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Untersuchungen zu isolierenden verlustarmen
kompakten Ansteuerschaltungen mit
integrierter Regelung des Laststromes
Dissertation der technischen Fakultät
an der Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
zur Erlangung des Grades
DOKTOR-INGENIEUR
vorgelegt von
Stefan Zeltner
Erlangen - 2011
Untersuchungen zu isolierenden verlustarmen
kompakten Ansteuerschaltungen mit
integrierter Regelung des Laststromes
Dissertation der technischen Fakultät
an der Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
zur Erlangung des Grades
DOKTOR-INGENIEUR
vorgelegt von
Stefan Zeltner
Erlangen - 2011
Als Dissertation genehmigt von der technischen Fakultät
an der Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
Tag der Einreichung:
3.8.2010
Tag der Promotion:
14.1.2011
Dekan:
Prof. Dr.-Ing. Reinhard German
Berichterstatter:
Prof. Dr.-Ing. Heiner Ryssel
Prof. Dr.-Ing. Leo Lorenz
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Kurzfassung
In dieser Arbeit werden Untersuchungen zu isolierenden, verlustarmen und zugleich
kompakten Ansteuerschaltungen mit integrierter Regelung des Laststromes vorgestellt.
Im Fokus steht insbesondere die Anwendung von Ansteuerschaltungen in mehrphasigen
DC/DC-Wandlern mit hoher Leistungsdichte. Die wesentlichen Anforderungen hierfür
ergaben sich aus der Betrachtung eines mehrphasigen Hoch-Tiefsetzstellers. Hierbei stellte es sich als vorteilhaft heraus, wenn die Ansteuerschaltung die Attribute „verlustarm“,
„isolierend“ und „kompakt“ aufweist und zugleich eine Regelung des Laststromes erlaubt. Die Untersuchungen zu den Attributen „verlustarm“ und „isolierend“ werden
nachfolgend in eigenständigen Kapiteln abgehandelt. Ebenso erfolgt die Untersuchung
zur Regelung des Laststromes in einem eigenständigen Kapitel. Dem Attribut „kompakt“
wird mittels Realisation eines entsprechenden Demonstrators Rechnung getragen.
Zur Reduzierung der Ansteuerverluste werden zwei neue Möglichkeiten vorgeschlagen.
Berechnungen zur erforderlichen Ansteuerleistung für Leistungshalbleiter haben ergeben,
dass unter der Annahme einer nur abschnittsweise linearen Gatekapazität sich die Ansteuerverluste beim Einschalten des Leistungsschalters bei konventioneller spannungsgesteuerter Ansteuerung im Allgemeinen von denen beim Ausschalten unterscheiden. Die
Gesamtverluste können durch Multiplikation von Schaltfrequenz, Gesamtgateladung und
Spannungsdifferenz exakt ermittelt werden. Das erste vorgestellte Verfahren zum Betrieb
einer resonanten verlustarmen Ansteuerschaltung unterscheidet sich von den aus der
Literatur bekannten Verfahren dadurch, dass zunächst die zur Umladung der Gatekapazität erforderliche Energie vollständig in einer Spule gespeichert wird. Unter Zugrundelegung einiger vereinfachender Annahmen wird es erleichtert, die bei der Umladung einer äquivalenten Gatekapazität entstehenden Ansteuerverluste zu berechnen. Durch die
Herleitung einer geeigneten physikalischen Definition wird es möglich, den Wirkungsgrad der resonanten Ansteuerschaltung zu bestimmen. Danach entspricht der Wirkungsgrad einer verlustarmen Ansteuerschaltung dem Verhältnis von prozessierter Leistung
zur Summe der prozessierten Leistung plus der hierbei entstehenden Verluste, wobei sich
im Ergebnis für eine konventionelle spannungsgesteuerte Ansteuerschaltung ein Wirkungsgrad von 50 % ergibt. Das andere neuartige Verfahren zeichnet sich durch eine stufenweise Gateansteuerung aus. Hierfür zeigen die Berechnungen, dass der Wirkungsgrad
dem Verhältnis von Stufenanzahl zu Stufenanzahl plus eins entspricht. Eine dreistufige
Ansteuerung hat demnach einen Wirkungsgrad von bereits 75 %.
Die Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen beginnen mit einer Betrachtung
zum Stand der Technik. Um die hervorragenden Isolationseigenschaften von Standardleiterplattenmaterialien zu nutzen, wird hier ein neuer Ansatz zur galvanisch isolierten
ii
Übertragung der Ansteuersignale sowie der zur Umladung benötigten Ansteuerenergie
vorgestellt. Dieser basiert auf der Verwendung von leiterplattenintegrierten Kondensatoren und Übertragern. Im direkten Vergleich von induktiven und kapazitiven leiterplattenintegrierten Koppelelementen erwies sich als vorteilhaft, aufgrund seines sehr viel geringeren Flächenbedarfs das induktive Koppelelement zur Übertragung der notwendigen
Ansteuerleistung zu nutzen. Das kapazitive Koppelelement hingegen weist Vorteile bei
der Übertragung der Ansteuersignale auf. Zum einen erfordert es prinzipbedingt eine
deutlich geringere Stromaufnahme. Zum anderen zeigt es deutlich geringere Wechselwirkungen mit den unvermeidbaren parasitären Zuleitungsinduktivitäten, was besonders bei
der Übertragung sehr hochfrequenter Signale von Bedeutung ist. Zur störsicheren Übertragung wird die in der Nachrichtentechnik bekannte Manchester Leitungskodierung
vorgeschlagen. Zur Umgehung der Trägerrückgewinnung wird in der Arbeit stattdessen
ein Verfahren mit separater Übertragung des Trägersignals empfohlen.
Bei Betrachtung der verschiedenen dem Stand der Technik entsprechenden Lösungen zur
Regelung des Laststroms sowie der dabei verwendeten Verfahren zur Strommessung,
kommt die Frage auf, welche Bandbreite für eine galvanisch isolierte Stromerfassung benötigt wird. Anhand des direkten Vergleichs einer Mittelwert-Stromregelung mit einer
Spitzenwert-Stromregelung zeigt sich, dass die Spitzenwert-Stromregelung keine den
Stromverlauf exakt abbildende Phasenstromerfassung benötigt. Unter der Annahme, dass
der Stromsensor ein Tiefpassverhalten erster Ordnung aufweist, ist für diesen in der Anwendung einer Spitzenwert-Stromregelung eine 3-dB-Bandbreite in der Höhe eines Viertels der Schaltfrequenz des zu regelnden DC/DC-Wandlers ausreichend. Hiermit kann ein
günstigeres dynamisches Strom-Führungsverhalten erzielt werden, als mit einem
Stromsensor vierfacher Bandbreite in der Anwendung einer Mittelwert-Stromregelung.
Hierzu bedarf es allerdings einer Korrektur des Stromsollvorgabewertes. Aufgrund der
geringen notwendigen Bandbreite wird in dieser Arbeit die Bezeichnung „Low Bandwidth Current Mode Control“ für das modifizierte Stromregelungsverfahren eingeführt.
In Kombination mit einer Stromerfassung, welche auf der Auswertung des parasitären
Spulenwiderstands beruht, führt das modifizierte Stromregelungsverfahren zu sehr kompakten Lösungen für das Stromsymmetrierungsproblem bei mehrphasigen HochTiefsetzstellern.
Basierend auf den Ergebnissen der vorangegangenen theoretischen Untersuchungen
wurde im Rahmen der Arbeit eine isolierende, verlustarme, kompakte Ansteuerschaltung
für eine Halbbrückentopologie mit integrierter Regelung des Laststroms entwickelt und
realisiert. Durch Messungen konnten viele der theoretisch betrachteten Konzepte überprüft werden. Darüber hinaus zeigte sich, dass insbesondere das in dieser Arbeit vorge-
iii
stellte Verfahren zur Regelung des Laststroms geeignet ist, um die Funktionalität eines
Hoch-Tiefsetzstellers hin zu einem Subsystem mit den Eigenschaften einer gesteuerten
Stromquelle zu erweitern. Dieses Subsystem kann besonders vorteilhaft als Basiselement
für modular realisierte leistungselektronische Systeme, wie z.B. DC/DC-Wandlern mit
mehreren Ein- und Ausgängen, verwendet werden.
Abstract
In this thesis studies on insulating low-loss compact driver circuits with an integrated
control unit for regulating the load current are presented. The main focus is laid on driver
circuits for high power density multiphase DC/DC converters. Several requirements
turned out to be essential by considering a multiphase buck-boost converter. Driver circuits must insulate, avoid gate drive losses, should be able to control the load current and
be easy to integrate. The first three of these requirements are dealt with in separate chapters. To illustrate the last requirement a prototype was build.
Two new possibilities of designing driver circuits which reduce gate drive losses are examined. On the assumption that the gate of a power semiconductor could be described by
a piecewise linear gate capacity, calculations of the required driving energy in conventional voltage driven circuits have proved that turn-on driver losses differ in general from
turn-off driver losses. However, the total gate charge losses can be determined accurately
by multiplying the switching frequency with the gate charge and the voltage difference.
The first solution, a low-loss resonant driver circuit, differs from that one known in literature by the fact that the energy required to reload the gate capacity is stored entirely in a
coil first. By using some simplifications it is possible to calculate the losses when charging
an equivalent gate capacity. By deriving a suitable physical definition it is possible to determine the efficiency of the resonant driver circuit. Using this definition, the efficiency of
a low-loss driver circuit corresponds to the ratio of the power processed to the sum of the
power processed and the losses occurring through out the process. This results in an efficiency of 50 % for a conventional voltage controlled driver circuit. For the other new solution with a stepwise gate control the calculations show that the efficiency corresponds to
the relation of step numbers to the sum of step numbers plus one. Consequently, a threestage control has an efficiency of already 75 %.
The research on insulating coupling elements begins with the consideration of the state of
the art technology. To use the outstanding isolation qualities of standard printed circuit
board materials a new approach is presented for the galvanically insulated transmission
of the gate control signals as well as for the energy required to reload the gate capacity,
which is based on the use of printed circuit board integrated capacitors and transformers.
iv
A comparison of inductive and capacitive printed circuit board integrated coupling elements showed that it is of advantage to use the inductive coupling element for the transmission of the necessary gate drive energy because of its reduced amount of circuit board
area. However, the capacitive coupling element has advantages when transmitting the
gate control signals. On the one hand it has a much lower current consumption. On the
other hand it shows much less interaction with the unavoidable parasitic leakage inductances, which is particularly important during the transmission of very high frequency
signals. It is suggested to use the Manchester coding, which is well-known in communications engineering, for a fail-safe transmission of the gate drive signals. To avoid the need
to reconstruct the carrier signal, it is suggested to transmit the carrier signal separately.
Considering state of the art solutions to control the current of buck-boost converters the
question raises how to find the necessary current measurement bandwidth particularly if
a galvanically isolated current measurement unit is used. Comparing the average current
mode control with the peak current mode control shows that the peak current mode control does not need an exact current measurement signal. Under the assumption that the
current measurement unit shows the behavior of a first-order low-pass filter, a 3-dBbandwidth in the range of one fourth of the switching frequency is sufficient for it when
used for peak current mode control. With this kind of current measurement unit the behavior of the modified current control is better than that of an average current mode control even if it uses a measurement unit which is four times faster. However, this requires a
correction of the desired current value. Due to the low 3-dB-bandwidth which is necessary, it is suggested to use the term “low bandwidth current mode control” for the modified current mode control scheme. If combined with a current measurement which is
based on the evaluation of the parasitic coil resistance, the modified current mode control
scheme leads to very compact solutions for balancing the currents in multiphase buckboost converters.
Based on the results of the theoretical analysis, an insulating, low-loss, compact gate drive
circuit for a half bridge with integrated control of the load current was developed and
realized. Many of the theoretical concepts could be confirmed by measurements. Moreover, the suggested procedures presented in this thesis are suitable to extend the functional
character of a buck-boost converter towards a subsystem with the qualities of a controlled
current source. This subsystem can be applied advantageously as a basic element for
modular power electronic systems like multiport DC/DC converters.
v
Inhalt
1. EINLEITUNG, MOTIVATION UND ZIELSTELLUNG .................................................... 1
1.1 LEISTUNGSELEKTRONISCHE SYSTEME HOHER LEISTUNGSDICHTE ...................................... 2
1.2 ZIELSTELLUNG UND METHODIK ............................................................................................ 3
2. ANFORDERUNGEN ................................................................................................................. 5
2.1 ANSTEUERSCHALTUNG FÜR HALBBRÜCKENTOPOLOGIEN .................................................. 5
2.2 ISOLATIONSFÄHIGKEIT ........................................................................................................... 6
2.3 STÖRFESTIGKEIT ...................................................................................................................... 8
2.4 SYSTEMINTEGRIERBARKEIT................................................................................................... 11
2.5 SYSTEMDEFINITION ............................................................................................................... 12
3. UNTERSUCHUNGEN ZU VERLUSTARMEN ANSTEUERSCHALTUNGEN .......... 13
3.1 GATEANSTEUERUNG ............................................................................................................ 13
3.1.1 Berechnung der Gateansteuerleistung bei Systemen mit Spannungsquelle ................ 13
3.1.2 Verlustarme resonante Ansteuerschaltung .................................................................. 17
3.1.3 Stufenweise Gateansteuerung....................................................................................... 29
3.2 ALLGEMEINE VERLUSTBETRACHTUNG BEI GESCHALTETEN REAKTIVEN ELEMENTEN..... 36
4. UNTERSUCHUNGEN ZU ISOLIERENDEN KOPPELELEMENTEN ........................... 41
4.1 STAND DER TECHNIK............................................................................................................ 41
4.2 ISOLATIONSEIGENSCHAFTEN VON LEITERPLATTEN ........................................................... 45
4.3 VERGLEICH VON INDUKTIVEN UND KAPAZITIVEN KOPPELELEMENTEN .......................... 48
4.4 ÜBERTRAGUNG DER GATEANSTEUERSIGNALE MIT LEITERPLATTENINTEGRIERTEN
KONDENSATOREN ...................................................................................................................... 63
4.5 ÜBERTRAGUNG DER GATEANSTEUERENERGIE MIT LEITERPLATTENINTEGRIERTEM
ÜBERTRAGER ......................................................................................................................... 67
5. UNTERSUCHUNGEN ZUR PHASENSTROMREGELUNG .......................................... 74
5.1 ZUR NOTWENDIGKEIT EINER PHASENSTROMREGELUNG .................................................. 74
5.2 MODIFIZIERTES STROMREGELUNGSVERFAHREN ................................................................ 79
5.3 INTEGRIERTE PHASENSTROMERFASSUNG ........................................................................... 96
vi
6. BEISPIEL ZUR REALISIERUNG DER VORGESCHLAGENEN VERFAHREN ....... 102
6.1 SCHALTUNGSÜBERSICHT .................................................................................................... 104
6.2 GALVANISCH ISOLIERTE ÜBERTRAGUNG DER GATEANSTEUERSIGNALE ........................ 105
6.3 GALVANISCH ISOLIERTE SPANNUNGSVERSORGUNG ........................................................ 109
6.4 RESONANTE GATEANSTEUERSCHALTUNG ........................................................................ 113
6.5 SYSTEMINTEGRIERTE PHASENSTROMERFASSUNG UND -REGELUNG................................ 124
7. ZUSAMMENFASSUNG DER ERGEBNISSE MIT AUSBLICK ................................... 133
8. LITERATUR ............................................................................................................................ 138
ANHANG .................................................................................................................................... 147
A. HERLEITUNGEN ................................................................................................................... 147
A1. zu Gl. (3.8) ..................................................................................................................... 147
A2. zu den Gln. (5.9a,b) und (5.9c) ...................................................................................... 148
B. SIMULATIONEN ZUM MODIFIZIERTEN STROMREGELVERFAHREN ..................................... 150
B1. Simulationen im Zeitbereich .......................................................................................... 150
B2. Simulationen im Frequenzbereich .................................................................................. 161
B3. Verifizierung des linearen Kleinsignalmodells ............................................................... 162
C. VERZEICHNIS DER VERWENDETEN SYMBOLE UND KONSTANTEN .................................... 165
D. ABKÜRZUNGSVERZEICHNIS ................................................................................................ 170
E. STICHWORTVERZEICHNIS..................................................................................................... 171
1
1. Einleitung, Motivation und Zielstellung
Ansteuerschaltungen erfüllen in der Leistungselektronik eine zentrale Aufgabe. Sie bilden
das Verbindungsglied zwischen einer übergeordneten Steuereinheit und dem Leistungsschalter – z.B. MOSFET oder IGBT. Bedeutende Anwendungsbeispiele hierfür finden sich
im Bereich der getakteten Spannungswandler. Anwendungen mit Silicium-Leistungsschaltern die eine Sperrspannung von 1200 V und mehr besitzen stellen dabei relativ geringe Anforderungen an die maximal erforderliche Schaltfrequenz der Ansteuerschaltung. Hingegen erfordern Anwendungen mit modernen 600 V Bauelementen oft wesentlich höhere Schaltfrequenzen. Die Abbildungen 1-1 bis 1-4 zeigen beispielhaft Ausführungsformen systemintegrierter Ansteuerschaltungen. Der Begriff „systemintegriert“ ist
hierbei gemäß der Definition des Systembegriffs von der Art der jeweilig gesetzten Abgrenzung geprägt. Die in den Abbildungen 1-1 und 1-2 dargestellten Lösungen stellen
eine in ein Leistungsmodul integrierte Ansteuerschaltung dar.
Abb. 1-1: Leistungsmodul mit integrierter Ansteuer-
Abb. 1-2: Leistungsmodul mit integrierter
schaltung und Stromsensor (Bildquelle: FhG-IISB)
Ansteuerschaltung (Bildquelle: FhG-IISB)
Hingegen zeigen die in den Abbildungen 1-3 und 1-4 dargestellten Ausführungsformen
aufgrund ihrer geringeren montagebezogenen Modularität keine so deutlich erkennbare
Systemabgrenzung.
Stromsensor
Abb. 1-3: Systemintegrierte Ansteuer-
Abb. 1-4: Systemintegrierte Ansteuerschaltung mit
schaltung mit Stromsensor
Stromsensor (Widerstand) für einen DC/DC-
(Bildquelle: FhG-IISB)
Wandler (Bildquelle: FhG-IISB)
2
1. Einleitung, Motivation und Zielstellung
1.1 Leistungselektronische Systeme hoher Leistungsdichte
Geschaltete Spannungswandler mit einer Spitzenleistung im Bereich von ca. 1 kW bis
100 kW werden in unterschiedlichster Ausführung z.B. bei der Hybridisierung oder Elektrifizierung von Kraftfahrzeugen verwendet. Sie ermöglichen dort die wirtschaftliche
Kopplung eines in der Ausgangsspannung variablen Hochvoltenergiespeichers, wie z.B.
einer Lithium-Ionen-Batterie oder einer Brennstoffzelle mit dem Antriebsumrichter. Sie
koppeln das bestehende Niedervolt-Bordnetz mit zukünftigen Hochvolt-Bordnetzen oder
ermöglichen Energieeinsparungen durch Optionen wie Rekuperation von Bremsenergie.
Abbildung 1-5 zeigt beispielhaft das breite Aufgabenspektrum geschalteter Spannungswandler in zukünftigen automobilen Anwendungen.
Brennstoffzelle
Hochlast-Verbraucher
DC
DC
DC
Mobile
AC
Netzsteckdose
DC
Hybridantrieb
DC
DC
DC
DC
10...100kW
x-by-wire
aktives Fahrwerk
elektromagn. Ventile
Klimatisierung
Anbauaggregate (NFZ)
14VBordnetz
1...3kW
AC
Bildquelle Motor: Toyota
xC
50...100kW
DC
42...650V
10...100kW
Elektrischer
Antriebsenergiespeicher
SuperCaps
NiMH, Li-Ion,...
Abb. 1-5: Aufgabenspektrum geschalteter Spannungswandler in zukünftigen automobilen
Anwendungen
Da besonders im Automobilbau Gewicht und Bauvolumen der einzelnen Systemkomponenten eine entscheidende Rolle spielen, ist die Erhöhung deren Leistungsdichte eine der
zentralen Forschungs- und Entwicklungsaufgaben. Zudem besteht Bedarf, auch bereits
bestehende Fahrzeugplattformen zu hybridisieren. Damit bestehende „Lücken“ im Bauraum für die erforderliche Leistungselektronik nutzbar werden, ist ein Höchstmaß an Systemintegration notwendig, wie anhand des in Abbildung 1-6 gezeigten Beispiels der Systemintegration eines Elektromotors mit integrierter Leistungselektronik im Bauraum einer
Getriebeeinheit deutlich wird. Dieses Ziel kann sowohl durch schaltungstechnische als
auch durch konstruktive Maßnahmen erreicht werden. Beispielhaft hierfür seien die Erhöhung der Schaltfrequenz, eine phasenversetzte Parallelschaltung mehrerer Teil-Wandler oder der Verzicht einer hohen montagebezogenen Modularität erwähnt.
1.1 Leistungselektronische Systeme hoher Leistungsdichte
3
Die genannten Maßnahmen führen vor allem zu einer
Reduzierung der gewichts- und bauvolumenbestimmenden passiven Bauelemente wie Speicher- bzw. Filterspulen und Zwischenkreis- bzw. Filterkondensatoren. Allerdings führen sie auch zu erhöhten Anforderungen an die Steuer- und Regelungselektronik, zu der
auch die Ansteuerschaltung zu zählen ist, z.B. hinsichtlich des Aufwands, der Dynamik sowie der thermischen- oder mechanischen Belastungen.
Abb. 1-6: Beispiel zur Systemintegration (Bildquelle: FhG-IISB)
Am Beispiel des in Abbildung 1-4 dargestellten DC/DC-Wandlers, der gemäß Abbildung
1-5 zur Ankopplung eines Energiespeichers genutzt werden kann, sei das Argument der
Aufwandserhöhung verdeutlicht. Nicht geregelte DC/DC-Wandler sind in der Regel
Spannungswandler, d.h. sie zeigen in einem weiten Betriebsbereich (im sogenannten kontinuierlich leitenden Betrieb) an ihren Ausgangsklemmen eine näherungsweise ideale
Spannungsquellencharakteristik. Da eine Parallelschaltung idealer Spannungsquellen
prinzipbedingt nicht möglich ist, müssen bei mehrphasigen (parallel geschalteten) Systemen die Ausgangsströme der einzelnen Phasen des DC/DC-Wandlers symmetriert
werden. Hierfür ist eine Messung der Phasenströme vorteilhaft. Aufgrund der geringen
Ausgangsamplitude der verwendeten Stromsensoren (z.B. mittels Messwiderstandes gemäß Abb. 1-4) bietet sich aufbau- und verbindungstechnisch wegen der kurzen Verbindungsleitungen eine Integration von Stromsensor-Signalverarbeitung und Ansteuerschaltung an. Die gleichen Überlegungen fordern eine Anordnung der Ansteuerschaltung nur
wenige Millimeter über den Leistungsschaltern. Anhand der Abbildungen 1-1 bis 1-4 ist
erkennbar, dass eine kompakte Bauform und damit hohe Leistungsdichte dann erzielbar
ist, wenn die Grundfläche der Ansteuerschaltung nicht größer ist als die benötigte Fläche
für das Substrat des Leistungsmoduls bei gleichzeitig minimaler Bauhöhe. Eine darüber
hinaus besonders kompakte Bauweise ist dadurch gekennzeichnet, dass die erforderliche
Stromsensorik ebenfalls mit integriert ist. Aufgrund der sich hierdurch ergebenden besonderen Einbausituation entsteht eine Vielzahl hoher Anforderungen an die Ansteuerschaltung, die mit standardisierten Lösungen derzeit nicht erfüllbar sind.
1.2 Zielstellung und Methodik
Die Arbeit soll Wege zur Erfüllung dieser speziellen Anforderungen aufzeigen. Bezüglich
der Lösungen für eine besonders kompakte Bauweise mittels Integration der erforderlichen Stromsensorik, konzentriert sich die Arbeit auf Lösungen für Ansteuerschaltungen,
wie sie für mehrphasige DC/DC-Wandler hoher Leistungsdichte notwendig sind, wobei
4
1. Einleitung, Motivation und Zielstellung
das Schaltverhalten von Leistungshalbleitern, bzw. dessen Beeinflussung durch die Ansteuerschaltung nicht betrachtet wird.
Anhand der Untersuchung eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers hoher Leistungsdichte
werden in Kapitel 2 zunächst die wesentlichen Anforderungen „Isolationsfähigkeit“,
„Störfestigkeit“ und „Systemintegrierbarkeit“ genauer analysiert. Im Anschluss daran erfolgt eine Definition des Systems „Ansteuerschaltung“, welche in der Folge zur Betrachtung von isolierenden verlustarmen kompakten Ansteuerschaltungen mit integrierter Regelung des Laststroms führt. Die Untersuchungen zu den Attributen „verlustarm“ und
„isolierend“ werden nachfolgend in eigenständigen Kapiteln abgehandelt. Ebenso erfolgt
die Untersuchung zur Regelung des Laststromes in einem eigenständigen Kapitel. Dem
Attribut „kompakt“ wird mittels Realisation eines entsprechenden Demonstrators Rechnung getragen.
Im Kapitel 3 werden Lösungen für Ansteuerschaltungen, die mit dem Attribut „verlustarm“ versehen sind, betrachtet. Nach Untersuchungen zur erforderlichen Ansteuerleistung für Leistungshalbleiter werden sowohl verschiedene bekannte, wie auch neue Möglichkeiten zur Realisierung verlustarmer Ansteuerschaltungen analysiert.
Kapitel 4 hat Themen zu Ansteuerschaltungen zum Gegenstand, die aufgrund des Attributs „isolierend“ betrachtet werden müssen. Hierbei werden isolierende Koppelelemente
zur Energie- und Datenübertragung betrachtet und Angaben zu den Isolationseigenschaften von Leiterplatten ermittelt. Basierend auf diesen Ergebnissen wird dann ein neuer Lösungsansatz für isolierende Ansteuerschaltungen erarbeitet.
Im Kapitel 5 steht die Regelung des Laststromes im Zentrum. Aufgrund prinzipieller Betrachtungen von Lösungen zur Regelung des Laststroms wird ebenfalls ein neuer Lösungsansatz entwickelt.
Im Kapitel 6 wird zur Verifizierung eine realisierte isolierende verlustarme kompakte Ansteuerschaltung mit integrierter Regelung des Laststroms vorgestellt, die die vorgeschlagenen neuen Lösungsansätze beinhaltet.
Abschließend erfolgen eine Zusammenfassung der Ergebnisse mit Wertung sowie ein
kurzer Ausblick.
5
2. Anforderungen
2.1 Ansteuerschaltung für Halbbrückentopologien
Viele leistungselektronische Schaltungstopologien basieren auf der Verwendung einer
Halbbrückenschaltung sowie einer Spule. Eine Halbbrückenschaltung besteht aus zwei in
Serie geschalteten unidirektional sperrenden Leistungshalbleitern (MOSFET oder IGBT)
mit Freilaufdioden. Bei den meist spannungsgeführten DC/DC-Wandler Topologien befinden sich zudem auf der Hochvolt- (HV) und Niedervoltseite (LV) Kondensatoren. Bei
DC/AC-Wandler Topologien ist die Spule Bestandteil der Motorwicklung und der Kondensator auf der Niedervoltseite entfällt.
Abbildung 2-1 verdeutlicht beispielhaft die Anwendung der Halbbrückenschaltung in
einem mehrphasigen DC/DC-Wandler. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit ist der
Wandler nach Abb. 2-1 nur zweiphasig ausgeführt. Eine Erhöhung der Phasenanzahl
führt zu keiner Änderung des Schaltungsprinzips. Zudem zeigt Abb. 2-1 eine mögliche
Methode zur Steuerung und Regelung eines mehrphasigen bidirektionalen DC/DCWandlers. Die gelb markierten Bereiche kennzeichnen die typischen Komponenten einer
LV-Summenstromsensor
PWMEinheit
Phasenstromregler
I-SOLL
TRIG 2
TRIG 1
Übergeordnete Steuer- und Regeleinheit
+15V
Phasenstromregler
+15V
+5V
+3V
2. Isolationsbarriere
Gatetreiber-Spannungsversorgung
GateTreiber
I-IST 2
GateTreiber
PWMEinheit
Phasenstromsensor 2
GateTreiber
Interne
Energieversorgung
Phasenstromsensor 1
GateTreiber
Niedervoltseite (LV)
/ Batterie
HV-Summenstromsensor
I-IST 1
Hochvoltseite (HV) / Umrichter
Ansteuerschaltung.
1. Isolationsbarriere
CAN-Schnittstelle
Anwender
12 V Bordnetz
Abb. 2-1: Zweiphasiger bidirektionaler DC/DC-Wandler – Prinzipschaltbild des Gesamtsystems
6
2. Anforderungen
Jede Phase wirkt bei Ansteuerung des entsprechenden oben liegenden Leistungsschalters
als Tiefsetzsteller (buck converter) und bei Ansteuerung des entsprechenden unten liegenden Leistungsschalters als Hochsetzsteller (boost converter), womit ein bidirektionaler
Energietransport realisiert werden kann. Zur Symmetrierung der Phasenströme dienen
die einzelnen Phasenstromsensoren und eine zugehörige Stromregelschleife, die als innere Stromregelschleife bezeichnet wird. Diese bietet zudem weitere Vorteile, wie z.B.
Schutz vor zu hohen Phasenströmen, die eventuell zu einer magnetischen Sättigung der
Spule führen. Zur Regelung der gewünschten Ausgangsgröße – Spannung, Strom oder
Leistung – sind je nach Energietransportrichtung noch weitere Summenstromsensoren
bzw. Messeinrichtungen zur Erfassung der Ausgangsspannungen notwendig. Diese bilden mit der übergeordneten Steuer- und Regeleinheit eine sogenannte äußere Regelschleife. Mittels einer zeitlich versetzten Aktivierung (TRIG-Signale) der Pulsweitenmodulatoren (PWM-Einheit) kann eine Überlappung der Spannungswelligkeiten der Teilwandler
erreicht werden. Bei einem Einsatz im Kraftfahrzeug kontrolliert eine weitere übergeordnete Steuereinheit den DC/DC-Wandler, z.B. mittels einer CAN-Bus (Controller Area Network) basierten Kommunikationsschnittstelle.
2.2 Isolationsfähigkeit
Aufgrund der im System auftretenden lebensgefährdenden Spannungen stellt sich die
Frage nach dem Schutz des Anwenders. Anhand von Abb. 2-1 ist ersichtlich, dass dieser
am einfachsten durch eine erste Isolationsbarriere in der Art galvanisch isolierender Koppelelemente an Kommunikationsschnittstelle (CAN) und interner Energieversorgung geschützt werden kann. Aufgrund der seriellen Datenübertragung werden an dieser Stelle
nur wenige isolierende Koppelelemente benötigt. Die Bezugspotentiale der übergeordneten Steuer- und Regeleinheit, der PWM-Einheit und der Phasenregler könnten somit mit
dem gemeinsamen Bezugspotential der Hoch- und Niedervoltseite verbunden werden.
Auch eine direkte Ansteuerung der unten liegenden Leistungsschalter wäre möglich. Die
Abb. 2-2 und 2-3 zeigen jedoch, dass bei einer Parallelschaltung aufgrund der unvermeidbaren parasitären ohmschen und induktiven Elemente eine Beeinflussung der Ansteuersignale weder mittels einer einfachen noch mittels einer mehrfachen Masseanbindung der
untenliegenden Ansteuerschaltungen mit dem Bezugspotential der Steuereinheit behoben
werden kann.
Zur Ansteuerung der oben liegenden Leistungsschalter ist eine Ansteuerschaltung notwendig, die sowohl die Schaltinformation als auch die zur Gateumladung benötigte Energie bezüglich eines potentialveränderlichen Bezugspunktes (Source- des oben liegenden,
bzw. Drain-Anschluss des unten liegenden Leistungsschalters) zur Verfügung stellt.
2.2 Isolationsfähigkeit
7
+HV
+HV
niederinduktive
Verbindung
niederinduktive
Verbindung
Gatetreiber
Gatetreiber
+15V
R
-HV
L
+5V
+15V
R
-HV
L
Masseschleife
+5V
GND
Steuereinheit
GND
Steuereinheit
Abb. 2-2: Beeinflussung der Ansteuersignale bei Abb. 2-3: Beeinflussung der Ansteuersignale bei
einfacher Masseanbindung
mehrfacher Masseanbindung
Bei Schaltungen bis typischerweise 600 V maximaler Sperrspannung werden zur Versorgung der oben liegenden Schalter häufig ladungspumpenbasierte Schaltungen (z.B. Bootstrap-Schaltung) eingesetzt. Die Ansteuerung erfolgt in dieser Spannungsklasse meist
mittels Hochvolt-ICs, die Pegelumsetzer-Schaltungen enthalten. Nachteilig hierbei ist,
dass mit höheren Schaltfrequenzen schnell schaltende Hochvoltdioden für die BootstrapSchaltungen benötigt werden, und im Allgemeinen spezielle Ladezyklen für die Bootstrapkondensatoren erforderlich sind. Bei üblichen Hochvolt-ICs ist zudem die Toleranz
gegenüber negativen Spannungen zum Bezugspotential des ICs gering. Verbesserungen
diesbezüglich sind von in SOI-Technik (Silicon on Insulator) hergestellten Hochvolt-ICs
zu erwarten.
Durch den Einsatz galvanisch isolierender Koppelelemente erfolgt prinzipbedingt eine
Entkopplung der Bezugspotentiale. Werden alle oben liegenden Schalter mit einem galvanisch isolierenden Koppelelement versorgt und angesteuert, so ist sowohl ein andauerndes Ein- als auch Ausschalten realisierbar und es können problemlos wesentlich höhere
Isolationsspannungen realisiert werden. Erfolgt auch die Ansteuerung der unten liegenden Schalter mittels galvanisch isolierender Koppelelemente, so können die oben beschriebenen Auswirkungen bei einer Parallelschaltung mehrerer Halbbrücken drastisch
reduziert werden, da die Koppelpfade dann niederkapazitiver Art (z.B. Übertrager-Koppelkapazitäten) sind und nicht mehr in Form von Masseschleifen vorliegen. Zudem ergibt
sich hierdurch die Möglichkeit, eine zweite Isolationsbarriere einzuführen, was jedoch
auch eine galvanische Trennung weiterer Mess- und Versorgungsleitungen erfordert (vgl.
Abb. 2-1). Den elektrischen Vorteilen galvanisch isolierender Ansteuerschaltungen steht
ein erhöhter Aufwand gegenüber. Wie jedoch die Entwicklung der letzten Jahre auf dem
8
2. Anforderungen
Gebiet der IC-integrierten isolierenden Datenkoppler zeigt, können auch galvanisch isolierende Lösungen in sehr kleinen Bauvolumina realisiert werden.
Aufgrund der Ansteuer- und Versorgungsproblematik der oben liegenden Leistungsschalter sowie der Vermeidung von Masseschleifen bei der direkten Ansteuerung der unten liegenden Leistungsschalter ist es sinnvoll, galvanisch isolierende Koppelelemente in
Ansteuerschaltungen einzusetzen. Zudem kann damit auch der Schutz des Anwenders
erhöht werden.
2.3 Störfestigkeit
Eine weitere elementare Anforderung an die gemäß Kapitel 2.2 hier zu betrachtenden
isolierenden Ansteuerschaltungen ist eine ausreichende Störfestigkeit gegenüber Gleichtaktstörungen. Anhand der sehr stark vereinfachten Darstellung gemäß Abb. 2-4 wird
verdeutlicht, wie sich aufgrund der stets vorhandenen parasitären Koppelkapazitäten,
z.B. an der Isolationsbarriere oder zum Gerätegehäuse, ein kapazitiver Störstrompfad ausbilden kann (siehe auch Zel[10]).
Gehäuse
+HV
Eingangsstufe
Ansteuerung
Ausgangstreiber
Koppler
Koppler
primäre Seite der
Ansteuerschaltung
übergeordnete
Steuereinheit
Isolationsbarriere
Leitungsinduktivität
sekundäre Seite der
Ansteuerschaltung
-HV
Störstrompfad
Abb. 2-4: Vereinfachtes Modell zur Verdeutlichung der Auswirkungen der Koppelkapazität der
Isolationsbarriere, gelb markiert: Ansteuerschaltung
Die Abb. 2-5 verdeutlicht hierzu den Zusammenhang des sich einstellenden störenden
Verschiebungsstroms Istör in Abhängigkeit der auftretenden Störspannungsänderung und
der Koppelkapazität Ciso der Isolationsstrecke gemäß:
I stör = Ciso ⋅
dU stör
dt
(2.1)
2.2 Isolationsfähigkeit
9
Störstrom Istör (A)
10
Koppelkapazität Ciso
der Isolationsstrecke
1
pF
10
5p
0,1
F
2p
F
1p
F
0,01
10
100
1000
Störspannungsänderung dUstör/dt (kV/µs)
Abb. 2-5: Störstrom in Abhängigkeit der Störspannungsänderung sowie der Koppelkapazität der
Isolationsstrecke
Abbildung 2-5 zeigt beispielhaft für die Annahme eines maximal zulässigen Störstroms
von 500 mA, dass bei Störspannungsänderungen im Bereich von 100 bis 400 kV/µs – dies
entspricht bei Messungen mit einem genormten Prüf-Burstgenerator mit 5 ns Anstiegszeit
einer Störspannungsamplitude von 500 bis 2000 Volt – die maximal zulässige Koppelkapazität der Isolationsstrecke im Bereich zwischen 1 pF und maximal 5 pF liegen muss.
Mittels des sehr stark vereinfachten Modells gemäß Abb. 2-4 und dem in Abb. 2-6 dargestellten zugehörigen Simulationsmodell (LTspice) können die Auswirkungen einer nicht
verschwindenden Koppelkapazität der Isolationsstrecke verdeutlicht werden.
Abb. 2-6: Simulationsmodell zur Verdeutlichung der Auswirkungen der Koppelkapazität
10
2. Anforderungen
Abbildung 2-6 zeigt stark vereinfacht den kapazitiven Koppelweg bei einer galvanisch
isolierten Ansteuerung des oben liegenden Leistungshalbleiters in einer Halbbrücke. Der
Knoten mit der Bezeichnung V1a entspräche somit dem Wechselabgriff der Halbbrücke,
dessen sich sprunghaft änderndes Potenzial durch die Störspannungsquelle V1 nachgebildet ist. Die Kondensatoren C1 und C2 repräsentieren die Koppelkapazitäten der Isolationsstrecke des eingesetzten Datenkopplers (z.B. Übertrager), wobei die Annahme gelte,
dass aufgrund weiterer vorhandener, im Vergleich hierzu großer Kapazitäten (C3) auf der
primären Seite der Ansteuerschaltung, sich eine gleichmäßige Stromverteilung in C1 und
C2 einstelle. Der Kondensator C4 stellt die maximal zulässige Eingangskapazität des Signaleingangs auf der primären Seite der Ansteuerschaltung dar, unter der Bedingung, dass
eine treibende Spannungsquelle V2 (übergeordnete Steuereinheit) mit einem Innenwiderstand R1 von 100 Ohm zur Verfügung steht und die maximale Anstiegszeit (äquivalent zu
5 τ) der von V2 generierten Signale, gemessen an C4, im Bereich von 10 ns liegen soll. Zudem sei angenommen, dass die zum Schließen des kapazitiven Stromkreises notwendigen
Kapazitäten C6 (z.B. Serienschaltung der Ausgangskapazität des unten liegenden Leistungsschalters mit der Koppelkapazität zum Gerätegehäuse) und C5 (z.B. Koppelkapazität
der übergeordneten Steuereinheit zum Gerätegehäuse) groß gegenüber der Koppelkapazität der Isolationsstrecke sind. Die Abb. 2-7 und 2-8 zeigen die Simulationsergebnisse unter der Annahme einer Änderung der Störspannung von 300 kV/µs hierfür.
Störspannung mit
300 kV/µs
Störspannung mit
300 kV/µs
Eingangssignal der
Ansteuerschaltung
Schwellenspannungen
Ausgangssignal
der Steuereinheit
Störstrom
Eingangssignal der
Ansteuerschaltung
Schwellenspannungen
Ausgangssignal
der Steuereinheit
Störstrom
Abb. 2-7: Simulation einer sehr kurzen Verbin-
Abb. 2-8: Simulation einer längeren Verbindung
dung (2x 10 nH) von Steuereinheit und
(2x 100 nH) von Steuereinheit und
Ansteuerschaltung
Ansteuerschaltung
2.2 Isolationsfähigkeit
11
Abbildung 2-7 zeigt für eine sehr kurze Verbindung von übergeordneter Steuereinheit mit
der Ansteuerschaltung (ca. 10 mm unter der Annahme von ca. 1 nH/mm Induktivitätsbelag) eine sich ausbildende Störstromstärke von 600 mA entsprechend Gl. (2.1). Während der Störspannungsänderung erfolgt aufgrund der nicht verschwindenden Koppelkapazität des Datenkopplers (2 pF) eine Störung des Eingangssignals der Ansteuerschaltung. Die Störstärke ist hierbei bereits so groß, dass die Schwellenspannungen einer
typischen Schmitt-Trigger Eingangsbeschaltung (bei 5 V Versorgungsspannung: 1,5 V
bzw. 2,5 V) erreicht werden. Die Störfestigkeit der modellierten Ansteuerschaltung gemäß
Abb. 2-6 beträgt demnach ca. 300 kV/µs. Mit dem Modell nach Abb. 2-6 folgt für eine minimale Störfestigkeit von 100 kV/µs die Anforderung, dass die gesamte Koppelkapazität
(C1||C2) der Isolationsstrecke bei kurzer Verbindung zur Steuereinheit maximal 5 pF betragen darf [Zel10]. Dies entspricht nach Abb. 2-5 einem maximalen Störstrom Istör von 500
mA.
Demgegenüber verdeutlicht Abb. 2-8, dass bei einer längeren Verbindung von übergeordneter Steuereinheit und Ansteuerschaltung (im Beispiel von Abb. 2-8 ca. 100 mm unter
der Annahme von ca. 1 nH/mm Induktivitätsbelag) die entsprechenden Schwellenspannungen deutlich über- bzw. unterschritten werden. Ob das zu steuernde Leistungsbauelement hierdurch zum Schalten veranlasst wird hängt dabei entscheidend von der weiteren
Signalverarbeitung der Ansteuerschaltung ab.
2.4 Systemintegrierbarkeit
Anhand der einleitend dargestellten Beispiele systemintegrierter Ansteuerschaltungen
wird deutlich, dass der Begriff der Systemintegrierbarkeit hier unmittelbar mit dem realisierten Bauvolumen verknüpft ist. In diesem Sinne erschließt sich auch die Verbindung
zum Begriff der Mechatronik. Denn erst die räumliche Nähe verschiedener funktionaler
Einheiten führt zu den einleitend beschriebenen neuen Herausforderungen. Hinsichtlich
isolierender Ansteuerschaltungen bedeutet dies die räumliche Verschmelzung von Leistungsmodul und Ansteuerschaltung zu einem intelligenten Leistungsmodul (IPM) und,
im Hinblick auf die ebenfalls einleitend beschriebenen besonders kompakten Ausführungsformen, auch die Aufnahme weiterer Funktionen. Bezogen auf die Anwendung in
mehrphasigen DC/DC-Wandlern gemäß Abb. 2-1 kann dies eine Integration eines isolierenden Phasenstromsensors oder auch die Integration der gesamten inneren Stromregelschleife bedeuten.
12
2. Anforderungen
2.5 Systemdefinition
Gemäß den bisherigen Ausführungen kann jetzt eine Definition des Systems „Ansteuerschaltung“ gegeben werden:
Als isolierende systemintegrierbare Ansteuerschaltung werden hier die zum Betrieb einer
Halbbrücke in einem mehrphasigen DC/DC-Wandler notwendigen Schaltungsteile bezeichnet. D.h. die Ansteuerschaltung umfasst auch die Schaltungsteile zur Realisierung
einer Stromregelung des Laststromes der Halbbrücke.
Bezogen auf die in Abb. 2-1 dargestellte Anwendung, sowie der Erfordernis nach Systemintegrierbarkeit, ergeben sich daraus folgende, in Tabelle 2-1 zusammengefassten,
allgemein zu erfüllenden Anforderungen. Zur besseren Verständlichkeit der Forderungen
sind beispielhaft Werte mit angegeben.
Tabelle 2-1: Allgemeine Anforderungen an eine isolierende systemintegrierbare
Ansteuerschaltung zum Betrieb einer Halbbrücke in einem mehrphasigen
DC/DC Wandler
Anforderung
Beispiel
Ansteuerung von IGBTs, MOSFETs:
Highspeed IGBTs (z.B. SGP30N60HS)
geeignet für hohe Schaltfrequenzen
ca. 300…500 kHz
Dauer ein- bzw. ausschaltfähig
Tastverhältnis 0 % bis 100 %
Ansteuerleistung pro Leistungsschalter
ca. 1-2 W
hohe Isolationsfähigkeit
Ansteuerung von Leistungshalbleitern mit
bis zu 1700 V max. Sperrspannung
hohe Störfestigkeit
> 100 kV/µs
geeignet für großen Temperaturbereich
-40 °C … +125 °C
geringes Bauvolumen für gesamte Ansteu-
< 5 cm³
erschaltung
L x B x H < 35 mm x 25 mm x 5 mm
integrierte Phasenstromerfassung
mittels parasitärer Bauelemente
integrierte Phasenstromregelung
PCMC (Peak Current Mode Control)
Aufgrund der Forderung nach geringem Bauvolumen und hoher thermischer Belastbarkeit ist eine Betrachtung verlustarmer Ansteuermethoden erforderlich. Ebenso erzwingt
die Anforderung an das Bauvolumen eine Nutzung parasitärer Bauelemente zur Erfassung des Phasenstroms.
3.1 Gateansteuerung
13
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
3.1 Gateansteuerung
Eine wesentliche Aufgabe der Ansteuerschaltung ist das Umladen der in der Gatekapazität CG des Leistungsschalters (z.B. MOSFET oder IGBT) gespeicherten Ladung QG. Typischerweise wird hierfür, wie in Abb. 3-1 vereinfacht dargestellt, mittels zweier Schalter
eine sich mit der Schaltfrequenz fS sprungförmig ändernde Spannungsquelle realisiert, die
über einen Gatevorwiderstand RG mit dem Gate verbunden ist. Die Gatekapazität CG mit
Gateladung QG kann somit von der i.A. negativen Ausschaltspannung UAUS auf die Einschaltspannung UEIN umgeladen werden, deren Differenz hier als ∆U0 bezeichnet wird.
UEIN
S1
UR
∆U0
UAUS
RG
S2
CG
QG
UG
Abb. 3-1: Typische Gateansteuerung mit Konstantspannungsquellen und Vorwiderstand
3.1.1 Berechnung der Gateansteuerleistung bei Systemen mit Spannungsquelle
Bei einer periodischen Ansteuerung des Gates mittels Vorwiderstand RG, Spannung ∆U0
und Schaltfrequenz fS wird die bei der Umladung entstehende Verlustleistung mittels:
PR = f S ⋅ QG ⋅ ∆U 0
(3.1)
berechnet. Die im Vorwiderstand RG entstehenden Verluste PR sind hierbei von der am
Widerstand RG anliegenden Spannung UR abhängig. Da die Spannung UR der Differenz
zwischen der an der Gatekapazität CG anliegenden Spannung UG und der Ein- bzw. Ausschaltspannung entspricht, folgt, dass die maximale am Widerstand RG anliegende Spannung gleich der Differenz von Einschaltspannung UEIN und Ausschaltspannung UAUS ist.
Damit folgt, dass mit Gl. (3.1) sowohl die Verluste unipolarer als auch bipolarer Ansteuerschaltungen berechnet werden können. Typischerweise wird im Datenblatt eines
Leistungsschalters die Gesamtgateladung QG nur für eine unipolare Ansteuerung angegeben [Nic98], [Irf07]. Ersetzt man die nichtlineare Gatekapazität CG mittels einer betragsmäßigen äquivalenten linearen Kapazität Cäq, wobei gilt:
QG = Cäq ⋅ ∆U 0 ,
(3.2)
14
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
so kann Gl. (3.1) auch in folgender Form angegeben werden:
PR = f S ⋅ Cäq ⋅ ∆U 02 .
(3.3)
Bei einer linearen Gatekapazität ist bekannt, dass sich die entstehenden Verluste gleichmäßig auf den Lade- bzw. Entladezyklus verteilen. Da Gl. (3.3) keine Auskunft darüber
gibt, wie sich die entstehenden Verluste bei einer realen nicht linearen Gatekapazität verteilen, können die im Vorwiderstand RG umgesetzten Verlustleistungen PR,EIN während
des Ladens und PR,AUS während des Entladens berechnet werden, indem man die stückweise lineare Gateladungskurve, wie sie in Datenblättern angegeben wird, als Basis der
Berechnung verwendet. Abb. 3-2 zeigt beispielhaft den typischen qualitativen Verlauf
einer Gateladungskurve [Sem07]. Aus dieser werden folgende Informationen entnommen:
- Abschnitt 1: Kapazität C1 im Spannungsbereich UAUS bis UL gleich ∆U1
- Abschnitt 2: Kapazität C2 im Spannungsbereich UL bis UM gleich ∆U2
- Abschnitt 3: Millerplateauspannung UM und Millerladung QM
- Abschnitt 4: Kapazität C4 im Spannungsbereich UM bis UEIN gleich ∆U4
UG
UEIN
C4
UM
UAUS
∆Q4
C2
0
UL
∆U4
QM
∆U2
∆Q2
C1
∆U1
∆Q1
Q0
1
Q1
2
Q2
3
Q3
4
Q4
QG
Abb. 3-2: Typische Gateladungskurve bei einer Messung mit Konstantstromquelle
Die Kapazitäten C1, C2 und C4 entsprechen den Steigungen der Gateladungskurve und
können mit:
Cn =
∆Qn
,
∆U n
(3.4)
abschnittsweise berechnet werden. Die Abb. 3-3 und 3-4 zeigen hierfür den qualitativen
zeitlichen Verlauf der Gatespannung UG für einen Einschaltvorgang, bzw. für einen Ausschaltvorgang, bei Ansteuerung mit konstanter Spannung und Vorwiderstand.
3.1 Gateansteuerung
UG
15
UG
∆UR,1 ∆UR,2
UEIN
A1
UEIN
A4
A3
A2
UM
UM
0
0
UL
UL
UAUS
UAUS
t0
t1
t2
t3
A5
t
t4
A7
A6
∆UR,7 ∆UR,8
t5
t6
t7
t8
A8
t
t9
Abb. 3-3: Gatespannungsverlauf beim
Abb. 3-4: Gatespannungsverlauf beim
Einschalten
Ausschalten
Mittels QM und UM kann hierfür mit UEIN und RG die Zeitdauer tM (gleich t3-t2) des Millerplateaus für den Einschaltvorgang berechnet werden:
QM ⋅ RG
.
U EIN − U M
t M ,EIN =
(3.5)
Analog gilt für die Zeitdauer tM (gleich t7-t6) beim Ausschaltvorgang:
t M , AUS =
QM ⋅ RG
.
U M − U AUS
(3.6)
Da im Allgemeinen bei einer Ansteuerung mit negativer Ausschaltspannung UAUS die
Spannungsdifferenz UEIN-UM kleiner ist als die Differenz UM-UAUS, dauert der Einschaltvorgang im Allgemeinen länger als der Ausschaltvorgang, wie ein Vergleich der Gln. (3.5)
und (3.6) zeigt.
Liegt an einem ohmschen Widerstand RG ein beliebiger periodischer Spannungsverlauf
UR an, so kann die hierbei entstehende Verlustleistung PR mittels einer Berechnung des
Effektivwertes der Spannung oder des Stromes ermittelt werden:
PR =
1 1
⋅ ∫ U R2 (t )dt .
RG TS TS
(3.7)
Bezogen auf Abb. 3-3 liefert das Integral in Gl. (3.7) für die mit A1-A4 bezeichneten Flächen einen Wert ungleich null. Allgemein kann dieses Integral, innerhalb eines Abschnittes mit konstanter Kapazität, mit:
t m +1
R
∫U (t )dt =
2
R
tm
G
⋅ Cn
∆U R2 , m − ∆U R2 , m +1 ,
2
(
)
(3.8)
berechnet werden (zur Herleitung siehe Anhang A1.). Hierbei entspricht ∆UR,m der am
Widerstand RG anliegenden Spannung am Beginn des Abschnittes n und ∆UR,m+1 der anliegenden Spannung am Ende des Abschnittes n, wie dies die Abb. 3-3 und 3-4 für die
Flächen A2 und A7 explizit verdeutlichen.
16
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Für die Fläche A3 kann Gl. (3.8) nicht angewendet werden, da C3 unendlich groß wäre
(gleiches gilt für die Fläche A6). Mit der Frequenz fS als Kehrwert der Periodendauer TS
erhält man somit für den in Abb. 3-3 dargestellten Ladevorgang:
(
PR , EIN
)
(
(
C1 ∆U 02 − (U EIN − U L )2 + C 2 (U EIN − U L )2 − (U EIN − U M )2
f 
= S  2t M , EIN
2 +
(U EIN − U M )2 + C4 (U EIN − U M )2

