A. Allgemeines - antriebstechnik.fh

1. Allgemeine Eigenschaften von Halbleiterbauelementen 1
A. ALLGEMEINES .......................................................................................................................4
B. BAUELEMENTE DER LEISTUNGSELEKTRONIK ................................................................6
1. Allgemeine Eigenschaften von Halbleiterbauelementen....................................................................................................... 6
2. Diode ......................................................................................................................................................................................... 7
2.1 Allgemeine Eigenschaften und Funktionsweise................................................................................................................... 7
2.2 Leistungsdioden................................................................................................................................................................. 10
3. Bipolartransisistor (BJT) ...................................................................................................................................................... 11
3.1 Allgemeine Funktion ......................................................................................................................................................... 11
4. Feldeffekttransistor ............................................................................................................................................................... 13
4.1 MOSFET ........................................................................................................................................................................... 13
4.1.1 Anreicherungstyp ....................................................................................................................................................... 13
4.1.2 Verarmungstyp........................................................................................................................................................... 14
4.1.4 Leistungs-MOSFETs.................................................................................................................................................. 14
4.2 JFET .................................................................................................................................................................................. 15
4.3 Übersicht ........................................................................................................................................................................... 17
5. IGBT ....................................................................................................................................................................................... 17
6. Thyristor................................................................................................................................................................................. 19
6.1 Physikalische Grundlagen von Vierschicht-Bauelementen ............................................................................................... 19
6.2 Thyristor-Diode................................................................................................................................................................. 20
6.2.1 Rückwärtssperrende Vierschicht-Diode..................................................................................................................... 20
6.2.2 DIAC.......................................................................................................................................................................... 21
6.3 Thyristor-Trioden .............................................................................................................................................................. 22
6.3.1 Rückwärtssperrender Thyristor .................................................................................................................................. 22
6.3.1.1 Physikalisches Prinzip ........................................................................................................................................ 22
6.3.1.2 Kennlinien und Gleichungen .............................................................................................................................. 23
6.3.1.3 Einschaltverhalten............................................................................................................................................... 24
6.3.1.4 Ausschaltverhalten.............................................................................................................................................. 26
6.3.2 TRIAC ....................................................................................................................................................................... 26
6.3.3 GTO ........................................................................................................................................................................... 27
6.3.4 ASCR ......................................................................................................................................................................... 28
6.3.5 RCT............................................................................................................................................................................ 28
6.3.6 Photo-Thyristor .......................................................................................................................................................... 28
6.3.7 PUT............................................................................................................................................................................ 28
6.3.8 IGCT .......................................................................................................................................................................... 28
6.3.9 MCT........................................................................................................................................................................... 29
6.4 Thyristor-Tetroden ............................................................................................................................................................ 30
7. Übersicht................................................................................................................................................................................. 31
C. PRINZIP DER PHASENANSCHNITTSTEUERUNG .............................................................32
A. STROMRICHTERSCHALTUNGEN.....................................................................................33
1. Gleichrichterschaltungen ...................................................................................................................................................... 33
1.1 Ungesteuerte Gleichrichter ................................................................................................................................................ 33
1.1.1 Einpulsschaltung (M1) ............................................................................................................................................... 33
1.1.2 Zweipuls-Brückenschaltung (B2)............................................................................................................................... 37
1.1.3 Zweipuls-Mittelpunktschaltung (M2)......................................................................................................................... 41
1.1.4 Dreipuls-Mittelpunktschaltung (M3).......................................................................................................................... 44
1.1.5 Sechspuls-Brückenschaltung (B6) ............................................................................................................................. 45
Grundlagen der Leistungselektronik
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2
A. Allgemeines
1.1.6 Vergleich von Mittelpunkt- und Brücken-Schaltungen.............................................................................................. 46
1.2 Vollgesteuerte Gleichrichter.............................................................................................................................................. 47
1.3 Gleichstromsteller (Pulssteller) ......................................................................................................................................... 48
1.3.1 Gleichstromsteller für DC-Antriebe ........................................................................................................................... 48
1.3.1.1 Einquadranten-Pulssteller (Einquadranten-Gleichstromsteller) .......................................................................... 48
1.3.1.2 Vierquadranten-Pulssteller (Vierquadranten-Gleichstromsteller)....................................................................... 48
1.3.2 Gleichstromsteller für Schaltnetzteile (DC/DC-Wandler).......................................................................................... 50
1.3.2.1 Tiefsetzsteller (Buck converter).......................................................................................................................... 50
1.3.2.2 Hochsetzsteller (Boost converter)....................................................................................................................... 52
1.3.2.3 Inverter (Back-Boost-Converter) ........................................................................................................................ 52
1.3.3 Durchflußwandler ...................................................................................................................................................... 52
1.3.4 Eintaktsperrwandler ................................................................................................................................................... 52
1.4 Oberschwingungen ............................................................................................................................................................ 53
1.5 Kommutierung................................................................................................................................................................... 54
1.5.1 Natürliche Kommutierung.......................................................................................................................................... 54
1.5.2 Gesteuerte Kommutierung ......................................................................................................................................... 54
1.5.3 Berechnung der Kommutierung ................................................................................................................................. 55
1.5.4 Auswirkungen der Kommutierung ............................................................................................................................. 55
2. Wechselrichter ....................................................................................................................................................................... 56
2.1 Steuerverfahren ................................................................................................................................................................. 56
2.1.1 Steuerung der Ausgangsspannung.............................................................................................................................. 56
2.1.1.1 Amplitudensteuerung.......................................................................................................................................... 56
2.1.1.2 Blocksteuerung ................................................................................................................................................... 56
2.1.1.3 Pulssteuerung...................................................................................................................................................... 56
2.1.2 Steuerung der Ausgangsfrequenz ............................................................................................................................... 56
2.1.3 Steuerung des Brückenzweiges .................................................................................................................................. 56
2.1.3.1 Blocksteuerung ................................................................................................................................................... 56
2.1.3.2 Dreieck-Rechteck-Modulation............................................................................................................................ 56
2.1.3.3 Dreieck-Sinus-Modulation.................................................................................................................................. 56
2.2 Einphasige, selbstgeführte Wechselrichter ........................................................................................................................ 57
2.2.1 M1-Schaltung............................................................................................................................................................. 57
2.2.2 B2-Schaltung.............................................................................................................................................................. 57
2.3 Dreiphasen-Wechselrichter (B6) ....................................................................................................................................... 58
2.3.1 Blocksteuerung (λ=120°)........................................................................................................................................... 58
2.3.2 Blocksteuerung (λ=180°)........................................................................................................................................... 58
B. BAUTEIL- UND SCHALTUNGSBEMESSUNG...................................................................59
1. Thermische Eigenschaften .................................................................................................................................................... 59
1.2 Konstruktion und Aufbau .................................................................................................................................................. 59
1.3 Thermisches Verhalten...................................................................................................................................................... 60
1.4 Überspannungs- und Überstromschutz .............................................................................................................................. 60
F. ELEKTRISCHE FAHRANTRIEBE.........................................................................................60
1. Anforderungen....................................................................................................................................................................... 60
2. Energiespeicher...................................................................................................................................................................... 60
2.1 Konventionelle Energiespeicher........................................................................................................................................ 61
2.2 Hochtemperatur-Systeme .................................................................................................................................................. 61
2.3 Brennstoffzelle .................................................................................................................................................................. 61
2.4 Ladeeinrichtungen ............................................................................................................................................................. 61
3. Permanenterregte Synchronmaschine ................................................................................................................................. 61
3.1 Wirkprinzip ....................................................................................................................................................................... 61
3.2 Steuerprinzip ..................................................................................................................................................................... 61
3.3 Vereinfachtes Steuerverfahren........................................................................................................................................... 61
4. Asynchronmaschine............................................................................................................................................................... 61
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Allgemeine Eigenschaften von Halbleiterbauelementen 3
4.1 Wirkprinzip ....................................................................................................................................................................... 61
4.2 Steuerprinzip für konst. Rotorflußverkettung .................................................................................................................... 62
G. LITERATURVERZEICHNIS ..................................................................................................62
H. INDEX....................................................................................................................................63
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
4
A. Allgemeines
A. Allgemeines
Leistungselektronische Baugruppen und Systeme bestehen in der
Regel aus einer elektrischen Quelle und einer Last. Ein leistungselektronischer Kreis enthält Schalter (Ventile), Speicher und Steuerkreise. Elektrische Energie dabei zwischen dem Erzeuger (Quelle)
und dem Verbraucher (Last) ausgetauscht. Dabei können diese
Komponenten zeitweise ihre Funktionen vertauschen. Ein Motor
kann z.B. Bremsenergie ins Netz zurückspeisen (Generator).
Abb. 1: Allgemeine Darstellung von Stromrichterfunktionen
Trägermedium der elektrischen Energie ist dabei stets Wechselspannung und –strom. Die Aufgabe von Stromrichtern ist es nun, den
Energieträger sowohl in der Amplitude als auch in der Frequenz den
jeweiligen Anforderungen anzupassen bzw. bereitzustellen.
Die in der Leistungselektronik eingesetzten Schalter (Ventile) haben grundsätzlich 2 Aufgaben:
Strom ein- und ausschalten
Stromfluß nur in einer Richtung
Dadurch ist es möglich, den Energieträger durch die Steuermöglichkeit der Ventile den Anforderungen anzupassen. Es stehen folgende Arten von Schaltern bzw. Ventilen zur Verfügung:
z.B. Relais
Mechanische Schalter:
- Nicht abschaltbare Ventile (Diode)
Halbleiterschalter
- Abschaltbare Ventile (BJT, MOSFET, IGBT, GTO,...)
Die Bauelemente müssen für
hohe Sperrspannungen
niedrige Durchlaßspannungen
geringe Schalt- bzw. Durchlaßverluste
gute Wärmeabfuhr
ausgelegt sein.
Abb. 2: Typische Werte einer Sinus- und Cosinus-Schwingung
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Allgemeine Eigenschaften von Halbleiterbauelementen 5
Verwendete Symbolik:
Symbol
F
UAK,UA
ITAV
ITRMS
UF
UR
IR, IS
IFRMS
IFAV
UBR
URWM
URRM
IRRM
URSM
U q ,U qAV
Udα
Ud0 ,Id0
U q ,U qRMS
Bemerkung
Formfaktor
Spannungen Anode-Kathode (Thyristor)
Arithm. Mittelwert Thyristorstrom
Effektivwert Thyristorstrom
Flußspannung (Diode)
Sperrspannung (Diode)
Sperrsättigungsstrom (Diode)
höchstzulässiger effektiver Durchlaßstrom
Dauergrenzstrom
Durchbruchspannung
(periodisch zul.) Betriebs-Sperrspannung (Diode)
(periodische zul.) Spitzensperrspannung (Diode)
(periodische zul.) Spitzensperrstrom (Diode)
Stoß-Spitzen-Sperrspannung (nicht zul.)
Arithm. Mittelwert von Uq
AV: average
RMS: root mean square
Voltage forward
Voltage reverse
Forward RMS
Forward AV
BR: break reverse
RWM:
RRM:
RSM:
AV: average
Arithm. Mittelwert von Ud in Abh. vom Zündwinkel α
Arithm. Mittelwert von Gleichstrom u. -spannung
Quadr. Mittelwert (Effektivwert) von Uq
d: direct current
d: direct current
RMS: root mean square
UTO, UP, UK TO: turn on, P: pinch-off, K:Knie(-spannung)
Uq
US
UBrSS
Rthjc
RthcK
RthKA
Eoff
Eon
θ
α
trr
tfr
tf
tr
ts
tq
Junction-case
Case-Kühlkörper
Kühlkörper-Ambient
Reverse recovery
Forward recovery
Fall
Rise
schalt
Abschnürspannung (MOSFET, JFET)
Quellenspannung
Strangspannung
Brummspannung (Spitze-Spitze)
Wärmeübergangwiderstand
Wärmeübergangwiderstand
Wärmeübergangwiderstand
