Kurzzeit-Messtechnik - Universität Paderborn

Universität Paderborn – Fakultät für Naturwissenschaften - Physikalisches Praktikum
PM 2 Kurzzeit-Messtechnik
Modulpraktikum Messmethoden
Versuch
Kurzzeit-Messtechnik
1
2
3
4
5
Einführung......................................................................................................................................... 3
1.1 Echtzeitmethoden........................................................................................................................ 3
1.2 Sampling-Methoden.................................................................................................................... 4
1.3 Rauschunterdrückungsmethoden................................................................................................. 5
Das Untersuchungsobjekt: Die Rubinemission ................................................................................. 7
Beschreibung der Geräte ................................................................................................................... 8
3.1 Das Boxcar-System..................................................................................................................... 8
3.1.1
Bedienung des "Linear Gate" .......................................................................................... 12
3.1.2
Bedienung des "Scan Delay Generator" .......................................................................... 13
Aufgabenstellung: ........................................................................................................................... 14
Literatur:.......................................................................................................................................... 14
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1 Einführung
In diesem Versuch sollen verschiedene Messtechniken zur Aufnahme von Kurzzeitsignalen d.h. Signalen im
Bereich von etwa 10 ns (und kürzer) bis hin zu 100 ms, verglichen werden. Diese Techniken lassen sich aufgrund
der Methode der Signalverarbeitung unterscheiden. Bei den sog. Sampling-Methoden tastet man das Signal über
stückweise Ausschnitte aus einem wiederkehrenden Signal ab. Dieses Abtasten kann sequentiell oder stochastisch
innerhalb der Dauer des Signals erfolgen. Abhängig von der Realisation der Abtastfensterverschiebung (analoge
oder digitale Steuerung) darf das wiederkehrende Signal unregelmäßig wiederkehren oder es muss streng periodisch sein. Im Gegensatz dazu werden bei so genannten Echtzeitmethoden, Signalverläufe „parallel“ aufgenommen, so dass einmalige nicht wiederkehrende Signale aufgenommen werden können. Über das bloße Erfassen
von Signalwerten hinaus bieten sich Möglichkeiten, den störenden Rauschanteil zu verringern und den Signalverlauf zu glätten, was jedoch ein wiederkehrendes Signal voraussetzt. Im Fall streng periodischer Signale (modulierte Signale geringer Frequenzbandbreite) stehen spezielle Verfahren zur Rauschunterdrückung zur Verfügung,
wie die Lock-In-Technik und der Autokorrelator. Im Folgenden werden die jeweiligen Verfahren vorgestellt.
1.1
Echtzeitmethoden
Der Vielkanalanalysator ordnet jedem Signalabschnitt eine Speicherstelle (einen „Kanal“) zu, in welcher der
entsprechende Signalwert abgespeichert wird. Dies wird durch eine Anzahl Kondensatoren realisiert, die durch
Öffnung eines Gatters aufgeladen werden. Eine Steuerlogik sorgt durch sukzessives Öffnen der Gatter für eine
Abtastung, so dass bereits nach nur einer Periode ein wiederkehrendes Signal Stück für Stück in den Kanälen
abgespeichert ist. Findet dieser Vorgang durch wiederholtes Abtasten des (periodischen!) Signals mehrfach statt,
so wird in den Kanälen der zeitliche Mittelwert der Amplituden der jeweiligen Signalintervalle gebildet, was zu
einer Glättung des Signals durch Aufhebung der zufällig auftauchenden Rauschanteile führt. Der Vorteil des
Vielkanalanalysators liegt in seiner Geschwindigkeit durch sein paralleles Aufzeichnungsverfahren. Um jedoch
eine angemessene Auflösung zu erhalten, ist eine große Anzahl von Kanälen notwendig, was einen erheblichen
technischen und finanziellen Aufwand bedeutet. Zu beachten ist das sog. Nyquist-Theorem, welches besagt, dass
die Abtastfrequenz mindestens doppelt so groß wie die maximal auftretende Signalfrequenz sein muss damit
keine Information verloren geht. Andererseits führt eine Erhöhung der Bandbreite durch schnelleres Sampling
dazu, dass zusätzliche Rauschkomponenten an Einfluss gewinnen (Zusatzrauschen durch Überschussbandbreite).
