Logarithmisch Periodische Antenne auf Streifenleitungsbasis für

Stand: 20. April 2009
Logarithmisch-Periodische Antenne auf
Streifenleitungsbasis für den Frequenzbereich
von 1 – 6 GHz
Sven Schulze
Profilierung: Hochfrequenztechnik II
Hochschule für Telekommunikationstechnik Leipzig
Email: [email protected]
Einleitung
Diese Ausarbeitung soll einen Überblick darüber
geben, was logarithmisch-periodische (log.-per.)
Antennen sind und welche Formen und Typen es
mit einer solchen log.-per. Struktur gibt.
Weiterhin
soll
hierbei
auf
die
Antennencharakteristiken wie Halbwertsbreite,
Gewinn, Antennenimpedanz, usw. eingegangen
werden und abschließend anhand der Fakten
entschieden werden, welcher Antennentyp sich
zum Bau einer handhabbaren log.-per. Antenne
von 1 – 6 GHz auf Streifenleitungsbasis für das
EMV-Labor eignet.
1. Logarithmisch-periodische Antenne
Als log.-per. Antenne, wird eine Form von
Breitbandantennen bezeichnet, die für eine beliebig
große Frequenzbandbreite konstruiert werden kann.
Sie zählt zur Gattung der Dipolantennen. Die
Strukturelemente werden mit einem geometrischen
Verhältnis (Stufungsfaktor) τ skaliert und angeordnet.
Dieses Verhältnis gilt sowohl für die Länge des
Dipols Ln, als auch für die Abstände der Dipole dn
zueinander [1][3]. Siehe Bild 2. Die folgenden
Formeln wurden aus der Quelle [1] entnommen.
2 ⋅ c0
f1
(1)
Ln = L1 ⋅ τ n −1
ln Ln = ln L1 + ( n − 1) ln τ
(2)
(3)
dn = d 1 ⋅ τ n −1
(4)
λ 1 = L1 =
Da ln(L1) und ln(τ) konstant sind, erhöht sich bei
verschiedenen Werten von n der Logarithmus von Ln
in gleichen periodischen Schritten. Eine solche
Struktur nennt man daher logarithmisch-periodisch
[1]. Eine ideale Frequenzunabhängigkeit wird nur
erreicht, wenn dieses geometrische Verhältnis τ gegen
1 strebt. Dadurch gehen die periodischen Effekte
ineinander
über
[1][3].
Eine
reine
Frequenzunabhängigkeit wird erreicht, wenn τ = 1 ist
[1]. Praktisch ist dies nicht möglich. Daher wird von
einer Quasi-Periodizität gesprochen und ist daher nur
quasifrequenzunabhängig (annähernd) [1]. Eine
frequenzunabhängige Antenne mit konstanter
Eingangsimpedanz
und
konstanter
Strahlungscharakteristik
muss
entweder
winkelkonstant (z.B. Logarithmische Spirale) oder
logarithmisch-periodisch
und
zugleich
selbstkomplementär sein [1][3][4]. Eine Antenne ist
selbstkomplementär, wenn sie unendlich ausgedehnt
ist und wenn deren Fläche in Form und ebenso in
ihrer Größe gleich ihrer komplementären Fläche ist.
Das heißt, eine komplementäre Struktur ist eine
Struktur, die identisch mit der originalen Struktur ist,
wobei allerdings leitende und nichtleitende Flächen
miteinander vertauscht sind. Sind die originale und
die komplementäre Struktur gleich groß, d.h. besitzt
sie 50% leitende und 50% nicht leitende (freie)
Flächen und sind sie durch Spiegelung oder Drehung
aufeinander abzubilden, dann sind die originale und
die duale Struktur selbstkomplementär [3].
Die elektrischen Eigenschaften einer log.-per.
Antenne wiederholen sich periodisch mit dem
Logarithmus der Frequenz, da sich in demselben
Maße die Struktur auch wiederholt [1][3]. Diese
periodischen Schwankungen von z.B. Gewinn und
Antennenimpedanz können jedoch durch eine
geeignete Dimensionierung innerhalb einer Periode
so klein gehalten werden, dass sie über das
vorgesehene Frequenzintervall als näherungsweise
konstant anzusehen sind [1].
