Modulares Stromrichterkonzept für Netzkupplungsanwendung bei

Modulares Stromrichterkonzept für Netzkupplungsanwendung
bei hohen Spannungen
Rainer Marquardt, Anton Lesnicar, Jürgen Hildinger
Institut für Elektrische Antriebstechnik
Leistungselektronik und Steuerungen
Universität der Bundeswehr München
Kurzfassung
Diese Arbeit stellt ein neuartiges Stromrichterkonzept für Netzkupplungen und ähnliche Anwendungen für sehr
hohe Spannungen vor. Der streng modulare Aufbau ermöglicht die freizügige Anpassung an die geforderte
Spannung und Leistung. Das angewandte Steuerverfahren stellt die gleichmäßige Belastung und Spannungsaufteilung der Leistungshalbleiter sicher. Es werden der prinzipielle Aufbau, die Funktionsweise und die Dimensionierung der notwendigen Energiespeicher erläutert. Anhand von Simulationsergebnissen wird die Funktion im
Anlauf, Normalbetrieb und bei Netzausfall beschrieben.
1
Einführung
Neue Entwicklungstrends in der Energieversorgung
und –verteilung (dezentrale Erzeugung elektrischer
Energie, FACTs, ...) erfordern zunehmend den Einsatz
leistungselektronischer Systeme. In diesem neuen
Anwendungsfeldern sind die Leistungen und Spannungen generell so hoch, dass die Reihenschaltung
einer großen Anzahl von Leistungshalbleitern notwendig wird. Dieser Umstand kann in vorteilhafter
Weise genutzt werden, um:
a)
Redundanz und gesteigerte Verfügbarkeit der
Anlage bei Elektronikausfällen
b) Oberschwingungsarme, treppenförmige Ausgangsspannungen mit einer großen Anzahl
von Spannungsstufen
zu ermöglichen. Letztgenannter Punkt wird z. B.
durch Mehrpunkt- U- Umrichter mit DiodenNetzwerken in relativ günstiger Form realisiert [1].
Diese vom bekannten Dreipunkt- Umrichter abgeleitete Topologie wird zur Zeit bevorzugt angewendet,
da sie für kleine Reihenschaltzahlen gut untersucht
ist. Technisch bzw. wirtschaftlich sehr wichtig sind
jedoch auch eine:
c)
Gleichmäßige, sichere Spannungsaufteilung
auf die Leistungshalbleiter, die unempfindlich gegenüber Halbleitertoleranzen und parasitären Erdkapazitäten ist
d) Freizügige Anpassung (″Skalierbarkeit″) der
Anlage an verschiedene Leistungs- und
Spannungsniveaus.
Letzteres soll i. a. vorzugsweise durch Variation der
Reihenschaltzahl (Stufenzahl) erfolgen. Die Struktur
des Leistungsteils und der übergeordneten Regelung /
Steuerung, sowie möglichst auch die Hardware der
verwendeten Komponenten (inklusive Konstruktion
und Aufbautechnik) sollen dabei unverändert bleiben.
Diese Forderung der ″Skalierbarkeit″ wird von bekannten leistungselektronischen Systemen i. a. nicht
erfüllt und ist mit dem Einsatz moderner, schnell
schaltender Halbleiter noch problematischer geworden. Eines der wenigen Beispiele für ein gut skalierbares Konzept war der netzgeführte Direktumrichter
mit konventionellen, reihengeschalteten Thyristoren.
Auch die bekannten alternativen Konzepte [2], die die
Spannungsaufteilung mit Zusatzkondensatoren (statt
wie in [1] mit Dioden- Netzwerken) bewerkstelligen,
erfüllen nur die Forderungen b) und c). Der ReihenH- Brücken- Umrichter ist zur Wirkleistungsübertragung ungeeignet und damit in den Einsatzfeldern
stark eingeschränkt [3].
Um alle Forderungen a) bis d) befriedigen zu können,
ist ein Konzept notwendig, bei dem die Leistungselektronik ausschließlich aus einer wählbaren Anzahl
gleichartiger, reihengeschalteter Teilsysteme besteht.
Auch alle zusätzlichen ″zentralen″ Komponenten wie die Kondensatorbatterie (Cd) eines U- Umrichters
müssen möglichst vermieden werden. Ein entsprechendes Konzept wird hier vorgestellt und untersucht.