Abb. 1 Vielkanalanalysator
Nach einem ähnlichen Prinzip arbeitet der Transientenrekorder. Er wandelt stückweise das analoge Signal in
digitale Werte um, die in Speicherzellen eines Schieberegisters abgelegt werden. Das Durchschieben der Speicherinhalte des Schieberegisters kann durch einen Triggerpuls gestoppt werden, was - im Gegensatz zu anderen
Messverfahren - auch die Untersuchung des Signalverlaufs vor dem Triggerpuls erlaubt, da sich zum Triggerzeitpunkt noch die vorhergehenden Signalwerte im Speicher befinden. Der Triggerpunkt kann also an eine beliebige
Stelle im Signalverlauf gelegt werden: Im „Pre-Trigger-Modus“ werden die dem Trigger vorangehenden Daten
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gespeichert, im „Post-Trigger-Modus“ die nachfolgenden, was einer Darstellung nach Art des Oszilloskops o.ä.
entspricht. Der „Mid-Trigger“ liegt als Zwischenwert zwischen diesen Extremen irgendwo im Signalverlauf.
Abb. 2 Transientenrekorder
Die gespeicherten digitalen Daten können z.B. mit einem Computersystem weiterverarbeitet werden. Über einen
D/A-Wandler stehen die Speicherinhalte zusätzlich auch in analoger Form zur Verfügung. Gerade die digitale
Datenverarbeitung eröffnet die Möglichkeit der Rauschunterdrückung durch Mittelung einer großen Anzahl von
Messungen. Die Leistungsfähigkeit des Transientenrekorders ist in entscheidendem Maß vom A/D-Wandler
abhängig, dessen Umsetzzeit die maximale Abtastfrequenz begrenzt. Da auch hier wieder das Nyquist-Theorem
zu beachten ist (Abtastfrequenz >= doppelte Signalbandbreite), ist die maximale Bandbreite ebenfalls von der
Umsetzzeit abhängig:
f max ≤
1
2 ∆t
(fmax: Bandbreite, ∆t : Umsetzzeit)
Neben dieser zeitlichen Quantisierung ist auch die Vertikalauflösung durch die Anzahl der Bits des verwendeten
A/D-Wandlers begrenzt.
Sampling-Methoden
Im Gegensatz zum Vielkanalanalysator arbeitet der Boxcar-Integrator nur mit einem einzigen Kanal, auf welchen die Signalspannung gegeben wird. Dieser wird durch ein triggergesteuertes Tor geöffnet, so dass pro Signaldurchlauf ein bestimmtes Signalelement ("sample“) erfasst wird. Das „Zeitfenster“, während dessen das Tor
offen ist, kann mittels Verzögerung zwischen Triggerpuls und Zeitpunkt der Öffnung verschoben werden, um so
einen beliebigen Abschnitt des Signals zu untersuchen. Die momentane Signalamplitude wird dann während der
Toröffnungszeit integriert.
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Abb. 3 Boxcar-Integrator
Auf diese Weise findet bereits eine begrenzte Rauschunterdrückung statt, da die Integration des Signals während
der Torzeit einer Tiefpassfilterung entspricht, bei einmaligem Signaldurchlauf wird der Mittelwert des Signals
jedoch noch einen erheblichen statistischen Fehler gegenüber dem „wahren“ Signalwert (ohne Rauschen) aufweisen. Rauschen ist allerdings ein Zufallsprozess, sodass sich bei wiederholter Betrachtung des gleichen Signals die
Rauschanteile im zeitlichen Mittel aufheben und das geglättete (rauschverminderte) Signal zurückbleibt. Betrachtet man dies als einen Korrelationsvorgang, so werden nur Signale mit einer Kausalbeziehung zueinander verstärkt, während die unkorrelierten Rauschanteile keinen Beitrag liefern, und man erreicht so eine Verbesserung
des Signal-Rausch-Verhältnisses. Dies setzt ein nicht unbedingt periodisches, aber zumindest wiederholbares
Signal voraus (s.o.).
