electric Charge Extraction) beruht
auf zyklischem Entladen des EH. Hierbei wird der EH im Leerlauf betrieben und
stets im Maximum seiner Auslenkung und somit auch seiner Spannungsamplitude
entladen. Dies geschieht mit Hilfe eines Schalters und eines Miniaturtransformators.
Kurzzeitiges Schließen des Schalters führt zu einem hohen Kurzschlussstrom. Dieser
Strompuls kann per Transformator auf den Energiespeicher übertragen werden. Ein
Konzeptschaltbild dieser Schaltung ist in Abbildung 3.10 dargestellt. In der Literatur findet man weitere Prinzipien, die auch unter dem Namen SECE veröffentlicht
wurden, aber statt eines Transformators, Spulen mit zusätzlichen Schaltern verwenden [83, 84, 52]. Gleich ist diesen Prinzipien der Ablauf, der auch hier wieder in zwei
Schritte unterteilt ist:
1. Die Spannung am EH erreicht ein Maximum. Kurzzeitig wird der Schalter geschlossen und die Ladung vom EH über auf die Primärwindungen des Transfor-
74
3.3 Lastentkoppelte Schnittstellenschaltungen
mators übertragen. In den Sekundärwindungen des Transformators wird eine
Spannung induziert. Es beginnt ein Stromfluss von den Sekundärwindungen
zum Energiespeicher.
2. Der Schalter S wird geöffnet. Die Diode verhindert ein Entladen des Speicherkondensators über die Sekundärspule. Der EH schwingt wieder im Leerlauf.
Abbildung 3.10: Prinzipschaltbild und Spannungssignale der SECE-Schaltung
mit Trafo zur Entkopplung des Energiespeichers von dem PEH.
3.3.4 Synchronous Electric Charge Extraction featuring Energy
Injection (SECEEI)
Eine Erweiterung der SECE-Schaltung stellt die SECEEI-Schaltung (Synchronous
Electric Charge Extraction featuring Energy Injection) dar [74, 75]. Zum Aufbau
der SECE-Schaltung kommen gemäß Abbildung 3.11 zwei weitere Schalter und eine
weitere Spule hinzu. Diese haben die Aufgabe, direkt im Anschluß an den Energieextraktionsprozess vom Energiespeicher Energie auf den PEH zurückfließen zu lassen.
Dies resultiert in einer Erhöhung der Spannung am Piezoelement und somit gemäß
Gleichung 2.15 in einer Erhöhung der verfügbaren Energie. Der Ablauf gleicht also
dem aus Unterabschnitt 3.3.3 und wird durch einen dritten Schritt erweitert:
3) Energieinjektion auf den EH. Dazu werden Schalter S2 und S3 kurzzeitig
75
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
geschlossen. Die Energie wird dem Speicherkondensator entnommen und dem
EH wieder zugeführt.
Abbildung 3.11: Prinzipschaltbild
und
Stellenschaltung mit Energierückführung.
Signalverläufe
der
SECEEI-
3.4 Fazit und Zusammenfassung der
Schnittstellenschaltungstechnik
Selten kann die vom EH gewandelte Energie nahezu komplett einem Energiespeicher
überführt werden. Der Einfluss nachgeschalteter Elektronik hat großen Einfluss auf
die Effizienz der Energiewandlung und -speicherung. Neben der Standardschaltung,
bei der eine geeignete Anpassung der Impedanz oder eine völlig entkoppelte Betriebsweise nicht realisiert werden kann, werden in der Literatur verschiedene Schnittstellenschaltungen beschrieben die sich dieser Thematik annehmen. Dabei wird zwischen
lastgekoppelten und -ungekoppelten Schnittstellenschaltungen unterschieden. Prinzipien dieser Schaltungen werden in der Literatur zwar grundsätzlich beschrieben,
eine tatsächliche Realisierung scheitert jedoch oft an der Umsetzung dieser Prinzipien in reale Schaltungstechnik. Meist sind solche Schaltungen in den Bereichen
der zulässigen Eingangsspannungsniveaus und Leistungsaufnahme beschränkt. Abweichungen von definierten Spannungsniveaus sind nicht tolerierbar und bedürfen
76
3.4 Fazit und Zusammenfassung der Schnittstellenschaltungstechnik
aufwendiger Anpassungen.
Daneben existiert die Problematik der für diese Schaltungen essentielle Erkennung
spezifischer elektrischer Kennwerte, wie z.B. der Spannungsmaxima. Diese Problematik entsteht gerade im Fall der lastgekoppelten Schnittstellenschaltungen durch
die Verfälschung der nativen Spannungssignale durch die Schnittstellenschaltungen
selbst. Ohne diese Information sind diese zeitsynchronisierten Schaltungen nicht
umsetzbar. Ungenaue Taktzyklen verschlechtern den Wirkungsgrad der Energiespeicherung mit großem Einfluss. Ist die anregende Vibrationsquelle bekannt und bietet diese im besten Fall sogar eine harmonische Schwingung mit fester Amplitude,
so können diese Schnittstellenschaltungen mit geringen Mitteln angepasst werden.
Feste Einstellungen können vorgenommen werden und es bedarf keiner Anpassung
im laufenden Betrieb. Die Realität jedoch verspricht selten Anregungsprofile dieser
Art. Alterungsprozesse, Temperaturschwankungen, chaotisch auftretende Beschleunigungsamplituden und zufallsverteilte Frequenzspektren beeinflussen die Vibrationsprofile maßgeblich. Eine Schnittstellenschaltung muss somit in der Lage sein,
unabhängig vom Vibrationsprofil vor Ort die entsprechenden Schaltungsparameter
selbstständig anzupassen, um stets das Maximum der wandelbaren Energie zu speichern.
Die Schnittstellenschaltungen beinhalten aktive elektronische Komponenten, die die
zeitsynchronisierte Taktung der Schaltungen ermöglichen. Diese Komponenten benötigen somit eine eigene Spannungsversorgung. Ist das System jedoch in Ruhe und
besitzt der Energiespeicher keine Vorladung, so können die aktiven Komponenten
nicht betrieben werden. Ein ”Aufwecken” aus dem Ruhemodus ist ohne Vorladung
somit nicht realisierbar.
Ziel der in Kapitel 6 und Abschnitt 7.4 präsentierten Systeme ist somit der universelle Einsatz, unabhängig des anregenden Vibrationsprofils und aktuellen Betriebs-
77
Kapitel 3
Schnittstellenschaltungstechnik - Stand der Technik
modi. Die präsentierten Entwicklungen bedürfen keiner weiteren Anpassung an die
Umgebungsbedingungen und Anwendungsszenarien und sind nahezu unverändert
auch für die anderen, in diesem Kapitel beschriebenen zeitsynchronisierten Schnittstellenschaltungen, anwendbar.
78
4 Piezoelektrischer Energy Harvester
Das Hauptaugenmerk dieser Dissertation wird auf elektronische Schnittstellenschaltungen gerichtet. Diese haben zur Aufgabe einem Energiespeicher mehr Energie
zuzuführen, als dies mit Systemen, die dem Stand der Technik entsprechen, möglich ist. Ausgangslage ist somit immer die maximal mögliche Leistung eines PEH
mit Gleichrichterschaltung und Speicherkondensator. Dieser Aufbau wird im Folgenden als ”Standardschaltung” bezeichnet. Alle präsentierten Messergebnisse werden
immer im Bezug auf diese Größen ausgewertet. Zu diesem Zweck wurde ein PEH entwickelt, der die Eingangs- und Vergleichsgröße darstellt. Verwendung findet hierbei
ein einseitig eingespannter Biegebalken.
4.1 Modell und Aufbau des Energy Harvesters
Der in Abbildung 4.1 dargestellte einseitig eingespannte Biegebalken wird am nicht
eingespannten Ende mit Massen beschwert. Diese sind neben der allgemeinen Balkengeometrie für die Steifigkeit und somit für die Eigenresonanz des Balkens verantwortlich. Sie ermöglichen es, im Hinblick auf die Miniaturisierung eines solchen PEH,
relativ kurze Balken mit niedrigen Eigenfrequenzen zu verwenden. Der Balken selbst
ist aus fünf Schichten aufgebaut. Neben zwei äußeren piezoelektrischen Schichten,
die entgegengesetzt polarisiert wurden, existiert im Inneren eine Messingschicht, die
79
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
einen robusten Aufbau garantiert und die Stabilität des Balkens erhöht. Auf der
Oberfläche der piezoelektrischen Schichten sind Nickelelektroden aufgebracht, die
eine elektrische Kontaktierung ermöglichen.
Lastet eine mechanische Kraft auf den Biegebalken, so bewirkt der besondere Aufbau, dass eine der piezoelektrischen Schichten gestaucht und die andere gedehnt
wird. Dies resultiert in einer elektrischen Spannung, die bemüht ist der Belastung entgegenzuwirken. Die resultierenden elektrischen Potentialdifferenzen sind auf
Grund der entgegengesetzten Polarisierung der beiden Schichten in ihren Vorzeichen
gleich. Somit stellen die beiden Schichten zwei in Reihe geschaltete Spannungsquellen dar. Dies erleichtert die Kontaktierung, die einfach an Ober- und Unterseite der
kompletten Struktur angebracht werden kann. Die Abmessungen und der Aufbau
Abbildung 4.1: Einseitig eingespannter piezoelektrischer Bimorph-Biegebalken.
des PEH sind in Abbildung 4.2 zu erkennen. In Anlehnung an die Balkenstruktur
des EH, wird dieser im Folgenden mit EH-B1 abgekürzt. Als piezoelektrisches Material kommt eine PZT-Keramik (PSI-5A4E, Herstellerbezeichnung: T215-H4-303X)
[97] der Dicke 380µm zum Einsatz. Hierbei wurde auf die einfache Verfügbarkeit
des Materials Wert gelegt. Weniger Einfluß auf die Auswahl hat hierbei die Wahl
des optimierten Materials, da die Schnittstellenschaltungen unabhängig von speziell
ausgewählten Materialien eingesetzt werden sollen. Die Oberfläche ist mit dünnen
Nickelelektroden besputtert, die eine geringe magnetische Permeabilität besitzen
80
4.1 Modell und Aufbau des Energy Harvesters
und geringe Leckströme zulassen.
Die eingesetzten EH werden in Einzelheiten modifiziert um optimal mit den Schnittstellenschaltungen zu arbeiten. Diese Modifikationen werden in den einzelnen Kapiteln der Schnittstellenschaltungen detailliert beschrieben. Grundlage für den Vergleich der EH Systeme stellt jedoch der hier beschriebene EH-B1 dar. Ausgehend
von diesem Typ werden Optimierungen und Anpassungen durchgeführt, um die gewandelte und gespeicherte Energiemenge zu maximieren. Resümees werden grundsätzlich am Ende der Kapitel der Schnittstellenschaltungen im Bezug auf den EH-B1
gezogen.
Abbildung 4.2: PEH mit Gehäuse zur Positionierung und Fixierung (EH-B1). Der
EH-B1 kann mit Hilfe von Schrauben an der Vibrationsquelle befestigt werden.
Die dargestellten Abmessungen sind in mm angegeben.
81
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
4.2 Elektromechanisches Modell des Energy
Harvesters
Die in dieser Dissertation vorgestellten Schnittstellenschaltungen werden in den folgenden Kapiteln anhand von Simulationen und Messergebnissen analysiert und optimiert. Um bereits in der Konzeptphase der Schaltungen realitätsnahe Berechnungen und Voraussagen treffen zu können, sind Simulationen des Gesamtsystems ein
unverzichtbares Werkzeug. Dabei sollen sowohl die Einflüsse der elektronischen Beschaltung auf die Mechanik und Dynamik des kompletten Systems, als auch die
Einflüsse der Mechanik auf die Elektronik analysiert werden können. Grundsätzlich
ist durch die starke elektromechanische Kopplung der PEH eine getrennte, unabhängige Analyse der Mechanik oder Elektronik wenig aussagekräftig. Nur eine ganzheitliche Analyse, beginnend bei der anregenden Schwingung, über die mechanischen
Komponenten des Systems, der elektronischen Schnittstellenschaltungen, der Zwischenenergiespeicher, bis hin zu den aktiven Belastungen des System durch Sensor-,
Aktor- und Funkaufgaben, kann tatsächlich realitätsnahe Berechnungen zulassen.
Ein Weg diese ganzheitliche Analyse zu realisieren ist die Nutzung elektromechanischer Analogien [86]. Unter deren Verwendung können elektrische Ersatzschaltbilder
erstellt werden, die realistische numerische Simulationen ermöglichen.
Unterabschnitt 4.2.1 beschreibt die Herleitung eines elektrischen Ersatzschaltbildes
für Schwingungen nahe der Resonanzfrequenz des EH. Die in den folgenden Kapiteln präsentierten Simulationen nutzen dieses Modell um das Verhalten der PEH
darzustellen und dienen als Ausgangspunkt für die tatsächlichen Messungen.
82
4.2 Elektromechanisches Modell des Energy Harvesters
4.2.1 Elektrisches Ersatzschaltbild
Grundlage für die Entwicklung des elektrischen Ersatzschaltbildes ist das mechanische Ersatzschaltbild aus Abbildung 2.9 in Unterabschnitt 2.4.2. Der PEH kann
wie in Abbildung 4.3 a) dargestellt, als Parallelschaltung aus einer Spannungsquelle, einem Kondensator und dem mechanischen Modell aus Abbildung 2.9 aufgefasst
werden. Der Kondensator besteht hierbei aus den beiden Nickelelektroden mit dazwischenliegendem Dielektrikum.
Abbildung 4.3: Elektromechanisches Model
Nun werden Analogien zwischen mechanischen und elektrischen Komponenten verwendet, um das System in ein völlig elektrisch beschreibbares System zu überführen.
Mechanische Vorgänge können somit mit Hilfe von elektrischen Bauteilen vereinfacht
beschrieben werden. Tabelle 4.1 listet die verwendeten Analogien auf. Wendet man
Mechanisch
Elektrisch
Kraft F
Strom i
Geschwindigkeit ẋ
Spannung u
Masse m
Kapazität C
1/Federkonstante d Induktivität L
1/Dämpfung c
Widerstand R
Tabelle 4.1: Analogien zwischen Mechanik und Elektronik.
diese Analogien auf das Ersatzschaltbild in Abbildung 4.3 a) an, so erhält man das
83
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
rein elektrische Ersatzschaltbild aus Abbildung 4.3 b). Nun kann das Verhalten des
EH mit rein elektrischen Größen beschrieben werden. Als Eingangsquelle für nummerische Simulationen wird dieses Modell verwendet. Die Werte für die elektrischen
Größen können experimentell bestimmt werden.
4.2.2 Experimentelle Parameterbestimmung
Durch die Darstellung mit rein elektrischen Größen kann die Admittanz (Y ) des
Ersatzschaltbildes bestimmt werden als:
Y =
P
+ jωCp Rm
1 − ω 2 Cp Lm + CCm
1
Rm + jωLm + jωC
m
(4.1)
Dabei stellen Cp die parallele Kapazität, ω die Kreisfrequenz, Lm die Induktivität, Cm die Serienkapazität und Rm den Widerstand aus dem Ersatzschaltbild
in Abbildung 4.3 b) dar. Mit Hilfe der Ortskurve der Admittanz (Abbildung 4.4)
Abbildung 4.4: Ortskurve zur Bestimmung der Resonanzfrequenz.
des EH-B1 aus Abbildung 4.2, die mit einem Gain-Phase-Analyser (hier verwendet:
84
4.2 Elektromechanisches Modell des Energy Harvesters
gain/phase analyser Bode100 von Omicron Lab) vermessen werden kann, können
drei charakteristische Stellen bestimmt werden. Diese sind:
• die Kreisfrequenz ωp im Maximum des Realteiles der Admittanz
• die untere Grenzfrequenz ωma im Maximum des Imaginärteils der Admittanz
• die oberer Grenzfrequenz ωna im Minimum des Imaginärteils der Admittanz
Mit ωp , ωma und ωna kann die Güte des Schwingkreises aus Rm , Lm und Cm berechnet werden. Dazu beschreibt Kreisfrequenz ωp die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises aus Lm und Cm . Diese kann mit Gleichung 4.2 berechnet werden.
ωp = 2πfp = √
1
(4.2)
Lm Cm
ωma und ωna , als obere und untere Grenzfrequenz beschreiben die Grenze, bei der
der Strom, beziehungsweise die Spannung um 3dB vom Maximum abweichen. Somit
berechnet sich die Güte Qm des Systems zu:
1
ωp
=
Qm =
ωna − ωma
Rm
s
Lm
Cm
(4.3)
Mit Hilfe der Ortskurve aus Abbildung 4.4, Gleichung 4.2 und Gleichung 4.3 können
die elektrischen Parameter des Ersatzschaltbildes bestimmt werden:
Rm =
Cp =
1
max[Re(Y )]
max[Im(Y )] + min[Im(Y )]
4πfp
(4.4)
(4.5)
85
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
Lm =
Rm
ω(max[Im(Y )]) + ω(min[Im(Y )])
(4.6)
Cm =
1
Lm 4π 2 fp2
(4.7)
Neben der Darstellung der Admittanz in Form einer Ortskurve kann diese auch mit
einem Bodediagramm, mit Verstärkung und Phasensignal, veranschaulicht werden
(Abbildung 4.5). Bei dieser Darstellung kann ein anderer Weg zur Herleitung der
elektrischen Parameter verwendet werden. Zwei charakteristische Frequenzen werden im Bodeplot dargestellt. Zum einen ist dies ωmv oder fmv im Maximum der
Verstärkung, zum anderen ωnv oder fnv2 im Minimum der Verstärkung. Diese beiden Frequenzen markieren die Parallel- und die Serienresonanz des EH-B1. Mit der
Annahme von Rm = 0 für den Resonanzfall, führt Gleichung 4.1 zu:
Y =
P
1 − ω 2 Cp Lm − CCm
1
jωLm + jωC
m
(4.8)
Setzt man in Gleichung 4.8 den Nenner gleich Null, kann das Maximum der Konduktanz bestimmt werden und es ergibt sich ωmv als:
1
ωmv = √
Cm Lm
(4.9)
Setzt man hingegen den Zähler gleich Null, so ergibt sich das Minimum der Konduktanz und somit ωnv als:
ωnv =
86
v
u 1 1
u
t Cp Cm
Lm
(4.10)
4.2 Elektromechanisches Modell des Energy Harvesters
Abbildung 4.5: Bodeplot der Admittanz des EH-B1.
Bildet man das Quadrat aus ωnv /ωmv , so führt dies zu:

2
ω
C
 nv  = 1 + m
ωmv
Cp
(4.11)
Die beiden Frequenzen der Serien- und Parallelresonanz unterscheiden sich nur gering. Mit ωnv ≈ ωmv folgt somit aus Gleichung 4.11: Cp Cm . Somit kann mit
den gemessenen Frequenzen fmv und fnv aus Abbildung 4.5 der Quotient Cm /Cp
berechnet werden. Für kleine Frequenzen hängt die Admittanz hauptsächlich von
87
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
Cp ab und ergibt sich somit zu:
Y = jω(Cp + Cm )
(4.12)
Für hohe Frequenzen ist die Admittanz in erster Linie von Cm abhängig und ergibt
sich zu:


ωCp − 1 
Y = j
ωLm
(4.13)
Durch die Berechnung von Cp , Cm und Lm mit Gleichung 4.12 und Gleichung 4.13
ergeben sich die elektrischen Kennwerte wie in Tabelle 4.2 dargestellt.
Elektrische Größe
Wert
Cp
6, 625nF
Cm
1, 048nF
Lm
1, 075kH
Rm
29, 573kΩ
Tabelle 4.2: Elektrische Größen des Ersatzschaltbildes.
Mit Hilfe dieser Größen ist das Ersatzschaltbild nun komplett und kann für numerische Simulationen verwendet werden.
4.3 Numerische Simulation
Die Gültigkeit des elektrischen Ersatzschaltbildes kann mit Hilfe SPICE-basierter,
numerischer Simulationstools, wie beispielsweise LTspice, dargestellt werden. Es lassen sich nun umfangreiche Simulationen nahe der Realität duchführen. Das Simulationsergebnis der Admittanz und Phase im Vergleich mit der Messung aus
Abbildung 4.5 ist in Abbildung 4.6 dargestellt.
88
4.3 Numerische Simulation
Abbildung 4.7 zeigt das resonante und lastabhängige Verhalten des EH-B1. Die Am-
Abbildung 4.6: Vergleich zwischen Messung und Simulation des Bodeplots der
Admittanz des EH-B1.
plitude der anregenden Beschleunigung ist hierbei stets 1m/s2 . Es werden Simulationsund Messergebnisse verglichen. Das erste Teilbild stellt die Leerlaufspannung des
EH-B1 in Abhängigkeit zur anregenden Frequenz dar. Im zweiten Teilbild wird der
EH-B1 konstant bei Resonanzfrequenz angeregt. Variiert wird der angeschlossene
Lastwiderstand.
Die Vergleiche der Mess- und Simulationsergebnisse zeigen eine gute Übereinstim-
89
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
Abbildung 4.7: Resonantes und lastabhängiges Verhalten des EH-B1 in Messung
und Simulation.
mung. Das entwickelte Ersatzschaltbild kann somit in Folge für numerische Simulationen in Kombination mit elektrischen Schnittstellenschaltungen verwendet werden
und stellt eine wichtige Hilfe bei der Parametervariation und Auslegung elektrischer
Schnittstellenschaltungen dar.