Eine
konstante
und
frequenzunabhängige
Strahlungscharakteristik
wird
durch
die
1/6
logarithmisch-periodische Struktur, also über die
Dimensionierung von τ erreicht. Hingegen wird die
konstante
und
frequenzunabhängige
Eingangsimpedanz durch die selbstkomplementäre
Struktur (Füllverhältnis) erreicht [4].
Der Einsatz von hochpermittiven Trägermaterialien
senkt
die
Eingangsimpedanz
gegenüber
niederpermittiven Materialien oder dem Freiraum und
sorgt so dafür, dass die Antenne am Eingang besser
angepasst ist und nicht schon ein großer Teil der
Leistung am Eingang reflektiert wird [3][4]. Je höher
die Dielektrizitätszahl des Substrats (Trägermaterial)
wird, desto geringer wird die Wellenlänge im
Medium und damit sinkt die untere Grenzfrequenz
der Antenne [1]. Beim Einsatz von hochpermittiven
Materialien als Substrat mit größerer Stärke,
verschlechtert
sich
die
Abstrahlung
der
elektromagnetischen Welle in den Freiraum, da der
größte Teil der Feldenergie sich im Dielektrikum
befindet und von diesem als dielektrischer
Wellenleiter geführt wird. Die Unterdrückung der
Abstrahlung der Welle in den freien Raum ist nicht in
der Eingangsimpedanz sondern im Gewinn der
Antenne sichtbar. In der Praxis wird die Leistung an
den Rändern des Substrats reflektiert, koppelt wieder
auf die Struktur und führt zu einer nichtkonstanten
Eingangsimpedanz durch stehende Wellen [3]. Solche
Phänomene können auch nur teilweise mit
Simulationsprogrammen berücksichtigt und behoben
werden. Je nach Einsatzgebiet muss das Substrat der
Antenne eine gewisse Festigkeit und Stabilität bieten.
Dabei spielt heutzutage neben der Größe, Form,
Aerodynamik (Windlast) und Produktionskosten auch
die Ästhetik eine wichtige Rolle.
Die großen Vorteile der log.-per. Antenne liegen in
der großen Bandbreite, der stabilen Polarisation, der
kleinen Abmessung, sowie der Kosteneinsparung
beim Einsatz von vielen unterschiedlichen Antennen
um die gleiche Bandbreite zu erhalten [1][3].
2. Logarithmisch-periodische Dipolantenne
Die log.-per. Dipolantenne oder auch LPDA genannt,
ist aus der logarithmischen Spirale entstanden. Es
sollte eine linear polarisierte Struktur entwickelt
werden,
die
die
gleichen
guten
Breitbandeigenschaften besitzt wie die Spiralantenne
[3]. Das Ursprungsmodell wurde erst 1960 von D. E.
Isbell vorgestellt und konnte gleichzeitig als
Empfangsantenne als auch als Sendeantenne genutzt
werden. Dieses Modell, bestehend aus einem
Drahtgestell, war jedoch in der Fertigung recht
aufwändig und daher extrem teuer [4].
Bild 1: log.-per. Antenne, [4]
Die Struktur der Ursprungsantenne (siehe Bild 1) sah
so aus, dass zwei geradlinige Schenkel einer
geradlinigen Dreieckflächenantenne durch eine
Zahnstruktur ersetzt wurden. Die Abstände der Zähne
zueinander wurden so gewählt, dass das
Radienverhältnis
τ
dieser
Zähne
dem
Ausdehnungskoeffizienten
der
logarithmischen
Spirale entsprach. Dabei sind die Längen und die
Breiten der Zähne zu den aufeinanderfolgenden
Zähnen um den Stufungsfaktor τ < 1 kleiner. Da sich
im logarithmischen Maßstab die Zahnstruktur mit der
konstanten Periode ln(τ) wiederholt, wird diese
Antenne logarithmisch-periodisch genannt [4].
In
der
Praxis
gibt
es
einschlägige
Simulationsprogramme,
wie
das
3-DFeldsimulationsprogramm HFSS der Firma Ansoft
Inc. und das Softwarepaket von CST.