Ausschaltverlustenergie (siehe Datenblatt)
Einschaltverlustenergie (siehe Datenblatt)
Stromflußwinkel (Phasenanschnitt)
Zündwinkel (Phasenanschnitt)
Rückwärts-Erholzeit (Sperrverzugszeit)
Vorwärts-Erholzeit
Anstiegszeit (10%-90%)
Abfallzeit (90%-10%)
Schaltzeit
Freiwerdezeit
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6
B. Bauelemente der Leistungselektronik
B. Bauelemente der Leistungselektronik
1. Allgemeine Eigenschaften von Halbleiterbauelementen
Die Vielzahl der verwendeten Halbleiter Materialien zeigt schon, daß für bestimmte Bauelemente Halbleiter mit
passenden Eigenschaften benötigt werden. So kann man aus Silizium keine Leuchtdioden herstellen und aus GaAs
keine bipolaren Transistoren. Die wichtigsten Eigenschaften eines Halbleiters sind:
Der Bandabstand
...entspricht der erforderlichen Energie zur Erzeugung eines Elektron-Loch Paars. Er beeinflußt die Flußspannung einer Diode und die Farbe des Lichts einer Leuchtdiode. Je größer er ist, desto höher ist die mögliche
Betriebstemperatur.
Die Gitterkonstante
...ist der Abstand zwischen gleichen Atomanordnungen im Halbleiterkristall. Sie muß bei Schichtenfolgen ungleicher Halbleiter möglichst genau übereinstimmen. Moderne optoelektronische Bauelemente werden aus
Schichtenfolgen von Halbleitern verschiedenen Bandabstands aber gleicher Gitterkonstante aufgebaut. Mangels passender Halbleiter in der Natur setzt man ternäre und quaternäre III-V-Verbindungshalbleiter ein, die
man durch Wahl der Zusammensetzung für ein Bauelement maßschneidern kann. Man sieht in Bild I.1
Bandabstand und Gitterkonstante verschiedener Verbindungshalbleiter. Beim GaAlAs und dem GaInAsP ändert sich in Abhängigkeit von der Zusammensetzung wohl der Bandabstand, nicht aber die Gitterkonstante.
Damit kann man Schichten dieser Verbindungen aufeinander aufwachsen lassen.
Die Ladungsträgerbeweglichkeit
... ist
. Eine hohe Beweglichkeit der Ladungsträger ist für hochfrequente und galvanomagnetische
(Feldplatten und Hallgeneratoren) Bauelemente wichtig. Der Strom wird dann (z.B. InSb, GaAs) von sehr
wenigen, schnell bewegten Ladungsträgern getragen, bei geringer Beweglichkeit (z.B. Si) von sehr vielen,
relativ langsam bewegten Ladungsträgern.
Halbleiter Bauelemente lassen sich in bipolare und monopolare Bauelemente einteilen. In bipolaren Bauelementen fließt der Strom durch Gebiete beiderlei Dotierung, durchquert also auch pn-Übergange, während bei den
monopolaren MOS-Bauelementen der Strom nur in n- oder p-dotiertem Halbleiter fließt.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
2. Diode
7
2. Diode
2.1 Allgemeine Eigenschaften und Funktionsweise
Das einfachste bipolare Bauelement ist die Diode, deren Funktion auf einem pn-Übergang beruht. Am pnÜbergang grenzen p- und n-dotierter Halbleiter unmittelbar aneinander. Ist der n-Bereich (Kathode) positiv gegenüber dem p-Bereich (Anode), so werden in beiden Bereichen die Ladungsträger vom pn-Übergang weggezogen
(verschiedene Vorzeichen) und es entsteht um den pn-Übergang herum ein Gebiet ohne Ladungsträger, der Verarmungsbereich. Mangels Ladungsträgern ist dieser hochohmig und es fließt kein Strom - die Diode sperrt. Bei
umgekehrter Polung der Diode werden von beiden Bereichen her die Ladungsträger zum pn-Übergang und weiter
ins Gebiet des anderen Leitfähigkeitstyps gezogen. Dort rekombinieren Elektronen und Elektronenlöcher beim
Aufeinandertreffen. Bildlich gesprochen "fällt" ein Elektron in ein Loch und setzt dabei etwas Energie in Form
von Wärme frei. In dieser Polung fließt ein Strom durch die Diode, der mit wachsender Spannung sehr stark zunimmt - die Diode leitet. Der Spannungsabfall bei einem fließenden Strom wird als Flußspannung UF bezeichnet.
Sie beträgt bei Siliziumdioden etwa 0.65 V und ändert sich nicht allzu stark bei Zunahme des Stroms.
Abb. 0-1: Ladungsträgerbewegung am pn-Übergang
Ein anderer (nicht bipolarer) Diodentyp nutzt einen Metall-Halbleiter Übergang, z.B. Aluminium gegen nSilizium. Die nach dem Entdecker dieses Effekts benannten Schottky-Dioden sind extrem schnell und haben eine
kleinere Flußspannung. Nachteilig sind die höheren, mit wachsender Temperatur stark zunehmenden Sperrströme.
Mit diesen Bauelementen werden Sperrspannungen bis zu mehreren kV und Ströme bis in den kA-Bereich beherrscht. Bild 2 zeigt eine typische Kennlinie einer Diode. Es ist zu erkennen, daß auch in Sperrichtung ein geringer Strom fließt (Sperrsättigungsstrom1), der die sog. Sperrverluste verursacht. In Durchlaßrichtung ergibt sich ein
Spannungsabfall von ca. 1...2 V, der zu Durchlaßverlusten führt. Wenn ein guter Wirkungsgrad wichtig ist, verwendet man häufig Schottky-Dioden, die einen geringen Druchlaßspannungsabfall von nur ca. 0.3 V aufweisen,
jedoch nur für geringere Sperrspannungen zur Verfügung stehen.
1 Der Sperrsättigungsstrom wird durch Rekombination (Eigenleitung) von Ladungsträger in der Raumladungszone hervorgerufen. Größenordnung: einige 100nA (Kleinsignaldioden), einige 10µA (Leistungsdioden)
Grundlagen der Leistungselektronik
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8
B. Bauelemente der Leistungselektronik
Abb. 0-2: Strom-Spannungs-Kennlinie eines pn-Überganges für Silizium in getrennte Darstellung des Durchlaß- und Sperrbereichs
Abb. 0-3: Strom-Spannungs-Kennlinie eines pn-Überganges für Silizium in allgemeiner Darstellung im Vierquadrantenfeld
a: Ströme im pA-Bereich. Abweichung von der idealen
Linie durch Generations- und Rekombinationseffekte in
der RLZ
b: Große Übereinstimmung zwischen idealen und realen
Verlauf, da wenig Ladungsträger über RLZ injiziert
werden. Einfluß der RLZ daher sehr klein
c: Injektion über RLZ so groß, daß die Ladungsträgerdichte
der Minoritäten die Dotierungsdichte übersteigt (starke
Injektion)
Abb. 0-4: Diskussion der Durchlaßkennlinie einer Diode.
Bereich (a) ist selten in Datenblättern zu finden (siehe auch
Abb. 3-mitte).
d: Einfluß von rB bei IF>1mA
Grundlagen der Leistungselektronik
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2. Diode
9
Bild 5 zeigt das schnelle Abschalten einer Diode. Beim Nulldurchgang des Stroms ist der pn-Übergang noch mit
Ladungsträgern überschwemmt, die nun entweder rekombinieren oder in den äußeren Stromkreis abfließen müssen. Diese Erscheinung wird als Trägerstau-Effekt (TSE) bezeichnet. Während der Spannungsnachlaufzeit ts fließt
ein Rückstrom IR mit dem Maximalwert iRRM. Beim Erreichen von IRRM beginnt die Diode Sperrspannung aufzunehmen, und der Rückstrom klingt während der Rückstromfallzeit tf schnell ab. Die Zeit trr=ts+tf bezeichnet man als
Sperrverzögerungszeit der Diode. Durch den schnellen Rückstromabriß mit hohen di/dt-Werten können an Induktivitäten im Stromkreis hohe Überspannungen entstehen, die jedoch durch eine TSE-Beschaltung (snubber-circuit)
reduziert werden können. Schottky-Dioden weisen bezüglich der Schaltgeschwindigkeit Vorteile gegenüber den
Silizium-Dioden auf.
Abb. 0-5: Übergang einer Diode vom Durchlaß- in den
Sperrzustand
a)
b)
c)
Verlauf der Führungsspannung
Durchlaßstrom iF und des Sperrstroms iR
Durchlaßspannung uF und Sperrspannung uR
Das Schaltverhalten von Dioden (und Thyristoren) ist durch
die im Bereich der Sperrschichten ablaufenden Mechanismen gekennzeichnet: Bei Dioden ist besonders der Abschaltvorgang von Bedeutung, bei dem die im Bereich der
Sperrschicht befindlichen Ladungsträger ausgeräumt werden
müssen. Dieses geschieht dadurch, daß der Strom, der unter
der Einwirkung der Kommutierungsspannung abgebaut
wird, seine Richtung ändert und kurzzeitig in Sperrichtung
fließt. Wenn die negative Stromzeitfläche, die Nachlaufladung Qs, den Wert der auszuräumenden Ladungsträgermenge erreicht hat, setzt die Sperrwirkung ein: Das Ventil wird
hochohmig und bewirkt einen schnellen Stromabriß. Als
Folge der stets vorhandenen parasitären Induktivitäten treten
dabei gefährlich hohe Spannungsspitzen auf, die durch eine
Schutzbeschaltung (C-oder RC-Glied), die sogenannte TSEBeschaltung (TSE: Trägerstaueffekt) unterbunden oder
begrenzt werden. Die Bedeutung der Kennwerte Nachlaufladung Qs, Spannungsnachlaufzeit ts und Rückstromspitze IRRM
ist aus Abb. 5 zu entnehmen, und es wird deutlich, daß dem
Ventil eine Sperrschichtkapazität zugeordnet werden kann,
die allerdings keinen festen Wert hat, sondern von zahlreichen Betriebsparametern wie beispielsweise Ventilspannung, Schaltfrequenz und Temperatur abhängt. Die
parasitären Kapazitäten der Bauelemente sind vor allem bei
komplexeren Stromrichterschaltungen zu beachten: Wird
durch das Einschalten eines Ventils die Spannung eines
anderen, gerade sperrenden Ventils schlagartig erhöht, dann
nimmt dieses einen impulsförmigen „Ladestrom“ auf, der
das einschaltende Ventil zusätzlich – und unter Umständen
hoch – belastet.
Es liegt auf der Hand, daß die Beschaffenheit der Sperrschicht sowohl die Spannungsfestigkeit als auch die parasitären Kapazitäten eines Halbleiterbauelementes bestimmt. Bei der Herstellung von Leistungsdioden (und Thyristoren) muß daher ein Kompromiß zwischen einerseits hoher Spannungsfestigkeit und andererseits gutem Schalt- und
Durchlaßverhalten geschlossen werden: Dioden, die sich durch besonders kleine Werte der Nachlaufzeit und
Nachlaufladung auszeichnen, werden dort eingesetzt, wo kleine Induktivitäten hohe Stromsteilheiten zulassen. Sie
werden deshalb auch als schnelle Dioden bezeichnet.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
10
B. Bauelemente der Leistungselektronik
2.2 Leistungsdioden
Aufgrund der unterschiedlichen Wertebereiche, die der Strom
und die Spannung in Durchlaßrichtung und in Sperrrichtung
annehmen können, ist es gebräuchlich, die Durchlaß- und die
Sperrkennlinie in getrennten Diagrammen anzugeben und die
Spannungen und Ströme abhängig von der Wahl der Zählpfeile
unterschiedlich zu indizieren.
Der im Dauerbetrieb und der kurzzeitig zulässige Arbeitsbereich
von Dioden (und Thyristoren) werden spezifiziert durch Angaben
(im folgenden sind nur die wichtigsten genannt) über
zulässige Werte für den Strom in Durchlaßrichtung:
- Dauergrenzstrom IFAV, das ist der bei einer definierten Kurvenform maximal zulässige arithmetische
Mittelwert, angegeben für unterschiedliche Kühlverhältnisse.
- höchstzulässiger effektiver Durchlaßstrom IFRMS,
muß auch bei bester Kühlung eingehalten werden.
- Grenzlastintegral (zulässiger Wert bei sehr schnellen
Vorgängen, beispielsweise Kurzschlüsse).
Abb. 6: Aufbau einer Leistungs-Gleichrichterdiode
1:
2:
3:
4:
5:
6:
7:
8:
9:
10:
Kathode
Kathodenscheibe
Si-Scheibe
Schutzgas (N2, Argon)
Umguß (Passivierung)
Keramikring (Gehäuse) aus Al2O3
Cu-Manschette
Anode
Anodenscheibe
Trägerscheibe (1...2mm dick)
zulässige Werte für die Spannung in Sperrichtung:
- höchstzulässige periodische Spitzenspannung URRM
- höchstzulässige Spitzenspannung URSM, darf nur
einmalig auftreten und auch bei kürzester Impulsdauer nicht überschritten werden.
Abb. 7: Verschiedene Dioden-Bauformen
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
3. Bipolartransisistor (BJT) 11
3. Bipolartransisistor (BJT)
3.1 Allgemeine Funktion
Ein bipolarer Transistor besteht aus drei Halbleiterschichten mit abwechselnder Leitfähigkeit. Die
Transistoren werden nach den zwei möglichen
Schichtenfolgen npn und pnp bezeichnet. Alle
Ströme und Spannungen beim pnp-Transistor haben
das umgekehrte Vorzeichen wie beim npnTransistor. Alle Eigenschaften des npn-Transistors
gelten mit diesem Unterschied auch für den pnpTransistor. Die 3 Schichten des Transistors sind in
Reihenfolge der n-leitende Emitter E, die p-leitende
Basis B und der n-leitende Kollektor C. Auf den
Abb. 0-8: Funktionsprinzip des Bipolartransistors
ersten Blick besteht der Transistor aus 2 gegeneinander geschalteten pn-Übergängen mit gemeinsamer Anode an der Basis des Transistors. Diese Anordnung erlaubt
eine rasche Feststellung der Polarität und der Funktionsfähigkeit eines Transistors. Beim npn-Transistor müssen
bei positiver Spannung an der Basis die BE- und die BC-Strecke niederohmig sein, da dann beide Dioden in Flußrichtung liegen. Bei umgekehrtem Vorzeichen (-Pol an der Basis) werden beide Dioden in Sperrichtung betrieben
und müssen hochohmig sein. Die CE-Strecke muß immer hochohmig sein, da ja stets eine der beiden Dioden
sperrt. Zum Verstehen der Funktion des Transistors nehmen wir an, daß der Emitter mit dem Minuspol und der
Kollektor mit dem Pluspol einer Spannungsquelle verbunden ist. Wir wissen bereits, daß bei offenem Basisanschluß kein Strom fließt, weil die CB-Diode sperrt. Das ändert sich, wenn wir einen kleinen Strom in die Basis
hineinfließen lassen, z.B. über einen mit dem Pluspol der Spannungsquelle verbundenen Widerstand. Der Basisstrom fließt zum Emitter ab, dabei wandern aus der Basis Löcher in die Emitterschicht und aus dem Emitter Elektronen in die Basisschicht. Das allein wäre in keiner Weise bemerkenswert, da die CB-Diode weiterhin sperrt.
Entscheidend für den Transistoreffekt ist die sehr dünne Basisschicht. Dank der geringen Entfernung der gesperrten CB-Diode, haben die in die Basiszone gelangten Elektronen gute Aussichten, diesen Abstand zu durchlaufen,
bevor sie mit einem Loch in der Basisschicht rekombinieren. Hat ein Elektron erst einmal den Verarmungsbereich
der CB-Diode erreicht, so wird es mit Vehemenz zum positiven Kollektor gezogen. In einem durchschnittlichen
Niederfrequenz-Transistor schaffen mehr als 99% der vom Emitter kommenden Elektronen den Weg durch die
Basis zum Kollektor und weniger als 1% rekombinieren in der Basisschicht. Das bedeutet, daß der Kollektorstrom
mehr als 99 mal so groß ist, wie der Basisstrom. Schaltet man den Basisstrom wieder ab, so werden keine Elektronen mehr vom Emitter in die Basisschicht gezogen und der Kollektorstrom versiegt. Auf diese Weise steuert im
Transistor der kleine Basisstrom den viel größeren Kollektorstrom.
Grundlagen der Leistungselektronik
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12
B. Bauelemente der Leistungselektronik
Abb. 9: Verschiedene Transistor-Bauformen kleinster bis mittlerer Leistung
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
4. Feldeffekttransistor
13
4. Feldeffekttransistor
4.1 MOSFET
4.1.1 Anreicherungstyp
Abb. 10: Beim MOSFET bildet sich ohne GateSpannung UGS kein leitender Kanal zwischen
Drain und Source aus (hier: n-KanalAnreicherungstyp)
Der MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET) bewirkt die Steuerung
des Stroms nach einem völlig anderen Prinzip. Das den Stromfluß
steuernde Gate (=Tor) ist durch eine sehr dünne Schicht aus isolierendem SiO2 (Siliziumdioxid, kurz: Oxid) von den anderen Anschlüssen elektrisch vollkommen isoliert. Im p-Substrat2 befinden
sich zwei n-leitende Inseln, welche als Source und Drain bezeichnet werden. Im Betrieb ist Source mit dem Substrat verbunden und
liegt am Minuspol, während Drain über den Arbeitswiderstand mit
dem Pluspol einer Spannungsquelle verbunden ist. Der pnÜbergang Drain-Substrat ist in Sperrichtung vorgespannt und ohne
Gatespannung fließt kein Drainstrom.
Das ändert sich, sobald an das Gate eine positive Spannung
(UGS>0) angelegt wird. Wegen der extrem geringen Dicke (nur
einige µm) der Oxidschicht tritt schon bei kleinen Spannungen
eine sehr hohe elektrische Feldstärke an der Oberfläche des Substrats auf. Das Feld ist so stark, daß die im p-leitenden Substrat in
geringer Zahl vorhandenen Elektronen an die Oberfläche gezogen
werden und sich unter der Gateelektrode (Oxid) durch Influenzwirkung anhäufen (Elektronenanreicherung). Bei ausreichender
Abb. 11: Für UGS>0 bildet sich durch Influenz ein
Gatespannung überschreitet die Konzentration der Elektronen die
leitender Kanal unter der Gateelektrode aus.
Konzentration der Löcher und an der Oberfläche des Substratmaterials unter dem Oxid entsteht ein dünner n-leitender Kanal durch
Bildung einer Inversionschicht. Dieser Kanal stellt eine sperrschichtfreie Verbindung von Source zu Drain dar und
der Stromfluß setzt ein. Mit wachsender Gatespannung wird der Kanal immer dicker und niederohmiger und der
Strom nimmt rasch zu. So steuert die Gatespannung den Drainstrom, wobei das Gate strom- und daher leistungslos
bleibt3.
Die leistungslose Steuerung im MOSFET hat jedoch auch ein prinzipielles Problem: Die extrem geringe Dicke des GateOxids ergibt schon bei kleinen Spannungen die hohen Feldstärken. Bei höheren Spannungen (ca. 30V) bricht die Oxidschicht bereits durch. D.h., das bereits geringe elektrostatische Aufladungen zum Durchschlag der Oxidschicht führen.
Obwohl moderne MOS-Bauelemente Schutzdioden zur Ableitung von Überspannungen besitzen, ist immer Vorsicht bei der
Handhabung geboten.
2 Um das Umkippen vom selbstsperrenden in den selbstleitenden Betrieb zu verhindern, muß das p-Substrat hoch dotiert werden, um das
Eindringen von Oxidladungen zu verhindern (Doppelschicht-Technologie).
3 ideale Betrachtung
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
14
B. Bauelemente der Leistungselektronik
4.1.2 Verarmungstyp
Im Verarmungs-MOSFET wird bei der Herstellung ein
Kanal zwischen Source und Drain erzeugt. Legt man eine
negative Spannung ans Gate, so bildet sich nach dem
gleichen Prinzip wie beim Anreicherungstyp eine pleitende Schicht direkt unter dem Gate-Oxid. Diese
Schicht trägt aber nicht zum Stromfluß bei, sondern
verengt vielmehr den Kanalquerschnitt und verringert
Abb. 0-12: Funktionsprinzip des Verarmungs-MOSFETs (pdadurch den Drainstrom. Bei Gatespannung 0 fließt also
Kanal)
Strom, der bei negativ werdender Gatespannung kleiner
wird. Hieran kann man den Verarmungstyp vom Anreicherungstyp unterscheiden, der bei Gatespannung 0 sperrt. Bei beiden Typen erhöht aber eine positiver werdende
Gatespannung den Drainstrom und umgekehrt.
Abb. 13: Vergleich der Kennlinien von Anreicherungs- und Verarmungs-Typ (n-Kanal)
4.1.4 Leistungs-MOSFETs
Für Leistungsanwendungen muß der Kanalwiderstand möglichst klein sein, um die ohmschen Verluste im eingeschalteten Zustand zu minimieren. Um einen möglichst
großen Kanalquerschnitt auf einer möglichst kleinen Chipfläche unterzubringen benutzt man Anordnungen wie in Abb.
14. Auf dem n-Substrat befindet sich eine p- und darüber eine
n-leitende Siliziumschicht. Auf die Innenfläche der eingeätzten Gruben wird erst das Gateoxid und dann das Gatematerial aufgebracht. Positive Spannung am Gate erzeugt an der
Abb. 0-14: Leistungs-MOSFET
Oberfläche der p-Schicht den Kanal, durch den der Strom
von der Source zum Drain fließt. Leider erfordern höhere
Sperrspannungen einen immer längeren und damit hochohmigeren Kanal. Leistungs MOSFETs schalten sehr
schnell und sind damit für Schaltregler hervorragend geeignet.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
4. Feldeffekttransistor
15
4.2 JFET
Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFET= Junction FET) haben ein Gate aus dotiertem Silizium, das vom Kanal
durch eine Sperrschicht isoliert ist. Sie gehören auch zum Verarmungstyp.
UGS=UDS=0
UGS=0, UDS>0
UGS<0
Der pn-Übergang Gate-Kanal ist spannungslos. Es kann sich daher keine Sperrschicht
ausbilden.
Durch n-Kanal fließt ein Elektronenstrom. UDS fällt längs des Kanals ab
Zwischen Gate und Kanal liegt in Drain-Nähe eine größere Sperrspannung als in
Source-Nähe
Da die Breite d der Sperrschicht d ~ U R , bildet sich Drainseitig eine breitere
ladungsträgerfreie Sperrschicht aus als Sourceseitig
Der Kanal wird zunehmend eingeengt
Ist UDS=UTO erreicht, ist der Kanal nahezu abgeschnürt (Kanalabschnürung, pinchoff). Dieser Spannungswert von UDS wird auch als Pinch-off-Spannung, Turn-OnSpannung oder Kniespannung bezeichnet.
Zwischen dem Punkt xP und Drain steigt bei ID=konst. Die Stromdichte und somit
auch die elektr. Feldstärke E. Die Elektronen erreichen eine immer größere Geschwindigkeit, da bei konst. Beweglichkeit (bn=konst.) die Driftgeschwindigkeit der
Elektronen mit v n ~ E steigt.
Die Geschwindigkeit steigt so lange an, bis die Elektronen-Sättigungsgeschwindigkeit vnmax (ca. 107 cm/s) erreicht ist. Bei weitere ansteigendem E-Feld bleibt
vnmax=konst. Und die Elektronenbeweglichkeit bn sinkt. D.h., das unter realen Bedingungen keine vollständige Kanalabschnürung möglich ist und die Kennlinie im Abschnürbereich immer noch eine geringe Steigung besitzt.
Ist UGS<0, so bilden sich (auch bei UDS=0) eine zusätzliche, ladungsträgerarme
Sperrschicht aus, die den Kanal weiter verengt.
Wird UDS>0, überlagern sich die Sperrschichtprofile, die schließlich wieder bei
hinreichend hoher Spannung UDS zur fast vollständigen Abschnürung führen.
Im Gegensatz zu UGS=0 wird die Pinch-off-Spannung UP bereits bei niedrigerer
Spannung UDS erreicht. Dies führt zu einem geringeren Drainstrom ID.
Grundlagen der Leistungselektronik
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16
B. Bauelemente der Leistungselektronik
Abb. 15: Kennlinien des n-Kanal-JFET
I DS