Die in dieser Dissertation beschriebenen Schnittstellenschaltungen wurden mit Hinblick auf Vergleichbarkeit untereinander, stets mit dem in diesem Kapitel präsentierten EH-B1 analysiert und vermessen. Dieser bietet in der dargestellten Form eine
90
4.4 Fazit und Zusammenfassung der Modellentwicklung
gute Basis für Vergleiche und Analysen mit bestehenden Systemen. Eine Möglichkeit
der Optimierung des mechanischen EH wird in Abschnitt 7.1 dargestellt. Diese soll
als Basis für weitere Entwicklungen dienen.
4.4 Fazit und Zusammenfassung der
Modellentwicklung
Die entwickelten elektrischen Ersatzschaltbilder ermöglichen das mechanische Verhalten des PEH in elektronischen Simulationen abzubilden. Dies erlaubt es, Schnittstellenschaltungen realitätsnah zu simulieren und an die Gegebenheiten der unterschiedlichen Einsatzbedingungen anzupassen. Die erarbeiteten Modelle dienen
als Basis für Weiterentwicklungen und stellen somit eine Plattform für die Entwicklung und Optimierung von weiteren PEH-Systemen dar. Der Aufwand das
bestehende Modell an andere Typen von PEH anzupassen ist gering: Mit den in
Unterabschnitt 4.2.1 dargestellten Berechnungen und einer Admittanz- oder Impedanzmessung kann das Ersatzschaltbild eines PEH mühelos neuen Anforderungen
angepasst werden.
Die präsentierte Modellentwicklung bildet das Verhalten des EH nahe der Resonanzfrequenz ab. Um auch Auswirkungen bei Anregungsfrequenzen in weit von der Resonanzfrequenz entfernten Frequenzbereichen detailliert simulieren zu können, muss
die Komplexität der Modelle um den zusätzlichen Einsatz elektrischer Koppelglieder zur Trennung der mechanischen und elektrischen Komponenten erweitert werden
[49]. Dies geht jedoch unmittelbar mit einer Erhöhung des Rechen- und Simulationsaufwandes einher. Die in den folgenden Kapiteln durchgeführten Simulationen
jedoch, wurden im Bereich nahe der Resonanzfrequenz des EH durchgeführt. Die
angestellten Vergleiche aus Messungen und Simulationen machen deutlich, dass die
91
Kapitel 4
Piezoelektrischer Energy Harvester
hier präsentierte Komplexität des PEH-Modells für die vorliegende Aufgabenstellung
völlig ausreicht und eine hinreichend genaue Darstellung der Realität zuläßt.
92
5 Analyse der
Standard-Schnittstellenschaltung
Als Basis für weitere Untersuchungen und Vergleiche wird die Standardschaltung
weiteren Analysen unterzogen. Im Rahmen der in Kapitel 6 und Kapitel 7 beschriebenen Entwicklungen wird die Energiebetrachtung um den Teil der Energiespeicherung als Teil des Vergleichs einbezogen. Dies stellt eine notwendige Erweiterung eines Vergleichs der reinen Leistungsdichte von EH dar. Vergleiche der Leistungsdichte
verschiedener EH gelten meist nur unter optimal angepassten Lastbedingungen und
ohne zusätzliche Energiespeicherschaltung. Für einen Vergleich der Energiespeicherung ist dies nicht ausreichend, da in der Realität eine optimale Lastanpassung selten
bis nie der Fall ist. Ein direkter Vergleich mit dieser Darstellung ist somit schwer
zu realisieren und nicht zielführend. Dieser muss somit um den Teil der Energiespeicherung erweitert werden. Ein Einbeziehen der Speicherung der Energie zum
eigentlichen EH erleichtert es, die tatsächlich verfügbare Energie in Systemberechnungen einfließen zu lassen.
Ausgangspunkt für einen Vergleich der Ergebnisse ist die Analyse des Standardsystems aus Abschnitt 3.1. Diesem werden die Ergebnisse aus Kapitel 6 und Kapitel 7
gegenübergestellt. Es werden Simulationen angewandt, die die Schnittstellenschaltung unter gleichen Randbedingungen, wie mechanische Anregung des EH und Grö-
93
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
ße der Speicherkapazität, analysieren. Mit Hilfe des elektrischen Ersatzschaltbildes,
das in Unterabschnitt 4.2.1 beschrieben wird, kann die Simulationssoftware LTSpice zur Simulationen der Ausgangsleistung, der wandelbaren und der gespeicherten
Energie verwendet werden. In Abhängigkeit der anregenden Schwingungsquelle liefern die PEH prinzipbedingt Wechselspannungen mit alternierender Amplitude und
Frequenz. Aus Gründen der Vergleichbarkeit werden die in den folgenden Unterkapiteln beschriebenen Schnittstellenschaltungen mit Dioden-Vollbrücken-Gleichrichtern
ausgestattet. Der Einfluss verschiedener Gleichrichter soll nicht Teil dieser Schnittstellenschaltungsanalyse sein, sondern folgt in Abschnitt 7.2.
Beginnend mit einer theoretischen Betrachtung beschreiben die nachfolgenden Unterkapitel die Standardschaltung aus Abschnitt 3.1 im Detail. Danach folgen Simulationen und detaillierte messtechnische Charakterisierungen. Die Neuentwicklungen
aus Kapitel 6 und Kapitel 7 werden immer im Bezug auf diese Ergebnisse mit Simulationen und Messungen unter gleichen Randbedingungen analysiert.
5.1 Theoretische Betrachtung der Standardschaltung
Da die Standardschaltung als Basis für den Vergleich mit den neuartigen Schnittstellenschaltungen gilt, wird an dieser Stelle tiefer auf die theoretischen Hintergründe
dieser Schaltungsart eingegangen und die maximal generierbare Leistung ermittelt.
Die Berechnung wird der Einfachheit halber unter der Bedingung einer harmonisch
anregenden Kraft und einer verlustfreien Gleichrichtung durchgeführt. Grundlage für
diese Berechnung ist die in Abbildung 3.1 dargestellte Schaltung. Die Zeitkonstante
TLC des Speicherkondensators ist hoch gegenüber der anregenden Schwingungsperiode. Somit kann die Ausgangsspannung Uc als konstant angesehen werden. Solange
für die Spannung Uin des PEH Uin < Uc gilt, fließt kein Strom über den Gleichrich-
94
5.1 Theoretische Betrachtung der Standardschaltung
ter. Für Uin ≥ Uc wird der Gleichrichter leitend und es gilt vereinfacht Uin = UC .
Mit dieser Bedingung kann der vom PEH gelieferte Strom gleich dem Strom durch
den Lastwiderstand RL gesetzt werden. Innerhalb einer halben Schwingungsperiode (T /2) und unter Berücksichtigung von Gleichung 2.12 kann die gleichgerichtete
Spannung UC als Funktion der Amplitude der Auslenkung x̂ dargestellt werden:
Z t2
Idt =
t1
UC = ωx̂
T UC
2RL
(5.1)
αRL
ωRCP +
π
2
(5.2)
Die gelieferte Energie ist mit Gleichung 2.15 gleich der Summe der mechanischen
Verluste und der am Lastwiderstand dissipierten Energie und ergibt sich somit als:
Z
T
2
F ẋdt = c
0
Z
0
T
2
T UC2
ẋ dt +
2R
2
(5.3)
Nimmt man im Fall der Resonanz eine konstante sinusförmige Auslenkung an, so
vereinfacht sich Gleichung 5.3 mit der Amplitude der Kraft F̂ zu:
x̂ =
F̂
ωc +
2ωα2 R
(ωRCp + π2 )2
(5.4)
Die generierte Leistung lässt sich mit Gleichung 5.5 berechnen:
P =
α2 R
Uc2
= ω 2 x̂2
RL
(ωCp R + π2 )2
(5.5)
95
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
Unter der Annahme schwacher elektromechanischer Kopplung, liegt α nahe bei Null
[65]. Damit repräsentiert Gleichung 5.6 die vom EH generierte Leistung.
P =
α2 F̂ 2 R
c2 (ωCp R + π2 )2
(5.6)
Mit der optimalen Last aus Gleichung 5.7 ergibt sich die maximal generierbare Leistung somit in Gleichung 5.8:
Ropt =
Pmax
π
2ωCp
α2 F̂ 2
=
2πωc2 Cp
(5.7)
(5.8)
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der
Standardschaltung
Die Standardschaltung wurde mit Simulationen und messtechnischen Untersuchungen analysiert. Um eine möglichst breite Einsatzumgebung abzudecken wurden ein
Simulationsprofil und drei verschiedene messtechnische Profile verwendet. Diese Profile decken, von einfachen harmonischen Anregungen mit fester Beschleunigungsamplitude bis hin zu Anregungsprofilen mit zufallsverteilten Frequenzverläufen und
unterschiedlichen mittleren Beschleunigungen der Anregung, ein großes Spektrum
an Untersuchungen ab. Folgende Profile ergeben sich:
• Simulationsprofil (SI): Es werden numerische, SPICE-basierte Simulationen
der Schnittstellenschaltungen mit Ersatzschaltbildern des EH-B1 durchgeführt.
96
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung
Diese Simulationen werden sowohl mit der Standardschaltung, als auch mit
der Schaltung aus Kapitel 6 durchgeführt. Als Anregungsprofile für diese Simulationen werden sinusförmige Schwingungen mit fester Beschleunigungsamplitude (1m/s2 ) und Frequenz (150Hz) eingesetzt. Die Frequenz liegt nahe
der Resonanzfrequenz des EH-B1. Als Energiespeicher wird aus Gründen der
Vergleichbarkeit stets ein Kondensator (10µF ) eingesetzt. Die Simulationen
besitzen eine Dauer von 2s. Die in dieser Zeit auf dem Speicherkondensator
gespeicherte Energie wird gemessen. Berücksichtigung findet hierbei auch die
Selbstentladung des Kondensators, die bei den eingesetzten Keramikkondensatoren durchaus von Bedeutung ist.
• Messprofil I (MI): Die im vorangegangenen Punkt beschriebenen Simulationen
werden durch reale Messungen verifiziert. Es gelten die gleichen Bedingungen
wie bei den Simulationen. Im Ergebnis werden diese Messung mit den Simulationen verglichen. Somit kann das erstellte Ersatzschaltbild des EH-B1
verifiziert werden.
• Messprofil II (MII): Die zweite Messung zeigt die Abhängigkeit des Systems
von der anregenden Frequenz. Bei dieser Messung wird bei fester Beschleunigungsamplitude der Anregung von 1m/s2 ein Frequenzsweep von 100Hz
bis 200Hz durchgeführt. Hierbei wird die Frequenz mit einer Rate von 30Hz
pro Minute langsam erhöht. Auch hier kommt ein 10µF Kondensator zum
Einsatz. Sobald die Anregungsfrequenz 200Hz erreicht, wird die Messung beendet. Untersucht wird die auf dem Speicherkondensator gespeicherte Energie
zum jeweiligen Zeitpunkt der Messung in Abhängigkeit der anregenden Frequenz und Messdauer. Da die Frequenz nur sehr langsam erhöht wird, spielt
die Selbstentladung des Kondensators an dieser Stelle eine wichtige Rolle. Somit kann gewährleistet werden, dass abhängig von der aktuellen Frequenz stets
97
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
der tatsächliche Sättigungswert des Kondensators erreicht wird.
• Messprofil III (MIII): Die dritte Messung zeigt den Ladevorgang mit einem
zufallsverteilten Anregungsprofil. Bei fester mittlerer Beschleunigung der Anregung wird die Frequenz zufallsverteilt im Bereich von 100Hz bis 200Hz
variiert. Es werden vier Szenarien mit unterschiedlichen mittleren Beschleunigungen analysiert.
Die verschiedenen Messprofile decken unterschiedliche Anwendungsszenarien ab. Dadurch kann der EH-B1 mit den Schnittstellenschaltungen für unterschiedliche Einsatzmöglichkeiten charakterisiert werden. Tabelle 5.1 listet die Profile zum besseren
Verständniss tabellarisch auf.
Profil
f (Hz)
ẍ(m/s2 )
C(µF ) tmess (s)
SI
150
1
10
2
MI
150
1
10
2
MII Sweep: 100 − 200 (30Hz/min)
1
10
2000
MIII
Random: 100 − 200
0, 5; 0, 8; 1; 2
10
1800
Tabelle 5.1: Simulations- und Messprofil mit den Randbedingungen: Frequenz f
der äußeren Anregung, Beschleunigung ẍ der äußeren Anregung, Speicherkapazität C und Simulations- bzw. Messdauer tmess . Für SI, MI und MII sind ẍ Amplitudenwerte, für MIII die Werte der mittleren Beschleunigung angegeben.
5.2.1 Simulationstechnische Charakterisierung
Die Simulation wird mit dem oben beschriebenen mit Simulationsprofil (SI) durchgeführt. Als Speichermedium kommt ein Kondensator mit 10µF Kapazität zum
Einsatz. Die Dauer der durchgeführten Simulation beträgt 2s. Die Simulation wird
bei fester Frequenz (f = 150Hz) und sinusförmiger Anregungsquelle mit einer Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 durchgeführt. Abbildung 5.1 stellt den Ladevorgang des Kondensators dar. Das Schaubild zeigt die elektrische Spannung Up ,
98
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung
die direkt am Piezoelement anliegt und die Spannung Uc am Speicherkondensator.
Abhängig von einer sinusförmigen Anregungsquelle alterniert Up mit wachsender
Amplitude. Die Amplitude ist wiederum abhängig vom steigenden Ladungszustand
des Speicherkondensators zuzüglich der Spannungsverluste die durch die Gleichrichtung auftreten. Der Gleichrichter wurde als Vollbrückengleichrichter mit vier Dioden
(Unterabschnitt 7.2.1) ausgeführt.
Verwendet wurden Schottky-Dioden des Typs BAT54HT1G [87]. Diese zeichnen
sich durch einen besonders niedrigen Spannungsabfall von etwa 240mV , bei einem
für VEH typischen Strom von 0, 1mA, aus. Das Level von Uc steigt in Abhängigkeit
des wachsenden Ladezustandes bis sich ein Maximalwert einstellt. Dieser wird durch
die Leerlaufspannung des PEH festgelegt. Mit dem Spannungslevel von Uc zum Zeitpunkt t = 2s ergibt sich die auf dem Speicherkondensator gespeicherte Energie in
der Simulation zu 32µJ.
99
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
Abbildung 5.1: Simulationsergebnisse des Ladevorgangs der Standardschaltung
aus Abbildung 3.1. Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1) und Uc (Spannung am Speicherkondensator). Das untere Teilbild zeigt die Spannungsniveaus
im Detail.
100
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung
5.2.2 Messtechnische Charakterisierung
Für die messtechnische Analyse und den in den folgenden Kapiteln dargestellten
Vergleich der neuartigen Schnittstellenschaltung, wurde ein System zur Charakterisierung der Schnittstellenschaltungen unter gleichen Bedingungen verwendet. Dieses
System besteht aus einem Labor-Schwingreger in Kombination mit einem Beschleunigungssensor, einer Kontrolleinheit und einer Verstärkerstufe. Dies ermöglicht eine
Regelung der Anregung des EH-B1 mit definierter Beschleunigung und Frequenz.
Detailliert ist der Aufbau in Anhang B dargestellt.
5.2.2.1 Messprofil I
Die erste Messung wird mit dem oben beschriebenen Messprofil I (MI) durchgeführt. Bei fester Frequenz (f = 150Hz) und sinusförmiger Anregungsquelle wird die
Beschleunigungsamplitude fest auf 1m/s2 gehalten. Die Gesamtdauer der durchgeführten Messung beträgt 2s. Der Speicherkondensator hat eine Kapazität von 10µF .
Das Ergebnis der Messung ist in Abbildung 5.2 dargestellt. Zu erkennen sind auch
hier die Spannung Up , die direkt am Piezoelement anliegt und die Spannung Uc am
Speicherelement. Man erkennt den Ladevorgang des Kondensators anhand der steigenden Spannung Uc . Auch zu erkennen ist, dass sich eine Sättigung einstellt, bei
der Uc nicht mehr erhöht werden kann. Zum Ende der Messdauer konnten 28µJ auf
dem Speicherkondensator gespeichert werden. Das untere Teilbild zeigt einen vergrößerten Ausschnitt der Darstellung des oberen Teilbildes. Abbildung 5.3 zeigt die
Ergebnisse der Simulation SI und der realen Messung MI im Vergleich. Man erkennt
eine gute Übereinstimmung der Ergebnisse.
101
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
Abbildung 5.2: Messergebnisse des Ladevorgangs der Standardschaltung aus
Abbildung 3.1 mit Messprofil MI. Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1)
und Uc (Spannung am Speicherkondensator). Das untere Teilbild zeigt den Ladevorgang im Detail.
102
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung
Abbildung 5.3: Vergleich der Simulations- und Messergebnisse (SI und MI).
Dargestellt werden Up (Spannung an EH-B1) und Uc (Spannung am
Speicherkondensator).
103
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
5.2.2.2 Messprofil II
Die zweite Messung (MII) zeigt die Abhängigkeit des Systems von der anregenden Frequenz im Detail. Bei Messprofil II wird bei der Beschleunigungsamplitude
von 1m/s2 ein Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz durchgeführt. Die Frequenz
wird mit einer Rate von 30Hz pro Minute langsam erhöht. Abbildung 5.4 zeigt das
Ergebnis dieser Messung. Man erkennt das frequenzabhängige Verhalten des PEH.
Dies wird durch die langsame Erhöhung der Frequenz gewährleistet. Durch die relativ hohe Selbstentladung des Keramikkondensators zeigt jeder Wert der Energie
stets den tatsächlich zu dieser Frequenz zugehörigen Sättigungswert. Die maximal
gespeicherte Energie beträgt 260µJ bei der Anregungsfrequenz von 155Hz. Die 3-dbBandbreite des Systems beträgt 3, 5Hz. Schwingungen mit weit von der Resonanz
entfernten Frequenzen erlauben nur die Speicherung sehr geringer Energiemengen.
Grund dafür ist, neben dem resonanten Verhalten des EH-B1, die Tatsache, dass bei
geringeren Eingangsspannungen die Effizienz des Gleichrichters sinkt. Unabhängig
von der Eingangsspannung bleibt der Spannungsabfall des Gleichrichters konstant.
Abbildung 5.4: Abhängigkeit der gespeicherten Energie von der anregenden Frequenz. Dargestellt wird die mit der Standardschaltung gespeicherte Energie bei
einem Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz mit fester Beschleunigungsamplitude
von 1m/s2 (MII). Das rechte Teilbild zeigt einen vergrößerten Ausschnitt.
104
5.2 Simulations- und messtechnische Analyse der Standardschaltung
5.2.2.3 Messprofil III
Die dritte Messung (MIII) zeigt den Ladevorgang mit einem zufallsverteilten Anregungsprofil. Es wurden vier Szenarien gemäß Messprofil III mit unterschiedlichen
mittleren Beschleunigungen analysiert. Randbedingungen für diese Messung sind:
• zufällig verteilte Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz und
• mittlere Beschleunigung (0, 5 sm2 , 0, 8 sm2 , 1 sm2 und 2 sm2 ).
Abbildung 5.5 zeigt das Ergebnis dieser Messungen. Man erkennt den Ladevorgang
des Kondensators, dargestellt für eine Messung von drei Minuten. Je höher die mittlere Beschleunigung, desto höher ist dementsprechend auch die gespeicherte Energie.
Man erkennt, dass auch hier eine Sättigung des Energiespeichers eintritt. Mit Hilfe
der Standardschaltung kann die Selbstentladung des Kondensators jedoch zumindest
wieder ausgeglichen werden.
Abbildung 5.5: Energiespeicherung mit der Standardschaltung bei zufallsverteiltem Anregungsprofil für Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz (MIII). Dargestellt werden vier Messungen mit unterschiedlicher mittlerer Beschleunigung der
Anregung.
105
Kapitel 5
Analyse der Standard-Schnittstellenschaltung
5.3 Fazit und Zusammenfassung der
Standardschaltung
Aus den Simulations- und Messergebnissen der Standardschaltung wird die Problematik bei dem Einsatz dieses Schaltungstyps ersichtlich. Die vom EH-B1 angelieferte
Energie wird nur dann gespeichert, wenn die Spannung des EH die am Speichermedium anliegende Spannung, zuzüglich der am Gleichrichter abfallenden Spannung,
übersteigt. Wird der EH in Resonanz betrieben, so sind die Ausgangsspannungen
des EH groß im Verhältnis zu den Verlusten am Gleichrichter. Somit steigt das Spannungslevel am Speicherkondensator bis die Leerlaufspannung des EH erreicht wird
und eine Sättigung eintritt. Mit steigendem Spannungslevel am Speicherkondensator
erfolgt dies jedoch stetig langsamer, da nur noch die Spannungsspitzen zur Ladung
beitragen. Weniger Energie, als tatsächlich vom EH bereitgestellt, kann gespeichert
werden. Gravierender erkennt man diese Problematik beim Betrieb außerhalb der
Resonanz des EH. Das Spannungsniveau sinkt und nur wenig bis gar keine Energie
kann gespeichert werden. Bei zufallsverteiltem Anregungsprofil tragen hauptsächlich
die Frequenzen zur Energiespeicherung bei, die nahe der Resonanzfrequenz des EH
liegen. Um die bereitgestellte Energie vollständig nutzen zu können, muss zwingend
das Spannungsniveau des EH bei Betrieb neben der Resonanz erhöht werden.
