Versuch 3: Halbleiterbauelemente im Schaltbetrieb

Labor
Elektronische Schaltungen
Prof. Dr. P. Stuwe
Dipl.-Ing. A. Hoppe
Versuch 3: Halbleiterbauelemente im Schaltbetrieb
Gruppennr.
Name: ……………………………….………
Matr.-Nr.: …….……………
Name: …………………………….………….
Matr.-Nr.: ………….………
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Datum
Vortestat
Note / Bemerkung
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1 Theorie
Bipolare Transistoren und Feldeffekttransistoren lassen sich sowohl zum Verstärken von
Klein- und Großsignalen als auch zum kontaktlosen, schnellen Schalten kleiner und mittlerer
Leistungen verwenden. Die Vorteile des FETs gegenüber dem bipolaren Transistor sind die
kürzeren Schaltzeiten und die nahezu leistungslose Steuerung. Mit bipolaren Transistoren
lassen sich dagegen geringere Restspannungen über der Schaltstrecke (pn-Übergang) erzielen.
Speziell für Schalteranwendungen wurde daher der IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
entwickelt, in dem ein bipolarer Transistor und ein FET kombiniert sind. Diese
Transistorkombination wird wie ein FET angesteuert und verhält sich ausgangsseitig wie ein
Bipolarer Transistor. Des Weiteren sind Transistoren die Grundbausteine der digitalen
Schaltungstechnik, wo zur Realisierung von logischen Verknüpfungen, Flip-Flops, Speicherzellen etc. eine Vielzahl von Transistoren und Widerständen auf einem Substrat (IC) integriert
sind.
Für Anwendungen im Wechselspannungsbereich bei großer Leistung finden bevorzugt
Thyristoren und TRIACs (Triode Alternating Current Switch) und gelegentlich GTOs (Gate
Turn Off Thyristoren) Verwendung. Diese Bauteile werden nicht wie die Transistoren über
Strom oder Spannung gesteuert, sondern werden mit Impulsen gezündet und löschen sich
unter bestimmten Bedingungen selbst (der GTO kann auch mit einem Impuls gelöscht
werden).
1.1 Bipolarer Transistor als Schalter in Emitterschaltung
Bei Verwendung des bipolaren (npn-) Transistors als Schalter ist sowohl der statische Betrieb
in den beiden Schaltzuständen EIN und AUS als auch der dynamische Übergang zwischen
diesen Punkten von Interesse. Im Schaltzustand AUS wird der Transistor im Sperrzustand
betrieben (s. Abb 1: Punkt 2 im Ausgangskennlinienfeld der Emitterschaltung). Es fließt nur
ein sehr kleiner Kollektor-Emitter-Reststrom, welcher durch Anlegen einer Sperrspannung an
die Basis-Emitter-Strecke noch verringert werden kann (s. Abb. 1: Punkt 1). Die max.
Kollektor-Emitter-Sperrspannung UCEmax darf allerdings nicht überschritten werden. Im
Schaltzustand EIN wird der Transistor in einem möglichst niederohmigen Durchlasszustand
betrieben. Die korrekte Bemessung des Basisstromes IB ist dabei von Bedeutung. Wählt man
den Basisstrom zu gering, so wird der Transistor nicht vollständig durchgesteuert und über
V 1.7
28.09.2010
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der Kollektor-Emitter-Strecke fällt eine unerwünscht große Spannung ab, was auch zur Folge
hat, dass eine unnötig große Verlustleistung PV ≈ UCE · IC umgesetzt wird.
I
UCB = 0
C
IC
m ax
Ptot
5
4
3
RC
2
U
1
CE max
U
CE
Abb. 1 : Arbeitspunkte des bipolaren Transistors als Schalter
Im Kennlinienfeld (Abb. 1) ist dieser Fall als Punkt 3 eingezeichnet. Durch einen höheren
Basisstrom erzielt man eine Verringerung von UCE. Im Punkt 4 (Abb 1) ist bei IB0 die
Kollektor-Basis-Spannung auf UCE = 0 V abgesunken. Eine weitere Erhöhung von IB auf
einen Wert IBx > IB0 führt zur so genannten Übersteuerung des Transistors (Betrieb im
Bereich der Sättigung). Die Kollektor-Emitterspannung sinkt dabei bis auf die KollektorEmitter-Sättigungsspannung UCEsat im Arbeitspunkt ab (s. Abb. 1: Punkt 5). Das Verhältnis
I
zwischen IBx und IB0 wird als Übersteuerungsfaktor ü bezeichnet: ü  Bx
I B0
Das dynamische Verhalten des Transistors ist beim Schalten zwischen den Punkten 1↔4 und
1↔5 (oder 2↔4 und 2↔5) sehr unterschiedlich.