RG

)
)



(3.9)
Zur Berechnung der Verluste während eines Entladevorgangs erhält man analog:
PR , AUS
2t M , AUS

2
2
(U M − U AUS )2
f S C4 ∆U 0 − (U M − U AUS ) +
RG
=
2 
2
+ C (U − U ) − (U − U )2 + C (U − U )2
AUS
L
AUS
L
AUS
1
 2 M
(
)
(
)
(





(3.10)
)
Mit den Gln. (3.4) bis (3.6) können die Gln. (3.9) und (3.10) auch in folgender Form angegeben werden:
PR , EIN
2
2
 ∆U 02 − (U EIN − U L )2
(
U EIN − U L ) − (U EIN − U M ) 
+ Q2
f Q

= S 1
U L − U AUS
UM −UL

2
+ 2QM (U EIN − U M ) + Q4 (U EIN − U M )

(3.11)
PR , AUS
 ∆U 02 − (U M − U AUS )2

+ 2QM (U M − U AUS )
Q4

U EIN − U M
fS 

=
2
2
2 
(U − U AUS ) − (U L − U AUS ) + Q (U − U )
+ Q2 M
1
L
AUS
UM −UL


(3.12)
Addiert man die Verluste beim Auf- und Entladen entsprechend der abschnittsweise
wirksamen Kapazitäten, so folgt:
PR , EIN ,1 + PR , AUS ,8 = f S ⋅ Q1 ⋅ ∆U 0 ,
(3.13a)
PR , EIN , 2 + PR , AUS ,7 = f S ⋅ Q2 ⋅ ∆U 0 ,
(3.13b)
PR , EIN ,3 + PR , AUS ,6 = f S ⋅ QM ⋅ ∆U 0 ,
(3.13c)
PR , EIN , 4 + PR , AUS ,5 = f S ⋅ Q4 ⋅ ∆U 0 .
(3.13d)
Mit der Gesamtgateladung:
QG = Q1 + Q2 + QM + Q4 ,
(3.14)
erhält man für die Gesamtverluste erwartungsgemäß das Ergebnis von Gl. (3.1).
Anhand des folgenden Beispiels wird deutlich, wie groß der Unterschied zwischen der
beim Laden und Entladen entstehenden Verlustleistung ist. Aus der Gateladungskurve
des IGBT-Moduls SKM600GB066D von Semikron werden folgende Daten entnommen
(Betriebspunkt: VCE = 300 V und IC = 600 A) [Sem07]:
Abschnitt 1: UAUS ≈ -8 V, UL ≈ -2 V, ∆U1 ≈ 6 V, ∆Q1 ≈ 1000 nC, C1 ≈ 167 nF
3.1 Gateansteuerung
17
Abschnitt 2: UM ≈ 9 V, ∆U2 ≈ 11 V, ∆Q2 ≈ 375 nC, C2 ≈ 34 nF
Abschnitt 3: QM ≈ 1925 nC
Abschnitt 4: UEIN ≈ 15 V, ∆U4 ≈ 6 V Q4 ≈ 1100 nC, C4 ≈ 183 nF
Mit Gl. (3.14) ergibt sich für QG ein Wert von ca. 4400 nC und mit Gl. (3.1) berechnet man
z.B. für eine Schaltfrequenz fS von 17 kHz eine Ansteuerleistung von 1,72 W. Tabelle 3-1
zeigt, wie sich die entstehenden Verluste auf die einzelnen Abschnitte verteilen.
Tabelle 3-1: Übersicht der entstehenden abschnittsbezogenen Verluste
Abschnitt
1
2
3
4
Summe
PR,EIN,n
(W)
0,341
0,073
0,196
0,056
0,666
PR,EIN,n / PR,EIN
%
51,1
11,0
29,5
8,4
100
8
7
6
5
Summe
0,051
0,073
0,556
0,373
1,053
Abschnitt
PR,AUS,n
(W)
PR,AUS,n / PR,AUS
%
4,8
6,9
52,8
35,5
100
PR,EIN + PR,AUS
(W)
0,392
0,146
0,752
0,429
1,719
Demnach betragen in diesem Beispiel die Einschaltverluste nur ca. 39 % der Gesamtverluste, wogegen die Ausschaltverluste 61 % ausmachen. Mit einem Gatevorwiderstand
von 3 Ω würde die Zeitdauer für das Millerplateau für den Einschaltvorgang ca. 963 ns
und für den Ausschaltvorgang ca. 340 ns betragen.
3.1.2 Verlustarme resonante Ansteuerschaltung
Da der ideale Kondensator ein verlustfreies Bauelement ist, kann die beim Laden und
Entladen entstehende Verlustleistung vermieden werden, wenn man verlustfreie Ansteuerschaltungen verwendet. Eine Möglichkeit hierfür stellen resonant betriebene Ansteuerschaltungen dar. Unter Beachtung der in Kapitel 2.5 definierten Eigenschaften der
Ansteuerschaltung ist eine Untersuchung der in der Literatur bekannten Verfahren mit
hohem Wirkungsgrad bei beliebigem Tastverhältnis und einer niedrigen Ausgangsimpedanz sinnvoll. Daher scheiden Verfahren, die nach einem dauerhaften Ein- bzw. Ausschalten zunächst wieder einen quasistationären Arbeitspunkt im Schaltbetrieb erreichen
müssen, prinzipbedingt aus. Beispielhaft sei hier die von Steigerwald patentierte Schaltung genannt, die als Variante ohne zusätzlichen AC-Schalter zwischen Serienresonanzelement und Halbbrücke und ohne Schalter zum Entladen des Speicherkondensators
auch von Maksimovic vorgestellt wurde [Stei91], [Mak91]. Für Anwendungen mit Pulsweitenmodulation wurde diese detailliert von Lopez beschrieben [Lop03]. Mit einer Vorladephase versehen, wurde sie zudem von Philips patentiert [Tol05a]. Eine Ansteuerschaltung die keinen quasistationären Zustand erfordert ist beispielsweise die von Zhang
18
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
(General Electric Company) patentierte Schaltung [Zha02]. In Abb. 3-5 ist diese als Variante mit zusätzlichen Klemmschaltern S3 und S4 dargestellt.
S1
S4
D1
D4
L
CG
U0
S2
D2
S3
D3
UG
Abb. 3-5: Resonante energierückspeisende Ansteuerschaltung nach Zhang
Im Vergleich zu Chen, der das Prinzip ebenfalls vorschlug, hat Zhang bereits zwei zusätzliche Schalter zur Klemmung der Gatespannung und Verringerung der Ausgangsimpedanz vorgeschlagen [Che04]. Mit einer angezapften Induktivität wurde die von Chen veröffentlichte Variante bereits von Jacobson (Rayhteon Company) patentiert [Jac93]. Die von
Zhang patentierte Schaltung wurde mit einer Vorladephase versehen wiederum von Philips erneut patentiert [Tol05b].
Bei einem Vergleich verschiedener Topologien für Ansteuerschaltungen für hohe Schaltfrequenzen, hat Strydom im Ergebnis eine Ansteuerschaltung vorgeschlagen, die während des Umladevorgangs Stromquellencharakteristik und während der stationären Einbzw. Auszustände Spannungsquellencharakteristik aufweisen sollte [Str04]. Demnach ist
die von Zhang vorgeschlagene Schaltung auch optimal für hohe Schaltfrequenzen geeignet.
In der vorliegenden Arbeit wird die von General Electric (Zhang) und Philips (Tolle) patentierte Schaltung in einer nochmals vollständig anderen Betriebsweise verwendet.
Im Gegensatz zur patentierten Schaltung von Tolle, der die Induktivität nur etwa bis zur
Hälfte des maximalen Gatestromes vorläd, wird hier vorgeschlagen, die gesamte zur Aufladung des Gates benötigte Energie zunächst in der Induktivität L zu speichern [Tol05b],
[Zel08]. Somit kann der Einschaltvorgang weiter beschleunigt werden. Dabei ist vorteilhaft, dass bei gleichem Energieinhalt der Induktivität L und der Gatekapazität CG keine
überschüssige Energie nach Beendigung des Einschaltvorgangs zurückgespeist werden
muss, was die Verluste im spannungsklemmenden Schalter S4 der Ansteuerschaltung
minimiert. Hingegen erfolgt beim Ausschaltvorgang im Gegensatz zu Tolle keine Vorla-
3.1 Gateansteuerung
19
dung der Induktivität L, womit sich der Ausschaltvorgang langsamer als der Einschaltvorgang gestalten lässt. Dies wirkt sich günstig auf die beim Ausschalten des Leistungsschalters eventuell aufgrund parasitärer Induktivitäten der Kommutierungszelle entstehende Überspannung aus. Außerdem wird im Gegensatz zu Zhang und Tolle vorgeschlagen, die Schalter S1 und S2 als Synchrongleichrichter zu betreiben [Zha02], [Tol05b],
[Zel08].
Abbildung 3-6 zeigt qualitativ den Zusammenhang der zeitlichen Verläufe der Steuersignale S1-S4, des Spulenstromes IL (Betrag) und der Gatespannung UG für die in Abb. 3-5
dargestellte resonante Ansteuerschaltung mit Klemmfunktion.
Die Funktionsweise der Schaltung sei anhand der folgenden Beschreibung und der in
Abb. 3-6 gekennzeichneten Schaltzustände 1-6 verdeutlicht. Hierbei gelte die Annahme,
dass sich die Gatekapazität CG mittels einer betragsmäßig äquivalenten linearen Kapazität
Cäq charakterisieren lässt.
Schaltzustand 1:
In diesem Zustand ist nur der Schalter S3 eingeschaltet. Hiermit wird eine niedrige Ausgangsimpedanz der Ansteuerschaltung im Aus-Zustand sichergestellt.
S4
S3
S2
mit Synchrongleichrichtung
S1
approximierter
Verlauf
4
|IL|
1
2
3
5
6
1
US
UG
∆tAUS
tVOR ∆tEIN
tEIN
tNACH
tVOR ∆tEIN
t
tAUS
TS
Abb. 3-6: Steuersignale S1-S4, Betrag des Spulenstromes IL und Verlauf der Spannung UG für die
resonante energierückspeisende Ansteuerschaltung nach Abb. 3-5
20
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Schaltzustand 2:
Erhält die Ansteuerschaltung den Befehl zum Einschalten des Leistungsschalters, so wird
der Schalter S1 eingeschaltet. Hiermit beginnt in dem als Vorladephase bezeichneten Zeitabschnitt tVOR der Strom IL in der Induktivität L zu steigen. Die Vorladephase ist erst abgeschlossen, wenn mindestens die gesamte zur Aufladung der Kapazität Cäq benötigte Energie in der Induktivität L gespeichert ist.
Schaltzustand 3:
Die Schalter S1 und S3 werden am Ende der Vorladephase ausgeschaltet. In diesem Moment kommutiert der Strom IL von S1 auf die Diode D2 und beginnt die Kapazität Cäq zu
laden. In diesem Zeitabschnitt erfolgt ein resonanter Energietransfer zwischen dem induktiven Resonanzelement L und dem kapazitiven Resonanzelement Cäq. Dies bedeutet,
dass die Spannungs- und Stromverläufe UG und IL mittels eines Einschwingvorgangs eines Systems 2. Ordnung beschrieben werden können. Falls am Ende der Vorladephase
exakt die zum Laden von Cäq auf die Spannung UEIN erforderliche Energiemenge in der Induktivität gespeichert ist, so wird die maximale Gatespannung genau innerhalb einer
viertel Periode der entstehenden Schwingung erreicht – vorausgesetzt das System ist
dämpfungsfrei. Obgleich ein verlängertes Einschalten des Schalters S1 während des
Schaltzustands 3 möglich wäre, womit die Einschaltzeit ∆tEIN zusätzlich verkürzt würde,
hätte dies negative Auswirkungen auf den Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung. Die
hierdurch in der Induktivität L zum Ende des Schaltzustands 3 zusätzlich gespeicherte
Energie müsste nämlich anschließend über S4 bzw. D4 zur Quelle zurückgespeist werden,
was zusätzliche Verluste verursacht.
Schaltzustand 4:
Mit Beendigung der Ladephase und Beginn des vierten Schaltzustandes wird der Schalter
S4 eingeschaltet. Damit wird sichergestellt, dass im Ein-Zustand die Ansteuerschaltung
eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweist. Falls während der Vorladephase mehr Energie in der Induktivität gespeichert wurde als zum Laden der Kapazität Cäq erforderlich ist,
erfolgt im vierten Schaltzustand eine Rückspeisung der überschüssigen Energie zur Spannungsquelle U0 über S4 bzw. D4.
Schaltzustand 5:
Erhält die Ansteuerschaltung den Befehl zum Ausschalten des Leistungsschalters, so wird
der Schalter S4 ausgeschaltet und der Schalter S2 eingeschaltet. Hiermit beginnt in dem als
Entladephase bezeichneten Zeitabschnitt ∆tAUS ein resonanter Energietransfer zwischen
dem kapazitiven Resonanzelement Cäq und dem induktiven Resonanzelement L, wobei
der Strom IL in der Induktivität L in umgekehrter Richtung zu steigen beginnt. Die Ent-
3.1 Gateansteuerung
21
ladephase ist abgeschlossen, wenn die Spannung UG den von der Spannungsquelle U0
vorgegebenen Ausschaltwert UAUS erreicht hat. Falls am Ende der Entladephase exakt die
zum Entladen von Cäq auf die Spannung UAUS erforderliche Energiemenge in der Induktivität gespeichert ist, wird die minimale Spannung UG genau innerhalb einer viertel Periode der entstehenden Schwingung erreicht – vorausgesetzt das System ist dämpfungsfrei.
Schaltzustand 6:
Mit Beendigung der Entladephase ∆tAUS beginnt der Schaltzustand 6. In diesem Moment
wird der Schalter S2 ausgeschaltet und der Schalter S3 eingeschaltet. Der Strom IL kommutiert damit von S2 auf die Diode D1. In diesem Schaltzustand erfolgt während der
Rücksetzzeit tNACH die Rückspeisung der in der Induktivität L gespeicherten Energie zur
Spannungsquelle U0.
Wie anhand der in Abb. 3-6 gestrichelt eingezeichneten Einschaltvorgänge für S2 während
der Zeitdauer ∆tEIN und für S1 während der Zeitdauer tNACH gezeigt ist, können die Schalter
S1 und S2 in diesen Zeitabschnitten als Synchrongleichrichter verwendet werden. Hiermit
kann der Wirkungsgrad der resonanten Ansteuerschaltung weiter erhöht werden. Hierbei
ist bei hohen Schaltfrequenzen fS zu beachten, dass sich die Schaltvorgänge von S1 und S2
bei einem Betrieb mit Synchrongleichrichterfunktion verdoppeln, wodurch man eine erhöhte Ansteuerleistung für diese Schalter erhält.
Der Abb. 3-6 können folgende auf dem vorgeschlagenen Schaltkonzept beruhende Einschränkungen entnommen werden. Die minimale Periodendauer TS,min und die damit einhergehende maximale Schaltfrequenz sowie die minimale Ausschaltdauer tAUS,min werden
aufgrund der im Vergleich zu konventionellen Ansteuerschaltungen zusätzlich eingeführten Vorladephase tVOR und Rücksetzphase tNACH vergrößert:
TS ,min = tVOR + ∆t EIN + ∆t AUS + t NACH ,
(3.15)
t AUS , min = tVOR + t NACH .
(3.16a)
Mit einer konstanten Periodendauer TS ergibt sich folglich auch eine maximale Einschaltdauer tEIN,max:
t EIN ,max = TS − t AUS ,min .
(3.16b)
Die Vorladephase tVOR erzeugt zudem eine Verzögerung beim Einschalten des Leistungsschalters. Diese kann jedoch mit der Wahl eines geeigneten Regelungsverfahrens entsprechend kompensiert werden, wie im Kapitel 5.2 noch gezeigt wird.
22
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Im Folgenden sollen die Verluste der resonanten Ansteuerschaltung nach Abb. 3-5 und
der nach Abb. 3-6 vorgeschlagenen Betriebsweise mit Synchrongleichrichterfunktion berechnet werden. Hierbei wird zur Vereinfachung angenommen, dass ein aufgrund der
Vorladephase eingeprägter Stromverlauf Leitendverluste an den entsprechend abschnittsweise beteiligten ohmschen Widerständen erzeugt. Im dämpfungsfreien Fall entspricht
die während der Vorladephase gespeicherte Energie die der zum Laden der äquivalenten
Gatekapazität Cäq erforderlichen, womit gilt:
L ⋅ I 02 = Cäq ⋅ U 02 .
(3.17)
Zudem gelte, dass alle Leitendwiderstände in einem Gatevorwiderstand RG vereint sind.
Anhand der Abbildungen 3-5 und 3-6 können die Leitendwiderstände der Schalter S1, S2
und S3 zu entsprechenden Gatevorwiderständen RG2, RG3, RG5 und RG6 abschnittsweise
vereint werden. Da aufgrund der mit Gl. (3.17) aufgestellten Bedingung keine überschüssige Energie am Ende von Schaltzustand 3 in der Induktivität L gespeichert ist, trägt
Schalter S4 hier keinen Anteil an den Verlusten. Die ohmschen Verluste der Spule L werden durch einen Serien-Ersatzwiderstand RL berücksichtigt:
RG 2 = RDS1 + RL + RDS 3 ,
(3.18a)
RG 3 = RDS 2 + RL ,
(3.18b)
RG 5 = RDS 2 + RL ,
(3.18c)
RG 6 = RDS1 + RL + RDS 3 .
(3.18d)
Der Verlauf von IL wird nach Abb. 3-6 im Abschnitt 2 durch die Gl. (3.19) und im Abschnitt 6 nach Gl. (3.20) beschrieben:
U
I L (t ) = 0
RG 2
t
− 

τ
⋅ 1 − e 2  ,




(3.19)
t
−
U
I L (t ) = 0 ⋅ e τ 6 .
RG 6
(3.20)
Hierbei gilt für die Zeitkonstanten τ 2 und τ 6:
τ2 =
L
RG 2
(3.21)
τ6 =
L
RG 6
(3.22)
In den Abschnitten 3 und 5 entspricht der Verlauf von IL der homogenen Lösung einer
linearen Differenzialgleichung zweiter Ordnung für den periodischen Fall. Mit den Ergebnissen z.B. von Weiss [Wei87] und den Anfangsbedingungen:
U C (t = 0 ) = 0 ,
(3.23a)
I L (t = 0 ) = I 0 ,
(3.23b)
3.1 Gateansteuerung
23
folgt für IL im Abschnitt 3:
I L (t ) = −

π
π 


⋅ e −δ ⋅t δ ⋅ cos ωe ⋅ t −  + ϖ e ⋅ sin  ωe ⋅ t −  .
2
2 
ωe



I0
(3.24)
Mit den Anfangsbedingungen:
U C (t = 0 ) = U 0 ,
(3.25a)
I L (t = 0 ) = 0 ,
(3.25b)
folgt für IL im Abschnitt 5:
2
δ 
I L (t ) = −U 0 ⋅ Cäq ⋅ 1 +   e −δ ⋅t [δ ⋅ cos(ωe ⋅ t − ϕ ) + ϖ e ⋅ sin (ωe ⋅ t − ϕ )] ,
 ωe 
δ 
 .
 ωe 
ϕ = arctan
(3.26)
(3.27)
Für die gedämpfte Eigenfrequenz ϖ e, die Eigenfrequenz ϖ 0 und den Dämpfungsexponenten δ gelten außerdem nach Weiss [Wei87]:
ωe = ω02 − δ 2 ,
(3.28)
2π
=
T0
(3.29)
ω0 =
δ=
1
,
L ⋅ Cäq
RG
,
2L
(3.30)
wobei für RG in Gl. (3.30) der für die jeweiligen Abschnitte (3 und 5) gültige Wert gemäß
der Gln. (3.18b) bzw. (3.18c) einzusetzen ist. Unter der Annahme, dass die Zeitkonstanten
τ 2 und τ 6 in den Abschnitten 2 und 6 sehr viel größer sind als tVOR bzw. tNACH verläuft IL
hier praktisch linear. Somit vereinfachen sich die Gln. (3.19) und (3.20) gemäß:
U0
⋅t ,
L
U
I L (t ) = − 0 ⋅ t + I 0 .
L
I L (t ) =
(3.31)
(3.32)
Zudem sei angenommen, dass das System in den Abschnitten 3 und 5 eine sehr geringe
Dämpfung aufweist, womit sich die Gln. (3.24) und (3.26) stark vereinfachen und der Verlauf von IL dort näherungsweise durch eine viertel Periode einer Cosinus- bzw. einer Sinusschwingung beschrieben werden kann:
I L (t ) = I 0 ⋅ cos(ω0 ⋅ t ) ,
I L (t ) = −U 0 ⋅
Cäq
L
⋅ sin (ω0 ⋅ t ) ,
(3.33)
(3.34)
Unter Berücksichtigung von Gl. (3.17) folgt für Gl (3.34):
I L (t ) = − I 0 ⋅ sin (ω0 ⋅ t ) .
(3.35)
24
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Die Amplitude I0 des sinusförmigen Stromverlaufs IL(t) kann durch Berechnung des
Stromes IL zum Ende des zweiten Abschnitts mit Gl. (3.31) ermittelt werden. Es gilt:
I0 =
U0
⋅ tVOR ,
L
(3.36a)
und in Verbindung mit Gl. (3.17) folgt für tVOR:
tVOR = LC äq .
(3.36b)
Die auftretenden Verluste können in den entsprechenden Abschnitten mit den Gln. (3.31),
(3.33), (3.36a) und:
PR ,res
1
= R⋅
TS
TS
∫ I (t )dt ,
2
L
(3.37)
0
berechnet werden. Für die Verluste in den Abschnitten 2 und 6 gilt damit:
PR 2,R 6,res = RG 2,G 6 ⋅ f S ⋅
1 L 3
⋅ I0 .
3 U0
(3.38)
Entsprechend folgt für die Verluste in den Abschnitten 3 und 5:
PR 3,R 5,res = RG 3,G 5 ⋅ f S ⋅
π
4
LCäq ⋅ I 02 ,
(3.39)
und damit für die Gesamtverluste bei nochmaliger Anwendung von Gl. (3.36a):
PR , res = f S ⋅
U 02 
2 3
π

2
R
⋅ ⋅ tVOR
+ RG 3,G 5 ⋅
LC äq ⋅ tVOR
.
2  G 2 ,G 6
L 
3
2

(3.40)
Mit der für praktische Fälle berechtigten Annahme, dass der Widerstand RL in den Gln.
(3.18a) bis (3.18d) dominierend ist, vereinfacht sich die Berechnung der Verlustleistung
und des Wirkungsgrads entsprechend:
PR ,res = f S ⋅ RL ⋅
U 02  2 3
π

2
⋅ tVOR +
LCäq ⋅ tVOR
.
2 
L 3
2

(3.40b)
Der Wirkungsgrad einer Ansteuerschaltung kann mittels Quotientenbildung von Ausgangsleistung PAUS zu Eingangsleistung PEIN berechnet werden, wobei letztere der Ausgangsleistung plus der entstehenden Verluste PV gleichzusetzen ist. Mit der Annahme
eines periodischen Schaltbetriebs der Ansteuerschaltung entsprechen PEIN, PAUS und PV
den innerhalb einer Schaltperiode ermittelten konstanten Leistungen. Aufgrund des damit geltenden proportionalen Zusammenhangs von Energie und Leistung kann zur Berechnung des Wirkungsgrads der Ansteuerschaltung auch die in Wärme umgesetzte
Energie WV ins Verhältnis zu der zum Ausgang übertragenen Energie WAUS gesetzt werden. Es gilt demnach:
η=
PAUS
PAUS
1
1
=
=
=
.
WV
PEIN PAUS + PV 1 + PV
1+
PAUS
W AUS
(3.41)
3.1 Gateansteuerung
25
Hierbei stellt sich die Frage, wie „die zum Ausgang übertragene Energie“ WAUS zu interpretieren ist. Zur Beantwortung soll die Ansteuerschaltung zunächst als Vierpol, gemäß
∆U0
WEIN
Ansteuerschaltung
WV
WV
der Darstellung nach Abb. 3-7, betrachtet werden.
Cäq
WAUS
UC
∆U0
WEIN
Ansteuerschaltung
Cäq
WC,max
UC
Abb. 3-7: Vierpoldarstellung der Ansteuer-
Abb. 3-8: Zweipoldarstellung der
schaltung mit Ausgangslastkapazität Cäq
Ansteuerschaltung
Eine Interpretation von WAUS als die dem Kondensator Cäq während einer Schaltperiode
zugeführte Energie ist hierbei nicht sinnvoll, da diese gemäß Gl. (3.42):
U C (t )
WC (t ) = C äq
1
U ⋅ dU = Cäq U C2 (t ) − U C2 (t 0 ) ,
2
U C ( t0 )
[
∫
]
(3.42)
aufgrund des während einer Schaltperiode gleichen Anfangs- und Endwertes der Spannung UC null ist [Unb94]. Wird die Ansteuerschaltung und die umzuladende Kapazität
Cäq hingegen als Zweipol betrachtet, wie in Abb. 3-8 dargestellt, so entsteht eine zur allgemeinen Definition der Güte eines Energiespeichers analoge Situation. Die Güte eines Energiespeichers ist allgemein definiert durch das Verhältnis von maximal gespeicherter
Energie zu der in einer Periode verbrauchten Energie multipliziert mit dem Faktor 2π
[Dav04]. Für Kondensatoren gilt hiermit:
Q = 2π ⋅
WC , max
WV
,
(3.43)
In den Ausführungen von Davis wird darauf hingewiesen, dass diese Definition von der
Kreisgüte einer wechselstromerzwungenen Anregung ausgeht, diese aber auch auf andere Weise verwendet werden kann [Dav04]. In diesem Sinne wird hier die Güte einer Ansteuerschaltung wie folgt definiert:
Qtrans =
W AUS
,
WV
(3.44a)
mit:
W AUS = 2WC , max .
(3.44b)
Die Bezeichnung Qtrans steht hierbei für „transient“ und soll den Unterschied zur allgemeinen Gütedefinition bei harmonischer Anregung hervorheben. Für eine konventionelle
Ansteuerschaltung mit Konstantspannungsquelle und Gatevorwiderstand ergibt sich mit
26
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Gl. (3.44a) für die Güte Qtrans der Wert 1. Mit den Gln. (3.41) und (3.44a) folgt für den Wirkungsgrad einer Ansteuerschaltung schließlich:
1
η=
1+
.
1
(3.45)
Qtrans
Da mit Gl. (3.3) gilt:
f S ⋅ 2WC ,max = f S ⋅ C äq ⋅ ∆U 02 = PR ,
(3.46)
folgt z.B. für den Wirkungsgrad der resonanten Ansteuerschaltung mit den Verlusten
gemäß Gl. (3.40):
η res =
1
.
PR , res
1+
PR
(3.47)
Für eine konventionelle Ansteuerschaltung ergibt sich nach obiger Definition demnach
ein Wirkungsgrad von 0,5. Wird die vierpolige Darstellung der Ansteuerschaltung gemäß
Abb. 3-7 unter dem Blickwinkel der oben definierten Güte Qtrans erneut betrachtet, so kann
„die zum Ausgang übertragene Energie“ WAUS als die Energie interpretiert werden, die
der Summe des vollständigen Energielade- und Energieentladeprozesses des Energiespeichers entspricht. In diesem Sinne kann die Energie WAUS kurz als die maximal prozessierte Energie, bzw. PR als prozessierte Leistung bezeichnet werden.
Für den Wirkungsgrad der resonanten Ansteuerschaltung folgt mit der Definition nach
Gl. (3.47) sowie den Gln. (3.40), (3.3), (3.17) und (3.36b):
1
tVOR
η res =
1+
.
(3.48a)
π
2

L /  RG 2,G 6 + RG 3,G 5 
2
3

Unter Berücksichtung von Gl. (3.40b) ergibt sich für den vereinfachten Fall:
η res =
1
.
tVOR
1+
L / (RL (2 / 3 + π / 2))
(3.48b)
Legt man der Berechnung zudem den in Abb. 3-6 gestrichelt gezeichneten Stromverlauf in
den Abschnitten 3 und 5 zugrunde, so folgt mit den Gln. (3.17), (3.36a) und (3.38):
PR ,res = RL ⋅ f S ⋅
4 Cäq
tVOR ⋅ U 02 ,
3 L
(3.49)
und damit für den Wirkungsgrad:
η res =
1
4 tVOR
1+
3 L / RL
(3.50)
3.1 Gateansteuerung
27
Hierbei ist interessant, dass der Wirkungsgrad nur vom Verhältnis der durch L und RL
gebildeten Systemzeitkonstante und der gewünschten Vorladezeit tVOR abhängt. Ein hoher
Wirkungsgrad wird somit nur dann erzielt, wenn die Vorladezeit deutlich kleiner als die
Systemzeitkonstante ist.
Mit den Gln. (3.17) und (3.36b) kann Gl. (3.50) auch in einer Form dargestellt werden, die
den Wirkungsgrad als Funktion des Kehrwertes der Kreisgüte eines Reihenschwingkreises leicht erkennen lässt:
1
η res =
1+
4 RL
3 L / Cäq
.
(3.51a)
Entsprechend können auch die Gln. (3.48a/b) in dieser Form angegeben werden:
η res =
η res =
1
π
1
2

1 +  RG 2,G 6 + RG 3,G 5 
2
3
 L / Cäq
,
1
 2 π  RL
1+  + 
 3 2  L / Cäq
(3.51b)
(3.51c)
Zur Überprüfung von Gl. (3.51c) zeigt Abb. 3-9 das Simulationsmodell einer resonanten
Ansteuerschaltung gemäß Abb. 3-5 sowie eine konventionelle Ansteuerschaltung. Die
Kombination der öffnenden und schließenden Schaltelemente realisiert hierbei das gewünschte Schaltverhalten für die Schalter S1, S2 und S3 gemäß Abb. 3-6. Die Schaltzeiten
sind hierbei so angepasst, dass unter Berücksichtigung der entstehenden Verluste die zum
Laden des Kondensators C1 auf 15 V benötigte Energie, in der Spule L1 gespeichert werden kann. Dem Schaltbild aus Abb. 3-9 können folgende Schaltzeiten entnommen werden:
tVOR = 107 ns,
∆tEIN = 258 ns – 107 ns = 151 ns
∆tAUS = 660 ns – 500 ns = 160 ns
tNACH = 758 ns -660ns = 98 ns
Abbildung 3-10 zeigt das Ergebnis der Simulation. Diese bestätigt das mit Gl. (3.51c) ermittelte Ergebnis für den Wirkungsgrad von ηres gleich 0,899 (Simulationsergebnis: ηres
gleich 0,898). Hingegen weicht hiervon der nach Chen berechnete Wirkungsgrad (ηres
gleich 0,952) deutlich ab [Chen04]. Bei der Anwendung der von Chen angegebenen Methode ist zu beachten, dass der Wirkungsgrad in diesem Fall nur durch den dort definierten Energiespeicher-Wirkungsgrad bestimmt wird, da nach Abb. 3-9 Verluste nur im Widerstand R1 entstehen.
28
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
konventionell
resonant
Abb. 3-9: Modell (Pspice) einer resonanten bzw. konventionellen Ansteuerschaltung
Pavg (W)
1010
konventionell
55
resonant
0,337 W
SEL>>
0
IG (A)
0
4.0A
4
avg(I(R1)*I(R1))*0.5
2,958 W
avg(I(R2)*I(R2))*4
00A
-4
20V
20
-4.0A
I(R1)
I(R2)
resonant
konventionell
UG (V)
15V
10V
10
5V
00V
-5V
0s
0
0.1us
V(C1:2)
V(C2:2)
0,1
0,2
0.2us
0,3
0.3us
0,4
0.4us
0.5us
0,5
Time
Zeit (us)
0,6
0.6us
0,7
0.7us
0.8us
0,8
0,9
0.9us
1,0
1.0us
Abb. 3-10: Simulation einer resonanten bzw. konventionellen Ansteuerschaltung oben: gleitender
Mittelwert der Verluste in R1 bzw. R2; mitte: Lade- und Entladeströme; unten Ladespannungen
3.1 Gateansteuerung
29
Die deutliche Abweichung beruht auf dem in Gl. (3.51c) angegebenen höheren Vorfaktor
des Güteterms (2/3+π/2≈2,24 anstatt 1 nach Chen). Zur Überprüfung der für Gl. (3.51b)
geltenden Annahmen kann mit Gl. (3.17) und Gl. (3.36a) die Vorladezeit tVOR und mit Gl.
(3.29) die Zeitdauer für eine Viertel Periode der Eigenschwingung T0 berechnet werden. In
Tabelle 3-2 sind die berechneten und die in der Simulation verwendeten Schaltzeiten gegenübergestellt.
Tabelle 3-2: Berechnete Schaltzeiten und simulierte Schaltzeiten
berechnete Schaltzeiten (ns)
simulierte Schaltzeiten (ns)
tVOR
100
107
tNACH
gleich tVOR
98
∆tEIN
157
151
∆tAUS
gleich ∆tEIN
160
Tabelle 3-2 verdeutlicht, dass die Annahmen zur Vereinfachung der Verlustberechnung
bei geringer Dämpfung berechtigt waren, da die in der Simulation verwendeten Schaltzeiten, die zu einer korrekten Spannung UG führen (15 V), nur wenig von den unter vereinfachten Bedingungen theoretisch ermittelten Zeiten abweichen. Da die Variable tVOR bei
der Berechnung eine reine Rechengröße ist, sollten insbesondere bei zunehmender Dämpfung die Gln. (3.51a-c) zur Ermittlung des Wirkungsgrades verwendet werden.
3.1.3 Stufenweise Gateansteuerung
Es stellt sich hier die Frage, ob es noch andere Möglichkeiten gibt, eine verlustfreie Ansteuerschaltung mit Stromquellencharakteristik zu realisieren. Hierzu bedarf es einer
nochmaligen Betrachtung von Gl. (3.1), die im Folgenden vollständig hergeleitet wird,
wobei wiederum angenommen wird, dass anstelle der Gatekapazität eine betragsmäßig
äquivalente lineare Kapazität Cäq vorliegt. Mit Gl. (3.7) und der Beschreibung der am Widerstand RG anliegenden Spannung UR:
U R (t ) = ∆U 0 ⋅ e
−
t
τ
,
(3.52)
τ = RG ⋅ Cäq ,
(3.53)
folgt für die innerhalb der Zeitdauer ∆tEIN entstehende Verlustleistung PR,EIN des Ladevorgangs:
PR , EIN
1 1
=
⋅ ⋅ ∆U 02
RG TS
∆t EIN
∫
e
−
2t
τ
dt .
(3.54)
0
Die Lösung von Gl. (3.54) lautet:
PR , EIN
2 ⋅ ∆ t EIN
−

1
2
τ
=
f S ⋅ C äq ⋅ ∆ U 0  1 − e
2





(3.55a)
30
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Analog erhält man für den Ausschaltvorgang:
PR , AUS
2⋅∆t AUS
−

1
2

= f S ⋅ Cäq ⋅ ∆U 0 1 − e τ
2





(3.55b)
Unter der Annahme, dass Einschaltvorgang und Ausschaltvorgang innerhalb der gleichen Zeitdauer ∆t abgeschlossen sind, gilt für die entstehenden Verluste:
2⋅∆t
−


PR = f S ⋅ Cäq ⋅ ∆U 02 1 − e τ 


(3.56)
Nur unter der Voraussetzung, dass der Einschalt- bzw. Ausschaltvorgang abgeschlossen
wurde, d.h. die Bedingung:
2 ⋅ ∆t >> τ ,
(3.57)
erfüllt ist, erhält man das bekannte Ergebnis der Gl. (3.3) bzw. (3.1). Entscheidend für die
Gültigkeit der Gl. (3.3) ist jedoch die Tatsache, dass Gl. (3.52) nur bei einer sprungförmigen Erregung gemäß dem in Abb. 3-11 gestrichelt dargestellten Spannungsverlauf
gilt.
Natürlich kann man einen Kondensator auch mit einer Spannungsquelle über einen Vorwiderstand verlustfrei laden. Hierzu muss lediglich der Spannungsanstieg von U0 stetig
und sehr langsam erfolgen. D.h., wählt man U0(t) entsprechend der in Abb. 3-12 gestrichelt dargestellten unipolaren rampenförmigen Erregung:
U 0 (t ) =
U0
⋅t ,
∆t R
(3.58)
wobei für die Laplacetransformierte von U0(t) gilt [Lut02]:
U 0 (s ) =
U0 1
⋅ ,
∆t R s 2
(3.59)
erhält man für die Laplacetransformierte von UC(s) den folgenden Ausdruck:
U C (s ) =
U0 1
1
.
⋅ 2⋅
∆t R s 1 + τ R ⋅ s
(3.60)
Für die in den Zeitbereich rücktransformierte Funktionen UC(t) erhält man nach [Lut02]:
U C (t ) = U 0
τ R 
∆t R 
−
e
t
τR
+

− 1 ,
τ R 
t
(3.61)
und folglich für UR(t):
U R (t ) = U 0
τ R 
∆t R 
−
1− e
t
τR

.