106
6 Direct-P-SSHI
Die bisherigen Ausführungen können wie folgt zusammengefasst werden. Bei der
Realisierung eines EH, der im oben genannten Sinn aus Umgebungsenergie elektrische Energie erzeugt und diese in einem Speichermedium ablegt, treten in der
Regel einige Schwierigkeiten auf, die den Wirkungsgrad der Energiewandlung und
-speicherung verschlechtern. Die Aufgabe besteht darin, einen Wandler zu erstellen,
der die verfügbare Energie möglichst vollständig nutzt, um externe Verbraucher mit
einer zuverlässigen Betriebsspannung zu versorgen. Die folgenden Unterkapitel beschreiben und analysieren ein Verfahren für eine sehr effiziente und universell einsetzbare Schnittstellenschaltung. Diese wird sowohl durch eine theoretische Betrachtung
der maximal möglichen Leistung, als auch durch Simulations- und Messergebnisse
mit der Standardschaltung aus Abschnitt 3.1 verglichen und gegenübergestellt.
6.1 Funktion der
direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
Die Schnittstellenschaltung direct-P-SSHI stellt eine neuartige Erweiterung der in
Unterabschnitt 3.2.1 beschriebenen P-SSHI-Schaltung dar und basiert auf den beschriebenen Prinzipien des zeitsynchronisierten Zuschaltens von Schwingkreiskomponenten. Um den dort beschriebenen Störparameter ”Abweichung des optimalen P-
107
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
SSHI-Schaltpunktes” auszuschalten, wurde ein modifiziertes P-SSHI-Verfahren realisiert, das eine reale Umsetzung der Theorie und Simulation ermöglicht.
Zur Realisierung dieser Schnittstellenschaltung wird ein neuartiger Wandlertyp eingeführt der als Hybrid- bzw. Kombinationsgenerator bezeichnet wird und der aus
zwei unabhängigen, signaltechnisch jedoch miteinander gekoppelten Generatoren
besteht. Auf der Basis dieser Untersuchungen und deren Ergebnissen wurde eine
elektronische Schaltung entwickelt und erstellt, die den gespeicherten Energieertrag
maximiert.
Das modifizierte P-SSHI-Verfahren (im Folgenden direct-P-SSHI genannt) basiert
darauf, neben dem eigentlichen piezoelektrischen Element als primärem EH einen sekundären EH einzusetzen, der völlig unabhängig und unbeeinflusst von der P-SSHISchaltung arbeitet, aber derselben mechanischen Anregung ausgesetzt ist. Dieser
sekundäre EH, im Folgenden Triggergenerator genannt, hat lediglich die Aufgabe,
die synchronen P-SSHI-Schaltsignale beizusteuern. Beide EH können vom gleichen
Typ sein, aber z.B. unterschiedliche Größe besitzen. Ebenso können Hybrid EH eingesetzt werden, die auf unterschiedlichen physikalischen Wirkprinzipien beruhen.
Von Interesse ist somit neben rein piezoelektrischen EH auch ein System aus EH
mit einer Kombination aus piezoelektrischem und induktivem EH. Die Aufgabenverteilung beider EH ist wie folgt:
• Primärer EH ist ein piezoelektrisches System: Dieser EH dient der eigentlichen Energiegewinnung oder -wandlung. Die Ladeelektronik mit der P-SSHISchaltung und der elektrische Energiespeicher sind nachgeschaltet.
• Triggergenerator kann ein piezoelektrisches oder induktives System sein. Dieses arbeitet im Leerlauf (unbelastet) und stellt die Schaltsignale für die PSSHI-Schaltung bereit.
– Induktives System: Diese Kombination besitzt den Vorteil, dass die Ex-
108
6.1 Funktion der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
trema der Spannung des primären EH stets genau mit Nulldurchgängen des Triggergenerators korreliert sind. Das Induktionssystem arbeitet abgesehen von einem hochohmigen Nullpunktskomparator praktisch
unbelastet, so dass sich keine lastabhängigen Phasenverschiebungen ergeben. Kombiniert man ein piezoelektrisches und ein induktives System,
so kann die Aufgabenverteilung zwanglos auch umgekehrt erfolgen. Bei
dynamischer Anregung sind die Spannungsextrema des PEH am Ort der
maximalen Auslenkung zu finden, dort wo die Umkehrpunkte der Bewegung liegen, diejenigen des induktiven EH aber am Ort der maximalen
Geschwindigkeit im Nulldurchgang der Bewegung [107, 108]. Dies ist für
die schaltungstechnische Bestimmung der SSHI-Schaltpunkte besonders
günstig (Nullspannungsdetektor). Um einen kompakten Aufbau des EH
zu gewährleisten, ist es möglich den PEH sowohl als Energiegenerator
als auch als Träger für das induktive Schwingungssystem zu verwenden.
Jedoch sind auf Grund der geringen Auslenkung des PEH nur geringe
Spannungssignale am induktiven System zu erwarten. Eventuelle Aufbereitung und Verstärkung dieser Signale sollten auf Grund des erhöhten
Energieverbrauchs vermieden werden.
– Piezoelektrisches System: Diese Kombination besitzt den Vorteil, dass
beide EH auf einem Substrat realisiert werden können. In dieser Ausführung wird eine maximale Übereinstimmung zwischen den Signalen beider
Strukturen erzielt. Aufwendige Konstruktionen sind somit nicht notwendig. Auch sind die generierten Spannungssignale größer als die eines induktiven Systems. Dies erleichtert und reduziert den Aufwand bei der
schaltungstechnischen Analyse zur Bestimmung der Spannungsmaxima
des EH.
109
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
– Vorstellbar ist auch ein Kombigenerator bestehend aus zwei induktiven
EH, bei dem der Triggergenerator aus einer leerlaufenden zusätzlichen
Spule, die um die Primärspule gewickelt ist, besteht. Bei der entsprechenden Schnittstellenschaltung wird der notwendige LC-Schwingkreis durch
Parallelschaltung eines Kondensators zur EH-Spule realisiert. Unter diesen Bedingungen gelten die für das P-SSHI-Verfahren gemachten Aussagen auch für das P-SSHC-Verfahren (P-SSHC - Parallel Synchronized
Switch Harvesting with a Capacitor).
Eine Schnittstellenschaltung, die die vom Triggergenerator gelieferten Signale auswertet und damit die Schwingkreiskomponente des primären EH zu den richtigen
Zeitpunkten zuschaltet ist zusätzlich notwendig. Von entscheidender Bedeutung ist
dabei der Eigenverbrauch der Schaltung. Nur wenn diese deutlich unter der erzielbaren Energie liegt, macht so ein solches Schaltungskonzept Sinn. Eine Realisierung
ist sowohl mit einer Ultra-Low-Power ASIC Schaltung, als auch mit einem, in Sensorsystemen meist inhärenten Mikrocontroller, möglich. Auch dieser kann die Verlustleistung in akzeptable Bereiche bringen. Als neuartige Erweiterung der P-SSHI
Schaltung werden auch die Funktionsblöcke der direct-P-SSHI neu arrangiert und
erweitert. Die für die Realisierung der Direkt-P-SSHI Schaltung notwendigen Blöcke, mit dazugehörigen Signalverläufen sind in Abbildung 6.1 und Abbildung 6.2
dargestellt und lassen sich folgendermaßen aufgliedern:
• PEH bestehend aus primärem EH und Triggergenerator
• Spule zur Erzeugung des hochfrequenten Schwingkreises
• MOSFET-basierter Schalter zum Zuschalten der Spule
• Gleichrichter zur Konvertierung der dem Speicher zugeführten Spannung
• Energiespeicher in Form eines Kondensators
110
6.1 Funktion der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
• Kontrolleinheit bestehend aus:
– Peak-Detektor zur Erkennung der Spannungsmaxima
– Logiksteuerung für die Ausgabe der Steuerpulse für das Schließen und
Öffnen des Schalters
Abbildung 6.1: Funktionsblöcke des direct-P-SSHI-Systems.
Mit diesen Komponenten kann das Funktionsprinzip der direct-P-SSHI-Schaltung
in ein reales System überführt werden. Dieses ähnelt dem aus Abbildung 3.5, wird
jedoch durch die neuen Komponenten Triggergenerator, Peakdetektor und Logiksteuerung erweitert. Der Energy Harvesting Prozess der direct-P-SSHI-Schaltung
gestaltet sich nun wie folgt:
• Dem primären EH wird über einen Schalter, kurzzeitig im Maximum der anliegenden Spannung, zyklisch eine Spule parallel geschaltet. Es entsteht ein
Schwingkreis aus Spule und dominanten kapazitiven Komponenten des primären EH. Das Zuschalten der Spule wird so lange beibehalten, bist die Spannung am primären EH invertiert wurde. Dieser Vorgang wird durch die Dimensionierung der Spule extrem kurz gehalten und hat somit keinen Einfluss
auf die eigentliche anregende Schwingung von außen. Die ursprünglich bei
der P-SSHI-Schaltung bestehende Schwierigkeit die Spannungsmaxima auch
111
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
bei variierender Art der Anregungsvibration zu detektieren, wird mit Hilfe des
Triggergenerators umgangen. Quasi im Leerlauf betrieben, liefert dieser die benötigte Information zur Maximaerkennung. In Kombination mit Peakdetektor
und Logiksteuerung generiert der Triggergenerator die benötigten Schaltpulse
für den, für das Zuschalten verantwortlichen, Schalter.
• Die Schwingung des primären EH setzt sich in Folge fort. Dies resultiert in
einer Spannungserhöhung am primären EH und somit in einer Verlängerung
der Ladephase, in der die gleichgerichtete Spannung des primären EH diejenige
am Energiespeicher übersteigt. Ein wesentlich größerer Energieanteil kann an
den Speicher weitergegeben werden.
Im Folgenden werden die einzelnen Funktionsblöcke im Detail beschrieben und deren Dimensionierung und Auslegung dargestellt. Es werden Simulations- und Messergebnisse der direct-P-SSHI Schnittstellenschaltung präsentiert. Der in Kapitel 4
vorgestellte EH wird modifiziert, um ihn für die direct-P-SSHI-Schaltung nutzbar
zu machen. Dies ermöglicht eine erstmalige reale Umsetzung der P-SSHI-Schaltung,
unbhängig von der Art der Anregungsquelle, in Form der direct-P-SSHI-Schaltung.
Die folgenden Unterkapitel beschreiben Schritt für Schritt die notwendigen Entwicklungen für die Realisierung der direct-P-SSHI Schaltung.
112
6.1 Funktion der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
Abbildung 6.2: Spannungssignale der direct-P-SSHI-Schaltung. Dargestellt werden die Spannung am primären EH (U in), die Spannung am Energiespeicher
(Uc ), die Spannung am Triggergenerator (UT ), die Steuerpulse für das Schließen
des Schalters (US ) und der Stromfluss durch den Schalter (ISP ).
113
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
6.2 Theoretische Betrachtung der
direct-P-SSHI-Schaltung
Für den theoretischen Vergleich mit der Standardschaltung aus Abschnitt 3.1 wird
die direct-P-SSHI-Schaltung ohne zusätzliche Steuer- und Regelschaltungen analysiert. Ziel ist es, unter Vernachlässigung der Verluste, die durch das Umschalten
und die zusätzlichen Schaltungskomponenten auftreten, einen Vergleich zu erzielen,
der die potentiell mögliche maximale Leistung darstellt. Die in den folgenden Kapiteln dargestellten Messergebnisse können jedoch nicht verlustfrei betrachtet werden.
Dort fließen stets diese Verluste mit ein, so dass ein tatsächlicher Vergleich mit realer
Umsetzung der Systeme an dieser Stelle mit den Ergebnissen aus Kapitel 5 ermöglicht wird.
Ausgangspunkt für die Analyse der direct-P-SSHI stellt Abbildung 3.5 ohne zusätzliche Beschaltung wie Triggergenerator, Peakdetektor und Logiksteuerung dar. Im
Vergleich zu Abbildung 3.1 wird die Standardschaltung um eine, zum PEH parallel
geschaltete Spule mit idealem Schalter, erweitert. Die weiteren Randbedingungen
bleiben unverändert. Vernachlässigt man auch hier die Verluste durch die Gleichrichtung und betrachtet in Folge die Spannungssignale aus Abbildung 3.5, so folgt,
dass auch in diesem Fall ein Stromfluss zum Speicherkondensator C und Lastwiderstand RL nur dann stattfindet, sobald die Spannung am PEH UIN größer oder
gleich der Spannung am Speicherkondensator UC ist. Tritt dieser Fall ein, so gilt:
Uin = UC . Der Strom, der durch die zusätzliche Spule fließt, ist außer im Fall des
kurzzeitigen Schließens des Schalters gleich Null. Betrachtet wird im Rahmen der
Analyse eine halbe Periodendauer der anregenden Schwingung. Die durch die Spule
und den Schalter fließende Ladung kann mit Hilfe des Stromes Isp durch Spule und
Schalter berechnet werden. Nur für den kurzen Moment der Spannungsinvertierung
114
6.2 Theoretische Betrachtung der direct-P-SSHI-Schaltung
(t1 + tsp ) ergibt sich ein Stromfluss durch Schalter und Spule:
Z t2
Idt +
t1
t1
Z t2
t1
Z t2
Isp dt =
Isp dt = Cp
Z t1 +tsp
t1
T UC
2RL
(6.1)
−π
dU = Cp Uc 1 + e 2Qs
(6.2)
−π
Der Term e 2Qs beschreibt die beim Umschalten auftretenden Verluste. Qs stellt
hierbei die Güte des Schaltvorgangs dar. Unter der Vereinfachung eines perfekten
Umschaltens gilt:
Qs π
2
(6.3)
Somit lässt sich Gleichung 6.2 vereinfachen zu:
Z t2
t1
Isp dt = Cp
Z t1 +tss
t1
dU = Cp Uc
(6.4)
Uc lässt sich als Funktion der Amplitude der Auslenkung x̂ mit Hilfe von Gleichung 2.12,
Gleichung 6.1 und Gleichung 6.4 darstellen:
Uc =
2ωαRL x̂
π + ωRCp
(6.5)
Die Energie des Systems kann in diesem Fall als die Summe der gewandelteten EHEnergie, der Schaltverluste und der mechanischen Verluste berechnet werden. Das
Energiegleichgewicht ergibt sich somit für eine halbe Periodendauer (t0 bis t0 + τ =
115
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
T /2) zu:
Z T /2
F ẋdt = c
Z T /2
0
0
1
T Uc2
ẋ2 dt + Cp Uc2 +
2
2RL
(6.6)
Unter der Annahme einer sinusförmigen Auslenkung nahe der Resonanz des PEH
kann das Energiegleichgewicht vereinfacht und nach der Amplitude der Auslenkung
x̂ als Funktion der Amplitude der Kraft F̂ dargestellt werden. Es gilt:
x̂ =
F̂
ωc +
4ωα2 R(2π+ωRCp )
π(π+ωRCp )2
(6.7)
Für die vom EH gewandelte Energie gilt in Folge die Darstellung als Funktion der
Spannung Uc und der Last RL :
P =
4ω 2 x̂2 α2 RL
Uc2
=
RL
(π + ωRL Cp )2
(6.8)
Für Strukturen mit schwacher elektromechanischer Kopplung wird Gleichung 6.8
vereinfacht zu Gleichung 6.9 [53].
P =
4α2 RL F̂ 2
c2 (π + ωRL Cp )2
(6.9)
Die optimale Last aus Gleichung 6.10 führt zur maximalen Leistung in Gleichung 6.11.
Dies gilt auch für den Betrieb außerhalb der Resonanz des PEH [53].
Ropt =
Pmax =
116
π
ωCp
α2 F̂ 2
ωπc2 Cp
(6.10)
(6.11)
6.3 Piezoelektrischer Energy Harvester
Verglichen mit dem Ergebnis der theoretischen Betrachtung der Standardschaltung
aus Gleichung 5.8 ist mit der direct-P-SSHI-Schaltung die doppelte maximale Leistung bei gleicher Anregung erzielbar. Dies gilt jedoch nur unter Vernachlässigung der
Verluste beim Umschaltvorgang und dem Energiebedarf der aktiven Bauelemente.
6.3 Piezoelektrischer Energy Harvester
Aus Gründen der Vergleichbarkeit basiert der verwendete PEH für die direct-PSSHI-Schaltung auf den in Kapitel 4 beschriebenen EH-B1, der für die Analyse
der Standardschaltung verwendet wurde. Verschiedene Elektrodenstrukturen wurden mit Hilfe von Ätzverfahren auf der Ober- und Unterseite des Energiewandlers
geformt. Diese tragen die unterschiedliche Aufgaben des primären EH und des Triggergenerators. Sie werden zur Energiegewinnung und zur Signalbereitstellung für
die Schnittstellenschaltungen genutzt. Abbildung 6.3 zeigt im zweiten Teilbild den
eingesetzten EH mit einer der verschiedenen Elektrodenanordnungen. Man erkennt
darauf die kleinere Triggerelektrode und eine große Primärelektrode. Die gleiche
Struktur befindet sich auch auf der Unterseite des EH. Zum Vergleich ist im linken Teilbild der EH-B1 mit vollflächiger Elektrode abgebildet. Der neue Typ von
EH wird im Folgenden mit EH-B2 abgekürzt. Verschiedene energieoptimierte Elektrodenanordnungen sind vorstellbar. Abbildung 6.4 stellt einige der Möglichkeiten
dar. Besonders sinnvoll, gerade beim Einsatz einfacher Biegebalken, ist eine Variante, bei der der Triggergenerator nicht an Positionen maximaler Verformung des
piezoelektrischen Biegebalkens positioniert wird. Diese findet stets nahe der Einspannungsstelle statt. Wird dieser Bereich dem Triggergenerator vorenthalten, so
steht dem primären EH immer das Maximum der zu wandelnden Energie zur Verfügung. Nachteilig wirkt sich dies jedoch auf das maximale Spannungsniveau des
117
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.3: a) EH-B1 mit vollflächiger Elektrode. b) EH-B2 mit Trigger- und
primärer EH-Elektrode.
Triggergenerators aus, das in Abhängigkeit seiner Positionierung variiert. Bei Anregungsprofilen bei denen große mechanische und somit auch elektrische Spannungen
garantiert werden, ist dies zu vernachlässigen. Nicht jedoch bei Anregungen niedriger Beschleunigungsamplitude. Es muss gewärleistet werden stets eine elektrische
Minimalspannung zur Verfügung zu haben, die eine Auswertung der Signale zur Maximaerkennung zulässt. Mit dem Aufbau aus Abbildung 6.3 b) ist dies garantiert.
Die verwendeten Anregungsprofile zur messtechnischen Charakterisierung wurden
bewusst auch in Bereichen sehr kleiner mittlerer Beschleunigung (0, 5 − 2m/s2 ) gewählt, um gerade dort die Funktionsweise zu demonstrieren. Neben dem Ziel der
Optimierung der Energieausbeute steht an dieser Stelle vorrangig die Möglichkeit
eines universellen Einsatzszenarios, beginnend bei sehr kleinen Beschleunigungen.
118
6.4 Direct-P-SSHI-Schwingkreis
Abbildung 6.4: PEH mit unterschiedlichen Elektrodenstrukturen zur Erzeugung
der Triggersignale.
6.4 Direct-P-SSHI-Schwingkreis
Um das direct-P-SSHI-Prinzip umzusetzen wird eine Spule benötigt, die in Kombination mit dem primären EH einen Schwingkreis bildet. Dieser Schwingkreis wird
genutzt um das am primären EH anliegende Spannungssignal zu invertieren. In Folge wird das Spannungssignal durch die fortgesetzte Schwingung des EH-B2 weiter
erhöht. Die Dimensionierung der Spule richtet sich nach der technischen Realisierbarkeit eines Steuerpulses für den Schwingvorgang der P-SSHI-Schaltung. Die Periodendauer einer Schwingung des Schwingkreises soll kurz im Verhältnis zu der Periodendauer der äußeren Anregungsquelle sein. Damit wird der Energy HarvestingProzess möglichst nicht beeinflusst. Mit der Frequenz diese Schwingkreises f0LC und
der Frequenz der äußeren Anregung f0A gilt:
f0LC >> f0A
(6.12)
Die Frequenz f0LC berechnet sich gemäß:
f0LC =
1
q
2π Cp L1
(6.13)
119
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Pulse im MHz-Bereich sind mit gängigen Mikrocontrollern realisierbar. Somit wurde
für die dargestellte Anwendung eine Spule mit L = 10µH gewählt. Damit ergibt sich
f0LC = 0, 6M Hz. Um die Güte des Schwingkreises möglichst hoch zu halten, wird
eine Spule mit geringem ohmschem Widerstand eingesetzt. Dies verringert die, bei
der Invertierung der Spannung am primären EH auftretenden, ohmschen Verluste.