U2, I2, f2
U1, I1, f1
+
Cd -
Ud
Bild 1
Schema einer konventionellen Netzkupplung
2
Stromrichterkonzept
2.1
Funktionsbeschreibung anhand einer Halbbrücke
Wird aus grundsätzlichen Überlegungen (siehe auch
Pkt. a) bis d)) eine Struktur entsprechend Bild 2 vorgegeben, sind in Folge die erforderlichen Eigenschaften der zweipoligen Subsysteme und ein sinnvolles
Steuerverfahren zu bestimmen.
P0
Um eine möglichst einfache Realisierung zu ermöglichen, kann die Steuerbarkeit der Klemmenspannung
Ux eines solchen Zweipols auf zwei diskrete Spannungswerte beschränkt werden. Zusätzlich kann einer
dieser beiden Werte Null sein. Damit ergibt sich eine
Ausführung der Submodule nach Bild 3, die alle geforderten Eigenschaften aufweist.
Ein Submodul nach Bild 3 weist drei sinnvoll ansteuerbare Schaltzustände auf:
iZ,1
U x1
U x2
Ud
U x3
2
U x4
UN
Ud
iZ,2
Es lässt sich zeigen, dass eine vorteilhafte Lösung
ermöglicht wird, wenn die zweipoligen Subsysteme
als steuerbare Spannungsquellen ausgeführt werden.
Die steuerbare Klemmenspannung UX eines solchen
Zweipols muss idealerweise unabhängig von Größe
und Polarität des Klemmenstromes iZ sein. Es lässt
sich weiterhin zeigen, dass Zweipole mit diesen Eigenschaften in der vorgegebenen Struktur stationär
keine Wirkleistung liefern müssen. Sie müssen jedoch
eine Leistungspulsation liefern, die eine netzfrequente
Komponente enthält. Aus o. a. Eigenschaften ergibt
sich physikalisch zwingend, dass die Submodule einen Energiespeicher enthalten müssen, der als Gleichspannungskondensator realisiert werden kann. Stattdessen können ″zentrale″ Energiespeicher, wie der
Gleichspannungskondensator Cd eines U- Umrichters
(Bild 1) entfallen (siehe Einführung).
iN
Durch Einschalten des IGBT SF wird die Klemmenspannung Ux = 0 (Zustand 1). Durch Einschalten des
IGBT SR wird die Klemmenspannung UX = UC (Zustand 2) realisiert. Im normalen, störungsfreien Betrieb werden nur diese beiden Schaltzustände genutzt.
Werden beide IGBTs abgeschaltet (Zustand 3), wird
die Spannung der Halbleiter auf den Wert UC begrenzt, was einem sinnvollen Überspannungsschutz
entspricht. Andere Störungsfälle, wie Kurzschluss des
Gleichspannungskondensators C0 bleiben in ihrer
Auswirkung auf das Submodul begrenzt und sind
durch die Redundanz der Reihenschaltung beherrschbar.
U x5
U x6
Ud
iZ
2
U x7
SR
Ux
SF
U x8
C0
N0
Bild 2 Phasenmodul (″Halbbrücke″), beispielhaft
bestehend aus n = 4 Submodulen pro Zweig
Bild 3
Innenschaltung des Submoduls
+
UC
-
Zur Erläuterung der Funktionsweise und Steuerung
(Bild 2) ist es am einfachsten davon auszugehen, dass
die Kondensatoren aller Submodule auf die gleiche
Spannung UC aufgeladen sind (Verfahren zur Herstellung dieses Ladezustandes und zur Aufrechterhaltung
der Symmetrie im Betrieb werden in Abschnitt 2.2
bzw. 3.1.3 erläutert). Es ist nun durch entsprechende
Ansteuerung der 2n Submodule je Phasenmodul in
Zustand 1 oder 2 möglich:
Die Spannungen Ud und UN unabhängig voneinander
jeweils in Stufen der Höhe UC vorzugeben (Der virtuelle Bezugspunkt für UN ist nur zur Erläuterung gewählt und muss nicht real vorhanden sein).
Eine Grenze der Spannungsaussteuerung wird erreicht
wenn:
U d (t ) + 2U N (t ) ≤ 2n ⋅ U C
(1)
vorgegeben wird. Es werden deshalb i. a. für Ud nur
Werte Ud ≤ n⋅UC vorgegeben werden, um die max.