Das genannte Verfahren hat den Nachteil, dass man so nur einen bestimmten Teil des Signals untersuchen kann
(Momentaufnahme). Ist man am gesamten Signalverlauf interessiert, so besteht die Möglichkeit, den Zeitraum
zwischen Triggerpuls und Öffnung des Zeitfensters zu variieren, d.h. das Fenster bei jedem erneuten Signaldurchlauf etwas später zu öffnen, um so allmählich das gesamte Signal "abzuscannen“. Im Vergleich zum Vielkanalanalysator ist der Boxcar-Integrator durch diesen sequentiellen Scanning-Prozess zwar langsamer, er benötigt jedoch nur einen Kanal und ist damit vergleichsweise einfach (und preiswert) konstruierbar. Dafür kann man
im Boxcar- System qualitativ bessere Gates mit kürzeren Schaltzeiten verwenden, was ihn gerade für die Messung von Kurzzeitsignalen prädestiniert.
1.2
Rauschunterdrückungsmethoden
Sind Signal und Rauschen im Frequenzbereich deutlich voneinander getrennt, so können Filter bereits zur
Rauschunterdrückung beitragen, da sie die Frequenzbereiche mit hohem Rauschanteil ausblenden. Eine scharfe
Abgrenzung von Signal- und Rauschanteilen ist allerdings eher selten der Fall. Ein wesentlich wirkungsvolleres
Verfahren zur Rauschverminderung bei periodischen Signalen stellt der Lock-In-Verstärker dar, auch Phasenempfindlicher Detektor genannt. Man moduliert das Signal und mischt das Ergebnis multiplikativ mit einem
Referenzsignal bei der Modulationsfrequenz. Anschließend erhält man durch Integration das demodulierte Signal
im Basisband weitgehend ohne störende Rauschanteile. Der Lock-In liefert also die Fourierkomponente des Signals bei der Modulationsfrequenz (oder auch der zweiten Harmonischen von dieser). Die Amplitude des Ausgangssignals wird maximal, wenn moduliertes Signal und Referenzsignal genau in Phase sind. Es handelt sich im
Grunde um einen Kreuzkorrelationsvorgang zwischen den beiden Eingangssignalen, wobei die unkorrelierten
Rauschanteile wieder keinen Beitrag liefern können.
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Abb. 4 Lock-In-Verstärker
Auf ähnliche Weise arbeitet der Autokorrelator, der das Signal auf Selbstähnlichkeit hin untersucht. Dazu wird
das Signal mit einer phasenverschobenen Version seiner selbst multipliziert. Vergrößert man die Phasenverschiebung von Null an, so tragen nur noch die kohärenten Anteile, nämlich die des Signals, zum Output bei, während
die Rauschanteile mit wachsender Phasenverschiebung verschwinden. Natürlich besteht auch die Möglichkeit,
unterschiedliche Signale zu korrelieren (Kreuzkorrelation) und somit auf Kausalitätsbeziehungen hin zu untersuchen. Das Ausgangssignal ist ein sog. Kreuzkorrelogramm, in welchem Informationen über Amplitude und Frequenz der Eingangssignale enthalten sind, hingegen die Phaseninformation verloren ist.
Abb. 5 Autokorrelator
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2 Das Untersuchungsobjekt: Die Rubinemission
In diesem Versuch sollen drei der oben beschriebenen Messtechniken zur Untersuchung des Abklingverhaltens
eines durch LED-Pulse angeregten Rubinkristalls benutzt werden. Das mit einem Photomultiplier aufgenommene
Signal der Rubinemission wird mit einem Boxcar-Integrator verarbeitet und die Lebensdauer des Übergangs
bestimmt. Rubin ist ein durch Cr3+-Ionen verunreinigter Al2O3-Kristall. Er erscheint rot, da die Cr3+-Dotierung
für die Absorption im grünen Spektralbereich verantwortlich ist. Das Termschema des Rubins für die entscheidenden Übergänge sieht wie folgt aus:
Abb. 6 Energieniveaus und Übergänge der Rubinemission
4
F1 und 4F2 sind zwei zu Bändern aufgeweitete Niveaus des Cr3+-Ions_ Die Anregung in diese Bänder erfolgt im
Versuch durch eine grüne LED. Aus den Pumpniveaus relaxieren die Elektronen in einem strahlungslosen Über-
2 A und E . Da die Übergangsdauer dieses Prozesses wesentlich kürzer ist als die
der direkten Relaxation ins Grundniveau, gehen fast alle angeregten Elektronen in die Niveaus 2 A und E
gang in die beiden Niveaus
über. Das untere der beiden Niveaus wird dabei stärker besetzt als das obere, sodass der strahlende Übergang ins
Grundniveau im Wesentlichen von Niveau E aus stattfindet. Bei diesem Übergang werden Photonen der Wellenlänge 694,3 nm emittiert. Die Niveaus sind metastabil und daher ist ihre Lebensdauer relativ groß Aufgrund
der gegenüber der direkten Relaxation vom Pump- ins Grundniveau sehr kurzen Übergangszeit in die Niveaus
2 A , E lässt sich dort durch entsprechend intensives Pumpen Besetzungsinversion gegenüber dem Grundzustand erreichen. Der Rubin ist daher ein laseraktives Material.