Die Einsatzorte für solche Antennentypen liegen dort,
wo kleine oder flache Bauarten mit einer möglichst
großen Bandbreite gewünscht werden. Wie zum
Beispiel in der Automobilindustrie (Sensorik,
Navigation, Telekommunikation, usw.), im Hospital
(Identifizierung von Patienten und Klinikpersonal,
Überwachung
von
Vitalfunktionen,
usw.),
Satellitenfunk, Mess- und Überwachungsdienste,
vollautomatische Kassencheckouts, Container ID,
GSM/UMTS,
Ticketing,
Zutrittskontrolle,
Lagerhaltung, usw. [1][2][3][4][7]. Diese Art und
Form von Antennen werden in der Zukunft und sind
schon heute, ein wichtiger Bestandteil in der
Informationsübertragung sein.
Bild 2: log.-per. Dipolantenne mit gekreuzter Speiseleitung
zwischen den Elementen, [1]
Die heutige log.-per. Dipolantenne besteht, wie in
Abbildung 2 zu sehen ist, aus einer Dipolzeile mit
logarithmisch-periodischen Längen und Abständen,
die über eine Doppelleitung gespeist wird. Diese
2/6
Doppelleitung wird von Dipol zu Dipol gekreuzt. Um
Kreuzungen der Paralleldrahtleitung zu vermeiden,
müssen die Dipolhälften alternierend an die
Paralleldrahtleitung angebracht werden. Durch diese
Kreuzung
wird
erreicht,
dass
die
aufeinanderfolgenden Dipole einen um 180º
zueinander verschobenen Strom führen, der in
Richtung des kleineren Dipoles nacheilt. Auf Grund
der Phasennacheilung ist die Strahlung in Richtung
des Speisepunktes gerichtet [1].
Dieser Antennentyp beruht auf dem Prinzip, dass
einzelne Elemente bei einer bestimmten Frequenz,
ähnlich wie ein Schwingkreis, resonant werden. Das
Resonanzzentrum bewegt sich bei Erhöhung der
Betriebsfrequenz in Richtung des kleinsten Elementes
und bei Verringerung der Betriebsfrequenz in
Richtung des längsten Elementes. Dabei werden die
Dipole unterhalb und oberhalb der Resonanzfrequenz
angeregt und wirken damit als Reflektoren und
Direktoren, sodass die Richtwirkung der Antenne
verbessert wird [1][3].
Eine optimale Resonanz wird erreicht, wenn der
Schwingkreis, bestimmt durch die Elementhöhe zur
Elementbreite, aufeinander abgestimmt ist. Da nicht
für jede Betriebsfrequenz in der vorgesehenen
Betriebsfrequenzbandbreite ein passendes Element
vorhanden ist mit dem es in Resonanz treten kann, ist
dieser Antennentyp quasifrequenzunabhängig und
kann nicht als frequenzunabhängig bezeichnet werden
[1].
Die Eingangsimpedanz der Antenne ist im
Betriebsfrequenzband konstant und kann unabhängig
von der Strahlungscharakteristik zwischen 50 und
300
Ω
eingestellt
werden.
Falls
die
Antennenimpedanz ZA von dem Wellenwiderstand
der Speiseleitung ZL abweicht, tritt an der
Verbindung eine Reflexion auf [1][3]. An der
Reflexionsstelle wird ein Teil der Leistung zurück in
Richtung Generator reflektiert, wodurch eine
stehende Welle entsteht. Demzufolge wird der
Wirkungsgrad geringer. Dabei können
im
Sendebetrieb Überspannungen auftreten. Um das zu
vermeiden, muss eine Anpassung über den gesamten
Betriebsfrequenzbereich an die Speiseleitung
vorgenommen werden. Bei der Herstellung der log.per.
Dipolantenne
muss
die
erforderliche
Antennenimpedanz berücksichtigt werden. Jedoch
lässt
sich
dies
nur
für
die
einzelnen
Resonanzelemente mit deren Betriebsfrequenz
erreichen.
Um
trotzdem
eine
Anpassung
vorzunehmen,
muss
ein
so
genannter
Impedanzwandler zwischen die Antenne und der
Speiseleitung geschalten werden.