U 
= I DSS ⋅ 1 − GS 
U TO 

2
Übertragungskennlinie
mit
I DSS = I DS
U GS =0
U TO = U GS I
DS =0
(Drain-Source-Sättigungsstrom)
(Abschnürspannung)
Grundlagen der Leistungselektronik
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5. IGBT 17
4.3 Übersicht
5. IGBT
Abb. 0-16: Prinzip des IGBTs
IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) sind Bauelemente, die wie FETs durch eine Spannung gesteuert werden. Im Vergleich zu den FETs haben sie geringere Durchlaßverluste, allerdings ist die mögliche Schaltfrequenz auf
ca. 20 kHz begrenzt, so daß diese Bauelemente hauptsächlich bei großen Leistungen angewendet werden. IGBTs
werden heute bei Spannungen bis ca. 3500V und Strömen
bis in den kA-Bereich eingesetzt.
Mit wachsender Sperrspannung haben MOSFETs einen immer längeren und dadurch hochohmigeren Kanal.
Deswegen haben bei Sperrspannungen ab etwa 150V bipolare Transistoren im eingeschalteten Zustand geringere
Verluste als Leistungs MOSFETs. Den Nachteil des relativ großen Basisstroms vermeidet der Insulated Gate Base
Transistor (IGBT) durch die Kombination eines n-Kanal MOSFETs mit einem pnp-Leistungstransistor. Der MOSFET wird leistungslos gesteuert und schaltet den Basisstrom des pnp-Transistors. Der Spannungsabfall auch bei
großen Strömen liegt um 1V. Das Ersatzschaltbild in Abb. 16 zeigt auch den parasitären npn-Transistor aus Source, Substrat und Drain des MOSFET. Zusammen mit dem Emitter des pnp-Transistors entsteht so ein Thyristor
(npnp), dessen Zünden durch spezielle Maßnahmen ausgeschlossen werden muß.
FET ähnliche Eigenschaften:
Spannungssteuerung des Gate
Eingangskapazität, die beim Ein- und Ausschalten umgeladen werden muß
Grundlagen der Leistungselektronik
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18
B. Bauelemente der Leistungselektronik
Gefahr der Zerstörung durch elektrostatische Ladungen
Durch bipolare Struktur verursachte Eigenschaften:
Kein mit der Temperatur ansteigender On-Widerstand (RDSon), geringe stationäre Verluste
Schweifstrom beim Ausschalten durch Rekombination der Minoritätsladungsträger
Keine innere Inversdiode
Abb. 17: Detailansichten eines IGBT-Moduls für Leistungsanwendungen
Grundlagen der Leistungselektronik
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6. Thyristor
19
6. Thyristor
6.1 Physikalische Grundlagen von Vierschicht-Bauelementen
Thyristoren sind in der Schichtfolge p+npn+ aufgebaut,
wodurch ein Vierschicht-Element mit drei pn-Übergängen
entsteht, der bistabiles Verhalten aufweist. Nahezu alle
Eigenschaften
können
durch
eine
2-TransistorErsatzschaltung gut beschrieben werden. Ein pn-Übergang
kann auch als Metall-Halbleiter-Kontakt ausgeführt sein.
Entsprechend der Anzahl der verwendeten Elektroden
unterscheidet man zwischen
Abb. 0-18: Prinzip und Ersatzschaltbild (aus 2 komplementären Transistoren) von Vierschicht-Bauelementen.
Die Z-Diode simuliert das Verhalten bei „ÜberkopfZündung“.
Vierschicht-Diode,
Vierschicht-Triode oder
Vierschicht-Tetrode.
Wenn allgemein von dem Thyristor gesprochen wird, so ist speziell die rückwärtssperrende Thyristor-Triode
gemeint, die später noch erläutert wird. Die Vierschicht-Struktur ist gemäß Abb. 18 als 2 komplementäre pnp- und
npn-Transistoren dargestellt. Die gemeinsamen Zonen (2) und (3) verkoppeln beide Transistoren, die gleichzeitig
leiten oder sperren können. Das Durchbruchverhalten der gemeinsamen CB-Diode (pn-Übergang 2-3) wird durch
eine Z-Diode modelliert. Die Strom-Spannungs-Beziehungen dieser Anordnung können aus den TransistorGleichungen nach EBERS-MOLL4 abgeleitet werden:
 U 23


 U12
I12 = I S1 ⋅  e n⋅UT − 1 − A RP I S2 ⋅  e n⋅UT − 1




U 23
U12


 −

 − U 23

 U34

I 23 = A FP M P I S1  e n⋅UT − 1 − εM P I S2  e n⋅U T − 1 − (1 − ε )M N I S2  e n⋅U T − 1 + A FN M N I S3  e n⋅U T − 1








U 23
U 34
 −



I 34 = − A RN I S2 ⋅  e n⋅UT − 1 + I S3 ⋅  e n⋅UT − 1




mit
I12:
U12:
IS1...3:
MP,N:
ε:
(1- ε):
AFN:
ARN:
AFP:
ARP:
n:
U T:
[B-6.1a]
[B-6.1b]
[B-6.1c]
Strom durch pn-Übergang 1-2
Spannung über pn-Übergang 1-2
Sperrsättigungsströme
Stromverstärkungsfaktor für Löcher bzw. Elektronen
Löcheranteil
Elektronenanteil
Emissionskoeffizient
Temperaturspannung
Das bistabile Verhalten des Vierschicht-Elements läßt sich mit Hilfe des Ersatzschaltbildes nach Abb. 18 aus der
Stromabhängigkeit der Stromverstärkung A herleiten. Dabei fließen im gesperrten Zustand unterhalb der Durchbruchspannung der vorwärts betriebenen Transistoren nur geringe Restströme. Daher bleiben die Stromverstärkun4 Im Vergleich zum EBERS-MOLL-Modell für Bipolartransistoren müssen hier zusätzlich Stoßionisation, Ladungsträgervervielfachung aus
den Sperrsättigungsströmen IS1...3 und den Stromverstärkungen im Normal- und Inversbetrieb der npn- und pnp-Transistoren AFN, ARN,
AFP, ARP berücksichtigt werden.
Grundlagen der Leistungselektronik
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20
B. Bauelemente der Leistungselektronik
gen sehr niedrig. Bei niedriger Spannung zwischen Anode und Kathode UAK beliebiger Polarität ist das Element
demnach gesperrt. Beim Überschreiten einer gewissen Grenzspannung in positiver Richtung nimmt der KollektorStrom von T1 stark zu, so daß T2 aufgesteuert wird. Damit setzt eine Mitkopplung ein, die zu einem kippartigen
Einschalten beider Transistoren führt, wenn das Produkt der Stromverstärkungen Bpnp•Bnpn>1 ist. In Analogie zum
vergleichbaren Einschaltvorgang einer früher üblichen Gasentladungsröhre spricht man vom Zünden des Elementes. Die Spannung UAK bricht dabei bis auf ca. 1V zusammen, wodurch der Strom immer mit einem Vorwiderstand
RV begrenzt werden muß.
Bei Betrieb der Vierschicht-Elementes an einer Spannungsquelle ohne Serienwiderstand kann ohne einen strombegrenzenden Vorwiderstand RV das Element zerstört werden!
6.2 Thyristor-Diode
6.2.1 Rückwärtssperrende Vierschicht-Diode
Bei der rückwärtssperrenden Vierschicht-Diode sind nur die äußeren
beiden Zonen kontaktiert. Da es sich um eine Reihenschaltung handelt, gilt
I = I12 = I 23 = I 34
[B-6.2]
und die äußere Anodenspannung UAK ergibt sich aus der Summe der
Teilspannungen an den pn-Übergängen
U AK = U12 + U 23 + U 34
Abb. 19: Prinzip und Symbol der VierschichtDiode
[B-6.3]
Ohne weitere Herleitung ergibt sich aus Gl. [B-6.2] für den Strom I
(mit AFP, AFN<1)
 − nU⋅U23T
 (ε − A FP A RP )M P + (1 − ε − A FN A RN )M N
− 1 ⋅
I = I S2 ⋅  e
1 − A FP M P − A FN M N