Die Abnahme der Besetzungsdichte lässt sich beschreiben durch
dN (t )
= − A ⋅ N (t ) ,
dt
wobei die reziproke Lebensdauer A = 1/r als Einsteinkoeffzient bezeichnet wird. Die Lösung lautet
N (t ) = N 0 ⋅ e
−
t
r
Die Besetzungsdichte im Niveau nimmt exponentiell ab. Die emittierte Lichtintensität ist proportional der Besetzungsänderung
I (t ) ∝ N& (t ) ∝ e
−
t
r
Der Photomultiplier wandelt diese Intensität in einen proportionalen Strom um, welcher wiederum in eine proportionale Spannung umgesetzt wird.
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3 Beschreibung der Geräte
3.1
Das Boxcar-System
In diesem Versuch lässt man das Boxcar-System im Scan-Modus arbeiten, d.h. das Zeitfenster wird langsam über
das Signal hinweg geschoben, was eine Untersuchung des gesamten Signalverlaufs erlaubt. Die Variation des
Zeitpunktes der Fensteröffnung geschieht mittels zweier Spannungsrampen, einer schnellen mit der Anstiegszeit
T und einer langsamen. Das Zeitfenster ∆t wird immer dann geöffnet, wenn die schnelle Rampe den augenblicklichen Wert der langsamen erreicht, was bei jedem Signaldurchlauf zu einem späteren Zeitpunkt nach dem Triggerpuls der Fall ist, sodass der erwünschte Effekt erreicht wird.
Abbildung 7: Verschiebung des Zeitfensters durch das Rampenverfahren
Zudem lässt sich eine Zeitverzögerung zwischen Triggerung und Start der schnellen Rampe einstellen, wodurch
die Öffnung des Zeitfensters je Periode um einen konstanten Zeitraum hinausgezögert und der abgetastete Signalbereich relativ zum Signal nach hinten verschoben wird, um so z.B. einen störenden oder uninteressanten
Bereich zu "überspringen". Da das System während der Laufzeit der schnellen Rampe nicht auf Triggerimpulse
reagiert, ist zu beachten, dass Verzögerungszeit (Initial Delay) und Rampenlaufzeit T zusammen nicht größer als
die Signalperiode sind, um bei jedem Signaldurchlauf eine korrekte Triggerung zu gewährleisten.
