Video-Signale - All

BAU ELEMENTE
Analog-ICs
Video-Signale
AC-Kopplung, Vorspannung und Clamp
Bill Stutz, Maxim Integrated Products
Bei Video-Signalen mit AC-Kopplung stellt sich das Problem, dass die DC-Spannung wiederhergestellt werden muss, um die Bildhelligkeit einzustellen und
um das Signal im linearen Bereich der nachfolgenden Stufe zu halten. Dieser
Vorgang wird Biasing genannt und es können verschiedene Schaltungsvarianten zum Einsatz kommen, je nach Video-Signalform und der erforderlichen Genauigkeit und Stabilität der Vorspannung.
B
ei einem AC-gekoppelten Signal speichert der Koppel-Kondensator die
Summe der Signal-Mittelwerte. Bild 1
zeigt den Unterschied in der Vorspannung
zwischen einem Sinus- und einem Rechteck- bzw. Pulssignal, wobei beide AC-gekoppelt sind und einen Masse-bezogenen
Lastwiderstand aufweisen. Am Eingang variieren beide Signale um dieselbe Spannung, nach dem Kondensator zeigt sich ein
Unterschied: Das Sinussignal variiert um die
halbe Amplitude während das Pulssignal
um eine Spannung variiert, die vom Tastverhältnis abhängt. Somit benötigt man bei
AC-Kopplung für ein Rechtecksignal mit variablem Tastverhältnis einen größeren Dynamikbereich als für ein äquivalentes Sinussignal. Aus diesem Grund sind alle Verstärker
für Puls-Anwendungen DC-gekoppelt, um
den Dynamikbereich zu erhalten. Video verhält sich wie ein Pulssignal und wird deshalb
am besten DC-gekoppelt.
Trotzdem müssen Video-Signale AC-gekoppelt werden, sobald zwei Teile eines Systems
separate Speisungen haben. Eine DC-Verbindung zweier Speisungen ist gefährlich
und normalerweise auch durch die Sicherheitsvorschriften verboten. Deshalb haben
die Hersteller von Video-Anlagen ein stillschweigendes Abkommen, den Eingang eines Geräts AC zu koppeln und am Ausgang
eine DC-Kopplung vorzusehen, so dass das
nachfolgende Gerät den DC-Pegel wiederherstellen muss. Hält man sich nicht an diese Abmachung, führt dies zu sogenanntem
Double coupling, wobei entweder zwei
Koppel-Kondensatoren in Serie geschaltet
sind oder ein Kurzschluss vorliegt. Die einzige Ausnahme von dieser Regel sind Batterie-gespeiste Geräte wie z. B. Camcorder
und Digital-Kameras, die am Ausgang ACgekoppelt sind um den Stromverbrauch zu
minimieren.
Die nächste Frage ist, wie groß der KoppelKondensator sein soll. Die Aussage, dass der
Koppel-Kondensator in Bild 1 den „Mittelwert“ des Signals speichert, basiert auf der
Voraussetzung, dass das RC-Produkt größer
ist als die Periodendauer der tiefsten zu
übertragenden Frequenz. Die -3dB-Frequenz des RC-Netzwerks muss als um einen
Faktor 6 bis 10 unter der tiefsten Frequenz
liegen, um eine gute Mittelwertbildung zu
gewährleisten. Das führt je nach Signal zu
einem großen Kapazitäts-Bereich. Beim
Chroma-Signal bei S-Video handelt es sich
beispielsweise um ein Phasen-moduliertes
Sinussignal, wobei die tiefste Frequenz bei
ca. 2 MHz liegt. Sogar mit einer 75-Ω-Last
wird nur ein 0,1 µF Kondensator benötigt,
falls nicht das Horizontal-Sync-Intervall mitübertragen werden soll. Der Frequenzbereich von Y (Luma), Cvbs (Composite) und
RGB erstreckt sich bis zur Video-Frame-Rate
(25 bis 30 Hz). Bei einer 75-Ω-Last und einem -3dB-Punkt von 3 bis 5 Hz bedingt das
eine Kapazität >1000 µF. Bei zu kleinem
Kondensator wird das Bild von links nach
rechts und von oben nach unten dunkler
und das Bild wird räumlich verzerrt. Das
nennt man Line Droop und Field Tilt. Um
sichtbare Artefakte zu vermeiden sollten
diese Effekte kleiner als 1 bis 2 % sein.
Bias-Schaltungen mit
Einfachspeisung
Bild 1: Eine einfache RC-Kopplung ergibt eine unterschiedliche Vorspannung
für ein Sinus- und ein Rechtecksignal.
elektronik industrie 07/08-2004
RC-Kopplung (Bild 2a) funktioniert bei jedem Video-Signal, solange das RC-Produkt
groß genug ist und solange die Speisespannungen des nachfolgenden Operationsverstärkers eine genügend große positive und
negative Aussteuerung um den Signal-Mittelwert erlauben. Früher wurden vor allem
Schaltungen mit ± Speisung verwendet. 47
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Falls Rs auf dieselbe Masse wie Ri bezogen
ist und gleich groß ist wie die Parallelschaltung von Ri und Rf, unterdrückt der OpAmp
jede Common-Mode-Störung (CMRR) bei
minimaler Offset-Spannung. Der untere
-3dB-Punkt liegt bei 1/(2 π Rs C) und die
Schaltung behält trotz des großen KoppelKondensators das jeweilige PSRR, CMRR
und den Dynamikbereich. Die meisten Video-Schaltungen wurden so realisiert und
die meisten AC-gekoppelten Studio-Geräte
verwenden heute noch diese Lösung.