(3.62)
Abbildung 3-12 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf von UC bei rampenförmiger Ansteuerung. Um einen Vergleich der entstehenden Verluste bei unterschiedlichen Ansteuerschaltungen zu ermöglichen, ist es sinnvoll innerhalb einer gegebenen Einschaltzeit
3.1 Gateansteuerung
31
den jeweils gleichen Spannungswert am Kondensator Cäq zu erreichen. Daher soll auch bei
rampenförmiger Spannungsansteuerung innerhalb von ∆t der gleiche Spannungswert U0
wie bei sprungförmiger Spannungsansteuerung erreicht werden. Um dies zu gewährleisten, muss nach Beendigung der Anstiegszeit ∆tR noch eine Zeitdauer, die ca. dem Fünffachen der Systemzeitkonstanten τR entspricht, abgewartet werden.
UC
UC
U0
U0
UC,R
t
∆t
t
≈5τR
∆tR
∆t
Abb. 3-11: Sprungförmige Ansteuerung
Abb. 3-12: Rampenförmige Ansteuerung
Erst dann hat bei rampenförmiger Ansteuerung die Spannung an Cäq näherungsweise ihren Endwert erreicht. In Abb. 3-12 ist dieser zusätzliche notwendige Ausgleichsvorgang
bei einer rampenförmigen Spannungsansteuerung verdeutlicht. Damit müssen zu den
Verlusten die während ∆tR entstehen noch die während der zusätzlichen Ausgleichszeit
entstehenden addiert werden. Mit Gl. (3.7) können die im Intervall ∆t entstehenden Verluste für den Einschaltvorgang berechnet werden:
PR ,EIN ,Rampe
t
 ∆t
−
1 1  R 
τ R 
τR
=
⋅
U0
1− e
RR TS  ∫0  ∆t R 
 
2
t
5τ R 
−

  dt +  (U − U )⋅ e τ R
∫0  0 C ,R



2
 
 dt .
 
 
(3.63)
Mit der Annahme, dass die Einschaltzeit ∆tR sehr viel größer als die Systemzeitkonstante
τR ist und somit:
∆t R ≥ 5τ R ,
(3.64)
gilt, beträgt nach der Zeitspanne ∆tR die am Kondensator anstehende Spannung UC,R näherungsweise,

τ 
U C ,R = U 0 1 − R  ,
 ∆t R 
(3.65)
Mit Gl. (3.65) lautet die Lösung von Gl. (3.63):
PR , EIN , Rampe
∆t R
2 ∆t R
τ
3 τ R2 2τ R2 − τ R
τ R2 − τ R 1 τ R2 
R

= f S ⋅ Cäq ⋅ U
−
+
e
−
e
+
.
2
2
 ∆t R 2 ∆t R2 ∆t R2

2
∆
t
2
∆
t
R
R


2
0
(3.66)
Mit der Bedingung von Gl. (3.64) kann Gl. (3.66) näherungsweise durch:
τ
τ2 
PR ,EIN ,Rampe = f S ⋅ Cäq ⋅ U 02 ⋅  R − R2  ,
 ∆t R ∆t R 
(3.67)
32
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
beschrieben werden. Unterstellt man einen zum Einschaltvorgang analogen Verlauf des
Ausschaltvorgangs, so erhält man für die Gesamtverluste bei rampenförmiger Spannungsansteuerung:
τ
τ2 
PR ,Rampe = 2 f S ⋅ Cäq ⋅ U 02 ⋅  R − R2  .
 ∆t R ∆t R 
(3.68)
Mit den Gln. (3.45), (3.46) und (3.68) folgt für den Wirkungsgrad einer Ansteuerschaltung
mit rampenförmiger Spannungsansteuerung:
η Rampe =
1
τ
τ2 
1 + 2 R − R2 
 ∆t R ∆t R 
.
(3.69)
Daraus folgt, dass ein verlustfreies Laden eines Kondensators mit Vorwiderstand und
einer rampenförmigen Spannungserregung nur dann möglich ist, wenn die Anstiegszeit
der erregenden Spannung sehr viel größer als die Systemzeitkonstante τR ist. Eine Möglichkeit den rampenförmigen Anstieg von U0(t) zu realisieren, ist die Annäherung mittels
eines stufenförmigen Verlaufs mit der Stufenanzahl n gemäß Abb. 3-13. Da der Spannungsverlauf UC(t) einer einzelnen Stufe, wie in Abb. 3-14 dargestellt, dem der Ansteuerung eines Kondensators mit Vorwiderstand und Konstantspannungsquelle der
Spannung U0 dividiert durch n entspricht, gilt für die hierbei entstehenden Verluste:
2
PR ,n
1
U 
= ⋅ f S ⋅ Cäq ⋅  0  .
2
 n 
(3.70)
UC
U0
U0
U0
2U0 / 3
2U0 / 3
U0 / 3
U0 / 3
∆t
t
∆t
tEIN
∆t
tAUS
t
∆t
tEIN
TS
tAUS
TS
Abb. 3-13: Stufenförmige Approximation
Abb. 3-14: Dreistufige Spannungsansteuerung
Für die gesamten, entstehenden Verluste bei n-stufiger Spannungsansteuerung gilt damit:
2
PR , Stufe
U 02
1
U0 
= 2∑ ⋅ f S ⋅ Cäq ⋅   = f S ⋅ Cäq ⋅
.
n
 n 
n 2
(3.71)
Für den Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung mit stufenförmigen Spannungsverlauf gilt
mit den Gln. (3.45), (3.46) und (3.71):
3.1 Gateansteuerung
33
η n−Stufe =
1
1
1+
n
.
(3.72)
Damit der Endwert U0 innerhalb von ∆t erreicht wird, muss für den Vorwiderstand RG,Stufe
gelten:
RG ,Stufe =
RG
.
n
(3.73)
Bei Ansteuerung einer realen, nicht linearen Gatekapazität ist davon auszugehen, dass
ebenfalls mit zunehmender Stufenzahl sich eine Erhöhung des Wirkungsgrades ergibt.
Die Beschreibung müsste dann entsprechend den Berechnungen zur Verlustleistung in
Kapitel 3.1.1 abschnittsweise erfolgen. Bei geringer Stufenanzahl ist zudem die Höhe der
einzelnen Spannungssprünge zu beachten, damit zum einen ein möglichst hoher Wirkungsgrad erreicht werden kann und zum anderen das gewünschte Schaltverhalten zu
erzielen ist. Abb. 3-15 zeigt eine mögliche Realisierung für eine dreistufige Ansteuerschaltung als Simulationsmodell (PSpice).
Abb. 3-15: Realisierung einer dreistufigen Ansteuerschaltung
Abbildung 3-16 zeigt das simulierte Ergebnis der dreistufigen Ansteuerschaltung. Es zeigt
die zeitlichen Verläufe der Kondensatorspannungen UC, der Ladeströme IC durch den
Gatewiderstände RG und die Verläufe der gemittelten Verluste während des Einschaltvorgangs ∆t gleich 300 ns bei einstufiger Spannungsansteuerung, bei dreistufiger Spannungsansteuerung und bei rampenförmiger Spannungsansteuerung. Zudem erfolgte bei drei-
34
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
stufiger Spannungsansteuerung die Umschaltung der Stufen einmal nach jeweils der Zeitdauer 5τStufe und einmal nach jeweils der Zeitdauer 3τStufe. Da die Ausschaltverluste den
Einschaltverlusten entsprechen, entspricht die aus Abb. 3-16 nach ∆t gleich 300 ns zu entnehmende mittlere Verlustleistung der Gesamtverlustleistung für eine Schaltperiodendauer TS von 2∆t.
UC (V)
15V
15
10V
10
einstufig
55V
00V
5.0A
5
dreistufig mit 5τStufe
V(C3:2)
V(C2:2)
V(C1:2)
dreistufig mit 3τStufe
V(C4:2)
rampenförmig
IC (A)
4.0A
3.0A
2.0A
1.0A
0
1010
SEL>>
0A
I(R3)
I(R2)
I(R1)
I(R4)
Pavg (W)
8
6
4
2
00
50ns
100ns
100
00s AVG(I(R3)*I(R3))*1 50
AVG(I(R2)*I(R2))*3
AVG(I(R1)*I(R1))*1
150
Zeit (ns)
150ns
AVG(I(R4)*I(R4))*1
Time
200ns
200
250ns
250
300
300ns
Abb. 3-16: Simulation der Schaltung nach Abb. 3-15
oben: Kondensatorspannung, mitte: Ladestrom, unten: gleitender Mittelwert der Verluste
In Tabelle 3-3 sind die Schaltungsparameter der unterschiedlichen Ansteuerschaltungen
und die sich daraus ergebenden Systemzeitkonstanten, der nach der Zeitdauer ∆t gleich
300 ns erreichte Spannungswert, sowie die zum Erreichen eines Spannungswerts von
14,9 V benötigte Zeit ∆t gegenübergestellt.
Tabelle 3-3: Vergleich unterschiedlicher Ansteuerverfahren
RG
Cäq
τ
UC ( 300 ns )
∆t ( 14,9 V )
(Ω)
(nF)
(ns)
(V)
(ns)
Einstufig
3
20
60
14,90
300
dreistufig mit Stufenbreite 5τ
1
20
20
14,97
279
dreistufig mit Stufenbreite 3τ
1
20
20
15,00
200
rampenförmig mit ∆tR = 200 ns
1
20
20
15,00
254
Ansteuerschaltung
In Tabelle 3-4 sind die theoretisch berechneten Werte der entstehenden Verluste für eine
Schaltperiodendauer TS von 2∆t gleich 600 ns sowie die aus der Simulation erhaltenen
3.1 Gateansteuerung
35
Werte gegenübergestellt. Die mittels Simulation erhaltenen Werte bestätigen die berechneten Verlustleistung bei einer dreistufigen Ansteuerung mit einer Stufenbreite der Zeitdauer 5τStufe und bei einer rampenförmigen Ansteuerung mit 200 ns Anstiegszeit. Obwohl
bei einer dreistufigen Ansteuerung mit einer Stufenbreite der Zeitdauer 3τStufe der Spannungsendwert U0 praktisch bereits nach ca. 71 % der Zeitdauer erreicht ist, erhöht sich die
Verlustleistung lediglich um ca. 6 % im Vergleich zur Anwendung einer Stufenbreite der
Zeitdauer 5τStufe.
Tabelle 3-4: Vergleich der Verluste bei unterschiedlichen Ansteuerverfahren
berechnete VerlustAnsteuerschaltung
nach Gleichung
leistung (W)
simulierte Verlustleistung (W)
Einstufig
7,5
(3.3)
7,46
dreistufig mit Stufenbreite 5τ
2,5
(3.71)
2,52
dreistufig mit Stufenbreite 3τ
-
-
2,68
1,35
(3.68)
1,35
rampenförmig mit ∆tR = 200 ns
In der Literatur findet man unter dem Stichwort „aktive Ansteuerschaltungen“ verschiedene Vorschläge, wie man mittels eines stufenweise geschalteten Gates die beim harten
Ein- und Ausschalten des Leistungsschalters entstehenden Überströme bzw. Überspannungen reduzieren kann [Joh98]. Beispielhaft sei hier das bereits 1999 erteilte Patent von
Bausière erwähnt, das sich dadurch auszeichnet, dass bei einem zweistufigen Einschalten
der Spannungswert der ersten Stufe möglichst exakt der Schwellenspannung des Leistungsschalters entspricht [Bau99]. Eine Ausführungsform hierfür wurde von Idir beschrieben [Idi06], [Idi07]. Hierbei wird vorgeschlagen, das zweistufige Einschalten mittels
eines sich vor dem Gatewiderstand befindenden geschalteten Widerstandteilers zu realisieren. Im Gegensatz hierzu zeichnet sich beispielsweise das 2006 erteilte Patent von
Furuie unter anderem dadurch aus, dass der Spannungswert der ersten Stufe unterhalb
der Schwellenspannung des Leistungsschalters liegt [Fur06]. In der betrachteten Literatur
finden sich keine Hinweise, dass mittels eines stufenweise geschalteten Gates die Ansteuerleistung reduziert werden kann. Der Grund hierfür liegt darin, dass die in der Literatur beschriebenen Verfahren keine in Serie geschalteten Quellenspannungen verwenden. Ein wesentlicher Vorteil der in Abb. 3-15 erstmals vorgeschlagenen Realisierung
einer Ansteuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad entsteht bei einer vollständigen Integration der Ansteuerschaltung, da hier im Gegensatz zu den resonanten Verfahren keine Speicherspule benötigt wird.
36
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
3.2 Allgemeine Verlustbetrachtung bei geschalteten reaktiven
Elementen
Die typische Gateansteuerschaltung mit Konstantspannungsquelle und Vorwiderstand
erzeugt ein Verhalten, das man bei leistungselektronischen Systemen normalerweise zu
vermeiden sucht, nämlich den aussichtslosen Versuch, eine sprungförmige Zustandsänderung an einem Energiespeicher zu erzwingen. Sie stellt damit auch eine Variante des
bekannten „Zwei-Kondensatorenproblems“ (z.B. in der Darstellung von Mayer [May93])
gemäß Abb. 3-17 dar, wobei ein Kondensator der Gatekapazität CG und der andere einer
idealen Spannungsquelle mit unendlicher Kapazität entspricht. In der hierzu gleichwertigen Darstellung von Abb. 3-18 ist sofort ersichtlich, dass mit dem Schließen des Schalters
S die Energie CGU0²/2 vollständig „verloren“ gehen muss.
S
C1=∞
R
U1(t=0)=U0
S
I(t)
CG
UG(t=0)=0
Abb. 3-17: „Zwei-Kondensatorenproblem“
U(t=0)
=U0
U1(t=0)
=U0
C1=∞
UG(t=0)
=0
CG
R
I(t)
C1*CG/(C1+CG)=CG
(für C1= ∞)
Abb. 3-18: Gleichwertige Darstellung
Betrachtet man die in Abb. 3-19 dargestellte Sprungantwort des Systems aus Abb. 3-17, so
ist verständlich, warum sogar bei einem gegen null gehenden ohmschen Widerstand R
eine zum realen Fall äquivalente Energiemenge „umgesetzt“ werden muss. Dies ist begründet in der Erhaltung der Ladung QG, die in Abb. 3-19 der Fläche unter der Kurve I(t)
entspricht. Mit R gegen null ergibt sich damit als Sprungantwort für I(t) ein Dirac-Stoß
der Stärke QG, wie Abb. 3-20 verdeutlicht. Das Integral über I²(t) ist daher unabhängig von
R – also auch für den Fall R gleich null.
I(t)
I(t)
U0/R
(QG=U0CG)
QG
0
t
RCG
Abb. 3-19: Sprungantwort von I(t) bei R≠0
0
t
Abb. 3-20: Sprungantwort von I(t) bei R=0
Im Gegensatz hierzu können mit hart schaltenden Spannungswandlern Wirkungsgrade
von nahezu 100 % erzielt werden. Die triviale Erklärung hierfür beruht darauf, dass reak-
3.2 Allgemeine Verlustbetrachtung bei geschalteten reaktiven Elementen
37
tive Bauelemente wie Kondensatoren und Spulen im Idealfall verlustfrei sind und die im
geschalteten Betrieb eingesetzten Halbleiter entweder keinen Strom oder nur sehr geringe
Spannung führen und somit unter Vernachlässigung der Schaltverluste keine oder nur
geringe Verlustleistungen entstehen [Eri02].
Die Ergebnisse der Gln. (3.50) und (3.69) geben Anlass zu einer näheren Untersuchung
zur Höhe der Leitendverluste bei geschalteten reaktiven Elementen und dem damit einhergehenden Wirkungsgrad.
Der nach Gl. (3.45) definierte Wirkungsgrad entspricht aufgrund der im Kapitel 3.1.2 angestellten Überlegungen dem Verhältnis von prozessierter Leistung zu Eingangsleistung,
wobei sich die Eingangsleistung aus prozessierter Leistung und der hierbei entstehenden
Verlustleistung zusammensetzt. Diese Interpretation des Wirkungsgrads unterscheidet
sich von der von Chen angegebenen, welche eine Energiespeicher- und Energierückspeise-Effizienz berücksichtigt, womit sich für eine konventionelle Ansteuerschaltung ein Wirkungsgrad von null ergibt [Che04]. Demgegenüber ergibt sich nach der hier
vorgeschlagenen Definition für eine konventionelle Ansteuerschaltung ein Wirkungsgrad
von 50 %. Dies entspricht der physikalischen Vorstellung, dass bei einer konventionellen
Ansteuerschaltung exakt soviel Energie in Wärme umgewandelt wie umgesetzt wird, d.h.
beim Laden und Entladen des Kondensators prozessiert wird.
Bei Betrachtung der Basistopologien für DC/DC-Wandler mit jeweils einer geschalteten
Induktivität können die Leitendverluste im diskontinuierlich leitenden Betriebsfall unter
der Annahme, dass der Spulenwiderstand R dominierend ist, durch die in Abb. 3-21 vereinfacht dargestellte Schaltung analysiert werden.
IR
L
U0(t)
U0 / R
R
tVOR
t
tNACH
τ
τ
TS
Abb. 3-21: LR-Schaltung mit der
Systemzeitkonstanten τ gleich L/R
Abb. 3-22: Stromverlauf durch R
38
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Die Spannung U0 entspricht hierbei der sich sprungförmig ändernden Spannung über der
verlustbehafteten Spule. Entsprechend kann man sich vorstellen, dass der gestrichelte
Stromverlauf IL in Abb. 3-6, der durch die Gln. (3.19) und (3.20) beschrieben ist, mittels
dieser einfachen LR-Schaltung entstanden ist. Hierbei ist zu beachten, dass entsprechend
der Andeutung von Abb. 3-22, der maximale Spulenstrom so gering ist, dass ein linearer
Stromanstieg unterstellt werden kann. Nach Gl. (3.50) ist das Verhältnis von prozessierter
Leistung zu Eingangsleistung bei einem in Sinne von Abb. 3-21 geschalteten induktiven
Bauelement nur dann möglichst groß, wenn das Verhältnis der Ein- bzw. Ausschaltzeiten
(nach Abb. 3-22 mit tVOR bzw. tNACH bezeichnet) zur Systemzeitkonstanten τ möglichst klein
ist. Hieraus folgt auch, dass der Spannungsanstieg U0(t) möglichst schnell, also sprungförmig, erfolgen sollte.
Wendet man diese Vorstellungen analog auf die einfache RC-Schaltung gemäß Abb. 3-23
an, so ergibt sich nach Gl. (3.69), dass das Verhältnis von prozessierter Leistung zu Eingangsleistung bei einem im Sinne von Abb. 3-23 geschalteten kapazitiven Bauelement nur
dann möglichst groß ist, wenn das Verhältnis der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (nach Abb.
3-24 mit ∆tR bezeichnet) zur Systemzeitkonstanten τ möglichst groß ist – womit ein langsamer Spannungsanstieg U0(t) verbunden ist.
U0 , UC , IR
R
U0(t)
C
U0
UC
IR
∆tR
t
≈ 5τ
TS
Abb. 3-23: RC-Schaltung
Abb. 3-24: Stromverlauf durch R
Diese beiden Aussagen entsprechen auch der Vorstellung, dass sowohl in Abb. 3-21 als
auch in Abb. 3-23 das reaktive Element das entscheidende Element sein muss, damit das
Verhältnis von prozessierter Leistung zu Eingangsleistung groß ist. In der Betrachtungsweise der Wechselstromlehre bedeutet dies, dass im induktiven Fall der Betrag der Impedanz ωL, bzw. im kapazitiven Fall der Betrag der Impedanz 1/ωC, groß gegenüber dem
ohmschen Anteil sein muss. Bei gegebenem Induktivitäts- bzw. Kapazitätswert erfordert
dies im induktiven Fall hohe Frequenzanteile im Schaltmoment bzw. kurze Schaltzeiten
und im kapazitiven Fall niedrige Frequenzanteile im Schaltmoment bzw. lange Schaltzeiten.
3.2 Allgemeine Verlustbetrachtung bei geschalteten reaktiven Elementen
39
Für reale leistungselektronische Systeme (es gilt: R stets größer null), bedeutet dies auch,
dass eine alleinige Verringerung der verlustleistungserzeugenden ohmschen Widerstände
nicht zwangsläufig zu einem hohen Wirkungsgrad im Sinne von Gl. (3.45) führen muss,
wie das bekannte Beispiele einer Ansteuerschaltung mit Konstantspannungsquelle zeigt.
Genau das ist auch die Aussage der Gln. (3.50) und (3.69), die in Tabelle 3-5 noch einmal
vergleichend dargestellt sind.
Die Ansteuerschaltung gemäß Abb. 3-1 kann auch im Blickwinkel eines Gleichspannungswandlers mit geschalteten Kondenstoren (SC-DC/DC-Wandler: Switched Capacitor) betrachtet werden. Typischerweise werden SC-DC/DC-Wandler als IC-interne Spannungsversorgung verwendet. Die Funktionsweise dieser Wandler beruht darauf, dass eine bestimmte Anzahl an Kondensatoren entsprechend dem Verhältnis von Ausgangs- und Eingangsspannung entweder in Serie oder parallel geschaltet ist [Ngo92]. Eine Erweiterung
hiervon sind parallel geschaltete SC-Topologien wie z.B. von Chung beschrieben oder sogenannte Multilevel Topologien [Chu98], [Chh97]. Bei Letzteren erfolgt die Spannungswandlung vom Eingang zum Ausgang mittels mehrerer dazwischen liegender Spannungsniveaus. Hiermit lassen sich auch Wandler höherer Leistung mit einem hohen Wirkungsgrad realisieren, wie z.B. von Zhang oder Shen gezeigt wurde [Zhg08], [She07]. Entscheidend ist jedoch immer, dass sich die Spannungen an den beteiligten Kondensatoren
möglichst wenig während einer Schaltperiode verändern. D.h., dass das Verhältnis der
Systemzeitkonstanten mindestens im Bereich der Schaltperiodendauer liegt. Zur Erfüllung dieser Bedingung werden SC-DC/DC-Wandler daher entweder mit sehr hohen
Schaltfrequenzen betrieben (insbesondere bei IC-internen Anwendungen mit integrierten
Kondensatoren) oder Kondensatoren mit sehr großer Kapazität eingesetzt, wie z.B. in den
Ausführungen von Pan [Pan05]. Die Wirkungsweise von SC-DC/DC-Wandlern unterscheidet sich damit vollständig von der in Abschnitt 3.1.3 vorgeschlagenen stufenweisen
Gateansteuerung, bei der die äquivalente Gatekapazität vollständig geladen oder entladen werden soll. Interessant ist aber, dass auch bei der Berechnung des Wirkungsgrades
von SC-DC/DC-Wandlern das Verhältnis von Systemzeitkonstanten zu Periodendauer
entscheidenden Einfluss auf das Ergebnis hat [Tse94], [Tse95], [Maki95], [Zhu96], [Pan05].
40
3. Untersuchungen zu verlustarmen Ansteuerschaltungen
Tabelle 3-5: Vergleich unterschiedlicher Ansteuerschaltungen hinsichtlich ihrer berechneten
Wirkungsgrade
Verlustleistungserzeugende
Wirkungsgrad
Gl. bzw.
Basisschaltung
Literatur
η = 0,5
RC-Schaltung
Gl. (3.45)
(sprungförmige Erregung)
RLC-Schaltung
η res ≈
(Anwendung des Energie-
1+
speicherwirkungsgrads)
RLC-Schaltung
1+
bzw.
RLC-Schaltung
η res
π
2

L /  RG 2,G 6 + RG 3,G 5 
2
3

1
=
π
1
2

1 +  RG 2,G 6 + RG 3,G 5 
2
3
 L / Cäq
η res =
(resonant, mit 100 % Vorladung,
RL dominant)
bzw.
LR-Schaltung
η res =
η res =
(linear approximierte Stromverläufe)
bzw.
RC-Schaltung
(mit rampenförmiger Erregung)
RC-Schaltung
(mit n-stufenförmiger Erregung)
1
tVOR
η res =
(resonant, mit 100 % Vorladung)
[Chen04]
1
RL
L / Cäq
η res =
1
tVOR
1+
L / (RL (2 / 3 + π / 2))
1
 2 π  RL
1+  + 
 3 2  L / Cäq
(3.51b)
(3.48b)
(3.51c)
(3.50)
1
4 tVOR
1+
3 L / RL
1
4 RL
1+
3 L / Cäq
η Rampe =
(3.48a)
(3.51a)
(3.69)
1
τ
τ 

1 + 2 R −
 ∆t R ∆t 
η n−Stufe =
2
R
2
R
(3.72)
1
1+
1
n
4.1 Stand der Technik
41
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Im Folgenden werden galvanisch isolierende Koppelelemente zur Energie- und Datenübertragung betrachtet, die für die in Kapitel 2.5 erstellte Systemdefinition geeignet erscheinen und dem Stand der Technik entsprechen.
4.1 Stand der Technik
Die Tabelle 4-1 gibt einen allgemeinen Überblick über isolierende Koppelelemente.
Tabelle 4-1: Galvanisch isolierende Koppelelemente
Prinzip des isolierenden
Stand der Technik
Stand der Technik
Koppelelements
zur Energie-
zur Informations-
übertragung
übertragung
Ja
Ja
magnetisch gekoppelt
Beispiele
- Übertrager, Transponder
- Induktiver Datenkoppler
- Magneto-Resistive Datenkoppler
optisch gekoppelt
1)
Ja
Ja
- Optokoppler (LWL)
- opt. zündbar. Thyristor
- Solid-State Relais
elektrisch gekoppelt
Ja
mechanisch gekoppelt
Ja
2)
Ja
- Flying Capacitor
- Kapazitiver Datenkoppler
Ja
- Piezoübertrager
- Ultraschall Sender/Empf. 2)
elekt.-magn. gekoppelt
Ja2)
Ja 2)
- Solarzellen (Empf.)
- Funkschalter
1)
Obwohl auch das optisch gekoppelte Element auf einer elektro-magnetischen Kopplung besteht (Welle), ist es hier zum
besseren Verständnis als eigenständiges Element aufgeführt.
2)
Nicht für Ansteuerschaltungen
Obgleich theoretisch mit allen in Tabelle 4-1 aufgeführten Koppelelementen sowohl eine
Informationsübertragung als auch eine Energieübertragung möglich ist, erfolgt in Ansteuerschaltungen der hier zu betrachtenden Leistungsklasse gemäß der Spezifikation
nach Tabelle 2-1 die Übertragung der Ansteuerleistung praktisch ausschließlich mit magnetisch gekoppelten Übertragern. Mechanisch gekoppelte Übertrager auf der Basis von
Piezoelementen befinden sich für den Einsatz in Ansteuerschaltungen noch in der Forschungsphase [Vas06], [Scm07]. Hingegen werden Piezo-Transformatoren z.B. in Schaltungen zur Hintergrundbeleuchtung von LCD-Displays bereits serienmäßig eingesetzt.
Zur Informationsübertragung wird typischerweise ein magnetisch oder optisch gekoppeltes Element verwendet. Gerade in den letzten Jahren konnten viele Innovationen auf dem
Gebiet der isolierten digitalen Datenkoppler verzeichnet werden, was die Wichtigkeit des
42
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
behandelten Themas unterstreicht. In Tabelle 4-2 sind beispielhaft kommerzielle Lösungen für Koppelelemente zur galvanisch isolierten Datenübertragung bzw. Gate-Ansteuerung aufgeführt. Ihr können vier Beispielstypen entnommen werden, die mit einer
vergleichbaren Funktionalität aufwarten und in einem einheitlichen Gehäuse zur Verfügung stehen.
Tabelle 4-2: Beispiele kommerziell erhältlicher Koppelemente zur isolierten Datenübertragung
Prinzip
Typ (Beispiel)
Technik
Aufbau
Bauvolumen
optisch
HCPL-3120 3)
Optokoppler
IC, Gull
gekoppelt
magnetisch
Wing
1ED020I12-F
3)
gekoppelt
magnetisch
ADUM1200W
gekoppelt
magnetisch
IL710
gekoppelt
HCPL-9030
magnetisch
Skyper32
gekoppelt
2SD106AI
elektrisch
ISO7220M
3)
3)
integrierter Im-
IC, PG DSO
16-15
integrierter Im-
IC, SO8
IC, SO8
Impulsüber-
11 x 8 x 3
[Ava10]
Infineon
[Inf08], [Inf09],
[Vol04]
5x4x2
Analog
[Ana08a],
Devices
[Ana10]
2)
5x4x2
NVE
[Nve08a,b]
IC, SO8 2)
5x4x2
Avago
[Ava08c]
Semikron
[Sem08a,b]
diskret
trager
integrierte Kon-
Avago
[Ava08b]
pulsübertrager
GMR Effekt
Literatur
2)
pulsübertrager
gekoppelt
1)
10 x 7 x 4
Hersteller
1)
IC, SO8
5x4x2
densatoren
Concept
[Rue04],
Texas In-
[Tex08a]
struments
Die Angaben zum Bauvolumen entsprechen zirka Werten des Gehäuses L x B x H (mm) ohne Anschlusspins. Zum
Betrieb sind weitere Bauelemente wie z.B. Kondensatoren zur Stützung der Versorgungsspannung notwendig.
2)
Es sind auch andere Gehäusetypen erhältlich
3)
Gate-Ansteuer IC bzw. Gate-Ansteuerschaltung
Tabelle 4-3: Ähnliche Koppelelemente mit zwei isolierten Datenkanälen im SO8 Gehäuse
Bauelement
typ. Da-
Temperatur-
Isolationsfähigkeit
Stör-
Kapzität
(Beispiel)
tenrate
bereich
(max. Working Insulation Voltage)
festigkeit
CISO
(MBd)
(°C)
(kV/µs)
(pF)
HCPL-9030
100
-40 … 100 1)
300 VRMS nach IEC61010-1
> 15 2)
2
ADUM
50 7)
-40 … 125
396 VRMS nach VDE 0884-10
> 25 3)
1 5)
110
-40 … 125
150 VRMS nach VDE 0884-10 für SO8
> 20 4)
1,1 5)
> 25
1 6)
1200W
IL710
300 VRMS nach VDE 0884-10 für PDIP8
ISO7220M
150
-40 … 125
560 V nach IEC60747-1-2
1)
Empfohlener Temperaturbereich, Betrieb bis 125 °C ist möglich
2)
Gleichtaktstörung mit 1000 V Testspannung
3)
Gleichtaktstörung mit 1000 V Testspannung und 800 V Spannungshub
4)
Gleichtaktstörung mit 300 V Testspannung
5)
Kapazität gemessen bei 1 MHz und Zusammenschluss aller primären bzw. aller sekundären Pins
6)
Kapazität gemessen bei 2 MHz
7)
Mit einem Kanal im SO8 Gehäuse ermöglicht der Typ ADUM1100W eine typ. Datenrate von 100 MBd
4.1 Stand der Technik
43
Es sind dies die zweikanaligen Ausführung im SO8 Gehäuse (die beiden Kanäle sind
nicht gegeneinander isoliert), wie sie in Tabelle 4-3 gegenübergestellt sind.
Obgleich die gewählten Koppelelemente nach Tabelle 4-3 ähnlich sind, ist ein direkter
Vergleich der angegebenen Daten aufgrund der zugrundeliegenden unterschiedlichen
Testmethoden schwierig. Sehr wohl kann aber der Stand der Technik von Koppelelementen zu Datenübertragung angegeben werden. Zusammengefasst gilt dabei für Koppelelemente im SO8-Gehäuse, dass diese eine Datenübertragungsrate von ca. 25 MBd bis 150
MBd erreichen, in einem Temperaturbereich von -40 °C bis +125 °C einsetzbar sind und
eine Isolationsfestigkeit bis max. ca. 1000 VDC bieten. Dieser Wert gilt für die Sicherstellung einer Funktionsisolation mit einer dauerhaft anliegenden Gleichspannung. Er basiert
auf den von Analog Devices im Datenblatt des ADUM1200 angegebenen Werten für eine
Funktionsisolation bei dauerhaft anliegender Gleichspannung und den von Avago veröffentlichten Untersuchungen zur maximalen dauerhaft zulässig anliegenden Isolationsspannung bei Optokopplern [Ana10], [Ava08b]. Letztere besagen, dass bei den betrachteten Optokopplern im SO8 Kunststoffgehäuse eine beständige Isolationsfähigkeit bis
800 VRMS bzw. 1000 VDC unter Einhaltung der dort geltenden Randbedingungen gegeben
ist. Die angegebene Störfestigkeit der Datenkoppler liegt im Bereich von ca. 15 kV/µs bis
25 kV/µs.
Die Tabelle 4-4 gibt, wiederum ohne Anspruch auf Vollständigkeit, einen Überblick zu induktiven Koppelelementen wie sie zur Energieübertragung in Ansteuerschaltungen eingesetzt werden. Zum Vergleich sind diesen kommerziell erhältliche isolierende Gleichspannungswandler gegenübergestellt. Hierbei wird deutlich, dass typische isolierende
Spannungswandler der 2 W Leistungsklasse mit 1 kV Isolationsspannung im Vergleich
zur Klasse der 1200 V – 1700 V Ansteuerschaltungen deutlich höhere Koppelkapazitäten
der Isolationsstrecke aufweisen. Vergleichbare Koppelkapazitäten der Isolationstrecke erhält man im Bereich der isolierenden 2 W Spannungswandler mit einer deutlich erhöhten
Spannungsfestigkeit (im Beispiel hier jedoch auf Kosten des Wirkungsgrads). Die hier betrachteten isolierenden Spannungswandler sind daher nur sehr eingeschränkt für den
Einsatz in isolierenden Ansteuerschaltungen geeignet. Die in Tabelle 4-4 aufgeführten
Daten können zu einem Stand der Technik bei Koppelelementen zur Energieübertragung
für Ansteuerschaltungen mit 1200 V – 1700 V und 2x 1 W Ansteuerleistung zusammengefasst werden. Danach besitzen diese Koppelkapazitäten von ca. 15 pF und erreichen eine
Leistungsdichte im Bereich von ca. 0,2 W/cm³ bis 1 W/cm³. Ein Betrieb mit Nennleistung
ist bei Umgebungstemperaturen von ca. -40 °C bis 85 °C möglich.
44
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Tabelle 4-4: Induktive Koppelelemente zur Energieübertragung
Anwendung
max.
POUT
max.
Tamb
ca.
CISO
ca.
Bauvolumen
Leistungsdichte
(W)
(°C)
(pF)
L x B x H (mm)
(W/cm3)
Bezeichnung
Literatur
Ausführungen in Ansteuer- oder Schnittstellenschaltungen
1700 V Halbb.-Treiber
2x 0,9
85
12
55 x 55 x 16
0,1 1)
SKHI21/22,
[Sem08a]
1700 V Halbb.-Teiber
2x 1,1
85
12
64 x 57 x 9
0,2
Skyper32
[Sem08b]
1700 V Halbb.-Treiber
2x 1
85
53 x 32 x 16
0,2 1)
2SD106AI-17
[Con08]
1700 V Halbb.-Treiber
2x 1
85
45 x 34 x 16
0,2 1)
2SC0107T
[Paw08]
600 8) V Halbb.-Treiber
2x 1
3 3)
24 x 15 x 8
0,7 2)
1700 V Einzeltreiber
1x 21
85
18
74 x 44 x 7
3,0 1)
1SC2060P
[Con09]
1700 V Halbb.-Treiber
2x 5
85
57 x 62 x 7
1,4 1)
2SC0550P
[Paw09]
Einzeltreiber
1x 1
11
1200 V Halbb.-Treiber
2x 1
14
42 x 22 x 10
0,2
RS485 Schnittstelle
(VISO, 1min = 1600V)
0,5
85
10
18 x 9 x 3
1,3
MAX1480A
[Max08]
1200 V 4) Einzeltreiber
1x 0,25
105
2
10 x 11 x 3
1,0
ADUM6132
[Ana08c]
600 V 5) Halbb.-Treiber
1x 0,05
105
1
5 x 4 x 1,8
1,4
ADUM5242
[Ana08b]
1)
[Eck06]
[Hui99a]
[Zel04]
kommerziell erhältliche, isolierende DC/DC-Wandler
DC/DC Wandler,
ungeregelt,VISO = 1 kV
2
85
42
18 x 8 x 3
5,5
DCP02
[Tex08b]
DC/DC-Wandler,
ungeregelt, VISO = 1 kV
2
85
60
13 x 9 x 9
1,9
TSH
[Trac08a]
DC/DC-Wandler,
geregelt, VISO = 1 ,5 kV
2
75
250
24 x 14 x 8
0,8
TEL2
[Trac08b]
DC/DC-Wandler,
ungeregelt, VISO = 4 kV
2
71 7)
20
24 x 14 x 9
0,8
THI-2M
[Trac08c]
6)
1)
Zur Berechnung der Leistungsdichte wurde angenommen, dass die Spannungsversorgungseinheit ca. 1/3 des Gehäusebauvolumens benötigt.
2)
Bauvolumen nur für Spannungsversorgung
3)
Koppelkapazität der isolierten Spannungsversorgung pro Kanal
4)
Max. 1131 V DC bei Basis-Isolation nach IEC60950-1
5)
Max 566 V DC bei Basis-Isolation nach IEC60950-1
6)
VRMS nach UL1950 für 60 s
7)
Eingeschränkte max. Umgebungstemperatur aufgrund eines sehr geringen Wirkungsgrads von 66 % bei THI-2-1212
8)
Einschränkung aufgrund der verwendeten Datenkoppler
4.2 Isolationseigenschaften von Leiterplatten
45
Zusammengefasst erfüllen die zur Verfügung stehenden isolierenden Datenkoppler die
Anforderungen gemäß Tabelle 2-1 hinsichtlich der notwendigen Datenraten und der
thermischen Belastbarkeit. Obgleich die in Tabelle 4-3 angegebenen Werte zur Störfestigkeit deutlich unterhalb des geforderten Werts für die gesamte Ansteuerschaltung liegen,
ist eine belastbare Aussage hierüber erst mittels Messungen am Gesamtsystem möglich
(siehe auch Kapitel 2.3). Nach Herstellerangaben können Datenkoppler im SO8-Gehäuse
zur dauerhaften Isolation einer Gleichspannung von bis zu 1000 V geeignet sein. Zur Sicherstellung der Isolationsfähigkeit sollten aber weitere Untersuchungen am Gesamtsystem erfolgen, da hierbei die am Datenkoppler anliegende Isolationsspannung, aufgrund der hohen Schaltfrequenzen der Leistungsbauelemente, einen hohen Wechselspannungsanteil aufweist, der eine im Allgemeinen deutlich stärkere Beanspruchung der Isolation darstellt (vgl. hierzu auch Kapitel 4.2). Typische kommerziell erhältliche isolierende
Spannungswandler der 2 W Leistungsklasse sind aufgrund ihrer vergleichsweise sehr
hohen Koppelkapazität bzw. ihrer relativ geringen thermischen Belastbarkeit für den Einsatz in Ansteuerschaltungen nur sehr eingeschränkt verwendbar. Mit der Annahme einer
maximalen Leistungsdichte von ca. 1 W/cm³ stünden nach Tabelle 2-1 bei 1 W Ausgangsleistung pro Kanal für die restliche Ansteuerschaltung noch ausreichende 3 cm³ Bauvolumen zur Verfügung. Der hier untersuchte Stand der Technik zeigt sowohl für die integrierten Spannungsversorgungen der Ansteuerschaltungen als auch für die kommerziell
erhältlichen Spannungsversorgungen, dass vor allem der auf maximal 85 °C Umgebungstemperatur eingeschränkte Betriebstemperaturbereich die Forderung nach Tabelle 2-1
nicht erfüllt. Hierbei ist zu beachten, dass bei den hier betrachteten Ansteuerschaltungen
typischerweise keine Gatevorwiderstände integriert sind. D.h. mit Ansteuerschaltungen,
die dem Stand der Technik entsprechen, sind die in Tabelle 2-1 spezifizierten Eigenschaften nicht zu erfüllen.
4.2 Isolationseigenschaften von Leiterplatten
Aufgrund ihrer Eigenschaft als Träger elektronischer Bauelemente und ihrer Verbindungen sind Leiterplatten naturgemäß elektrische Isolatoren. Bei dem sehr häufig eingesetzten Leiterplattenmaterial FR4 beträgt die minimale elektrische Festigkeit mindestens
30 kV/mm für Laminate die dünner als 0,5 mm sind und für Laminate die dicker als 0,5
mm sind gilt eine Durchschlagsfestigkeit von mindestens 40 kV [Iso08]. Es ist daher naheliegend, diese Eigenschaft zur Realisierung leiterplattenintegrierter Kondensatoren oder
Übertrager zu verwenden. Bei Anwendungen im Hochvoltbereich (bis ca. 1700 V) sind
hierbei Degradationseffekte besonders zu beachten, welche sich negativ auf die Zuverlässigkeit der elektrischen Isolation auswirken können. Zum einen verringert sich die
Durchschlagsfestigkeit wie bei allen festen Isolationsmaterialien infolge von Tempera-
46
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
turbelastungen, zersetzender oder feuchter Umgebungsbedingungen oder mechanischer
Ermüdungserscheinungen. Beispielhaft sind hierzu in Tabelle 4-5 Anhaltswerte für die
Durchschlagsfestigkeit von Pertinax in Abhängigkeit von der Temperatur angegeben.
Tabelle 4-5: Anhaltswerte zur Durchschlagsfestigkeit Ed (bei 50 Hz) von Pertinax in
Abhängigkeit von der Temperatur (entnommen aus [Pfe07] Bild 1.13, S. 42)
Temperatur
(°C)
-5
20
60
100
Ed für Pertinax
(kV/mm)
75
60
42
32
In Tabelle 4-6 ist als weiteres Beispiel für den Einfluss der Umgebungsbedingungen auf
die Isolationseigenschaften fester Isolierstoffe die Abhängigkeit der Durchschlagsfestigkeit von der Luftfeuchte für ein Silikon-Glasgewebe (ein Material mit relativ niedriger
Feuchte-Absorptionsfähigkeit), sowie für ein Phenolharz mit Glimmerfüllung (ein Material mit höherer Feuchte-Absorptionsfähigkeit) angegeben.
Tabelle 4-6: Anhaltswerte zur Durchschlagsfestigkeit Ed (bei 50 Hz) in Abhängigkeit von der
Lagerung in feuchter Umgebung (entnommen aus [Pfe07] Bild 1.15, S. 44)
Lagerung
neu
180 d bei 50 %
180 d bei 100 %
rel. F.
rel. F.
Ed für Silikon-Glasgewebe
(kV/mm)
18
12
6
Ed für Phenolharz mit Glimmerfüllung
(kV/mm)
28
22
0,4
Neben den Umgebungsbedingungen hat vor allem auch die Frequenz des anliegenden
elektrischen Feldes großen Einfluss auf die Durchschlagsfestigkeit fester Isolierstoffe. Zur
Veranschaulichung sind hierzu in Tabelle 4-7 Anhaltswerte für die Isolatoren Glas, Polyethylen und Pertinax (bei 20 °C) in Abhängigkeit von der Frequenz angegeben.
Tabelle 4-7: Anhaltswerte zur Durchschlagsfestigkeit Ed in Abhängigkeit von der Frequenz
(entnommen aus [Pfe07] Bild 1.12, S. 41)
Frequenz f
(Hz)
50
100 k
1M
10 M
Ed für Glas
(kV/mm)
60
10
4
0,9
Ed für Polyethylen
(kV/mm)
50
12
8
4
Ed für Pertinax
(kV/mm)
75
22
10
-
Bereits bei einer Frequenz des elektrischen Feldes von 100 kHz reduziert sich die Durchschlagsfestigkeit bei den genannten Isolatoren dramatisch (um den Faktor 3 bis 6) im Vergleich zu Messungen mit niederfrequenten Spannungen. Dieser Effekt sollte auch bei Teilentladungsmessungen berücksichtigt werden.
4.2 Isolationseigenschaften von Leiterplatten
47
Zur Sicherstellung einer langen Lebensdauer der mit dem Isolationsmaterial realisierten
Komponenten ist die weitere Verringerung der Durchschlagspannung infolge von Alterungsprozessen (z.B. ausgelöst durch Teilentladungen) zu beachten, wie Abb. 4-1 veranschaulicht, in welcher die prinzipielle Abhängigkeit der Durchschlagspannung fester
Isolierungen von der Beanspruchungsdauer dargestellt ist [Pfe07].
U
Elektrischer
Durchschlag
Sek.
Alterungsdurchschlag
Wärmedurchschlag
Tage
Jahre
t
Beanspruchungszeit
Abb. 4-1: Prinzipielle Abhängigkeit der Durchschlagspannung fester Isolierungen von der
Beanspruchungszeit
Neben der Durchschlagsfestigkeit ist daher besonders das Stehvermögen von Kriechstrecken ein zu beachtender Parameter bei der Realisierung leiterplattenintegrierter Koppelelemente. Ein Vergleich, der in Tabelle 4-8 angegebenen Anhaltswerte zur Bemessung
von Kriechstrecken zur Vermeidung eines elektrischen Überschlags einerseits, bzw. zur
Vermeidung von Kriechwegbildung andererseits, verdeutlicht dies.
Tabelle 4-8: Anhaltswerte zur Bemessung von Kriechstrecken zur Vermeidung
eines elektrischen Überschlags bzw. zur Vermeidung von Kriechwegbildung
(entnommen aus [Pfe07] Bild 1.6, S.28 und Bild 1.7, S.33)
Kriechstrecken zur Vermeidung eines Überschlags (für Materialien der WAG 3)
Spannung (Spitzenwert)
lmin für Feuchtegrad 2
(V)
600
1200
1700
2000
(mm)
0,3
0,8
1,2
1,5
Kriechstrecken zur Vermeidung des Versagens durch Kriechwegbildung
Spannung (Effektivwert)
1)
(V)
600
1200
1700
2000
lmin für Verschmutzungsgrad 2
(mm)
3
6,3 1)
8,5 1)
10 1)
lmin für Verschmutzungsgrad 1
(mm)
1,8
4
6 2)
8 2)
Diese Werte entsprechen denen der Isolierstoffgruppe I (Verschmutzungsgrad 2), welche im Bereich von 320 V bis 1000 V
mit den Werten für gedruckte Schaltungen (Verschmutzungsgrad 2) übereinstimmen.
2)
Diese Werte entsprechen denen aller Isolierstoffe für Verschmutzungsgrad 1
Die Werte zur Vermeidung eines Überschlags gelten hierbei für Isolierstoffe, die der Wasseranlagerungsgruppe 3 (WAG 3) entsprechen – wie z.B. FR4-Material – und sich in einer
Umgebung mit Feuchtegrad 2 befinden. Ähnliche Bedingungen gelten für Verschmutzungsgrad 2, der wie folgt definiert ist [Pfe07]:
48
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Verschmutzungsgrad 2: „Es tritt nur nichtleitfähige Verschmutzung auf. Gelegentlich muss
jedoch mit Betauung gerechnet werden.“
Verschmutzungsgrad 1: „Es tritt keine oder nur trockene, nichtleitfähige Verschmutzung
auf. Die Verschmutzung hat keinen Einfluss.“
Die Werte zur Vermeidung eines Versagens durch Kriechwegbildung gelten für gedruckte Schaltungen (Isolierstoffgruppe IIIa mit: 175 < CTI < 400) für die Verschmutzungsgrade
2 und 1.
Bei der Kriechwegbildung können sich auch leitfähige Pfade an Stellen bilden, an denen
die Verbindung zwischen Fiberglas und Epoxidharz geschwächt ist. Hierbei spielt die
Luftfeuchte der Umgebung eine entscheidende Rolle. Unterhalb einer bestimmten relativen Luftfeuchte ist dieser Effekt nicht zu beobachten. Oberhalb dieser Schwelle bilden sich
aufgrund einer Hydrolyse an der Oberfläche des Fiberglases Pfade, die den chemischen
Prozess zur Bildung der leitfähigen Verbindungen aktivieren [Paw08b]. Obgleich dieser
Effekt auch in vertikaler Richtung beobachtbar ist, tritt er aufgrund des lagenförmigen
Aufbaus der Leiterplatten vor allem in lateraler Richtung auf. Demzufolge ist es vorteilhaft, die Isolationsstrecke in vertikaler Richtung auf der Leiterplatte zu realisieren und die
primäre und sekundäre Seite der Ansteuerschaltung auf gegenüberliegenden Seiten zu
platzieren. Zur Wahrung der hierdurch entstehenden großen Luft- und Kriechstrecken
müssen bei mehrlagigen Layouts abgedeckte (blind vias) bzw. vergrabene (buried vias)
Durchkontaktierungen verwendet werden.
Unter der Annahme einer reduzierten elektrischen Festigkeit dünner FR4 Laminate um
den Faktor 5 (auf ca. 6 kV/mm) für erhöhte Betriebsfrequenzen im Bereich von 100 kHz
bis 1 MHz, ergibt sich z.B. für die typische Prepreg-Dicke von 360 µm immer noch eine
Mindestdurchschlagsfestigkeit von ca. 2,2 kV. Leiterplattenintegrierte Kondensatoren und
Übertrager mit einem Isolationsabstand von 360 µm sind demzufolge für Anwendungen
bis max. 1700 V realisierbar.
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
Aufgrund der beschriebenen hervorragenden Isolationseigenschaften der gebräuchlichen
Leiterplattenmaterialien ist der Versuch, die zur galvanischen Trennung notwendigen
Koppelelemente entweder als leiterplattenintegriertes kapazitives Koppelelement oder als
leiterplattenintegriertes kernloses induktives Koppelelement zu realisieren, naheliegend.
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
49
Im Folgenden wird hierzu untersucht, ob zur Energieübertragung vorteilhaft ein induktives Koppelelement und zur Informationsübertragung vorteilhaft ein kapazitives Koppelelement einsetzbar ist, wenn diese jeweils als leiterplattenintegrierte Variante ausgeführt werden. Hierzu wird zunächst untersucht, welcher Induktivitätswert bzw. Kapazitätswert unter bestimmten Bedingungen zur Übertragung notwendig ist und dann verglichen, welcher Flächenbedarf hierfür benötigt wird. Es gelte zunächst die Annahme,
dass das induktive Koppelelement durch einen verlustfreien, festgekoppelten Übertrager
mit Übersetzungsverhältnis gleich 1 beschrieben werden kann. Dieser entspricht einem
Transformator ohne Streufluss und nicht verschwindendem Magnetisierungsstrom. Das
kapazitive Koppelelement sei durch einen idealen Kondensator beschrieben. Weiterhin
sei angenommen, dass beide Koppelelemente mittels einer Wechselspannungsquelle U0
mit Innenwiderstand Ri gespeist werden. Die Abbildungen 4-2 und 4-3 zeigen die zu untersuchenden Schaltungsvarianten mit induktivem bzw. kapazitivem Koppelelement und
deren jeweilige Ersatzschaltbilder (ESB).
k=1, ü=1
Ri
U0
L1
Ri
L2 R
Ri
L
=
L1
UR,ind U0
R
UR,ind
Ri
2C
U0
R
UR,kap
U0
C
R
UR,kap
2C
Abb. 4-2: Induktives Koppelelement und ESB
Abb. 4-3: Kapazitives Koppelelement und ESB
Zunächst wird untersucht, welches Koppelelement vorteilhaft zur Energieübertragung
einzusetzen ist. Mit den Methoden der komplexen Wechselstromrechnung erhält man für
die Ausgangsspannung UR,ind bzw. UR,kap:
L
R Ri
R
,
= U0
⋅
R + Ri 1 + jω L
R Ri
jω
U R ,ind
U R , kap = U 0
jω C (R + Ri )
R
⋅
.
R + Ri 1 + jω C (R + Ri )
(4.1)
(4.2)
Mit den 3-dB-Grenzfrequenzen:
f g ,ind =
f g , kap =
1
L
2π ⋅
R Ri
,
1
,
2π ⋅ (R + Ri )C
folgt für die Beträge der Ausgangsspannungen UR,ind bzw. UR,kap:
(4.3)
(4.4)
50
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
f
U R ,ind / kap = U 0
R
⋅
R + Ri
f g ,ind / kap