[B-6.4]
Die Strom-Spannungs-Kennlinien einer Vierschicht-Diode lassen sich in 5 Bereiche einteilen (siehe Abb. 20).
Sperrkennlinie: Bei Sperrpolung bleibt der
dann in Durchlaßrichtung gepolte pn-Übergang
2-3 wirkungslos und die Reihenschaltung der
Übergänge 1-2 und 3-4 bestimmen das Sperrverhalten. Maßgebend für IR ist der besser
sperrende pn-Übergang.
Durchbruchkennlinie: In der Nähe der Durchbruchspannung UBR des höher sperrenden pnÜberganges kommt es zur Ladungsträgervervielfachung und somit zu einem steilen Stromanstieg.
Abb. 20: 5 Kennlinen-Bereiche der Vierschicht-Diode
Blockierkennlinie: Bei Durchlaßpolung leiten die äußeren beiden pn-Übergänge 1-2 und 3-4. Das Sperr- bzwBlockierverhalten bestimmt dann der pn-Übergang 2-3. Solange die Spannung U23 unter der Durchbruchspannung
UB0 liegt, ist die Ladungsträgervervielfachung vernachlässigbar und die Transistoren schalten nicht durch, da ihre
stromabhängigen Stromverstärkungen AFP und AFN für eine Mitkopplung zu gering sind. Für U<UB0 ergibt sich
somit aus Gl. [B-6.4]
Grundlagen der Leistungselektronik
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6. Thyristor
U
− 23

I = I S2 ⋅ 1 − e n⋅UT





mit AFP=AFN≈0, MP=MN≈1
21
[B-6.5]
Wie zu erkennen ist, entspricht die Charakteristik der Sperrkennlinie einer gewöhnlichen Diode.
Fallende Kennlinie (negativer differentieller Widerstand): Nähert sich die Spannung der Durchbruchspannung
des pn-Überganges 2-3 bzw. der Kippspannung UB0, so kommt es wegen des Lawinendurchbruchs zu einem Anstieg der Faktoren MP bzw. MN. Der zunehmende Strom der beiden Transistoren T1 und T2 erhöht deren Stromverstärkung A. Dabei kann der Nenner der Gl. [B-6.4] unendlich klein oder gar negativ werden und es kommt zu
einem Stromanstieg um einige Zehnerpotenzen – Zündung bzw. Latch-up.
Zündbedingung:
A FP M P + A FN M N ≥ 1
[B-6.6]
Im gezündeten Zustand emittieren der pn-Übergang 1-2 positive, und 3-4 negative Ladungsträger in die Sperrschicht des mittleren Überganges 2-3 und die Transistoren der Ersatzschaltung T1,2 arbeiten in Sättigung. Dabei
läßt der Strom die Stromverstärkung so stark ansteigen, daß die Diode auch ohne Ladungsträgermultiplikation
leitet.
A FP + A FN ≥ 1
(mit MP=MN≈1).
[B-6.7]
Die Spannung UAK der getriggerten Vierschicht-Diode sinkt wegen der geringen Flußspannung der leitenden
Übergänge 1-2 und 3-4, sowie der niedrigen Bahnwiderstände auf ca. 1V. Es fließt somit ein Kurzschlußstrom.
Bei Betrieb des Vierschicht-Elementes an einer Spannungsquelle ohne Serienwiderstand kann ohne einen strombegrenzenden Vorwiderstand RV das Element zerstört werden!
Durchlaßkennlinie: Eine einmal getriggerte Vierschicht-Diode bleibt solange leitend, bis man den Anodenstrom I
durch äußere Einflüsse unter den Grenzwert IH (Haltestrom) absenkt. Hierfür genügt z.B. ein Nulldurchgang des
Stromes nach Umkehrung der Polarität der externen Spannung.
6.2.2 DIAC
Der DIAC (Diode for alternating current) entsteht durch Antiparallelschaltung zweier identischer VierschichtDioden, wodurch sich ein symmetrischer Kennlinienverlauf ergibt.
Abb. 21: Physikalisches Prinzip, Symbol und Kennlinie eines DIACs
Die Rückwärts-Durchbruchspannung der einen Vierschicht-Diode muß jeweils über die Kippspannung der antiparallel geschalteten liegen. Dann ergibt sich ein symmetrischer Kennlinienverlauf nach Abb. 21. Die Symmetrie
der Kennlinien ermöglicht einen Einsatz in Wechselspannungsnetzen, wobei dann beide Halbwellen eine Zündung
auslösen können. DIACS werden hauptsächlich zur Triggerung von TRIACs verwendet.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
22
B. Bauelemente der Leistungselektronik
6.3 Thyristor-Trioden
Triggerung läßt sich durch einen externen Strom einer 3. Elektrode (Gate) beeinflussen.
6.3.1 Rückwärtssperrender Thyristor
6.3.1.1 Physikalisches Prinzip
Abb. 22: Physik. Prinzip, Ersatzschaltbild und Symbol eines rückwärtssperrenden Thyristors. Zur Vermeidung des SCHOTTKY-Effektes ist
unter der Anode eine p+-Schicht eingefügt. Die zwei Basiszonen ermöglichen Thyristoren mit sowohl kathoden- als auch anodenseitiger Zündung.
Die beiden parasitären Widerstände (Exemplarstreuung) modellieren
einen höheren, zur Zündung notwendigen Zündstrom und bestimmen
darüberhinaus den Verlauf den Zünddiagramms (siehe Abb. 24).
Strukturell besteht ein Thyristor aus 3 pnÜbergängen. Während die statische Triggerung der Vierschicht-Diode ausschließlich
durch den Durchbruchstrom erfolgt, läßt sich
die Zündung des Thyristors durch einen
äußeren Strom IG steuern, der kathoden- bzw.
anodenseitig als Basisstrom entweder des
npn- oder pnp-Transistors fließt. Ob nun eine
kathoden- oder anodenseitoge Zündung
erfolgt, zeigt schon die Zuordnung der GateElektrode im Schaltsymbol.
Ist die Anode positiv gegenüber der Kathode,
so sperrt der mittlere pn-Übergang Thyristor,
solange das Gate nicht angesteuert wird.
Fließt ein kleiner Strom ins Gate, so wird
dieser durch den npn-Transistor verstärkt und schickt seinen Kollektorstrom in die Basis des pnp-Transistors.
Dieser verstärkt den Strom weiter und führt ihn zum Gate zurück. Ist das Produkt der beiden Stromverstärkungen
Bpnp•Bnpn>1, so schaukelt sich der Strom sehr schnell auf, bis er z. B. durch die Last begrenzt wird. Man sagt: der
Thyristor zündet. Im gezündeten Zustand überschwemmen die Ladungsträger die beiden inneren Schichten und die
Flußspannung ist sehr klein. Der Thyristor bleibt gezündet, solange ein Mindeststrom (der Haltestrom) fließt.
Gelöscht wird der Thyristor nicht über das Gate sondern durch Unterschreiten des Haltestroms für die Dauer der
Freiwerdezeit. Dies ist die Zeit, welche die Ladungsträger brauchen, um durch Rekombination auszusterben. Zum
Leidwesen der Bauelementehersteller stellt im Prinzip jede Schichtfolge pnpn in einem Bauelement einen Thyristor dar. Dieser kann bei Zusammentreffen ungünstiger Umstände zünden, was für das Bauelement sehr negative
Folgen haben kann. Man spricht dann von Latchup (Einschnappen), der in der Regel zur Zerstörung führt. Durch
spezielle Maßnahmen senkt man das Produkt der beiden Stromverstärkungen unter 1 und beseitigt so diese Gefahr.
Spezielle GTO-Thyristoren (GTO = Gate Turn Off) können mit einem Stromimpuls in das Gate gelöscht werden.
Dieser Strom muß aber durchaus 30-50% des fließenden Stroms betragen, keinesfalls genügen die zum Zünden
erforderlichen Ströme im mA-Bereich.
Abb. 23: Aufbau von Leistungsthyristoren mit Keramikmantel
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
6. Thyristor
23
Die einzelnen pn-Übergänge eines Thyristors sind unterschiedlich optimiert:
Der Unterschied der Dotierungsgrade trägt zwar nichts zum Sperrverhalten bei, verbessert jedoch
1-2:
das Zündverhalten.
Der nicht so steile Übergang der Dotierungsprofile realisiert eine hohe Blockierspannung bei Vor2-3:
wärtspolung.
Das mit dem pn-Übergang 2-3 vergleichbare Dotierungsprofil bewirkt in Sperrichtung eine entspre3-4:
chend hohe Sperrspannung.
6.3.1.2 Kennlinien und Gleichungen
Auch bei diesem Element gelten die Transistorgleichungen [B-6.1]. Die Anodenspannung UA ist wiederum gleich
der Summe der Teilspannungen der pn-Übergänge. Bei der Strombilanz ist jedoch noch der Gatestrom IG zu berücksichtigen.
U A = U12 + U 23 + U 34
[B-6.8]
I = I12 = I 23 ,
[B-6.9]
I 34 = I 23 + I G
U

− 23

I =  I G A FN M N + 1 − e n⋅U T


  (ε − A FP A RP )M P + (1 − ε − A FN A RN )M N
 ⋅

1 − A FP M P − A FN M N
 
[B-6.10]
Erhöht man nun den Gatestrom IG, steigen auch die Stromverstärkungen AFP und AFN (Annäherung an den Zündpunkt). Ist nun der Gatestrom so groß das der Nenner der Gl. [B-6.10] gegen Null geht, wird der Anodenstrom I
unendlich groß (theoretisch! → Strombegrenzung) → Der Thyristor zündet. Um nun die Zündbedingung genau zu
errechnen, setzt man einfach den Nenner von Gl. [B-6.10] zu Null und man erhält
A FP I ⋅ M P U 23 + A FN I ⋅ M N U 23 = 1
[B-6.11]
Die Zündung des Thyristors kann nun entweder
mit IG=0 (wie bei der Thyristor-Diode) ausschließlich durch die in der Nähe der Durchbruchspannung des pnÜberganges 2-3 hohe Werte der Ladungsträgervervielfachung MP und MN erfolgen
oder im anderen Extremfall
ohne Ladungsträgervervielfachung mit MP≈1, MN≈1 nur aufgrund der wegen eines Gatestrom IG>0 ausreichend hohen Stromverstärkungen A FP ⋅ 1 + A FN ⋅ 1 ≥ 1
eintreten.
Abb. 24: Statische Kennlinie (links) und Eingangskennlinie (Zünddiagramm) des Thyristors. Bereich III kennzeichnet den Bereich
der sicheren Zündung. Den Bereich unter der max. zulässigen Steuerleistung Ptot bezeichnet man als Betriebsbereich oder SOA (Safe
Operating Area). Die Bereiche I bis III werden von der oberen und unteren Eingangskennlinie beschrieben, die durch Temperaturabhängigkeiten (Schwellspannung sinkt mit steigender Temperatur) und parasitären Widerständen (Exemplarstreuung, siehe
auch Abb. 22) bestimmt werden.
Grundlagen der Leistungselektronik
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24
B. Bauelemente der Leistungselektronik
Die Kennlinien eines Thyristors entsprechen denen der Vierschicht-Diode. Die Zündung läßt sich jedoch gezielt
mit einem Gatestrom IG einleiten. Bezüglich des Zündverhaltens gibt es zwischen den oben erwähnten Extremfällen einer Zündung Übergangszustände. Mit zunehmenden Gatestrom zündet der Thyristor mit kleiner werdenden
Anodenspannung und ab einem Mindestwert IGT bleibt er immer durchgeschaltet.
Die Eingangskennlinie entspricht der eines Transistors. Exemplarstreuungen und Temperaturabhängigkeiten sind
bei der Auslegung des Zündkreises zu berücksichtigen. Dabei ist unterhalb eines Mindeststromes IGD keine Zündung möglich (Bereich I). Der angrenzende Bereich II führt noch zu keiner sicheren Zündung. Erst ab den Werten
IGT bzw. UGT schaltet der Thyristor sicher durch (Bereich III).
6.3.1.3 Einschaltverhalten
Die Zündung des Thyristors findet zuerst in unmittelbarer Nähe der Gateelektrode statt und breitet sich dann über
die gesamte Kristallfläche aus. Auf der kleinen, anfangs leitenden Fläche ist die Stromdichte5 sehr groß und deshalb ist der Spannungsabfall über dem Ventil während der Einschalt- bzw. Zündzeit tgt höher als im stationären
Zustand. Dies verursacht zusätzliche Verluste, die den Kristall in der Nähe der Gateelektrode stark erwärmen oder
gar zerstören können.
Abb. 25: Einschaltvorgang eines Thyristors bei ohmscher Last
a) Zündstrom (Gatestrom) IG
b) Vorwärts-Sperrspannung UA und Durchlaßstrom I
c) Einschaltverlustleistung
mit
tr:
tG :
tgt:
tgd:
tgr:
I:
UA:
PVE:
Anstiegszeit des Gatestroms IG
Gesamtdauer des Zündstromes
Gesamt-Zündzeit
(Mindest-Zündimpulslänge)
Zündverzugszeit
Durchschaltzeit
Anodenstrom
Anodenspannung
Einschalt-Verlustleistung
Wenn der Zündstrom IG einsetzt wird zwar der Anodenstrom
und somit auch Bnpn größer, jedoch ist immer noch
Bnpn+Bpnp<1. Die Zündbedingung ist somit noch nicht erfüllt.
Der Zündverzug tgd läßt sich durch Ansteuerung mit hohen,
steilen Impulsen6 verringern und ist beendet, sobald die Zündbedingung erfüllt Bnpn+Bpnp=1 ist (bei ca. 90% der Blokkierspannung UD, Größenordnung 1µs). Die sehr große Ladungsträgerdichte am Kathodenrand injiziert Elektronen in die
Basiszone eines Transistors, wodurch sich dort kurzzeitig eine
sehr hohe Stromdichte des inneren Kollektorstroms über den
Rand der Kathode einstellt. Es kann bis zu 100µs dauern, bis
sich über die Kathode ein gleichmäßige Stromverteilung
eingestellt hat. Dannach ist die gesamte Kristallfläche am
Stromtransport beteiligt und der Durchlaßspannungsabfall
über den Thyristor hat einen stationären Wert erreicht.
In dem Maße, in dem der Widerstand des Thyristors sinkt,
steigt der Strom IT an und die Spannung UT fällt. Die Ansteigszeit des Anodenstroms tgr (Durchschaltzeit) gilt als
beendet, wenn die Spannung über dem Thyristor etwa 0.1UD
erreicht hat. Die Gesamteinschaltzeit tgt ist demnach
t gt = t gd + t gr
[B-6.12]
Sobald der Anodenstrom den Wert des Haltestromes IH erreicht hat, bleibt der Thyristor auch ohne Gatestrom leitend.
Die Verlustleistung PVE eines einzigen Einschaltvorganges
beträgt
t gt
PVE
1
=
⋅ U A I dt ,
TS 0
∫
[B-6.13]
die sich bei Schaltfrequenzen f≤50Hz (f=1/TS) vernachlässigen lassen. Dem gegenüber stehen die Durchlaßverluste PVD, die sich mit
5 Wegen des im Vergleich zur Dicke erheblich größeren Durchmessers der Thyristor-Tablette sind die Bahnwiderstände dominant und die
Stromdichte des Gate-Kathoden-Stroms ist somit nahe dem Kathodenrand am größten.
6 Um eine Überbeanspruchung des Thyristors während der Einschaltphase zu vermeiden, sollte der Stromanstieg di/dt begrenzt werden
Grundlagen der Leistungselektronik
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6. Thyristor
25
t gt
PVD
1
=
⋅ ............. dt = U TO I TAV + rT I 2TRMS
TS
∫
[B-6.14]
0
berechnen lassen. Dabei ist
I TAV =
ˆI
⋅
2π
I TRMS =
π
∫
sin (ωt ) dt =
π−Θ
ˆI
⋅
2π
π
ˆI
[1 − cos(Θ)]
2π
∫ sin (ωt ) dt = ˆI ⋅
2
π−Θ
(arithm. Mittelwert)
1 
1