Im Zeitalter von Digital-Video und der Batterie-gespeisten Geräte führt die negative
Speisung zu zusätzlichen Kosten und
Stromverbrauch. Erste Schaltungen mit einem Spannungsteiler für eine RC-Vorspannungserzeugung zeigt Bild 2b. Unter der
Annahme R1 = R2 und Vcc (Bild 2b) gleich
der Summe von Vcc und Vee (Bild 2a) sind
die beiden Schaltungen ähnlich, sie haben
aber ein unterschiedliches AC-Verhalten.
Jede Änderung von Vcc in Bild 2b führt
über das Teiler-Verhältnis zu einer direkten
Änderung der OpAmp-Eingangsspannung,
während eine solche Änderung in Bild 2a
vom ungenützten Bereich der beiden Speisungen des OpAmp absorbiert wird. Damit
wird bei R1 = R2 das PSRR von Bild 2b nur
-6 dB.
Deshalb muss die Speisung gut geregelt
und gefiltert werden. Eine billigere Lösung
verbessert das AC-PSRR mit einem Isolationswiderstand Rx (Bild 2c), der aber zu einer zusätzlichen DC-Offsetspannung führt,
falls er nicht an die Parallelschaltung von Rf
und Ri angepasst ist.
Ein zusätzliches Problem ist die Bedingung,
dass Rx x C1 und C2 x Ri bei unter 3 bis 5 Hz
liegen muss. Obwohl eine größere BlockKapazität(C3) in dieser Schaltung ein kleineres Rx und damit eine kleinere Offset-Spannung ermöglicht, führt das zu einem
größeren C1. Diese Lösung wird in LowCost-Schaltungen mit Elektrolyt-Kondensatoren verwendet
Eine Alternative ist Bild 2d, der Spannungsteiler wird durch einen Spannungsregler ersetzt, der ein gutes PSRR bis DC hat. Die
kleine Ausgangsimpedanz des Reglers ermöglicht die Dimensionierung von Rx in der
Nähe der Parallelschaltung von Rf and Ri,
was zu einer kleineren Offsetspannung
führt. C3 dient nur zur Störunterdrückung
und ermöglicht eine kleine Ausgangsimpedanz (Zout) bei höheren Frequenzen, damit
wird der Kapazitätswert kleiner als in Bild
2c. C1 und C2 können immer noch groß
sein und die Stabilität und das CMRR für
Frequenzen unterhalb des Ri x C1-Produkts
können ein Problem sein.
Zusammenfassend kann man sagen, dass
eine AC-Kopplung mit ± Speisung in Bezug
auf den Common-Mode und die PowerSupply-Rejection, unabhängig von der Anwendung, die bessere Lösung ist als eine
Schaltung mit Einfachspeisung.
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Video Clamps
Luma, Composite und RGB-Signale haben
einen Amplitudenbereich, der sich vom Referenz-Pegel Schwarz (0 V) bis zum Maximum (+700 mV) erstreckt, mit Sync bis
-300 mV. Wie beim Rechtecksignal mit variablem Tastverhältnis in Bild 1 verändert
sich die Vorspannung mit dem Video-Signal
(wird Average Picture Level oder APL genannt) und die Helligkeits-Information geht
bei AC-Kopplung verloren. Deshalb braucht
man eine Schaltung, die den Schwarz-Pegel
a)
b)
c)
d)
Bild 2: Eine RC-Vorspannung kann verwendet werden bei a) ± Speisung,
b) Einfachspeisung mit Spannungsteiler,
c) Schaltung mit kleinerem Offset,
d) Schaltung mit besserem PSRR.
(0 V) unabhängig von der Video- oder SyncAmplitude konstant hält.
Eine Möglichkeit ist die Schaltung in Bild 3a
(Dioden-Clamp genannt), wobei der Widerstand durch eine Diode ersetzt wird (CR).
Die Diode arbeitet als Einweg-Schalter, der
negative Spitzenwert des Signals, die Spitze
des Sync-Pulses wird somit auf Masse gezogen. Deshalb wird die Schaltung auch Sync
Tip Clamp genannt. Unter der Voraussetzung, dass sich die Sync-Spannung
(-300 mV) nicht ändert und die Vorwärtsspannung über der Diode null ist, wird die
Referenz (0 V) konstant gehalten. Während
der Sync-Pegel nicht gesteuert werden
kann, kann die Vorwärtsspannung der Diode eliminiert werden, indem man diese in
die Rückkopplung eines OpAmp legt und so
einen Active Clamp realisiert. Oft hat eine
solche Schaltung bei ungeeignetem Abschluss ein Stabilitätsproblem und wird deshalb in diskreten Lösungen selten verwendet. Integrierte Varianten sind zuverlässiger
und können kompensiert werden.