6.5 Schalter für die
direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
Um die Schaltvorgänge der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung möglichst verlustarm und präzise realisieren zu können, werden MOSFET basierte Schalter eingesetzt. Diese haben gegenüber anderen Schaltervarianten, wie z.B. stromgesteuerten
Bipolartransistoren, folgende Vorteile:
• schnelleres Schalten
• geringe Verlustleistung auf Grund des geringen Gatestroms
• geringe Verluste auf Grund des niedrigen Drain-Source Widerstands im leitenden Zustand
Durch die interne Verbindung von Bulk und Source entsteht bei MOSFET eine
parasitäre Diode parallel zur Drain-Source-Strecke. Setzt man einen MOSFET als
Schalter ein, so schließt dieser auf Grund der parasitären Diode nur in eine Richtung. Ein einzelner diskreter MOSFET kann somit nur in Gleichstromsschaltung
als Schalter eingesetzt werden. Die direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung benötigt
jedoch einen Schalter der unabhängig der Stromrichtung und des Spannungspotentials sperrt oder leitet. Dieses Problem kann mit Hilfe zweier antisource geschalteter
n-Kanal-MOSFET behoben werden. Verbindet man jeweils Source mit Source und
120
6.5 Schalter für die direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung
Gate mit Gate der beiden MOSFET, so kann mit einer einzelnen Steuerspannung
UGS geschaltet werden. Die parasitären Dioden werden in diesen Fall antiseriell
geschaltet und sperren und leiten somit jeweils abwechselnd. Der Schalter ist in
Abbildung 6.5 dargestellt.
Zur Verdeutlichung der Funktion stellt Abbildung 6.6 den Stromfluss durch den
Abbildung 6.5: Direct-P-SSHI-Schalter bestehend aus zwei antisource verschalteten N-Kanal-MOSFET mit parasitären Dioden.
Schalter dar. Neben dem geöffneten Zustand, bei dem kein Strom durch den Schalter fließt, ergeben sich zwei verschiedene Phasen des Stromflusses im geschlossenen
Zustand des Schalters. In Phase I wird die Spannung des primären EH von positivem Spannungslevel auf ein negatives Spannungslevel invertiert. In dieser Phase
fließt der Strom, wie in Abbildung 6.6 dargestellt, über die Drain-Source-Strecke des
oberen MOSFET und durch die in Durchlassrichtung geschaltete parasitäre Diode
des unteren MOSFET. Phase II kehrt diese Situation um. Hier wird die Spannung
am primären EH vom negativen Niveau auf ein positives Niveau invertiert. Der
Strom fließt hierbei über die Drain-Source-Strecke des unteren MOSFET und die
parasitäre Diode des oberen MOSFET. An den parasitären Dioden der MOSFET
entstehen Verluste auf Grund der relativ hohen Spannungsabfälle in Durchlassrich-
121
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
tung. Diese Veluste können durch den zusätzlichen Einsatz von Schottky-Dioden
mit kleinerer Schwellenspannung verringert werden. Diese werden den parasitären
Dioden der MOSFET parallel geschaltet.
Abbildung 6.6: Stromfluss beim Invertierungsvorgang der Spannung durch den
Schalter der direct-P-SSHI-Schaltung.
6.6 Schaltung zur Detektion der Spannungsmaxima Peak-Detektor
Aufwendige Sensortechnik oder die Verwendung von Stromsensoren erschweren den
Einsatz der P-SSHI-Schaltungstechnik, oder machen diesen bei zu hohem Energiebedarf sogar unrentabel. Die Realisierung ist somit nicht ohne Weiteres möglich. Bei
bekannter anregender Schwingung, im einfachsten Fall einer harmonischen, sinus-
122
6.6 Schaltung zur Detektion der Spannungsmaxima - Peak-Detektor
förmigen Anregung, ist es jedoch möglich die Taktung der Schaltsignale im Voraus
festzulegen und ablaufen zu lassen. Diese Situation entspricht aber in den seltensten
Fällen der Realität. Der Einsatz des Kombinationsgenerators ermöglicht erstmals
bei geringer Komplexität der Schaltungsechnik und somit auch geringem Energiebedarf die direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung zu betreiben. Um der direct-P-SSHISchaltung die benötigten synchronen Schaltsignale beizusteuern wird der Triggergenerator eingesetzt. Dieser liefert in Kombination mit einem Detektor zur Erkennung
der Maxima der Spannung, kurz Peakdetektor, die benötigten Informationen über
den optimalen Schaltpunkt. Der Peakdetektor wurde so ausgelegt, dass der Triggergenerator nahezu unbelastet im Leerlauf arbeitet und somit wenig Einfluss auf
den Energy-Harvesting-Prozess an sich genommen wird. Der Peakdetektor besteht
grundsätzlich aus zwei Teilschaltungen. Den einen Teil der Schaltung stellt ein analoger Teil dar, der kontinuierlich die Spannungsmaxima zeitlich speichert und mit
dem aktuellen Spannungslevel vergleicht. Der zweite Teil besteht aus einem digitalen
Ausgang, der über die Detektion eines Maximums des Spannungsignals informiert.
Der grundsätzliche Aufbau des Peakdetektors ist in Abbildung 6.7 dargestellt.
Der Peakdetektor ist unipolar ausgelegt, um auf die energieaufwendige Wand-
Abbildung 6.7: Peakdetektor
Triggergenerator.
zur
Erkennung
der
Spannungsmaxima
am
lung der Versorgungsspannung hin zu einem negativem zweiten Spannungsniveau zu
123
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
verzichten. Somit kann die Energieversorgung der Schaltung direkt aus dem Speicherkondensator des Systems gewährleistet werden. Dies hat jedoch zur Folge, das
dem Triggergenerator ein Gleichrichter nachgeschaltet wird, um innerhalb des Spannungsbereichs zwischen GND und der maximalen Versorgungsspannung zu arbeiten.
Dem Gleichrichter folgt im ersten Pfad ein Kondensator, der über eine Diode geladen
wird. Dieser Pfad arbeitet somit als Informationsspeicher, der den Wert der Spannungsmaxima darstellt. Parallel zum Kondensator wird ein Widerstand geschaltet,
der den Kondensator in definierter Zeit wieder entläd, um das nächste Maximum
der Spannung zu erkennen. Im zweiten Pfad folgt auf eine Kompensationsdiode ein
Widerstand, der stets den aktuellen Wert der Spannung am Triggergenerator repräsentiert. Die beiden Pfade werden mit Hilfe eines Komparators verglichen. Die
steigende Ausgangsflanke des Komparators stellt somit immer die Detektion eines
Spannungsmaximums dar.
Abbildung 6.8 zeigt die Spannungssignale des Peakdetektors in einer Messung. Dargestellt werden die Ausgangsspannung des primären EH (Up1 ), die Spannung am
Peakdetektor (Up2 ) und das Ausgangssignal des Triggergenerators (Upeak ). Man erkennt, dass jeweils bei Erreichen eines Maximums der Spannung des EH-B2 die Ausgangsspannung des Peakdetektors auf die positive Versorgungsspannung ansteigt.
Um den Triggergenerator möglichst wenig zu belasten, wurden hochohmige Widerstände eingesetzt. Mit Hilfe der Wahl eines Komparators mit Strombedarf im Bereich weniger nA konnte der Energieverbrauch unter 1µA gehalten werden. Folgende
Komponenten wurden verwendet:
• Gleichrichter: Vollbrückengleichrichter mit vier Schottkydioden mit geringer
Durchlassspannung (BAT54HT)[87]
• Dioden D1 und D2 (BAT54HT)
• Kondensator C1 : 470pF
124
6.7 Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse
• Widerstand R1 : 10M Ω
• Widerstand R2 : 20M Ω
• Komparator K1 : LTC1540 [88] mit 0.3µA Versorgungsstrom
Abbildung 6.8: Spannungssignale des Peakdetektors. Dargestellt sind Up1 (Spannungssignal des primären EH), Up2 (Spannungssignal des Triggergenerators) und
Upeak (resultierendes Ausgangssignal des Peakdetektors).
Das Ausgangssignal des Peakdetektors kann nun in Folge als Triggersignal für das
Schließen des direct-P-SSHI-Schalters genutzt werden. Dazu wird zusätzlich die im
Folgenden beschriebene Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse benötigt.
6.7 Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse
Nachdem der Peakdetektor den optimalen Schaltzeitpunkt für das Zuschalten der
Spule erkannt hat, muss nun ein geeigneter Steuerpuls generiert werden der den
Schalter aus Abschnitt 6.5 steuert. Die benötigten Spannungspulse für das Zuschalten der Spule können auf zwei verschiedene Arten generiert werden. Beide Arten der
Realisierung nutzen die vom Peakdetektor ausgegebenen Pulse als Triggersignal. Ein
erster Aufbau in diskreter oder integrierter Form ist möglich, bei dem mit Hilfe einer
125
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
monostabilen Kippstufe die Pulsdauer festgelegt und die Pulse ausgegeben werden
können. Bei einem zweiten Aufbau wird ein Mikrocontroller genutzt, bei dem die
Pulsdauer in der Software hinterlegt werden kann. Die Dauer der Steuerpulse ist
in jedem Fall unabhängig von der anregenden Schwingung und errechnet sich als
T0LC /2, gemäß Gleichung 6.14 aus der halben Periodendauer des Schwingkreise aus
Kapazität des primären EH und der zugeschalteten Spule.
q
T0LC
1
=
= π · Cp L
2
2 · f0LC
(6.14)
Die erste Variante des Aufbaus (Version I) ist in Abbildung 6.9 dargestellt. Die
Schaltung ist in vier Blöcke mit unterschiedlichen Funktionen unterteilt:
• Triggergenerator mit Gleichrichter: Um im Spannungsbereich zwischen GND
und der maximalen Versorgungsspannung arbeiten zu können, wird die Ausgangsspannung des Triggergenerators gleichgerichtet.
• Peakdetektor: Die Spannungsmaxima werden erkannt und ein Rechteckimpuls
wird ausgegeben. Die steigende Flanke stellt hierbei das Erreichen eines Maximalwertes dar.
• Schaltung zur Erzeugung negativer Flanken: Diese Schaltung erzeugt immer
dann wenn der Peakdetektor eine steigende Flanke generiert eine negative
Flanke.
• Monostabile Kippstufe: Die auf der integrierten Schaltung NE555, oder deren
low-power Variante SE555 [89, 90], basierende monostabile Kippstufe nutzt
die negative Flanke als Triggersignal und gibt einen Puls vorbestimmter Dauer
aus. Die Dauer Tmk1 kann über den Widerstand R7 und den Kondensator C4
126
6.7 Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse
gemäß Gleichung 6.15 festgelegt werden.
Tmk1 = 1, 1 · R7 · C4
(6.15)
In dieser Auführung ist die monostabile Kippstufe nicht nachtriggerbar. Das
bedeutet, dass der erzeugte Ausgangspuls unabhängig von der Dauer des Eingangspulses ist und somit auch kürzer als dieser sein kann. R7 und C4 werden
so dimensioniert, dass gilt:
1
Tmk1 = T0LC
2
(6.16)
Abbildung 6.10 zeigt die zu den einzelnen Funktionsblöcken zugehörigen Spannungssignale. Dargestellt sind die native und die gleichgerichtete Ausgangsspannung des
Triggergenerators UT und UGR , die rechteckförmige Ausgangsspannung des Peakdetektors UP eak , die erzeugten negativen Spannungsflanken Uneg und das Ausgangssignal zur Steuerung des Schalters der P-SSHI-Schaltung UOut . Das Steuersignal
erzeugt somit die Pulse immer beim Erreichen der Maxima der Triggerspannung.
127
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.9: Schaltbild der Kontrolleinheit Version I. Die Einheit besteht aus
dem Triggergenerator samt Gleichrichter, dem Peak-Detektor, einer Schaltung zur
Erzeugung negativer Flanken und einer monostabilen Kippstufe zur Erzeugung
der Schaltimpulse.
128
6.7 Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse
Abbildung 6.10: Spannungssignale der Kontrolleinheit Version I am Beispiel einer
sinusförmigen Anregung.
129
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Die zweite Variante (Version II) ist in Abbildung 6.11 dargestellt. Die Schaltung ist
hierbei in drei Blöcke mit unterschiedlichen Funktionen unterteilt, wobei die ersten
beiden Blöcke, also Triggergenerator und Peakdetektor, gleich den beiden ersten
Blöcken aus Version I sind. Der dritte Teil der Schaltung ersetzt die Schaltung zur
Erzeugung der negativen Flanken und die monostabile Kippstufe durch den Einsatz
eines Mikrocontrollers.
Neben Block eins und zwei der Version I besteht Version II somit aus dem folgenden
Abbildung 6.11: Schaltbild der Kontrolleinheit Version II. Der im System inhärente Mikrocontroller (z.B. MSP430) übernimmt die Aufgabe der Pulserzeugung
und verringert somit den Schaltungsaufwand.
130
6.7 Schaltung zur Ausgabe der Steuerpulse
dritten Funktionsblock:
• Mikrocontroller: Energieautarke Sensor- oder Aktorsysteme benötigen stets eine Einheit zur Verarbeitung und Steuerung der Sensordaten, der Aktoren und
der Funkanbindung. Meist wird hierfür ein Mikrocontroller eingesetzt. Dieser
ist sowohl mit einem Prozessor, als auch mit Peripheriefunktionen ausgestattet. Dazu zählen unter anderem verschiedene Kommunikationsschnittstellen,
Analog-Digital-Umsetzer, Timer und die Möglichkeit ereignisgesteuerte Funktionen abzurufen. Dabei kann der Mikrocontroller in einen energiesparenden
Modus versetzt werden und immer nur dann ”aufgeweckt” werden, wenn er
Aufgaben zu bewältigen hat. Das ”Aufwecken” des Mikrocontrollers kann entweder über einen internen Timer, oder über einen Flankenwechsel eines extern
angelegten Spannungssignals erfolgen. Dieses Interrupt-Signal wird im vorliegenden Fall vom Peakdetektor bereitgestellt. Erkennt der Mikrokontroller die
steigende Flanke des Rechtecksignals des Peakdetektors, so erzeugt er ein Ausgangssignal mit der festgelegten Dauer des Schaltimpulses für den Schalter der
direct-P-SSHI-Schaltung. Die Dauer dieses Schaltsignals kann hierbei über die
Software definiert werden. Als Mikrocontroller kommt im vorliegenden Fall
ein Mikrocontroller (MSP430G2553 [91]) der MSP430-Familie [92] von Texas
Instruments zum Einsatz. Der zugehörige C-Quellcode ist in Anhang C beschrieben.
Abbildung 6.12 zeigt die zu den einzelnen Funktionsblöcken zugehörigen Spannungssignale. Dargestellt sind die unveränderte und die gleichgerichtete Ausgangsspannung des Triggergenerators UT und UGR , die rechteckförmige Ausgangsspannung
des Peakdetektors UP eak und das Ausgangssignal des Mikrocontrollers zur Steuerung des Schalters der P-SSHI-Schaltung UOut .
131
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.12: Spannungssignale der Kontrolleinheit Version II am Beispiel einer sinusförmigen Anregung.
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der
direct-P-SSHI-Schaltung
Im Folgenden werden die Simulations- und Messergebnisse der Schnittstellenschaltung direct-P-SSHI vorgestellt. Die direct-P-SSHI Schaltung arbeitet völlig automatisiert. Durch die Verwendung des EH-B2 mit getrenntem Triggergenerator und
primärem EH, des Peak-Detektors und der Schaltpulserzeugung durch den Mikrocontroller, ist das System völlig flexibel einsetzbar und bedarf keiner zusätzlicher
Einstellung oder Kalibrierung. Die Simulationen und Messungen der Schnittstellenschaltungen wurden unter gleichen Randbedingungen wie bei der Analyse der Standardschaltung durchgeführt. Der Vollständigkeit halber werden die Profile an dieser
Stelle nochmals kurz beschrieben. Eine ausführliche Beschreibung der Messprofile
132
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
ist in Kapitel 5 zu finden.
• Simulationsprofil: Es werden sinusförmige Schwingungen mit fester Beschleunigungsamplitude (1m/s2 ) und Frequenz (150Hz) eingesetzt. Als Energiespeicher kommt ein Kondensator mit einer Kapazität von 10µF zum Einsatz. Die
Simulationsdauer beträgt 2s. Die in dieser Zeit auf dem Speicherkondensator
gespeicherte Energie wird gemessen.
• Messprofil I: Es gelten die gleichen Bedingungen wie bei dem Simulationsprofil.
Das Ergebnis stellt einen Vergleich der Messung mit der Simulation dar.
• Messprofil II: Bei fester Beschleunigungsamplitude der Anregung von 1m/s2
wird ein Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz durchgeführt. Die Frequenz wird
mit einer Rate von 30Hz pro Minute langsam erhöht. Ein 10µF Speicherkondensator kommt zum Einsatz. Messergebnis ist die gespeicherte Energie in
Abhängigkeit der anregenden Frequenz und Messdauer.
• Messprofil III: Ein Ladevorgang mit einem zufallsverteilten Anregungsprofil
wird durchgeführt. Die Frequenz variiert im Bereich von 100Hz bis 200Hz bei
fester mittlerer Beschleunigung der Anregung. Vier Szenarien mit unterschiedlichen Beschleunigungen werden analysiert.
6.8.1 Simulationstechnische Charakterisierung
Für die Simulation wurde ein Ersatzschaltbild des primären EH des EH-B2 verwendet. Die Kopplung des Triggergenerators an den primären EH wird in der Simulation, wie in Abbildung 6.13 dargestellt, mit einem vereinfachten Ersatzschaltbild
des Triggergenerators realisiert. Der Kopplungsfaktor KD wird eingeführt. Dieser
berechnet sich aus dem Verhältnis der Amplitudenwerte der Leerlaufspannung des
Triggergenerators Ûp2 und des primären EH Ûp1 . Tabelle 6.1 zeigt die berechneten
133
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.13: Gekoppeltes Ersatzschaltbild zur Simulation von primärem EH
und Triggergenerator.
Werte des Ersatzschaltbildes gemäß der Herleitung aus Unterabschnitt 4.2.1.
kD =
Ûp2
Ûp1
(6.17)
Die Simulation wird mit Simulationsprofil SI bei sinusförmiger Anregung bei 150Hz
Elektrische Größe
Wert
Cp
4, 391nF
Cm
0, 459nF
Lm
2, 396kH
Rm
40, 94kΩ
Cp2
2, 07nF
Tabelle 6.1: Elektrische Größen des gekoppelten Ersatzschaltbildes des primären
EH und des Triggergenerators.
und einer Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 durchgeführt. Wie oben beschrieben kommt als Speichermedium aus Gründen der Vergleichbarkeit ein Kondensator
mit 10µF Kapazität zum Einsatz. Die Gesamtdauer der durchgeführten Messung
beträgt 2s. In dieser Dauer der Simulation konnten 43µJ auf dem Speicherkondensator gespeichert werden. In Abbildung 6.14 sind die Spannung, die direkt am
primären EH (Up1 ) anliegt und die Spannung am Speicherelement (Uc ) dargestellt.
Auch zeigt ein Zoom detailliert den Schaltvorgang der Schaltung. Man erkennt den
134
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
für die direct-P-SSHI-Schaltung typischen Signalverlauf. Up2 zeigt den Signalverlauf
des Triggergenerators, der die für das Takten der Schaltpulse notwendige Information über das Erreichen eines Maximums der Spannung liefert. Das Takten der Schaltpulse wurde in der Simulation gemäß der in Abbildung 6.9 präsentierten Schaltung
inklusive Peakdetektor und Logiksteuerung zur Ausgabe der Schaltpulse realisiert.
Im Vergleich mit der Simulation der Standardschaltung wurde eine Steigerung der
gespeicherten Energie auf das 1,34-fache erzielt. In dieser Berechnung wird der Energieverbrauch des direct-P-SSHI-Systmes nicht berücksichtigt. Dies wird jedoch in die
Ergebnisse der Messungen aufgenommen.
135
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.14: Simulation des Ladevorgangs der direct-P-SSHI Schaltung mit
Simulationsprofil SI. Dargestellt werden Up1 (Spannung am primären EH), Up2
(Spannung am Triggergenerator), Uc (Spannung am Speicherkondensator), Upeak
(Ausgang des Peakdetektors) und Upuls (Schaltpulse für Schalter S1). Die beiden unteren Teilbilder zeigen den Umschaltvorgang im Detail. Die Schaltimpulse
setzen immer dann ein, sobald ein Maximum an Up2 erkannt wird.
136
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
6.8.2 Messtechnische Charakterisierung
Für die messtechnische Analyse wurde das gleiche System zur Charakterisierung
der Schnittstellenschaltungen, das auch schon in Unterabschnitt 5.2.2 zum Einsatz
kam, verwendet. Für den Vergleich mit den Simulationen wird eine Messung (MI)
bei fest eingestellter Frequenz einer harmonischen Schwingung durchgeführt. Um die
Realität möglichst genau darstellen zu können und eine große Anwendungsbreite zu
realisieren, wird das System zwei weiteren Messungen unterzogen. Diese sind ein
Frequenzsweep über einen Bereich von 100Hz − 200Hz (MII) und eine Messung bei
zufallsverteilter Frequenz im gleichen Bereich und unterschiedlicher mittlerer Beschleunigung (MIII). Der Leistungsbedarf des kompletten direct-P-SSHI-Systems,
bestehend aus den in Abschnitt 6.1 beschriebenen Komponenten beträgt 6µW . Dieser muss bei der Analyse der Ergebnisse berücksichtigt werden. Die Ergebnisse der
drei verschiedenen Anregungsszenarien werden im Folgenden detailliert beschrieben.