Θ − sin(2Θ ) (quadr. Mittelwert, Eff.wert)
2π 
2

[B-6.15]
[B-6.16]
Abb. 26: Zur Ermittlung der Mittelwerte bei variablem Zündwinkel α.
Bei der Wahl eines Thyristors für Schaltfrequenzen f>400Hz müssen die Einschaltverluste besonders beachtet
werden, da diese dann in die Größenordnung der Durchlaßverluste und gar darüber liegen können. Einen bedeutenden Einfluß auf die Einschaltverluste hat die Anstiegsgeschwindigkeit di/dt des Durchlaßstromes. Bei induktiven Lasten ist di/dt klein und die Spannung UA über dem Thyristor fällt relativ schnell auf einen stationären Wert
ab. Die Verlustleistung ist dann niedrig. Entlädt sich jedoch ein Kondensator über den Thyristor (z.B. bei Kondensatorlöschung), dann steigt der Strom schnell an, bevor noch die Spannung über dem Thyristor selbst gefallen ist.
Die Folge ist eine hohe Verlustleistung7. Einschaltverluste lassen sich generell durch hohe, steile Zündimpulse und
eine sättigbare Spule in Reihe zum Thyristor verringern. Diese Spule begrenzt aufgrund ihrer Eigenträgheit die
Stromanstiegsgeschwindigkeit im Schaltzeitpunkt und weist nach Erreichen eines stationären Zustandes nur noch
eine geringe Restinduktivität auf.
Der Hersteller gibt im Datenblatt zu jeweiligen Ventil die max. zulässige Anstiegsgeschwindigkeit des Durchlaßstromes in Form der kritischen Stromsteilheit (di/dt)krit an (z.B. 150...300A/µs).
Das Steuergerät kann eine geringere Ansteuerleistung besitzen, wenn zuerst ein Hilfsthyristor angesteuert wird, der
dann die Gateelektrode des Hauptthyristors speist. Diese sog. innere Zündverstärkung ist meist bereits auf dem
Kristall des Hauptthyristors integriert.
7 Soll dennoch ein Kondensator über dem Ventil geladen bzw. entladen werden, muß der Strom durch einen Serienwiderstand zum Kondensator begrenzt werden.
Grundlagen der Leistungselektronik
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26
B. Bauelemente der Leistungselektronik
6.3.1.4 Ausschaltverhalten
Setzt der Durchlaßstrom, der ja bekanntlich nicht durch einen
negativen Steuerimpuls o.ä. am Gate gelöscht werden kann,
z.B. infolge eines Nulldurchganges aus ohne das eine Rückwärts-Sperrspannung anliegt (wie z.B. bei einem Thyristor mit
antiparaller Diode), dann rekombinieren Ladungen mit Majoritätsladungsträger (Majoritäten).
Meistens jedoch kehrt die Spannungsrichtung periodisch um
(Sinus) und der Ausschaltvorgang verläuft wie in Abb. 27
gezeigt. Dabei darf kein Gatestrom fließen. Noch vorhandene
Ladungsträger verursachen beim Umpolen eine Rückstromspitze und eine Sperrverzugszeit trr.
Abb. 27: Kenngrößen des Abschaltvorganges eines
Thyristors bei ohmscher Last.
Damit der Thyristor nicht frühzeitig zündet, muß die Raumladungszone 2-3 voll sperrfähig sein, d.h. die Speicherladungen
müssen vollständig entfernt sein. Die Zeit die für dieses
Räumen notwendig ist, wird als Freiwerdezeit tq (Räumzeit,
mit tq>trr) bezeichnet.
Die Freiwerdezeit tq wird mit steigender Temperatur größer.
Sie verkürzt sich, wenn nach dem Stromnulldurchgang eine
Rückwärts-Sperrspannung anliegt, die die gespeicherten
Ladungsträger ausräumt.
6.3.2 TRIAC
Durch Antiparallelschaltung zweier Thyristoren entsteht ein TRIAC (TRIode AC). Wegen der gemeinsamen
Nutzung von Schichten reichen wie beim DIAC 5 Zonen zur Realisierung der Transistorstrukturen mit einer Gateelektrode aus. Geeignete Dotierungsprofile ermöglichen den symmetrischen Verlauf der Kennlinien unter der
Voraussetzung, das die Sperrspannungen beider Thyristoren größer sind als deren Blockierspannung.
Abb. 28: Physikalisches Prinzip (Schichtfolge), Kennlinien und Schaltsymbol des TRIACs (TRIode AC)
1
2
3
4
Quadr.
I
I
III
III
UA
+
+
–
–
UG, IG
+
–
+
–
Wegen des symmetrischen Aufbaus werden die Anschlüsse mit A1 und A2 gekennzeichnet. Unabhängig von der Polung der Anodenspannung UA ist die
Zündung sowohl mit positiver als auch mit negativer Gatespannung möglich –
es gibt also vier Zündarten.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
6. Thyristor
27
6.3.3 GTO
Die GTO-Thyristoren (Gate Turn Off) sind Vierschicht-Halbleiterbauelemente mit wechselnder Dotierung. Die
Dotierung der Schichten ist sehr unsymmetrisch. Durch diese Maßnahme ist es möglich den GTO-Thyristor mit
einem negativen Steuerstrom abzuschalten. Der GTO-Thyristor kann über den Gate vom niederohmigen in den
hochohmigen Zustand geschaltet werden. Dazu ist ein Abschaltstrom, der etwa 20% bis 30% des Laststromes
beträgt. Dazu ist jedoch eine äußerst leistungsfähige Steuerschaltung notwendig.
Dieser Thyristor besteht aus der Parallelschaltung vieler (hunderte bis tausende) kleiner Teilthyristoren. Durch
einen gemeinsamen negativen Gateimpuls kann zum gleichen Zeitpunkt jeder Teilthyristor ausgeschaltet werden.
Während des Abschaltvorganges darf die Sperrspannung nicht zu schnell in positiver Richtung angsteigen. Diese
Begrenzung des du/dt-Wertes wird durch einen Beschaltungskondensator parallel zum GTO erreicht (RCDBeschaltung). Je nach Bauweise gibt es GTO-Thyristoren mit und ohne Rückwärts-Sperrfähigkeit.
Aus dem Erssatzschaltbild ist erkennbar, daß durch die Sperrung eines Transistors eine Abschaltung (Löschen) des
Elementes möglich ist. Es ist daher nur notwendig, die Basis-Ladungsträger eines Transistors mit einem Hilfe
eines Ausräumstromes abfließen zu lassen.
I=
− I G A FN M N
A FN
≈ −I G ⋅
1 − A FP M P − A FN M N
1 − A FP − A FN
[B-6.17]
Damit der zum Löschen erforderliche Gatestrom IG nicht unnötig hoch ist, sollte AFN≈1 und AFP<<1 sein. Die
Einhaltung der Stromverstärkungen stellt hohe Anforderungen an die Reproduzierbarkeit der Dotierungsverfahren
(Ionenimplantation). Der Bahnwiderstand großer Si-Tabletten erschwert die Ausräumung der Basiszone. Daher
wird das Gate streifenartig über die Tablette gezogen. Diese maßnahme verringert den Bahnwiderstand und Ladungsträger können zum Löschen des Elementes schneller ausgeräumt werden.
Abb. 29: Darstellung der Gatestreifen zur Verringerung der Bahnwiderstände
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
28
B. Bauelemente der Leistungselektronik
6.3.4 ASCR
(Asymmetrisch sperrender Thyristor). Der Einbau einer n+-Zone zwischen 3-4 begrenzt die Ausdehnung der Sperrschicht 2-3, wodurch die Rückwärts-Sperrspannung niedriger ausfällt. Die kurze Basiszone verbessert das Durchlaßverhalten und verringert gleichzeitig die Speicherzeit tS und Freiwerdezeit tq.
6.3.5 RCT
(Rückwärtsleitender Thyristor). Es gibt Umrichterschaltungen, deren Thyristoren rückwärts leiten müssen. Die
hierfür erforderliche Diode ist bereits im RCT integriert. Zur Vermeidung gegenseitiger Beeinflussung sind die
Thyristor-Diode-Strukturen durch ausreichend große Abstände (einige 100µm) voneinander entkoppelt.
6.3.6 Photo-Thyristor
Über ein Fenster der Kathode in die mittlere Sperrschicht pn-Überganges einfallende Photonen generieren bei ihrer
Absorption Ladungsträgerpaare, die vom elektrischen Feld getrennt werden. Diese Feldströme fließen als Basisströme in den entsprechenden Transistor und zünden den Thyristor. Da wie bei allen Photoelementen die Eindringtiefe der Photonen Wellenlängen-abhängig ist, müssen die Photonen eine ausreichende Energie besitzen.
6.3.7 PUT
PUT (Programable Unijunction Thyristor) ist ein Thyristor mit mit
anodenseitigem Gate. Die Gateelektrode liegt dabei an der Basis der pnpTransistorstruktur. Überschreitet die Anodenspannung UA die positive
Gatespannung, so schaltet der pnp-Transistor durch und der PUT triggert.
Mit der extern zugeführten Gatespannung UG läßt sich der Schaltpunkt
variieren.
Abb. 30: Ersatzschaltbild und Symbol
eines PUT
6.3.8 IGCT
Der IGCT (Insulated Gate Controlled Thyristor)
Grundlagen der Leistungselektronik
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6. Thyristor
29
6.3.9 MCT
Der MCT (MOS Controlled Thyristor) ist ein Leistungsschalter, dessen Strom-Spannungs-Kennlinie drei Äste
besitzt:
positive Sperrkennlinie:
negative Sperrkennlinie:
Durchlaßkennlinie
Beschreibt das Verhalten des MCT bei positiver Anodenspannung im gesperrten Zustand
Beschreibt das Verhalten des MCT bei negativer Anodenspannung im gesperrten Zustand, welches sehr viel schlechter ist als das bei positiver Anodenspannung (positives Sperrverhalten)
Mit Hilfe der Gateelektrode kann bei positiver Anodenspannung
UA der MCT von der positiven Sperrkennlinie in den Durchlaßbereich gebracht werden – das Element ist nun leitend. Während
dieser Phase weist der MCT ähnliche Eigenschaften auf wie ein
gewöhnlicher Thyristor.
Zum Abschalten des MCT muß zwischen Gate und Anode eine
positive Spannung UG angelegt werden. Der so unter dem Gate
influenzierte, n-leitende Inversionskanal schließt den Anodenanschluß mit der ebenfalls n-leitenden Driftzone kurz und ermöglicht
so dem Elektronenstrom von der Kathode einen direkten Weg zur
Anode. Dies führt nun dazu, daß die Löcherinjektion von der
Anode ausbleibt. Wenn dieser Strompfad einen geringeren SpanAbb. 31: U-I-Kennlinie des MCT
nungsabfall verursacht als der obere pn-Übergang, sammeln sich
Elektronen in der Umgebung dieses Überganges und der obere pnp-Transistor schaltet ab. Das Abschalten führt
zur Unterbrechung des positiven Rückkopplungseffektes – der MCT sperrt. Beim Sperren bei UA>0 führt der MCT
bis hin zur Durchbruchspannung nur einen sehr geringen Sperrstrom.
Das Einschalten des MCT erfolgt durch Anlegen einer negativen Gate-Anodenspannung. Dadurch wird ähnlich
wie beim Abschalten ein p-leitender Inversionskanal unter dem Gate influenziert. Dieser schließt die p-Schicht
(Anode) mit der unteren Driftzone kurz. Löcher können nun direkt in die untere Driftzone fließen, was einen
Basisstrom hervorruft. Dieser npn-Transistor schaltet damit durch und injiziert so einen Basisstrom in den oberen
pnp-Transistor. Die Thyristorstruktur zündet durch den posistiven Rückkopplungseffekt vollständig (Latch-up).
Mit diesem Element sind derzeit Schaltfrequenzen von ca. 50kHz erreichbar.
Vorteile
Geringe Durchlaßverluste als IGBT ermöglichen hohe Spitzenströme
Geringe Schaltverluste (soft-switching)
Schaltzeit des MCT unabhängig von Gatesignal
Geringer MILLER8-Strom
Nachteile
Höhere Schaltverluste als MOSFET und IGBT
(hartes Schalten)
Besonderheiten bei der Gate-Ansteuerung erhöhen
Schaltungsaufwand
Da der MCT, wie auch Leistungs-FETs und IGBTs, über ein MOS-Gate verfügen, ist er zwar leicht anzusteuern,
jedoch werden an das Gatesignal besondere Anforderungen gestellt. Hier sei auf entsprechende Literatur verwiesen (siehe z.B. [10]).
8
Grundlagen der Leistungselektronik
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30
B. Bauelemente der Leistungselektronik
6.4 Thyristor-Tetroden
Abb. 32: Ersatzschaltbild und Symbol einer Thyristor-Tetrode
Die Thyristortetrode ist eine Weiterentwicklung der Thyristortriode. Sie hat neben den Anschlüssen für die Anode (A) und Kathode (K) auch zwei Steueranschlüsse G1 und G2. Über den
Steueranschluß G1 kann die Thyristortetrode mit einem positiven
Strom und mit dem Steueranschluß G2 mit einem negativen
Strom in den niederohmigen Zustand geschaltet werden. Zum
Zurückschalten in den hochohmigen Zustand müssen die Steuerströme an den Steueranschlüssen umgekehrt gepolt werden. Das
Schalten in den niederohmigen bzw. hochohmigen Zustand ist
über einen Steueranschluß oder über beide gleichzeitig möglich.
Grundlagen der Leistungselektronik
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7. Übersicht
7. Übersicht
Grundlagen der Leistungselektronik
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31
32
C. Prinzip der Phasenanschnittsteuerung
C. Prinzip der Phasenanschnittsteuerung
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 33
D. Stromrichterschaltungen
1. Gleichrichterschaltungen
1.1 Ungesteuerte Gleichrichter
1.1.1 Einpulsschaltung (M1)
Die Schaltung wird mit einer sinusförmigen Wechselspannung
Abb. 33: Einpuls-Gleichrichter
(M1) bei ohmscher Belastung
u q = ˆu q ⋅ sin(ωt )
mit
bzw.
Uq =
uˆ q
2
⋅ e jϕ = U q ⋅ e jϕ
[D-1.1]
ûq: Amplitude der Quellenspannung uq
Uq: Effektivwert der Quellenspannung uq
gespeist. Die Diode ist bekanntlich in dieser Konfiguration nur während der positiven Halbwelle leitend und sperrt
während der negativen. Für höhere Spannung von Uq kann die Flußspannung der Diode (ca. 0.7V) vernachlässigt
werden. Während der negativen Halbwelle liegt die Diode in Sperrichtung an dem Spitzenwert der Wechselspannung. Das bedeutet, die Diode muß für Sperrspannungen von
U RRM = 2 ⋅ U q
[D-1.2]
ausgelegt sein. Da es sich hier um eine Reihenschaltung handelt, ist der Strom in jedem Element gleich.
Ohmsche Last, ohne Glättung:
Abb. 34: Strom- und Spannungsverlauf der M1-Gleichrichterschaltung mit Ohmscher Last, ohne Glättung (ideales Ventil, d.h. UF=0)
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
34
D. Stromrichterschaltungen
π
Arithm. Mittelwert:
U d = Ud0 =
1 2
u q sin (ωt ) dωt =
U q ≈ 0.45 ⋅ U q
π
2π
∫
[D-1.3]
0
Ud =
Effektivwert:
1
2π
π
∫ [u
q
]
sin (ωt ) 2 dωt =
0
Uq
2
≈ 0.707 ⋅ U q
[D-1.4]
Ud π
=
Ud 2
Formfaktor:
F=
Welligkeit:
w = F 2 − 1 = 1.21
FOURIER-Reihe:
 π
u d = U d ⋅ 1 + sin (ωt ) − 2 ⋅
 2
[D-1.5]
(ideal: F=0)
∞
∑
k
[D-1.6]
cos(kωt ) 

