stabilisierte Netzgeräte

HSD
Hochschule
FB E I
Düsseldorf
Fachbereich
Elektro- und
Informationstechnik
Schaltungs-Praktikum
stabilisierte Netzgeräte
Datum:
Teilnehmer
WS/SS 201..
Name
Gruppe:
Matr.-Nr.
1
2
3
Testat
verwendete Geräte:
Das Kapitel 6 (Versuchsvorbereitung) ab Seite 7 ist vor Antritt des Praktikums zu bearbeiten!
Labor für elektronische Bauelemente und Schaltungen
Prof Dr. Lauffs · Dipl.-Ing. Hein
Raum 5.2.46 · Tel.: 0211 / 4351-2320
1. Grundlagen
Stabilisierungsschaltungen, die eine konstante Gleichspannung abgeben, werden meistens
aus dem Netz gespeist und deshalb allgemein als stabilisierte Netzgeräte bezeichnet. Ein
solches Gerät besteht aus dem eigentlichen Netzteil und dem Stabilisierungsteil.
Netzinnenwiderstand
IL
Ie
Stabilisierung
Netzteil
U~
(Netz)
U- nicht
stabilisiert
RL
Ustabilisiert
Bild 1.1
Das Netzgerät enthält Transformator, Gleichrichter und Siebglied. Das Siebglied kann aus
einer Drossel, einem Widerstand, Kondensatoren oder aus einer Kombination dieser Bauteile bestehen.Die Einzelteile bestimmen wesentlich den Innenwiderstand Ri der Gleichstromquelle, die die angeschlossenen Stabilisierungsschaltung speist. Der Innenwiderstand
des Netzes kann dagegen praktisch vernachlässigt werden. Die prozentualen Schwankungen
der Netzspannung gelten auch für die ungeregelte Gleichspannung Ue am Ausgang des
Netzteiles. Dazu kommen noch die Spannungsschwankungen, die sich durch Änderung des
Spannungsabfalles am Innenwiderstand R i der Gleichstromquelle ergeben, wenn sich der
Strom ändert. Bei Schaltungen mit veränderbarem Eingangsstrom Ie soll deshalb R i
möglichst klein gehalten werden. Ist dagegen der Eingangstrom Ie praktisch konstant, wie
das bei einfachen Stabilisierungsschaltungen mit Z-Dioden der Fall ist, so kann R i in den
erforderlichen Vorwiderstand mit einbezogen werden. Bei der Ermittlung der Toleranzen der
Eingangsspannung U e muß man außerdem die Brummspannung berücksichtigen.
Mit Rücksicht auf einen kleinen Wert der Brummspannung ist die Zweiweggleichrichtung
( Brückengleichrichtung ) anzuwenden. Dabei ergibt sich außerdem der Vorteil, daß die
Gleichspannung am Ladekondensator weniger lastabhängig ist als bei Einweggleichrichtung,
weil der rechnerische Mittelwert der pulsierenden Gleichspannung und die Brummfrequenz
doppelt so hoch sind.
Mit Leistungstransistoren können stabilisierte Netzgeräte mit sehr kleinem Innenwiderstand
aufgebaut werden. Die für die Regelung erforderliche Vergleichsspannung kann ebenfalls
mit Halbleitern, und zwar mit Z-Dioden, gewonnen werden. Im folgenden werden Berchnungshinweise für geregelte Netzgeräte mit Transistoren und Z-Dioden gegeben.
2. Stabilisierung mit Z-Dioden
Die einfachste Stabilisierungsschaltung enthält nur eine Z-Diode und einen Vorwiderstand.
Bei schwankender Eingangsspannung und fehlender Last ( R L → ∞ ) erhält man eine
Verschiebung der Arbeitsgeraden und für jede Eingangsspannung einen anderen Arbeitspunkt als Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie der Z-Diode. Wegen der steilen
Kennlinie der Z-Diode erhält man eine nur wenig veränderte Ausgangsspannung. Bei
vorhanden sein einer Last ergibt sich im Knotenpunkt eine Stromverzweigung. In jedem Fall
muß durch die Z-Diode noch mindestens ein Strom von ca. 5 mA fließen, damit die Z-Diode
im Stabilisierungsbereich verbleibt ( siehe auch Versuch Z-Diode ).