Bei fehlendem oder variablem Sync-Signal
kann die Diode durch einen Schalter (FET)
ersetzt werden, der durch ein externes Signal angesteuert wird (Bild 3b). Dies wird
Keyed Clamp und das Steuersignal Key-Signal genannt. Falls das Key-Signal mit dem
Sync-Puls zusammenfällt wird diese Schaltung Sync-Tip-Clamp genannt, wobei hier
im Unterschied zum Dioden-Clamp eine Aktivierung irgendwo im Sync-Intervall erfolgen kann und nicht nur während der SyncSpitze.
Falls das Key-Signal während des SchwarzPegels anliegt (Bild 3c) spricht man von einem Black Level Clamp. Das ist eine vielseitige und praktische Schaltung, die das ideale
Modell gut annähert. Im Gegensatz zur Diode hat der Schalter keine Vorwärtsspannung und man kann so einen Black-Level
Clamp (0 V) realisieren.
Mit einer zusätzlichen DC-Spannung (Vref)
kann die Vorspannung für Signale wie
Chroma, Pb, Pr, Composite und Luma eingestellt werden. Ein Nachteil ist der benötigte Sync-Separator und die für einige
Anwendungen ungenügende Genauigkeit.
Falls Video digitalisiert wird sollte der
Schwarz-Pegel innerhalb ±1 LSB bzw.
±2,75 mV bleiben. Diese Genauigkeit wird
mit einer Clamp-Schaltung nicht erreicht.
Die letzte Methode zur Bias-Einstellung eines Video-Signals nennt sich DC-Restore
(DC-Wiederherstellung) und erreicht eine
Genauigkeit von ungefähr ±1 LSB. Diese
Schaltung (Bild 3d) hat keinen Koppel-Kondensator. Stattdessen vergleicht U2 die
DC-Ausgangsspannung von U1 mit der
Spannung Vref und sorgt über eine Gegenkopplung dafür, dass der Ausgang Vref unabhängig von der Eingangsspannung folgt.
Falls die Regelschleife dauernd laufen würde, wäre die Ausgangsspannung natürlich
konstant (DC).
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Deshalb befindet sich in der Regelschleife
ein Schalter, der nur während jeder Horizontal-Linie eingeschaltet wird, und zwar an
dem Punkt (Sync-Spitze oder Schwarz-Pegel), der auf die Referenz-Spannung Vref gesetzt werden soll. Die Spannung wird von
einem Kondensator (C) gespeichert, dieser
Bild 4: Eine praktische Lösung für eine
DC-Restore-chaltung.
a)
b)
c)
ist aber nicht in Serie mit dem Eingang sondern es handelt sich um einen Sample and
Hold (S/H), der durch den Schalter in der
Gegenkopplung realisiert ist. Eine praktische Ausführung in Bild 4 hat zwei Kondensatoren Chold und Cx , zwei Operationsverstärker U1 und U2 und einen Sample and
Hold (S/H). Der eigentliche Vergleich und die
Signal-Mittelwertbildung werden durch Rx,
Cx, und U2 realisiert. Das RC-Produkt ist für
Field Averaging dimensioniert (für ein 16 ms
Field (NTSC/PAL) sollte das RC-Produkt
größer als 80 ms sein), U2 ist ein niederfrequenter Verstärker mit guten Strom- und
Spannungs-Offsetwerten und guter Stabilität, U1 hingegen hat eine hohe Bandbreite. Beim Sample and Hold und Chold ist ein
kleiner Leckstrom wichtig, der eine Spannungsänderung (Droop) während der Horizontal-Linie bewirken kann. Im aktuellen
Beispiel ist eine Schaltung mit ± Speisung
gezeigt, diese kann mit einem Präzisions-Pegelwandler auch mit Einfachspeisung realisiert werden.
Das größte Problem mit einer DC-RestoreSchaltung ist, dass der Black-Video-Pegel
(Vref) ein Analogwert und unkorreliert zum
entsprechenden Wert auf der digitalen Seite
ist. Um das zu korrigieren, wird oft ein DAWandler für die Erzeugung von Vref eingesetzt. Wie der Keyed-Clamp kann eine DCRestore-Schaltung mit jedem Video-Signal
(mit oder ohne Sync) und an jedem Punkt
des Signals zum Einsatz kommen, sofern die
Verstärker und der Sample and Hold schnell
genug sind, um dem Signal zu folgen. (jj)
www.maxim-ic.com
Maxim
d)
Bild 3: Verschiedene Varianten für einen
Video-Clamp, a) Diode bzw. Sync-TipClamp, b) Keyed-Clamp mit Referenzspannung als Sync-Tip-Clamp, c) KeyedClamp als Black-Level-Clamp, d) DCRestore Schaltung.
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510ei0804
Bill Stutz, Maxim Integrated Products Inc.,
Sunnyvale/CA, USA.
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