k 2 − 1 
mit k=2, 4, 6,...
[D-1.7]
Ohmsche Last, mit kapazitiver Glättung:
Der Glättungskondensator wird während der
Stromflußphase aufgeladen und gibt bei gesperrter
Diode seine gespeicherte Ladung an den Lastwiderstand RL ab. Der Innenwiderstand der Quelle
verringert die Ausgangsspannung Ud. Die Verzerrungsblindleistung belastet die Quelle (z.B. Trafo)
und die Diode.
Abb. 35: Strom- und Spannungsverläufe mit ohmscher Last und
kapazitiver Glättung (ideales Ventil).
Induktive Last (induktive Glättung):
Die Spule L in Reihe zum Widerstand RL glättet den Gleichstrom und begrenzt gleichzeitig den Kurzschlußstrom.
Während der Leitdauer (0...270°) wird in der Spule L eine Spannung
uL = L ⋅
did
dt
[D-1.8]
induziert, die den Anstieg des Gleichstroms verlangsamt, so daß der Spitzenwert des Gleichstroms (ca. 155°) erst
nach dem Maximum der Wechselspannung (90°) erreicht wird. Dabei speichert die Spule magnetische Energie.
Vom Zeitwinkel 155° an fällt der Strom ab und die Spule gibt ihre gespeicherte Energie an den Stromkreis zurück.
Deshalb kann der Strom sogar während der 1. Hälfte der negativen Halbwelle von uq (π...____) fließen. Die Spule
vergrößert also die Leitdauer auf θ>π.
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 35
Abb. 36: Strom-, Spannungs- und Leistungsverlauf einer Einpuls-Gleichrichterschaltung mit RL-Last (induktive Glättung) unter
Vernachlässigung der Durchlaßspannung des Ventils.
Den Verlauf des Gleichstromes id beschreibt die Dgl.
u q = R Li d + L
mit u q = ˆu q ⋅ sin(ωt )
di d
dt
[D-1.9]
die sich gelöst wie folgt darstellen läßt
id =
2U q
RL
[
⋅ cos (ϕ ) ⋅ sin(σ − ϕ) + sin (ϕ ) ⋅ e −σ⋅cot (ϕ )
]
 ωL 