I zmin ≥ 5 mA
( 2.1 )
1
2.1 Schaltungsberechnu ng
2.1.1 Z-Diode
Die Z-Diode wird bei minimaler Ausgangslast und maximaler Eingangsspannung am
stärksten belastet. Die geringste Belastung der Diode tritt bei minimaler Eingangsspannung
und maximalem Ausgangsstrom auf. Eine gute Stabilisierung erhält man bei möglichst
großer Eingangsspannung. In einem solchen Fall ergibt sich eine nur wenig geneigte
Arbeitsgerade, und Schwankungen der Eingangsspannung haben nur eine geringe Verschiebung des Arbeitspunktes zur Folge. Im allgemeinen wählt man:
Ue ≈ 2 UZ
( 2.2 )
2.1.2 Vorw iderstand
Für die Ermittlung der Größe des Vorwiderstandes gilt:
Ue - U Z
R =
( 2.3 )
IZ
Der maximal zulässige Strom durch die Z-Diode errechnet sich aus ihrer Verlustleistung
und der Zenerspannung, wobei die Toleranzen entsprechend berücksichtigt werden müssen.
I Zmax =
PV
( 2.4 )
UZ
Die zulässige Verlustleistung ist entweder für eine bestimmte Umgebungstemperatur oder
für eine bestimmte Gehäusetemperatur im Datenblatt angegeben. Bei Vorliegen anderer
Temperaturen muß die zulässige Verlustleistung erst noch bestimmt werden.
R
Ue
D
C1
Ua
C2
RL
Bild 2.1
Die Eingangsspannung soll eine geringe Welligkeit aufweisen. Bei einer großen Welligkeit
muß die Z-Diode auch noch als Siebmittel wirken, was das Verhältnis von Verlustleistung
der Z-Diode zur maximalen Ausgangsleistung ungünstig beeinflußt.
2.1.3 Kondensator C 1
Er ist zur Glättung der Eingangsspannung vorgesehen. Bild 2.2 zeigt ( stark vereinfacht )
die Spannung am Ladekondensator C 1 .
TE
U
U Br
≈ 5ms
5ms
t
10ms
Bild 2.2
2
Der Kurvenzug ist unterteilt in eine Aufladung und eine Entladung, je nachdem, ob die vom
Gleichrichter gelieferte Spannung größer oder kleiner als die Spannung am Kondensator C 1
ist. Die Entladung erfolgt nach einer e-Funktion mit der Zeitkonstanten
τE = RL ·
( 2.5 )
C1
Aus der maximal zulässigen Brummspannung U Br und dem maximalen Laststrom I L erhält
man als Näherung eine Beziehung zwischen der Entladezeit T E und C 1 .
C 1 = TE ·
IL
( 2.6 )
U Br
Nimmt man für den Spitzenwert der Brummspannung einen Wert von 10 % der Nenneingangsspannung und für die Entladezeit ca. 5ms an (Bild 2.2 ), so kann der erforderliche Wert des
Kondensators C 1 abgeschätzt werden.
2.1.4 Kondensator C 2
Der Kondensator C 2 ist nur dann erforderlich, wenn kurzzeitig Spitzenbelastungen auftreten
können, bei denen der Laststrom I L so groß wird, das der minimale Z-Diodenstrom von
ca. 5mA nicht mehr fließen kann. Die möglichen Spitzenbelastungen haben so verschiedenen
Charakter, daß eine genaue Berechnung der Größe von C 2 nur für den jeweiligen
Anwendungsfall erfolgen kann. Als Erfahrungswert kann angegeben werden:
C2 / µF = 0,1 · I L max / mA
( 2.7 )
3 Stabilisierung mit Z-Diod e un d Transist or
Ist ein Laststrom gefordert, der wesentlich größer ist als der maximal zulässige Z-Diodenstrom
so muß die Schaltung mit einen Transistor erweitert werden.