U
Wechselspannung Uˆ N = d nutzen zu können. Es
2
gilt dann:
Uˆ N ≤ n ⋅ U C
2.2
(2)
Steuerverfahren zur Spannungssymmetrierung
3
Darstellung der Simulationsergebnisse
3.1
Simulation einer Netzkupplung
3.1.1
Beschreibung des Simulationsmodells
Unter Verwendung der Simulationsprogramme Simplorer und Matlab Simulink wurde ein Modell einer
Netzkupplung erstellt. Anhand der Simulationsergebnisse sollen Eigenschaften und Möglichkeiten dieser
Schaltungstopologie illustriert werden. Die Leistungsdaten sind ebenso wie das Steuerverfahren noch
in keiner Weise optimiert worden. Der sinnvoll mögliche Pulsbetrieb zur Reduktion der Oberschwingungen wurde zu Gunsten übersichtlicherer Diagramme
(Bild 6 und Bild 7) vermieden.
Das untersuchte Modell (Bild 4) besteht aus zwei
identisch aufgebauten Wechselrichtern. Diese sind
über eine gemeinsame Gleichspannungssammelschiene verbunden. Im Gegensatz zu bekannten Umrichtern ist es hier nicht erforderlich, die Spannung der
Gleichspannungssammelschiene mit Kondensatoren
zu stützen. An beiden Netzseiten liegt ein symmetrisches Drehstromsystem vor. Der hier betrachtete Umrichter mit n = 8 Submodulen pro Zweig kann eine
verkettete Spannung mit maximal (2n + 1) Spannungsstufen erzeugen. In der Simulation werden im
ungestörten Betrieb davon nur 2(n – 2) äquidistante
Spannungsstufen zur Erzeugung der Treppenfunktion
genutzt. Aufgrund der Redundanz erhöht sich die Zuverlässigkeit und Verfügbarkeit.
Sollen alle Kondensatoren und Leistungshalbleiter
während einer Periode an gleicher Spannung liegen
und mit gleicher Leistung belastet werden, so besteht
folgende Symmetrierungsmöglichkeit:
Die Kondensatorspannungen werden über eine Messeinrichtung in konstanten Zeitintervallen gemessen
(das Messverfahren muss weder für eine hohe Auflösung, noch für hochdynamische Anforderungen ausgelegt sein). Entsprechend ihrer Größe werden die
Messwerte für jeden Zweig gesondert softwaremäßig
sortiert und gespeichert. Ist iZ > 0 wird eine durch das
Schaltmuster vorgegebene Anzahl von Submodulen je
Zweig mit der geringsten Spannung zugeschaltet und
somit geladen. Analog werden für iZ < 0 die Submodule mit der größten Spannung zugeschaltet und entladen. Auf diese Weise ist eine kontinuierliche Symmetrierung der Kondensatoren gewährleistet. Zudem
ist sichergestellt, dass die Halbleiter möglichst gleiche
Verlustleistungen erzeugen und somit gleichmäßig
beansprucht werden.
P0
n=8
VM 11
VM 12
IT 11
IT 12
VM 13
VM 21
Ud
IT 22
VM 23
IT 23
IT 13
WR 1
IT 21
VM 22
N0
WR 2
Bild 4 Netzkupplungsmodell bestehend aus n = 8
Submodulen je Zweig
Zur Symmetrierung der Kondensatoren wird die
Stromrichtung je Zweig durch das Vorzeichen des
Spannungsgradienten dUZ/dt ermittelt (siehe 2.2). Die
Kondensatoren der Submodule haben eine Kapazität
von 2700 µF. Mittels Stromquellen werden die
Strangströme mit sinusförmigen Stromverlauf und
einem Effektivwert von 630 A vorgegeben. Die Kondensatorspannung U C = 2,5 kV ist im Hinblick auf
den Einsatz von 4,5-kV-IGBTs gewählt worden.
3.1.2
Betrieb der Netzkupplung
3.1.2.1 Störungsfreier Betrieb (40 – 60 ms)
Im eingeschwungenen Zustand und im störungsfreien
Betrieb der Netzkupplung (Bild 5) zeigt sich eine
Sammelschienenspannung Ud mit geringer Welligkeit.
Dabei entspricht die zugeführte Leistung PWR1 der abgeführten Leistung PWR2. Die Symmetrierung der
Kondensatoren hat keine negativen Auswirkungen auf
die Welligkeit der Ausgangsspannungen.
1.