Die Schaltzeiten sind wie folgt definiert (s. Abb. 2):
Verzögerungszeit td (delay time): Zeit vom Einschalten des konstanten Steuerstromes IB bis
zum Erreichen des 10%-Wertes des max. Kollektorstromes.
Anstiegszeit tr (rise time): Zeit vom 10%-Wert bis zum Erreichen des 90%-Wertes
des max. Kollektorstromes
Speicherzeit ts (storage time): Zeit nach dem Abschalten des Steuerstromes bis zum
Erreichen des 90%-Wertes des max. Kollektrstromes.
Abfallzeit tf (fall time): Zeit vom 90%-Wert bis zum Erreichen des 10%-Wertes des
max. Kollektorstromes.
Die Einschaltzeit tein ist die Summe aus Verzögerungszeit td und Anstiegszeit tr.
Die Ausschaltzeit taus. ist die Summe aus Speicherzeit ts und Abfallzeit tf ergibt die
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IB
t
IC
100%
90%
10%
td
tr
ts
t ein
tf
t
t
Abb. 2 : Schaltzeiten (bipolarer Transistor)
I. A. sind bei Schalteranwendungen steile Schaltflanken (tr und tf möglichst kurz) und eine
kurze Speicherzeit ts erwünscht. Je steiler die Schaltflanken verlaufen, desto geringer ist die
Verlustleistung.
Abb. 3 zeigt jeweils die qualitativen Verläufe des Kollektorstromes, der Kollektor-EmitterSpannung und der Verlustleistung bei unterschiedlich steilen Schaltflanken. Der Spitzenwert
der Verlustleistung kann durchaus größer sein als die maximale Verlustleistung Ptot des
Transistors. Die von der Schaltfrequenz abhängige mittlere Verlustleistung muss aber in
jedem Fall geringer sein als Ptot. In Hinsicht auf die max. Schaltfrequenz und möglichst
unverfälschtes Puls-Pausen-Verhältnis ist die Speicherzeit zu minimieren.
P
p
V
t
i
I,U
uCE
AUS
EIN
AUS
t
Abb. 3 : Abhängigkeit der Verlustleistung P vom Verlauf der Schaltflanken
Eine kurze Speicherzeit erreicht man bei Betrieb an der Grenze zur Sättigung (Punkte 1↔4)
und durch Anlegen einer Sperrspannung an die Basis-Emitter-Strecke (die maximal zulässige
Sperrspannung UBE0 ist allerdings relativ gering). Die zuletzt genannte Maßnahme führt
zusätzlich zu einer leichten Verringerung der Abfallzeit tf.
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Eine Verkürzung der Anstiegszeit tr bzw. Versteilerung der Schaltflanke kann man durch eine
Erhöhung des Basisstromes erreichen (Betrieb in der Sättigung, z. B. Punkte 1↔5). In
Abhängigkeit vom Übersteuerungsfaktor ü vergrößert sich allerdings beim Ausschalten aus
der Sättigung wiederum die Speicherzeit ts und damit die Ausschaltzeit taus.
Mit der in Abb. 4 gezeigten Beschaltung sind sehr kurze Schaltzeiten erreichbar. Der
zusätzliche Kondensator C ist im Einschaltmoment niederohmig und überbrückt so RV, es
fließt also kurzzeitig ein sehr großer
Strom und tr ist entsprechend klein
(Punkt 5). Nachdem der Kondensator
RL
geladen ist, fließt über den
C
Widerstand RV ein Strom, der so
bemessen ist, dass der Transistor in
RV
Ri
leichter Sättigung betrieben wird (in
der Nähe von Punkt 4). Aufgrund
dessen ist die Speicherzeit schon
relativ kurz. Durch die Ansteuerung
us
0V
der Basis mit negativem Pegel in
Verbindung mit dem Kondensator
(großer Strom im Schaltmoment)
erfolgt
noch
zusätzlich
eine
Abb. 4: Schaltung zur Erzielung kurzer Schaltzeiten
Verringerung von ts und tf.