R1
R1
Ue
Ua
R2
C1
C3
C2
Bild 3.1
Mit dieser Schaltung können Netzgeräte von ca. 5 V bis 80 V und für Lastströme bis 2A
aufgebaut werden.Bei der Ermittlung der Eingangsspannung Ue müssen die Schwankungen
der Netzspannung von ± 10 %, der Spitzenwert der Brummspannung von 5 % und die für den
Betrieb des Transistors erforderliche Kollektor-Emitter-Spannung berücksichtigt werden:
U e = 1,15 · U a + 2V
( 3.1 )
Mit dem hier für die Kollektor-Emitter-Spannung angesetzten Wert von 2 V ist eine sicherer
Betrieb der Schaltung gewährleistet.
3
3.1 Schaltungberechnu ng
3.1.1 Z-Dio de
Die Diodenspannung U Z ist durch die Höhe der gewünschten Ausgangsspannung U a und
die Basis-Emitter-Spannung des Transistors festgelegt.
U Z = U a + U BE
( 3.2 )
Die Z-Diode muß Änderungen des Basisstromes I B und der Eingangsspannung U e ausgleichen. Der Höchstwert des Basisstromes ergibt sich als Quotient aus dem Maximalwert
des Laststromes und der kleinsten zu erwartenden statischen Stromverstärkung B min
des gewählten Transistortyps.
IBmax =
I Lmax
( 3.3 )
B min
3.1.2 Widerstände
Der Vorwiderstand ist in zwei gleichgroße Widerstände R 1 aufgeteilt, damit noch ein Siebkondensator eingefügt werden kann. Diese Teilwiderstände werden nach Gleichung 3.4
errechnet.
R1 =
U e + I Lmax · R e - U z
2 · I zmax
( 3.4 )
oder
R1 =
U eo - U z
( 3.5 )
2 · I zmax
U eo = Eingangsspannung bei Leerlauf
R e = Innenwiderstand des Gleichrichterteils
Die Z-Diode ist im Leerlaufbetrieb am stärksten belastet. Deshalb ist in der Gleichung 3.5
die Eingangsspannung im Leerlauf eingesetzt, die um das Produkt aus maximal
aufgenommenen Strom und dem Innenwiderstand des Gleichrichterteils höher ist als die
Eingangsspannung U e bei maximaler Last. Im Nenner erscheint der Faktor zwei, weil in der
Schaltung zwei gleich große Widerstände R 1 angeordnet sind.
Der Widerstand R 2 wirkt als Vorlast, damit bei Leerlauf der Reststrom des Transistors
fließen kann, und die Regelfähigkeit der Schaltung erhalten bleibt. R 2 ist nur erforderlich,
wenn der Laststrom I L zu Null werden kann.
R2 ≤
Ua
I CB0 ( 90° C )
( 3.6 )
Der Grenzwert I CB0 < I CEV ( für 90° C ) ist dem Datenblatt zu entnehmen.
3.1.3 Kondensatoren
Berechnung von C 1 und C 2 siehe Kapitel 2.1.3 bzw. 2.1.4
Zur Herabsetzung der Brummspannung an der Z-Diode kann der Siebkondensator C 3
eingesetzt werden.
4
Der kapazitive Widerstand von C 3 soll bei einer Brummfrequenz von 100 Hz
(Zweiweggleichrichtung) 1/100 des Widerstandswertes von R 1 nicht übersteigen.
1
≤
ω · C3
R1
( 3.7 )
100
3.1.4 Leistungstransistor
3.1.4.1 Bestimmung der maximalen Verlustleistung
Am Leistungstransistor tritt bei größtem Laststrom und größter Kollektor-Emitter-Spannung
UCEmax die maximale Verlustleistung auf.
P tot = U CEmax · I C
( 3.8 )
U CEm ax ergibt sich für die maximale Eingangsspannung U em ax am Kondensator C 1 unter Last.