Die Impedanz eines Dipols / einer gesamten Antenne,
kann durch folgendes beeinflusst werden:
Elementbreite b. Die folgende Formel wurde aus der
Quelle [1] entnommen.
s=
l
b
(5)
Die Änderung des Blindwiderstandes jXA ist bei
dicken Strahlern kleiner als bei Strahlern mit einem
hohen Schlankheitsgrad. Demzufolge ist es
vorteilhaft die Elemente in ihrer Breite richtig zu
bemessen um die Änderung des Blindwiderstandes so
gering wie möglich zu halten und so die Antenne
optimal anpassen zu können. Dabei ist zu beachten,
dass die Dipolbreite des Strahlers sich sehr stark auf
den Antenneneingangswiderstand der zweiten
Antennenresonanz R2 auswirkt, während die
Eingangsimpedanz der ersten Antennenresonanz R1
nahezu gleich bleibt. Die folgenden Formeln wurden
aus der Quelle [1] entnommen.
Rn + 1
Rn
Zn 2
R2 =
R1
τ=
Zn = 150 log 10
ZA = RA + jXA
(6)
(7)
l
= 150 log 10 s
b
(8)
(9)
ist
mit
R1
über
den
natürlichen
R2
Antennenwiderstand Zn verknüpft. Bei der Simulation
mittels Simulationsprogramm muss darauf geachtet
werden, dass zuerst das Resonanzelement mit der
geringsten Betriebsfrequenz simuliert wird und
danach schrittweise alle weiteren Elemente, da sonst
die Eingangsimpedanz der Antenne verändert wird
und das nächste Element dies ausgleichen muss.
Somit wären die einzelnen Elemente nicht mehr
angepasst. Die Auswirkungen der Verbreiterung jedes
einzelnen Dipolelementes kann man sich so
vorstellen, indem man sich mehrere dünne
Dipolelemente parallel geschaltet denkt, sich dadurch
die Kapazitätsbeläge addieren, da sich die Fläche am
Ende des Elementes vergrößert, während sich die
Induktivbeläge verringern. Demzufolge sinkt der
Schlankheitsgrad. Daraufhin sinkt der mittlere
Wellenwiderstand des Dipolelementes ZM ab und
resultierend daraus auch R2. Es wird dadurch eine
geringere Frequenzabhängigkeit erreicht, jedoch sinkt
dadurch
die
Resonanzfrequenz
für
dieses
Dipolelement. Eine Anpassung der Antenne ist nur in
einem begrenzten Frequenzbereich möglich. Die
folgenden Formeln wurden aus der Quelle [1]
entnommen.
1. Änderung des Leiterdurchmessers [1]
Die
Antennenimpedanz
ist
direkt
vom
Schlankheitsgrad s der Antenne abhängig und
beschreibt das Verhältnis aus Elementlänge l zur
3/6
ZM 2
R2 ≈
160Ω
⎛ 2⋅l
⎞
ZM = 120⎜ ln
− 1⎟Ω
b
⎝
⎠
(10)
(11)
2. Ausführung als Halbwellen- oder Ganzwellendipol
[1]
Der Widerstand des ersten Resonanzelementes R1
beträgt beispielsweise als λ0/4-Strahler 40 Ω,
währenddessen es als λ0/2-Strahler 80 Ω beträgt.
3. Ausführung als gestreckter oder gefalteter Dipol
[1]
Der Antennenwiderstand ist bei gefalteten Dipolen
um ein Vielfaches höher als bei gestreckten Dipolen.
Die elektrische Eigenschaft bleibt jedoch gleich.
4. Ausführung als Leiter- oder Schlitzantenne [1]
Ist eines der beiden Übertragungsglieder (Antenne,
Speiseleitung) symmetrisch, wobei das andere
unsymmetrisch ist, muss ein Symmetriewandler
verwendet werden [3]. Solche Transformationsglieder
sind sehr schmalbandig oder in breitbandiger
Ausführung sehr teuer und aufwändig in der
Herstellung [3]. Zu untersuchen wäre, ob eine log.per.