1.2 Feldeffekttransistor als Schalter in Sourceschaltung
Für Schalteranwendungen werden vorwiegend selbst sperrende MOSFET-Typen verwendet.
Im Schaltzustand AUS fließt bei UGS = 0 nur ein sehr kleiner Drain-Source-Reststrom im µABereich, welcher durch Verringerung der Steuerspannung UGS noch verringert werden kann
(n-Kanal-Typ, Punkt 1 bzw. 2 im Ausgangskennlinienfeld der Sourceschaltung). Im
Schaltzustand EIN wird der FET in einem niederohmigen Durchlasszustand betrieben (z.B.
Punkt 3). Je größer die Steuerspannung ist (Punkt 3→4), desto geringer wird der DrainSource-Widerstand RDS und damit die Drain-Source-Spannung UDS und die Verlustleistung
PV ≈UDS · ID. Die Ein- und Ausschaltzeiten des FET sind gegenüber dem bipolaren Transistor
kürzer, da keine pn-Übergänge vorhanden sind. Allerdings hängen sie im stärkerem Maße
von der Beschaltung des FET ab: Der Eingangskreis des FET entspricht einer RCKombination, die aus dem Generatorinnenwiderstand Ri und der Gate-Source-Kapazität CGS
(C11S) besteht und im Wesentlichen
die
Einschaltzeit
tON I D
(10% → 90% von ID) bestimmt. Die I
D max
Ausschaltzeit tOFF (90% → 10 von ID
UGSmax
) wird sowohl durch die eingangsPtot
seitige Beschaltung als auch durch
4
3
die des Ausgangskreises bestimmt.
Der Ausgangskreis entspricht ebenfalls einer RC-Kombination, die aus
der Drain-Source-Kapazität CDS
(C22S) und dem Lastwiderstand RL
2
besteht.
U DS
1
max
Die Einschaltverzögerungszeit td(ON)
und die Ausschaltverzögerungzeit
U DS
Abb. 5 : Arbeitspunkte des FETs als Schalter
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td(OFF) fallen gegenüber dem bipolarem Transistor ebenfalls kürzer aus. Anstatt tON und tOFF
wird auch wie beim bipolaren Transistor tr bzw. tf verwendet.
UQ
UGS
t
ID
t
100%
90%
10%
td(ON)
tON
td(OFF)
toff
t
Die Betrachtungen zur Verlustleistung unter 1.1 gelten natürlich
auch für den FET. Der Anteil der
während der Schaltvorgänge umgesetzten Verlustleistung an der mittleren Verlustleistung fällt aber aufgrund der kürzeren Schaltzeiten geringer aus als beim bipolaren Transistor. Dafür ist i. A. die Verlustleistung im EIN-Zustand höher, da
der minimale Widerstand der
Drain-Source-Strecke größer ist als
bei einem bipolaren Transistor.
Abb. 6 : Schaltzeiten (FET)
1.3 Power MOS-FET
Bei den sogenannten Power MOS-FETs (z.B. SIPMOS: Siemens Power MOSFET) wird eine
Verringerung des Widerstands der Drain-Source-Strecke durch parallel schalten vieler
tausend FETs auf einem einzigen Chip erreicht. Gegenüber den „normalen“ FETs erhält man
dadurch allerdings größere Drain-Source- und Gate-Source-Kapazitäten. SIPMOS-FETs und
entsprechende Varianten anderer Hersteller werden vorwiegend im Bereich großer (Schalt-)
Leistungen verwendet. Die maximale Steuerspannung UGSmax darf nicht überschritten werden.
1.4 Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT
Ein IGBT besteht aus einer Kombination von FET und bipolarem Transistor. Der IGBT lässt
sich aufgrund der FET-Eingangsstufe nahezu leistungslos steuern. Über den FET wird der
bipolare Transistor angesteuert, dessen Vorteil gegenüber einem FET die geringe
Restspannung UCEsat ist. Die
C
C
Diode V1 ermöglicht einen
hohen negativen Basisstrom im
Ausschaltmoment und damit
V2
eine geringe Ausschaltzeit taus.