U CEmax = U em ax - U am in
( 3.9 )
3.1.4.2 Bemessun g d es Kühlb leches
Leistungstransistoren müssen zur besseren Wärmeableitung in nahezu allen Anwendungsfällen auf Kühlbleche (Chassis) montiert werden. Die höchste zulässige Sperrschichttemperatur T J darf nicht überschritten werden. Sie liegt bei Siliziumtransistoren zwischen 150° C
und 180° C.Die im Transistorkristall in Wärme umgesetzte Verlustleistung P to t muß über
das Transistorgehäuse an die Umgebungsluft abgegeben werden. Der Wärmewiderstand
R thJG innerhalb des Transistors ist konstant und im Datenblatt für die einzelnen Transistortypen angegeben. Mit diesem Wert ergibt sich das innere Temperaturgefälle des Transistors.
∆T i = R thJG · P tot
( 3.10 )
Mit Hilfe der angegebenen Lufttemperatur T U kann das äußere Temperaturgefälle ∆T a
bestimmt werden.
∆T a = T J - ∆T i - ∆T U
( 3.11 )
Der maximale Wärmewiderstand des Kühlbleches R thK kann nun errechnet werden
( siehe auch Versuch Kühlung ).
R thK =
∆T a
( 3.12 )
P tot
3.1.4.3 Ausw ahl des Transistors
Die in der Schaltung auftretende Verlustleistung P t o t muß kleiner sein als die für den
gewählten T ransistor angegebene maximal zulässige Verlustleistung .
Tj - TG
P tot =
( 3.13 )
R thJG
5
4 Schaltung mit einstellbarer Aus gangsspannung
Die Schaltung nach Bild 4.1 zeigt eine Möglichkeit, wie man eine variable stabilisierte
Ausgangsspannung erhalten kann.Die Z-Diode und die Widerstände R 2 , R 3 , R 4 und R 5
bilden eine Brückenschaltung deren Brückenspannung als Basis-Emitter-Spannung an
dem Transistor T 2 anliegt.Änderungen der Brückenspannung, hervorgerufen durch Änderungen der Ausgangsspannung U a , werden durch T 2 verstärkt und der Basis von T 1 in der
Weise zugeführt, daß sich die Ausgangsspannung wieder auf ihren ursprünglichen Wert
einstellt. Ein wesentlicher Vorteil dieser Schaltung ist, daß sich Stromänderungen im T 2
nicht auf die Ausgangsspannung auswirken, weil der Emitter an der konstanten Spannung
der Z-Diode liegt. Durch den Widerstand R 2 wird die Z-Diode mit dem Mindeststrom versorgt.
Über den Spannungsteiler R 3 ,R 4 und R 5 wird der Einstellbereich der Ausgangsspannung
definiert.
T1
R1
R2
R3
R1
Ua
Ue
R4
C1
C3
T2
D1
R5
C2
Bild 4.1
4.1 Schaltungsdime nsion ieru ng
4.1.1 Widerstände R 1
Über die zwei gleichgroßen Widerstände R 1 muß mindestens der maximale Basisstrom von T 1
fließen können.
2 · R1 =
U e min - U a max - U BE 1
( 4.1 )
I B1 max
Der Kollektorstrom von T 2 wird etwas größer ( 20% ) als der maximale Basisstrom von T 1
gewählt.
4.1.2 Widerstand R 2
Der Widerstand R 2 muß noch bei kleinster Ausgangsspannung einen Strom von minimal
5 mA durch die Z-Diode ermöglichen.
4.1.3 Widerstände R 3, R 4, R 5
Der Spannungsteiler R 3 ,R 4 ,R 5 ist so zu wählen, daß bei der minimalem Ausgangsspannung
noch ein Querstrom vom 20-fachen des Basisstromes von T 2 fließen kann, damit sich
Basisstromänderungen nicht auf das Teilerverhältnis auswirken.Die Aufteilung des Gesamtwiderstandes R 3 ,R 4 und R 5 richtet sich nach der Z-Diodenspannung und nach dem
geforderten Einstellbereich.
4.1.4 Kondensatoren
Die Berechnung der Kondensatoren C 1 , C 2 und C 3 wurde in Kapitel 3.1.3 behandelt.