6.8.2.1 Messprofil I
Die erste Messung wird bei fester Frequenz (f = 150Hz) und sinusförmiger Anregungsquelle mit einer Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 durchgeführt. Die Gesamtdauer der durchgeführten Messung beträgt 2s. In Abbildung 6.15 dargestellt
sind die Spannung, die direkt am Piezoelement anliegt und die Spannung am Speicherelement. Ein Zoom zeigt detailliert den Schaltvorgang des Zuschaltens der Spule.
In der dargestellten Messdauer konnten 42µJ auf dem Speicherkondensator gespeichert werden. Die Simulation (SI) und die reale Messung (MI) zeigen eine gute
Übereinstimmung der Ergebnisse. Im Vergleich der Messergebnisse wurde mit Hilfe
der direct-P-SSHI-Schaltung die gespeicherten Energie um den Faktor 1,5 gegenüber
der Messung MI der Standardschaltung aus Unterabschnitt 5.2.2 gesteigert.
137
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.15: Messergebnisse des Ladevorgangs der direct-P-SSHI Schaltung.
Dargestellt werden Up1 (Spannung am primären EH), Up2 (Spannung am Triggergenerator), Uc (Spannung am Speicherkondensator), Upeak (Ausgang des Peakdetektors) und Upuls (Schaltpulse für Schalter S1). Die beiden unteren Teilbilder
zeigen den Umschaltvorgang im Detail. Die Schaltimpulse setzen immer dann ein,
sobald ein Maximum an Up2 erkannt wird.
138
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
Abzüglich des Energiebedarf des gesamten direct-P-SSHI-Systems, der für die Messdauer von 2s genau 12µJ beträgt, ergibt sich dennoch eine Steigerung der gespeicherten Energie um 14%.
6.8.2.2 Messprofil II
Die zweite Messung zeigt die Abhängigkeit des Systems von der anregenden Frequenz im Detail. Bei dieser Messung wird bei fester Amplitude der Beschleunigung
der Anregung von 1m/s2 ein Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz durchgeführt.
Hierbei wird die Frequenz mit einer Rate von 30Hz pro Minute langsam erhöht.
Abbildung 6.16 zeigt das Ergebnis dieser Messung. Dargestellt wird das Messergebnis im Vergleich mit dem Ergebnis der Standardschaltung aus Unterabschnitt 5.2.2.
Man erkennt folgende Effekte die durch die Direkt-P-SSHI-Schaltung zur Optimierung der Energiespeicherung beitragen:
• Es findet eine Verschiebung der Resonanzfrequenz des EH-B2 gegenüber EHB1 um 3Hz statt. Dieser Effekt lässt sich durch die gemeinsame Verwendung
des Substrats durch primären EH und Triggergenerator erklären.
• Die 3dB-Bandbreite des EH vergrößert sich von ursprünglich 3, 5Hz im Fall der
Standardschaltung mit EH-B1 auf 9Hz im Fall der Direkt-P-SSHI-Schaltung
mit EH-B2.
• Bereiche deren Frequenz weit von der Resonanz entfernt sind, tragen anders
als im Fall der Standardschaltung dennoch merklich zur Energiespeicherung
bei. Ursache dafür ist die durch die direkt-P-SSHI-Schaltung erhöhten Spannungssignale in Bereichen geringer Spannungsamplituden. Verglichen mit der
Standardbeschaltung, erlaubt die direct-P-SSHI-Schaltung somit auch neben
der Resonanz des PEH, eine effizientere Energiespeicherung.
139
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.16: Abhängigkeit der gespeicherten Energie von der anregenden Frequenz. Dargestellt wird die mit der direct-P-SSHI-Schaltung gespeicherte Energie im Vergleich mit der gespeicherten Energie der Standardschaltung, bei einem
Frequenzsweep von 100Hz bis 200Hz mit fester Beschleunigungsamplitude von
1m/s2 (MII).
6.8.2.3 Messprofil III
Die dritte Messung stellt den Ladevorgang bei zufallsverteiltem Anregungsprofil
dar. Bei zufällig verteilten Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz und vier verschiedenen mittleren Beschleunigung von 0, 5m/s2 , 0, 8m/s2 , 1m/s2 und 2m/s2 .
Abbildung 6.17 zeigt das Ergebnis dieser Messungen. Man erkennt die zeitlich variierende Spannung am Kondensator Uc , dargestellt für eine Messung von drei Minuten. Je höher die mittlere Beschleunigung, desto höher ist dementsprechend auch
die gespeicherte Energie.
Abbildung 6.18 stellt die Ergebnisse der Analyse der Standardschaltung den Ergebnissen der direct-P-SSHI-Schaltung gegenüber. Man erkennt die Energie, die auf
dem Energiespeicher (Kondensator mit 10µF Kapazität) gespeichert wurde. Die einzelnen Teilbilder zeigen hierbei die Messungen mit den unterschiedlichen Beschleunigungsprofilen. Standardschaltung und direct-P-SSHI-Schaltung wurden hierbei jeweils mit identischen Anregungsprofilen betrieben. Man erkennt, dass die Energie,
140
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
Abbildung 6.17: Energiespeicherung mit der direct-P-SSHI-Schaltung bei zufallsverteiltem Anregungsprofil für Frequenzen zwischen 100Hz und 200Hz (MIII).
die mit Hilfe der Direkt-P-SSHI gespeichert wurde grundsätzlich höher ist, als die
mit der Standardschaltung gespeicherte. In Abhängig von Anregungsprofil und Zeitpunkt der Messung ergibt sich das in Abbildung 6.19 dargestellte Ergebnis. Je geringer die mittlere Beschleunigung der Anregung, desto größer ist der Effekt der
Steigerung der gespeicherten Energie. Dies lässt sich durch den Einfluss der Spannungserhöhung der direct-P-SSHI-Schaltung erklären. Umso kleiner die vom PEH
generierte Spannung ist, desto schneller stellt sich eine Sättigung auf dem Speicherkondensator ein. Es werden höhere Spannungslevel erforderlich um den Energiepseicher weiter laden zu können. Dies wird mit Hilfe der direct-P-SSHI-Schaltung
ermöglicht.
141
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
Abbildung 6.18: Vergleich der Messergebnisse direct-P-SSHI- und der Standardschaltung bei zufallsverteiltem Anregungsprofil für Frequenzen zwischen 100Hz
und 200Hz. Dargestellt werden die Messergebnisse mit unterschiedlicher mittlerer Beschleunigung. Die Kurve Differenz zeigt im jeweiligen Schaubild die
Differenz aus der Energie des Systems mit direct-P-SSHI-Schaltung und mit
Standardschaltung.
142
6.8 Simulations- und messtechnische Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung
Abbildung 6.19: Verhältnis der gespeicherten Energie der
Schaltung zur gespeicherten Energie der Standardschaltung.
direct-P-SSHI-
143
Kapitel 6
Direct-P-SSHI
6.9 Fazit und Zusammenfassung der
direct-P-SSHI-Schaltung
Die Analyse der direct-P-SSHI-Schaltung zeigt, dass durch deren Einsatz eine Steigerung der gespeicherten Energie im Vergleich zum Betrieb der Standardschaltung
ermöglicht wird. Folgend Ergebnisse ergeben sich durch die simulations- und messtechnische Charakterisierung und den Vergleich zur Standardschaltung:
• Die bei der Standardschaltung bestehende Problematik, dass Energie nur dann
gespeichert wird, wenn die Spannung am EH die am Speichermedium anliegende, zuzüglich der am Gleichrichter abfallenden Spannung übersteigt, wird
durch die direct-P-SSHI-Schaltung gelöst. Der Effekt der Spannungserhöhung
durch zeitsynchronisiertes Zuschalten einer Spule beseitigt diese Problematik.
• Auch außerhalb der Resonanz des EH ist die direct-P-SSHI-Schaltung, anders
als die Standardschaltung, in der Lage dem Energiespeicher Energie zuzuführen.
• Die 3dB-Bandbreite des EH wird durch den Einsatz der direct-P-SSHI-Schaltung
verbreitert. Ein Einsatz für Vibrationen nahe der Resonanzfrequenz wird hierdurch verbessert.
• Der Einsatz für zufallsverteilte Profile macht das tatsächliche Potential der
direct-P-SSHI-Schaltung deutlich. Neben der Anregung mit Frequenzen nahe
der Resonanz tragen hier auch Frequenzen die weit entfernt von der Resonanzfrequenz liegen merklich zur Energiespeicherung bei.
• Obwohl der primäre EH sich die Substratfläche des EH-B2 mit dem Triggergenerator teilt, wird mehr Energie gespeichert als das bei der vollflächigen
Nutzung mit Standardschaltung und EH-B1 der Fall ist.
144
7 Optimierung des Gesamtsystems
Neben der Einführung einer Schnittstellenschaltung zur Maximierung der Energieextraktion und -speicherung bieten Standard-EH-Systeme weitere Ansatzpunkte zur
Maximierung der zu speichernden Energie. Die in Folge präsentierten Erweiterungen und Optimierungen können sowohl als Gesamtsystem, als auch als alleinstehende
Bestandteile anderer EH-Systeme genutzt werden. Am Beispiel des direct-P-SSHISystems soll dies an dessen einzelnen Komponenten verdeutlicht werden:
• Die Optimierung der PEH-Strukturen fokussiert auf die Entwicklung von PEH,
die bei Belastung durch eine externe Anregungssquelle eine gleichmäßige mechanische Spannungs- und Stressverteilung aufweisen. Ein, bei Belastung, nicht
gleichförmig über die komplette Struktur verlaufender mechanischer Spannungsverlauf, führt zu elektrischen Potentialdifferenzen innerhalb der piezoelektrischen Materialien und in Folge dessen zu einer geringeren speicherbaren
elektrischen Energie.
• Mit Ausnahme der AEHS-Schaltung aus Unterabschnitt 3.2.2 ist allen, in
Kapitel 3 dargestellten, Schnittstellenschaltungen der Einsatz eines Gleichrichters gleich. Als grundsätzliche Komponente ist er Teil des Gesamtsystems und trägt zur Energiebilanz des Systems bei. Zwar ist der Gleichrichter
aus Gründen der Vergleichbarkeit nicht Teil der Analysen aus Kapitel 5 und
Abschnitt 7.4, dennoch sollen der Vollständigkeit halber die Möglichkeiten der
145
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
Optimierung in Abschnitt 7.2 dargestellt werden.
• Die Schnittstellenschaltungen aus Abschnitt 3.2 und Abschnitt 3.3 besitzen
stets aktive Bauelemente, die ohne eine entsprechende Intertialenergie nicht
arbeiten können. Grundsätzlich ist ein Einsatz solcher Schnittstellenschaltungen bei vollständiger Entladung des Systems somit nicht möglich. Das bedeutet, dass ein solches System immer mit einer Art Reservebatterie ausgestattet sein muss, um auch nach langer Inaktivität betrieben werden zu können.
Abschnitt 7.3 stellt eine Schaltung vor, die diese Anlaufproblematik löst. Ohne
jegliche Vorladung des Systems sind die Schnittstellenschaltungen durch diese
Erweiterung in der Lage den Betrieb aufzunehmen.
• Bei Verwendung des direct-P-SSHI-Systems teilt sich der primäre EH die Fläche des piezoelektrischen Materials mit dem Triggergenerator. Da der Triggergenerator einen Teil der Fläche zur Signalerzeugung nutzt, steht weniger piezoelektrisches Material für die Energiewandlung zur Verfügung als tatsächlich
vorhanden. Die in Abschnitt 7.4 vorgestellte Schnittstellenschaltung ermöglicht zumindest eine teilweise Nutzung der dort vom Triggergenerator verwendeten Fläche des piezoelektrischen Materials. Die vorgestellte Schaltung stellt
eine Erweiterung der direct-P-SSHI-Schaltung dar.
7.1 Energy Harvester mit konstanter mechanischer
Spannungsverteilung
Die in den vorangegangenen Kapiteln beschriebenen Schnittstellenschaltungen wurden mit Hinblick auf Vergleichbarkeit untereinander, stets mit dem in Abschnitt 4.1
dargestellten Typ EH-B1 oder EH-B2 analysiert und vermessen. Im Folgenden wird
ein neuartiger Typ von PEH beschrieben, der für alle, im Rahmen dieser Arbeit
146
7.1 Energy Harvester mit konstanter mechanischer Spannungsverteilung
präsentierten, Schnittstellenschaltungen eingesetzt werden kann. Der Ansatz für die
Optimierung zielt auf eine Erhöhung der Ausgangsleistung durch die Realisierung
einer gleichmäßigen Verteilung der mechanischen Spannung des EH im Betrieb.
Der Spannungsverlauf bei einseitig eingespannten Biegebalken verläuft nicht gleichförmig über die komplette Struktur. Es kommt in Folge dessen zu elektrischen Potentialdifferenzen an der Oberfläche der piezoelektrischen Materialien. Diese führen zu
einem Auftreten von internen Ausgleichströmen, die sich negativ auf die elektrisch
verfügbare, gewandelte Energie des EH auswirken [93]. Es muss also ein optimales
Belastungsprofil gefunden werden, das bei Belastung durch eine externe Anregungsquelle eine gleichmäßige mechanische Spannungs- und Stressverteilung gewährleistet
[95, 96]. Im Vergleich zu einem klassisch geformten, einseitig eingespannten Rechteckbalken kann die Energiedichte bei optimaler Spannungsverteilung auf das dreifache gesteigert werden [7]. Zu beachten ist jedoch, dass jede Änderung der Form eines
piezoelektrischen Biegebalkens hin zu optimaler Spannungsverteilung einen Einfluss
auf die Steifigkeit und die bewegte Masse dieses Systems hat. Somit beeinflusst dies
auch das resonante Verhalten des Balkenschwingers. Eine Geometrieoptimierung des
PEH, mit dem Ziel der gleichmäßigen Spannungsverteilung steht jedoch zudem in
direktem Widerspruch zur optimalen Ausnutzung des verfügbaren Bauraumes. Eine
gängige Bauform eines Biegebalkens mit gleichmäßiger Spannungsverteilung stellt
beispielsweise ein Dreieck dar. Bei dieser Art des Aufbaus wird im Vergleich zu einem rechteckigen Aufbau gleicher Länge und Breite weniger der verfügbaren Fläche
ausgefüllt. Neben der Resonanzfrequenz sinkt die schwingfähige Masse und damit
in direkter Folge auch die wandelbare Energie. Zwar steigt die Energiedichte bezogen auf das aktive Material, jedoch nicht zwingend in Bezug auf den verfügbaren
Bauraum.
Im Folgenden wird ein PEH beschrieben, dessen Aufbau nicht auf einer Dreiecksform
147
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
basiert. Dennoch wird mit diesem eine gleichmäßige Spannungsverteilung erzielt.
7.1.1 Aufbau des piezoelektrischen Energy Harvesters
Der Aufbau des Energy Harverters basiert, wie in Abbildung 7.1 dargestellt, auf
dem Prinzip der Vier-Punk-Biegung. Die Strukturgleichungen eines solchen Biegebalkens sind in Anhang A zu finden. Mit einem solchen Aufbau kann gewärleistet
werden, dass bei äußerer Schwingungsanregung des Balkens im Bereich zwischen
den beiden angreifenden Kräften F/2 eine homogene Spannungsverteilung auftritt.
In Anlehnung an die Vier-Punkt-Biegung, wird dieser EH im Folgenden mit EH-4P
abgekürzt. Für den Aufbau des Vier-Punkt-Biegebalkens wurde das gleiche Materi-
Abbildung 7.1: Prinzip
Spannungsverteilung.
eines
Vier-Punkt-Biegers
mit
homogener
al eingesetzt, das bereits bei dem EH-B1 und EH-B2 verwendet wurde (PSI-5A4E,
Herstellerbezeichnung: T215-H4-303X [97]). Auch dieser Balken besteht aus jeweils
zwei äußeren Nickelelektroden, zwei piezoelektrischen Schichten (PSI-5A4E) und einer Messingschicht in der Mitte. An dem Balken wurden vier Massen angebracht.
Die Enden den Balkens wurden mittels Miniaturkugellager frei schwenkbar am Gehäuse befestigt. Abbildung 7.2 zeigt im linken Teilbild eine Konstruktionszeichnung
des EH-4P und im rechten Teilbild den komplett aufgebauten Prototyp mit Gehäuse.
148
7.1 Energy Harvester mit konstanter mechanischer Spannungsverteilung
Abbildung 7.2: Skizze und Foto des Prototyps eines EH mit homogener Spannungsverteilung (EH-4P). Die Abmessungen sind in mm angegeben.
Die Elektrodenflächen an Ober- und Unterseite wurden mit Hilfe nasschemischem
Ätzens strukturiert. An den Stellen, an denen die vier Massen befestigt wurden,
wurde die Elektrodenschicht komplett entfernt. Somit entstehen an Ober- und Unterseite jeweils drei Elektrodenregionen. Diese sind in Abbildung 7.3 dargestellt. Die
mittlere Region (E-1) stellt den primären EH dar. Dies ist auch der Bereich in dem
sich bei Belastung eine konstante mechanische Spannung einstellt. Die beiden äußeren Regionen (E-2 und E-3) werden im Rahmen der direct-P-SSHI-Schaltung als
Triggergenerator eingesetzt.
Abbildung 7.3: Skizze des EH-4P mit markierten Elektrodenregionen.
149
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
Um die Eigenfrequenz, die maximale Auslenkung und die mechanische Spannungsverteilung des EH-4P zu kalkulieren, wurde ein Finite Elemente Model verwendet
und mit harmonischen Analysen mit der FEM-Sofware ANSYS WB 12 simuliert.
Das Ergebnis in Abbildung 7.4 zeigt den mechanischen Spannungsverlauf entlang
der Unterseite des Balken exemplarisch bei einer Beschleunigungsamplitude von
0, 2 sm2 und einer Frequenz von 113, 5Hz. Die gleichmäßige Spannungsverteilung ist
im Bereich zwischen den beiden Massen zu erkennen.
Abbildung 7.4: Mechanischer Spannungsverlauf entlang der Unterseite des Balken bei einer Beschleunigungsamplitude von 0, 2m/s2 und einer Frequenz von
113, 5Hz.
Abbildung 7.5 stellt die Spannungssignale der unterschiedlichen Regionen des EH4P bei Anregung in Resonanz (f = 113, 5Hz) und konstanter Amplitude der Beschleunigung von 1m/s2 dar. Man erkennt, dass wie auch schon beim EH-B2 aus
Abbildung 6.8 die beiden Spannungssignale von primärem EH (Up1 ) und der äußeren Regionen (Up2 ) in Phase schwingen. Die beiden äußeren Regionen E-2 und
E-3 eignen sich somit zur Informationsgewinnung für die direct-P-SSHI-Schaltung
gemäß Kapitel 6 und arbeiten als Triggergenerator. Im Bild dargestellt wird der
150
7.1 Energy Harvester mit konstanter mechanischer Spannungsverteilung
Einfachheit halber nur das Spannungssignal der Elektrodenfläche E-2.
Abbildung 7.5: Phasenbeziehung der Ausgangsspannung des primären EH (Up1 )
und des Triggergenerators (Up2 ) des EH-4P.
Abbildung 7.6 zeigt das lastabhängige Verhalten des EH-4P und die maximale Ausgangsleistung in Resonanz mit der Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 .
Abbildung 7.6: Generierbare Leistung des EH-4P in Abhängigkeit der ohmschen
Last bei Anregung in Resonanz mit 1m/s2 Beschleunigungsamplitude.
151
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
7.1.2 Messtechnische Charakterisierung
Der EH-4P wird messtechnisch mit Hilfe der direct-P-SSHI-Schaltung analysiert.
An dieser Stelle wird eine Messung basierend auf Messprofil II aus Tabelle 5.1 dargestellt. Dieses Profil zeigt die gesamte Einsatzbreite des EH-4P über einen breiten
Frequenzbereich. Bei fester Beschleunigungsamplitude der Anregung von 1m/s2 wird
ein Frequenzsweep von 60Hz bis 160Hz durchgeführt. Die Frequenz wird mit einer
Rate von 30Hz pro Minute langsam erhöht. Ein 10µF Speicherkondensator kommt
zum Einsatz. Das Messergebnis ist die gespeicherte Energie in Abhängigkeit der anregenden Frequenz und Messdauer. Das Frequenzband wurde im Vergleich zu den
Messungen aus Abschnitt 6.8 und Unterabschnitt 5.2.2 verschoben. Dies geschieht
auf Grund der unterschiedlichen Resonanzfrequenz der eingesetzten EH. Diese soll
sich jeweils in der Mitte des Frequenzbandes befinden. Abbildung 7.7 zeigt das Ergebnis der Messung mit der direct-P-SSHI-Schaltung im Vergleich zur Messung mit
der Standardschaltung, jeweils im Betrieb mit dem EH-4P. Man erkennt auch hier
eine deutliche Steigerung der gespeicherten Energie durch den Einsatz der directP-SSHI-Schnittstellenschaltung. Die 3dB-Bandbreite des EH-4P vergrößert sich von
ursprünglich 4, 5Hz im Fall der Standardschaltung auf 9Hz im Fall der DirektP-SSHI-Schaltung. Bereiche deren Frequenz weit von der Resonanz entfernt sind,
tragen anders als im Fall der Standardschaltung dennoch merklich zur Energiespeicherung bei. Ursache dafür ist die durch die Direkt-P-SSHI-Schaltung erhöhten
Spannungssignale in Bereichen geringer Spannungsamplituden.