mit ϕ = arctan
 RL 
Grundlagen der Leistungselektronik
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[D-1.10]
36
D. Stromrichterschaltungen
Induktive Last, mit Freilaufdiode:
Abb. 37: Strom- und Spannungsverlauf einer Einpuls-Gleichrichterschaltung mit RL-Last und Freilaufdiode unter Vernachlässigung
der Durchlaßspannungen der Ventile.
π
Arithm. Mittelwert:
U L = U L0
1 2
=
u q sin(ωt ) dωt =
U q ≈ 0.45 ⋅ U q
2π
π
∫
0
Belastung mit Gegenspannung:
Grundlagen der Leistungselektronik
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[D-1.11]
1. Gleichrichterschaltungen 37
1.1.2 Zweipuls-Brückenschaltung (B2)
Ohmsche Last (ohne Glättung, Zündwinkel α=0°):
Brückenschaltungen sind eine Serienschaltung von zwei Mittelpunktschaltungen, die von derselben Wechselspannung gespeist
werden.Während eine Mittelpunktschaltung die positiven Halbwellen gleichrichtet, nutzt die zweite die negativen Halbwellen;
in beiden muß gleichzeitig je ein Ventil leiten, da sonst wegen
der Serienschaltung kein Stromfluß zustande kommt. Die Ausgangsspannung der Brücke ist die Summe der Ausgangsspannungen der Mittelpunktschaltungen. Im Transformator fließt auch
Abb. 38: M2-Brückenschaltung mit ohmscher Last
sekundärseitig ein reiner Wechselstrom; eine einfache Tra(ohne Glättung).
fobauweise ist dadurch möglich. Auch ist die Trafoausnützung
besser als bei Mittelpunktschaltungen, weil bei den Brückenschaltungen die einzelnen Trafowicklungen doppelt so oft wie bei Mittelpunktschaltungen Strom führen. Den
Stromfluß teilen sich immer zwei Ventile einer Mittelpunktschaltung, d.h. der Stromflußwinkel der Ventile beträgt
θ = 360°/q. Bei der B2-Schaltung ist q = 2.
Grundlagen der Leistungselektronik
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38
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 39:
Ohmsche Last (ohne Glättung, Zündwinkel α=30°):
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
1. Gleichrichterschaltungen 39
Abb. 40
Ohmsche Last (induktive Glättung, Zündwinkel α=0°):
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
40
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 41: M2-Brückenschaltung mit induktiver
(vollständiger) Glättung und ohmscher Last.
Lastgrößen:
Ventilgrößen:
2 2
2 2
U SM ⋅ cos (α ) =
U S ⋅ cos (α )
π
π
U di = 0.9 ⋅ U S
U diα = 2 ⋅
I TAV =
Id
2
I TRMS =
Id
2
U AK ,max = 2 U S
Bei kapazitiver Glättung gelten die bei der entsprechenden einpulsigen Schaltung gezeigten Näherungsformeln.
Allerdings wiederholt sich der Ladevorgang bei jedem Puls. Die Periodendauer muß hier in allen Formeln durch
die Pulsbreite T/p ersetzt werden.
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 41
1.1.3 Zweipuls-Mittelpunktschaltung (M2)
Ohne Glättung (L=0):
Die beiden Spannungsquellen (z.B. Trafo mit Mittelanzapfung) liefern
eine um jeweils 180° verschobene Wechselspannung (Strangspannungen uq1, uq2) gleicher Amplitude. Gezündet werden kann das Ventil mit
der positiven Anodenspannung. Die Dioden wechseln sich in der
Stromführung periodisch ab und der Widerstand erfährt einen Stromund Spannugsverlauf gemäßt Abb. 43. In Dieser Konfiguration (ohne
Glättung) erhält man eine wellige, pro Periode zweipulsige Gleichspannung, bezogen auf einen gemeinsamen (symmetrischen) Mittelpunkt
(Pulszahl p=2) – der auch der Name Zweipuls-Mittelpunktschaltung.
Abb. 42: M2-Gleichrichterschaltung
Abb. 43: Strom- und Spannungsverlauf der M2-Gleichrichterschaltung mit Ohmscher Last, ohne Glättung (ideale Ventile, d.h. UF=0)
Der Strom- und Spannungsverlauf ist mit dem einer B2-Schaltung identisch. Demnach sind zunächst auch die
Lastgrößen mit B2 identisch:
Lastgrößen:
U diα = 2 ⋅
U di =
1
π
2 2
2 2
U qM cos (α ) =
U q cos (α )
π
π
∫
mit
Ventilgrößen:
2 U q sin (ωt ) dωt =0.9 ⋅ U q
(arithm. Mittelwert)
Effektivwert Trafo-Strangspannung
Uq:
Index i: idealer Spannungswert, d.h. unter Vernachlässigung Quellen- und DiodenWiderstände, sowie der Dioden-Flußspannungen (UF=0)
Udi:
Arithm Mittelwert der welligen Gleichspannung
Udiα:
UqM: Effektivwert Leiterspannung, d.h. UqM=Uq1=Uq2
ˆu D = 2 2 U q = 2.83U q (max. Dioden-Sperrspannung)
Ideale Glättung (L→∞
→∞):
→∞
Im eingeschwungenen Zustand fließt durch die Last RL ein Gleichstrom, der durch die Glättungsspule (Drossel)
konstant gehalten wird. Gezündet wieder das Ventil mit der positiven Anodenspannung. Dieses übernimmt den
Laststrom und führt diesen solange bis das nächste Ventil gezündet wird – also auch bei negativer Speisespannung
Uq. In diesem Fall induziert die Glättungsdrossel eine negative Spannung an die Kathode dieses Ventils (um der
Stromabnahme entgegenzuwirken), so daß die Anode immer noch positiver als die Kathode bleibt. Wird das nächste Ventil gezündet, welches eine positivere Speisespannung als Anodenspannung sieht, so übernimmt dieses den
Laststrom: Der Strom kommutiert von einem Ventil zum nächsten. Mit dem Steuerwinkel werden die Stromblöcke
gegenüber der treibenden Wechselspannung verschoben.
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
42
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 44: Strom- und Spannungsverlauf der M2-Gleichrichterschaltung mit induktiver Glättung (ideale Ventile, d.h. UF=0)
Da die Spule (Drossel) keine Gleichspannung aufnehmen kann, liegt der Gleichspannungsmittelwert Udi am Lastwiderstand RL.
Lastgrößen:
U diα
1
=
π
U di =
Ventilgrößen:
π+ α
∫
2 U qM ⋅ sin(ωt ) dωt = U di cos (α )
α
P = U diα I d = Pdi cos (α )
2 2
U qM = 0.9 U SM
π
I TAV =
Id
2
I TRMS =
Id
U AK ,max = 2 2 U SM
2
Beispiel:
Für eine Zweipuls-Mittelpunktschaltung mit induktiver Glättung (siehe Abb. 42) sollen einige Eckdaten berechnet werden
(UP=400V/50Hz, RL=5Ω, Udi=110V).
a) Berechne das erforderliche Übersetzungsverhältnis ü=NP/NS des Trafos!
Effektivwert der sek. Trafo-Strangspannung:
Übersetzungsverhältnis:
ü=
US =
U di
= 122V
0 .9
N P U P 400V
=
=
= 3.28
N S U S 122 V
b) Berechne den Scheitelwert der max. Dioden-Sperrspannung ûD!
ˆu D = 2 2 U S = 346V
c) Skizziere den zeitlichen Verlauf der ungeglätteten Gleichspannung ud, uL, id1!
Scheitelwert der sek. Trafo-Strangspannung:
ˆu S = 2 U S = 173V
Gleichstrom:
Abb. 45: Verlauf der Spannungen und Ströme zum
berechneten Beispiel.
Id =
Ud
= 22A
RL
Die Spule nimmt den in ud enthaltenen Wechselspannungsanteil auf, während der Gleichspannungsanteil Ud am Lastwiderstand RL abfällt. Für den zeitlichen Verlauf Spulenspannung uL gilt also
u L = ud − Ud
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 43
Kapazitive Glättung:
Eine weitere Variante die Welligkeit der erzeugten Gleichspannung zu reduzieren ist einen Kondensator C parallel
zum Lastwiderstand RL zu schalten (ohne L natürlich). Gleichzeitig wird auch der durch den Lastwiderstand
fließende Gleichstrom geglättet.
Der Kondensator C wird jeweils in einer relativ kurzen Zeit mit entsprechend hohen Stromimpulsen id1, id2 auf den
Scheitelwert der Strangspannung aufgeladen. In der restlichen verbleibenden Zeit entlädt er sich über den ohmschen Lastwiderstand RL, wobei beide Dioden hierbei Stromlos bleiben. Die Welligkeit der erzeugten Gleichspannung ud ist umso geringer, je größer die Kapazität C ist. Allerdings ist bei der Wahl der Kapazität ein vernünftiges
Mittelmaß zu wählen, da mit steigender Kapazität C die Stromimpulse id1, id2 größer und kürzer werden (EMV!) da
diese Ströme nur dann fließen, wenn uq1>ud bzw. uq2>ud ist. Der Gleichstrom durch den Lastwiderstand folgt der
Beziehung
id =
ud
.
RL
Dies bedeutet, das id die gleiche Welligkeit aufweist wie ud.
Wie bereits angedeutet besitzt die kapazitive Glättung
einige Nachteile:
Abb. 46: U-I-Verlauf einer M2-Schaltung mit kapazitiver Glättung (ideal).
Die hohen, steilen Stromimpulse id1, id2 führen zu
Netzspannungseinbrüchen und somit zu nicht
mehr sinusförmiger Netzspannung. Weitere Verbraucher am gleichen Netz können davon betroffen sein.
Hoher Oberschwingungsgehalt durch starke
Abweichung von Sinusform und somit zu einer
zusätzlichen Erwärmung des Trafos.
Störstrahlung durch hohe Stromsteilheit (EMV!)
Aus diesen Gründen wird die M2-Gleichrichterschaltung mit kapazitiver Glättung nur selten eingesetzt.
Grundlagen der Leistungselektronik
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44
D. Stromrichterschaltungen
1.1.4 Dreipuls-Mittelpunktschaltung (M3)
Ohne Glättung (L=0):
Die M3-Gleichrichterschaltung entsteht aus 3 parallelgeschalteten M1-Schaltungen. Die Strangspannungen U1M...3M
(Strangspannungen) besitzen gleiche Amplitude, sind jedoch
um 120° phasenverschoben. Demnach ist die Stromführungsdauer pro Ventil:
λ=
2π
= 120°
3
Wie bereits erwähnt ist eine Diode genau dann leitend, wenn
die Anode mindestens um die Dioden-Schwellspannung
positiver ist als die Kathode. Bei ωt=π/6 (30°) sind die Außenleiterspannungen uq1 und uq3 identisch, bevor dann
uq1 größer als uq3 wird. Damit wird V1 leitend und es fließt ein Strom Id durch den Lastwiderstand RL, was wiederum einen Spannungsabfall Ud zur Folge hat. Nach 120° wird uq2>uq1, so daß V2 leitend wird und V1 sperrt. Diesen
Vorgang nennt man Kommutierung. Eine kontinuerlicher Stromfluß gemäß Abb. 48 ist die Folge. Da diese Stromübernahme einzig durch das Drehstromnetz erfolgt, wird diese Gleichrichterschaltung auch als netzgeführter
Stromrichter bezeichnet.
Der Laststrom hat die gleiche (pulsierende) Form wie die Ausgangsspannung. Ist Steuerwinkel α=0...30°, so
schließen die Stromblöcke der einzelnen Ventile zeitlich nahtlos aneinander an. Ist α>30°, so wird der Strom eines
leitenden Ventils Null bevor das nächste Ventil einschaltet – es entstehen Stromlücken.
Abb. 47: M3-Gleichrichterschaltung
Ideale Glättung (L→∞
→∞):
→∞
Der Stromflußwinkel θ in einem Ventil beträgt 120°. Auch hier werden die Stromblöcke mit zunehmendem Steuerwinkel verschoben, während die mittlere Gleichspannung immer kleiner und schließlich bei α>90° negativ wird.
Um bei α>90° den Stromfluß in der gleichen Richtung aufrecht zu erhalten, muß die Last Energie zurückspeisen
(aktive Last: z.B. Gleichstromgenerator, Motor im Bremsbetrieb, Gleichstromquelle).
Lastgrößen:
U diα
3
=
2π
5π +α
6
∫
2 U SM ⋅ sin(ωt ) dωt = U di cos (α)
π +α
6
3 3 2
U SM = 1.17 U SM
P = U diα I d
2π
I
I
I TRMS = d
= d
3
3
U di =
Ventilgrößen:
I TAV
U AK ,max = 3 2 U SM = 2.45U SM
Abb. 48: Strom- und Spannungsverlauf in einer M3-Gleichrichterschaltung bei vollständiger Glättung (ideale Ventile)
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
1. Gleichrichterschaltungen 45
1.1.5 Sechspuls-Brückenschaltung (B6)
Die B6-Gleichrichterschaltung entsteht aus 2 parallelgeschalteten (wechselspannungsmäßig) bzw. 2 in Reihe
geschalteten (gleichspannungsmäßig) M3-Schaltungen.
Die Strangspannungen U1M...3M (Strangspannungen) besitzen gleiche Amplitude, sind jedoch um 120° phasenverschoben und symbolisieren wieder einen Drehstromtransformator. Die Stromführungsdauer pro Ventil ist wieder:
λ=
2π
= 120°
3
Diese Gleichrichterschaltung ist am vorteilhaftesten, da
hier die Besonderheiten des Drehstromnetzes ausgenutzt
wird, nach der zwischen den Außenleitern eine um den
Faktor 3 höhere Spannung besteht als zwischen einem Leiter und Nullpunkt. Es ergibt sich eine Spannung mit
einer sechspulsigen Welligkeit (p=6). Die Welligkeit ist somit geringer als die einer M3-Schaltung, da die Scheitelpunkte der beiden dreipulsigen Spannung um 60° (bei M3: 120°) gegeneinander versetzt sind. Im Zusammenspiel der Ventile in der B6-Schaltung lösen sich die Dioden also bereits nach 60° in der Durchlaßrichtung ab, so
daß die Gleichspannung Ud eine deutlich kleinere Welligkeit aufweist. Man bezeichnet diese Schaltung als Sechspuls-Brückenschaltung oder auch Drehstrom-Brückenschaltung.
Abb. 49: B6-Gleichrichterschaltung (hier: netzgeführt)
U d = 2 ⋅ 1.17 U S
U dα = U d cos (α )
(bei Vollaussteuerung, α=0°)
(bei Teilaussteuerung, α>0°)
Der fließende Gleichstrom beträgt (bei α=0°)
Id =
Ud
RL
Grundlagen der Leistungselektronik
Oliver Kettenbaum
46
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 50: Strom- und Spannungsverlauf einer B6-Brückenschaltung mit idealer
Glättung. Die Zündströme iGT sind nur dann zu betrachten, wenn anstelle von
Dioden gesteuerte Thyristoren verwendet werden. Werden Thyristoren verwendet
nennt man diese Schaltung B6C (C: controlled)
1.1.6 Vergleich von Mittelpunkt- und Brücken-Schaltungen
Mittelpunkt-Schaltungen:
Für die Ventilstrombelastung ist die Zahl der miteinander kommutierenden Zweige maßgeblich.
Die Spannungsbelastung ergibt sich aus der vektoriellen Summe der Trafospannungen der Zweige, die miteinander kommutieren.
Von der Last aufgenommene Wirkleistung ist gleich der vom Netz abgegebenen (abzüglich der Trafo- u.
Ventilverluste).
Die benötigte Scheinleistung ist größer als die übertragene Wirkleistung aufgrund des Blindleistungsbedarfs9
Mittelpunktschaltungen nutzen den Transformator nicht sehr günstig aus (Bauleistung muß deutlich größer als
die übertragene Wirkleistung sein).
9 Blindleistung entsteht durch Verschiebung der Stromblöcke (Zündwinkel α). Dies verursacht eine Verschiebungsblindleistung in nichtlinearen Bauelementen (Ventile); Verzerrungsblindleitung.
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 47
Brückenschaltungen:
Als treibende Spannung für die Ausgangsspannung wirkt die verkettete Spannung (Außenleiterspannung)
Trafo wird auch sekundär zweimal pro Periode und nur mit Wechselstrom belastet: gute Trafoausnützung
Doppelte Gleichspannung bei gegebenem Trafo gegenüber Mittelpunktschaltung
Ventilspannungsbelastung geringer; aber doppelt so viele Ventile notwendig
Bei sechspulsiger Schaltung geringe Welligkeit der Ausgangsspannung
1.2 Vollgesteuerte Gleichrichter
Grundlagen der Leistungselektronik
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48
D. Stromrichterschaltungen
1.3 Gleichstromsteller (Pulssteller)
1.3.1 Gleichstromsteller für DC-Antriebe
1.3.1.1 Einquadranten-Pulssteller (Einquadranten-Gleichstromsteller)
Abb. 51: Tiefsetzsteller mit Gegenspannung und dessen U-I-Verlauf
Wenn der Anker eines Gleichstrommotors aus einer Gleichspannungsquelle Uq versorgt wird, so läßt sich durch
die Verwendungen des Einquadranten-Gleichstromstellers die Ankerspannung ug über das Tastverhältnis
TV=t1/TS mit Hilfe eines Leistungsschalters (mit der Schaltfrequenz fS=1/TS) variieren. Dabei gilt stets
UA < Uq
Damit ist eine Stellung der Motordrehzahl möglich. Jedoch ist in dieser Schaltungskonfiguration kein Abbremsen
der Gleichstrommaschine möglich, da sich der Ankerstrom id nicht umkehren läßt. Weitere Erläuterungen zu
schaltungstechnischen Vorgängen siehe Tiefsetzsteller (Kap. B-1.3.2.1)
1.3.1.2 Vierquadranten-Pulssteller (Vierquadranten-Gleichstromsteller)
Im Gegensatz zu 1.3.1.1 können Gleichstromsteller Gleichstrommaschinen auch
so konzipiert sein, das sie einen Vierquadranten-Betrieb ermöglichen. D.h., das
sich mit einer Konfiguration nach Abb. 53
nicht nur die Ausgangsspannung ud,
sondern auch die Polarität stellen läßt. Da
es sich hier im Prinzip um einen Tiefsetzsteller handelt gilt auch hier
Abb. 52: Prinzipschaltung eines Vierquadranten-Gleichstromstellers mit
einer fremderregten Gleichstrommaschine als Last. Anstelle der IGBTs
können auch MOS-Elemente Verwendung finden. Der Kondensator C dient
zur Pufferung der Versorgungsspannung Uq.
UA < Uq
Die Ansteuerung der IGBTs erfolgt durch
Schalten von T1-T4 bzw. T2-T3. Dadurch
ist eine Stromumkehr im Brückenzweig möglich. Das Pulsen einer Transistorkombination stellt die Höhe der
Ausgangsspannung. Zur Vermeidung von Kurzschlüssen beim Wechsel von einer Transistorkombination zur
anderen sind kurze Sicherheitszeiten zu berücksichtigen, die den Leistungsschaltern genügend Zeit geben um
sicher abzuschalten. Darüber hinaus liegt zwischen den Einschaltzeitpunkten von bspw. T1 und der von T4 genau
eine halbe Periode der Schaltfrequenz.
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 49