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Abbildung 8: Aufbau des Boxcar-Systems (schematisch)
Das Boxcar System setzt sich aus zwei Funktionseinheiten zusammen: Der "Scan Delay Generator" (Brookdeal
425A) steuert die Öffnung des Integrationsfensters durch das oben beschriebene Rampenverfahren, das "Linear
Gate" (Brookdeal 415) beinhaltet die Integrationseinheit. Es handelt sich hierbei im wesentlichen um ein Sampleand-Hold-System, wobei die Signalspannung während der Öffnungszeiten der Messfenster schrittweise exponentiell aufintegriert und der jeweilige Wert in der Zwischenzeit konstant gehalten wird. Dies muss in Betracht gezogen werden, wenn man die Zeitkonstanten des nachgeschalteten Tiefpasses und des Integrators einander anpasst, da die "beobachtete Zeitkonstante" des Integrators um das Tastverhältnis T gestreckt ist:
∆t
τ TP =
T
⋅τ Int
∆t
Abbildung 9: Zusammenhang zwischen den Zeitkonstanten
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Offensichtlich besteht ein Zusammenhang zwischen der Integrationszeit und der Qualität des Ergebnisses. Eine
verbesserte Rauschunterdrückung durch ein größeres τ Int wird mit einer längeren Messdauer ''bezahlt''. Quantitativ beschreibt man die Rauschminderung durch das sog. SNIR (signal-to-noise improvement ratio), was nach
Ernst (1965) durch den Quotienten der Signal-Rausch-Verhältnisse an Aus- und Eingang des Systems definiert
ist:
SNIR =
S N Output
S N Input
Es stellt sich die Frage, wodurch das SNIR des Boxcar-Systems bestimmt ist. Dieses Problem wurde bereits von
verschiedenen Autoren für unterschiedliche Ausgangssituationen behandelt. Aufbauend auf Arbeiten von Jardetzky et al. (1965) zeigte wiederum Ernst, dass für den Fall eines linearen Mittelungsprozesses bei weißem
Rauschen das SNIR der Wurzel aus der Zahl N der Messungen entspricht, die jeder Messpunkt erfährt. Dieser
Fall ist hier allerdings nicht gegeben, da durch den Integrationsprozess eine exponentiell gewichtete Mittelung
stattfindet und der überwiegende Rauschprozess das Quantenrauschen des emittierten Lichts ist. Bei geringen
Intensitäten macht sich der Quantencharakter des Lichtes deutlich bemerkbar. Setzt man einen idealen Detektor
voraus, so löst jedes auf den Photomultiplier treffende Photon ein Elektron aus der Photoschicht. Der so entstehende und durch Multiplikation an den Dynoden verstärkte Strom weist denselben statistischen Charakter wie das
Quantenrauschen auf. Es zeigt sich, dass die Zahl der ankommenden Photonen pro Zeitintervall einer Poissonverteilung folgt und somit die Standardabweichung vom Mittelwert der Wurzel aus demselben entspricht. Nun bestehen verschiedene Möglichkeiten, ein Rauschverhalten zu charakterisieren. Eine davon ist die Bestimmung der
Autokorrelationsfunktion (AKF) des Rauschens. Um die AKF des in unserem Fall auftretenden Rauschspektrums zu bestimmen, ist zu berücksichtigen, dass das Quantenrauschen des Photodetektors auf den Integrator
gegeben wird, welcher eine Tiefpasscharakteristik aufweist. Um dessen Einfluss geltend zu machen, geht man
den Umweg über das Leistungsspektrum des Quantenrauschens, welches man wiederum nach dem CarsonTheorem (s. Literatur) aus der Fouriertransformierten der Einzelpulse gewinnt. Man erhält
W ( f ) = 2U 0 ⋅ e
wobei U0 die zum Elektronenstrom I0 proportionale Spannung ist. Damit liegt das Eingangsleistungsspektrum
des Integrators vor, und mittels der zugehörigen Tiefpass-Übertragungsfunktion errechnet sich das Ausgangsspektrum nach
Waus ( f )
1
2
= H ( f ) mit H ( f ) =
Wein ( f )
1 + i 2π fRC Int
⇒ Waus ( f ) =
2U 0 e
1 + (2π fRC Int ) 2
Schließlich berechnet man die AKF aus
∞
ρ (τ ) = ∫ Waus ( f ) ⋅ cos(2πfτ )df
0
τ
U e −
= 0 ⋅ e RCInt
2 RC
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Es zeigt sich eine mit wachsendem τ exponentiell fallende Autokorrelationsfunktion. Für ein solches Rauschverhalten wurde von Neelkantan und Dattagupta (1978) für den Fall exponentieller Mittelung das SNIR wie
folgt bestimmt:
2τ Int
SNIR =
T
−


τ Int 

∆t ⋅ 1 + 2e




mit τInt = RC Int = Zeitkonstante des Integrators. Falls T >> τ Int , so ist der Exponentialterm vernachlässigbar und
man kann
schreiben
SNIR =
2τ Int
∆t
Dieses Ergebnis wollen wir in weiteren Zusammenhang mit dem hier verwendeten Messverfahren bringen. Da
man eine Integrationsgenauigkeit bis auf 99% der Eingangsspannung verlangt, muss die Zeitkonstante des Integrators der Bedingung genügen
N ⋅ ∆t = 5τ Int
und daher
SNIR =
2N
5
Dieses Ergebnis erinnert an das Resultat für lineare Mittelung, SNIR =
der Wurzel aus der Zahl der Abtastungen proportional.