G
Der Widerstand R bewirkt einen
G
geringen
Kollektor-EmitterReststrom. Die Freilaufdiode V2
(nicht bei allen IGBT integriert)
V1
R
schützt vor einer zu hohen
E
E
negativen
Kollektor-EmitterAbb. 7 : Aufbau und Schaltzeichen eines IGBT
Spannung, wie sie beim Schalten
induktiver Lasten auftreten
kann.
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1.5 Schalten von Lasten mit kapazitiven oder induktiven Anteilen
IC
I C max
Ptot
U CE max
U CE
Werden Lasten mit kapazitiven oder
induktiven Anteilen geschaltet, so ist
die Verbindungslinie zwischen beiden
- den Schaltzuständen EIN und AUS
entsprechenden - Arbeitspunkten im
Kennlinienfeld keine Gerade.
Beim Schalten von Lasten mit kapazitiven Anteilen ergeben sich Verläufe
wie sie in Abb. 8 exemplarisch für
den
bipolaren
npn-Transistor
dargestellt sind. Je geringer der
kapazitive Anteil ist, desto mehr
nähern sich die Verbindungslinien
einer Geraden an. Während des
Einschaltvorganges können sehr viel
größere Verlustleistungen auftreten
als beim Schalten reiner Wirklasten.
Abb. 8 : Schalten von kapazitiven Lasten
Werden Lasten mit induktiven
Anteilen geschaltet, so ergeben sich
Verläufe gemäß Abb. 9 (bipolarer
I C max
npn-Transistor). Auch in diesem Fall
ähneln die Verbindungslinien umso
Ptot
eher einer Geraden, je geringer der
induktive Anteil der Last ist. Größere
Verlustleistungen gegenüber dem
Schalten von Wirklast ergeben sich
während des Ausschaltvorganges.
Bei sehr großem induktiven Anteil
kann die Spannung über dem
Transistor beim Ausschalten sogar
kurzzeitig über dem Wert im
Schaltzustand AUS liegen. Zur
dieser
überhöhten
U CE Vermeidung
Spannungen werden Lasten mit
induktiven Anteilen mit sogenannten
Abb. 9 : Schalten von induktiven Lasten
Freilaufdioden ausgestattet. Diese
Dioden werden parallel zu der Last
(z. B. auch Relais) geschaltet und schließen die beim Abschalten auftretenden (der
Betriebsspannung entgegengerichteten) Spannungsspitzen kurz.
IC
U CE max
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2 Versuchsdurchführung
Benötigte Geräte:
 Funktionsgenerator HM 8030-5
 Oszilloskop HM1507-3
 Versuchsaufbau mit bipolarem Transistor, Vor- und Lastwiderständen und Kondensator
 Versuchsaufbau mit FET, ohmscher und induktiver Last und Diode
 Labornetzgerät 0 - 30 V / 3 A
 Spannungsversorgung HP E3630A
2.1 Bipolarer Transistor als Schalter, Messung der Schaltzeiten
Ziel dieses Versuchsteils ist es die Schaltzeiten und die Sättigungsspannung eines bipolaren
npn-Transistors in Abhängigkeit von der Ansteuerung bzw. seines EIN-Arbeitspunktes zu
messen.
Schaltung 1: Der Transistor wird im EIN-Zustand an der Grenze zur Sättigung betrieben.
IB  10 mA
Schaltung 2: Der Transistor im EIN-Zustand wird in leichter Sättigung betrieben.
IB  20 mA, ü  2
Schaltung 3: Der Transistor wird im EIN-Zustand in starker Sättigung betrieben.
IB  100 mA, ü  10
Schaltung 4: Betrieb mit Beschleunigungskondensator.
IB  20 mA, ü  2
Der Kollektorstrom beträgt im EIN-Zustand jeweils ca. 1 A.
Die jeweilige Schaltung ist über einen Schalter auf dem Versuchsaufbau auszuwählen
(Schaltung 1 : Linksanschlag).
Arbeiten Sie bei Schaltung 1 bis 3 eingangsseitig mit einer rechteckförmigen Wechselspannung mit f = 100 kHz, USS = 5 V und einem Gleichspannungsoffset von U= = 2,5 V.