Abb. 53: Strom- und Spannungsverläufe der Vierquadranten-Gleichstromstellers im Rechts- und Linkslauf. Generator-Betriebsart
setzt voraus, daß die Quelle in der Lage ist, Energie auszunehmen (z.B. Batterie).
Nach Abb. 54 (Rechtslauf) sind zum Zeitpunkt t1 T1-T4 eingeschaltet. Wird nun bspw. der Motor abgebremst, so
fließt ein Strom iL über T1-T4. In diesem Fall ist
UL = Uq
und gleichzeitig nimmt iL mit der Steilheit
di L U q − U L
=
dt
L
zu. Bei t1 wird jetzt T4 aus- und (kurz darauf) T3 eingeschaltet. Nun fließt iL über die Ankerinduktivität L durch
den aus D3-T1 gebildeten Freilaufkreis und es wird
UL = 0 .
Dadurch hat iL nun eine Steilheit von
di L
U
=− L
dt
L
und nimmt somit ab. Bei t2 wird T3 aus- und T4 eingeschaltet. Der Strom iL fließt wieder über T1-T4. Dadurch ist
wieder
UL = Uq
Bei t3 wird T1 aus- und T2 eingeschaltet. Dies führt dazu, daß iL über den aus T4-D2 gebildeten Freilaufkreis fließt
und uL ist wieder 0. Letztendlich wird bei t4 T2 aus- und T1 eingeschaltet, so daß von Neuem
UL = Uq
wird. Die in Abb. 53 Stromschwankungen sind umso geringer, je
größer L ist bzw.
größer die Schaltfrequenz fS
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D. Stromrichterschaltungen
50
ist. Ferner ist ersichtlich, daß die Pulsfrequenz fP von uL bzw. iL doppelt so groß wie die Schaltfrequenz fS ist
f P = 2f S
so daß sich dieser Steuerverfahren sich durch relativ geringe Schaltverluste
und eine vergleichsweise gute Glättung auszeichnet. Die an der Gleichstrommaschine anliegende Spannung UL muß gleich dem zeitlichen Mittel
von uL sein. Dieser Mittelwert wird beschrieben durch das Tastverhältnis
TV
UL =
Abb. 54: 4 Quadranten einer Gleichstrommaschine (Arbeitsbereich einer
fremderregten Gleichstrommaschine).
te
⋅ U q = TV ⋅ U q .
te + ta
Für den Rechtslauf ist Voraussetzung, daß die Einschaltzeiten von T1-T4
größer als die von T2-T3 sind. Beim Linkslauf ist dies genau umgekehrt.
Durch die beschriebene Möglichkeit eine Gleichstrommaschine als Generator im Rechts- und Linkslauf zu betreiben ist hiermit ein VierquadrantenBetrieb ermöglicht. Dieser wird vorwiegend zur Drehzahlstellung von
Gleichstrommaschinen für Rechts-Linkslauf eingesetzt.
1.3.2 Gleichstromsteller für Schaltnetzteile (DC/DC-Wandler)
1.3.2.1 Tiefsetzsteller (Buck converter)
Der Tiefsetzsteller oder Buck-Wandler ermöglicht eine Absenkung
einer Gleichspannung Uq im bereits bekannten Verhältnis
Ua =
te
⋅ U q = TV ⋅ U q .
te + ta
mit Hilfe eines Schalters (BJT, IGBT, MOSFET, ...). Dieser, hier als
ideal betrachtete Schalter steuert die Ein- und Auschaltzeiten ta,e und
Abb. 55: Tiefsetzsteller
somit das Tastverhältnis TV. Der arithm. Mittelwert der Ausgangsspannung Ua ist also wieder vom Tastverhältnis TV abhängig. Dabei
ergeben sich aus der Definition des Tastverhältnisses grundsätzlich 2 Steuerarten
Pulsweitensteuerung: T=konst., te≠konst.
Pulsfolgesteuerung: T≠konst., te=konst.,
die später näher beschrieben werden. Mit der Schaltung nach Abb. 55 läßt sich nun die Höhe der am Lastwiderstand RL anliegenden Gleichspannung UL stellen. Der Kondensator C dient lediglich zur weiteren Glättung der
Gleichspannung und findet meist nur bei Tiefsetzstellern kleiner Leistung Anwendung – beinflußt also das Schaltungsprinzip nicht maßgeblich und wird daher in den weiteren Ausführungen nicht beachtet.
Durch das periodische Ein- und Ausschalten des Schalters treten an der Last pulsförmige Spannungsblöcke auf,
deren Mittelwert bekanntlich durch TV variiert werden kann.
Der Lastrom iL besitzt eine Steilheit von
di L U q − U L
=
dt
L
di L
UL
=−
dt
L
(Schalter EIN)
(Schalter AUS).
Im EIN-Zustand des Schalters fließt ein Strom iL über R und L, wobei sich in L das Magnetfeld bildet (Energiespeicher). Im AUS-Zustand versucht nun die Spule mit Hilfe ihrer gespeicherten magnetischen Energie den Strom-
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1. Gleichrichterschaltungen 51
fluß in gleicher Richtung, nun aber über die Diode, fortzusetzen. Da die Energie dabei weniger wird, nimmt auch
der Strom während ta ab, bis der Schalter erneut angsteuert wird und sich die Spule wieder aufladen kann. Es ergibt
sich also ein in Abb. 56 dargestellter Strom- und Spannungsverlauf.
Abb. 56: U-I-Verlauf des Tiefsetzstellers
Dimensionierungshinweise:
Es ist zu beachten, das Leistungsschalter (Transistor) zum Einschaltzeitpunkt nicht nur den Laststrom iL,
sondern auch den Sperrverzögerungsstrom (Ausräumstrom) der Diode übernehmen muß. Die Folge ist eine
Zunahme der im Transistor entstehenden Schaltverluste – besonders bei hohen Schaltfrequenzen. Aus diesem
Grund ist es sinnvoll, eine Diode mit geringer Sperrverzögerungsladung einzusetzen.
Der Transistor braucht keine Rückwärts-Sperrspannung aufzunehmen. Daher können rückwärtsleitende Leistungsschalter verwendet werden, die prinzipiell bessere Durchlaßeigenschaften aufweisen als rückwärtssperrende.
Die in vorwärtsrichtung auftretende Sperrspannung ist die Quewllenspannung Uq.
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52
D. Stromrichterschaltungen
1.3.2.2 Hochsetzsteller (Boost converter)
1.3.2.3 Inverter (Back-Boost-Converter)
1.3.3 Durchflußwandler
1.3.4 Eintaktsperrwandler
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 53
1.4 Oberschwingungen
Die in Stromrichtern verwendeten Ventile sind bei realer Betrachtung nichtlineare Elemente. Daher entstehen
(auch bei sinusförmigen oder bei Gleichstrom-Quellen am Eingang des Stromrichters) Oberschwingungen. Diese
Belasten die Bauelemente und Leitungen
tragen zur Blindleistung bei
bewirken Störstrahlung (EMV!)
Es sind also unerwünschte Nebeneffekte bei realer Betrachtungsweise. Netzstromrichter nehmen bei sinusförmiger
speisender Spannung nichtsinusförmige Ströme auf und geben auch bei geglättetem Ausgangsstrom die nichtsinusförmige ungeglättete Gleichspannung ab. Daher müssen die Oberschwingungen des Eingangsstromes und der
Ausgangsspannung ermittelt und beachtet werden.
Die Anlayse von nichtlinearen, quasistationären oder zeitlich abklingenden Zeitfunktionen kann man mit der
FOURIER-Transformationen durchführen. Deren Grundidee beinhaltet, daß bei einer Mittelwertbildung nur Produkte der gleichen Frequenz zum Mittelwert beitragen. Also wird die in ω0 periodische Zeitfunktion nacheinander
mit dem Sinus und Cosinus aller in ihr vermuteten Frequenzen (ω = 0, ω0, 2ω0, 3ω0, ...) multipliziert und der
Mittelwert gebildet. Dieser entspricht der Amplitude der jeweiligen Oberschwingung. Die Summe aller dieser
Oberschwingungen stellt näherungsweise die Zeitfunktion dar.
a
y (t ) = 0 +
2
n
∑ [a
k
⋅ cos(kωt ) + bk ⋅ sin (kωt )]
[D-1.30a]
k =1
mit
2
ak = ⋅
T
bk =
2
⋅
T
T
∫ f (t ) ⋅ cos(kωt ) dt
[D-1.30b]
∫ f (t ) ⋅ sin(kωt ) dt
[D-1.30c]
0
T
0
Mit der FOURIER-Analyse kann eine Spannung bzw. Strom in einen Grundschwingungsanteil und einen Verzerrungsanteil zerlegt und anschließend die Verzerrungsanteile durch ihre Effektivwerte beschrieben werden können.
In Bezug auf das Beispiel von Abb. 57 gelten für eine FOURIER-Reihe folgende charakterisitschen Werte:
Effektivwert:
U L = U LRMS = U 2L0 + U 2L1 + U 2L 2 + ...
Klirrfaktor:
k=
Klirrfaktor der n. Harmonischen:
U 2L 2 + U 2L 3 + ...
U 2L1 + U 2L 2 + U 2L3 + ...
U Ln
kn =
U 2L1
+ U 2L 2 + U 2L3 + ...
U 2L1 + U 2L 2 + U 2L 3 + ...
F=
Welligkeit:
w=
Scheinleistung:
S = U L I L = U LRMS I LRMS = U 2L 0 + U 2L1 + U 2L 2 + ... ⋅ I 2L0 + I 2L1 + I 2L 2 + ...
Blindleistung:
Q = S2 − P2
Verzerrungsblindleistung:
D = Q 2ges − Q 2
Leistungsfaktor:
λ = cos ϕ =
U LAV
U 2L1 + U 2L 2 + U 2L 3 + ...
U L0
=
U LRMS
U LAV
Formfaktor:
= F2 − 1
(Deformationsblindleistung)
P
S
Grundlagen der Leistungselektronik
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54
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 57: FOURIER-Analyse einer Rechteck-Spannung. In diesem Beispiel ist ûL=24V/50Hz. Die Überlagerung der Einzelschwingungen ganzzahliger Vielfacher der Grundschwingung uL1(t) ergibt wiederum in Addition die FOURIER-Reihe.
1.5 Kommutierung
Unter Kommutation (lat.: vertauschen) versteht man das Vertauschen von Strompfaden. Wird während des Stromflusses eines Ventils das nächste gezündet, übernimmt dieses den Strom, wenn seine Anodenspannung positiver als
die des noch leitenden Ventils ist. Während der Stromübernahme besteht ein zweipoliger Kurzschluß zwischen den
beteiligten Pfaden, da beide Ventile gleichzeitig leiten. Die in den Pfaden wirksamen Induktivitäten begrenzen die
Geschwindigkeit des Vorganges.
1.5.1 Natürliche Kommutierung
Werden als Ventile Dioden eingesetzt, so übernimmt die Diode den Stromfluß, deren Momentanwert der speisenden Spannung am positivsten ist. Die Differenzspannung zwischen dem stromabgebenden Ventil und dem
stromübernehmenden Ventil ist die Ursache für die Kommutierung. Sie wird Kommutierungsspannung genannt.
1.5.2 Gesteuerte Kommutierung
Es werden Thyristoren als Ventile verwendet. Die Stromübernahme kann durch Verzögern des Steuerimpulses
gegenüber dem Zeitpunkt der natürlichen Kommutierung (= frühester Kommutierungszeitpunkt) um den Steuerwinkel α hinausgeschoben werden.
Grundlagen der Leistungselektronik
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1. Gleichrichterschaltungen 55
1.5.3 Berechnung der Kommutierung
1.5.4 Auswirkungen der Kommutierung
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56
D. Stromrichterschaltungen
2. Wechselrichter
Es steht eine Gleichspannung zur Umwandlung in Wechselspannung zur Verfügung. Meist wird eine Brückenschaltung mit Transistoren als Wechselrichter eingesetzt. Durch gegenphasiges Schalten der Brückenzweige wird
an der Last eine rechteckförmige Spannung eingeprägt (daher auch der Name Spannungswechselrichter). Die
Stromform durch die Last hängt von deren Impedanz ab. Mit dieser Schaltung kann die Ausgangswechselspannung in Amplitude und Frequenz verändert werden. Die Gleichspannung kann aus einer Batterie oder über einen
Gleichrichter vom Netz bezogen werden. Im letzteren Fall spricht man auch von einem Frequenzumrichter, da die
Netzspannung in eine Wechselspannung mit anderer Frequenz umgewandelt werden kann.
2.1 Steuerverfahren
2.1.1 Steuerung der Ausgangsspannung
2.1.1.1 Amplitudensteuerung
2.1.1.2 Blocksteuerung
2.1.1.3 Pulssteuerung
Das Pulssteuerverfahren hat sich aufgrund immer schneller schaltbaren Halbleiterventile durchgesetzt. Bei der
Pulssteuerung können durch mehrfaches Umschalten aus der rechteckförmigen Ausgangsspannung Teile herausgeschnitten werden. Dadurch ist es möglich, den Effektivwert stetig entsprechend der geforderten Frequenz herabzusetzen.
Der Wechselrichter arbeitet an einem Gleichspannungszwischenkreis mit möglichst konstanter Spannung. Sie wird
durch eine ungesteuerte Halbleiterbrücke erzeugt. Im Gegensatz zur gesteuerten Brücke wird hier das Versorgungsnetz nicht durch Steuerblindleistung belastet.
2.1.2 Steuerung der Ausgangsfrequenz
2.1.3 Steuerung des Brückenzweiges
2.1.3.1 Blocksteuerung
2.1.3.2 Dreieck-Rechteck-Modulation
2.1.3.3 Dreieck-Sinus-Modulation
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2. Wechselrichter
57
2.2 Einphasige, selbstgeführte Wechselrichter
2.2.1 M1-Schaltung
2.2.2 B2-Schaltung (W2C)
Die W2C-Schaltung setzt sich aus zwei M1Schaltungen zusammen. Dabei werden abwechselnd
die diagonal liegenden Schalter T1-T4 bzw. T3-T2
geschaltet und so die Versorgungsgleichspannung
Uq mit wechselnder Polarität an die Last übergeben.
Als Schalter kommen alle ein- und ausschaltbaren
Bauelemente infrage (z.B. BJT, MOSFET, IGBT,
GTO und Thyristoren mit Ausschaltkreis). Zwischen den Steuerimpulsen für die Schalter T1 und
T3 (bzw. T2 und T4) ist eine Totzeit tT notwendig,
Abb. 58: Einphasen-Wechselrichter in Brückenschaltung (W2C)
damit kein Kurzschluß bei ungleich schnell schaltenden Bauelementen entstehen kann. Damit ist die Betriebs- bzw. Schaltfrequenz eingeschränkt. Allerdings
erzeugen hohe Betriebsfrequenzen hohe Schaltverluste10. Bei induktiver Last hat der Strom nach dem Umschalten
der Spannung einen exponentiell ansteigenden (bzw. abfallenden) Verlauf. Daher sind für die Zeit nach der Spannungsumkehr Dioden notwendig, die den Strom solange führen, bis auch dieser seine Richtung umgekehrt hat. In
dieser Phase wird Energie in den Gleichstromkreis zurückgespeist (daher auch Rückspeisedioden). Die Gleichspannung Uq wird durch den Zwischenkreiskondenstor C möglichst konstant gehalten.
Der Verlauf der Ausgangsspannung des Wechselrichters uL bleibt (nichtlückender Betrieb vorausgesetzt, unabhängig von der Last. Der Ausgangsstrom iL und somit auch der Oberschwingungsgehalt wird wesentlich von dem
Charakter der Last beeinflußt.
10 In der Praxis bestimmen die thermischen Verluste die maximale Betriebsfrequenz
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58
D. Stromrichterschaltungen
Abb. 59: Strom- und Spannungsverlauf eines selbstgeführten Wechselrichters in Brückschaltung mit ohmscher und induktiver Last.
Hier wurde ein Tastverhältnis TV (Aussteuergrad) von TV=0.5 gewählt.
2.3 Dreiphasen-Wechselrichter (W6C)
2.3.1 Blocksteuerung (λ
λ=120°)
2.3.2 Blocksteuerung (λ
λ=180°)
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1. Thermische Eigenschaften
A. Bauteil- und Schaltungsbemessung
1. Thermische Eigenschaften
1.2 Konstruktion und Aufbau
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59
60
F. Elektrische Fahrantriebe
1.3 Thermisches Verhalten
1.4 Überspannungs- und Überstromschutz
F. Elektrische Fahrantriebe
1. Anforderungen
2. Energiespeicher
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3. Permanenterregte Synchronmaschine
2.1 Konventionelle Energiespeicher
2.2 Hochtemperatur-Systeme
2.3 Brennstoffzelle
2.4 Ladeeinrichtungen
3. Permanenterregte Synchronmaschine
3.1 Wirkprinzip
3.2 Steuerprinzip
3.3 Vereinfachtes Steuerverfahren
4. Asynchronmaschine
4.1 Wirkprinzip
Grundlagen der Leistungselektronik
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61
62
G. Literaturverzeichnis
4.2 Steuerprinzip für konst. Rotorflußverkettung
G. Literaturverzeichnis
[1]
K.-H. Löcherer: „Halbleiterbauelemente“, B.G. Teubner Verlag Stuttgart, 1992
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Tietze, Schenk: „Halbleiter-Schaltungstechnik“, Springer-Verlag, 199911
[3]
Horowitz, Hill: „The art of electronics“, Cambridge university press, 1996
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E. Böhmer: „Elemente der angewandten Elektronik“, Vieweg-Verlag,199811
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G. Hagmann: „Leistungselektronik – Grundlagen und Anwendungen“, Aula-Verlag, 1993
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M. Michl: „Leistungselektronik“, Springer-Verlag, 1992
[7]
W. Stephan: „Leistungselektronik interaktiv“, Fachbuchverlag Leipzig, 2001
Grundlagen der Leistungselektronik
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4. Asynchronmaschine
[8]
R. Lappe, H. Conrad, M. Kronberg: „Leistungselektronik“, Springer-Verlag, 1988
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K. Fuest, P. Döring: „Elektrische Maschinen und Antriebe“, Vieweg-Verlag, 19994
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B. Arlt: „Der Leistungsschalter der Zukunft“, elektronik 25/1995, S. 144ff, franzis-Verlag
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D. Nührmann: „Power-MOS-FETs“, franzis-Verlag, 1993
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Siemens: „Halbleiter“, Siemens AG, 1990
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O. Kettenbaum: „Skriptum Grundlagen der Elektrotechnik“, 1995-2001
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Prof. Dr. habil. M. Schulze: „Leistungselektronik“, Vorlesungsmitschrift 2000/2001, FH Zwickau
[15]
Prof. Nebl: „Elektronische Bauelemente“, Skript WS97/98, FH Regensburg
H. Index
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