N . In jedem Fall ist das SNIR also
Ist NS die Zahl der Abtastvorgänge pro Messung, so ist die Gesamtmesszeit
TR = N S ⋅ T
Pro Messung wird also NS -mal das Integrationsfenster der Länge ∆t geöffnet. Man kann sich überlegen, dass
jeder Punkt des Signals genau einmal abgetastet wird, falls
∆t =
T
NS
Findet jedoch eine Mehrfachabtastung statt, d.h. fällt ein Punkt N-mal in den Bereich des Integrationsfensters, so
ist
∆t =
T
⋅N
NS
und
SNIR =
2N
2∆t ⋅ TR
=
5
5T 2
Vor Beginn jeder Messung muss also geklärt werden, welche Geräteeinstellung welche Rauschminderung zur
Folge hat.
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Bedienung des "Linear Gate"
In diesem Gerät ist die Integrationseinheit untergebracht. über den Signaleingang wird das Signal des Photomultipliers immer dann auf den Integrator gegeben, wenn das "Tor" über einen Impuls des Referenzeinganges geschlossen wird, welchen hier der "Scan Delay Generator" liefert.
POWER:
METER:
ZERO:
GATE MODE:
TIME CONSTANT:
SIGNAL:
OUTPUT:
REFERENCE:
INPUT:
Gerät ein/aus
Einstellung des Messbereichs der Anzeige für den OUTPUT-Signalausgang
(±1 V, ±3 V, ±10 V).
Kalibrierung des Nullpunktes der Anzeige
In der Schalterstellung AVERAGE kann hier die Zeitkonstante des Integrators zwischen
1 µs (SHORT) und 1 ms (LONG) gewählt werden.
In der Schalterstellung INT kann mittels des Drehschalters die Zeitkonstante des Tiefpasses zwischen 1 ms und 100 s gewählt werden.
über den Kippschalter wird der Eingangswiderstand gewählt. Dessen richtige Anpassung
sorgt gewöhnlich dafür, dass die über das BNC-Kabel ankommende Leistung der Hochfrequenzpulse am Eingang vollständig absorbiert wird und keine störenden Reflexionen
entstehen. Da die im Versuch auftauchenden Wellenlängen jedoch sehr groß sind, ist
dieser Effekt vernachlässigbar und man wählt einen höheren Widerstand, damit der dem
ankommenden Stromimpuls entsprechende Spannungshub größer wird. Deshalb sollte
hier der Eingangswiderstand 100 kΩ betragen.
Signalausgang
über diesen Eingang wird das Zeitfenster geöffnet (s.o.) Dazu ist ein positiver Puls von
mindestens 1V notwendig.
Eingang des Messsignals. Die maximale Eingangsspannung beträgt ±1 V; man beachte
die OVERLOAD-Anzeige.
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Bedienung des "Scan Delay Generator"
Dieses Gerät steuert den Eingang des Integrators, d.h. das Öffnen des Zeitfensters kann auf oben beschriebene
Weise realisiert werden. Die Laufzeiten der beiden Spannungsrampen sowie die Größe des Zeitfensters können
hier eingestellt werden.
POWER:
TRIGGER:
Gerät ein/aus
Einstellung des Triggerlevels. Im hier benutzten AUTO-Betrieb wird etwa beim
Mittelwert des Signalpegels getriggert.
SLOPE:
Hier kann bestimmt werden, ob die Triggerung durch die steigende oder die fallende Flanke erfolgen soll. Im Versuch sollte der Schalter nach rechts für die abfallende Flanke gekippt sein, da das Signal invertiert ist.