Bezogen auf die Fläche des EH-4P von 3, 18cm2 , ergibt sich eine maximale Energiedichte von 0, 383mJ/cm2 bei Anregung in Resonanz und einer Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 . Die Energiedichte des EH-B2 beträgt in diesem Fall maximal
0, 131mJ/cm2 , bei einer Fläche von 2cm2 . Dies kommt einer Steigerung auf das 2,9fache durch den Einsatz des EH-4P gleich.
152
7.2 Effiziente Gleichrichterschaltungen
Berücksichtigt man zusätzlich die Höhe des PEH, die hauptsächlich durch die aufgebrachten Massen bestimmt wird, so kann man die maximale Energie pro Volumen
des PEH bestimmen. Im Fall des EH-4P ergibt sich diese, bei einer Höhe des PEH
von 1cm, zu 0, 383mJ/cm3 . Im Fall des EH-B2 beträgt die Höhe nur 0, 6cm. Damit
ergibt sich maximale Energie pro Volumen des EH-B2 zu 0, 128mj/cm3 . Im Resultat kann mit Hilfe des EH-4P die Energie pro Volumen des EH auf das 1,8-fache
gesteigert werden.
Abbildung 7.7: Gespeicherte Energie in Abhängigkeit der anregenden Frequenz
bei einem Frequenzsweep von 60 − 160Hz und einer festen Beschleunigungsamplitude von 1m/s2 . Direct-P-SSHI-Schaltung im Vergleich mit der Standardschaltung mit dem EH-4P.
7.2 Effiziente Gleichrichterschaltungen
Die Gleichrichtung der Spannung des EH geht stets mit einem Energieverlust einher,
der bei passiven Gleichrichterschaltungen hauptsächlich aus einem Spannungsabfall
an Dioden oder Schaltverlusten an Transistoren entsteht. Es werden bereits aktive Gleichrichterschaltungen eingesetzt, durch deren Hilfe sich die Verluste verringern lassen [98, 99, 100]. Dennoch verbrauchen auch diese Schaltungen Energie, da
153
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
sie aktive Bauelemente wie beispielsweise Komparatoren verwenden, die mit Energie versorgt werden müssen. Auch ist der Arbeitsbereich dieser aktiven Schaltungen stark eingeschränkt. Selten kann der gesamte Bereich der Ausgangsspannung
des EH, der durchaus eine Differenz von bis zu 20 Volt einnehmen kann, genutzt
werden. Im Folgenden werden verschiedene Gleichrichterschaltung auf ihre Eignung
und ihren möglichen Einsatz in VEH basierten Systemen untersucht und verglichen.
Gleichrichterschaltungen, die eine Erhöhung der Ausgangsspannung auf Kosten der
Energieeffizienz zur Folge haben (z.B. Villard-, Greinacher-, oder Delon-Schaltung)
werden an dieser Stelle nicht in Betracht gezogen.
7.2.1 Konzept 1 - Dioden-Vollbrückengleichrichter
Der Aufbau des Dioden-Vollbrückengleichrichters ist in Abbildung 7.8 dargestellt.
Der Vollbrückengleichrichter wird aus vier Dioden aufgebaut. Diese sind so verschaltet, dass pro Halbwelle zwei diagonal gegenüberliegende Dioden in Durchlassrichtung
und die jeweils anderen beiden Dioden in Sperrrichtung gepolt sind. Es werden somit
beide Halbwellen zur Gleichrichtung genutzt. Dies steigert die Effizienz gegenüber
einem Halbbrückengleichrichter. Der Strom, fließt jedoch während jeder Halbwelle
durch 2 Dioden, so dass die Durchlassspannung zweimal abfällt. Bei Verwendung
von Schottky-Dioden mit einer Durchlassspannung von ca. 300mV liegt das Level
der Ausgangsspannung am Kondensator somit um 600mV niedriger als das Level
der Eingangsspannung.
154
7.2 Effiziente Gleichrichterschaltungen
Abbildung 7.8: Dioden-Vollbrücken-Gleichrichter.
7.2.2 Konzept 2 - Dioden-NMOS-Vollbrückengleichrichter
Bei dem Dioden-NMOS-Vollbrückengleichrichter werden zwei der vier Dioden des
Dioden-Vollbrückengleichrichter durch N-Kanal-MOSFET ersetzt. Die Verschaltung
der Bauteile zeigt Abbildung 7.9. Die Transistoren arbeiten hierbei als Schalter, die
jeweils abwechselnd leitend und sperrend sind. Somit ist z.B. beim Eintreffen der
positiven Halbwellen D1 in Durchlassrichtung, Q2 leitend, D2 in Sperrrichtung und
Q1 sperrend. Wechselt die Eingangsspannung nun ihr Vorzeichen so sperren D1 und
Q2 , D2 und Q1 werden leitend. Es tritt ein sprunghaftes Ansteigen bzw. Abfallen der
Ausgangsspannung auf, sobald die Thresholdspannung der Transistoren überschritten wird. Somit ist der Vorteil des NMOS-Dioden-Vollbrückengleichrichters gegenüber dem Dioden-Vollbrückengleichrichter, dass nur eine Dioden-Durchlassspannung
abfällt.
155
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
Abbildung 7.9: NMOS-Dioden-Vollbrücken-Gleichrichter.
7.2.3 Konzept 3 - PMOS-NMOS-Vollbrückengleichrichter
Der PMOS-NMOS-Vollbrückengleichrichter besteht aus zwei N-Kanal- und zwei PKanal-MOSFET. Bei Überschreitung der Gate-Schwellenspannung schalten die jeweiligen Transistoren auf den leitenden Zustand. Durch das Fehlen von Dioden treten
keine Verluste der Spannung durch einen Spannungsabfall auf. Nachteilig ist jedoch,
dass die Stromrichtung bei durchgeschalteten Transistoren nicht eindeutig festgelegt
ist. Somit muss, um ein Entladen des Speichers über den Energy Harvester zu verhindern, eine Diode nachgeschaltet werden. Abbildung 7.10 stellt den Aufbau dar.
Abbildung 7.10: PMOS-NMOS-Vollbrücken-Gleichrichter.
156
7.2 Effiziente Gleichrichterschaltungen
7.2.4 Konzept 4 - Aktiver Gleichrichter
Der Aufbau des aktiven Gleichrichters basiert auf dem des in Abbildung 7.10 dargestellten Gleichrichters. Die Diode wird durch eine sogenannte aktive Diode ersetzt
[98]. Diese besteht aus einem P-Kanal-MOSFET und einem Komparator. Der Komparator vergleicht die Spannungen an seinen beiden Eingängen und schaltet, wenn
die Spannung am positiven, nicht invertierenden Eingang größer ist, den Ausgang auf
das Level der positiven Versorgungsspannung. Ist die Spannung am negativen, invertierenden Eingang größer wird der Ausgang an die negative Versorgungsspannung
angepasst. Steigt nun die Ausgangsspannung über das Maximum der Eingangsspannung, so wird das Gate des MOSFET auf das Potential des Source-Anschlusses
gelegt. Da nun die Gate-Source-Spannung auf gleichem Potential liegen, sperrt der
Transistor. Ist allerdings die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung,
so schaltet der Komparator das Gate auf das Potential der negativen Versorgungsspannung. Da der Sourceanschluss einen Wert besitzt, der größer als das Potential
der negativen Versorgungsspannung ist, bekommt die Gate-Source-Spannung einen
negativen Wert und der P-Kanal-MOSFET wird bei Überschreitung der erforderlichen Schwellenspannung leitend. Neben der Versorgung des Komparators wird in
diesem Fall keine Energie zum Betrieb des Gleichrichters benötigt. Die Verluste,
die durch die Drain-Source-Widerstände der Transistoren auftreten, sind hierbei zu
vernachlässigen.
157
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
Abbildung 7.11: PMOS-NMOS-Gleichrichter mit aktiver Diode.
7.2.5 Messtechnische Charakterisierung und Vergleich der
Gleichrichter
Die verschiedenen Gleichrichterkonzepte wurden mit Hilfe des in Abbildung 7.12
dargestellten Versuchsaufbau messtechnisch miteinander verglichen und analysiert.
Ein Speicherkondensator mit 400µF Kapazität wurde mittels eines Funktionsgenerators für 60s über die Gleichrichter aufgeladen. Danach wurde die Selbstentladung beobachtet. Neben der Effizienz der Gleichrichtung spielt auch die, über den
Gleichrichter stattfindende, Selbstentladung eine Rolle bei der Wahl des optimalen
Gleichrichters. Folgende Komponenten wurden verwendet:
• Dioden: BAT54HT1G [87], Schottkydiode mit besonders geringem Spannungsabfall in Durchlassrichtung und geringem Rückwertsstrom in Sperrrichtung.
• N-Kanal-MOSFET: PMF400UN [101], Transistor mit sehr geringem DrainSource-Widerstand im leitenden Zustand.
• P-Kanal-MOSFET: PMV32UP [102], Transistor mit sehr geringem DrainSource-Widerstand im leitenden Zustand.
158
7.2 Effiziente Gleichrichterschaltungen
Abbildung 7.12: Versuchsaufbau zur Analyse der Gleichrichter.
Abbildung 7.13 stellt das Ergebnis der Analyse dar. Die Ladung mit den geringsten Spannungsverlusten ermöglicht der Gleichrichter aus Abbildung 7.11. Jedoch
ist bei diesem Typ auch die Selbstentladung über die Zeit am größten. Solange
stets genügend Energie nachgeliefert wird, ist dieser Gleichrichter für den Einsatz in
VEH-Systemen am Besten geeignet. Einen guten Kompromiss aus geringem Spannungsverlust und Selbstentladung stellen die beiden Konzepte aus Abbildung 7.9
und Abbildung 7.10 dar. Diese eignen sich für den Einsatz in Szenarien, in denen
mit längeren Pausen der anregenden Vibration zu rechnen ist.
159
Kapitel 7
Abbildung 7.13: Selbstentladung
Gleichrichtern.
Optimierung des Gesamtsystems
eines
Kondensators
mit
angeschlossenen
7.3 Vorladungsfreies Anlaufen
Schnittstellenschaltungen, wie die in Abbildung 3.1 dargestellte Standardschaltung,
die ohne aktive Schaltungselemente auskommen, haben den Vorteil, dass sie ohne
eine vorhandene Intertialernergie mit dem Ladevorgang starten können. Die Schnittstellenschaltungen aus Abschnitt 3.2 und Abschnitt 3.3 besitzen stets aktive Bauelemente, die ohne eine entsprechende Vorladung zur Energieversorgung nicht arbeiten
können. Eine Ausnahme stellen jedoch die direct-P-SSHI-Schaltung aus Kapitel 6
dar. Der besondere Aufbau des Schalters ermöglicht hierbei zusätzlich einen Betrieb
ähnlich dem der Standardschaltung, solange keine Energie für das Zuschalten der
Spule zur Verfügung steht. In dieser Zeit bleibt der aktive Teil der Schaltung abgeschaltet und das Laden findet lediglich über den passiven Gleichrichter statt. Sobald
jedoch genügend Energie zum Betrieb der aktiven Komponenten gespeichert wurde,
beginnen diese automatisch zu arbeiten und optimieren somit in der dargestellten
Weise die Energiespeicherung.
160
7.3 Vorladungsfreies Anlaufen
Für die Arten der Schnittstellenschaltungen mit denen ein passives Anlaufen jedoch
nicht ohne Weiteres möglich ist, wird ein weiterer Schaltungsblock benötigt, der
ein Vorladen des Energiespeichers ermöglicht. Exemplarisch zeigt diese Anlaufschaltung Abbildung 7.14 am Beispiel der SECE-Schaltung aus Abbildung 3.10. Dieser
zusätzliche Schaltungsblock überbrückt in Zeiten geringer gespeicherter Energie den
aktiven Teil der Schnittstellenschaltung und ermöglicht ein passives Laden. Der Ladevorgang des Speicherkondensators läuft in diesem Fall, wie im rechten Teilbild
der Abbildung 7.14 dargestellt, ab. In der Startphase (t1 ) wird der Kondensator
über die passive, weniger effiziente Ladeschaltung geladen. Das Spannungslevel am
Kondensator Uc steigt langsam. Sobald genügend Energie zum Betrieb der aktiven
Schnittstellenschaltung zur Verfügung steht, beginnt diese zu arbeiten (t2 ). Dies
kann über ein vorher definiertes Spannungslevel UA festgelegt werden. Das Laden
des Kondensators erfolgt nun effektiver als mit der passiven Schaltung. Das Spannungslevel am Kondensator steigt schneller.
Abbildung 7.14: Passive Anlaufschaltung zum Vorladen des Energiespeichers und
Spannungsverlauf am Speicherkondensator während des Ladevorgangs.
Der detaillierte Aufbau der Anlaufschaltung ist in Abbildung 7.15 dargestellt. Einzig der Spannungsdetektor wird als aktives Bauteil eingesetzt, das sich jedoch direkt
aus dem Speicherkondensator mit Energie versorgt. Der Spannungsdetektor hat die
Aufgabe das definierte Spannungslevel UA zu detektieren. Verwendet wird hierfür
161
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
der LTC2934 [104] der Firma Linear Technology. Er besitzt einen Ruhestrom von
0, 5µA und ist somit für diesen Einsatz geeignet. Abbildung 7.16 stellt die Funk-
Abbildung 7.15: Aufbau einer Anlaufschaltung im Detail.
tionsweise dieser Schaltung anhand der verschiedenen Spannungslevel dar. In Phase t1 steigt das Spannungslevel des Eingangskondensators Uin in Abhängigkeit der
vom EH gelieferten und gleichgerichteten Spannung. Das Ausgangssignal des Spannungsdetektors ist auf Massepotential. Somit ist der Transistor Q1 sperrend. Das
Gatepotential von Q2 wird in dieser Phase durch die Spannung Uin definiert. Bei
Erreichen der Thresholdspannung wird Q2 leitend, wodurch das Gate von Q3 auf
Massepotential gezogen wird. Q3 leitet somit auch. Erreicht die Spannung UC das
Spannungsniveau UA so beginnt Phase t2 und der Ausgang des Spannungsdetektors
schaltet auf UC . In Folge leitet Q1 , es sperren Q2 und Q3 . Der Ladevorgang über Q3
ist nun deaktiviert und kann von der aktiven Schnittstellenschaltung übernommen
werden. Das Laden gestaltet sich nun in Abhängigkeit der Schnittstellenschaltung
effektiver.
162
7.3 Vorladungsfreies Anlaufen
Abbildung 7.16: Funktionsweise der Anlaufschaltung.
163
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
7.4 Additional Energy Extraction
Die vom Triggergenerator genutzten Flächen tragen bei der direct-P-SSHI-Schaltung
nicht zur Energiespeicherung bei, obwohl auch an diesen Stellen Energie gewandelt
wird. Geschuldet ist dies, wie in Kapitel 6 beschrieben, der notwendigen Funktion
als Signalgeber. Durch den Einsatz des EH-4P in Kombination mit der direct-PSSHI-Schaltung stellt sich eine Besonderheit ein: Der spezielle Aufbau des EH ermöglicht durch die drei verschiedenen Elektrodenregionen die Einführung einer weiteren Funktion. Eine zusätzliche Schnittstellenschaltung als Erweiterung der directP-SSHI-Schaltung kann mit Hilfe von Elektrodenregion E-3 eingesetzt werden. Die
auf dieser Fläche bisher ungenutzte gewandelte Energie kann im direkten Anschluss
an das Zuschalten des Schwingkreises der direct-P-SSHI-Schaltung entzogen und
gespeichert werden. Die drei Elektrodenregionen des EH-4P besitzen in diesem speziellen Fall die folgende Aufgabenverteilung:
• E-1: Primärer EH der direct-P-SSHI-Schaltung
• E-2: Triggergenerator als Signalgeber zur Erzeugung der Schaltpulse
• E-3: Zusätzlicher EH in Kombination mit einer weiteren Schnittstellenschaltung (Additional Energy Extraction kurz AEE).
7.4.1 Schnittstellenschaltung
Mit geringem Aufwand kann die direct-P-SSHI-Schaltung durch die zusätzliche
AEE-Schaltung in Kombination mit der Elektrodenfläche E-3 erweitert werden.
Abbildung 7.17 zeigt einen Überblick über das komplette System des EH-4P mit
den beiden Schnittstellenschaltungen. Unverändert arbeitet der primäre EH der
Elektrodenfläche E-1 mit der daran angeschlossenen direct-P-SSHI-Schaltung. Der
Triggergenerator in Kombination mit der Elektrodenfläche E-2 stellt, wie auch in
164
7.4 Additional Energy Extraction
Abbildung 7.17: Prinzipschaltbild der direct-P-SSHI-Schaltung mit Erweiterung
durch zusätzliche AEE-Schaltung.
Kapitel 6 und in Abschnitt 7.1 dargestellt, die benötigten Schaltsignale zur Taktung der Schaltimpulse der direct-P-SSHI-Schaltung bereit. Zusätzlich wird nun der
in Abbildung 7.17 dargestellte Schaltungsblock ”AEE” hinzugefügt und mit Elektrodenfläche E-3 verbunden. Der Schaltungsblock besteht aus einer, wie bereits in
Unterabschnitt 3.3.3 vorgestellten und beschriebenen, SECE-Schnittstellenschaltung.
Jeweils im Maximum der Spannung an E-3 wird über einen Schalter S2 die gleichgerichtete Spannung über einen Transformator für einen kurzen Moment kurzgeschlossen. Daraus resultiert ein rapider Spannungsabfall und ein hoher Kurzschlussstrom
im Transformator. In den sekundären Wicklungen des Transformators wird in Folge
eine Spannung induziert. Diese sind mit dem Systemspeicherkondensator verbunden und laden diesen somit zusätzlich zur Ladung aus der direct-P-SSHI-Schaltung
auf. Im zusätzlichen Ladungspfad wird eine Diode eingesetzt, die ein Entladen des
Speicherkondensators verhindert. Da auch hier die Maxima der Spannung an E-3
mit denen von E-1 und E-2 übereinstimmen, kann der Schalter über die gleiche Logiksteuerung angesteuert werden, die auch für die Steuerung des Schalters S1 der
165
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
direct-P-SSHI-Schaltung verantwortlich ist. Der Schaltvorgang wird im direkten Anschluss an das Schalten von S1 durchgeführt. Abbildung 7.18 stellt den zeitlichen
Verlauf der verschiedenen Spannungssignale der direct-P-SSHI-Schaltung und der
AEE-Schaltung anschaulich dar.
Der Schalter kann durch einen N-Kanal-MOSFET, der schnelle Schaltzeiten ermöglicht, realisiert werden. Zum Einsatz kommt der N-Kanal-MOSFET ”SI2306DS”
[103] der Firma Vishay Siliconix. Mit Hilfe des Transformators kann das Spannungslevel der sekundären Windungen angepasst werden. Es wird für diesen Einsatz ein
Wicklungsverhältniss von 1:2 gewählt, um die relativ geringen Spannungen zu verdoppeln. Als Diode wird eine Schottky-Diode vom Typ BAT54HT [87] mit geringem
Spannungsabfall in Durchlassrichtung verwendet.
166
7.4 Additional Energy Extraction
Abbildung 7.18: Spannungs- und Stromverlauf der direct-P-SSHI-Schaltung mit
Erweiterung durch zusätzliche AEE-Schaltung.
167
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
7.4.2 Messtechnische Charakterisierung
Zur messtechnischen Charakterisierung der AEE-Schaltung wird diese isoliert von
der direct-PSSHI-Schaltung gemäß Messprofil II aus Tabelle 5.1 analysiert. Dies
ermöglicht eine Messung und Beschreibung der Schaltung über einen breiten Frequenzbereich und deckt den möglichen Einsatzbereich ab. Bei fester Beschleunigungsamplitude der Anregung von 1m/s2 wird ein ein Frequenzsweep von 60Hz
bis 160Hz durchgeführt. Die Frequenz wird mit einer Rate von 30Hz pro Minute
langsam erhöht. In diesem Fall kommt ein 1µF Speicherkondensator zum Einsatz.
Abbildung 7.19 stellt das Ergebnis dar. Im oberen Teilbild erkenn man die gespeicherte Energie in Abhängigkeit zur anregenden Frequenz. Das untere Teilbild zeigt
zur Verdeutlichung der Funktionsweise den Spannungsverlauf an E-3 beim Einsatz
der AEE-Schaltung (UAEE ), den Ladezustand des Kondensators (UC ) und das Ausgangssignal des Peakdetektors (UP eak ) mit angeschlossenem Triggergenerator zum
Takten des Schließvorgangs des Schalters S2. Als Ergebnis dieser Messung lässt sich
festhalten:
• Durch die geringe elektrische Spannung, die an E-3 anliegt, tragen Frequenzen
weit neben der Resonanz des EH-4P wenig bis gar nicht zur Energiespeicherung
bei. Anders als die direct-P-SSHI-Schaltung ist die AEE-Schaltung nicht in der
Lage diese Spannung zu verstärken und somit nutzbar zu machen.
• Das resonante Verhalten des EH-4P ist deutlich zu erkennen. Im Bereich der
Resonanzfrequenz kann die maximale Energie von 21µJ gespeichert werden.