Dipolantenne
auf
Streifenleitungsbasis
symmetriert oder nicht symmetriert werden muss. Da
die Speiseleitung einer log.-per. Dipolstabantenne im
Inneren eines Trägerrohres bis zum Speisepunkt
verläuft und so gegen Mantelwellen abgeschirmt ist,
entfällt die Symmetrierung in diesem Fall. Da diese
Methode bei der log.-per. Dipolantenne auf
Streifenleitungsbasis nicht möglich ist, wäre bei einer
weiteren Optimierung zu untersuchen, ob die
Symmetrierung mit Hilfe eines ähnlichen Verfahrens,
mittels einer zweiten Schirmung (Triaxial-Kabel), die
um die Speiseleitung herum geht und auf die
Paralleldrahtleitung aufgelötet wird, sowie einer
Dummy-Leitung, die auf der anderen Seite der
Paralleldrahtleitung aufgelötet wird, erreicht wird
[1][4]. Durch diese Methode ändert sich jedoch die
Impedanz der Paralleldrahtleitung. Durch das
Auflöten der beiden zusätzlichen Schirmungen,
vergrößert sich die Fläche der Zweidrahtleitung und
beeinflusst damit die Impedanz drastisch, sodass die
Antenne nicht mehr angepasst ist. Dies müsste bei
einer weiteren Optimierung der Antenne mittels
Simulationsprogramm mit berücksichtigt werden.
Ein großer Vorteil der logarithmisch-periodischen
Dipolantenne ist es, dass sie vollständig
mathematisch berechenbar ist.
Es sind mit dieser Struktur sehr hohe Bandbreiten
möglich, mit denen man ein maximales
Grenzfrequenzverhältnis von bis zu 30:1 erreichen
kann [1].
Der Gewinn, sowie die Richtschärfe, können durch
Gruppierung mehrerer identischer Strukturen als
Dipolarray erhöht werden. Dabei müssen die
Strukturen entweder kreisförmig nebeneinander oder
in einem bestimmten Winkel übereinander
angeordnet werden. Solch eine winkelabhängige
Anordnung der Antennen zueinander, wird Stockung
genannt [5]. Dadurch können höhere Feldstärken
erreicht werden. Das führt zur Kosteneinsparung, da
Verstärker sehr teuer sind. Es können dadurch
zwischen 20 – 40 % höhere Feldstärken, gegenüber
herkömmlichen log.-per. Antennen, erreicht werden
[5]. Weiterhin erhält man eine breitbandige Antenne
mit guten elektrischen Eigenschaften, wenn eine log.per. Struktur als Erreger mit einer konventionellen
Yagi-Uda-Antenne kombiniert wird. Jedoch ist die
Struktur bei beiden Varianten nicht mehr planar. Bei
einfachen log.-per. Dipolantennen wird ein
maximaler Gewinn von ca. 7 dBi erreicht [5].
Der 3 dB-Öffnungswinkel der Antenne wird in der EEbene mit ca. 60º und in der H-Ebene mit ca. 120º
angegeben. Durch den recht geringen Öffnungswinkel
werden
so
in
der
Praxis
unerwünschte
Bodenreflexionen minimiert [1][5].
Die Güte Q, der Antenne, nimmt mit steigender
Bandbreite ab und kann für eine λ0/2-Antenne mit der
Formel (12) berechnet werden. Die folgende Formel
wurde aus der Quelle [1] entnommen.
Q=
π ⋅ R Re s 2
2 ⋅ ZM
≈ 2...6
(12)
Diese Art der log.-per. Antenne wird sehr häufig vor
allem in der Störfestigkeitsmessung der EMV
verwendet, da es gewollt ist, den Prüfling mit einer
möglichst hohen Leistung punktuell zu bestrahlen [5].
Weiterhin werden solche Antennensysteme im
Richtfunk angewandt. Um die gleiche Bandbreite zu
erhalten, müssen konventionelle Antennensysteme so
ausgelegt werden, dass mehrere zusammengeschalten
werden. Diese Variante, ist jedoch in der
Anschaffung sehr teuer. Außerdem wird beim Einsatz
einer log.-per. Antenne eine Menge Platz eingespart.
Bild 3: log.-per. Dipolantenne; Quelle: www.rohde-schwarz.de
3. log.-per. Spiralantenne
Die log.-per. Spiralantenne ist ein Nachfolger der
logarithmischen Spiralantenne. Da die log.
Spiralantenne eine winkelkonstante Antenne ist,
beruht sie nicht auf einem Resonanzprinzip sondern
besitzt einen Wanderwellencharakter und ist dadurch
frequenzunabhängig [2][3]. Da die log. Spiralantenne
zirkular polarisiert ist, wollte man die guten
Eigenschaften der log. Spiralantenne mit der
logarithmisch-periodischen Struktur verbinden, um
eine ideale lineare Polarisation zu erreichen.