f

1+ 
f

 g ,ind / kap 
2
.
(4.5)
Für den Fall, dass die Grenzfrequenzen der beiden Schaltungsvarianten gleich sind, ergibt
sich gemäß Gl. (4.5) ein identisches Verhalten von induktivem und kapazitivem Koppelelement. Der Fall gleicher Grenzfrequenzen liegt vor, wenn gilt:
L = R ⋅ Ri ⋅ C .
(4.6)
Da die Schaltungen gemäß Abb. 4-2 bzw. Abb. 4-3 zur Versorgung der sekundären Seite
der Ansteuerschaltung verwendet werden sollen, ist eine in engen Grenzen konstante
Ausgangsspannung UR notwendig. Dies kann entweder mittels einer zusätzlichen und
damit aufwändigen Regeleinrichtung geschehen oder vorteilhaft mittels einer weitgehend
belastungsunabhängigen Spannungsversorgung. Aus diesem Grund gelte im Folgenden
die Forderung, dass die Ausgangsspannung UR maximal auf p Prozent der Quellenspannung bei maximaler Last Rmin einbrechen soll. Zudem gelte für die Übertragungsfrequenz
f, dass sie frei wählbar und konstant sei. Mit Gl. (4.5) ergibt sich mit einer gegebenen
Übertragungsfrequenz f, dass der frequenzabhängige Term näherungsweise gleich 1 wird,
wenn die Grenzfrequenz ca. zehnmal kleiner als die Übertragungsfrequenz f ist. Damit
die Ausgangsspannung UR nur auf p Prozent einbricht, muss zudem der Lastwiderstand
R ein Vielfaches des Innenwiderstands Ri betragen. Für beide Schaltungsvarianten gelten
daher die folgenden Bedingungen:
f
,
10
1− p
Ri ≤ Rmin ⋅
.
p
f g ,ind , kap ≤
(4.7)
(4.8)
Beachtet man, dass für eine kapazitive Übertragung nach Abb. 4-3 zwei Kapazitäten mit
jeweils dem zweifachen Kapazitätswert C notwendig sind, so gilt mit der Bedingung von
Gl. (4.7) und den Gleichungen (4.3) und (4.4) für die einzelnen Werte:
L≥
2C ≥
5
⋅ p ⋅ Ri ,
π⋅f
5 2(1 − p )
⋅
.
π⋅f
Ri
(4.9)
(4.10)
Die Größe des Induktivitäts- oder Kapazitätswertes hängt also maßgeblich vom Innenwiderstand Ri ab. Wird anstatt des minimalen Lastwiderstands Rmin die maximale Ausgangsleistung Pmax bei gegebener Spannung U0 vorgegeben, so gilt mit Gl. (4.8) bei einem
maximalen zulässigen Einbruch der Ausgangsspannung auf p Prozent für den maximalen
Innenwiderstand Ri,max:
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
51
U 02
=
⋅ p(1 − p ) .
Pmax
Ri , max
(4.11)
Mit Gl. (4.11) folgt schließlich für den benötigten Induktivitäts- bzw. Kapazitätswert:
L≥
5 U 02 2
⋅
p (1 − p ) ,
π ⋅ f Pmax
2C ≥
(4.12)
5 Pmax 2
⋅
.
π ⋅ f U 02 p
(4.13)
Abbildung 4-4 verdeutlicht die durch die Gln. (4.11) und (4.12) gegebenen Zusammenhänge. Dargestellt sind notwendige Induktivität Lmin, bzw. Innenwiderstand Ri,max in Abhängigkeit von der Lastunabhängigkeit p (Verhältnis von Ausgangsspannung UR,ind zu
Leerlaufspannung U0).
100
f = 4 MHz
10
B
A
B
A
U0=15V
C
1
U0=7,5V
Lmin (µH) bzw. Ri,max (Ω)
C
Ri,max: gestrichelt
Lmin:
durchgezogen
1 W:
blau
2 W:
rot
0,1
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
Verhältnis von Ausgangsspannung UR,ind bei Volllast zu Leerlaufspannung U0
Abb. 4-4: Einfluss der Lastunabhängigkeit p auf Induktivität Lmin und Innenwiderstand Ri,max
Abbildung 4-4 zeigt diese für eine maximale Ausgangsleistung von ein bzw. zwei Watt
und Leerlaufspannungen von 7,5 bzw. 15 Volt. Die Übertragungsfrequenz f beträgt hierbei konstant 4 MHz. Mit zunehmender Lastunabhängigkeit (p1) wird erwartungsgemäß
ein geringerer Innenwiderstand benötigt. Es sinkt jedoch auch der benötigte Induktivitätswert. Abb. 4-4 verdeutlicht, dass mit Lmin gleich 3 µH, Ri,max gleich 8 Ohm und U0 gleich
15 V, eine Leistung von 1 W, mit p ca. gleich 0,96 (A), bzw. 2 W mit p ca. gleich 0,93 (B)
übertragbar sind. Bei halber Quellenspannung U0 verringern sich erwartungsgemäß die
Werte für Lmin und Ri,max um ein Viertel (C).
52
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Abbildung 4-4 zeigt auch, dass das Maximum der Funktion Ri,max(p) bei p gleich 0,5 liegt
(Leistungsanpassung). Das Maximum der Funktion Lmin(p) liegt indessen bei p gleich 2/3.
Bei konstanter Lastunabhängigkeit (z.B. p gleich 0,88) erfordert eine Verdopplung der
übertragbaren Leistung eine Halbierung von Ri,max und Lmin. Abb. 4-5 verdeutlicht zum
Vergleich die Zusammenhänge der Gln. (4.11) und (4.13) für den Fall einer kapazitiven
Energieübertragung.
Abbildung 4-5 zeigt, dass im Vergleich zum induktiven Koppelelement der benötigte Kapazitätswert bei steigender Quellenspannung sich quadratisch verringert (D) und bei
steigender Leistung linear vergrößert (E).
100
f = 4 MHz
U0=7,5V
10
D
U0=15V
2Cmin (nF) bzw. Ri,max (Ω)
E
1
Ri,max: gestrichelt
2Cmin: durchgezogen
1 W:
blau
2 W:
rot
0,1
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
Verhältnis von Ausgangsspannung UR,kap bei Volllast zu Leerlaufspannung U0
Abb. 4-5: Einfluss der Lastunabhängigkeit p auf Kapazität 2Cmin und Innenwiderstand Ri,max
Da der benötige Induktivitätswert im Vergleich zum benötigten Kapazitätswert indirekt
proportional von der geforderten maximalen Leistung abhängt, überträgt man große Leistungen vorteilhaft mittels eines induktiven Koppelelements. Für das Verhältnis von Induktivitäts- zu Kapazitätswert gilt mit den Gln. (4.12) und (4.13):
L
p 3 (1 − p )
= U 04
.
2
2C
2 Pmax
(4.14)
Aufgrund der sehr großen Abhängigkeit der Gl. (4.14) von der Eingangsspannung kann
die Grenze hierfür bei sehr hohen Leistungen liegen.
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
53
Zum Beispiel wird mit 15 V effektiver Quellenspannung und einem maximalen Einbruch
der Ausgangsspannung auf 90 % das Verhältnis von Gl. (4.14) erst bei einer maximalen
Leistung von ca. 43 W gleich 1. Bei einer geringen Leistung, wie z.B. 2,25 W, ergibt sich
hingegen ein Wert von ca. 365. Ein leiterplattenintegriertes induktives Koppelelement
kann vorteilhaft mittels zweier magnetisch gekoppelter Spiralwindungen, entsprechend
Abb. 4-6, realisiert werden. Ein entsprechendes kapazitives Koppelelement kann bei gleicher Lagenanzahl, z.B. mittels zweier Plattenkondensatoren, wie in Abb. 4-7 gezeigt, realisiert werden.
b
D
A
Seitenansicht:
µ0 , εr , k
A
εr
d
εr
A
µ 0 , εr , k
d
A
Seitenansicht:
εr
Abb. 4-6: Induktives Koppelelement realisiert
Abb. 4-7: Kapazitives Koppelelement realisiert
mit zwei gekoppelten spiralförmigen Spulen
mit zwei Plattenkondensatoren
Nach Nührmann kann die Induktivität einer solchen Spiralspule näherungsweise mittels
[Nüh98]:
nH  2
D−b

L ≈  2,15
,
n
mm  1 + 2,72 b

D−b
(4.15)
berechnet werden, wobei der Durchmesser D und die Windungsbreite b in der Einheit
mm anzugeben sind. Hierbei erhält man bei gegebenem Durchmesser D und gegebener
Windungszahl n die größtmögliche Induktivität, wenn sich die Spirale bis ins Zentrum erstreckt und damit die Windungsbreite b gleich dem halben Durchmesser D entspricht. Die
Induktivität L beträgt somit:
nH  2

L ≈  0,29
n D .
mm 

(4.16)
Verwendet man für Leiterbahnbreite und Leiterbahnabstand den kleinstmöglichen Wert
amin, so ergibt sich näherungsweise folgende maximale Windungszahl:
nmax ≈
D
,
4 ⋅ amin
und damit folgt für die maximal realisierbare Induktivität:
(4.17)
54
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Lmax
nH  D 3

.
≈  0,29

2
mm  16 ⋅ amin

Aind


2 

π 16 ⋅ Lmax ⋅ amin

≈ 
4  0,29 nH 


mm 

(4.18)
Hierfür wird die Fläche:
2/3
(4.19)
in der Einheit mm² benötigt.
Für die maximale Kapazität eines leiterplattenintegrierten Plattenkondensators mit einer
minimalen Prepreg-Dicke dmin gilt:
Cmax = ε 0ε r
A
d min
.
(4.20)
Mit Berücksichtigung der für das kapazitive Koppelelement benötigten Anzahl an Kondensatoren (2 Stück mit je 2 Cmax) beträgt die gesamte benötigte Fläche 2Akap in mm²:
2 Akap =
2 ⋅ 2Cmax ⋅ d min
⋅ 106 .
ε0 ⋅ εr
(4.21)
Für das Verhältnis der benötigten Flächen ergibt sich mit den Gln. (4.19), (4.21):
Aind
ε0 ⋅εr
π
≈
2 Akap 4 2 ⋅ 2Cmax ⋅ d min

 16 ⋅ L ⋅ a 2
max
min
⋅ 10 −6 
nH
 0,29

mm







2/3
.
(4.22)
Anhand des folgenden Beispiels sei der Unterschied nochmals verdeutlicht. Gegeben sei
eine sinusförmige Wechselspannungsquelle U0 mit 15 V Effektivwert und einer Frequenz f
von 4 MHz. Mittels leiterplattenintegrierter Koppelelemente soll eine maximale Ausgangsleistung von 2,25 W übertragen werden. Hierbei soll die Ausgangsspannung maximal auf p gleich 90 % der Quellenspannung absinken.
Nach Gl. (4.11) ist hierfür ein maximaler Innenwiderstand von 9 Ω erlaubt. Der minimale
Lastwiderstand beträgt somit 81 Ω. Die Grenzfrequenz fg der Koppelelemente darf nach
Gl. (4.7) maximal 400 kHz betragen. Für Standard Leiterplatten in FR4 Qualität mit 35 μm
Kupferlagen sind ca. 150 μm minimale Leiterbahnbreite amin bzw. Abstand ein typischer
Wert. Die minimale Prepreg-Dicke dmin betrage 360 μm und die Permittivität εr des FR4
Materials betrage 4,5.
Tabelle 4-9 verdeutlicht anhand des berechneten Flächenbedarfs, warum unter den gegebenen Bedingungen zur Energieübertragung vorteilhaft leiterplattenintegrierte induktive
Koppelelemente einzusetzen sind. Hierbei ist zu beachten, dass mit der in Abb. 4-3 ge-
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
55
zeigten Realisierung eines kapazitiven Koppelelements die Gültigkeit von Gl. (4.5) im betrachteten Frequenzbereich hinreichend gegeben ist, da sich dieses näherungsweise verlustfrei verwirklichen lässt. Im Gegensatz hierzu ist mit der in Tabelle 4-9 angegebenen
sehr großen Windungszahl und sehr geringen Leiterbahnbreite für das induktive Koppelelement eine verlustfreie Realisierung aufgrund der Leitendverluste nicht möglich.
Tabelle 4-9: Vergleich der notwendigen Fläche zur Realisierung eines leiterplattenintegrierten
induktiven bzw. kapazitiven Koppelelements
allgemeine Bedingungen
induktives Koppelelement
kapazitives Koppelelement
Lagen
-
2
L
(nH)
3223
2C
(nF)
8,84
U0
(V)
15
amin
(mm)
0,15
dmin
(μm)
360
Pmax
(W)
2,25
D
(mm)
15,88
εr
-
4,5
p
%
90
nmax
-
26
f
(MHz)
4
Aind
(mm²)
198
2Akap
(mm²)
159744
fg
(kHz)
400
Ri
(Ω)
9
L / 2C
365
Rmin
(Ω)
81
Aind / 2Akap
1 / 807
Verhältnisse
Zudem muss der geringe Koppelfaktor (ca. 0,8) entweder durch das Windungsverhältnis
oder die Eingangsspannung ausgeglichen werden. Aufgrund des sehr viel geringeren Flächenbedarfs des induktiven Koppelelements sowie der Möglichkeit, dieses auch mittels
mehrlagiger, dickerer und breiterer Leiterbahnen zu verwirklichen, ist dieses dennoch als
vorteilhaft anzusehen.
Weiterhin ist anzumerken, dass bei einer Realisierung des kapazitiven Koppelelements,
z.B. mit keramischen Kondensatoren in SMD-Bauform, der Flächenbedarf bedeutend geringer wäre, als der eines integrierten induktiven Koppelelements (z.B. 2x 10nF, 1000 VDC,
2x Bauform 1210). Da für Gleichtaktstörungen in diesem Fall aber eine Kapazität von
20 nF wirksam wäre, scheidet diese Realisierungsmöglichkeit aus (vgl. Kapitel 2.3).
Im Weiteren soll untersucht werden, welches Koppelelement vorteilhaft zur Informationsübertragung einzusetzen ist. Vorteilhaft erfolgt die Ansteuerung des Koppelelements
direkt mittels eines leitungsfähigen digitalen Treibers. Damit folgt für den Innenwiderstand Ri ein typischer Wert von ca. 100 Ω (z.B. Ausgangstreiber mit 5 V, 20 mA). Mit der
Forderung, dass auch zur Informationsübertragung die Ausgangsspannung keine frequenzabhängige Dämpfung gemäß Gl. (4.5) aufweist, kann, z.B. mit p gleich 90 %, woraus
Rmin gleich 900 Ω folgt, sowie den Gl. (4.9) und (4.10) der zu realisierende Induktivitätsbzw. Kapazitätswert berechnet werden. In Tabelle 4-10 sind diese, für verschiedene Über-
56
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
tragungsfrequenzen f, angegeben. Zusätzlich sind auch die Werte bei starker Dämpfung
des Ausgangssignals (p = 10 %) aufgelistet.
Tabelle 4-10: Induktivitäts- und Kapazitätswert in Abhängigkeit der
Übertragungsfrequenz f für Ri gleich 100 Ω
f
(MHz)
0,4
4
40
T
(ns)
2500
250
25
900
Lp=90%
(μH)
358
35,8
3,58
900
2Cp=90%
(pF)
7958
796
79,6
11,1
Lp=10%
(μH)
39,8
3,98
0,398
11,1
2Cp=10%
(pF)
71620
7162
716,2
Rmin (Ω)
Im Vergleich zur Energieübertragung ist hier eine andere Interpretation der notwendigen
Übertragungsfrequenz f sinnvoll. Dies begründet sich daraus, dass zur Energieübertragung eine sinusförmige Wechselspannung hinreichend ist. Demgegenüber kommt es bei
der hier angestrebten Informationsübertragung vor allem auf eine möglichst verzögerungsfreie Übertragung rechteckförmiger Signale an. In Abb. 4-8 ist zur Verdeutlichung
der hierbei auftretenden harmonischen Signalanteile beispielhaft eine periodische Impulsfolge mit einer Dauer von 1 µs, einer Amplitude von 1 V sowie einer Pulsbreite von 25 ns
dargestellt. Abb. 4-9 zeigt hierfür das bekannte einseitige Amplitudenspektrum (z.B.
[Her92]).
1,41U0Ti /T
U0 (V)
1
Amplitudenspektrum Sn (mV)
35
25
Ti
= 25 ns
T = 1 µs
t
U0Ti /T
15
5
0
Abb. 4-8: Impulsfolge mit Puls-
1/Ti
0
40
2/Ti
f (MHz)
80
Abb. 4-9: Einseitige Darstellung des Amplitudenspektrums
breite Ti und Periodendauer T
Es verdeutlicht, dass das Amplitudenspektrum der in Abb. 4-8 dargestellten Pulsfolge neben der Grundschwingung mit Periodendauer T mindestens bis zu einer dem Kehrwert
der Pulsweite Ti entsprechenden Frequenz relevante Anteile besitzt. Da nach Gl. (4.9)
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
57
bzw. (4.10) der erforderliche Induktivitäts- bzw. Kapazitätswert mit zunehmender Frequenz sinkt, ist für eine näherungsweise ungedämpfte Übertragung der Impulsfolge der
Kehrwert der Periodendauer T maßgeblich. Tabelle 4-10 zeigt, dass selbst die Übertragung von Grundschwingungen mit sehr hoher Frequenz f (z.B. 40 MHz) bei nur geringfügiger Dämpfung (p = 90 %), aufgrund der hierfür immer noch sehr großen erforderlichen
Induktivitäts- bzw. Kapazitätswerte weder mit einem induktiven, noch mit einem kapazitiven leiterplattenintegrierten Koppelelement praktisch sinnvoll zu realisieren ist.
Ein ganz anderes Ergebnis zeigt sich, wenn man eine starke Dämpfung des Ausgangssignals zulässt (p = 10 %). Hier zeigt Tabelle 4-10 eine Möglichkeit zur Realisierung der Übertragung mit einem leiterplattenintegrierten induktiven Koppelelement auf. Demnach
kann bei Verwendung eines Induktivitätswertes von 398 nH eine Pulsfolge mit einer Periodendauer T von 25 ns bei einem Ausgangswiderstand von 11,1 Ohm übertragen werden,
so dass die Amplitude des Ausgangssignals näherungsweise auf 10 % der Amplitude des
Quellensignals absinkt.
Eine weitere Möglichkeit, wenn auch nicht als kernlose leiterplattenintegrierte Variante,
besteht in der Verwendung eines hochpermeablen Kernmaterials. Nach Tabelle 4-10 ist
z.B. mit einem Induktivitätswert von ca. 358 µH eine Übertragung von Impulsfolgen mit
400 kHz Periodendauer und nur geringfügiger Dämpfung des Eingangssignals möglich.
Eine praktische Anwendung findet sich hierfür bei der von Hermwille beschriebenen Lösung für eine Ansteuerschaltung [Herm08].
Die bisherigen Überlegungen zur Informationsübertragung basieren auf der durch Gl.
(4.7) gegebenen Bedingung, die dazu führt, dass die Übertragungsfrequenz f die minimale
Frequenz beschreibt, ab der die Ausgangsspannungen der Koppelelemente frequenzunabhängig sind. Aufgrund des in Abb. 4-9 dargestellten theoretisch unbegrenzten Spektrums der Pulsfolge nach Abb. 4-8, kann zur verzögerungsfreien Übertragung der Signalflanken eine Differenzierung der Pulsfolge zugelassen werden. Mit dem Ansatz, dass die
Grenzfrequenz fg,ind,kap mindestens etwa zehnmal so groß wie die Übertragungsfrequenz
ist, erreichen die Kapazitäts- bzw. Induktivitätswerte für eine leiterplattenintegrierte Variante praktikable Werte, wie die Gln. (4.23) und (4.24) aufzeigen.
L≥
1
20π ⋅ f
2C ≥
⋅ p ⋅ Ri
2(1 − p )
20π ⋅ f
Ri
1
⋅
(4.23)
(4.24)
Mit einem gegebenem Innenwiderstand Ri gleich 100 Ω, einer Übertragungsfrequenz f
von z.B. 4 MHz und einer Dämpfung der Amplitude der Ausgangssignalflanke auf p
58
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
gleich 90 %, ergibt sich mit Gl. (4.23) ein Induktivitätswert von 358 nH und mit Gl. (4.24)
ein Kapazitätswert von 7,96 pF.
Im Weiteren soll daher ein Vergleich von induktivem und kapazitivem Koppelelement
zur Informationsübertragung mit Differenzierung des Eingangssignals bei zunächst gegebenem Flächenbedarf erfolgen. Unter dieser Bedingung kann aufgrund der sehr eng
gewundenen Spiralspule mit näherungsweise gleichen Werten für die Koppelkapazitäten
Ciso,ind bzw. Ciso,kap zwischen primärer und sekundärer Seite der Ansteuerschaltung gerechnet werden, wodurch ein Vergleich der beiden Koppelelemente bei unterstellter gleicher
Störfestigkeit möglich wird. Mit der Vorgabe eines maximalen Flächenbedarfs (Aind = 2Akap
= 36 mm²) ergibt sich mit Gl. (4.19) ein Induktivitätswert L gleich 250 nH und mit Gl.
(4.21) ein Kapazitätswert C gleich 1 pF. In Tabelle 4-11 sind die damit berechneten Parameter gegenübergestellt.
Tabelle 4-11: Vergleich der Grenzfrequenzen von induktiven und kapazitiven
Koppelelement unter der Bedingung Aind gleich 2Akap gleich 36 mm²
induktives Koppelelement
L
(nH)
find
(MHz)
5,73
fg,ind
(MHz)
amin
kapazitives Koppelelement
250
2C
(pF)
2
fkap
(MHz)
15,92 2)
57,3 3)
fg,kap
(MHz)
159,2 3)
(mm)
0,15
dmin
(μm)
360
D
(mm)
6,77
εr
-
4,5
nmax
-
11
Aind
(mm²)
36
2Akap
(mm²)
36
Ciso,ind
(pF)
4
Ciso,kap
(pF)
4
1)
Verhältnisse
fg,ind / fg,kap
0,36
L / 2C
125.000
Aind / 2Akap
1)
berechnet mit Gl. (4.23),
2)
berechnet mit Gl. (4.24),
1
f
3) g,ind,kap
gleich 10 find,kap
Tabelle 4-11 verdeutlicht, dass aufgrund der festgelegten gleichen Gesamtflächen das
Übertragungsverhalten der beiden Koppelelemente nicht mehr identisch ist, wie ein Vergleich der beiden Grenzfrequenzen fg,ind und fg,kap zeigt. Da ein realer Übertrager aufgrund
der nicht idealen Kopplung Bandpassverhalten zeigt, muss im Allgemeinen die Ausgangsspannung des induktiven Koppelelements gemäß Gl. (4.25) mit Koppelfaktor k nach
Gl. (4.26) berechnet werden:
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
jω
U R ,ind = k ⋅ U 0
L
Ri