Bei Schaltung 4 verwenden Sie eine rechteckförmige Wechselspannung mit f = 100 kHz,
USS = 7 V und U= = 1,5 V. Vermeiden Sie bei der Einstellung dieser Spannungen eine zu
hohe Basis-Emitter-Sperrspannung. Sie darf für den Transistor maximal UEB0 = 5 V betragen.
Die Betriebsspannung beträgt UB = 10 V.
Messen Sie jeweils t d , t r , t s , t f und die Kollektor-Emitter-Restspannung U CE . Stellen Sie
dazu das Steuersignal (Ausgangssignal des Funktionsgenerators) und die Spannung über der
Schaltstrecke ( U CE ) auf dem Oszilloskop dar. Um eine Darstellung gemäß Abb. 2 zu erhalten,
muss U CE invertiert werden. Zur Bestimmung der Schaltzeiten werden die 0%-, 10%-, 90%und 100% -Markierungen des Oszilloskop-Bildschirmes benutzt, an denen das
Ausgangssignal ausgerichtet wird. Die Zeiten können unter Verwendung der Cursor des
Oszilloskopes gemessen werden. Bei der Spannungsmessung empfiehlt es sich die Frequenz
auf 10 kHz zu reduzieren.
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+U B
+U B
10
10
BSX 62-10
BSX 62-10
430
210
56
62
Schaltung 2
Schaltung 1
+U B
+U B
10
10
500pF
BSX 62-10
BSX 62-10
39
174
39
62
Schaltung 3
Schaltung 4
Generatorinnenwiderstand: 50
Abb. 10 : Schaltungen zur Messung der Schaltzeiten
2.2 MOS-FET als Schalter
In diesem Versuchsteil soll ein praktischer Vergleich zwischen dem Schalten ohmscher und
induktiver Lasten stattfinden.
Der Versuchsaufbau ist mit UB = 10 V zu versorgen. Steuern Sie den FET mit einer
sinusförmigen Spannung mit USS = 8 V und einer Frequenz von f = 30 Hz an (Signal am
Gate mittels Oszilloskop überprüfen!). Der Offset am Funktionsgenerator muss ausgeschaltet
sein. Der Strom wird über den 1  - Widerstand gemessen.
Stellen Sie für die folgenden Fälle den Drainstrom I D über der Drain-Source-Spannung U DS
auf dem Oszilloskop dar (X-Y-Betrieb, Speichermodus, Abtastrate 40 KS/s) und drucken Sie
jeweils das Ergebnis aus:
1. Ohmscher Lastwiderstand
2. Induktivität mit einem ohmschen Widerstand in Reihe
3. wie unter 2. aber mit Freilaufdiode
Stellen Sie unter Punkt 2 zusätzlich zunächst Steuersignal U GS u. U DS und anschließend U DS
und den Drainstrom I D und im Y(t)-Betrieb dar. Drucken Sie die Verläufe von U GS , I D ,
U DS aus und stellen Sie sie in der Auswertung untereinander (mit gleichem Zeitbezug) dar.
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Labor für elektronische Schaltungen
Freilaufdiode

D
L

BUK455
S
G
100 k

GND
+UB
Abb. 11 : Versuchsaufbau
Auswertung:
Zu 2.1: Stellen Sie die Ergebnisse (td, tr, ts, tf, tein, taus, UCE) graphisch dar und führen Sie eine
kurze Diskussion.
Zu 2.2: Zeichnen Sie in die Darstellungen von Punkt 1 und 2 jeweils eine Verlustleistungshyperbel für Ptot = 2 W ein. Halten Sie einen Transistor mit einer solchen max.
Verlustleistung bei diesen Anwendungen für gefährdet? (Begründung)
Stellen Sie für die Darstellung von Punkt 2 die im Transistor umgesetzte Verlustleistung über
der Spannung UDS dar und bestimmen Sie die maximale und minimale auftretende Leistung.
Markieren Sie auch die Schaltzustände EIN und AUS.
Welchen Einfluss bezüglich der max. und der mittleren Verlustleistung hat die Diode?
Das Ergebnis ist zu diskutieren.
Ab welcher Steuerspannung UP geht der FET in den leitenden Zustand über? (siehe
Darstellung von UGS, ID, , UDS)
Literatur:
[1] P. Stuwe: Umdruck zur Vorlesung Elektronische Schaltungen
[2] U. Tietze, Ch. Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 12. Aufl., Springer, 2002
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