6
5 Elektrische Eigenschaften
Neben maximaler und minimaler Eingangs- und Ausgangsspannung, maximal zulässige Belastung, maximal zulässiger Umgebungstemperatur und der Temperaturdrift der Ausgangsspannung gibt es noch zwei wichtige Kennwerte, die die Stabilisierungseigenschaften eines
Netzgerätes charakterisieren:
5.1 Stabilisierun gsfak tor
Der Stabilisierungsfaktor kennzeichnet das Regelverhalten der Schaltung bei Änderung der
Eingangsspannung und konstant gehaltener Last.
S =
∆ Ue
( 5.1 )
∆ Ua
Zum Vergleich der Eigenschaften zweier Netzgeräte besser geeignet ist der relative
Stabilisierungsfaktor.
∆Ue / Ue
( 5.2 )
S rel. =
∆Ua / Ua
5.1 Dynamische r Innenw iderstand
Der dynamische Innenwiderstand r i beschreibt das Verhalten des Gerätes bei Laständerungen
und konstant gehaltener Eingangspannung.
ri =
∆ Ua
( 5.3 )
∆ IL
6 Versuchsvorbereit ung
6.1 Z-Dioden-Stabilisierung nach Bild 2.1
RV
Ue
C1
D
Ua
C2
RL
Für obige Schaltung sind folgende Werte bekannt:
Eingangsspannung:
Z-Diode Typ BZX 83 C 8V2 :
U e = 15 V ± 10 %
U Z = 8,2 V; P tot = 0,5 W
r Z siehe Kennlinie
Die Exemplarstreuungen der Z-Dioden-Spannung können für die Rechnung vernachlässigt
werden.
7
Dimensionieren Sie obige Schaltung so, daß sie unter allen Extremfällen:
U e max ; R L → ∞
U e max ; R L = R L min
U e min ; R L → ∞
einwandfrei arbeitet.
U e min ; R L = R L min
Bitte berechnen Sie ( erst die Formel, dann die Werte,dann das Ergebnis !! ) :
I Z max =
RV =
R L min =
rZ =
C1 =
C2 =
S(RL→ ∞) =
S rel.(RL→ ∞) =
6.2 Dimension ieren Sie eine Schaltung nach Bild 4.1 mit folgend en Bedin gun gen:
Eingangsspannung
Ausgangsspannung
Ausgangsstrom
Transistoren
Z-Diode
:
:
:
:
:
Ue = 25 V ± 10 %
einstellbar zwischen 10V und 15 V
I Lmin = 0 mA ( Leerlauf ) ; I Lmax = 500 mA ( Vollast )
T 1 = BD 329 ; T 2 = BC 547 B U BE = 0,7V
BZX 83 C 8V2, U Z = 8,2V
Runden Sie die berechneten Werte bei Widerständen auf Werte der E12-Reihe, bei
Kondensatoren auf Werte der E6-Reihe. Überlegen Sie genau, ob auf- oder abzurunden ist !
IB1max =
IB2max =
R1 =
R2 =
Rges = R3 + R4 + R5 =
R3/Rges =
R 5/Rges =
R 4/Rges =
C1 =
C2 =
C3 =
8
7. Versuchsdurchführung
In der Bauteilebox zum Versuch finden Sie eine Reihe von Widerständen.
Wählen Sie , ausgehend von Ihrer Versuchsvorbereitung, die entgültigen Werte für
R 3 ,R 4 und R 5 aus diesem Vorrat aus. Beginnen Sie mit der Auswahl des
Potentiometers R 4 .
Bauen Sie die berechnete Schaltung ohne die Kondensatoren auf.
Messen Sie die Ausgangsspannung für Leerlauf und Vollast für verschiedene
Eingangsspannungen.
Ue
Ua ( Leerlauf )
Ua ( Vollast )
Ue min =
Ue nenn =
Ue max =
Berechnen Sie den Stabilisierungsfaktor S für Leerlauf und Vollast und den Innenwiderstand
des Netzgerätes bei Nenneingangsspannung.