L
Lσ 
1 + jω  ⋅ 1 + jω

Ri  
R 

,
k = 1−σ ,
59
(4.25)
(4.26)
Gl. (4.25) ist hierbei eine Näherung, die gültig ist, sofern der Innenwiderstand Ri sehr viel
kleiner als der Lastwiderstand R ist. Gl. (4.25) enthält die beiden Grenzfrequenzen:
f g ,ind ,unten =
f g ,ind ,oben =
1
L
2π ⋅
Ri
,
1
.
Lσ
2π ⋅
R
(4.27)
(4.28)
Selbst unter der Annahme einer sehr geringen Kopplung von ca. 71 % (σ = 0,5) ergibt sich
näherungsweise eine obere Grenzfrequenz von 1,15 GHz. D.h., das Bandpassverhalten
spielt hier keine entscheidende Rolle. Mit dem in Abb. 4-10 dargestellten Simulationsmodell (LTspice) können obige Aussagen bestätigt werden. Als Koppelfaktor wurde ein
realistischer Wert von 0,8 angenommen. Dies entspricht im Beispiel hier einer Streuinduktivität von 90 nH.
Abb. 4-10: Modell des induktiven und kapaziti-
Abb. 4-11: Modell des induktiven und kapazi-
ven Koppelelements unter der Annahme
tiven Koppelelements unter der Annahme eines
gleicher Grundflächen (36 mm²)
vergleichbaren dynamischen Verhaltens
60
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Abbildung 4-12 zeigt hierfür das Ergebnis einer AC-Analyse. Ein Vergleich der Eingangsströme IR1 und IR4, z.B. bei einer Frequenz von 2 MHz, verdeutlicht den wesentlichen Unterschied der beiden Koppelelemente: die Leistungsaufnahme des kapazitiven Koppelelements ist deutlich geringer als die des induktiven. Zudem sind in Abb. 4-12 die unterschiedlichen unteren Grenzfrequenzen fg,ind und fg,kap hervorgehoben. Sie zeigt darüber hinaus eine Resonanzstelle bei etwa 500 MHz aufgrund des sich bildenden Schwingkreises,
bestehend aus Koppelkapazität zwischen primärer und sekundärer Seite der Ansteuerschaltung und der Streuinduktivität des Übertragers. Das induktive Koppelelement ist
daher nachteilig bezüglich der Dekodierung des Ausgangssignals, wie die Ergebnisse der
transienten Simulation gemäß der Abb. 4-13 und 4-14 zeigen. Diese verdeutlichen, dass
mit zunehmender Anstiegs- bzw. Abfallgeschwindigkeit des Eingangspulses, die Erregung des parasitären Schwingkreises zunimmt. Zur störungsfreien Dekodierung des
Ausgangssignals benötigt demnach das induktive Koppelelement im Vergleich zum kapazitiven einen Komparator mit einer größeren Hysterese zur Unterdrückung der unerwünschten Schwingung.
-40
180
IR1
0
-100
-90
-120
-180
-140
0
-270
135
90
Uind1-Uind2
-40
Ukap1-Ukap2
-60
-80
100k
1M
10M
fg,kap = 159,2 MHz
-20
100M
45
0
Phase (Grad)
-80
fg,ind = 57,3 MHz
IR1, IR4 (dB A)
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (dB V)
IR4
Phase (Grad)
90
-60
-45
1G
10G
-90
100G
Frequenz (Hz)
Abb. 4-12: Bode-Diagramme für die Ausgangsspannungen (Uind, Ukap) sowie den
Eingangsstrom (IR) der Koppelelemente bei gleichen Grundflächen (36 mm²)
Die Abb. 4-13 und 4-14 verdeutlichen auch noch einmal den dramatischen Unterschied in
der Stromaufnahme der beiden Koppelelemente. Zusammengefasst folgt aus dem Vergleich der beiden Koppelelemente unter der Bedingung einer gleichen Störfestigkeit, dass
aufgrund der niedrigeren Grenzfrequenz des induktiven Koppelelements sich ein breiterer Ausgangsimpuls ergibt, dieser aber aufgrund einer überlagerten parasitären Schwingung einen erhöhten Aufwand zur störungsfreien Dekodierung erfordert.
4.3 Vergleich von induktiven und kapazitiven Koppelelementen
10
10
IR4
IR1, IR4 (mA)
-10
-20
IR1
-30
-10
-20
-40
-50
3
-50
3
Uind1-Uind2
1
0
Ukap1-Ukap2
-1
-2
-3
0
2
4
6
8
10 12
Zeit (ns)
14
16
18
20
IR1
-30
-40
2
IR4
0
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (V)
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (V)
IR1, IR4 (mA)
0
61
2
Uind1-Uind2
1
0
-1
Ukap1-Ukap2
-2
-3
0
2
4
6
8
10 12
Zeit (ns)
14
16
18
20
Abb. 4-13: Simulation für das induktive und
Abb. 4-14: Simulation für das induktive und
kapazitive Koppelelement mit einer Anstiegs-
kapazitive Koppelelement mit einer Anstiegs-
bzw. Abfallzeit des Eingangspulses von 1 ns bei
bzw. Abfallzeit des Eingangspulses von 0,1 ns
gleichen Grundflächen
bei gleichen Grundflächen
Nun soll im Gegensatz zu den obigen Ausführungen ein Vergleich von induktivem und
kapazitivem Koppelelement zur Informationsübertragung mit Differenzierung des Eingangssignals unter der Bedingung eines vergleichbaren dynamischen Verhaltens erfolgen.
Mit den Ergebnissen aus Tabelle 4-11 kann diese Bedingung durch eine Erhöhung der
Grenzfrequenz fg,ind des induktiven Koppelelements erfüllt werden. Aufgrund des indirekt
proportionalen Zusammenhangs von Grenzfrequenz und Induktivität L muss diese daher
um den Faktor 0,36 verkleinert werden. Dies führt nach Gl. (4.19) aber lediglich zu einer
Verringerung der Fläche Aind (und damit auch zu einer Verringerung der Koppelkapazität
Ciso,ind) um den Faktor 0,5. Das zugehörige Simulationsmodell ist in Abb. 4-11 dargestellt.
Das Ergebnis der AC-Analyse zeigt Abb. 4-15. Obgleich der Phasengang beider Koppelelemente im zu betrachtenden Frequenzbereich (1 MHz bis 500 MHz) nahezu identisch
ist, ist im Amplitudengang eine Differenz zu erkennen. Diese ist durch den nicht idealen
Koppelfaktor von 0,8 erklärbar, d.h. der Amplitudengang des induktiven Koppelelements
ist um den Faktor 0,8 kleiner als der des kapazitiven. Dieses Ergebnis ist auch im Simulationsergebnis der Abb. 4-16 und 4-17 im Zeitbereich zu erkennen. Sie zeigen auch, dass
unter den jetzt gegebenen Bedingungen das dynamische Verhalten der Koppelelemente
vergleichbar ist. Mit nicht zu kurzen Anstiegs- bzw. Abfallzeiten des Eingangspulses ergeben sich nun in etwa gleiche Ausgangssignale der Koppelelemente.
62
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
-40
180
IR1
0
-100
-90
-120
-180
-140
0
-270
135
90
-20
fg,kap = 159,2 MHz
Ukap1-Ukap2
-40
Uind1-Uind2
-60
-80
100k
10M
1M
45
0
Phase (Grad)
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (dB V)
IR1, IR4 (dB A)
IR4
-80
Phase (Grad)
90
-60
-45
100M
1G
-90
100G
10G
Frequenz (Hz)
Abb. 4-15: Bode-Diagramme für die Ausgangsspannungen (Uind, Ukap) sowie den
Eingangsstrom (IR) der Koppelelemente bei gleichem dynamischen Verhalten
10
10
IR4
IR1, IR4 (mA)
-10
-20
IR1
-30
-10
-20
-40
-40
-50
3
Ukap1-Ukap2
1
0
Uind1-Uind2
-1
-2
-3
0
2
4
6
8
10 12
Zeit (ns)
14
16
18
20
IR1
-30
-50
3
2
IR4
0
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (V)
Uind1-Uind2, Ukap1-Ukap2 (V)
IR1, IR4 (mA)
0
Ukap1-Ukap2
2
1
0
Uind1-Uind2
-1
-2
-3
0
2
4
6
8
10 12
Zeit (ns)
14
16
18
20
Abb. 4-16: Simulation für das ind. und kap.
Abb. 4-17: Simulation für das ind. und kap.
Koppelelement mit einer Anstiegs- bzw. Abfall-
Koppelelement mit einer Anstiegs- bzw. Abfall-
zeit des Eingangspulses von 1 ns bei vergleich-
zeit des Eingangspulses von 0,1 ns bei ver-
barem dynamischen Verhalten
gleichbarem dynamischen Verhalten
Zusammengefasst kann festgestellt werden, dass bei einem vergleichbaren dynamischen
Verhalten das induktive Koppelelement eine geringere Koppelkapazität aufweist, diese
Eigenschaft aber auch mit einem deutlich höheren Eingangsstrombedarf verbunden ist.
4.4 Übertragung der Gateansteuersignale mit leiterplattenintegrierten Kondensatoren
63
Die Übertragung sehr steilflankiger Signale kann beim induktiven Koppelelement zur
starken Anregung unerwünschter parasitärer Schwingungen führen. Insgesamt zeigt sich,
dass unter den gegebenen Bedingungen das induktive Koppelelement vorteilhaft zur Energieübertragung und das kapazitive Koppelelement vorteilhaft zur Informationsübertragung einzusetzen ist. Da insbesondere zwischen IC- und leiterplattenintegrierten Koppelelementen eine große Ähnlichkeit aufgrund ihrer planaren Bauweise existiert, kann dieses
aufgrund theoretischer Überlegungen ermittelte Ergebnis durch den Stand der Technik
gemäß der Untersuchungen in Kapitel 4.1 erhärtet werden (vgl. max. Übertragungsrate
und Strombedarf).
4.4 Übertragung der Gateansteuersignale mit leiterplattenintegrierten Kondensatoren
Aufgrund der in Tabelle 2.1 definierten allgemeinen Systemeigenschaften ergeben sich für
die Übertragung der Gateansteuersignale folgende zu realisierende Eigenschaften:
- Kontinuierliche Übertragung des Ein- bzw. Ausschaltzustands
- Störsicherheit
- Geringe Verzögerungszeit
Aus der Vielzahl der möglichen Lösungen sei im Folgenden eine vorgeschlagen, die den
obigen Anforderungen in besonderer Weise entspricht. Die klassische und auch einfachste
Lösung zur Übertragung des Gateansteuersignals ist eine zum Impulsübertrager analoge
Schaltung gemäß Abb. 4-18. D.h., das mittels Koppelelement differenzierte Eingangssignal wird z.B. mittels eines Impulsflankenspeichers dekodiert.
U1
∆UR,set
UR
U1
UR
S
R
FF
Q
S
U2
R
tset
∆UR,res
tres
U2
t
Abb. 4-18: Impulsübertragung mittels
Abb. 4-19: Eingangs- und Ausgangssignale der
kapazitivem Koppelelement
klassischen Impulsübertragung
64
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
Der Nachteil dieser Lösung ist, dass bei der Übertragung eines kontinuierlichen Ein- bzw.
Aussignals, eine die jeweilige Schaltschwelle ∆UR,set bzw. ∆UR,res überschreitende Störspannung zu einem dauer- und fehlerhaften Schaltzustand am Ausgang der Schaltung
führt. Besonders vorteilhaft hingegen ist die, abgesehen von Signal- und Durchlaufzeiten,
praktisch verzögerungsfreie Übertragung der Schaltinformation. Die beschriebene Störempfindlichkeit kann mittels einer geeigneten Leitungskodierung verringert werden.
Zum Beispiel wird bei den induktiven Koppelelementen von Analog Devices (iCoupler)
das Einschaltsignal mittels zweier aufeinanderfolgender Pulse mit einer Pulsdauer tset von
jeweils einer Nanosekunde und das Ausschaltsignal mit einem einzigen Puls gleicher
Pulsdauer tres gleich tset kodiert [Ana08a]. Das kodierte Signal kann dann periodisch, z.B.
mit einer Frequenz von 1 MHz, übertragen werden, was einer Pulskodemodulation
(PCM) entspricht. Ein fehlerhafter Schaltzustand aufgrund einer singulären Störung wird
daher mit der nächsten Übertragung wieder beseitigt. Andere Möglichkeiten sind die
Frequenzumtastung (FSK) oder eine 100 % Amplitudenumtastung (ASK), wie sie z.B. für
Treiber ICs der Firma Infineon beschrieben ist [Zel03], [Mue03], [Vol04]. Um eine geringe
Verzögerung zu erreichen, müssen bei den genannten Verfahren entweder sehr kurze
Pulsbreiten (PCM) oder aber sehr hohe Trägerfrequenzen (FSK, ASK) gewählt werden.
Mit einem diskreten Schaltungsaufbau ist eine Übertragung und Dekodierung, z.B. gemäß dem iCoupler-Verfahren, mit sehr kurzen Impulsen aufgrund bestehender Zuleitungsinduktivitäten nicht praktikabel.
Daher wird hier eine Lösung vorgeschlagen, die in der Nachrichtentechnik zur Leitungskodierung seit langem Anwendung findet. Mit einer Zweiphasen-Zustandskodierung (Biphase-Level), allgemein auch als Manchester Leitungskode bekannt, kann das zu übertragende Ansteuersignal so kodiert werden, dass es zum einen mittelwertfrei und zum anderen phasenmoduliert ist [Kad91]. Zur Reduzierung des Aufwands der Trägerrückgewinnung auf der sekundären Seite der Ansteuerschaltung kann das Trägersignal mittels
eines separaten Kanals übertragen werden. Somit kann das Schaltsignal mittels einer einfachen Exklusiv-Oder-Funktion sowohl kodiert als auch dekodiert werden. Siemens ließ
sich dieses Übertragungsverfahren (mit getrennter Übertragung des Trägersignals) unter
dem Titel „Verfahren und Vorrichtung zur potenzialfreien Ansteuerung eines abschaltbaren Leistungshalbleiters“ 2006 patentieren [Herr06]. Als Koppelelemente wurden jedoch
ausschließlich Übertrager vorgeschlagen.
Für die hier vorgeschlagene Variante mit kapazitiven Koppelelementen zeigen das
Schaltbild 4-20 und die zugehörigen Signalverläufe gemäß Abb. 4-21, dass zwischen Koppelelement und Dekodiereinheit ein Tiefpassfilter geschaltet ist.
4.4 Übertragung der Gateansteuersignale mit leiterplattenintegrierten Kondensatoren
C1
U0
U1
65
U1
R1
UR1
C2
R2
UR1
C3
R3
UK1
R4
UK2
EXOR
U2
UR2
UK1
EXOR
UR2
UK2
U2
t
Abb. 4-20: Manchester Leitungskodierung mit
Abb. 4-21: Eingangs- und Ausgangssignale
separater Übertragung des Trägersignals
der Manchester Leitungskodierung
Dieser ist so dimensioniert, dass mit sehr geringen Koppelkapazitäten C1 und C2 und einer
erwünscht niedrigen Ausgangsimpedanz die untere Grenzfrequenz des gesamten Übertragungskanals etwa fünfmal kleiner als die Frequenz des Trägersignals ist. Somit werden
anstatt nadelförmiger Impulse hoher Amplitude näherungsweise rechteckförmige Impulse geringer Amplitude übertragen, womit das Absinken der Signale UR1 bzw. UR2 auf null
vermieden wird. Damit ist eine direkte anschließende Umsetzung in digitale Signale auch
mittels Komparatoren mit kleiner Hysterese möglich. Da bei der praktischen Realisierung
mit eventuell unterschiedlichen Signal- und Durchlaufzeiten der beiden Übertragungskanäle zu rechnen ist, kann das dekodierte Ausgangssignal U2 zusätzlich mittels eines Tiefpasses gefiltert werden, womit dann jedoch eine Verzögerung der Übertragung einher
geht. Anhand des in Abb. 4-22 gezeigten Simulationsmodells (Pspice) kann der beschrie-
Abb. 4-22: Kapazitives Koppelelement mit
Tiefpassfilter
Abb. 4-23: Vereinfachtes ESB
66
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
bene Ansatz zur Dimensionierung für eine Koppelkapazität von 2C gleich 1 pF beispielhaft überprüft werden. Die Schaltung nach Abb. 4-22 kann entsprechend Abb. 4-23 vereinfacht werden. Abb. 4-24 zeigt hierfür den Amplituden- und Phasengang der Ausgangsspannung UR34 im Frequenzbereich von 0,1 bis 100 MHz. Unter der Voraussetzung,
dass die Widerstände R12 und R34 den gleichen Wert haben, der sehr viel größer als der
Innenwiderstand R120 der Quelle ist, gilt für die Übertragungsfunktion der Schaltung nach
Abb. 4-23 näherungsweise:
U R 34
jω ⋅ R12C12
=
.
U 12 (1 + jω ⋅ R12C12 ) ⋅ (1 + jω ⋅ R12C31 )
(4.29)
Gl. (4.29) beschreibt eine rückwirkungsfreie Kettenschaltung eines Hochpasses mit der
Grenzfrequenz:
f g ,HP =
1
,
2π ⋅ R12C12
(4.30)
mit einem Tiefpass der Grenzfrequenz:
f g ,TP =
1
.
2π ⋅ R12C31
(4.30b)
-46-46
UR34 / U0 (dB)
-47
-48-48
-49
-52-50
-51
Phase[UR34 / U0] (Grad)
-54-52
dB(V(R34:2))
-46.108
-49.108
90d
4545d
0 0d
-45d
-45
SEL>>
-90d
100KHz
p(V(R34:2))
0,1
300KHz
0,3
1.0MHz
1
3
3.0MHz
Frequency
10
10MHz
30
30MHz
100
100MHz
f (MHz)
Abb. 4-24: Amplituden- und Phasengang des kapazitiven Koppelelements mit Tiefpassfilter
Abbildung 4-24 zeigt die beiden Grenzfrequenzen fg,HP und fg,TP, wobei gilt: fg,HP >> fg,TP. Für
eine Trägerfrequenz von 1 MHz ergibt sich eine Dämpfung von ca. -46 dB. Mit einer Trägersignalamplitude von 5 V entspricht dies einer Ausgangssignalamplitude von ca.
25 mV. Abb. 4-25 zeigt eine zeitliche Simulation der Schaltung nach Abb. 4-23 für den stationären Zustand.
4.5 Übertragung der Gateansteuerenergie mit leiterplattenintegriertem Übertrager
67
Die mittlere Ausgangssignalamplitude beträgt erwartungsgemäß ca. 25 mV. In Abb. 4-25
ist auch der Verlauf der übertragenen Strompulse IC1 und IC2 dargestellt. Diese haben eine
Amplitude von ca. 1 mA und eine maximale Impulsbreite von ca. 250 ns.
40mV
30mV
30
UR34 (mV)
20mV
10mV
00mV
-10mV
-20mV
-30mV
-30
-40mV
1
V(R3:2,R4:1)
IC1 , IC2 (mA)
1.0mA
00A
-1
SEL>>
-1.0mA
10.0us
-I(R10)
0
-I(R20)
0,2
10.2us
0,4
10.4us
0,6
10.6us
0,8
10.8us
1,0
Time
11.0us
1,2
11.2us
1,4
11.4us
1,6
11.6us
1,8
11.8us
2,0
12.0us
t (µs)
Abb. 4-25: Ausgangsspannung bei rechteckförmiger Ansteuerung mit 5 V Amplitude
Im Vergleich zu dem hier vorgeschlagenen Verfahren wird bei dem zweikanaligen Übertragungsverfahren mit kapazitiven Koppelelementen von Texas Instruments ein Kanal als
klassischer Impulsübertragungskanal genutzt und der andere als pulsweitenmodulierter
Kanal zur Sicherstellung korrekter kontinuierlicher Schaltzustände [Tex08c]. Nach den
Ausführungen von Kliger ist davon auszugehen, dass auch Analog Devices (iCoupler) zunächst ein zweikanaliges Übertragungssystem bevorzugte, bei dem das eine induktive
Koppelelement die Einschaltimpulse und das andere die Ausschaltimpulse übertragen
sollte [Kli03]. Es wird vermutet, dass aufgrund des hierfür benötigten doppelten Platzbedarfs für die integrierten Spiralwindungen jetzt ein einkanaliges Verfahren Verwendung
findet [Ana08a]. Das hier vorgeschlagene Verfahren bietet, wie auch das von Hermwille
beschriebene Verfahren, den Vorteil, zu jedem beliebigen Zeitpunkt eine Änderung des
Schaltzustands übertragen zu können [Herm08]. Im Vergleich zu dem von Hermwille beschriebenen Verfahren, welches im Prinzip auf einer Modulation der Amplitude beruht,
nutzt das hier vorgeschlagene Verfahren die prinzipiellen Vorteile der Phasenmodulation.
4.5 Übertragung der Gateansteuerenergie mit leiterplattenintegriertem Übertrager
Aufgrund der in Tabelle 2-1 definierten allgemeinen Anforderungen und der Ergebnisse
aus Kapitel 4.3, müssen für die Übertragung der Gateansteuerenergie folgende Eigenschaften realisiert werden:
68
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
- Galvanisch isolierte Versorgung der oben- und der untenliegenden
Ansteuerschaltung
- Einbruch der Ausgangsspannung nicht unter p Prozent bei maximaler
Ausgangsleistung Pmax
- geringe Koppelkapazität zwischen primärer und sekundärer Treiberseite
- hoher Wirkungsgrad
- geringer Flächen- und Bauvolumenbedarf
Aus der Vielzahl der möglichen Schaltungstopologien ist in Abb. 4-26 eine angegeben, die
T1
Lsek2
SteuerLogik
T4
L
C SteuerLogik
T2
UBOT
D1
D4
Cäq
oberer
Leistungsschalter
UG
UTOP (15 V)
Lsek1
DC/DCWandler
Lpri
12 V
den zu erfüllenden Erfordernissen in besonderer Weise entspricht.
D2
T3
D3
unterer
Leistungsschalter
Abb. 4-26: Blockschaltbild zur Versorgung eines isolierenden resonanten Halbbrückentreibers
Sie basiert auf einem mittels Übertrager isolierten, ungeregelten DC/DC-Wandler mit
zwei getrennten sekundärseitigen Wicklungen und einer einseitig betriebenen Treiberstufe (single ended DC/DC) auf der Primärseite. Zur Ansteuerung von IGBTs ist für die
Ausgangsspannungen UTOP und UBOT ein Wert von 15 V typisch. Aufgrund der räumlichen Nähe der Ansteuerschaltung zum Leistungsmodul und der niederimpedanten Klemmung der beiden Schaltzustände kann die üblicherweise zur Erhöhung der Störsicherheit
verwendete negative Ausschaltspannung mit einem typischen Wert von -7,5 V entfallen.
Aufgrund des verwendeten resonanten Ansteuerverfahrens ist auch nicht mit einer nega-
4.5 Übertragung der Gateansteuerenergie mit leiterplattenintegriertem Übertrager
69
tiven Auswirkung auf das Ausschaltverhalten bei einer eventuellen niedrigen Millerplateau-Spannung des zu steuernden Leistungsbauelements zu rechnen.
Unter der Annahme eines realisierbaren maximalen Induktivitätswerts Lmax folgt nach Gl.
(4.12), dass bei gegebener Quellenspannung U0, maximaler Ausgangsleistung Pmax, maximalen Einbruch der Ausgangsspannung auf p Prozent, als einziger Parameter die Schaltfrequenz f variiert werden kann.
Da nach Gl. (4.19) die für einen bestimmten Induktivitätswert benötigte Fläche Aind mit
dessen Größe sinkt, ist eine möglichst hohe Schaltfrequenz wünschenswert. Begrenzend
wirken hierbei jedoch Stromverdrängungsmechanismen wie Skin- und Proximity-Effekt.
Diese führen zu einem starken Anstieg der im Übertrager entstehenden Leitungsverluste
wie, z.B. von Hui gezeigt wurde [Hui99a]. Abb. 4-27 zeigt eine mögliche Variante des Lagenaufbaus für die in Abb. 4-26 angegebene Versorgungsschaltung.
16,4 mm
Kupfer Lage 1 (35 µm) für
primärseitige Wicklung
(8 Wdg.)
isolierter Draht
FPC Lage zur magn. Abschirmung
1.62 mm
Laminat
Lage 1
(360 µm)
Laminat
Lage 2
(760 µm)
Prepreg (nom. 200 µm)
Kupfer Lage 2 (35 µm) für
sekundärseitige Wicklung 1 (12 Wdg.)
Kupfer Lage 3 (35 µm) für
sekundärseitige Wicklung 2 (12 Wdg.)
Laminat
Lage 3
(360 µm)
Kupfer Lage 4 (35 µm) für
primärseitige Wicklung
(8 Wdg.)
FPC Lage zur magn.
Abschirmung
b
Vias
D
Abb. 4-27: Beispiel zur Realisierung eines leiterplattenintegrierten Übertragers mit zwei
isolierenden Sekundärwicklungen
Der hiermit realisierte Übertrager besteht aus einer vierlagigen FR4-Leiterplatte mit einem
typischen Lagenaufbau sowie einer typischen Dicke der Kupferlagen von 35 µm. Die primärseitige spiralförmige Wicklung ist mittels der beiden äußeren Kupferlagen mit zwei
mal 8 Windungen realisiert. Die beiden getrennten sekundärseitigen spiralförmigen Wicklungen mit jeweils 12 Windungen befinden sich in den Innenlagen. Aufgrund des bewussten Verzichts auf abgedeckte und vergrabene Durchkontaktierungen (blind and burried vias) erfolgt die Kontaktierung der inneren Anschlüsse der sekundärseitigen Wicklungen mittels isolierter Drähte. Zur Abschirmung des dämpfenden Effekts, der sich aus
70
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
den in der Nähe befindlichen metallischen Elementen ergibt und zur Minimierung des
Streufeldes sind die sich in den Außenlagen befindenden primärseitigen Wicklungen mit
FPC (ferrite polymer composite) Folien abgedeckt. Mit dem Durchmesser D der spiralförmigen Wicklung, der Breite b der Wicklung und der Windungsanzahl n kann mit Gl.
(4.15) die Induktivität der Wicklung berechnet werden. In Tabelle 4-12 sind die geometrischen Daten und die berechneten sowie gemessenen Induktivitätswerte für die primäre
und die beiden sekundären Spulen zusammengefasst dargestellt. Die Messung erfolgte
mit einem Impedanzmessgerät (Agilent 4294A mit Messadapter 16047E) bei 4 MHz. Obgleich Gl. (4.15) ursprünglich nur eine Näherunglösung für einlagige Spiralspulen angibt,
zeigen die Ergebnisse von Tabelle 4-12, dass hiermit auch eine näherungsweise Berechnung mehrlagiger Spiralspulen möglich ist, wenn in Gl. (4.15) die Gesamtwindungszahl
eingesetzt wird.
Tabelle 4-12: Geometrische Daten und berechnete sowie gemessene
Induktivitätswerte
primärseitige
erste sekundär-
zweite sekundär-
Wicklung
seitige Wicklung
seitige Wicklung
Windungen
16
12
12
Lagen
2
1
1
D (mm)
14,5
16,4
16,4
b (mm)
3,9
5,5
5,5
Lpri (µH)
Lsek1 (µH)
Lsek2 (µH)
berechnet mit Gl. (4.15)
2,9
1,4
1,4
Gemessen
1)
2,6
1,5
1,5
Gemessen 2)
3,1
1,8
1,7
1)
ohne FPC Lagen
2)
mit FPC Lagen (Epcos FPC350, Dicke 200 µm)
Mit dem in Abb. 4-28 angegebenen vereinfachten Ersatzschaltbild eines Übertragers kann
das Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung, z.B. durch die Ermittlung der Vierpol-Kettenparameter mit der Betriebsübertragungsfunktion, berechnet werden [Sch89].
R1 ( f )
U0( f )
L1 ⋅ σ ( f )
U1( f )
L1( f ) ⋅ (1-σ ( f ))
L1 ( f )
1 − σ ( f ) :1
L2 ( f )
R2( f )
U2( f )
R
U( f )
Abb. 4-28: Frequenzabhängiges Ersatzschaltbild zur Beschreibung eines kernlosen Übertragers
4.5 Übertragung der Gateansteuerenergie mit leiterplattenintegriertem Übertrager
71
Eine andere, sehr anschauliche Methode, beruht auf der Multiplikation von Teilübertragungsfunktionen (belastete Spannungsteiler), wobei gilt:
U
U U 2 U1
=
,
U 0 U 2 U1 U 0
(4.31)
Für die Ausgangsleistung P und den Wirkungsgrad η gelten damit:
2

U 
U 0

U 0 

P=
,
R
1
η=
,
PR1 + PR 2
1+
P
(4.32)
(4.33)
Da, wie in Abb. 4-28 dargestellt, die Bauelementeparameter des Ersatzschaltbildes frequenzabhängig sind und diese mit einem Impedanzanalysator ermittelt werden, ist es
hilfreich, die weiteren Gleichungen zur Beschreibung der frequenzabhängigen Spannungsübertragungsfunktion U/U0, des frequenzabhängigen Wirkungsgrades η und der
frequenzabhängigen Ausgangsleistung P als Funktionen der messbaren frequenzabhängigen primärseitigen und sekundärseitigen Eingangsimpedanzen im Leerlauf Re(Z1,2o),
Im(Z1,2o), Re(Z2,1o) und Im(Z2,1o), sowie der Eingangsimpedanz bei sekundärseitigem Kurzschluss Re(Z1,2k) und Im(Z1,2k), anzugeben. Somit gilt:
2
U

U0
U0
PR1 = 
 Z




 Re( Z ) ,
1, 2 o



U

U0
U0
PR 2 = 
 R




 Re( Z ) ,
2 ,1o



(4.34)
2
(4.35)
sowie:
U
R
=
,
U 2 R + Re( Z 2,1o )
Im(Z 2,1o )  Im(Z1, 2 k ) 
U2
1 −

=
U1
Im(Z1, 2 o )  Im(Z1, 2o ) 
(4.36)
1
 Im(Z 2,1o ) Im(Z1, 2 k ) 