4/6
Bild 4: Gegenüberstellung von log. Spiralantenne (links) und
log.-per. Spiralantenne (recht), [2]
Wie in Bild 5 zu erkennen ist, gibt es eine Vielzahl
unterschiedlicher
Formen
(Treppe,
Sinus,
Kochfraktal, Trapez, Zickzack) von log.-per.
Spiralantennen,
die
auf
verschiedenen
Basisfunktionen beruhen. Für jede Form gibt es eine
spezielle
Anwendung,
da
die
Formen
unterschiedliche Antennencharakteristiken besitzen.
der Arme gelötet und in der Mitte der Antenne mit
dem Speisepunkt verbunden. Auf den anderen
Spiralarm wird eine so genannte Dummy-Leitung
gelötet, deren Enden offen bleiben. Bei mechanisch
kleinen Antennen kann die gerade beschriebene
Methode nicht angewendet werden, da es sehr
umständlich ist, die Spiralarme einer kleinen
Spiralantenne mit einem Koaxialkabel zu versehen. In
diesem Falle muss ein Speisenetzwerk verwendet
werden [1].
Um
eine
weitere
Verbesserung
der
Breitbandeigenschaft zu erhalten, behilft man sich,
wie im Bild 7 zu erkennen ist, einer
Parallelinduktivität [2].
Bild 7: Darstellung einer Parallelimpedanz bei einer
log. Spiralantenne (links) und einer log.-per.
Stufen-Spiralantenne (rechts), [2]
Bild 5; verschiedene Formen log.-per. Spiralantennen
auf Streifenleitungsbasis, [7]
Eine der log.-per. Spiralantennen stellt die SinusSpirale dar. Der Wicklungssinn der Spiralarme kehrt
sich periodisch mit dem Radius um. Der Vorteil
dieser Antenne ist, dass auf Grund der Erzeugung
beider zirkularer Polarisationen eine resultierende
lineare Polarisation erzielt wird [2].
Das maximal erreichbare Grenzfrequenzverhältnis
liegt bei 20:1 [2]. Um die Richtcharakteristik zu
verbessern, wird eine Art Grundmetallisierung als
Massefläche, an der Unterseite der Antenne
angebracht [4].
Dieser Antennentyp ist die kompakteste Form in
Verbindung mit einer großen Bandbreite. Jedoch ist
sie
sehr
aufwändig
und
nur
mit
Simulationsprogrammen, wie Mathlab berechenbar
[1]. Dieses Programm wird benötigt um die
Basisfunktionen vom Originalbereich in den
Bildbereich zu transformieren. Siehe Bild 8.
Bild 6: log.-per. Sinus-Spiralantenne, [7]
Wie bei der log.-per. Dipolantenne, spielen auch hier
die Punkte der Selbstkomplementarität und die
Substrateigenschaft sowie die Substratdicke, für die
Dimensionierung der Antennenimpedanz eine
wichtige Rolle [3][4]. Die Symmetrierung zwischen
beiden
Übertragungsgliedern
(Antenne
und
Speiseleitung) ist bei diesem Antennentyp etwas
einfacher zu handhaben als bei der log.-per.
Dipolantenne, sofern die Spirale noch eine gewisse
Größe aufweist. Hierbei wird der Kunststoffmantel
des Koaxialkabels abisoliert und der Schirm auf einen
5/6
Bild 8: Transformation einer log.-per.
Trapez-Spiralantenne, [7]
4. Log.-per. Strukturantenne
5. Fazit
Zu dieser log.-per. Strukturantenne zählen alle
logarithmisch-periodischen Strukturen, die weder zur
log.-per. Spiralantenne, noch zur log.-per.
Dipolantenne zu zählen sind. Es gibt positive
Strukturen
(Leiterantennen)
sowie
negative
Strukturen (Schlitzantennen). Diese Struktur folgt,
wie die log.-per. Dipolantenne, festen geometrischen
Längen und wird daher ebenfalls mit dem
Stufungsfaktor τ beschrieben [1].
Auf Grund der Komplexität und der aufwändigen
Berechnung von log.-per. Spiralantennen, sowie dem
Einsatz von aufwändigen Simulationsprogrammen
und reichlich Hintergrundwissen für die Fertigung
solcher Antennentypen, scheidet die log.-per.