SLeerlauf =
SVollast =
ri
=
8 Anhang:
Kennlinie der Z-Diode BZX 83 C 8V2
Datenblätter für T1: BD 329 und T2: BC 547 B
9
60
P ≥ 500 mW
I /mA
50
40
30
20
I
U
10
0
4
5
6
7
8
Kennlinie der Z-Diode BZX 83 C 8V2 im Durchbruch
9
U /V
10
peak collector current
total power dissipation
DC current gain
transition frequency
ICM
Ptot
hFE
fT
1
+150
−65
operating ambient temperature
1
150
−
junction temperature
Tj
Tamb
1
−
+150
3
−
15
3
−
−65
Tmb ≤ 45 °C
5
−
−
peak base current
IBM
20
−
storage temperature
peak collector current
ICM
open collector
open base
MAX.
32
−
MIN.
−
375
130
−
3
20
total power dissipation
collector current (DC)
IC
85
MAX.
32
15
−
−
TYP.
−
−
−
−
−
MIN.
−
Ptot
emitter-base voltage
VEBO
CONDITIONS
open emitter
Top view
Tstg
collector-emitter voltage
VCEO
PARAMETER
collector-base voltage
SYMBOL
VCBO
3
MAM254
1
V
°C
°C
°C
UNIT
MHz
W
A
W
A
A
A
V
V
V
UNIT
V
Simplified outline (TO-126; SOT32)
and symbol.
2
IC = 50 mA; VCE = 5 V; f = 100 MHz −
IC = 0.5 A; VCE = 1 V
Tmb ≤ 45 °C
open base
open emitter
CONDITIONS
Fig.1
LIMITING VALUES
In accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 134).
collector-emitter voltage
VCEO
PARAMETER
collector-base voltage
VCBO
SYMBOL
QUICK REFERENCE DATA
NPN power transistor in a TO-126; SOT32 plastic
package. PNP complement: BD330.
DESCRIPTION
3
3
• Especially for battery equipped applications.
2
base
2
APPLICATIONS
collector, connected to metal part of
mounting surface
1
DESCRIPTION
emitter
PIN
• Low voltage (max. 20 V).
PINNING
BD329
Product specification
• High current (max. 3 A)
FEATURES
NPN power transistor
Philips Semiconductors
375
−
−
−
VCE = 1 V.
0
10−1
50
100
150
200
250
hFE
handbook, full pagewidth
300
1
102
2
Fig.2 DC current gain; typical values.
10
103
IC (mA)
130
−
−
IC = 50 mA; VCE = 5 V; f = 100 MHz −
IC = 0.5 A; VCE = 1 V
transition frequency
DC current gain ratio of the
complementary pairs
−
−
IC = 2 A; VCE = 1 V
h FE1
----------h FE2
0.6
fT
−
base-emitter voltage
IC = 2 A; IB = 0.2 A
collector-emitter saturation voltage
−
104
MGD844
1.6
−
1.2
−
0.5
50
IC = 5 mA; VCE = 10 V
−
40
IC = 2 A; VCE = 1 V; see Fig.2
IC = 5 mA; VCE = 10 V
−
−
−
−
85
10
IC = 0.5 A; VCE = 1 V; see Fig.2
VCEsat
DC current gain
hFE
100
−
−
IE = 0; VCB = 32 V; Tj = 150 °C
IC = 0; VEB = 5 V
MHz
V
V
V
nA
µA
nA
UNIT
K/W
K/W
UNIT
MAX.
100
TYP.
−
MIN.
−
CONDITIONS
IE = 0; VCB = 32 V
7
100
VALUE
BD329
Product specification
VBE
emitter cut-off current
IEBO
PARAMETER
collector cut-off current
ICBO
SYMBOL
CHARACTERISTICS
Tj = 25 °C unless otherwise specified.