1 + 

 R + Re( Z 2,1o ) Im(Z1, 2o ) 
U1
A2 + B 2
,
=
U0
C 2 + D2
A = Im(Z 2,1o ) Im(Z1, 2 k ) ,
2
,
(4.37)
(4.38)
(4.39)
72
4. Untersuchungen zu isolierenden Koppelelementen
B = Im(Z1, 2o )(R + Re( Z 2,1o ) ) ,
(4.40)
C = (R + Re( Z 2,1o ) )Re( Z1, 2o ) − Im(Z 2,1o ) Im(Z1, 2 k ) ,
(4.41)
D = Im(Z1, 2 o )(R + Re( Z 2,1o ) ) + Im(Z 2,1o ) Re( Z1, 2 o ) ,
(4.42)
und
E2 + F 2
,
G2 + H 2
Z=
E=
Im(Z1, 2 o ) − Im(Z1, 2 k )
Im(Z 2,1o )
(R + Re(Z
2 ,1o
F = (Im(Z1, 2 o ) − Im(Z1, 2 k ) )Re( Z1, 2 o ) +
G=
(4.43)
) )Re( Z1, 2o ) − (Im(Z1, 2 o ) − Im(Z1, 2 k ) )Im(Z1, 2 k ) ,(4.44)
Im(Z1, 2 o )
Im(Z 2,1o )
(Im(Z
Im(Z1, 2 o ) − Im(Z1, 2 k )
Im(Z 2,1o )
1, 2 o
) − Im(Z1, 2 k ) )(R + Re( Z 2,1o ) ) ,(4.45)
(R + Re(Z
2 ,1o
)) ,
(4.46)
H = Im(Z1, 2o ) − Im(Z1, 2 k ) .
(4.47)
Abbildung 4-29 zeigt die frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktion U/U0 für
drei verschiedene Belastungsfälle (R = 1 MΩ, R = 105 Ω, R = 46 Ω), die frequenzabhängige
Ausgangsleistung P, sowie den frequenzabhängigen Wirkungsgrad η für zwei Belastungsfälle (R = 105 Ω, R = 46 Ω).
1,2
1.2
A
1,1
PR=46Ω
P ( W ), η, U/U0
1,0
1.0
0,9
B
U/U0 R=1MΩ
0,8
0.8
0,7
η R=46Ω
U/U0 R=105Ω
U/U0 R=46Ω
η R=105Ω
0,6
0.6
C
0,5
0,4
0.4
1,00E+05
0.1
PR=105Ω
0.4
1,00E+06
1
Frequenz (MHz)
4
1,00E+07
10
Abb. 4-29: Frequenzabhängigkeit von Spannungsübertragungsfunktion, Wirkungsgrad und
Ausgangsleistung, Parameter: Lastwiderstand
4.5 Übertragung der Gateansteuerenergie mit leiterplattenintegriertem Übertrager
73
Während das Maximum der Ausgangsleistung (Punkt A) mit einer Übertragungsfrequenz
von ca. 1 MHz erreicht wird, ist für den gleichen Lastfall (R = 46 Ω) der Wirkungsgrad
maximal, wenn eine deutlich höhere Übertragungsfrequenz von 4 MHz gewählt wird
(Punkt B). Bei einer geringeren Belastung ist bezüglich des Wirkungsgrads sogar eine
noch höhere Übertragungsfrequenz vorteilhaft. Wie jedoch anhand der Spannungsübertragungsfunktion zu erkennen ist, steigt deren Belastungsabhängigkeit (Punkt C) mit steigender Frequenz stark an. Mittels der Methode des frequenzabhängigen Ersatzschaltbildes kann eine optimale Übertragungsfrequenz als Kompromiss zwischen einem hohen
Wirkungsgrad und einer geringen Belastungsabhängigkeit angegeben werden. Unter der
Annahme einer maximalen Ausgangsleistung von 1 W und einer hierbei zulässigen Verringerung der Ausgangsspannung U auf ca. 90 % der Leerlaufspannung U0 beträgt die
optimale Übertragungsfrequenz für den in Abb. 4-27 dargestellten leiterplattenintegrierten Übertrager ca. 4 MHz.
Im Bereich planarer kernloser Leiterplattenübertrager für Gatetreiberanwendungen haben
vor allem Hui und Tang Arbeiten veröffentlicht [Hui99a], [Hui99b], [Tan99]. Eine Zusammenfassung der Ergebnisse findet sich bei Tang [Tan00a]. Der wesentliche Unterschied zu
den hier gezeigten Untersuchungen besteht darin, dass Hui und Tang den Übertrager
stets in Verbindung mit einer zusätzlichen sekundärseitigen Kapazität beschreiben. Einige
Aspekte zur elektromagnetischen Verträglichkeit der untersuchten planaren kernlosen
Leiterplattenübertrager sind von Hui beschrieben [Hui00c]. Die Abhängigkeit der Induktivitätswerte von verschiedenen geometrischen Daten findet sich bei Tang [Tan00b]. Dieser beschreibt z.B. einen mit 12 V betriebenen isolierenden DC/DC-Wandler mit 0,5 W
Ausgangsleistung und einem 4,6 mm großen Übertrager [Tan01a], bzw. einen mit 120 V
betriebenen DC/DC-Wandler (gleicher Topologie) mit 94 W Ausgangsleistung und einem
36 mm großen Übertrager, der zusätzlich mit FPC-Lagen bedeckt ist [Tan01b]. Bei Tang
finden sich auch Untersuchungen zur Abschirmung mittels dünner Ferrit- und Kupferlagen [Tan02].
74
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Wie anhand der im Kapitel 1 einleitend gezeigten Beispiele verdeutlicht wurde, erhält die
gesamte zum Betrieb einer Halbbrücke erforderliche Elektronik eine besonders kompakte
Bauform, wenn die zur Regelung des Phasenstroms notwendige Stromsensorik mit in die
Ansteuerschaltung integriert ist. Die Gründe hierfür sind vielfältig: neben den sich dann
ergebenden schaltungstechnischen Vorteilen aufgrund kurzer Leitungsverbindungen gibt
es vor allem auch mechanische Gründe, wie z.B. die gemeinsame Nutzung von Schaltungsträgern, Steckverbindungen oder Befestigungen. Da die Phasenstrommessung Bestandteil jeder Phasenstromregelung ist, ist eine über die einleitend gezeigten Beispiele
hinausgehende Integration der gesamten Phasenstromregelung in die Ansteuerschaltung
naheliegend. Damit erhält ein intelligentes Halbbrückenleistungsmodul mit Ausgangsinduktivität die Funktionalität einer spannungsgesteuerten Stromquelle.
5.1 Zur Notwendigkeit einer Phasenstromregelung
Im Folgenden werden Notwendigkeit und Vorteile einer Phasenstromregelung diskutiert.
Wie in Abb. 2-1 dargestellt, besteht häufig der Wunsch einer Parallelschaltung mehrerer
Hoch-Tiefsetzsteller. Reduziert man das Problem der Parallelschaltung exemplarisch für
den Tiefsetzstellerbetrieb gemäß Abb. 5-1 auf die Parallelschaltung zweier idealer, mit
dem Tastverhältnis D1 bzw. D2, gesteuerter Spannungsquellen D1U0 und D2U0, so wird die
Notwendigkeit einer Symmetrierung der Phasenströme sofort ersichtlich. Im entsprechenden Ersatzschaltbild (siehe Abb. 5-2) haben R1 und R2 die Bedeutung von äquivalenten
Gesamtwiderständen zur Berücksichtigung der Leitendverluste der Schalter S10, S20, der
Dioden D10, D20 sowie der Spulen L1, L2, ähnlich den Ausführungen von Mao [Mao05]. Als
Last wirkt eine Gegenspannungsquelle (z.B. eine Batterie) mit Leerlaufspannung UBatt und
Innenwiderstand Ri.
Für die Differenz ∆I der gemittelten Spulenströme I1 und I2 gilt dann im stationären Zustand:
∆I =
2 RiU 0 (D1 − D2 ) + R2 (D1U 0 − U Batt ) − R1 (D2U 0 − U Batt )
.
R1 R2 + R1 Ri + R2 Ri
(5.1)
Unter der Annahme, dass die in Abb. 5-1 dargestellten Schalter und Dioden gleiche dynamische Eigenschaften aufweisen und deren Ansteuerung exakt gleich erfolgt, gilt im Ersatzschaltbild 5-2, dass die Spannungsquellen D1U0 und D2U0 gleich sind.
5.1 Notwendigkeit
75
I2
D1
S10 D2
S20
U0
L2
R1
L1
I1
L2
Ri
L1
D10
R2
UBatt
D20
D2 U0
D1 U0
UBatt
Abb. 5-1: Vereinfachte Darstellung des
Abb. 5-2: Ersatzschaltbild zur Phasenstrom-
Phasenstromsymmetrierungsproblems
symmetrierung im stationären Zustand
Mit D1 gleich D2 gleich D folgt aus Gl. (5.1):
∆I = (DU 0 − U Batt )
(R2 − R1 )
R1 R2 + R1 Ri + R2 Ri
.
(5.2)
Wird Gl. (5.2) auf den Gesamtstrom bezogen so folgt:
∆I R2 − R1
.
=
I ges R1 + R2
(5.3)
Die Bedeutung der Gln. (5.2) und (5.3) soll anhand des folgenden Beispiels mit praxisrelevanten Bauelementwerten verdeutlicht werden. Mit R1 gleich 10 mΩ, R2 gleich 20 mΩ, Ri
gleich 100 mΩ, D1U0 gleich D2U0 gleich 205 V und UBatt gleich 200 V folgt aus Gl. (5.2) eine
Phasenstromdifferenz von ∆I gleich 15,625 A. Dies entspricht nach Gl. (5.3) 33,3 % bezogen auf einen Gesamtstrom von 46,875 A. Obgleich die angenommene Differenz der Innenwiderstände R1, R2 zunächst unrealistisch erscheinen mag, so ist sie unter Berücksichtigung der Temperaturabhängigkeiten der Bauelemente berechtigt. Bei einer Temperaturerhöhung von 25 °C auf 125 °C verdoppelt sich näherungsweise der Drain-Source Widerstand bei Leistungsmosfets. Bei IGBTs (z.B. SGP30N60HS von Infineon) muss immerhin
noch mit einer Steigerung von 25 % der Leitendverluste über den gleichen Temperaturbereich gerechnet werden. Der Gleichstromwiderstand der meist kupferbewickelten Spulen
L1, L2 steigt bei dieser Temperaturerhöhung um ebenfalls ca. 40 % an [Kor06]. Im Betrieb
können derart große Temperaturänderungen z.B. aufgrund des gezielten Zu- oder Abschaltens einzelner Phasen hervorgerufen werden.
Die Dynamik des entstehenden Ausgleichvorgangs, aufgrund dessen sich die Endwerte
der einzelnen Phasenströme einstellen, kann näherungsweise abgeschätzt werden, wen
man annimmt, dass die größte Zeitkonstante den Ausgleichsvorgang maßgeblich bestimmt. Unter der Annahme, dass R1 und R2 sehr viel kleiner als Ri sind, können anhand
des Ersatzschaltbildes 5-2 die folgenden näherungsweise gültigen Zeitkonstanten ermittelt werden:
76
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
τ 1, 2 =
τ3 =
L1, 2
R1, 2
,
(5.4)
L1 L2 1
.
L1 + L2 Ri
(5.4b)
Im Beispiel von oben bedeutet dies mit L1 und L2 gleich 50 µH: τ 1 gleich 5 ms, τ 2 gleich 2,5
ms und τ 3 gleich 0,25 ms. D.h. der stationäre Zustand ist näherungsweise nach 5τ 1 gleich
25 ms erreicht. Mittels des vereinfachten Simulationsmodells (LTspice) von Abb. 5-3 und
dem Simulationsergebnis von Abb. 5-4 kann dieses Ergebnis bestätigt werden.
Zum Serienwiderstand R1, R2, R11, R21 muss jeweils ein Widerstandswert von 1 mΩ
addiert werden (Mindestwert für Rs von L1, L2, L11, L21).
Abb. 5-3: links: getaktetes vereinfachtes Model, rechts: kontinuierliches Model
60
IR31
50
IR3
Strom in (A)
40
IL11
IL1
30
20
IL21
IL2
10
0
0
3
6
9
12
15
Zeit in (ms)
18
21
24
Abb. 5-4: Simulationsergebnis der Schaltungen aus Abb. 5-3
27
30
5.1 Notwendigkeit
77
Das lineare Mittelwertmodell gibt hierbei nicht nur die exakten Endwerte im stationären
Zustand an, sondern auch deren zeitliche Verläufe.
Werden die beiden Phasen um 180° versetzt angesteuert, wie mit der Schaltung nach Abb.
5-5 simuliert, so erfolgt in diesem Beispiel eine fast vollständige Kompensation der Stromwelligkeit des Ausgangsstroms, wie das Ergebnis der Simulation in Abb. 5-6 zeigt. Das
kontinuierliche Mittelwertmodell beschreibt jetzt nur noch den stationären Zustand exakt.
Zum Serienwiderstand R1, R2, R11, R21 muss jeweils ein Widerstandswert von 1 mΩ
addiert werden (Mindestwert für Rs von L1, L2, L11, L21).
Abb. 5-5: Stromsymmetrierungsproblem mit phasenversetzter (180°) Ansteuerung
60
50
IR3
IR31
Strom in (A)
40
IL11
IL1
30
IL21
20
IL2
10
0
0
3
6
9
12
15
Zeit in (ms)
18
21
24
Abb. 5-6: Simulationsergebnis der Schaltungen aus Abb. 5-5
27
30
78
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Aufgrund der Tatsache, dass der äquivalente Gesamtwiderstand einer Phase mit steigender Temperatur wächst, besteht unter den Annahmen eines konstanten Tastverhältnisses
und konstanter Induktivitätswerte weder die Gefahr eines thermischen Weglaufens des
Phasenstromes hin zu großen Werten, noch zum Wert null. Dennoch zeigen die Untersuchungen, dass alleine die Annahme realistischer Temperaturunterschiede zu großen
Unterschieden in der Phasenstromaufteilung bei mehrphasigen ungeregelten Systemen
führen kann. Zur Reduktion des Bauvolumens eines leistungselektronischen Systems ist
es wünschenswert, geeignete magnetische Bauelemente bis zu ihrer Sättigungsgrenze zu
nutzen. Wird diese jedoch – zum Beispiel während dynamischer Vorgänge, wie Lastsprüngen – auch nur kurzzeitig überschritten, so kann aufgrund der damit eventuell einhergehenden starken Verringerung des Induktivitätswertes sehr schnell eine Überlastung
oder Zerstörung der Leistungsbauelemente erfolgen. Neben der Symmetrierung der Phasenströme bieten geeignete Stromregelungsverfahren, wie z.B. die Spitzenwertstromregelung, aufgrund ihrer hohen Dynamik hierfür einen wirksamen Schutz. Die typischerweise
eingesetzten Schaltungen zur Entsättigungsüberwachung können somit vorteilhaft auf
die Erkennung von Brückenkurzschlüssen dimensioniert werden. Ein weiterer Vorteil
einer Phasenstromregelung besteht darin, dass sich die Auslegungen der Regelungen der
Ausgangsgrößen (z.B. der Ausgangsspannung) deutlich vereinfachen, da unter der Annahme, dass die Dynamik der äußeren Regelschleife wesentlich geringer ist als die der
Inneren, der DCD/DC-Wandler mit innerer Regelschleife näherungsweise als gesteuerte
Stromquelle betrachtet werden kann.
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
79
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
In der Literatur werden sehr viele unterschiedliche Verfahren zur Stromsymmetrierung
parallel geschalteter Spannungsversorgungen angegeben. Einen guten Überblick bieten
dabei die Ausführungen von Luo [Luo99]. Für die in Abb. 2-1 dargestellte Topologie eignen sich jedoch die meisten der dort beschriebenen Verfahren nicht, da hier ein einziger
Ausgangsfilterkondensator bereits alle Phasenströme vereint. Demzufolge kommen nur
Verfahren in Betracht, deren Regelgröße der Phasenstrom selbst ist. Es sind dies die bekannten Verfahren, wie z.B. Peak Current Mode Control (PCMC) oder Average Current
Mode Control (AVG-CMC) und die vielen Untervarianten, die es hiervon gibt [Red85],
[Dix90], [Anu90], [Tang93], [Hul95], [Jan96], [Nin97]. Abb. 5-7 veranschaulicht wodurch
sich die Vielzahl der Varianten ergibt. Sie entsteht aufgrund der Wahl verschiedener Reglertypen, Regelgrößen, einer festen oder variablen Schaltfrequenz sowie der Art des
Pulsweitenmodulators. Zudem besteht stets die Möglichkeit einer analogen, digitalen
oder gemischt analog-digitalen Realisierung. In Abb. 5.7 ist in die Auswahl existierender
Regelverfahren das hier vorgeschlagene modifizierte Verfahren (LBW Current Mode Control) bereits mit aufgenommen.
Modulationsverfahren
Regler
Typ
Regelgröße
Schaltfrequenz
modulierte Flanke
Modulator
-P
- Maximalwert
- konstant
- steigend
- linear steigend (fallend)
- PI
- Mittelwert
- variabel
- fallend
- linear steigend & fallend
- beide
- quadratisch
- Minimalwert
- exponentiell
Realisierung
analoge Regelung
digitale Regelung
analog-digitale Regelung
- Current Mode Control
- Charge Control
- Quasi Charge Control
- Quasi Average CMC
- Tuned-Average CMC
- Sensorless CMC
- Hysteretic
- Constant On Time
- Constant Off Time
- Digital Current Mode Control
- Predictive Digital CMC
- analoge Stromregelungen
mit digitaler Sollwertvorgabe
- LBW Current Mode Control
mit digi. Korrekturwertbildung
kursiv: Verfahren mit variabler Schaltfrequenz
Abb. 5-7: Übersicht der Verfahren zur Stromregelung (ohne Anspruch auf Vollständigkeit)
Die aufgrund ihres Modulationsverfahrens mit variabler Schaltfrequenz arbeitenden Verfahren werden im Folgenden nicht weiter betrachtet, da hiermit eine feste Phasenbe-
80
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
ziehung bei der Parallelschaltung mehrerer Phasen nicht realisierbar ist und zudem unerwünschte Schwebungsphänomene entstehen können. Aufgrund der fortschreitenden
Möglichkeiten der digitalen Signalverarbeitung ist eine digitale Realisierung der analogen
Regelungsverfahren, wie z.B. Peak Current Mode Control, möglich. Dies kann entweder
mittels einer direkten Nachbildung des analogen Verfahrens wie von Chattopadhyay beschrieben erfolgen oder mittels prädiktiver Verfahren wie z.B. von Chen, Mossoba oder
Ferdowsi gezeigt [Cha06], [Chen03], [Mos03], [Fer06]. Die auf den Induktivitätswert angewiesenen prädiktiven Verfahren erweisen sich nachteilig, wenn der Induktivitätswert,
z.B. aufgrund der Aussteuerung oder Temperatur, starken Änderungen unterworfen ist.
Zur Kompensation müsste dann z.B. auch die Spulentemperatur erfasst und im Regelalgorithmus mit berücksichtigt werden. Entsprechend der analogen Varianten erfordern
auch alle digitalen Verfahren, deren Regelalgorithmus sich auf einen einzigen Abtastwert
stützt, eine exakte und nicht störungsbehaftete Strommessung. Insbesondere bei mehrphasigen DC/DC-Wandler-Anwendungen mit hohen Leistungen kann es zu einer Störung
der Strommessung kommen, wenn der Abtastzeitpunkt mit dem Ein- oder Ausschaltzeitpunkt eines Leistungsschalters in einer anderen Phase zusammenfällt.
In Veröffentlichungen zur Stromregelung wird meist eine ideale Stromerfassung angenommen, d.h. ein System ohne Verzögerung und Verzerrung [Red85], [Dix90]. Bei der in
Abb. 2-1 gezeigten Anwendung, in der das Strommesssignal galvanisch isoliert übertragen werden soll, ist diese Annahme nicht berechtigt. Galvanisch isolierte Stromsensoren für Gleichstrom mit hoher Genauigkeit (z.B. Stromwandler mit Kompensationsverfahren) sind typischerweise mit 0,5 dB Bandbreiten von ca. 100 kHz verfügbar [Lem08a].
Weniger voluminöse Stromsensoren, z.B. auf Halleffektbasis, haben hingegen weitaus geringere 0,5 dB Bandbreiten von ca. 20 kHz [Lem08b]. Auch lineare galvanisch isolierte
Strommess-ICs haben 0,5 dB Bandbreiten in diesem Bereich [Ava09]. Hierbei stellt sich die
Frage, wie groß die Bandbreite des Stromsensors mindestens sein muss, um ein zufriedenstellendes Regelungsverhalten zu erhalten. Ein Hinweis hierfür findet sich z.B. in
den Ausführungen von Dixon, der für Average Current Mode Control einen Regler vorschlägt, dessen Bandbreite zur Unterdrückung möglicher Störungen des Strommesssignals auf die Schaltfrequenz begrenzt wird [Dix90].
Zur Beantwortung der Frage erfolgt zunächst ein direkter Vergleich einer Mittelwertstromregelung (Average Current Mode Control: AVG-CMC) und einer Spitzenwertstromregelung (Peak Current Mode Control: PCMC). Hiermit kann gezeigt werden, dass beide
Verfahren bei entsprechender Auslegung der Regler identisch sind, womit die Kleinsignalanalysen von Dixon direkt auf das hier vorgeschlagene modifizierte Stromregelverfahren übertragen werden können.
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
81
Iist
In Abb. 5-8 ist das Prinzipschaltbild für das AVG-CMC Verfahr-
Pulsgenerator
en dargestellt. Im Vergleich zur
Tiefpass
GTP(s)
Rampengenerator
Darstellung von Dixon wird
hier der Tiefpassfilter erster
C1 R1
Ordnung zur Dämpfung unerwünschter
Störungen
Strommesssignals
Regler
nicht
zugeordnet,
Komperator
des
SET
Qs
dem
Qk
RESET
Regler
Ikomp
R0
Imess
Ireg
Speicher
Isoll
sondern
dem Stromsensor [Dix90]. Als
Abb. 5-8: Blockdiagramm einer AVG-CMC Regelung mit
Regler kann dann z.B. ein als PI-
Operationsverstärker
Regler beschalteter Operations-
Iist
verstärker verwendet werden.
Pulsgenerator
Abb. 5-9 zeigt hierfür den regelungstechnischen
plan
mit
der
Tiefpass
Wirkungs-
GTP(s)
Rampengenerator
Reglerübertra-
Imess
Regler
gungsfunktion GR. Sie verdeutGR(s)
licht auch das unterschiedliche
Stör-
und
Komperator
Führungsverhalten
Qs
dieser Reglerrealisierung, da für
SET
RESET
Qk
Ikomp
Ireg
Speicher
1+GR(s)
Isoll
die Führungsübertragungsfunktion ein direkter Durchgriff be-
Abb. 5-9: Blockdiagramm einer AVG-CMC Regelung mit
Wirkungsplandarstellung
steht. Für GR gilt:
GR = −
I reg
I mess
=
R1 1 + s ⋅ R1C1
,
R0 s ⋅ R1C1
(5.5)
Nach Dixon wird die Steilheit mA der mittels Rampengenerator künstlich erzeugten
Stromrampe Ikomp so gewählt, dass diese der maximalen Steilheit m2,max des abfallenden
Stromverlaufs von Iist entspricht [Dix90]. Damit gilt:
mA =
∆I komp
TS
= m2,max
(5.6)
Für einen direkten Vergleich der beiden Verfahren ist es hilfreich, das Blockschaltbild des
PCMC Verfahrens gemäß Abb. 5-10 entsprechend den Regeln zur Umformung von Wirkungsplänen in eine dem AVG-CMC Verfahren gleichende Darstellung umzuformen. Das
Ergebnis ist in Abb. 5-11 dargestellt. Es ist allgemein bekannt, dass ein stabiles Verhalten
der PCMC Regelung für alle Tastverhältnisse D erreicht werden kann, wenn die Steigung
mC der mittels Rampengenerator künstlich erzeugten Stromrampe Ikomp mindestens der
82
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
halben maximalen Stromabfallgeschwindigkeit m2,max entspricht, was einem Kompensationsfaktor α von 0,5 entspricht.
mC =
Iist
1
⋅ m2, max ≥ α ⋅ m2,max
2
(5.7)
Iist
Stromsensor
Pulsgenerator
Pulsgenerator
Tiefpass
Tiefpass
Rampengenerator
Rampengenerator
Imess
Ikomp
Ikomp
Komperator
Qs
SET
RESET
Stromsensor
Qk
Qs
Isoll
Komperator
SET
RESET
Qk
Imess
Isoll
Speicher
Speicher
Abb. 5-10: Blockdiagramm einer PCMC
Abb. 5-11: Äquivalente Darstellung der PCMC
Regelung
Regelung
Dies gilt jedoch nur unter der Vorraussetzung eines vorhandenen idealen, d.h. unverzögerten und unverzerrten Strommesssignals und ohne weitere Verzögerungen, etwa aufgrund der Leistungsschalter oder der Ansteuerschaltung. Bei der von Dixon vorgeschlagenen Realisierung ist die Steigung mA der künstlichen Rampe gemäß Gl. (5.6) größer; sie
entspricht einem Kompensationsfaktor α gleich 1. Auch das von Chattopadhyay beschriebene digitale Stromregelungsverfahren mit einer Abtastrate gleich der Schaltfrequenz verwendet die durch die Gl. (5.6) definierte Kompensationsrampe [Cha06]. Anhand eines Vergleichs der Blockschaltbilder 5-9 und 5-11 folgt, dass das PCMC Verfahren
als ein Spezialfall des AVG-CMC Verfahrens (nach Dixon) betrachtet werden kann, wobei
die folgenden Bedingungen gelten:
GR = 1
(5.8a)
m A = mC
(5.8b)
Dieses Ergebnis ist konsistent mit den Ergebnissen von Jung, der mittels einer Kleinsignalanalyse zeigte, dass unter diesen Bedingungen AVG-CMC als Erweiterung von
PCMC angesehen werden kann [Jun02]. Aufgrund der gezeigten Äquivalenz von PCMC
und AVG-CMC im Falle der Gültigkeit der Gln. (5.8a,b) folgt unmittelbar, dass mit einem
Kompensationsfaktor α gleich 1, für PCMC ein Stromsensor mit einer Bandbreite gleich
der Schaltfrequenz hinreichend ist. Darüber hinaus können damit die Kleinsignalanalysen
von Dixon zur Durchtrittsfrequenz der offenen Regelschleife direkt auf das PCMCVerfahren übertragen werden. Mit den Annahmen der Gln. (5.6) und (5.8a,b) folgt für die
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
83
Durchtrittsfrequenz fc der offenen Regelschleife sowohl für Tiefsetz- als auch Hochsetzbetrieb (siehe Anhang A.2):
fc =
U HV f S
.
U HV ,max 2π
(5.9a)
D.h., für die maximale Durchtrittsfrequenz fc,max gilt:
f c ,max =
fS
f
≈ S .
2π
6
(5.9b)
D.h. selbst mit einer 3-dB-Bandbreite von fS/6 des Stromsensors beträgt die Phasenreserve
der offenen Stromregelschleife bei PCMC (unter den oben genannten Bedingungen) mindestens 45°. Zur Gewährleistung einer zufriedenstellenden maximalen Überschwingweite
wird hier vorgeschlagen die minimale Bandbreite fg,min des Stromsensors mit fS/4 zu wählen:
f g , min =
fS
.
4
(5.9c)
Hiermit beträgt die Phasenreserve der Stromregelung ca. 60° (siehe Anhang B.2). Aufgrund der geringen Bandbreite der Strommessung wird das gemäß Abb. 5-11 so modifizierte Stromregelungsverfahren hier als LBW-CMC Verfahren (Low Bandwidth) bezeichnet. Mittels Vergleich verschiedener Stromregelungsverfahren kann dieses Ergebnis auch
exemplarisch bestätigt werden. Abbildung 5-12 zeigt das hierzu verwendete Simulationsmodell eines Hoch- Tiefsetzstellers mit einer zunächst näherungsweise idealen
Strommessung des Phasenstroms IL1.
Abb. 5-12: Hoch- Tiefsetzstellers mit näherungsweise idealer Strommessung
Dieser wird mit einer Schaltfrequenz von 100 kHz zwischen zwei praktisch idealen Spannungsquellen mit einer Spannung von 400 V auf der Hochvoltseite, einer Spannung im
Bereich von 20 V bis 380 V auf der Niedervoltseite und einer Induktivität von 50 µH be-
84
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
trieben. Das theoretische Tastverhältnis D liegt somit in einem Bereich von 0,05 bis 0,95.
Abb. 5-13 zeigt eine typische PCMC Regelung für den Tiefsetzstellerbetrieb mit einer
adaptiven, d.h. in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung ULV1 gesteuerten, Stromkompensationsrampe. Ein Nachteil der stabilisierend wirkenden Kompensation ist, dass
hierdurch der Messwert verändert wird, und dieser demnach im stationären Zustand
nicht dem Sollwert Isoll entspricht. Mittels einer entsprechenden Korrektur von Isoll kann
die entstehende Abweichung behoben werden. Aufgrund der Beziehungen zwischen Mittelwert und Spitzenwert und der Stromwelligkeit:
∆I
,
2
U (U − U LV ) TS
∆I = LV HV
,
U HV
L
I avg = I peak −
(5.10)
(5.11)
kann der Korrekturwert auch so gewählt werden, dass der Sollwert dem Mittelwert des
Phasenstroms entspricht. Hierbei gilt im Tiefsetzstellerbetrieb:
I peak = I soll − D ⋅ mC TS α ,
mC =
U LV
,
L
(5.12)
(5.13)
bzw.
I peak = I soll − (1 − D) ⋅ mC TS α ,
mC =
U HV − U LV
,
L
(5.14)
(5.15)
im Hochsetzstellerbetrieb.
Abb. 5-13: PCMC Regelung mit adaptiver Kompensation und Korrektur des Sollwertes
Setzt man die Gln. (5.10), (5.11) und (5.13) in (5.12) ein, bzw. (5.10), (5.11) und (5.15) in
(5.14) ein, so folgt für die korrigierten Sollwerte Isoll*,buck im Tief- bzw. Isoll*,boost Hochsetzstellerbetrieb:
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
I soll *,buck = I avg
2
U LV
TS
U (U − U LV ) TS
+
α + LV HV
,
U HV L
U HV
2L
I soll *,boost = I avg +
(U HV − U LV ) 2 TS
U (U − U LV ) TS
α + LV HV
,
U LV
L
U HV
2L
85
(5.16)
(5.17)
Bei der in Abb. 5-13 dargestellten Regelung ist der Korrekturwert gemäß Gl. (5.16) mit α
gleich 1 gewählt. Bei den angegebenen Korrekturwerten ist zu beachten, dass sie nur für
den kontinuierlich leitenden Betrieb gelten. Im diskontinuierlich leitenden Betrieb müssten entsprechend andere Korrekturwerte gewählt werden.
Abb. 5-14 zeigt für einen ersten Vergleich einen Hoch-Tiefsetzsteller, der mit der Ausnahme, dass hier die Strommessung mit einer 3-dB-Bandbreite von 100 kHz tiefpassbegrenzt ist, identisch ist zu dem in Abb. 5-12.
Abb. 5-14: Hoch- Tiefsetzsetzstellers mit 100 kHz bandbreitenbegrenzter Strommessung
Hierfür ist in Abb. 5-15 das Simulationsmodell einer AVG-CMC Regelung dargestellt.
Abb. 5-15: AVG-CMC Regelung mit PI-Regler ohne Durchgriff des Sollwertes
86
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Im Vergleich zu der von Dixon angegebenen Reglerstruktur wird hier mittels einer zusätzlichen Differenzbildung von Ist- und Sollwert ein direkter Durchgriff des Sollwertes
auf den Ausgang des PI-Reglers verhindert [Dix90]. Die Reglerauslegung erfolgt gemäß
Dixon [Dix90]. Mit einer zum PCMC Verfahren, gemäß der Darstellung von Abb. 5-13,
äquivalent gewählten Kompensationsrampe mit Kompensationsfaktor α gleich 1, ergibt
sich eine Reglerverstärkung von eins. Die Grenzfrequenz der Nullstelle entspricht der
minimalen Durchtrittsfrequenz der offenen Regelschleife. Zur Verhinderung eines unkontrollierten Weglaufens der Ausgangsspannung des PI-Reglers bei dauerhafter Über- bzw.
Unterschreitung des Sollwertes (Wind-Up-Effekt) ist das Ersatzmodell des Operationsverstärkers in der Ausgangsspannung auf minimal null Volt bzw. auf den Maximalwert der
Kompensationsrampe begrenzt.
Abbildung 5-16 zeigt für einen zweiten Vergleich einen zur Darstellung nach Abb. 5-12
identischen Hoch-Tiefsetzsteller mit der Ausnahme, dass hier die Strommessung mit einer 3-dB-Bandbreite von 25 kHz tiefpassbegrenzt ist.
Abb. 5-16: Hoch- Tiefsetzstellers mit 25 kHz bandbreitenbegrenzter Strommessung
In Abb. 5-17 ist eine zur Abb. 5-13 äquivalente Darstellung des PCMC Regelverfahrens
gemäß Abb. 5-11 angegeben. Die Kompensationsrampe ist identisch zu der des AVGCMC Reglers nach Abb. 5-15 gemäß Gl. (5.8b) gewählt. Bei der Korrektur des Sollwertes
ist im Unterschied zum PCMC Verfahren nach Abb. 5-13 zu beachten, dass die Kompensationsrampe nicht spannungsabhängig ausgeführt ist. Zudem kann der Anteil zur Kompensation der Stromwelligkeit aufgrund der niedrigen Grenzfrequenz der Strommessung
gemäß Gl. (5.9c) entfallen. Die Kompensationswerte können damit direkt den Gln. (5.12)
und (5.13) entnommen werden, wenn man den Spitzenwert des Phasenstroms Ipeak durch
dessen Mittelwert Iavg ersetzt.
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
87
Abb. 5-17: Stromregelung mit geringer Bandbreite (LBW-CMC)
Durch Verwendung einer auf ein Viertel der Schaltfrequenz stark bandbreitenbegrenzten
Strommessung, eines Rampengenerators mit konstanter Amplitude und einer korrigierten
Sollwertvorgabe stellt das in Abb. 5.17 gezeigte Verfahren eine neue, modifizierte Variante (Mischung) des bekannten PCMC bzw. AVG-CMC Verfahrens dar.
Abbildung 5-18 zeigt für einen dritten Vergleich noch einmal einen zur Darstellung nach
Abb. 5-12 identischen Hoch-Tiefsetzsteller, nun aber mit der Ausnahme einer Strommessung, die eine 3-dB-Bandbreite von 50 kHz aufweist.
Abb. 5-18: Hoch- Tiefsetzstellers mit 50 kHz bandbreitenbegrenzter Strommessung
Als Regler wird, wie in Abb. 5-19 gezeigt, ein Stromregler verwendet, dessen Tastgradänderung auf einer dreiecksförmigen Modulation basiert. Aufgrund der dreiecksförmigen
Modulation (TRIAM: triangular modulation) ergibt sich sowohl eine Variation des Ausschaltzeitpunktes als auch des Einschaltzeitpunktes. Nach Chen zeigt ein Stromregler
hiermit stets stabiles Verhalten [Chen03].
88
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Abb. 5-19: Stromregelung mit dreiecksförmiger Modulation (TRIAM-CMC)
Ein weiterer Vorteil der dreiecksförmigen Modulation ist die hiermit einhergehende Mittelwertregelung. Bei der Korrektur des Sollwertes kann daher (wie beim LBW-CMC Verfahren) der Anteil, der auf Gl. (5.11) zurückgeht, entfallen.
Die Abb. 5-20 zeigt das Simulationsergebnis des Vergleichs der verschiedenen Stromregelverfahren anhand eines Sollwertsprunges von 40 A auf 20 A für den kritischen Betriebspunkt um D gleich 0,95 (d.h. UHV = 400V, ULV = 380V). Zu sehen ist, dass trotz der
sehr geringen Bandbreite des LBW-CMC Reglers dieser einem AVG-CMC Regler mit vierfacher Bandbreite bezüglich der Ausregelung von Sollwertsprüngen im kontinuierlich
leitenden Tiefsetzstellerbetrieb (CCM) vorzuziehen ist.
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. 5-20: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,95; 400 V 380 V)
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
89
Ein identisches Verhalten zeigt sich für den Hochsetzstellerbetrieb im kritischen Betriebspunkt um D gleich 0,95, wie Abb. 5-21 verdeutlicht.
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. 5-21: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Hochsetzstellerbetrieb (D=0,95; 20 V 400 V)
In diesem Fall ist bei der Simulation zu beachten, dass im Hochsetzstellerbetrieb eine Modifikation der Korrekturwerte für den PCMC, LBW-CMC und den TRIAM-CMC Regler
erfolgen muss, indem das Tastverhältnis D gemäß Gl. (5.14) durch (1-D) ersetzt wird. Zusätzlich muss für den PCMC Regler (siehe Abb. 5-13) die adaptive Stromkompensation an
den Hochsetzstellerbetrieb angepasst werden.
Ein wesentlicher Vorteil der PCMC Regelung ist deren Eigenschaft, Änderungen im Eingangs- zu Ausgangsspannungsverhältnis inhärent auszugleichen. Abb. 5-22 verdeutlicht
dies im wiederum direkten Vergleich der vier verschiedenen betrachteten Stromregelverfahren. Die Abbildung zeigt in dem mit (3) bezeichneten Bereich ein deutliches Überschwingen des AVG-CMC Reglers, hervorgerufen durch einen Sprung der Ausgangsspannung von 200 V auf 100 V. Analoges gilt für den mit (4) bezeichneten Bereich. Auch
hier zeigt das LBW-CMC Regelverfahren Vorteile, aufgrund der geringen Überschwingweite und schnelleren Ausregelzeit. Die Bereiche (1) und (2) kennzeichnen einen weiteren
Nachteil des AVG-CMC Verfahrens. Aufgrund des I-Anteils ergibt sich bei geringen Regeldifferenzen ein späteres Erreichen des Sollwertes, falls sich der Wandler im diskontinuierlich leitenden Modus (DCM) befindet.
90
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
60
PCMC mit idealer Strommessung
3
AVG-CMC mit 100 kHz
bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A), 0,1ULV (V)
50
LBW-CMC mit 25 kHz
bandbegrenzter Strommessung
TRIAM-CMC mit 50 kHz
bandbegrenzter Strommessung
40
30
1
4
20
ULV
2
10
0
0
40
80
120
160
200
Zeit (µs)
240
280
320
360
400
Abb. 5-22: Sollwertsprünge und Sprung der Ausgangsspannung im Tiefsetzstellerbetrieb
Gegenüber diesen Nachteilen hat das AVG-CMC Verfahren den großen Vorteil, die Regeldifferenz sowohl im kontinuierlich- als auch im diskontinuierlich leitenden Betrieb
ausregeln zu können. Zudem zeigt Abb. 5-22 den Nachteil des eingeführten Korrekturwertes beim PCMC, LBW-CMC und TRIAM-CMC Regelverfahren, dass nämlich eine
Sollwertvorgabe von 0 A nicht zu einem Phasenstrom von 0 A führt, da, wie bereits erwähnt, der Korrekturwert nur für den kontinuierlich leitenden Betrieb korrekt ist. Mit Gl.
(5.11) beträgt die maximale Stromwelligkeit für den Betriebspunkt D gleich 0,5:
∆I max =
U HV TS
.
4 L
(5.18)
Der maximale mittlere Strom an der Grenze von diskontinuierlichem und kontinuierlich
leitendem Betrieb, der sogenannte kritische Laststrom, erreicht damit den Wert:
I max =
U HV TS
.
8 L
(5.19)
Im Beispiel hier beträgt dieser 10 A bei einer maximalen Stromwelligkeit ∆Imax gleich 20 A.
D.h. für Sollwertvorgaben kleiner als 10 A kann es zu einer Abweichung der Regelgröße
kommen. Mit dem Simulationsergebnis gemäß Abb. 5-22 beträgt der maximale Strom bei
0 A Sollwertvorgabe 6,6 A. Bei einem DC/DC-Wandler hoher Leistung mit z.B. 12 Phasen
je 25 A gleich 300 A und entsprechender Phasenabschaltung entspricht dies nur 2,2 % des
Gesamtphasenstroms, trotz einer sehr großen Stromwelligkeit der Einzelphase von 40 %.
D.h. ein Betrieb des Wandlers nur im kontinuierlich leitenden Betrieb (eventuell gepulst)
ist denkbar. Eine andere, jedoch aufwändigere Möglichkeit wäre, die Grenze zum diskon-
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
91
tinuierlich leitenden Betrieb zu detektieren und eine Anpassung des Korrekturwerts vorzunehmen.
Zusammenfassend zeigt dieser exemplarisch durchgeführte Vergleich, dass der hier beschriebene LBW-CMC Regler, trotz seiner geringen notwendigen Bandbreite für die
Strommessung, die gleich einem Viertel der Schaltfrequenz entspricht, ein günstigeres
dynamisches Verhalten im kontinuierlich leitenden Betrieb aufweist, als (a), der mit doppelter Bandbreite versehene TRIAM-CMC Regler, und (b) der mit vierfacher Bandbreite
versehene AVG-CMC Regler. (Der hier vorgeschlagene LBW-CMC Regler sollte nicht mit
dem von Luo beschriebenen Low-DC-Gain Regler zur Symmetrierung der Ausgangsströme parallel geschalteter Spannungsquellen verwechselt werden, da es sich hierbei um
einen Regler zur Stabilisierung der Ausgangsspannung handelt [Luo99].)
Obwohl das hier vorgeschlagene Verfahren auch digital realisiert werden kann, hat es besonders als gemischt analog-digitale Realisierung gemäß Abb. 5-23 den Vorteil des sehr
einfach zu realisierenden, analog arbeitenden Pulsweitenmodulators. Die Problematik
hochauflösender und damit mit sehr hoher Frequenz getakteter, digitaler Pulsweitenmodulatoren wird damit in Richtung hochauflösender DA-Wandler verschoben.
Iist
Stromsensor
Pulsgenerator
Tiefpass
Rampengenerator
Ikomp
Qs
Komperator
SET
RESET
Qk
Speicher
Imess
Isoll
Berechnung
des Korrekturwertes
UHV
UBatt
ADC
ADC
- Spannungsregler
USOLL
- Leistungsregler
PSOLL
- Summenstromregler
IG-SOLL
usw.
Ansteuerschaltung
Abb. 5-23: Blockschaltbild eines analogen LBW-CMC Reglers mit digitaler
Korrekturwertberechnung eingebettet in eine Ansteuerschaltung (gelb markiert)
Zudem bietet das LBW-CMC Verfahren die Möglichkeit, die einfache Differenzbildung
von Stromsoll- und Istsignal auch analog vorzunehmen, womit sich die Anforderungen
an die Analog-Digital-Umsetzer der digitalen Einheit stark reduzieren. Falls ein schneller
92
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
AD-Umsetzer zur Erfassung des Phasenstroms im System bereits vorhanden ist, kann
diese Differenzbildung auch digital ausgeführt werden.
Eine digitale Berechnung des Korrekturwertes erfordert keinen zusätzlichen Aufwand,
wenn die hierfür notwendigen Spannungen bereits aufgrund der üblicherweise digital
realisierten überlagerten Regelkreise (z.B. Spannungsregelung, Leistungsbegrenzung)
digitalisiert erfasst sind. In der Übersicht nach Abb. 5-7 entspräche dies einer gemischt
analog-digitalen Realisierung der Stromregelung, vergleichbar den beschriebenen Verfahren mit digitaler Sollwertvorgabe (z.B.: [Hof03], [Sag04]).
Besonders bei Hoch-Tiefsetzstellern mit Batterie als Last und einem folglich sehr geringen
Innenwiderstand auf der Batterieseite benötigen digitale Pulsweitenmodulatoren sehr
hohe Taktfrequenzen um eine ausreichende Auflösung zu erreichen. Anhand der Ersatzschaltung gemäß Abb. 5-24 sei die Problematik exemplarisch für den Tiefsetzstellerbetrieb
verdeutlicht. Für den gemittelten Phasenstrom IL gilt analog zu den Ausführungen zur
Stromsymmetrierung im stationären Fall:
IL =
U HV
U
D − Batt ,
R1 + Ri
R1 + Ri
(5.20)
womit für Änderungen des Tastverhältnisses ∆D mit:
∆D =
∆t EIN
,
TS
(5.21)
für die Änderung des mittleren Spulenstromes ∆IL in Abhängigkeit der Änderung der
Einschaltzeit ∆tEIN folgt:
U HV
∆I L
=
⋅ fS .
∆t EIN R1 + Ri
(5.22)
Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass im Tiefsetzstellerbetrieb nur ein kontinuierlicher Strom (CCM) durch die Spule fließt, wenn UHVD größer als UBatt ist, ergibt sich die in
Abb. 5-25 gezeigte Abhängigkeit zwischen Phasenstrom und Tastverhältnis im Arbeitspunkt D.
Abbildung 5-25 verdeutlicht, wie im kontinuierlich leitenden Betrieb der Arbeitsbereich
des Tastverhältnisses eingeschränkt wird. Zudem macht Abb. 5-25 die Steuerbarkeitsdefekte des Tiefsetzstellers in den Arbeitspunkten D gleich null und eins (Schalter kontinuierlich aus bzw. ein) sichtbar.
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
93
IL
IL
R1
L1
=0
t
Ri
U Ba
D UHV
/U H
t
Ba
∆IL U
UBATT
∆D
V
,25
=0
HV
U
/
tt
,5
=0
U Ba
t
/U H
t
U Ba
t
V
/U H
t
,75
=0
V
∆IL,prakt
D
0
0,25
0,5
0,75
1
Abb. 5-24: ESB für einen im kontinu-
Abb. 5-25: Phasenstrom in Abhängigkeit des Tast-
ierlichen Betrieb betriebenen Tiefsetzsteller
verhältnisses für verschiedene Arbeitspunkte
Mit UHV gleich 400 V, R1 gleich 10 mΩ, Ri gleich 100 mΩ und einer Schaltfrequenz von 100
kHz ergibt sich gemäß Gl. (5.22) beispielhaft eine „Stromsteilheit“ von 0,364 A pro ns. Bei
einem Maximalstrom von 25 A und einer gewünschten Einstellgenauigkeit von 5 % gleich
1,25 A erfordert dies eine Schrittweite des digitalen Pulsweitenmodulators von kleiner
gleich 3,43 ns. Hierfür wäre eine Taktfrequenz von mindestens 291 MHz erforderlich. In
der Praxis kann jedoch im Allgemeinen von geringeren Anforderungen an die Schrittweite des Pulsweitenmodulators ausgegangen werden. Dies ist dadurch begründet, dass im
ESB von Abb. 5-24 die zugrunde liegende Halbbrücke des Tiefsetzstellers als ideal (d.h.
hier mit Wirkungsgrad gleich 1) vorausgesetzt wurde, diese tatsächlich jedoch einen weiteren Widerstandsanteil im obigen ESB liefern würde. Ebenso wäre der verlusterzeugende Anteil der Spule L1 aufgrund von Proximity- und Skineffektverlusten höher anzusetzen. In diesem Sinne stellen die obigen Betrachtungen den ungünstigsten Fall dar.
In den bisherigen Ausführungen zur Stromregelung wurde der Hoch-Tiefsetzsteller dynamisch hinsichtlich der Leistungsschalter und deren Ansteuerung idealisiert dargestellt.
Tatsächlich würden Leistungsschalter und Ansteuerschaltung jedoch weitere Totzeiten
aufgrund von Schaltverzögerungen hervorrufen, wobei zu bedenken ist, dass wegen des
in Kapitel 3.1.2 vorgestellten resonanten Ansteuerungsverfahrens sich aufgrund der Vorladephase eine zusätzliche Einschaltverzögerung ergibt. Mit dieser ergibt sich nach Gl.
(3.16a) eine minimale Ausschaltzeit tAUS,min, was bei konstanter Schaltfrequenz TS auch
eine maximale Einschaltzeit tEIN,max gemäß Gl. (3.16b) zur Folge hat. Für das maximale
Tastverhältnis gilt demnach:
Dmax =
t EIN ,max
TS
=
TS − t AUS ,min
TS
.
(5.23)
Hierbei ist zu beachten, dass Dmax auch in transienten Fällen nicht überschritten werden
darf. Bei Stromregelungsverfahren mit einer Modulation der fallenden Flanke (TEM),
94
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
welche einen separaten Stromrampengenerator verwenden, können Einschaltverzögerung kompensiert werden, indem der Rampengenerator entsprechend der Verzögerung
synchronisiert wird. Die erläuterte Problematik wird anhand der folgenden Simulationen
verdeutlicht, wobei zur Veranschaulichung der dynamischen Auswirkungen eine unrealistisch große Einschaltverzögerung von 3 µs bei 10 µs Periodendauer angenommen wird.
Abbildung 5-26 zeigt das Simulationsmodell für das LBW-CMC Verfahren mit einer zusätzlichen Verzögerung der Einschaltzeit und einem entsprechend synchronisierten Rampengenerator. Das Simulationsergebnis gemäß Abb. 5-27 bestätigt, dass hiermit Einschaltverzögerungen kompensiert werden können. Es ergibt sich somit ein Stromverlauf, der
demjenigen gleicht, der sich aufgrund einer phasenversetzten Ansteuerung des Pulsweitenmodulators mittels des Triggersignals TS ergeben würde.
Abb. 5-26: LBW-CMC mit zusätzlicher Einschaltverzögerung von 3 µs (Dmax= 0,7)
und verzögerter Kompensationsrampe
tON
tONdelay
60
Phasenstrom (A)
IL
Isoll
40
20
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Zeit in (us)
180
200
220
240
260
Abb. 5-27: Simulationsergebnis um den Arbeitspunkt D gleich 0,25
280
300
5.2 Modifiziertes Stromregelungsverfahren
95
Abbildung 5-28 zeigt das Simulationsergebnis für ein Tastverhältnis, dass mit D gleich
0,575 deutlich kleiner als das maximal zulässige Tastverhältnis Dmax ist. Allerdings wird
letzteres während der Übergänge bei Änderung der Sollwertvorgabe überschritten, worauf das System mit einer Verdoppelung der Periodendauer reagiert und der Sollwert
nicht mehr erreicht wird. Dies kann z.B. durch einen langsamen Anstieg des Sollwertes
verhindert werden, wie ein Vergleich mit dem Ergebnis gemäß Abb. 5-29 zeigt.
tON
tONdelay
Phasenstrom (A)
60
Isoll
40
IL
20
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Zeit in (us)
180
200
220
240
260
280
300
Abb. 5-28: Simulationsergebnis um den Arbeitspunkt D gleich 0,575 mit Überschreitung
von Dmax im transienten Fall
tON
tONdelay
Phasenstrom (A)
60
IL
40
20
Isoll
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Zeit in (us)
180
200
220
240
260
Abb. 5-29: Simulationsergebnis um den Arbeitspunkt D gleich 0,575
ohne Überschreitung von Dmax
280
300
96
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
5.3 Integrierte Phasenstromerfassung
Zur Erfassung des Phasenstromes kann ein isolierender Stromwandler verwendet werden. Typische Beispiele hierfür sind z.B. Stromwandler, die nach dem Kompensationsverfahren arbeiten (z.B. LTS15NP von LEM) oder Wandler, die einen Halleffektsensor verwenden und im Bauvolumen typischerweise deutlich kleiner sind. Eine andere Möglichkeit zur Erfassung des Phasenstromes besteht in der geschickten Verschaltung mehrerer,
mittels Übertrager isolierter Strommesssignale, wie z.B. von Dixon oder Ma beschrieben
[Dix90], [Ma94]. Insbesondere in Niedervoltanwendungen, z.B. VRMs, wird auch der parasitäre Spulenwiderstand zur Stromerfassung verwendet [Max08b], [Chg03]. Abb. 5-30
zeigt hierzu das Ersatzschaltbild einer Spule. Wird die Wicklungskapazität CL zunächst
vernachlässigt, so ist der Spulenwiderstand RL dadurch gekennzeichnet, dass er vom Spulenstrom IL durchflossen wird. Die entstehenden Kernverluste können durch den Widerstand RK berücksichtigt werden. Mit der Annahme, dass RL bekannt ist und die Spannung
URL messbar ist, kann der Spulenstrom IL berechnet werden. Eine Möglichkeit zur Erfassung der Spannung URL an dem nicht zugänglichen inneren Knoten besteht darin, ein Parallelmodell, wie in Abb. 5-31 dargestellt, mit der Spule zu kontaktieren.
CL
CL
IL
1
RK
URL
L
RL
2
UL
IL
1
RK
URL
L
RL
UL
LM1
RM
2
LM2
CM
Ri
UCM
Abb. 5-30: Ersatzschaltbild einer Spule
Abb. 5-31: Spule mit parallel geschaltetem
Ersatzmodell
Werden alle parasitären Elemente zunächst vernachlässigt, so folgt für die Spannungen
URL bzw. UCM:
U RL = U L
1
L
1 + jω
RL
,
(5.24)
5.3 Integrierte Phasenstromerfassung
97
U CM = U L
1
.
1 + jωRM C M
(5.25)
Mit Einhaltung der Abgleichbedingung:
L
= RM C M
RL
(5.26)
bildet die am Kondensator CM messbare Spannung UCM die nicht messbare Spannung URL
exakt nach. Werden die Kernverluste mittels Widerstand RK berücksichtigt, so folgt für
die Spannung URL:
1 + jω
U RL = U L
L
RK
 L
L 

1 + jω 
+
R
R
L 
 K
.
(5.27)
Unter der praktisch relevanten Annahme, dass RL sehr viel kleiner als RK ist, gilt für Frequenzen im Bereich unterhalb der Grenzfrequenz fg:
fg =
1
(5.28)
L
2π
RK
die folgende Näherung für die Spannung URL:
U RL ≈ U L
1
L
1 + jω
RL
.
(5.29)
Demzufolge wirkt sich die Berücksichtigung der Kernverluste durch RK unter praktisch
relevanten Bedingungen nicht auf die Spannung URL aus, wie ein Vergleich von Gl. (5.24)
mit Gl. (5.29) zeigt.
Wird gemäß dem Ersatzschaltbild aus Abb. 5-31 der Innenwiderstand Ri einer nachfolgenden Auswertungsschaltung berücksichtigt, so folgt für die Spannung UCM:
U CM = U L
Ri
Ri + RM
1

Ri RM 

1 + jω  C M
R
+
R
i
M 

.
(5.30)
Gl. (5.30) zeigt, dass nur unter der Bedingung:
Ri >> RM ,
(5.31)
die Spannung UCM ein Abbild der Spannung URL darstellt. Bei der Dimensionierung von
CM und RM muss Gl. (5.31) folglich beachtet werden.
98
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Zur Berücksichtung der parasitären Induktivitäten, welche die Anschlussleitungen des
Parallelmodells repräsentieren, werden LM1 und LM2 zur Induktivität LM zusammengefasst.
Für die Spannung UCM gilt damit:
U CM = U L
Ri
Ri + RM
1
 LM
Ri RM 
Ri
 + ( jω )2 LM C M
+ CM
1 + jω 
Ri + RM 
Ri + RM
 Ri + RM
. (5.32)
Unter der Annahme, dass Gl. (5.31) gilt, folgt:
U CM ≈ U L
1
L

2
1 + jω  M + C M RM  + ( jω ) LM C M
 Ri

.
(5.33)
Mit Berücksichtigung der praktisch relevanten Bedingung:
LM / Ri << C M RM ,
(5.34)
folgt für die Spannung UCM:
U CM ≈ U L
1
.
2
1 + jω (C M RM ) + ( jω ) LM C M
(5.35)
Gl. (5.35) stellt ein System 2. Ordnung mit der normierten Dämpfung:
D=
RM
2
CM
LM
(5.36)
dar. Da RM ein typischerweise sehr großer Wert ist, kann für praktisch relevante Fälle mit
einer Dämpfung größer 1,67 gerechnet werden. In diesem Fall kann Gl. (5.35) mittels
zweier reeller Pole beschrieben werden, wobei der hierbei entstehende Fehler kleiner als
10 % ist [Eri02]:
U CM ≈ U L
1