Die verfügbare Summenspannung pro Zweig
noch mindestens der Netzspannung entspricht, damit keine unkontrollierten Ausgleichsvorgänge im Netzstrom auftreten.
2.
Der übergeordneten Steuerung der beiden
Umrichter eine kleine Leistungsdifferenz
vorgegeben wird, damit die Kondensatoren
der Submodule wieder nachgeladen werden.
Die notwendige Leistungsdifferenz zum Nachladen
der Kondensatoren wurde in der Simulation vereinfacht mittels einer Phasenverschiebung ∆ϕ 2 an Wechselrichter WR 2 erreicht. Das Nachladen der Kondensatoren spiegelt sich in der Zunahme der Sammelschienenspannung wieder.
t in ms
t in ms
P in MW
U in kV
30.0
20.00
Ud
25.0
3.1.2.2 Ausfall der Netzspannung (60 – 80 ms)
Ab dem Zeitpunkt t0 wird ein Ausfall der Netzspannung simuliert. Dazu wird der Strom der Stromquellen IT 11 bis IT 13 für eine Periodendauer der Netzspannung zu Null. Der Leistungsverlauf in Bild 5
zeigt den Einbruch der Leistung PWR1. Die Sammelschienenspannung Ud und somit die Kondensatorspannungen der Submodule sinken innerhalb einer
Periodendauer der Netzfrequenz auf ca. 75 % ihres
ursprünglichen Wertes ab. Trotzdem ändert sich die
abgegebene Leistung PWR2 in diesem Zeitabschnitt
nur geringfügig. Wie in Bild 6 deutlich wird, kann die
in den Submodulen gespeicherte Energie bei Netzausfall kontrolliert eingesetzt werden. Dazu wird zunächst eine Spannungsstufe dazugeschaltet. Sinkt die
Spannung an der Sammelschiene Ud weiter ab, so
wird zur Aufrechterhaltung der Spannung eine weitere Spannungsstufe hinzugeschaltet. Mit Hilfe der
Raumzeigerdarstellung wird die gute Spannungsstabilität bei Netzausfall deutlich (Bild 7). Durch ein optimiertes Pulssteuerverfahren sind Spannungsstabilität
und Oberschwingungsgehalt noch deutlich verbesserbar.
16.67
PWR2
PWR1
20.0
13.34
15.0
10.00
10.0
6.66
5.0
3.34
0
40.0
t0
t1
60.0
80.0
0
t in ms
100.0
120.0
140.0
Bild 5 Verlauf der Sammelschienenspannung Ud
und der Leistungen PWR1 und PWR2
U in kV
VM21 VM22 VM23
15.0
10.0
5.0
0
-5.0
-10.0
3.1.2.3 Wiederkehr der Netzspannung
(80 – 140 ms)
-15.0
-20.0
In der Simulation werden die Stromquellen IT 11 bis
IT 13 ab dem Zeitpunkt t1 wieder zugeschaltet. In der
praktischen Anwendung muss nach Ausfall der Netzspannung sichergestellt werden, dass:
t0
40.0
60.0
t1
80.0
100.0
120.0
140.0
t in ms
Bild 6
Verlauf der Spannungen am Wechselrichter 2
Re
4
Dimensionierung der Energiespeicher
4.1
Herleitung und Definitionen
40ms - 60ms
60ms - 80ms
80ms - 100ms
Die Dimensionierung der Komponenten lässt sich mit
Hilfe üblicher Simulationsprogramme durchführen.
Eine zusätzliche analytische Betrachtung ergibt jedoch bessere Einblicke in grundsätzliche Zusammenhänge. Für hohe Reihenschaltzahlen n ist die folgende
Analyse in guter Näherung gültig: Die Submodule
eines Zweiges können summarisch durch eine steuerbare Spannungsquelle ersetzt werden (Bild 9).
Im
Id
P
0
Bild 7
Raumzeigerdarstellung
3.1.3
Starten aus spannungslosem Zustand
iq1(t) = Ig + iN(t)/2
Ud
2
uq1(t)
Die vorgestellte Stromrichtertopologie erlaubt ein einfaches Starten aus dem energielosen Zustand (″black
start″). Die Aufladung der Kondensatoren muss nicht
aus der Netzseite erfolgen, was oftmals Schwierigkeiten bereitet. Wenn eine Energiequelle relativ niedriger
Spannung (ULade ≈ UC) zur Verfügung steht, ist folgende Startmethode möglich:
Es werden je Halbbrücke (2n-1) IGBTs SF (Bild 3)
angesteuert. Der IGBT SF des aufzuladenden Kondensators und alle restlichen IGBTs SR pro Halbbrücke werden nicht angesteuert. Durch Anlegen der Ladespannung an die Gleichspannungssammelschiene
wird je Phasenmodul sukzessive ein Kondensator auf
die Spannung UC aufgeladen. Auf diese Weise können
nach und nach alle Submodule des Umrichters auf die
gleiche Spannung aufgeladen werden (Bild 8).