INITIAL DELAY:
Mit einem Drehschalter kann eine konstante Verzögerung von 300 ns bis 10 s
zwischen Triggersignal und dem Start der Messung eingestellt werden. Beachten
Sie, dass man auf diese Weise den Anregungspuls der LED ausblenden kann!
TIME BASE:
Einstellung der Durchlaufzeit der schnellen Rampe. Der äußere Drehschalter erlaubt eine Wahl zwischen 1 µs und 1 s, der innere eine Multiplikation dieses Wertes mit 1, 2 oder 5 (rote Beschriftung). Initial Delay und Time Base dürfen zusammen nicht länger als eine Signalperiode sein! (s.o.)
OUTPUT PULSE WIDTH: Die zeitliche Länge des Integrationsfensters wird hier zwischen 10 ns und 5 s
gewählt.
READ OUT:
Die Durchlaufzeit der langsamen Rampe und damit die Gesamtmesszeit kann hier
eingestellt werden. Bereich: 10 ms … 5000 s.
SINGLE SWEEP:
Diese Schalterstellung des dritten Kippschalters von rechts sorgt für einmaligen
Durchlauf der langsamen Rampe und damit der Messung.
INT SCAN:
Hier wird mit RUN die langsame Rampe und damit die Messung gestartet.
AUTO CONTROL:
Eine Option, die in Verbindung mit dem Brookdeal 415 und einer Eingangsbuchse
auf der Geräterückseite einen speziellen Ausgabemodus erlaubt. Wird hier nicht
verwendet, deshalb auf OFF stellen.
INPUT:
Eingangsbuchse für das Signal
PULSE OUTPUT:
Ausgabe eines konstanten 1V-Pulses mit einer durch OUTPUT PULSE WIDTH
vorgegebenen Länge.
SCAN RAMP OUTPUT:
Steuerung der x-Achse des Ausgabegerätes. Die langsame Rampe läuft von 0 bis
-10 V.
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4 Aufgabenstellung:
1. Zunächst soll das Fluoreszenzsignal der spontanen Rubinemission mit dem Digitaloszilloskop dargestellt
werden. Man überlege sich den geeigneten Abschlusswiderstand für das Photomultipliersignal und die günstigsten Einstell-Parameter des LED-Treibers.
2. Die Experimentatoren machen sich vertraut mit der Funktionsweise des Boxcar-Integrators und überlegen sich
mehrere Sätze von sinnvollen Einstellparametern. Diese sind dem Betreuer gegenüber zu erläutern und zu begründen. Fluoreszenzkurven sind für mehrere SNIR-Werte mit dem PC-Oszilloskop aufzuzeichnen. Das Photomultiplier-Dunkelstromsignal sollte als Referenz ("optische Null") verwendet werden.
3. Aus den Signalabklingkurven ist die Fluoreszenzlebensdauer von Cr:Al2O3 zu ermitteln durch:
a) lineare Regression logarithmierter Daten
b) exponentielle Regression der direkten Daten
Mögliche Diskrepanzen zwischen beiden Methoden sind zu erläutern. Der statistische Fehler ist abzuschätzen
Ver. 20-06-2007
5 Literatur:
Arbel, Arie F: Analog signal processing and instrumentation
Cambridge University Press 1980 (51YDM 1670)
Benedict, R. Ralph: Electronics for Scientists and Engineers
Prentice-Hall 1967 (YEA 1200)
Malmstadt, H. / Crouch, S.R.: Electronic Measurements for Scientists
Menlo Park, Calif. (51YEA1496)
Müller, R.: Rauschen
Springer 1990 (YDO 1094)
Lange, F.H.: Signale und Systeme, Bd. 3
VEB Verlag Technik 1973 (YCB 1346)
Connor, F.R.: Noise
Edward Arnold 1982 (YDO 1141)
Hancock, John C.: An Introduction to the Principles of Communication Theory
McGraw-Hill 1961 (YCB 1566)
Bendat, Julius F.: Principles and Applications of Random Noise Theory
Krieger 1977 (YDO 1183)
Kunze, H.-J.: Physikalische Messmethoden
Teubner 1986 (41UKB1808)
Eichler, J. / Eichler, H.-J.: Laser
Springer 1990(UGD1683)