Im Verhältnis zu der speicherbaren Energie der E-1 mit der direct-P-SSHI-Schaltung
von maximal 1, 22mJ bei gleicher mechanischer Anregung fällt die gespeicherte
Energie von E-3 mit AEE-Schaltung nur gering aus. Dennoch trägt auch dieses
System zur Steigerung der gespeicherten Energie bei. Der verhältnismäßig geringe
168
7.4 Additional Energy Extraction
zusätzliche schaltungstechnische Aufwand fällt bei der Erweiterung des direct-PSSHI-Systems in Kombination mit dem EH-4P durch die AEE-Schaltung nur wenig
ins Gewicht.
Abbildung 7.19: Oben: Auf einem 1µF Kondensator gespeicherte Energie der
Elektrode E-3 des EH-4P mit AEE-Schaltung. Unten: Detaillierter Spannungsverlauf von E-3 mit AEE-Schaltung (UAEE ), Spannung am Speicherkondensator
(UC ) und Ausgangssignal des mit E-2 verbundenen Peakdetektors (UP eak ).
Die präsentierte Erweiterung trägt auf Grund der geringen Energie, die mit der
Elektrode E-3 des EH-4P wandelbar ist und der Verluste beim Einsatz eines Transformators, kaum merklich zur Energiespeicherung bei. Findet jedoch der EH-4P
Verwendung im Einsatz mit einem anderen Prinzip der Schnittstellenschaltung, bei
169
Kapitel 7
Optimierung des Gesamtsystems
der kein Triggergenerator von Nöten ist, so können Fläche E-2 und E-3 kombiniert
und somit der Energiebeitrag erhöht werden. In der Veröffentlichung ”High efficiency piezoelectric energy harvester with synchronized switching interface circuit” [105]
wird dieser Einsatz demonstriert.
7.5 Fazit und Zusammenfassung der
Optimierungsschritte
Die in diesem Kapitel beschriebenen Optimierungsschritte können in Kombination
oder einzeln eingesetzt werden und haben eine Erhöhung der gespeicherten Energie
zur Folge. Die Ergebnisse der Optimierungen sind:
• Es wurde ein neuartiger PEH (EH-4P) eingeführt, der bei Belastung durch
eine externe Anregungssquelle eine gleichmäßige mechanische Spannungs- und
Stressverteilung aufweist. In Kombination mit der direct-P-SSHI-Schaltung
konnte die Energiedichte des EH-4P auf das 2,9-fache gegenüber der des EHB2 gesteigert werden. Berücksichtigt man zusätzlich die Höhe des jeweiligen
PEH, so kann die Energie pro Volumen auf das 1,8-fache gesteigert werden.
• Es wurden verschiedene Gleichrichterschaltungen präsentiert und messtechnisch charakterisiert. Einen guten Kompromiss aus geringem Spannungsverlust und Selbstentladung stellen die beiden Konzepte aus Abbildung 7.9 und
Abbildung 7.10 dar. Sie eignen sich besonders für den Einsatz in Energy Harvesting Systemen.
• Eine Schaltung wurde vorgestellt, die ein vorladungsfreies Anlaufen der aktiven Schnittstellenschaltungen ermöglicht. Über diese wird der Systemenergiespeicher so lange geladen, bis ausreichen Energie zum Betrieb der aktiven
170
7.5 Fazit und Zusammenfassung der Optimierungsschritte
Komponenten zur Verfügung steht.
• Eine weitere Schnittstellenschaltung (AEE) wurde eingeführt. Diese ergänzt
die direct-P-SSHI-Schaltung beim Einsatz des EH-4P. Bisher ungenutzte Substratflächen des EH werden zur zusätzlichen Energiewandlung und -speicherung
genutzt. Der hinzukommende schaltungstechnische Aufwand ist äußerst gering.
171
Kapitel 7
172
Optimierung des Gesamtsystems
8 Fazit und Ausblick
Im Rahmen dieser Dissertation wurden neuartige PEH in Verbindung mit elektronischen Schnittstellenschaltungen vorgestellt. Die gesamte Kette vom EH bis hin
zur Energiespeicherelektronik wurde im Hinblick auf maximierte Energieausbeute
optimiert. Ziel der Entwicklungen war stets die Speicherung der maximal verfügbaren und wandelbaren Energie. Basierend auf in der Literatur beschriebenen EH
und aktiven Schnittstellenschaltungen, wurden neue Konzepte vorgestellt, messtechnisch charakterisiert und mit Standardsystemlösungen verglichen. Durch theoretische Analysen, numerische Simulationen und experimentelle Verifikationen wurden
Neuentwicklungen präsentiert, die den Energieertrag maximieren. Die dargestellten
Schnittstellenschaltungen sind universell einsetzbar und somit unabhängig von der
Änderung der anregenden Vibrationsquelle. Sie können ohne zusätzliche Anpassung
zur Steigerung der gespeicherten Energie eingesetzt werden.
8.1 Zusammenfassung der Ergebnisse
Zusammenfassend können folgende Ergebnisse festgehalten werden:
• Es wurden elektrische Ersatzschaltbilder entwickelt, die es erlauben, das mechanische Verhalten von PEH in elektronischen Simulationen abzubilden. Die
erarbeiteten Modelle dienen als Basis für Weiterentwicklungen und stellen so-
173
Kapitel 8
Fazit und Ausblick
mit eine Plattform für die Entwicklung von weiteren PEH-Systemen dar. Der
Aufwand das bestehende Modell an andere Typen von PEH anzupassen ist
gering: Mit den in Unterabschnitt 4.2.1 dargestellten Berechnungen und einer Admittanz- oder Impedanzmessung kann das Ersatzschaltbild eines PEH
mühelos an neue Anforderungen angepasst werden.
• Die grundsätzliche Schwachstelle beim Einsatz von elektronischen Schaltungen zur Speicherung der vom EH gewandelten Energie, die darin besteht, dass
durch eine fehlende oder unzureichende Anpassung der Schaltung an den EH
ein Großteil der verfügbaren Energie ungenutzt verloren geht, wurde mit der
Einführung der direct-P-SSHI-Schaltung beseitigt. Der Effekt der Spannungserhöhung durch zeitsynchronisiertes Zuschalten einer Spule beseitigt diese Problematik.
• Zur Realisierung der direct-P-SSHI-Schnittstellenschaltung wurde ein neuartiger Wandlertyp (EH-B2) eingeführt der als Hybrid- bzw. Kombinationsgenarator bezeichnet wird und der aus zwei unabhängigen, signaltechnisch jedoch
miteinander gekoppelten Generatoren besteht. Obwohl der primäre EH sich
die Substratfläche des EH-B2 mit einem Signalgeber teilt, wird in Kombination mit der direct-P-SSHI-Schaltung mehr Energie gespeichert, als das bei der
vollflächigen Nutzung eines vergleichbaren EH mit Standardschaltung der Fall
ist. Je nach Art des Anregungsprofils kann mehr als das Doppelte an Energie
gespeichert werden.
• Die direct-P-SSHI-Schaltung ist, anders als die Standardschaltung, in der Lage
auch Vibrationen weit neben der Resonanzfrequenz des PEH zu nutzen und
dem Energiespeicher Energie zuzuführen. Bereiche deren Frequenz weit von
der Resonanz entfernt sind, tragen anders als im Fall der Standardschaltung
dadurch merklich zur Energiespeicherung bei. Ursache dafür sind die, durch
174
8.1 Zusammenfassung der Ergebnisse
die direkt-P-SSHI-Schaltung, erhöhten Spannungssignale in Bereichen geringer Spannungsamplituden. Verglichen mit der Standardbeschaltung, erlaubt
die direct-P-SSHI-Schaltung somit, auch neben der Resonanz des PEH, eine
effiziente Energiespeicherung.
• Die 3dB-Bandbreite des PEH wird durch den Einsatz der direct-P-SSHI-Schaltung
verbreitert. Sie vergrößert sich von ursprünglich 3, 5Hz im Fall der Standardschaltung auf 9Hz im Fall der direkt-P-SSHI-Schaltung. Ein Einsatz für Vibrationen nahe der Resonanzfrequenz wird hierdurch verbessert.
• Ein weiterer PEH (EH-4P) wurde vorgestellt, der eine Erhöhung der Ausgangsleistung durch die Realisierung einer gleichmäßigen Verteilung der mechanischen Spannung des EH im Betrieb ermöglicht. Mit diesem EH konnte
die gespeicherte Energie im Bezug auf die Fläche des EH im Vergleich zu
Standardsystemen auf das 2,9-fache gesteigert werden.
• Durch den Einsatz des EH-4P in Kombination mit der direct-P-SSHI-Schaltung
stellt sich eine Besonderheit ein: Der spezielle Aufbau des EH ermöglicht durch
die drei verschiedenen Elektrodenregionen die Einführung einer weiteren Funktion. Eine zusätzliche Schnittstellenschaltung mit dem Titel ”Additional Energy Extraction” kann mit Hilfe von Elektrodenregion E-3 als Erweiterung der
direct-P-SSHI-Schaltung eingesetzt werden. Die auf dieser Fläche bisher ungenutzte gewandelte Energie kann somit zusätzlich dem Energiespeicher zugeführt werden.
Es wurde gezeigt, dass durch die vorgestellten schaltungstechnischen Lösungen in
Kombination mit den Neuentwicklungen der PEH deutlich mehr Energie für anstehende Systemaufgaben zur Verfügung gestellt werden kann, als dies im Vergleich zu
Standardsystemen möglich ist.
175
Kapitel 8
Fazit und Ausblick
8.2 Vorschläge für weiterführende Untersuchungen
und Entwicklungen
Die Ergebnisse der in dieser Arbeit durchgeführten Untersuchungen eröffnen weitere
Möglichkeiten der Maximierung der zur Verfügung stehenden Energie. Die Wandlung
von kinetischer in elektrische Energie bietet ein zusätzliches Optimierungspotential
für die unterschiedlichen ingenieurwissenschaftlichen Disziplinen, wie z.B. Elektrotechnik, Mikrosystemtechnik, Werkstofftechnik und Maschinenbau. Diese sind unter
anderem:
• Der mikroelektronische Aufbau der direct-P-SSHI-Schaltung in integrierter
Form bietet die Möglichkeit, den Energieverbrauch dieser Schnittstellenschaltung samt der Steuerungs- und Regelungsschaltungen, im Vergleich zu diskret
aufgebauten Schaltungen, zu reduzieren. Neben der reinen Optimierung des
Energiebedarfs, kann das Systems dadurch auch miniaturisiert werden.
• Bei der Übertragung der Energie einer kinetischen Vibrationsquelle auf die mechanische Struktur des EH muss eine möglichst verlustfreie Kopplung realisiert
werden. Sowohl die Anbindung an die Vibrationsquelle, als auch die mechanische Struktur des EH selbst bieten Ansatzpunkte die verfügbare Energie zu
maximieren. Geeignete Gehäuse und Einspannungsmechanismen müssen entwickelt werden.
• Die Verbesserung der Werkstoffeigenschaften, oder deren Anpassung an den
PEH bieten weiteres Optimierungspotential. Neben einer reinen Leistungsoptimierung ist auch eine Optimierung hinsichtlich einer geeigneten Ausgangsspannung von Interesse. So kann diese an eventuell vorkommende Beschränkungen
der Eingangsspannung von Schaltungen angepasst werden.
• Obwohl die direct-P-SSHI-Schaltung die Möglichkeit bietet, auch neben der
176
8.2 Vorschläge für weiterführende Untersuchungen und Entwicklungen
Resonanzfrequenz des EH, Energie zu nutzen, ist der Einsatz von verstimmbaren EH von Interesse. Ein Verschieben der Resonanzfrequenz hin zur aktuellen Frequenz der Anregung ermöglicht stets die Wandlung der maximal
verfügbaren Energie.
177
Kapitel 8
178
Fazit und Ausblick
Danksagung
Im Rahmen der verschiedenen Phasen der Entstehung dieser Dissertation bin ich
vielen Menschen zum Dank verpflichtet. Ohne deren Hilfe, Unterstützung, Rat und
Motivation wäre diese Arbeit in der vorliegenden Form nicht entstanden.
An erster Stelle danke ich Herrn Prof. Dr. Yiannos Manoli für die stete und inspirierende fachliche Betreuung und die Möglichkeit diese Arbeit unter seiner Leitung
durchführen zu können.
Des Weiteren gilt mein Dank dem Prüfungskomitee, für die Durchsicht, Prüfung
und Bewertung dieser Dissertation. Besonderer Dank gilt an dieser Stelle Prof. Dr.
Ulrich Schmid, für die Übernahme des Zweitgutachtens.
In den Jahren meiner Beschäftigung am HSG-IMIT sind viele Personen zu nennen,
denen ich zu größtem Dank verpflichtet bin. In erster Linie sind dies Dieter Mintenbeck, Bernd Folkmer, Erwin Hymon, Dr. Dirk Spreemann, Dr. Daniel Hoffmann,
Rudi Göpfert und Alexander Willmann. Ihnen danke ich für die stets anregende,
fachlich herausfordernde und auch für diese Dissertation äußerst nutzbringend Zusammenarbeit.
Adolf Neurath, Simone Schwarzwälder, Lukas Wagner und Dietmar Schuhmacher
danke ich für die Unterstützung bei Versuchsaufbauten und die Fertigung unterschiedlichster Funktionsmuster.
Die stete Unterstützung und Motivation meiner Frau Saskia und die unendliche
179
Danksagung
Freude, die mir unser Sohn Matti beschert, waren stets antreibende Kraft für den
Abschluss dieser Arbeit. Ich danke euch dafür.
Zu guter Letzt danke ich meinen Eltern für die unmessbare Unterstützung in jeder
Phase meines Lebens. Moralisch, emotional, geistig und nicht zuletzt auch finanziell
wart ihr stets für mich da.
Ich widme diese Arbeit meinem, leider viel zu früh verstorbenen, Vater Dr. Rainer
Becker, der mein Interesse für die Wissenschaft maßgeblich geprägt hat.
180
Anhang A
Strukturgleichungen
Mit Tabelle 8.1 lassen sich die mechanische Spannung und die Auslenkung der Balken berechnen.
Einseitig eingespannter Balken
Abbildung 8.1: Einseitig eingespannter Balken.
Mechanische Spannung in Abhängigkeit vom Abstand:
F
s = − (l − x)
Z
(8.1)
181
Anhang
Mechanische Spannung an der Einspannung:
s=−
Fl
Z
(8.2)
Auslenkung in Abhängigkeit vom Abstand:
y=
F x2
(3l − x)
6EI
(8.3)
Auslenkung am belasteten Ende:
y=
F l3
3EI
(8.4)
Vier-Punkt Bieger
Abbildung 8.2: Vier-Punkt-Biegung
182
Anhang
Mechanische Spannung in der Zone A oder C:
s=−
Fx
2Z
(8.5)
Mechanische Spannung in Zone B:
s=−
Fa
2Z
(8.6)
Auslenkung in Zone A und C:
y=
Fx
(3a(l − a) − x2 )
12EI
(8.7)
Auslenkung in Zone B:
y=
Fx
(3v(l − v) − a2 )
12EI
(8.8)
Beschreibung
Einheit
Symbol
E
Elastizitätsmodul
N m−2
I
Trägheitsmoment
m4
F
Last auf dem Balken
N
s
Spannungsverlauf des Querschnittes
N m−2
y
Auslenkung
m
x, a, v, l
Länge (siehe Abbildung 8.2)
m
Z
Widerstandsmoment des Querschnitts des Balkens
m3
Tabelle 8.1: Einheiten zur Berechnung der mechanischen Spannung.
183
Anhang
184
Anhang B
Versuchsaufbau
Versuchsaufbau zur Charakterisierung der PEH und daran angeschlossene Schnittstellenschaltungen (Abbildung 8.3). Die einzelnen Komponenten sind:
• Software ”VibrationView” zur Steuerung und Reglung der Testprofile.
(http://www.vibrationresearch.com)
• Schwingungskontrollsystem ”VR8500-Controller” (http://www.vibrationresearch.com)
• Analogvertärker ”TIRA BAA 1000” (http://www.tira-gmbh.de)
• Schwingreger ”TIRA Schwingprüfanlage TV51144” (http://www.tira-gmbh.de)
• Oszilloskop ”Tektronix TPS2024” (http://www.de.tek.com)
185
Anhang
Abbildung 8.3: Messsystem mit Labor-Schwingreger.
186
Anhang
Anregungsprofil
In Abbildung 8.4 wird ein Ausschnitt des Anregungsprofils der Messung MIII, als
Beispiel der in den Messungen verwendeten Anregungsprofile, dargestellt.
Abbildung 8.4: Anregungsprofil MIII. Teilbilder a) und b) stellen die Beschleunigung im zeitlichen Ablauf dar. In Teilbild c) erkennt man die Verteilung der
auftretenden Frequenzen.
187
Anhang
188
Anhang C
Listing 8.1: Interrupt-Steuerung-Dirct-PSSHI
#include <msp430 . h>
int i = 0 ;
void main ( )
{
WDTCTL = WDTPW + WDTHOLD;
// Stop watchdog t i m e r
P1DIR |= 0 x04 ;
// P1 . 2 und P1 . 4 Output
P1REN |= 0 x28 ;
// Enable i n t e r n a l p u l l −up r e s i s t o r s
P1OUT &= 0 x00 ;
// Shut down e v e r y t h i n g
P1OUT |= 0 x28 ;
// S e l e c t p u l l −up mode f o r P1 . 3 , P1 . 5
P1IE |= 0 x28 ;
// P1 . 3 und P1 . 5 i n t e r r u p t e n a b l e d
P1IES &= ~0 x28 ;
// P1 . 3 und P1 . 5 Hi/Lo edge
P1IFG &= ~0 x28 ;
// P1 . 3 und P1 . 5 IFG c l e a r e d
BCSCTL1 = CALBC1_16MHZ;
// S e t range
DCOCTL = CALDCO_16MHZ;
// S e t DCO s t e p + m o d u l a t i o n
_BIS_SR( LPM4_bits + GIE ) ;
// Enter LPM1 w/ i n t e r r u p t
while ( 1 )
{}
}
189
Anhang
// Port 1 i n t e r r u p t s e r v i c e r o u t i n e
#pragma v e c t o r=PORT1_VECTOR
__interrupt void Port_1 ( void )
{
P1OUT ^= 0 x04 ;
// T o g g l e P1 . 2
i = 1;
// Delay
do ( i −−);
while ( i != 0 ) ;
P1OUT &= ~0 x04 ;
// T o g g l e P1 . 2
P1OUT ^= 0 x10 ;
// T o g g l e P1 . 4
i = 1;
// Delay
do ( i −−);
while ( i != 0 ) ;
P1OUT &= ~0 x10 ;
// T o g g l e P1 . 4
P1IFG &= ~0 x28 ;
// P1 . 3 und P1 . 5 IFG c l e a r e d
}
190
Literaturverzeichnis
[1]
Industrie 4.0,
Hightechstrategie der Bundesregierung, website:
http://www.hightech-strategie.de/de/Industrie-4-0-59.php
[2]
S. Roundy, M. Strasser, and P.K. Wright. ”Powering ambient intelligent
networks”. Ambient Intelligence, W.Weber, J. Rabaey, and E. Aerts, Eds.
Springer-Verlag Berlin Heidelberg, 2005.
[3]
S. Roundy, P.K. Wright, and J.M. Rabaey. ”Energy scavenging for wireless sensor networks: with special focus on vibrations”. Kluwer Academic
Publishers, 2004.
[4]
T. Kazmierski. ”Energy harvesting systems: principles, modeling and
applications”. Springer Verlag, 2010.
[5]
S. Roundy and P. K. Wright. ”A piezoelectric vibration based generator
for wireless electronics”. Smart Materials and Structures, 13, pp: 11311142, 2004.
[6]
S. Glunz. ”High-efficiency crystalline silicon solar cells”. Advances in
OptoElectronics, 2007.
[7]
J. Seidel A. Frey I. Kühne, M. Schreiter. ”Fluid based energy conversion
by means of a piezoelectric mems generator”. PowerMEMS Proceedings,
2010.
191
Literaturverzeichnis
[8]
D. Hoffmann, A. Willmann, R. Goepfert, P. Becker, B. Folkmer and Y.
Manoli. ”Energy harvesting from fluid flow in water pipelines for smart
metering applications”. Proceedings of the International Workshop on
Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion
Applications, published by Journal of Physics: Conference Series, Band:
476, Nummer: 1, 2013.
[9]
M. Strasser, R. Aigner, C. Lauterbach, T. F. Sturm, M. Franosch, and G.
Wachutka. ”Micromachined CMOS thermoelectric generators as on-chip
power supply”. Sensors and Actuators A-physical, vol. 114, no. 2-3, pp.
362-370, 2004.
[10]
T. Huesgen, P. Woias and N. Kockmann. ”Design and fabrication of
MEMS thermoelectric generators with high temperature efficiency”. Sensors and Actuators A-physical, vol. 145, pp. 423-429, Jul./Aug. 2008.
[11]
A. Elefsiniotis, N. Kokorakis, Th. Becker, U. Schmid. ”A thermoelectricbased energy harvesting module with extended operational temperature
range for powering autonomous wireless sensor nodes in aircraft”. Sensors
and Actuators A: Physical, 206 (2014), pp: 159-164, 2014.
[12]
H.J. Visser, A. C. F. Reniers, and J. A. C. Theeuwes. ”Ambient RF
energy scavenging: GSM and WLAN power density measurements”. Proceedings of the 38th European Microwave Conference, pp:721-724, 2008.