L 
1 + jω M (1 + jωRM CM )
RM 

.
(5.37)
Auch hier kann aufgrund des anzunehmenden geringen Wertes für LM/RM der Pol mit der
Grenzfrequenz:
fg =
1
2π (LM / RM )
(5.38)
vernachlässigt werden. D.h., dass unter praktisch relevanten Bedingungen auch die parasitären Zuleitungsinduktivitäten des Parallelmodells keinen Einfluss auf die Abbildung
der nicht messbaren Spannung URL mittels der Spannung UCM haben.
Abbildung 5-32 zeigt ein zum Ersatzschaltbild 5-31 entsprechendes Simulationsmodell
mit praxisrelevanten Bauelementewerten. Für den Spulenwiderstand RL ist mit R1 der DCWert berücksichtigt. Das hiermit simulierte Bode-Diagramm 5-33 bestätigt die Gültigkeit
5.3 Integrierte Phasenstromerfassung
99
der Annahme von Gl. (5-29), wonach der Einfluss der Kernverluste auf die Spannung URL
erst bei sehr hohen Frequenzen (in diesem Beispiel ab ca. 1 MHz) wirksam wird.
Abb. 5-32: Simulationsmodell für eine AC-Analyse
(dB)
0
(Grad)
0
-20
-15
UCM
-40
-30
-60
-45
-80
-60
-100
-75
URL
-120
-90
-140
1
10
100
1k
10k
100k
Frequenz (Hz)
1M
10M
100M
-115
1G
Abb. 5-33: Bode-Diagramme für die Spannungen UCM und URL
Abbildung 5-34 zeigt das gleiche Simulationsmodell für eine Analyse im Zeitbereich.
Aufgrund der sehr geringen zeitlichen Unsymmetrie des rechteckförmigen Spannungsverlaufs der Quelle V1 ergibt sich im Simulationsergebnis von Abb. 5-35 ein stationärer
Endwert des Spulenstroms von ca. 37 A.
100
5. Untersuchungen zur Phasenstromregelung
Abb. 5-34: Simulationsmodell für eine Transienten-Analyse
40
IR1 (A)
30
20
10
0
60
∆I (mA)
40
20
0
-20
-40
0
5
10
15
20
25
Zeit (ms)
30
35
40
45
50
Abb. 5-35: Simulationsergebnis im Zeitbereich
Zusätzlich zeigt Abb. 5-35 den Fehler der Messung entsprechend folgender Definition:
∆I = I R1 −
U CM 1 − U CM 2
,
R1
(5.39)
Sind die Werte für die Induktivität L und den Spulenwiderstand RL nicht exakt bekannt
oder ändern sich diese z.B. aufgrund von Temperaturänderungen oder aufgrund deren
Abhängigkeit vom Spulenstrom IL, so ist die Abgleichbedingung Gl. (5.26) nicht exakt erfüllt. Hierbei sind die folgenden Fälle zu unterscheiden:
Fall a) RL vergrößert sich oder L verkleinert sich:
5.3 Integrierte Phasenstromerfassung
101
In diesem Fall verkleinert sich die durch RL und L gebildete Zeitkonstante, was einer Erhöhung der Grenzfrequenz des durch Gl. (5.24) beschriebenen Tiefpasses 1. Ordnung entspricht, womit eine Erhöhung der Spannungswelligkeit der Spannung URL einhergeht.
Fall b) RL verkleinert sich oder L vergrößert sich:
In diesem Fall vergrößert sich die durch RL und L gebildete Zeitkonstante, was einer Erniedrigung der Grenzfrequenz des durch Gl. (5.24) beschriebenen Tiefpasses 1. Ordnung
entspricht, womit eine Verkleinerung der Spannungswelligkeit der Spannung URL einhergeht.
Zu beachten ist insbesondere Fall a) wenn die Messschaltung nach Abb. 5.31 innerhalb
einer Stromregelschleife zur Strombegrenzung verwendet werden soll. Obwohl der sich
einstellende stationäre Mittelwert von URL auch bei nicht erfüllter Abgleichbedingung mit
dem stationären Mittelwert der Spannung UCM übereinstimmt, sollte darauf geachtet werden, dass Änderungen im Spulenstrom so ausgeregelt werden, dass stets ein genügender
Abstand zur Sättigungsgrenze des Kernmaterials besteht. Das Verhalten des Gesamtsystems (d.h. Stromerfassung mittels Spulenwiderstand in Kombination mit einer LBW-CMC
Regelung) im Grenzbereich einer plötzlich auftretenden Kernsättigung (z.B. bei Ferritmaterialien) sollte mittels weiterer Untersuchungen noch genauer analysiert werden.
Eine weiteres Beispiel zur Anwendung des Messverfahrens ist das IC IR3721 zur Leistungsermittlung [IRF09].
Zusammengefasst ist festzuhalten, dass sich die Messung des Spulenstromes mittels des
parasitären Spulenwiderstandes als eine in die Ansteuerschaltung zu integrierende Lösung eignet. Zum Erzielen genauer Messergebnisse sollte die Spulentemperatur mit erfasst und damit die Temperaturabhängigkeit von RL kompensiert werden. Ein Betrieb im
Grenzbereich einer plötzlich auftretenden Kernsättigung sollte mittels weiterer Untersuchungen noch genauer analysiert werden.
102
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Basierend auf den Ergebnissen der vorhergehenden Kapitel wurde im Rahmen der vorliegenden Arbeit eine isolierende, verlustarme, kompakte Ansteuerschaltung für eine Halbbrückentopologie mit integrierter Regelung des Laststroms entwickelt und realisiert. Zur
Gateansteuerung wurde die in Kapitel 3.1.2 beschriebene resonante Ansteuerschaltung
verwendet. Die galvanisch isolierte Übertragung der Gateansteuersignale erfolgt gemäß
der Ergebnisse aus Kapitel 4.4 mit leiterplattenintegrierten Kondensatoren. Die galvanisch
isolierte Spannungsversorgung ist nach Kapitel 4.5 mit einem leiterplattenintegrierten
Übertrager realisiert. Zudem wurde eine galvanisch isolierte Phasenstromerfassung gemäß den Ausführungen in Kapitel 5.3 und eine Phasenstromregelung entsprechend den
Vorschlägen des Kapitels 5.2. integriert. D.h. mit der realisierten Ansteuerschaltung erhält
eine Halbbrückentopologie mit Ausgangsinduktivität die gewünschte Charakteristik einer spannungsgesteuerten Stromquelle. Die Abb. 6-1 und 6-2 zeigen Vorder- und Rücksei-
30,5 mm
max. Höhe ca. 8,2 mm
te der realisierten Prototypenschaltung.
90 mm
Abb. 6-1: Isolierende verlustarme kompakte Ansteuerschaltung
mit integrierter Regelung des Laststromes (Vorderseite)
Abb. 6-2: Isolierende verlustarme kompakte Ansteuerschaltung
mit integrierter Regelung des Laststromes (Rückseite)
103
Die Abb. 6-3 und 6-4 stellen das Leiterplatten-Layout des Ansteuerteils bzw. des Schaltungsteils zur Phasenstromerfassung und -regelung dar. Die unterschiedlichen Farben der
Leiterbahnzüge entsprechen hierbei den verschiedenen Lagen der vierlagigen Leiterplatte.
Abb. 6-3: Leiterplatten-Layout der Ansteuerschaltung (Gateansteuerung)
Abb. 6-4: Leiterplatten-Layout der Ansteuerschaltung (Phasenstromerfassung und -regelung)
Deutlich zu erkennen ist in beiden Abbildungen der mittels gekoppelter spiralförmiger
Spulen realisierte leiterplattenintegrierte Übertrager zur Übertragung der Ansteuerenergie. In Abb. 6-3 sind auch die zur Übertragung der Gateansteuersignale verwendeten acht
leiterplattenintegrierten Kondensatoren sichtbar. Da zur Übertragung des Messwertes der
Phasenstrommessung ein einfacheres Kodierungsverfahren angewendet wird, sind in
Abb. 6-4 nur zwei leiterplattenintegrierte Kondensatoren vorhanden. Obwohl die realisierte Prototypenschaltung noch nicht die in Tabelle 2-1 geforderten Abmaße (35 mm x 25
mm x 5 mm) erfüllt, verdeutlicht sie dennoch das Potenzial des gewählten Konzepts hierfür, da der überwiegende Flächenbedarf auf den verwendeten diskreten Bauelementen
beruht. Unter der Annahme entsprechender IC integrierter Lösungen, einer doppelseitigen Bestückung oder Aufbautechniken wie im Patent von März beschrieben, ist eine Erfüllung des Zielbauvolumens als sehr realistisch zu bezeichnen [Mär05].
104
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
6.1 Schaltungsübersicht
Die Abb. 6-5 zeigt ein Übersichtsschaltbild der realisierten Prototypenschaltung zur Ansteuerung einer Halbbrückentopolgie.
Resonante Gateansteuerung
Phasenstromerfassung
Isolierte Spannungsversorgung
-regelung
Isolierte Übertragung der
Gateansteuersignale
Abb. 6-5: Blockschaltbild der realisierten Ansteuerschaltung für eine Halbbrückentopologie
Entsprechend der funktionalen Untergliederung der Ansteuerschaltung ist das Blockschaltbild in die Einheiten:
- galvanisch isolierte Übertragung der Gateansteuersignale
- galvanisch isolierte Spannungsversorgung
- resonante Gateansteuerschaltung
- systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
unterteilt.
Im Folgenden werden diese vier funktionalen Einheiten beschrieben. Da die Schaltungseinheiten zur Ansteuerung des oben liegenden und des unten liegenden Leistungsschalters identisch sind, erfolgt im Weiteren die Beschreibung anhand der Schaltungsblöcke zur Ansteuerung des unten liegenden Leistungsschalters.
6.2 Galvanisch isolierte Übertragung der Gateansteuersignale
105
6.2 Galvanisch isolierte Übertragung der Gateansteuersignale
Abbildung 6-6 zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung des in Kapitel 4.4 vorgeschlagenen
Übertragungsverfahrens mittels leiterplattenintegrierter Kondensatoren. Mit einer Plattenfläche von ca. 8,16 mm², einem Plattenabstand von 360 µm und einer relativen Permittivität von ca. 4,5 beträgt nach Gl. (4.20) die Kapazität eines einzelnen Plattenkondensators ca. 0,9 pF.
Abb. 6-6: Primärseitige Signalkodierung mit eigenständiger Übertragung des Trägersignals
In Abb. 6-7 ist die zugehörige Empfängerschaltung dargestellt. Die Dimensionierung der
Eingangsbeschaltung entspricht dem Vorschlag gemäß Abb. 4-22.
Abb. 6-7: Sekundärseitige Signaldecodierung und Filterung
Die Koppelkapazitäten der leiterplattenintegrierten Kondensatoren wurden mittels Impedanzanalysator vermessen.
106
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
In Tabelle 6-1 sind die Messergebnisse zusammengefasst dargestellt. Die Messung erfolgte an einer unbestückten Leiterplatte bei einer Messfrequenz von 1 MHz. Die Bezeichnungen der Kondensatoren in Tabelle 6-1 sind bezogen auf die Darstellung von Abb. 6-8.
C1
C2
C3
C4
Abb. 6-8: Ausschnitt des Leiterplattenlayouts
Tabelle 6-1: Gemessene Koppelkapazitäten
Bezeichnung
C11TOP,2
C122,2
C232,2
C232,TOP
C23TOP,TOP
Messung von Cx (Lage)
C1 (TOP) zu
C1 (2) zu
C2 (2) zu
C2 (2) zu
C2 (TOP) zu
zu Cy (Lage)
C1 (2)
C2 (2)
C3 (2)
C3 (TOP)
C3 (TOP)
Kapazität (pF)
1,2
0,52
0,65
0,46
0,39
Die Ergebnisse von Tabelle 6-1 zeigen, dass aufgrund der räumlichen Nähe sowohl eine
relativ große kapazitive Kopplung zwischen den benachbarten Koppelkondensatoren C1
und C2 eines Übertragungskanals besteht, als auch zwischen den Koppelkondensatoren
C2 und C3 unterschiedlicher Übertragungskanäle. Mit einem Messwert von 1,2 pF kann
das Rechenergebnis von 0,9 pF für einen idealen Plattenkondensator hinreichend genau
bestätigt werden. Das Oszillogramm der Abb. 6-9 zeigt die Ausgangssignale der Komparatoren IC114 und IC115 (zu Abb. 6-7). Das Ausgangssignal von IC116 stellt das dekodierte Gateansteuersignal dar.
fü = 1,06 MHz
IC115 (UK2)
IC115 (UK2)
IC114 (UK1)
IC114 (UK1)
IC116 (U2)
IC116 (U2)
∆tKOMP,EIN ≈ 15 ns
BOT-GATE
BOT-GATE
Abb. 6-9: Eingangssignale UK1, UK2 der De-
Abb. 6-10: Zeitlich gedehnte Darstellung der
kodierschaltung und dekodiertes Signal U2
Signaldekodierung
6.2 Galvanisch isolierte Übertragung der Gateansteuersignale
107
In der Darstellung von Abb. 4-21 entspricht dies den Signalen UK1, UK2 und U2. Wie die
zeitliche gedehnte Darstellung von Abb. 6-10 verdeutlicht, stellen die ca. 12 ns breiten
Spannungspulse im Signal U2 keine messbedingten Störungen dar, sondern beruhen auf
der endlichen Anstiegszeit der verwendeten Komparatoren. Mittels einer nachfolgenden
Tiefpassfilterung lassen sich diese Pulse unter Inkaufnahme einer Signalverzögerung vollständig unterdrücken, wie die Messungen gemäß Abb. 6-11 und 6-12 zeigen.
∆tFILTER,EIN
≈ 1 us
IC116 (U2)
IC116 (U2)
C115
C115
IC117
(BOT-SEK)
∆tFILTER,AUS
≈ 0,8 us
BOT-GATE
IC117
(BOT-SEK)
BOT-GATE
Abb. 6-11: Verlauf der Spannung am
Abb. 6-12: Verlauf der Spannung am
Filterkondensator C115 während des
Filterkondensator C115 während des
Einschaltvorgangs
Ausschaltvorgangs
Aufgrund der sehr geringen Hysterese (2 mV) der verwendeten Komparatoren
(MAX9109) und der geringen Signalspannung von ca. +/-25 mV am Differenzeingang des
Komparators (siehe auch Simulationsergebnis von Abb. 4-25) ist zur Sicherstellung einer
fehlerfreien Signalübertragung eine sehr starke Tiefpassfilterung des Signals U2 gewählt.
Diese bewirkt, dass selbst relativ breite Störpulse in der Signalübertragung zu keinem
fehlerhaften Schaltzustand am Ausgang der Dekodierschaltung führen. Nachteilig wirkt
sich jedoch die zusätzliche große Signalverzögerung aus. Für den Einschaltvorgang muss
daher zusätzlich zur Verzögerung ∆tKOMP,EIN aufgrund der Schaltzeiten der Komparatoren
(15 ns) noch eine Verzögerung ∆tFILTER,EIN aufgrund der Tiefpassfilterung (ca. 1 µs) addiert
werden. Bei einer Schaltfrequenz des Leistungsbauelements von z.B. 200 kHz führt dies
zu einer Einschränkung der Pulsweite auf einen Bereich zwischen ca. 20 % und 80 %. Die
Verwendung einer anderen Eingangsbeschaltung auf der Empfangsseite, z.B. mittels einer
Komparatorschaltung mit deutlich größerer Hysterese, könnte die Situation verbessern.
Durch eine gezielte Einspeisung eines Gleichtaktstörsignals am Ausgang der Ansteuerschaltung (BOT-GND bzw. TOP-GND) mittels eines Burst-Generators gemäß dem in Abb.
6-13 dargestellten Messaufbaus wurde die Störsicherheit geprüft. Hierbei wurden die
108
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Eingangsbeschaltung der Ansteuerschaltung dauerhaft auf den Zustand „Aus“ bzw.
„Ein“ geklemmt.
Die Messungen ergaben ein störungsfreies konstantes Ausgangssignal (BOT-GATE bzw.
TOP-GATE) bis zu einer Störspannung von ca. 1,2 kV. Dieser Störpegel entspricht in Bezug auf den verwendeten Burst-Generator mit einer normierten Anstiegszeit von 5 ns einer (theoretischen) Spannungsänderungsgeschwindigkeit von 240 kV/µs.
DifferenzTastkopf P5205
(x50/Full BW)
Spannungsversorgung
12 V
5V
GND
Ansteuerschaltung
Oszilloskop
TDS 3034
Burst-Generator
Cäq 22 nF
Schlöder SFT4000
ca. 50 cm
5ns Anstiegszeit
ca. 15 cm
Abb. 6-13: Messaufbau zur Überprüfung der Störsicherheit
Die Abb. 6-14 und 6-15 zeigen hierfür die Auswirkungen auf das Ausgangssignal und dokumentieren, dass kein unerwünschter Schaltvorgang erfolgt.
TOP-GATE = konst. EIN
TOP-GATE = konst. AUS
Abb. 6-14: Ausgangssignal TOP-GATE im
Abb. 6-15: Ausgangssignal TOP-GATE im
Aus-Zustand bei Einkopplung einer Gleicht-
Ein-Zustand bei Einkopplung einer Gleichtakt-
aktstörung von ca. 240 kV/µs
störung von ca. 240 kV/µs
6.3 Galvanisch isolierte Spannungsversorgung
109
6.3 Galvanisch isolierte Spannungsversorgung
Die realisierte galvanisch isolierte Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung basiert
auf dem in Kapitel 4.5 vorgeschlagenen leiterplattenintegrierten Übertrager. Dieser ist
entsprechend der Auslegung von Abb. 4-27 realisiert. Abb. 6-16 zeigt die entsprechenden
Ausschnitte des Leiterplattenlayouts.
sek. Wicklung (TOP): Lage 3
sek. Wicklung (BOT): Lage 2
1. prim. Wicklung:
Lage 1
2. prim. Wicklung:
Lage 4
sek. Wicklung (MEAS): Lage 2
Abb. 6-16: Ausschnitte des Leiterplattenlayouts zum Übertrager
Leiterplatte 2
Übertrager
Leiterplatte 1
Abb. 6-17: Ankopplung einer dritten Sekundärwicklung
durch direktes Aufeinander-Löten der Leiterplatten
Zusätzlich zu dem in Abb. 4-27 vorgeschlagenen Aufbau mit zwei getrennten sekundärseitigen Wicklungen ist hier die Ankopplung einer dritten sekundärseitigen Wicklung
realisiert. Da sich diese in der ersten Innenlage (Lage 2) einer separaten Leiterplatte 2 befindet, kann die Ankopplung durch das Aufeinander-Löten der beiden Leiterplatten 1
und 2 wie in Abb. 6-17 gezeigt erfolgen (siehe auch Abb. 6-1 und 6-2). Zur Abschirmung
benachbarter metallischer Flächen erfolgte eine Abdeckung des Übertragers mit aufgeklebten magnetisch leitenden Folien (Epcos FPC 350, Dicke gleich 200 µm). Hierdurch entsteht mittels übereinander gestapelter Leiterplatten eine von Fraunhofer patentierte Übertrageranordnung [Mär05].
Abbildung 6-18 zeigt für die primärseitige Wicklung und die erste sekundärseitige Wicklung die Abhängigkeit der Leerlaufinduktivität Lpri bzw. Lsek1 von der Frequenz f. In Abb.
6-19 ist der entsprechende Verlauf des Koppelfaktors k dargestellt. Die gemessenen Koppelkapazitäten (Kapazität zwischen primär- und sekundärseitiger Wicklung) betragen ca.
110
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
20 pF. Dies entspricht exakt dem Wert eines äquivalenten Plattenkondensators mit dem
Abstand von 360 µm, einer Plattenfläche mit dem mittleren Durchmesser der Wicklungen
und einer Permittivität von 4,5, was die Annahme einer vergleichbaren Koppelkapazität
von induktivem und kapazitivem Koppelelement aus Kapitel 4.3 bestätigt.
3,50E-06
3,5
Lpri = 3,1 µH
3,00E-06
3,0
Induktivität (µH)
2,50E-06
2,5
2,00E-06
2,0
Lsek1 = 1,8 µH
1,50E-06
1,5
1,00E-06
1,0
5,00E-07
0,5
0,00E+00
0
1,00E+04
10
1,00E+05
100
Frequenz (kHz)
1,00E+06
1000
4000
1,00E+07
Abb. 6-18: Messung der Induktivitäten Lpri und Lsek1 in Abhängigkeit von der Frequenz
0,900
0,9
k = 0,84
0,800
0,8
0,700
0,7
Koppelfaktor
0,600
0,6
0,500
0,5
0,400
0,4
0,300
0,3
0,200
0,2
0,100
0,1
0,000
0
1,00E+04
10
1,00E+05
100
1000
f (Hz) (kHz)1,00E+06
Frequenz
4000
1,00E+07
Abb. 6-19: Darstellung des Koppelfaktors in Abhängigkeit von der Frequenz
Die primärseitige Ansteuerung des Übertragers erfolgt mit der in Abb. 6-20 gezeigten
Schaltung. Da der Kondenstor C604 ungefähr auf den Wert der Versorgungsspannung
PRI+12V geladen wird und L602 als Stromquelle wirkt, entsteht am Ausgang PRI-T näherungsweise ein rechteckförmiges Wechselspannungssignal mit der Amplitude PRI+12V.
6.3 Galvanisch isolierte Spannungsversorgung
111
Die sekundärseitige Schaltung zur Erzeugung der benötigen Hilfsspannungen ist in Abb.
6-21 dargestellt.
Abb. 6-20: Schaltbild der primärseitigen Ansteuerung des Übertragers (single ended DC/DC)
Abb. 6-21: Schaltbild der sekundärseitigen Gleichricherschaltung
Die Abbildungen 6-22 und 6-23 zeigen den tatsächlichen Verlauf der Drain-Source Spannung von T601 ohne Belastung der sekundärseitigen Versorgung BOT+15V bzw. mit einer
Belastung von ca. 0,5 W.
IC603B (4)
IC603B (4)
T601 (DRAIN)
T601 (DRAIN)
Abb. 6-22: Verlauf der Drain-Source Span-
Abb. 6-23: Verlauf der Drain-Source Spannung
nung von T601 ohne Belastung von BOT+15V
von T601 mit Belastung (0,5 W) von BOT+15V
112
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Der gemessene Verlauf der sekundärseitigen Versorgungsspannungen BOT+15V bzw.
TOP+15V (siehe Schaltung aus Abb. 6-21) ist in Abb. 6-24 bei einer Belastung des Ausgangs BOT+15V (bezogen auf BOT-GND) dargestellt.
16
16
UTOP+15V
15
15
Simulation mit ESB
13
13
12
12
UBOT+15V
P(R)
UBOT+15V
Ri = 51 Ω
14
14
U0 = 16,5 V
UBOT+15V (V), UTOP+15V (V)
17
17
11
11
10
10
00
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
Belastung der Spannungsversorgung BOT+15V (W)
1100
1200
1,2
Abb. 6-24: Ausgangsspannungen der sekundärseitigen Spannungs-
Abb. 6-25: Ersatz-
versorgung BOT+15V in Abhängigkeit von der Belastung und
schaltbild der Span-
TOP+15V (unbelastet)
nungsversorgung
Die Belastungsabhängigkeit lässt sich näherungsweise durch ein einfaches Ersatzschaltbild gemäß Abb. 6-25 beschreiben. Zur Berechnung der Ausgangsspannung UBOT+15V gilt
hierbei:
U BOT +15V =
U 0 + U 02 − 4 PBOT +15V Ri
2
(6.1)
Unter der Forderung einer minimalen Einschaltspannung des Leistungsschalters von 12 V
kann die realisierte Spannungsversorgung eine maximale Gateansteuerleistung von ca.
1 W abgeben.
6.4 Resonante Gateansteuerung
113
6.4 Resonante Gateansteuerschaltung
Das Schaltbild 6-26 zeigt eine schaltungstechnische Lösung mit diskreten Bauelementen
zur Realisierung der resonanten Ansteuerschaltung gemäß Abb. 3-5 und dem vorgeschlagenen Ansteuerverfahren nach Abb. 3-6.
Abb. 6-26: Schaltbild der resonanten Gateansteuerung
Zudem wurde eine Entsättigungsüberwachung gemäß Abb. 6-27 implementiert.
Abb. 6-27: Schaltbild der Entsättigungsüberwachung
114
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Abbildung 6-28 zeigt das Ansteuersignal PWM am primärseitigen Eingang der Ansteuerschaltung (siehe auch Blockschaltbild von Abb. 6-5), das zur Sekundärseite übertragene
Signal BOT-SEC (siehe auch Abb. 6-26) und das Gateansteuersignal BOT-GATE gemessen
an einem Kondensator (22 nF), der als Ersatzgatekapazität den Ausgang der Ansteuerschaltung belastet. Die Schaltfrequenz des Signals PWM beträgt 202 kHz. Die gesamte
Ansteuerschaltung wird primärseitig mit 12 Volt und 5 Volt versorgt. In Abb. 6-29 sind
die zur Ansteuerung der Vollbrücke (Schalter S1 bis S4) erforderlichen Signale dargestellt.
Ein Vergleich mit Abb. 3-6 verdeutlicht, dass die realisierte Schaltung gemäß Abb. 6-26
das im Kapitel 3.1.2 vorgeschlagene Ansteuerverfahren realisiert. Aufgrund der in Abb. 628 am Signal BOT-GATE sichtbaren geringen Überhöhung beim Einschalten, kann geschlossen werden, dass die Vorladezeit tVOR etwas zu lang ist und daher etwas mehr Energie in der Spule L101 (siehe Abb. 6-26) gespeichert wird, als zum Aufladen der Ersatzgatekapazität auf ein Spannungsniveau von exakt 15 V erforderlich ist. Entsprechend existiert damit eine Sicherheitsreserve zum Ausgleich von Schwankungen der Bauelementeparameter (z.B. Induktivitätswert von L101).
PWM
S1
BOTSEC
S4
BOTGATE
∆tEIN
∆tAUS
S3
tVOR
∆tEIN,max
∆tAUS
S2
Abb. 6-28: Verlauf der Ausgangsspannung
Abb. 6-29: Ansteuersignale S1 bis S4 der
BOT-GATE bei einer kapazitiven Belastung
resonanten Gateansteuerschaltung
von 22 nF
Die Abbildungen 6-30 und 6-31 zeigen noch einmal eine zeitlich gedehnte Darstellung der
Ansteuersignale S1 bis S4 für den Einschalt- bzw. den Ausschaltvorgang.
Da die realisierte Ansteuerschaltung ohne Synchrongleichrichter getestet wurde, ist in
Abb. 6-31 das exakte Ende der Rücksetzphase tNACH nicht erkennbar. Mittels der Lötbrücken SJ102 und SJ103 bietet die Schaltung gemäß Abb. 6-26 auch die Möglichkeit die Schalter S1 und S2, wie in Kapitel 3.1.2 vorgeschlagen, als Synchrongleichrichter zu verwenden.
6.4 Resonante Gateansteuerung
115
S1
S1
S4
S4
S3
S3
tVOR
∆tAUS
∆tEIN,max
tNACH
S2
S2
Abb. 6-30: Ansteuersignale S1 bis S4 der Gate-
Abb. 6-31: Ansteuersignale S1 bis S4 der Gate-
ansteuerschaltung für den Einschaltvorgang
ansteuerschaltung für den Ausschaltvorgang
Den Abbildungen 6-30 und 6-31 können folgende Schaltzeiten entnommen werden:
Tabelle 6-2: Experimentell ermittelte Schaltzeiten zur Ansteuerung der Schalter S1 bis S4
Schaltphase
tVOR
∆tEIN
∆tEIN,max
∆tAUS
tNACH
Zeit (ns) ca.
180
180
300
250
-
Durch Anwendung von Gl. (3.36a) gemäß:
I L ,max ≈
UG
⋅ tVOR ,
L
(6.2)
folgt mit L gleich 1 µH, UG gleich 15 V und tVOR gleich 180 ns ein maximaler Strom ILmax
von ca. 2,7 A. Durch Anwendung von Gl. (3.17) gemäß:
Cäq ≤ L
I L2, max
U G2
,
(6.3)
folgt, dass die äquivalente Gatekapazität kleiner als 32,4 nF sein muss, um ein vollständiges Laden auf die Spannung UG im dämpfungsfreien Fall zu ermöglichen, was mit einem
Wert von 22 nF gegeben ist.
Abbildung 6-32 zeigt ein vereinfachtes Simulationsmodell der resonanten Ansteuerschaltung. Das Modell der Dioden D1 bis D4 beschreibt eine praktisch ideale Diode ohne Verzugszeit und Widerstand. Die Spule L2 wurde eingefügt, um die parasitären Oszillationen in Folge der Zuleitungsinduktivität zur Ersatzgatekapazität während des Einschaltund Ausschaltvorgangs zu berücksichtigen. Der Induktivitätswert für L2 wurde so gewählt, dass das in Abb. 6-33 gezeigte Simulationsergebnis möglichst gut mit der Messung
übereinstimmt. Gleiches gilt für die Serienwiderstände der Spulen L1 und L2. Zudem berücksichtigt das Simulationsmodell gemäß Abb. 6-32 die Schaltzeiten aus Tabelle 6-2.
116
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Abb. 6-32: Vereinfachtes Simulationsmodell der resonanten Ansteuerschaltung
S1
S4
S3
S2
IL1 (A)
2
1
0
-1
-2
UG (V)
20
15
10
5
0
-5
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
Zeit (µs)
2,4
2,8
3,2
3,6
4,0
Abb. 6-33: Simulationsergebnis
Die Abbildungen 6-34 und 6-35 zeigen noch einmal eine zeitlich gedehnte Darstellung des
Einschalt- bzw. des Ausschaltvorgangs, wobei zusätzlich der simulierte Verlauf des Signals BOT-GATE überlagert dargestellt ist. Sie zeigen, dass trotz der starken Vereinfachungen, Simulationsergebnisse und Messungen ausreichend genau übereinstimmen.
Zur näherungsweisen Bestimmung des Wirkungsgrades der Ansteuerschaltung kann die
Messung der sekundärseitigen Versorgungsspannung BOT+15V in Abhängigkeit von der
Belastung gemäß Abb. 6-24 herangezogen werden. Demzufolge sinkt die sekundärseitige
Versorgungsspannung bei einer ohmschen Belastung von 0,5 W auf einen Wert von ca.
15 V. Gemäß Abb. 6-28 sinkt die sekundärseitige Versorgungsspannung ebenfalls auf ca.
15 V ab, wenn die resonante Ansteuerschaltung mit einer kapazitiven Belastung von 22 nF
und einer Schaltfrequenz von 202 kHz betrieben wird.
6.4 Resonante Gateansteuerung
117
V(ug)+5
40V
V(ug)+5
40V
PWM
PWM
35V
35V
30V
30V
BOT-SEC
BOT-SEC
25V
25V
Simulation
20V
20V
S1
15V
BOT-GATE
Messung
tVOR
15V
10V
Simulation
10V
BOT-GATE
S2
5V
Messung
∆tAUS
5V
∆tEIN
0V
0.0µs
0.1µs
0.2µs
0.3µs
0.4µs
0.5µs
0.6µs
0.7µs
0.8µs
0.9µs
1.0µs
0V
0ns
100ns
200ns
300ns
400ns
500ns
600ns
700ns
800ns
900ns
Abb. 6-34: Zeitlich gedehnte Darstellung des
Abb. 6-35: Zeitlich gedehnte Darstellung des
Einschaltvorgangs
Ausschaltvorgangs
Gemäß Gl. (3.3) entspricht dies einer Ansteuerleistung von 1,0 W. Mit Gl. (3.47) wird hiermit ein Wirkungsgrad der realisierten Ansteuerschaltung von 67 % berechnet. Mittels Simulation nach Abb. 6-33 ergibt sich ein Wirkungsgrad von ca. 78 %. Die Differenz ist darin begründet, dass sowohl die Verluste der Dioden in der Vollbrücke als auch die Spulenverluste im Simulationsmodell nicht exakt genug berücksichtigt sind. Durch eine Erhöhung der Verluste im Simulationsmodell zeigte sich, dass die gespeicherte Energie
während der Vorladezeit nicht mehr ausreicht, um den mittels Messung erzielten Spannungsendwert am Kondensator C5 zu erreichen. Ein Grund hierfür ist, dass bei steigendem Spulenstrom der Induktivitätswert der Spule sinkt. Nach Datenblattangaben der
Spule (Epcos B82462G4) sinkt dieser bei einem maximalen Spulenstrom von 3,4 A (DC)
auf 90 % des Nennwertes ab. Mit einem kleineren Induktivitätswert und vergrößerten
Verlustwiderständen nähert sich der simulierte Wert für den Wirkungsgrad dem gemessenen an.
Zur Abschätzung der Wirksamkeit eines Synchrongleichrichterbetriebs von S1 und S2
kann der messtechnisch ermittelte Wert des Wirkungsgrades (ohne Synchrongleichrichter) dem mit Gl. (3.51b) berechneten Wert (mit Synchrongleichrichter) gegenübergestellt
werden. Der zunächst durch Anpassung ermittelte Wert für den mittleren Spulenwiderstand RL soll dabei durch die Ermittlung des effektiven Spulenstroms, sowie der in der
Spule entstehenden Verluste, verifiziert werden. Unter der Annahme einer linearen Approximation des Spulenstromes in den Schaltzuständen 3 und 5 gemäß Abb. 3-6 ergibt
sich unter der vereinfachenden Annahme, dass tVOR gleich ∆tEIN gleich ∆tAUS gleich tNACH
gleich ca. 180 ns ist und die Schaltfrequenz 200 kHz beträgt, ein Effektivwert von 0,59 A
(ermittelt mit LTspice im Zeitbereich). Mit einer Erwärmung um max. 40 Kelvin (siehe
118
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Datenblatt der Spule: Epcos B82462G4) bei maximal zulässiger Gleichstromspeisung
(3,4 A mit max. 16 mΩ und 85 °C Umgebungstemperatur) kann hierfür eine notwendige
Leistung von näherungsweise gleich 0,2 W angenommen werden. Die gemessene Erwärmung der Spule, gemäß der Thermographiebilder 6-36 und 6-37, ergibt (zufällig) ebenfalls
einen Wert von ca. 40 Kelvin.
Ersatzgatekapazität (22nF)
Vollbrücke
Spule
Ersatzgatekapazität (22nF)
PCB Übertrager
PCB Übertrager
Sekundärseite (TOP)
Sekundärseite (TOP)
Sekundärseite (BOT)
Vollbrücke
Spule
Sekundärseite (BOT)
Primärseite
Primärseite
Abb. 6-36: Thermographie der Ansteuer-
Abb. 6-37: Thermographie der Ansteuer-
schaltung bei Betrieb der TOP Seite
schaltung bei Betrieb der BOT Seite
(fS = 202 kHz, Cäq = 22nF)
(fS = 202 kHz, Cäq = 22 nF)
Dies bedeutet, dass im realen Betrieb die Gesamtverluste aufgrund der Vergleichsangabe
zur Erwärmung gemäß Datenblatt auch näherungsweise 0,2 W betragen. Dies entspricht
bei 0,59 A Spulenstrom mit:
RL =
PL , ges
I L2,eff
,
(6.4)
einem mittleren Gesamtverlustwiderstand RL von ca. 0,6 Ohm. Somit kann obige Vermutung, dass RL zu gering angenommen ist (siehe Abb. 6-32), bestätigt werden. Mit Gl.
(3.51b) ergibt sich damit ein Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung mit Synchrongleichrichtung von ca. 80 %. Dies entspricht einer Steigerung um 13 % im Vergleich zum gemessenen Wert ohne Synchrongleichrichter.
Da, wie bereits in Kapitel 3.1.2 erwähnt und hier bestätigt, die Spulenverluste einen maßgeblichen Anteil an den gesamten Verlusten der resonanten Ansteuerschaltung darstellen,
erfolgt im weiteren noch eine Analyse zum Verhältnis von Kupfer- zu Kernverlusten. Mittels einer Fourieranalyse des zeitlichen Verlaufs des Spulenstroms gemäß Abb. 6-38 und
einer Messung des Serienwiderstands der Spule in Anhängigkeit der Frequenz mittels
Impedanzanalysator, können die Kupferverluste der Spule ermittelt werden (einschließlich Skin- und Proximityeffekt). Abb. 6-39 zeigt eine Darstellung des Effektivwertes
6.4 Resonante Gateansteuerung
119
der Fourieranalyse (FFT ohne Fensterfunktion mittels LTSpice) bis 10 MHz. In Tabelle 6-3
sind hierfür die Effektivwerte bis zur 10. Harmonischen gemäß Abb. 6-39 aufgelistet.
IL (A)
3,0
2,7
2,4
2,1
1,8
1,5
1,2
0,9
0,6
0,3
TS
0
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
t (us)
Abb. 6-38: Zeitlicher Verlauf des Spulenstroms mit fS = 200 kHz (lineare Approximation)
IL,eff (mA)
300
270
240
210
180
150
120
90
60
30
0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
f (MHz)
Abb. 6-39: Fourieranalyse des Spulenstroms gemäß Abb. 6-38
Tabelle 6-3: Effektivwerte des Spulenstroms mittels Fourieranalyse
Harmonische
-
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
fS (kHz)
0
400
800
1200
1600
2000
2400
2800
3200
3600
4000
IL,eff (mA)
194
269
256
234
207
175
141
109
78
52
31
Mittels geometrischer Addition des Gleichanteils und der ersten 10 Harmonischen gemäß:
120
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
10
I L ,eff =
∑I
ν
2
L ,ν
,
(6.5)
=0
ergibt sich ein Effektivwert von 588 mA, der mit dem ermittelten Ergebnis im Zeitbereich
(Stromverlauf gemäß Abb. 6-38) von 590 mA ausreichend genau übereinstimmt.
In Tabelle 6-4 sind die mittels Impedanzanalysator gemessenen Werte für den Spulenserienwiderstand bei den entsprechenden Frequenzen aufgelistet.
Tabelle 6-4: Gemessener Serienwiderstand der Spule in Abhängigkeit der Frequenz
Harmonische
-
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
fS (kHz)
0
400
800
1200
1600
2000
2400
2800
3200
3600
4000
RS (mΩ)
9
92
173
240
295
355
424
500
620
740
866
Da die Leistung eines Mehrwellenstromes der Summe der Leistungen der einzelnen Oberschwingungen entspricht, kann mit:
10
PR = ∑ I L2,ν ⋅ RS ,ν
(6.6)
0
und den Ergebnissen der Tabellen 6-3 und 6-4 die Gesamtleistung im Spulenwiderstand
RS berechnet werden. Diese beträgt 76 mW, womit sich ein mittlerer Spulenwiderstand
zur Berücksichtigung der Leitendverluste von ca. 0,22 Ω ergibt. Die Aufteilung der gesamten Spulenverluste erfolgt hier demnach in ca. 1/3 Kupferverluste und 2/3 Kernverluste. Bei den hier vorgestellten Berechnungen sei nochmals darauf hingewiesen, dass es sich
um näherungsweise gültige Ergebnisse handelt. Hinzu kommen weitere Einflussfaktoren,
wie z.B. die Abhängigkeit des Induktivitätswertes vom Spulenstrom oder der Temperatur.
Die folgende Simulation verdeutlicht, wie sich die eingeführten Vereinfachungen zur Berechnung des Wirkungsgrades auswirken. Hierzu wird das in Abb. 6-40 gezeigte vereinfachte Simulationsmodell mit Synchrongleichrichtung verwendet. Die äquivalente Ersatzgatekapazität wurde hierbei so angepasst, dass bei einer gegebenen Vorladezeit von
180 ns die Spannung UG, trotz entstehender Verluste, möglichst exakt den Wert von 15 V
erreicht, wie im Simulationsergebnis von Abb. 6-41 erkennbar ist. In Tabelle 6-5 sind sowohl der mittels Simulation ermittelte Wirkungsgrad als auch die mittels Gl. (3.48a) und
Gl. (3.51b) berechneten Wirkungsgrade aufgelistet. Die Ergebnisse nach Tabelle 6-5 zeigen, dass der mit Gl. (3.51b) berechnete Wirkungsgrad sehr gut mit dem simulierten Wirkungsgrad übereinstimmt. Wird hingegen bei der Berechnung des Wirkungsgrades mit
Gl. (3.48a) anstatt der Rechengröße tVOR gemäß Gl. (3.36b) die tatsächliche Vorladezeit tVOR
6.4 Resonante Gateansteuerung
121
eingesetzt, so wird entsprechend ein zu niedriger Wirkungsgrad berechnet, da der Effektivwert des hiermit unterstellten Spulenstromverlaufs zu hoch ist. Dieser Effekt wirkt sich
bei einer Berechnung des Wirkungsgrades mit Gl. (3.40) und Gl. (3.3) noch stärker aus
(vgl. auch [Zel08]).
-IR5
S1
tNACH =130ns
∆tAUS =240ns
∆tEIN =227ns
tVOR =180ns
Abb. 6-40: Vereinfachtes Simulationsmodell mit Synchrongleichrichtung
S4
S3
S2
IL1
IL1eff=601mA
IR5avg=16,9mA
UG
TS=5us
Abb. 6-41: Simulationsergebnis
Tabelle 6-5: Ermittelte Wirkungsgrade im Vergleich
Ermittelt durch:
Simulation gemäß Bild 6-41
Gl. (3.51b)
Gl. (3.48a)
Bedingungen:
PR = (15 V)² 200 kHz 23,7 nF
L = 1 µH, Cäq = 23,7 nF
L = 1 µH
= 1,07 W
tVOR = 154 ns
tVOR = 180 ns (Simulation)
bzw. (3.40) und (3.3)
Wirkungsgrad η
PR,res = 15 V 16,9 mA
RG2,6 = (0,16+0,6+0,08) Ω
RG2,6 = (0,16+0,6+0,08) Ω
= 0,25 W
RG3,5 = (0,6+0,08) Ω
RG3,5 = (0,6+0,08) Ω
0,81
0,80
0,77 bzw. 0,73
122
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Abbildung 6-42 zeigt einen Messaufbau zur Verifizierung einer korrekten IGBT Ansteuerung im Hoch- als auch Tiefsetzstellerbetrieb. Hierzu erfolgt mit einem ersten Taktgenerator alle 50 µs eine Umschaltung des Betriebsmodes, wobei ein Energieaustausch zwischen
den Kondensatoren C1 und C3 erfolgt. Dies hat den Vorteil, dass die speisende DC Quelle
lediglich die in der Versuchsschaltung entstehenden Verluste ausgleichen muss. Die
Schaltfrequenz beträgt 200 kHz.
C2
TaktTaktgenerator generator
fS
fBUCK-BOOST
200 kHz
10 kHz
50 uH
GATE
UBOT-
BOT-VCE
BOT-GATE
L1
IL
1,4 uF
UCE-BOT
TOP-GND
IGBT:
SGP30N60HS
SiC Diode:
IDT16S60C
GATE
TOP-GATE
PRI+12V &
PRI+5V
BUCK-/BOOST
TRIG
DC Quelle C1
400V
470 uF
IGBT
Ansteuerschaltung
UTOP-
TOP-VCE
DUT
C3
470 uF
BOT-GND
DC
Quelle
12 V
5V
Abb. 6-42: Blockschaltbild des Messaufbaus zur Verifizierung der Ansteuerschaltung
In Abb. 6-43 ist ein Ausschnitt der Messschaltung dargestellt. Erkennbar sind Kühlplatte,
Leistungshalbleiter, DC-Zwischenkreiskondensatoren und die entwickelte IGBT Ansteuerschaltung.
UBOT-GATE
C1, C3
IGBT
Ansteuerschaltung
IGBT/SiC
Halbbrücke
Leitungen
von L1
Abb. 6-43: Fotographie des Messaufbaus
UTOP-GATE
IL
UCE-BOT
Abb. 6-44: Kollektor-Emitter-Spannung,
Spulenstrom und Gateansteuersignale
6.4 Resonante Gateansteuerung
123
Abbildung 6-44 zeigt das Messergebnis als Oszillogramm. Die gemessenen Verläufe der
Kollektor-Emitterspannung UCE-BOT, des Spulenstroms IL und vor allem der Gateansteuersignale UBOT-GATE und UTOP-GATE bestätigen eine fehlerfreie Ansteuerung des unten liegenden als auch des oben liegenden IGBTs bei einer Betriebsspannung von 400 V (siehe auch
Zel[10]). Die Messung des Spulenstromes erfolgte hierbei mittels einer Stromzange. Die
Spannung UCE-BOT wurde mit einem üblichen Tastkopf (10:1) gemessen. Die Verläufe der
Gateansteuerspannungen wurden unter Verwendung von Differenztastköpfen aufgenommen.
124
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
6.5 Systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
In Abb. 6-45 ist das Schaltbild der realisierten Phasenstromerfassung dargestellt. Da im
Messaufbau eine Leistungsspule mit einer Induktivität L von ca. 0,05 mH und einem
Gleichstromserienwiderstand RDC von ca. 0,01 Ω verwendet wurde, kann das zur Erfassung des Phasenstroms parallel geschaltete Netzwerk, bestehend aus den Widerständen
R502, R503, R504 und C503, entsprechend der in Abb. 5-32 gezeigten Auslegung dimensioniert werden. Das Mess-Signal UCM durchläuft einen Tiefpass mit ca. 105 kHz 3dBGrenzfrequenz und wird anschließend in ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einer Frequenz von 3,6 MHz umgewandelt. Im Gegensatz zur Übertragung der Gateansteuersignale erfolgt hier eine direkte Übertragung des pulsweitenmodulierten StrommessSignals.
Abb. 6-45: Schaltbild der Phasenstromerfassung und der senderseitigen Übertragungseinheit
Mittels Simulation wurde ermittelt, dass sich am Eingang des Komparators IC503 (Pin4)
ein näherungsweise linearer sägezahnförmiger Spannungsverlauf mit einem Spannungshub von ca. 1,0 V (+/- 0,5 V) ergibt. Da der verwendete Komparator auch mit negativen
differenziellen Eingangsspannungen bis ca. -0,3 V funktioniert, ist eine bipolare Stromerfassung hiermit möglich.
Das Schaltbild 6-46 zeigt die Empfangsschaltung. Empfängerseitig erfolgt eine Filterung
des pulsweitenmodulierten Strommess-Signals mittels eines Doppel-T-Filters, das auf die
Übertragungsfrequenz von 3,6 MHz abgestimmt ist und eines darauffolgenden Tiefpassfilters 1. Ordnung mit einer 3-dB Grenzfrequenz von ca. 66 kHz. Zur Aufrechterhaltung
des korrekten Wirkungssinns der gesamten Regelschleife wird das pulsweitenmodulierte
Strommess-Signal mittels einer Exklusiv-Oder-Schaltung im Tiefsetzstellerbetrieb inver-
6.5 Systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
125
tiert. Somit erhöht sich das gefilterte Ausgangssignal 2I-MEAS stets bei einer Erhöhung
des Phasenstroms - unabhängig von der gewählten Betriebsart.
Abb. 6-46: Schaltbild der empfangsseitigen Übertragungsschaltung mit anschließender Filterung
Mittels Gleichstromspeisung in die Leistungsspule L wurde das in Abb. 6-47 dargestellte
Übertragungsverhalten der integrierten Phasenstromerfassung ermittelt.
2,4
2,2
KBUC
I-MEAS (V)
2
TE
MIT
1,8
S
BO O
DE
MO
E
LW
RT
O DE
T-M
1,6
1,4
1,2
1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
IL (A)
Abb. 6-47: Messwerte der integrierten Phasenstromerfassung bei Gleichstromspeisung
Abbildung 6-47 zeigt für den Buck-Mode bzw. für den Boost-Mode ein näherungsweise
lineares Übertragungsverhalten mit einem differentiellen Widerstand von ca. 49 mV/A
bzw. 45 mV/A. Theoretisch beträgt der differentielle Widerstand der integrierten Phasenstromerfassung 50 mV/A, da ein Mess-Signalbereich von +/-0,5 V auf einen Ausgangssignalbereich von 5 V abgebildet wird, womit sich ein Verstärkungsfaktor von fünf bzw. mit
RDC gleich 0,01 Ω ein differentieller Widerstand von 50 mV/A ergibt. Abb. 6-47 zeigt aber
126
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
auch, dass eine relativ große unerwünschte Verschiebung des Nullpunkts vorliegt, da im
Idealfall eines stromlosen Zustandes die Offsetspannung einen Wert von 2,5 V haben sollte und diese hier ca. 1,4 V bzw. 1,1 V beträgt. Ursache hierfür ist die nicht exakte Umsetzung des analogen Strommess-Signals in ein sehr hochfrequentes PWM-Signal mittels der
Schaltung nach Abb. 6-45 (Nullpunkt und Linearität der erzeugten Spannungsrampe an