CONDITIONS
note 1
Note 1. Refer to TO-126; SOT32 standard mounting conditions.
thermal resistance from junction to mounting base
Rth j-mb
PARAMETER
thermal resistance from junction to ambient
Rth j-a
SYMBOL
THERMAL CHARACTERISTICS
NPN power transistor
Philips Semiconductors
Fig.1
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
50
6
100
−
−
BC547
1
150
+150
−
−65
°C
°C
°C
mW
Notes
F
fT
Ce
Cc
VBE
VBEsat
VCEsat
noise figure
transition frequency
emitter capacitance
collector capacitance
base-emitter voltage
base-emitter saturation voltage
collector-emitter saturation
voltage
BC546
BC547
BC547C
BC546B; BC547B
BC546A
DC current gain
BC547C
BC546B; BC547B
BC546A
IC = 200 µA; VCE = 5 V;
RS = 2 kΩ; f = 1 kHz; B = 200 Hz
2
450
700
580
−
−
−
−
2
−
11
1.5
−
660
900
−
−
200
10
−
−
−
770
700
−
−
600
250
800
800
450
220
−
−
−
100
5
−
90
UNIT
dB
MHz
pF
pF
mV
mV
mV
mV
mV
mV
nA
µA
nA
UNIT
K/mW
MAX.
15
−
520
290
180
−
−
110
110
420
200
110
270
150
−
−
90
−
IC = 10mA; VCE = 5 V; f = 100 MHz 100
IC = ic = 0; VEB = 0.5 V; f = 1 MHz
IE = ie = 0; VCB = 10 V; f = 1 MHz
IC = 10 mA; VCE = 5 V
IC = 2 mA; VCE = 5 V; note 2
IC = 100 mA; IB = 5 mA; note 1
IC = 10 mA; IB = 0.5 mA; note 1
IC = 100 mA; IB = 5 mA
IC = 10 mA; IB = 0.5 mA
IC = 2 mA; VCE = 5 V;
see Figs 2, 3 and 4
IC = 10 µA; VCE = 5 V;
see Figs 2, 3 and 4
DC current gain
−
−
hFE
−
−
IC = 0; VEB = 5 V
IE = 0; VCB = 30 V; Tj = 150 °C
emitter cut-off current
IEBO
TYP.
−
MIN.
−
CONDITIONS
0.25
VALUE
BC546; BC547
Product specification
IE = 0; VCB = 30 V
2. VBE decreases by about 2 mV/K with increasing temperature.
operating ambient temperature
Tamb
+150
−65
PARAMETER
collector cut-off current
1. VBEsat decreases by about 1.7 mV/K with increasing temperature.
junction temperature
Tj
500
−
mA
mA
mA
V
V
V
V
V
V
UNIT
1
ICBO
SYMBOL
CHARACTERISTICS
Tj = 25 °C unless otherwise specified.
CONDITIONS
note 1
1. Transistor mounted on an FR4 printed-circuit board.
storage temperature
2
3
PARAMETER
thermal resistance from junction to ambient
1. Transistor mounted on an FR4 printed-circuit board.
Note
Rth j-a
SYMBOL
THERMAL CHARACTERISTICS
NPN general purpose transistors
Philips Semiconductors
Note
total power dissipation
peak base current
IBM
Ptot
200
−
peak collector current
ICM
Tstg
200
−
collector current (DC)
Tamb ≤ 25 °C; note 1
6
−
BC546
open collector
45
−
BC547
emitter-base voltage
65
−
BC546
open base
−
collector-emitter voltage
BC547
MAX.
80
MIN.
−
open emitter
BC546
collector-base voltage
MAM182
IC
VEBO
VCEO
VCBO
2
3
DESCRIPTION
BC546; BC547
Product specification
Simplified outline (TO-92; SOT54)
and symbol.
handbook, halfpage1
LIMITING VALUES
In accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 134).
NPN transistor in a TO-92; SOT54 plastic package.
PNP complements: BC556 and BC557.
DESCRIPTION
• General purpose switching and amplification.
collector
base
2
3
1
• Low voltage (max. 65 V).
APPLICATIONS
emitter
PIN
PINNING
• Low current (max. 100 mA)
FEATURES
NPN general purpose transistors
Philips Semiconductors