Spiralantenne für die gesuchten Zwecke aus. Wegen
der schlechten Beschreibung und der höheren
Eingangsimpedanz, und dadurch auch aufwändiger
anzupassende Antenne gegenüber der log.-per.
Dipolantenne
scheidet
auch
die
log.-per.
Strukturantenne aus. Durch die sehr gute
Beschreibung, die vollständig mathematische
Berechenbarkeit,
die
guten
Abstrahlund
Antennencharakteristiken, sowie der recht einfachen
Struktur der log.-per. Dipolantenne, ist die
Entwicklung einer solchen Antenne für den gesuchten
Zweck die Richtige.
Literaturverzeichnis
Bild 9: log.-per. Strukturantennen mit
einer negativen Struktur (links) und einer positiven
Struktur (rechts), [1]
Dabei werden resonanzfähige Elemente in die
Winkelstruktur der Gleichwinkelantenne eingebaut.
Resonanzelemente entstehen z.B. durch, periodisch
über die Antennenstruktur eingefügte Schlitze oder
gezahnte
Ränder.
Da
Resonanzelemente
frequenzabhängig sind, müssen sie ausreichend eng
benachbart angelegt werden. Das Verhältnis der
Abstände wird durch den Stufungsfaktor τ bestimmt.
Die folgende Formel wurde aus der Quelle [1]
entnommen.
τ=
Rn + 1
Rn
(13)
Beispielsweise besitzt die log.-per. KreisringsektorZahnantenne ein Grenzfrequenzverhältnis von 10:1.
Die Abstrahlung der EM-Welle erfolgt doppelseitig
zur Antennenfläche [1]. Die Antennenimpedanz kann
durch den Spreizwinkel ψ und durch die Aussparung
der Zähne verändert werden. Je kleiner der
Spreizwinkel,
desto
größer
wird
die
Antennenimpedanz.
Dabei
kann
eine
Antennenimpedanz von 100 bis 170 Ω eingestellt
werden. Um eine lineare Polarisation zu erhalten,
müssen kreisförmige Zähne durch zueinander parallel
angeordnete Zähne ersetzt werden. Es entsteht eine
log.-per. Trapez-Zahn-Antenne. Das Eφ-Feld ist daher
parallel zu den Zähnen polarisiert. Diese
Antennentypen in Vollmetallausführung haben
gegenüber
Drahtantennen
eine
höhere
Eingangsimpedanz und weisen eine geringere
Halbwertsbreite (Öffnungswinkel) auf [1].
[1] Wolfgang Rolke, „Theoretische Untersuchung
von Breitbandantennen mit Realisierung einer
logarithmisch-periodischen Dipolantenne“, 16.
Mai 2003
[2] Dr.-Ing. Michael Camp, Prof. Dr.-Ing. Hermann
Eul, Universität Hannover, „Lösungskonzepte
zur Antennenproblematik beim Einsatz von
RFID-Systemen im UHF-Bereich“ (2006)
[3] Prof. Dr.-Ing. W. Wiesbeck, Universität
Karlsruhe (TH), „Ultrabreitbandige Antennen
für Kommunikation und Navigation am
Fahrzeug“, Projekt II.1
[4] Dipl.-Ing. Oliver Büchel, Universität Hannover,
„Ein zirkular polarisierter Breitbandstrahler für
den Einsatz in planaren Gruppenantennen“,
Genehmigte Dissertation (2003)
[5] Dipl.-Ing. Dieter Schwarzbeck, Schwarzbeck
Mess-Elektronik, „Gestockte logarithmischperiodische Antennen“, Schönau, EMC
Kompendium 2002
[6] Dr.-Ing. Michael Camp, Dipl.-Ing. René
Herschmann, Dipl.-Ing. Thomas Fahlbusch,
Prof. Dr.-Ing. Hermann Eul, Prof. Dr.-Ing.
Ludger Overmeyer, Universität Hannover,
„Optimierung
der
Anpassung
zwischen
integrierter Schaltung und Antennensystem bei
UHF-RFID-Transpondern
durch
variable
Chippositionierung auf der Antenne“
[7] Dr.-Ing. Michael Camp, Universität Hannover,
„RFID-Technologie: Funktion und Einsatz”
6/6