Ud
iN(t)
uN(t)
iq2(t)
Ud
2
uq2(t)
N
0
Bild 9
ESB einer Halbbrücke mit 2 steuerbaren
Spannungsquellen
Beide Spannungsquellen werden symmetrisch belastet. Die Wechselstrom-/ und Spannungsamplitude
werden zur Übersicht auf die Gleichgrößen normiert:
k =2
uˆ N
Ud
(3.a)
m=
iˆN
2I g
(3.b)
Im dreiphasigen, symmetrischen System gilt:
U Lade
U in kV
Ig =
20.0
15.0
1
Id
3
(4.a)
I g ⋅Ud =
1
Pd
3
(4.b)
Somit ergeben sich für den Strom und die Spannung
der Spannungsquelle 1 mit den Definitionen aus Gleichung 3.a, 3.b und 4.a folgende Zusammenhänge:
Ud
10.0
1
1
iq1 (t ) = I g + i N (t ) = I g + (iˆN ⋅ sin(ω N t + ϕ ))
2
2
1
(5.a)
=>
iq1 (t ) = I d (1 + m ⋅ sin(ω N t + ϕ ))
3
U Lade
5.0
U C1
U C2
U C 16
...
0
0
Bild 8
1.0
2.0
t in m s
3.0
4.0
5.0
Starten aus spannungslosem Zustand
1
1
(U d − u N (t )) =
(U d − uˆ N ⋅ sin(ω N t ))
2
2
1
(5.b)
u q1 (t ) = U d (1 − k ⋅ sin(ω N t ))
2
u q1 (t ) =
=>
Die Leistung der Spannungsquelle 1 (Bild 10) berechnet sich zu:
Pq1 (ω N t ) =
Ud ⋅ I d
(1 + m ⋅ sin(ω N t + ϕ )) ⋅ (1 − k ⋅ sin(ω N t )) (6)
6
2
1
Pq1(ωt)
uq1(ωt)
2
k ⋅ cos ϕ
(10)
Zur Berechnung des Energiehubs in einem Zweig
∆WZ sind zunächst die Nullstellen x1(m,ϕ) und
x2(m,ϕ) des Leistungsverlaufs Pq1(ωNt) zu ermitteln:
1
x1 (m, ϕ ) = −ϕ − arcsin 
m
(11.a)
1
x2 (m, ϕ ) = π + arcsin  − ϕ
m
(11.b)
Mit den Integrationsgrenzen x1(m,ϕ) und x2(m,ϕ) berechnet sich der Energiehub ∆WZ(m) zu:
1
2
3.14
π
00
6.28
2π
9.42
3π
12.57
4π
ωt
Bild 10 Leistungsverlauf der Spannungsquelle 1
(k = 0,8; m = 2,89; ϕ = π/6)
Bestimmung des Energiehubs ∆WZ
pro Netzperiode
4.2
Für die Dimensionierung der Kapazitäten pro Zweig
ist die Bestimmung des Energiehubs ∆WZ notwendig.
Der Energiehub ∆WZ beschreibt die Leistungs-ZeitFläche zwischen zwei Nullstellen des Leistungsverlaufs Pq(ωNt) innerhalb einer Periode der Netzfrequenz.