[13]
S. Roundy, P. K. Wright, and J. Rabaey. ”A study of low level vibrations
as a power source for wireless sensor nodes”. Computer Communications,
vol. 26, no. 11, pp. 1131-1144, 2003.
[14]
192
T.T. Toh, A. Bansal, G. Hong, P.D. Mitcheson, A.S. Holmes, E.M. Yeat-
Literaturverzeichnis
man. ”Energy harvesting from rotating structures”. Proceedings of PowerMEMS 2007, Freiburg, Germany, pp: 327-330, 2007.
[15]
Y. Manoli, T. Hehn, D. Hoffmann, M. Kuhl, N. Lotze, D. Maurath, C.
Moranz, D. Rossbach and D. Spreemann. ”Energy harvesting and chip
autonomy”. CHIPS 2020 - A Guide to the Future of Nanoelectronics,
Springer, Seiten: 393 - 421, ISBN: 978-3-642-22399-0, 2012.
[16]
P.D. Mitcheson. ”Analysis and optimization of energy harvesting micro
generator systems”. PhD thesis, Univesity of London, 2005.
[17]
N.G. Stephen. ”On energy harvesting from ambient vibration”. Journal
of Sound and Vibration 293, pp: 409-425, 2005.
[18]
P. Wang, X. Dai, X. Zhao and G. Ding. ”A micro electromagnetic low
level vibration Energy-Harvester based on MEMS technology”. Microsyst.
Technol.,vol. 15, no. 6, 2009.
[19]
R. Amirtharajah. ”Design of low lower VLSI systems powered by ambient
mechanical vibration”. PhD thesis, Massachusetts Institute of Technology, 1999.
[20]
S. Roundy. ”On the effectiveness of vibration-based energy harvesting”.
Journal of Intelligent Material Systems and Structures, vol. 16, no. 10,
pp: 809-823, 2005.
[21]
Perpetuum, website: http://www.perpetuum.com/
[22]
Philips, website: http://www2.meethue.com/en-us/the-range/hue-tap/
[23]
PMDM,
website:
http://www.pmdm.de/produkte/energy-
harvester.html
[24]
ZF Getriebe GmbH / Cherry, website: http://www.cherrycorp.com/
english/switches/energy/harvesting/index.htm
193
Literaturverzeichnis
[25]
EnOcean GmbH, website: http://www.enocean.com/
[26]
Micropelt, website: http://www.micropelt.com/
[27]
D. Spreemann, B. Folkmer and Y. Manoli. ”elektromagnetische vibrationswandler - techniken im überblick und vergleich”. tm - Technisches
Messen, Oldenbourg Verlag, Band: 76, No: 12, pp: 540-545, 2009.
[28]
D. Spreemann and Y. Manoli. ”Electromagnetic vibration energy harvesting devices - architectures, design, modeling and optimization”. Springer
2012, ISBN: 978-94-007-2943-8.
[29]
D. Spreemann, D. Hoffmann, B. Folkmer, Y. Manoli. ”Numerical optimization approach for resonant electromagnetic vibration transducer
designed for random vibration”. Journal of Micromechanics and Microengineering, IOP Science, Band: 18, No: 10, 2008.
[30]
D. Spreemann, B.Folkmer, D. Maurath and Y. Manoli. ”Innovative energy harvesting prinzipien zur wandlung von kinetischer energie”. Energieautarke Sensorik - 4. GMM-Workshop 2006, Sept. 14-15, Karlsruhe,
2006.
[31]
E. Dallago, D. Miatton, G. Venchi, V. Bottarel, G. Frattini, G. Ricotti,
and M. Schipani. ”Active autonomous AC-DC converter for piezoelectric energy scavenging systems”. Proceedings of the Custom Integrated
Circuits Conference (CICC), pp:555-558, 2008.
[32]
S. Cheng, Y. Jin, Y. Rao, and D. Arnold. ”An active voltage doubling
ac/dc converter for low-voltage energy harvesting applications”. IEEE
Transactions on Power Electronics, 26(99), pp: 2258-2265, 2011.
[33]
194
N. Kong, D. S. Ha, A. Erturk, and D. J. Inman. ”Resistive impedance
Literaturverzeichnis
matching circuit for piezoelectric energy harvesting”. Journal of Intelligent Material Systems and Structures, 21(13), pp: 1293-1302, 2010.
[34]
S. P. Beeby, R. N. Torah, M. J. Tudor, P. Glynne-Jones, T. O’Donnell, C.
R. Saha, and S. Roy. ”A micro electromagnetic generator for vibration
energy harvesting”. Journal of Micromechanics and Microengineering,
17:1257, 2007.
[35]
D.J. Domme. ”Experimental and analytical characterization of a transducer for energy harvesting through electromagnetic induction”. Virginia
State University, Master thesis, April 2008.
[36]
D.P. Arnold. ”Review of microscale magnetic power generation”. Transactions on Magnetics, vol. 43, no. 11, pp: 3940-3951, November 2007.
[37]
A. Nimo, D. Grgic and L. Reindl. ”Optimization of passive low power wireless electromagnetic energy harvesters”. Sensors 2012, Band: 12, Nummer: 1, pp: 13636-13663, 2012.
[38]
C. Cepnik, O. Radler, S. Rosenbaum, T. Ströhla and U. Wallrabe. ”Effective optimization of electromagnetic energy harvesters through direct
computation of the electromagnetic coupling”. Sensors and Actuators A:
Physical 167 (2), pp: 416-421, 2011.
[39]
D. Hoffmann, B. Folkmer and Y. Manoli Y. ”Energy harvesting for highspeed sensor telemetry”. Proceedings of the International Workshop on
Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion
Applications, pp: 113-116, 2012.
[40]
J. Rabaey, J. Ammer, B. Otis, F. Burghardt, Y. H. Chee, N. Pletcher,
M. Sheets, and H. Qin. ”Ultra-low-power design”. IEEE Circuits and
Devices Magazine, vol. 22, no. 4, pp. 23-26, 2006.
195
Literaturverzeichnis
[41]
EnOcean STM300 Datasheet: http://www.enocean.com/en/enoceanmodules/stm-300/
[42]
Y. Manoli. ”Energy harvesting - from devices to systems”. 2010 Plenary
Talk, Proceedings of the European Solid-State Circuit Conference, pp:
27-36.
[43]
H. Sodano, D. Inman and G. Park. ”A Review of power harvesting from
vibration using piezoelectric materials”. The Shock and Vibration Digest;
36; 197, 2004.
[44]
K. Cook-Chennault, N. Thambi and A. Sastry. ”Powering MEMS portable devices - a review of non-regenerative and regenerative power supply
systems with special emphasis on piezoelectric energy harvesting systems”. Smart Mater. Struct. 17 043001 (33pp), 2008.
[45]
A. Erturk, J. Hoffmann and D.J. Inman. ”A piezomagnetoelastic structure for broadband vibration energy harvesting”. Applied Physics Letters
94 254102, 2009.
[46]
A. Alamin Dow, A. Bittner, U. Schmid, N. Kherani. "Design, fabrication
and testing of a piezoelectric energy microgenerator". Microsystem Technologies - Micro- and Nanosystems - Information Storage and Processing
Systems, 20 (2014), pp:103-1040, 2014
[47]
Y. C. Shu and I. C. Lien. ”Efficiency of energy conversion for a piezoelectric power harvesting system”. Journal ofMicromechanics andMicroengineering, vol. 16, no. 11, pp: 2429-2438, 2006.
[48]
D. Guyomar and M. Lallard. ”Recent progress in piezoelectric conversion
and energy harvesting using nonlinear electronic interfaces and issues in
small scale implementation”. Micromachines 2, no. 2: 274-294, 2012.
196
Literaturverzeichnis
[49]
D. Maurath, P. Becker, D. Spreemann and, Y. Manoli. ”Efficient energy harvesting with electromagnetic energy transducers using active lowvoltage rectification and maximum power point tracking”. IEEE Journal
of Solid-State Circuits, IEEE, Band: 47, No: 6, pp: 1369-1380, 2012.
[50]
D. Sanchez, E. Jodka, D. Hoffmann and Y. Manoli. ”Interface circuit
using SMFE technique for an inductive kinetic generator operating as a
frequency-up converter”. Proceedings of the International Workshop on
Micro and Nanotechnology for Power Generation and Energy Conversion
Applications, published by Journal of Physics: Conference Series, Band:
476, Nummer: 1, p: 012051, 2013.
[51]
T. T. Le, J. Han, A. von Jouanne, K. Mayaram, and T. S. Fiez. ”Piezoelectric micro-power generation interface circuits”. IEEE Journal of
Solid-State Circuits, 41(6), pp: 1411-1420, 2006.
[52]
E. Lefeuvre, A. Badel, C. Richard, and D. Guyomar. ”Piezoelectric energy harvesting device optimization by synchronous electric charge extraction”. Journal of Intelligent Material Systems and Structures, vol. 16, no.
10, pp: 685-876, 2005.
[53]
D. Guyomar, A. Badel, E. Lefeuvre, and C. Richard. ”Toward energy
harvesting using active materials and conversion improvement by nonlinear processing”. IEEE Trans. Ultrason., Ferroelectr., Freq. Control, vol.
52, no. 4, pp: 584-595, 2005.
[54]
E. Lefeuvre, A. Badel, C. Richard, L. Petit, and D. Guyomar. ”A comparison between several vibration-powered piezoelectric generators for
standalone systems”. Sensors and Actuators A-physical, vol. 126, no. 2,
pp: 405-416,2006.
197
Literaturverzeichnis
[55]
S. Beeby, M. Tudor and N. White. ”Energy harvesting vibration sources
for microsystems applications”. Measurement Science and Technology 17,
2006, pp: 175-195.
[56]
A. Alamin Dow, U. Schmid, N. Kherani. ”Unimorph and bimorph piezoelectric energy harvester stimulated by β-emitting radioisotopes: a modeling study”. Microsystem Technologies - Micro- and Nanosystems - Information Storage and Processing Systems, 20 (2014), pp:933-944, 2014.
[57]
H. Kloub, D. Hoffmann, B. Folkmer and Y. Manoli. ”A micro capacitive vibration energy harvester for low power electronics”. Proceedings
of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power
Generation and Energy Conversion Applications, pp: 165-168, 2009.
[58]
D. Hoffmann, B. Folkmer, and Y. Manoli. ”Fabrication, characterization
and modelling of electrostatic micro-generators”. Journal of Micromechanics and Microengineering, 19:094001, 2009.
[59]
B. C. Yen and J. H. Lang. ”A variable-capacitance vibration-to-electric
energy harvester”. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular
Papers, 53(2), pp: 288-295, 2006.
[60]
S. Sherrit and B. Mukherjee. ”Characterization of piezoelectric materials
for transducers”. 2007, arXiv0711.2657S.
[61]
H. Miyabuchi, t. Yoshimura, S. Murakami and N. Fujimura. ”Characterization of direct piezoelectric effect in 31 and 33 modes for application to
vibration energy harvester”. Japanese Journal of Applied Physics, 2011,
50.
[62]
K. Uchino. ”Advanced Piezoelectric Materials: Science and technology”.
Woodhead Publishing Ltd, 2010, ch.6, pp: 204-238.
198
Literaturverzeichnis
[63]
B. Jaffe. ”Piezoelectric ceramics”. Academic Press, London 1971, ISBN:
978-0-12-379550-2.
[64]
PI Ceramic GmbH, Fundamentals of piezo technology,
Website:
http://piceramic.com/piezo-technology/fundamentals.html.
[65]
D. Guyomar and M. Lallart. ” Nonlinear conversion enhancement for efficient piezoelectric electrical generators”. Ferroelectrics, Dr Indrani Coondoo (Ed.) 2010, ISBN: 978-953-307-439-9, InTech, DOI: 10.5772/13880.
[66]
Y. K. Ramadass and A. P. Chandrakasan. ”An efficient piezoelectric
energy-harvesting interface circuit using a bias-flip rectifier and shared
inductor”. IEEE International Solid-State Circuits Conference - Digest
of Technical Papers, 2009. ISSCC 2009, pp: 296-297, 2009.
[67]
P. Mitcheson, T. Green, and E. Yeatman. ”Power processing circuits
for electromagnetic, electrostatic and piezoelectric inertial energy scavengers”. Microsystem Technologies-micro-and Nanosystems-information
Storage and Processing Systems, vol. 13, no. 11-12, pp: 1629-1635, 2007.
[68]
D. Maurath and Y. Manoli. ”CMOS circuits for electromagnetic vibration
transducers - interfaces for ultra-low voltage energy harvesting”. Springer
2014, ISBN: 978-94-017-9271-4.
[69]
T. Hehn and Y. Manoli. ”CMOS circuits for piezoelectric energy harvesters - efficient power extraction, interface modelling and loss analysis”.
Springer 2015, ISBN: 978-94-017-9287-5.
[70]
D. Maurath, C. Peters, T. Hehn, N. Lotze, S. Mohamed and Y. Manoli.
”Energiesparende elektronik für selbstversorgende autarke systeme”. tm
- Technisches Messen, Oldenbourg Verlag, Band: 76, No: 12, pp: 560-567,
2009.
199
Literaturverzeichnis
[71]
T. Hehn, F. Hagedorn, D. Maurath, D. Marinkovic, I. Kuehne, A. Frey,
and Y. Manoli. ”A fully autonomous integrated interface circuit for piezoelectric harvesters”. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 47(9), pp:
2185-2198, 2012.
[72]
L.H. Tang, Y.W. Yang, Y.K. Tan and S.K. Panda. ”Applicability of synchronized chargeextraction technique for piezoelectric energy harvesting”.
SPIE Smart Struc-tures/NDE, vol. 7977, 2011.
[73]
Y. K. Tan, J. Y. Lee, and S. K. Panda. ”Maximize piezoelectric energy
harvesting using synchronous charge extraction technique for powering
autonomous wireless transmitter”. Proceedings of the IEEE International
Conference on Sustainable Energy Technologies, pp: 1123-1128, 2008.
[74]
M. Lallard and D. Guyomar. ”Piezoelectric conversion and energy harvesting enhancement by initial energy injection”. Applied Physics Letters
, vol.97, no.1, pp.014104,014104-3, Jul 2010.
[75]
J. Dicken, P.D. Mitcheson, A. Elliott and E.M. Yeatman. ”Single-supply
pre-biasingcircuit for low-amplitude energy harvesting applications”. Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology
for Power Generation and Energy Conversion Applications, published by
Journal of Physics, pp: 46-49, 2010.
[76]
Y. C. Shu I.C. Lien and W.J. Wu. ”An improved analysis of the SSHI
interface inpiezoelectric energy harvesting”. Smart Materials and Structures 16, pp: 2253-2264, 2007.
[77]
L. Garbuio, M. Lallart, D. Guyomar, C. Richard and D. Audigier. ”Mechanical energy harvester with ultralow threshold rectification based on
200
Literaturverzeichnis
SSHI nonlinear technique”. IEEE Trans. Ind. Electron., 56, pp: 10481056, 2009.
[78]
B. Ando, S. Baglio, C. Trigona, N. Dumas, L. Latorre and P. Nouet.
”Nonlinear mechanism in MEMS devices for energy harvesting applications”. J. Micromechan. Microeng. 2010, 20, 125020.
[79]
M. Lallart, C. Richard, L. Garbuio, L. Petit and D. Guyomar. ”High
efficiency, wide load bandwidth piezoelectric energy scavenging by
a hybrid nonlinear approach”.
Sens. Actuat. A: Phys. 2010, doi:
10.1016/j.sna.2010.09.022.
[80]
Y. Liu, G. Tian, Y. Wang, J. Lin, Q. Zhang and H. Hofman. ”Active piezoelectric energy harvesting: general principles and experimental
demonstration”.
J. Intell. Mater. Syst. Struct. 2009, 20, pp: 575-585,
2009.
[81]
I. Lien, Y. Shu, W. Wu, S. Shiu and H. Lin. ”Revisit of series-SSHI with
comparisons to other interfacing circuits in piezoelectric energy harvesting”. Smart Materials and Structures Vol: 19, No. 12, 2010.
[82]
W. Wu, A. Wickenheiser, T. Reissman and E. Garcia. ”Modeling and
experimental verification of synchronized discharging techniques for boosting power harvesting from piezoelectric transducers”. Smart Mater.
Struct. 2008, 18, 055012.
[83]
T. Hehn and Y. Manoli. ”Highly efficient CMOS integrated interface circuit for high voltage piezoelectric generators”. Proceedings of the International Workshop on Micro and Nanotechnology for Power Generation
and Energy Conversion Applications, pp: 431-434, 2009.
[84]
L. Tang and Y. Yang. ”Analysis of synchronized charge extraction for pie-
201
Literaturverzeichnis
zoelectric energy harvesting”. Smart Materials and Structures, 20:085022,
2011.
[85]
Piezo Systems, Inc. 2-Piezo layer bending motors.
Datasheet:
http://www.piezo.com/catalog8.pdf files/Cat8.31.pdf
[86]
Klotter. ”Die Analogien zwischen elektrischen und mechanischen Schwingern”. Archives of Applied Mechanics 18 (5), 1950.
[87]
NPX
Schottky
barrier
diode
BAT54.
Datasheet:
http://www.nxp.com/documents/datasheet/BAT54SER.pdf
[88]
Linear Technology Nanopower-Comparator LTC1540.
Datasheet:
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1540fas.pdf
[89]
NE555 Artikel auf Wikipedia: http://de.wikipedia.org/wiki/NE555
[90]
XX555
Texas
Instruments
Precision
Timers.
Datasheet:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ne555.pdf
[91]
MSP430G2553 Texas Instruments Mixed Signal Microcontroller Datasheet: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/msp430g2553.pdf
[92]
Texas Instruments Übersicht der LowPower Mikrocontroller Familie
Website:
http://www.ti.com/lsds/ti/microcontrollers_16-bit_32-
bit/msp/overview.page
[93]
S. Paquin and Y. St-Amantim. ”Proving the performance of a piezoelectric energy harvester using a variable thickness beam”. Smart Mater.
Struct. 19, 2010.
[94]
F. Goldschmidtböing, B. Müller, and P. Woias. ”Optimization of resonant
mechanical harvesters in polymer-composite technology”. PowerMEMS
Proceedings, 2007.
202
Literaturverzeichnis
[95]
F. Goldschmidtboeing and P. Woias. ”Characterization of different beam
shapes for piezoelectric energy harvesting”. Journal of Micromechanics
and Microengineering, IOP Science, Band 18, 104013, 2008.
[96]
A. Nechibvute, A. Chawanda and P. Luhanga. ”Enhancing power generation of piezoelectric bimorph device through geometrical optimization”.
Frontiers in Energy, 8, 129, 2014.
[97]
Piezo Systems, Inc. 2-Piezo layer bending motors.
Datasheet:
http://www.piezo.com/catalog8.pdf files/Cat8.31.pdf
[98]
C. Peters, D. Spreemann, M. Ortmanns and Y. Manoli. ”A CMOS integrated voltage and power efficient AC/DC converter for energy harvesting applications”. Journal of Micromechanics and Microengineering,
IOP Science, Band: 18, 2009.
[99]
C. Peters, J. Handwerker, D. Maurath and Y. Manoli. ”An ultra-lowvoltage active rectifier for energy harvesting applications”. Proceedings
of the IEEE Inter-national Symposium on Circuits and Systems, Paris,
France, pp: 889-892, 2010.
[100]
Y. Sun, H. Nguyen, C. Jeong, and S. Lee. ”An integrated high performance active rectifier for piezoelectric vibration energy harvesting systems”.
IEEE Transactions on Power Electronics, 27(99), pp: 623-627, 2012.
[101]
NPX
N-channel
Trench
MOSFET
PMF400UN.
Datasheet:
Http://www.npx.xom/documents/datasheet/PMF400UN.pdf
[102]
NPX
P-channel
Trench
MOSFET
PMV32UP.
Datasheet:
http://www.nxp.com/documents/datasheet/PMV32UP.pdf
[103]
Vishay
SI2306DS
N-Kanal-MOSFET
Datasheet:.
http://www.vishay.com/docs/70827/70827.pdf
203
Literaturverzeichnis
[104]
Linear Technology ultra-low power voltage monitor LTC2934. Datasheet:
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/2934f.pdf
[105]
P. Becker, E. Hymon, B. Folkmer and Y. Manoli. ”High efficiency piezoelectric energy harvester with synchronized switching interface circuit”.
Sensors And Actuators A: Physical, Band: 202, pp: 155-161, 2012.
[106]
D. Spreemann, Y. Manoli, B. Folkmer and D. Mintenbeck. ”Non-resonant
vibration conversion”. Journal of Micromechanics and Microengineering,
IOP Science, Band: 16, No: 9, pp: 169-173, 2006.
[107]
P. Li, S. Gao, S. Niu, H. Liu and H. Cai. ”An analysis of the coupling
effect for a hybrid piezoelectric and electromagnetic energy harvester”.
Smart Materials and Structures, 23, 065016, 2014.
[108]
P. Li, S. Gao and H. Ca. ”Modeling and analysis of hybrid piezoelectric
and electromagnetic energy harvesting from random vibrations”. Microsystem Technologies 2013.
204

speicherung für piezoelektrische Energy Harvester

Dieses Dokument Sammlung (en)

Dieses Dokument gespeichert

Schlagen Sie uns vor, wie wir StudyLib verbessern können