Für den arithmetischen Mittelwert der Gleichstromleistung gilt:
1
2π
2π
∫ (u
d (ω N t ) ⋅ id (ω N t )) ⋅ d (ω N t )
Pd
cosϕ
1
ωN
⋅
Pd
1 

⋅ m ⋅ 1 − 2 
3
m 

3/ 2
(12)
Durch Einführung der Scheinleistung PS und Substitution der Variablen m erhält man:
2 P
∆WZ (k) = ⋅ S
3 k ⋅ ωN
  k ⋅ cosϕ 2 
⋅ 1− 
 
  2  


3/ 2
(13.a)
Mittels des beschriebenen Steuerverfahrens verteilt
sich der Energiehub ∆WZ gleichmäßig auf die Kondensatoren der Submodule. Demzufolge beträgt der
Energiehub jedes Submoduls:
PS
2
∆WSM (k) = ⋅
3 k ⋅ n ⋅ωN
4.3
(8)
Die Leistungsbilanz im stationären Betrieb lautet:
Pd = 3 ⋅ i N ,eff ⋅ u N ,eff ⋅ cosϕ
∆WZ (m) =
3/ 2
  k ⋅ cosϕ 2 
⋅ 1− 
 
  2  


(13.b)
(7)
0
Die Scheinleistung ist definiert zu:
PS =
m=
0
iq1(ωt)
Pd =
Aus dieser Leistungsbilanz resultiert der grundlegende Zusammenhang:
(9)
Energiespeicherbedarf
In der praktischen Realisierung von Umrichtern ist
der Energiespeicherbedarf von Bedeutung, da er Einfluss auf die Gesamtkosten und die Baugröße hat.
Wenn keinerlei Forderungen bzgl. der kurzzeitigen
Überbrückung von Netzausfällen bestehen, ist ein
konventionelles System (Bild 1) mit konzentriertem
Energiespeicher Cd mit geringerem Speicherbedarf
realisierbar.
Die Kondensatorenergie eines Submoduls bei Nennspannung U C und einer relativen Spannungswelligkeit ε beträgt:
WC (UC ) =
1
⋅ ∆WSM ;
4⋅ ε
(0 < ε < 1)
(14)
mit U C ,max = U C (1 + ε )
5
Es wurde ein neues Stromrichterkonzept vorgestellt
und untersucht, das den Anforderungen in neuen
Anwendungsfeldern der Energieversorgung (Netzkupplungen, FACTs ...) angepasst ist. Es zeichnet sich
insbesondere aus durch:
Die erforderliche Kapazität des Energiespeichers je
Submodul ergibt sich damit zu:
∆WSM
C0 =
=
2 ⋅ ε ⋅ (UC )2
∆WZ
ω 
∆X Z = ∆WZ ⋅  N 
 PS 
=>
  k ⋅ cosϕ  2 
⋅ 1 − 
 
 
2
 

•
Einfache Anpassung an verschiedene Leistungen und Spannungen
•
Streng modularen Aufbau unter Verwendung
von Bauelementen aus Großserien
•
Hohe Verfügbarkeit durch Redundanz
•
Beherrschung kurzzeitiger Netzausfälle
•
Sicherer Start aus spannungslosem Zustand
(″black start″)
(15)
2 ⋅ n ⋅ ε ⋅ (UC )2
Der Kennwert ∆XZ(k) beschreibt das Verhältnis zwischen dem Energiespeicherbedarf eines Wechselrichterzweiges zur übertragenen Scheinleistung PS bezogen auf die Netzkreisfrequenz ωN:
2
∆X Z (k ) =
3⋅ k
Zusammenfassung und Ausblick
Schwerpunkt der weiteren Arbeit werden u. a. die
Entwicklung von optimierten Steuer- und Regelverfahren und experimentelle Untersuchungen sein.
3/ 2
(16)
6
Literatur
∆XZ(k)
1.5
ϕ = π/4
1.2
[1] Xiaoming Yuan, Ivo Barbi: Fundamentals of a
new diode clamping multilevel inverter. IEEE
Transactions On Power Electronics, Vol. 15,
No. 4, July 2000
ϕ = π/3
X(k)
0.9
[2] L. Delmas, T. A. Meynard, H. Foch, G. Gateau:
SMC: Stacked Multicell Converter / PCIM
2001, Nuermberg, pp. 63
ϕ=0
0.6
ϕ = π/6
[3] J.- S. Lai, F. Z. Peng: Multilevel Converters – A
new breed of power converters. IEEE Transactions Industry Application, Vol. 32, No. 3, May,
June 1996
0.3
0
0.5
0.63
0.75
k
0.88
1
Bild 11 ∆XZ(k) bei verschiedenen Phasenwinkeln
In Bild 11 wird bei niedrigem SpannungsAussteuergrad k und konstant gehaltener Scheinleistung PS eine starke Zunahme des Energiespeicherbedarfs deutlich. Das ist auf die resultierenden hohen
Ströme zurückzuführen. Der Phasenwinkel hingegen
hat nur einen sehr geringen Einfluss auf den Kennwert ∆XZ(k).