IC503 bzw. Offsetspannungen und Verzögerungen von IC503 und die entsprechend nicht
exakte Umsetzung auf der Empfangseite). Zusätzlich ist in Abb. 6-47 eine gemittelte Übertragungsfunktion mit ca. 47 mV/A und einem mittleren Nullpunkt von 1,25 V dargestellt.
Mit der Arbeit von Winkelmann konnten die hier vorgestellten Ergebnisse zur Phasenstrommessung mittels parasitären Spulenwiderstand nochmals separiert untersucht und
verifiziert werden [Win09].
Das Schaltbild 6-48 zeigt den realisierten Phasenstromregler gemäß den Überlegungen
von Kapitel 5.2.
Abb. 6-48: Schaltbild des bidirektionalen Phasenstromreglers
Aufgrund der sehr großen Verzögerung der übertragenen Gateansteuersignale (siehe Kapitel 6.4: ca. 1 µs beim Einschalten und ca. 0,8 µs beim Ausschalten) erfolgt mittels R807
und C802 eine entsprechende Verzögerung des Rampengeneratorsignals, wie dies das
Oszillogramm nach Abb. 6-49 mit der erkennbaren Verzögerung zwischen den Signalen
PWM-INT und Ikomp bestätigt.
In Abb. 6-50 sind die Signale Imess, Ikomp und die Differenz IDES-Imess des P-Reglers (Subtrahierer) dargestellt. Sobald das Rampensignal Ikomp den Wert von IDES-Imess erreicht, wird
die Einschaltzeit beendet.
6.5 Systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
127
IDES
TRIG
TRIG
IC809 (3) = IDES-Imess
I-MEAS = Imess
PWM-INT
IC809 (4) = Ikomp
IC809 (4) = Ikomp
AVG=8
Abb. 6-49: Verzög. Rampengeneratorsignal Ikomp
Abb. 6-50: Regler-Ein- und Ausgangssignale
Das Blockschaltbild 6-51 zeigt den gesamten Messaufbau wie er zum Test der realisierten
Prototypenschaltung verwendet wurde.
TOP-VCE
MEAS
MEAS-GND
470 uF
IGBT 2x SIGC25T60UN
DIODE 2x SIDC24D60SIC3
L1
≈ 0,05 mH
1,5 uF
BOT-VCE
RDC ≈ 10 mΩ
C3
470 uF
I-DES
TRIG
0…500V
C1
BUCK-/BOOST
PRI+12V & PRI+5V
DC-Quelle
isolierende
TOP-GATE
Ansteuerschaltung TOP-GND
mit integrierter
Regelung des
C2
Laststroms
BOT-GATE
BOT-GND
Taktgenerator
Taktgenerator
DC-Quelle
12 V
I-DES
fS
fBUCK-BOOST
5V
0V … 5 V
200 kHz
4 kHz
DC-Quelle
Abb. 6-51: Blockschaltbild des gesamten Messaufbaus
Die Abbildung 6-52 zeigt den wesentlichen Ausschnitt des Messaufbaus mit isolierender
Ansteuerschaltung, Leistungsspule, Leistungsmodul, Zwischenkreiskondensator und
Kühlplatte. Der gewählte Messaufbau ermöglicht den Test der Schaltung insbesondere
beim Übergang von einem Betriebsmode in den anderen. Hierzu wird mittels des Steuereingangs BUCK-/BOOST alle 125 µs symmetrisch zwischen Tief- und Hochsetzstellerbetrieb umgeschaltet. Am Steuereingang zur Vorgabe des Sollwertes I-DES wird eine entsprechende Gleichspannung eingeprägt.
128
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Leistungsspule
Kühlplatte
Leistungsmodul
Zwischenkreiskondensator C2
Ansteuerschaltung
Abb. 6-52: Fotografie des Messaufbaus
Die Oszillogramme gemäß den Abbildungen 6-53 und 6-54 zeigen das Steuersignal
BUCK-/BOOST, den Spulenstrom IL, das Strommess-Signal IMEAS und die Spannung ULV
auf der Niedervoltseite bei einer Spannung UHV der Hochvoltseite von 0 V bzw. 100 V. Mit
UHV gleich 0 V zeigt das Strommess-Signal einen gemäß der Gleichstromspeisung (siehe
Abb. 6-47) zu erwartenden Verlauf mit einem mittleren Wert von ca. 1,25 V für den Nullpunkt. Mit UHV gleich 100 V fließt ein Strom IL von ca. 5 A. Die Ausgangsspannung beträgt
aufgrund der symmetrischen Betriebsweise ca. 50 V.
BUCK-MODE
BUCK-MODE
BOOST-MODE
BOOST-MODE
IL
IL
IMEAS
IMEAS
ULV
ULV
Abb. 6-53: Betrieb bei UHV gleich 0 V
Abb. 6-54: Betrieb bei UHV gleich 100 V
Bei Betrachtung des Signals IMEAS in Abb. 6-54 ist auffallend, dass im Vergleich zum stromlosen Zustand (siehe Abb. 6-53) sich ein deutliches Überschwingen nach dem Wechsel der
Betriebsmodi zeigt. Ursächlich hierfür ist, dass mit Wechsel des Modus auch eine sofortige Umschaltung der Stromerfassung erfolgt (siehe Schaltung Abb. 6-46), der Strom IL
jedoch eine gewisse Zeit benötigt, um auf den Wert null abzusinken.
6.5 Systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
129
Die Oszillogramme gemäß der Abbildungen 6-55 und 6-56 zeigen die hierzu analogen
Messergebnisse bei UHV gleich 200 V bzw. UHV gleich 300 V. Die Messungen verdeutlichen,
dass mit zunehmender Spannungshöhe die Störungen erwartungsgemäß wegen der damit einhergehenden höheren Spannungsänderungsgeschwindigkeit ebenfalls zunehmen.
Trotzdem ist anhand des Stromverlaufs von IL keine Fehlansteuerung der Leistungsschalter erkennbar.
BUCK-MODE
BUCK-MODE
BOOST-MODE
BOOST-MODE
IL
IL
IMEAS
IMEAS
ULV
ULV
Abb. 6-55: Betrieb bei UHV gleich 200 V
Abb. 6-56: Betrieb bei UHV gleich 300 V
Anhand von Abb. 6-56 wird im Folgenden der Verlauf von IL und IMEAS erläutert. Trotz der
relativ großen Verschiebung des Nullpunktes der Phasenstromerfassung stellt sich für IL
sowohl im Tief- als auch im Hochsetzstellerbetrieb ein Wert von ca. 7,5 A ein. Die zugehörigen Strommess-Signale betragen ca. 1,4 V und ca. 1,8 V. Abb. 6-57 verdeutlicht dieses
Messergebnis anhand der im statischen Fall ermittelten Übertragungskurven.
2,4
2,2
KBUC
Erwartungswerte
TE
MIT
1,8
1,6
1,4
E
LW
RT
DE
MO
S TBO O
Messwerte
∆I-MEAS ≈ 0,4 V
I-MEAS (V)
2
DE
MO
1,2
∆IL ≈ 8 A
1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
IL (A)
Abb. 6-57: Verdeutlichung der Messwerte mittels Übertragungskurven
130
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Dass trotz der unterschiedlichen Offsetspannungen für die Strommess-Signale im Buckbzw. Boostmode und gleicher Stromsollwertvorgabe die gemessenen stationären Endwerte des Phasenstroms gleich 7,5 A sind, beruht darauf, dass sich die Spannung ULV der
Niedervoltseite im gewählten Messaufbau (siehe Abb. 6-51) frei einstellen kann. Wäre
diese konstant, so müssten die unterschiedlichen Strommess-Signale auch zu einem deutlichen Unterschied in der Höhe der stationären Endwerte führen, falls die Phasenstromregelung korrekt funktioniert. Die in Abb. 6-57 eingetragenen Erwartungswerte für das
Strommess-Signal von ca. 3,5 A im Tiefsetzstellerbetrieb und ca. 11,5 A im Hochsetzstellerbetrieb verdeutlichen dies. Anhand des in Abb. 6-58 dargestellten Simulationsmodells
soll diese Aussage bestätigt werden.
Abb. 6-58: Vereinfachtes Simulationsmodell der realisierten Phasenstromregelung
Das Modell berücksichtigt auch die zeitliche Verzögerung aufgrund der Filterung der Ansteuersignale mittels R2, C2. Eine gleich große Verzögerung erfährt das Signal Ikomp.
6.5 Systemintegrierte Phasenstromerfassung und -regelung
131
Die Verifikation des Simulationsmodells erfolgt anhand eines Vergleichs des Messergebnisses gemäß Abb. 6-59 und des Simulationsergebnisses gemäß Abb. 6-60. Diese zeigen
eine hinreichende Überseinstimmung von Messung und Simulation bezüglich des erzeugten PWM-Signals. Die Stromsollwertvorgabe Isoll beträgt hierbei 3,4 V.
TRIG
TRIG
IC809 (4) = Ikomp
IC809 (4) = Ikomp
PWM-INT
PWM-INT
GATE-TOP
GATE-TOP
AVG=4
Abb. 6-59: Messung des verzögerten
Abb. 6-60: Simulation des verzögerten
Ansteuersignals GATE-TOP
Ansteuersignals GATE-TOP
Zur Bestätigung der obigen Aussagen erfolgt zunächst ein Vergleich von Messung und
Simulation bei sich frei einstellender Spannung ULV auf der Niedervoltseite. In Abb. 6-61
ist hierfür noch einmal eine zeitlich gedehnte Darstellung der Messung bei UHV gleich
300 V angegeben. Gegenübergestellt ist in Abb. 6-62 das Simulationsergebnis.
BUCK-MODE
BUCK-MODE
IL
IMEAS
IL
ULV
IMEAS
ULV
Abb. 6-61: Betrieb bei UHV gleich 300
Abb. 6-62: Simulation für UHV gleich 300 V
und sich frei einstellender Spannung ULV
und sich frei einstellender Spannung ULV
Der Vergleich zeigt eine hinreichende Übereinstimmung und erhärtet damit die korrekte
Nachbildung durch das Simulationsmodell.
132
6. Beispiel zur Realisierung der vorgeschlagenen Verfahren
Wird im Simulationsmodell (siehe Abb. 6-58) die Spannung ULV auf der Niedervoltseite
mittels einer idealen Spannungsquelle konstant gehalten, so bestätigt das in Abb. 6-63
dargestellte Simulationsergebnis die Vermutung, dass im Tiefsetzstellerbetrieb ein Phasenstrom von ca. 3,5 A und im Hochsetzstellerbetrieb ein Phasenstrom von ca. 11,5 A fließen muss, wobei das Stommess-Signal konstant gleich ca. 1,6 V ist. Die korrekte Funktionsweise des Phasenstromreglers kann hiermit indirekt bestätigt werden.
ca. +3,5 A
BUCK-MODE
IL
ULV
ca. -11,5 A
IMEAS
Abb. 6-63: Simulation des Betriebs bei UHV gleich 300 V und ULV gleich 150 V (konst.)
Mit der Arbeit von Beier konnten einige der hier theoretisch gewonnen Ergebnisse zum
LBW-CMC Verfahren nochmals separiert praktisch verifiziert werden [Bei10]. Insbesondere konnte das in Kapitel 5.2 vorgeschlagene Verfahren zur Korrektur des Sollwertes
messtechnisch überprüft werden.
7. Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
133
7. Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
In dieser Arbeit werden Untersuchungen zu isolierenden verlustarmen kompakten Ansteuerschaltungen mit integrierter Regelung des Laststromes vorgestellt. Im Fokus steht
insbesondere die Anwendung von Ansteuerschaltungen in mehrphasigen DC/DC-Wandlern hoher Leistungsdichte. Anhand der Betrachtung eines mehrphasigen Hoch- Tiefsetzstellers werden zunächst wesentliche Anforderungen wie Isolationsfähigkeit, Störfestigkeit und Systemintegrierbarkeit genauer untersucht. Im Hinblick auf die definierte Zielanwendung zeigen die Betrachtungen zur Isolationsfähigkeit, dass eine galvanisch isolierende Ansteuerung sowohl des oben als auch des unten liegenden Leistungsschalters sinnvoll ist. Anhand eines vereinfachten Modells des sich hierdurch ergebenden kapazitiven
Stromkreises, bestehend aus übergeordneter Steuereinheit, isolierender Ansteuerschaltung und Leistungsschalter, ergeben die durchgeführten Berechnungen zur Störfestigkeit,
dass zur Erfüllung einer störungsfreien Datenübertragung bei überlagerten Störspannungsänderungen (Gleichtaktstörungen) die Koppelkapazität der Isolationsstrecke zur
Übertragung der Gateansteuersignale kleiner als 5 pF sein sollte. Insbesondere zeigen die
Untersuchungen den starken Einfluss der zwischen Steuereinheit und Ansteuerschaltung
bestehenden Zuleitungsinduktivität auf die Störfestigkeit der gesamten Schaltungsanordnung. Für die hier zu betrachtenden Ansteuerschaltungen sind als wünschenswert erachtete Anforderungen bezüglich Funktionalität, Bauvolumen und Betriebstemperaturbereich angegeben, welche durch den Stand der Technik nicht erfüllt werden.
Die Berechnungen zur benötigten Gateansteuerleistung zeigen, dass unter der Annahme
einer nur abschnittsweise linearen Gatekapazität die beim Einschalten des Leistungsschalters entstehenden Ansteuerverluste bei konventioneller spannungsgesteuerter
Ansteuerung im Allgemeinen sich von denen beim Ausschalten entstehenden unterscheiden. Die Gesamtverluste können allerdings, wie bekannt, durch Multiplikation von
Schaltfrequenz, Gesamtgateladung und Spannungsdifferenz exakt ermittelt werden. Simulationen bestätigen die theoretisch erhaltenen Ergebnisse. Eine darüber hinaus gehende messtechnische Bestätigung der Ergebnisse ist noch zu zeigen. In der Arbeit sind zwei
alternative, verlustarme Ansteuerschaltungen beschrieben. Dabei unterscheidet sich die
vorgestellte Methode zum Betrieb einer resonanten Ansteuerschaltung von denen aus der
Literatur bekannten Verfahren dadurch, dass zunächst die zur Umladung der Gatekapazität erforderliche Energie vollständig in einer Spule gespeichert wird. Mittels vereinfachender Annahmen werden hierfür die bei der Umladung einer äquivalenten Gatekapazität
entstehenden Ansteuerverluste berechnet. Zur Angabe des Wirkungsgrades der resonanten Ansteuerschaltung erfolgt die Herleitung einer physikalisch sinnvollen Definition.
134 Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
Danach entspricht der Wirkungsgrad einer verlustarmen Ansteuerschaltung dem Verhältnis von prozessierter Leistung zur Summe der prozessierten Leistung und der hierbei entstehenden Verluste, womit sich für eine konventionelle spannungsgesteuerte Ansteuerschaltung ein Wirkungsgrad von 50 % ergibt. Für das neuartige Verfahren zur stufenweisen Gateansteuerung zeigen die Berechnungen der auftretenden Verluste bei Ansteuerung einer äquivalenten linearen Gatekapazität, dass damit ebenso eine verlustarme Gateansteuerung möglich ist. Der Wirkungsgrad entspricht hierbei dem Verhältnis von Stufenanzahl zur Summe von Stufenanzahl plus eins. Eine dreistufige Ansteuerung hat demnach einen Wirkungsgrad von bereits 75 %. Der entscheidende Vorteil der hier vorgeschlagenen stufenweisen Gateansteuerung besteht darin, dass diese keine reaktiven Elemente benötigt und demnach für eine vollständige IC-Integration geeignet ist. Obwohl
auch hier mittels Simulation die theoretisch erhaltenen Ergebnisse bestätigt sind, ist eine
schaltungstechnische Realisierung mit messtechnischen Untersuchungen noch zu zeigen.
Eine allgemeine Verlustbetrachtung bei geschalteten reaktiven Elementen verdeutlicht,
dass die entstehenden Leitendverluste durch das Verhältnis der Ein- bzw. Ausschaltzeiten
zur Systemzeitkonstanten beschrieben werden können. Bei Anwendungen, die auf eine
einfache LR-Schaltung zurückgeführt werden können, wie z.B. die betrachtete resonante
Ansteuerschaltung, gilt, dass der Wirkungsgrad groß ist, wenn das Verhältnis der Schaltzeiten zur Systemzeitkonstanten möglichst klein ist. Hingegen gilt für Anwendungen, die
auf eine einfache RC-Schaltung zurückgeführt werden können, wie z.B. die betrachtete
stufenweise Ansteuerschaltung, dass der Wirkungsgrad groß ist, wenn das Verhältnis der
Schaltzeiten zur Systemzeitkonstanten möglichst groß ist.
Die Untersuchungen zum Stand der Technik isolierender Koppelelemente zur Informationsübertragung zeigen, dass diese prinzipiell zum Einsatz in Ansteuerschaltungen geeignet sind. Allerdings bedarf es aus Sicht des Autors weiterer Untersuchungen zu deren
dauerhafter Isolationsfähigkeit bei Anwendungen in Ansteuerschaltungen, da hierbei Belastungen der Isolationsstrecke mit Wechselspannungen hoher Frequenz über einen längeren Zeitraum auftreten. Die Betrachtungen zu den Isolationseigenschaften von Leiterplatten zeigen, dass selbst unter der Annahme einer stark reduzierten elektrischen Festigkeit bei erhöhten Betriebsfrequenzen, typische FR4 Laminate zur Realisierung leiterplattenintegrierter Kondensatoren und Übertrager, wie sie für die hier zu betrachtenden
Ansteuerschaltungen benötigt werden, geeignet sind. Im direkten Vergleich von induktiven und kapazitiven leiterplattenintegrierten Koppelelementen zeigt sich, dass aufgrund
des sehr viel geringeren Flächenbedarfs das induktive Koppelelement vorteilhaft zur
Übertragung der notwendigen Ansteuerleistung zu verwenden ist. Hingegen zeigt das
kapazitive Koppelelement Vorteile bei der Übertragung der Ansteuersignale auf. Zum
einen erfordert es prinzipbedingt eine deutlich geringere Stromaufnahme und zum an-
7. Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
135
deren zeigt es deutlich geringe Wechselwirkungen mit den unvermeidbaren parasitären
Zuleitungsinduktivitäten, was besonders bei der Übertragung sehr hochfrequenter Signale von Bedeutung ist. Zur galvanisch isolierten Informationsübertragung der Ansteuersignale mit leiterplattenintegrierten Kondensatoren ist die aus der Nachrichtentechnik bekannte Manchester Leitungskodierung beschrieben. Unter Anwendung einer kohärenden
Demodulation ist das Verfahren in dieser Anwendung neuartig. Zur Umgehung der Trägerrückgewinnung erfolgt in der Arbeit die Anwendung eines Verfahrens mit Übertragung des Trägersignals. Zur Energieübertragung ist eine Schaltung beschrieben, die
einen leiterplattenintegrierten Übertrager mit zwei galvanisch getrennten Sekundärwicklungen zur Versorgung einer Halbbrückentopologie nutzt. Anhand eines frequenzabhängigen Ersatzschaltbildes und der Messungen von Eingangs- und Ausgangsimpedanzen ist für einen realisierten Übertrager die optimale Betriebsfrequenz ermittelt worden.
Hierbei zeigt sich als Optimum ein Kompromiss hinsichtlich Wirkungsgrad und Ausgangsspannungsstabilität.
Die Untersuchungen zur Notwendigkeit einer Phasenstromregelung verdeutlichen, dass
bereits aufgrund eventuell auftretender Temperaturunterschiede in räumlich ausgedehnten leistungselektronischen Systemen, wie z.B. mehrphasigen Hoch-Tiefsetzstellern, große
Unterschiede in der Verteilung der Phasenströme auftreten können. Eine Regelung der
Phasenströme in mehrphasigen Hoch-Tiefsetzstellern ist demnach sinnvoll. Bei Betrachtung der in der Literatur beschriebenen Verfahren zur Regelung des Phasenstroms stellt
sich die Frage, welche Bandbreite eine hierzu notwendige Messeinrichtung zur Erfassung
des Phasenstroms benötigt. Anhand eines direkten Vergleichs einer AVG-CMC Regelung
mit einer PCMC Regelung zeigt sich, dass auch das PCMC Regelungsverfahren keine im
betrachteten Frequenzbereich ideale Phasenstromerfassung benötigt. Unter der Annahme,
dass der Stromsensor ein Tiefpassverhalten erster Ordnung zeigt, ist für diesen eine 3-dBBandbreite in der Höhe eines Viertels der Schaltfrequenz des zu regelnden DC/DCWandlers hinreichend, um ein günstigeres dynamisches Strom-Führungsverhalten zu
erzielen, als ein mit vierfacher Bandbreite versehener Stromsensor in einem AVG-CMC
Regelverfahren. Hierzu bedarf es allerdings einer Korrektur des Stromsollvorgabewertes.
Für den kontinuierlich leitenden Fall ist der Korrekturwert sowohl für den Tiefsetz- als
auch für den Hochsetzstellerbetrieb ermittelt worden. Für den diskontinuierlich leitenden
Fall wurde die prinzipielle Vorgehensweise aufgezeigt. Aufgrund der geringen notwendigen Bandbreite wird hier die Bezeichnung LBW-CMC (Low Bandwidth Current Mode
Control) für das modifizierte Stromregelungsverfahren vorgeschlagen. Betrachtungen zur
Realisierung des modifizierten Stromregelungsverfahrens zeigen, dass eine gemischt analog-digitale Realisierung vorteilhaft sein kann. Insbesondere wenn das Verfahren in Anwendungen mit sehr geringen Ausgangslastimpedanzen (z.B. Batterien) verwendet wird.
136 Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
Darüber hinaus ist mittels exemplarischer Simulationen gezeigt worden, dass auch große
Verzögerungen beim Einschalten des Leistungsschalters (z.B. hervorgerufen durch die
Ansteuerschaltung) mittels einer entsprechenden zusätzlichen Verzögerung der Stromkompensationsrampe kompensiert werden können. Dabei ist darauf zu achten, dass die
hierdurch gegebenen Begrenzungen im Tastverhältnis auch in transienten Fällen nicht
überschritten werden. Zur Erfüllung des Ziels einer integrierten Lösung für die Erfassung
des Phasenstroms wurde eine Verfahren untersucht, das auf der Verwendung des parasitären Spulenwiderstands beruht. Die Untersuchungen zeigen, dass dieses hinreichend
genaue Ergebnisse für den zu messenden Spulenstrom liefern kann. Das Verhalten des
Gesamtsystems (d.h. Stromerfassung mittels Spulenwiderstand in Kombination mit einer
LBW-CMC Regelung) im Grenzbereich einer plötzlich auftretenden Kernsättigung (z.B.
bei Ferritmaterialien) sollte mittels weiterer Untersuchungen noch genauer analysiert
werden.
Basierend auf den Ergebnissen der theoretischen Untersuchungen wurde im Rahmen der
Arbeit eine isolierende, verlustarme, kompakte Ansteuerschaltung für eine Halbbrückentopologie mit integrierter Regelung des Laststroms entwickelt und realisiert. Die Messungen am Schaltungsteil zur galvanisch isolierten Übertragung der Gateansteuersignale
mittels leiterplattenintegrierter Kondensatoren mit je ca. 1 pF Kapazität bei 360 µm Isolationsabstand zeigen, dass eine störsichere Ansteuerung hiermit möglich ist. Weitere Optimierungen der Empfangseinheit sind jedoch notwendig, um die zur Erzielung der hohen Störsicherheit verwendeten Filtermaßnahmen reduzieren zu können und geringere
Verzögerungszeiten zu erlangen. Die Messungen am Schaltungsteil zur galvanisch isolierten Übertragung der Gateansteuerleistung mittels leiterplattenintegriertem Übertrager
mit ca. 16 mm Durchmesser und ca. 20 pF Koppelkapazität bei ebenfalls 360 µm Isolationsabstand zeigen, dass hiermit zusätzlich zur Grundversorgung der sekundären Schaltungseinheiten eine maximale Ansteuerleistung von ca. 1 Watt bei 4 MHz Schaltfrequenz
übertragbar ist, wenn als Kriterium eine minimale Ansteuerspannung von 12 V angenommen wird. Messungen mit einer äquivalenten linearen Gatekapazität von 22 nF zeigen,
dass die vorgeschlagene Betriebsweise der resonanten Ansteuerschaltung auch bei hohen
Schaltfrequenzen (200 kHz) praktikabel ist. Der messtechnisch ermittelte Wirkungsgrad
(ohne Synchrongleichrichtungsfunktion) beträgt hierbei ca. 67 %. Durch Ermittlung der
Gesamtverluste der den Ansteuerstrom treibenden Spule mittels einer thermischen Bilanz
und der Ermittlung der durch den hochfrequenten Stromverlauf hervorgerufenen Kupferverluste, konnte ein Verhältnis von Leitend- zu Kernverlusten von ca. 2:3 bestimmt werden. Simulationen mit Synchrongleichrichterfunktion lassen erwarten, dass hierdurch
Wirkungsgrade von bis ca. 80 % mit der Prototypenschaltung realisiert werden können,
was einer deutlichen Verbesserung gegenüber der Betriebsweise ohne Synchrongleich-
7. Zusammenfassung der Ergebnisse mit Ausblick
137
richter entspricht. Die Simulationsergebnisse für den Wirkungsgrad mit Synchrongleichrichterfunktion stimmen dabei mit den berechneten Werten gut überein. Bei der Berechnung des Wirkungsgrades ist darauf zu achten, dass die tatsächliche Vorladezeit nicht mit
der entsprechenden Rechengröße verwechselt wird. Zusätzlich konnte mittels Messung
eine störungsfreie Ansteuerung eines Hoch-Tiefsetzstellers mit einer Schaltfrequenz von
200 kHz, einer Spannung auf der Hochvoltseite von 400 V und einem maximalen Laststrom von +/- 10 A nachgewiesen werden.
Die Messungen am Schaltungsteil zur galvanisch isolierten Erfassung des Phasenstroms
zeigen, dass die realisierte Prototypenschaltung trotz ihrer Einfachheit eine hinreichende
Linearität des Messsignals aufweist, jedoch mit einem erheblichen Offset-Fehler versehen
ist. Zur Bestätigung der korrekten Funktionsweise des realisierten Phasenstromreglers
gemäß den theoretischen Überlegungen, wurden Messungen bei Ansteuerung eines
Hoch-Tiefsetzstellers mit Spannungen auf der Hochvoltseite bis 300 V durchgeführt. Das
zunächst erstaunlich wirkende Messergebnis gleicher Stromwerte im quasistationären
Bereich der Stromverläufe bei beiden Betriebsmodi und einem nicht unerheblichen OffsetFehler der Stromerfassung konnte mittels theoretischer Überlegungen erklärt und mittels
Simulation bestätigt werden. Die korrekte Funktionsweise des Stromreglers konnte damit
indirekt auch messtechnisch nachgewiesen werden. Darüber hinaus konnten in, vom Autor betreuten, Diplomarbeiten die hier vorgeschlagenen Verfahren zur Phasenstromerfassung und Phasenstromregelung weiter messtechnisch separiert untersucht und verifiziert
werden. Zusammengefasst bestätigen die Messungen an der realisierten isolierenden verlustarmen kompakten Ansteuerschaltung mit integrierter Regelung des Laststroms im
Gesamtsystem zur Ansteuerung eines Hoch-Tiefsetzstellers, dass die in dieser Arbeit vorgestellten Verfahren auch geeignet sind, die Funktionalität eines intelligenten Leistungsmoduls hin zu einem Subsystem mit den Eigenschaften einer gesteuerten Stromquelle zu
erweitern.
Ausblick
Ein wirtschaftlicher industrieller Einsatz der hier gezeigten Ansteuerschaltung bedarf
noch vieler Entwicklungsschritte. Insbesondere wäre die Entwicklung eines speziellen
ASICs notwendig, das die Dekodierung der Übertragungssignale und die Ansteuerung
der Vollbrücke auf der Sekundärseite der Ansteuerschaltung übernimmt. Das gleiche gilt
für eine Realisierung des vorgeschlagenen Verfahrenes zur stufenweisen Gateansteuerung. Aufgrund der integrierten Stromregelung und damit möglichen modularen Bauweise eignet sich die vorgeschlagene Ansteuerschaltung ideal zur Realisierung zukünftiger flexibler leistungselektronischer Systeme, wie z.B. von DC/DC-Wandlern mit mehreren
Ein- und Ausgängen.
138
8. Literatur
8. Literatur
[Ana08a]
http://www.analog.com:
iCoupler Products with isoPower Technolgy: Signal and Power Transfer Across Isolation
Barrier,
Download vom 8.2.2008
[Ana08b]
hhtp://www.analog.com:
Datasheet ADUM5242,
Download vom 15.7.2008
[Ana08c]
hhtp://www.analog.com:
Datasheet ADUM6132,
Download vom 15.7.2008
[Ana10]
hhtp://www.analog.com:
Datasheet ADUM1200,
Download vom 28.4.2010
[Anu90]
V. Anunciada, M. M. Silva:
New Constant-Frequency Current-Mode Control for Power Converters, Stable for
All Values of Duty Ratio, and Usable in All Four Quadrants,
IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 37, No. 4, August 1990
[Ava08b]
http://www.avagotech.com:
Application Note 1074,
Download vom 8.2.2008
[Ava08c]
http://www.avagotech.com:
Datasheet HCPL-9000,
Download vom 8.2.2008
[Ava09]
http://www.avago.com:
Datasheet HCPL7510,
Download vom 30.3.2009
[Ava10]
http://www.avagotech.com:
Datasheet HCPL-3120,
Download vom 24.1.2010
[Bau99]
R. Bausière:
Method and Device for Controlling an Insulated Grid Power Transistor Switching,
Patent, WO99/52212
[Bei10]
S. Beier:
Entwicklung einer Schaltung zur Ansteuerung und Laststromregelung von HochTiefsetzstellern,
Diplomarbeit am Lehrstuhl für Elektronische Bauelemente der FAU Erlangen, 2010
[Cha06]
S. Chattopadhyay, S. Das:
A Digital Current-Mode Control Technique for DC–DC Converters,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 21, No. 6, November 2006
8. Literatur
139
[Che04]
Y. Chen, F. C. Lee, L. Amoroso, H. P. Wu:
A Resonant MOSFET Gate Driver With Efficient Energy Recovery,
IEEE Transactions On Power Electronics Vol. 19, No. 2, 2004
[Chen03]
J. Chen, A. Prodic, R. W. Erickson, D. Maksimovic:
Predictive Digital Current Programmed Control,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 18, No. 1, January 2003
[Chg03]
D. K. W. Cheng, Y. S. Lee, Y. Chen:
A Low-Loss Current-Sharing Interface Circuit with New Current- Sensing and
Current- Sharing Techniques,
29th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, IECON 2003
[Chh97]
P. Chhawchharia, D. K. W Cheng, Y. S. Lee:
On The Reduction Of Component Count In Switched Capacitor DC/DC Converters,
28th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 97
[Chu98]
H. Chung, S. Y. R. Hui, and S. C. Tang:
Design and Analysis of Multi-Stage Switched-Capacitor-Based Step-Down DC/DC
Converters,
29th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 98
[Con08]
http://www.igbt-driver.com:
Datasheet 2SD106A,
Download vom 8.2.2008
[Con09]
http://www.igbt-driver.com,
Datasheet 1SC2060P2A0-17,
Download vom 1.6.2009
[Dav04]
A. M. Davis:
Analyse linearer Schaltungen,
1. Auflage, Hüthig Verlag
[Dix90]
L. Dixon:
Average Current Mode Control of Switching Power Supplies,
Unitrode Power Supply Design Seminar SEM-700, 1990
[Eck06]
B. Eckardt, A. Hofmann, S. Zeltner, M. Maerz:
Automotive Powertrain DC/DC Converter with 25 kW/dm³ by using SiC Diodes,
CIPS 2006 – 4th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Naples 2006, Italy
[Eri02]
R. W. Erickson, D. Maksimovic:
Fundamentals of Power Electronics, Second Edition,
Kluwer Academic Puplishers, 2002
[Fer06]
M. Ferdowsi:
An Estimative Current Mode Controller for DC-DC Converters Operating in
Continuous Conduction Mode,
21th IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2006
[Fur06]
T. Furuie:
Drive Circuit for Semiconductor Device,
140
8. Literatur
Patent, US7075355B2
[Her92]
E. Herter, W. Lörcher:
Nachrichtentechnik,
6. Auflage, Hanser Verlag, München, Wien 1992
[Herm08]
M. Hermwille:
Driver Core goes Fully Digital,
Bodo´s Power Magazine Mai 2008, ISSN 1863-5598
[Herr06]
B. Herrmann, R. Thoma:
Verfahren und Vorrichtung zur potenzialfreien Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters,
Patent: DE 10 2006 044 188 B3
[Hof03]
A. Hofmann, A. Baumüller, T. Gerhardt, M. März, E. Schimanek:
A robust digital control method suitable for low-cost microcontroller,
PCIM Europe 2003, Nuremberg 2003, Germany
[Hui99a]
S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung, S. C. Tang:
Coreless Printed Circuit Board (PCB) Transformers for Power MOSFET/IGBT Gate Drive
Circuits,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 14, No. 3, May 1999
[Hui99b]
S. Y. Hui, S. C. Tang, H. Shu-Hung Chung:
Optimal Operation of Coreless PCB Transformer-Isolated Gate Drive Circuits with Wide
Switching Frequency Range,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 14, No. 3, May 1999
[Hui00c]
S. Y. Hui, S. C. Tang, H. Shu-Hung Chung:
Some Electromagnetic Aspects of Coreless PCB Transformers,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 15, No. 4, May 2000
[Hul95]
F. A. Huliehel, W. Tang, F. C. Lee, B. H. Cho:
Modeling, Analysis, and Design of The Quasi-Average Current-Mode Control,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 10, No. 5, September 1995
[Idi06]
N. Idir, R. Bausière, J. J. Franchaud:
Active Gate Voltage Control of Turn-on di/dt and Turn-off dv/dt in Insulated Gate
Transistors,
IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 21, No. 4, July 2006
[Idi07]
N. Idir, J. J. Franchaud, R. Bausière:
Active Gate Voltage Control of Bidirectional Switches used in AC-AC Converters,
PESC 2007
[Inf08]
http://www.infineon.com:
Product Brief 1ED020I12-S,
Download vom 8.2.2008
[Inf09]
http://www.infineon.com:
Datasheet 1ED020I12-F,
Download vom 9.12.2009
8. Literatur
141
[Irf07]
http://www.irf.com:
Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs,
Application Note AN-944, International Rectifier, Download vom 19.09.2007
[Irf09]
http://www.irf.com:
Datasheet IR3721,
Download vom 31.8.2009
[Iso08]
http://www.isola.de
DURAVER®-E-Cu Qualität 104i ML,
Download vom 15.7.2008
[Jac93]
B. S. Jacobson:
High Frequency Resonant Gate Drive for a Power MOSFET,
Patent EP 0568279, erteilt 1993
[Jan96]
M. Jankovic, P. Ninkovic, Z. Janda:
A Novel Approach to Current-Mode Control of the Constant Frequency Power
Converters,
Proceedings of the IEEE International Symposium on Industrial Electronics,
ISIE 1996
[Joh98]
V. John, Bum-Seok Suh, T. A. Lipo:
High Performance Active Gate Drive for High Power IGBTs,
IAS 1998
[Jun02]
Y. S. Jung, M. J. Youn:
Sampling effect in continuous-time small-signal modelling of average-current mode
control,
IEE Proceedings - Electronic Power Applications, Vol. 149, No. 4, July 2002
[Kad91]
F. Kaderali:
Digitale Kommunikationstechnik I,
Vieweg Verlag, Braunschweig 1991, S.213
[Kli03]
R. Kliger:
Integrated transformer-coupled isolation,
Instrumentation & Measurement Magazine IEEE, Volume 6, Issue 1, March 2003
Page(s): 16 – 19
[Kor06]
R. Kories, H. Schmidt-Walter:
Taschenbuch der Elektrotechnik,
7. Auflage, Verlag Harri Deutsch, Frankfurt am Main 2006
[Lem08a]
http://www.lem.de:
Datasheet Current Transduzer LTS 15-NP,
Download vom 10.9.2008
[Lem08b]
http://www.lem.de:
Datasheet Minisens Current Transduzer FHS 40-P/SP600,
Download vom 2.9.2008
[Lop03]
T. Lopez, G. Sauerländer, T. Duerbaum, T. Tolle:
A Detailed Analysis of a Resonant Gate Diver for PWM Applications,
142
8. Literatur
APEC 2003
[Luo99]
S. Luo, Z. Ye, R.-L. Lin and F. C. Lee:
A Classification and Evaluation of Paralleling Methods for Power Supply Modules,
Power Electronics Specialists Conference, 1999, PESC 1999
[Lut02]
H. Lutz, W. Wendt,
Taschenbuch der Regelungstechnik,
4. Auflage, Verlag Harri Deutsch, Frankfurt am Main 2002, S. 79,80
[Ma94]
K. W. Ma, Y. S. Lee:
Technique for Sensing Inductor and dc Output Currents of PWM dc-dc Converter,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 9, No. 3, May 1994
[Mak91]
D. Maksimovic:
A MOS Gate Drive with Resonant Transitions,
PESC 1991, p. 527
[Maki95]
M. S. Makowski, D. Maksimovic:
Performance Limits of Switched-Capacitor DC-DC Converters,
26th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 95
[Mao05]
H. Mao, L. Yao, J. Liu and I. Batarseh:
Comparison Study of Inductors Current Sharing in Non-isolated and Isolated DC-DC
Converters with Interleaved Structures,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 18, No. 5, May 2003
[Max08]
http://www.maxim-ic.com:
Datasheet MAX1480A-MAX1490B,
Download vom 8.7.07
[Max08b]
http://www.maxim-ic.com:
Datasheet MAX8524/MAX8525,
Download vom 15.7.2008
[May93]
R. P. Mayer, J. R. Jeffries, G. F. Paulik:
The Two-Capacitor Problem Reconsidered,
IEEE Transactions On Education, Vol. 36, No. 3, August 1993
[Mär05]
M. März, E. Schimanek, S. Zeltner:
Induktives Koppelelement und Verfahren zur Herstellung desselben,
Patent: DE 10 2004 026 052
[Mos03]
J. T. Mossoba and P. T. Krein:
Design and Control of Sensorless Current Mode dc-dc Converters,
18th IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2003
[Mue03]
M. Münzer, W. Ademmer, B. Strzalkowski, K. T. Kaschani:
Coreless transformer a new technology for half bridge driver IC´s,
PCIM Europe 2003, Nuremberg 2003, Germany
[Ngo92]
K. D. T. Ngo, R. Webster:
Steady-State Analysis & Design of a Switched-Capacitor DC-DC Converter,
23th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 92
8. Literatur
143
[Nic98]
U. Nicolai, T. Reimann, J. Petzoldt, J. Lutz:
Applikationshandbuch IGBT- und MOSFET- Leistungsmodule,
Verlag ISLE, 1998
[Nin97]
P. Ninkovic, M. Jankovic
Analysis of the Tuned-Average Current-Mode Control of the Constant Frequency
DC/DC Converters,
Proceedings of the Power Conversion Conference, PCON 1997
[Nüh98]
D. Nührmann,
Das Große Werkbuch Elektronik,
Band 2, Franzis Verlag, Poing 1998, S. 1153
[Nve08a]
http://www.nve.com:
Application Bulletin AB-7, GMR in Isolation,
Download vom 8.2.2008
[Nve08b]
http://www.nve.com:
Datasheet IL710,
Download vom 8.2.2008
[Pan05]
Z. Pan, F. Zhang, F. Z. Peng:
Power Losses and Efficiency Analysis of Multilevel DC-DC Converters,
20th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 05
[Paw08]
S. Pawel, J. Thalheim:
Getting into Shape, High frequency gate drive module features ultra-flat design,
Bodo´s Power, November 08, ISSN: 1863-5598
[Paw08b]
S. Pawel, J. Thalheim, O. Garcia, M. Reckhard:
Prime(PACK) Time for SCALE-2,
Bodo´s Power, April 08, ISSN: 1863-5598
[Paw09]
S. Pawel, W. Ademmer:
Gate Drivers for High Performance and Low Cost,
Power electronics Europe, Issue 4 2009, ISSN: 1748-3530
[Pfe07]
W. Pfeiffer:
Isolationskoordination in Niederspannungsbetriebsmitteln,
VDE Verlag, 2. aktualisierte Auflage, Berlin 2007
[Red85]
R. Redl, N. O. Sokal:
Current-Mode Control, Five Different Types, Used With The Three Basic Classes
Of Power Converters: Small-Signal AC And Large-Signal DC Characterization,
Stability Requirements, And Implementation Of Practical Circuits
Power Electronics Specialists Conference, 1985, PESC 1985
[Rue04]
H. Rüedi, J. Thalheim:
IGBT Drivers - Design for Quality,
PCIM Europe 2004, Nuremberg 2004, Germany
[Sag04]
S. Saggini, M. Ghioni:
An Innovative Digital Control Architecture for Low-Voltage, High-Current DC-DC
Converters With Tight Voltage Regulation,
144
8. Literatur
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 19, No. 1, January 2004
[Sch89]
R. Schwarz:
Übertragungstechnik I, Netzwerk- und Systemtherorie
Skriptum zur Verlesung an der Fachhochschule Nürnberg, Nürnberg 1989
[Scm07]
H. C. Schwarzmann:
Entwicklung eines piezoelektrischen Transformators zur Versorgung von MOS/IGBT
High Side Schaltern,
Diplomarbeit am Lehrstuhl für Elektronische Bauelemente der FAU Erlangen, 2007
[Sem07]
http://www.semikron.com:
Datasheet SKM600GB066D,
Download vom 19.09.2007
[Sem08a]
hhtp://www.semikron.com:
Datasheet SKHI 21/22,
Download vom 8.2.2008
[Sem08b]
hhtp://www.semikron.com:
Datasheet Skyper 32 R,
Download vom 8.2.2008
[She07]
M. Shen, F. Z. Peng, L. M. Tolbert:
Multi-Level DC/DC Power Conversion System with Multiple DC Sources,
38th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 07,
[Stei91]
R. L. Steigerwald:
Lossless Gate Driver Circuit for a High Frequency Converter,
US 5010261, erteilt 1991
[Str04]
J. T. Strydom, M. A. de Rooij, J. D. van Wyk:
A Comparison of Fundamental Gate-Driver Topologies for High Frequency Applications,
APEC 2004
[Tan99]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
Coreless Printed Circuit Board (PCB) Transformers with Multiple Secondary Windings
for Complementary Gate Drive Circuits,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 14, No. 3, May 1999
[Tan00a]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
Coreless Planar Printed-Circuit-Board (PCB) Transformers - A Fundamental Concept for
Signal and Energy Transfer,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 15, No. 4, May 2000
[Tan00b]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
Characterization of Coreless Printed Circuit Board (PCB) Transformers,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 15, No. 6, May 2000
[Tan01a]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
A Low-Profile Low-Power Converter with Coreless PCB Isolation Transformer,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 16, No. 3, May 2001
[Tan01b]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
8. Literatur
145
A Low-Profile Power Converter Using Printed-Circuit Board (PCB) Power Transformer
with Ferrite Polymer Composite,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 16, No. 4, May 2001
[Tan02]
S. C. Tang, S. Y. Hui, H. Shu-Hung Chung:
Evaluation of the Shielding Effects on Printed-Circuit-Board Transformers Using Ferrite
Plates and Copper Sheets,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 17, No. 6, May 2002
[Tang93]
W. Tang, F. C. Lee, R. B. Ridley, I. Cohen:
Charge Control: Modeling, Analysis, and Design,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 8, No. 4, October 1993
[Tex08a]
http://www.ti.com:
Datasheet Iso7220,
Download vom 8.2.2008
[Tex08b]
http://www.ti.com:
Datasheet TCP02 Series,
Download vom 8.7.07
[Tex08c]
K. Gingerich and C. Sterzik:
The ISO72x Family of High-Speed Digital Isolators,
Texas Instruments Application Report SLLA198, January 2006
[Tol05a]
T. G. Tolle, T. Dürbaum, G. Sauerländer, T. Lopez:
High Frequency Control of a Semiconductor Switch,
Patent WO 2005/013487, erteilt 2005
[Tol05b]
T. G. Tolle, T. Dürbaum, G. Sauerländer, T. Lopez:
High Frequency Control of a Semiconductor Switch,
Patent WO 2005/025065, erteilt 2005
[Trac08a]
http://www.traco-power.com:
Datasheet TSH Series,
Download vom 24.11.07
[Trac08b]
http://www.traco-power.com:
Datasheet TEL Series,
Download vom 18.11.07
[Trac08c]
http://www.traco-power.com:
Datasheet THI 2M Series,
Download vom 7.6.09
[Tse94]
C. K. Tse, S. C. Wong, M. H. L. Chow:
The Simplest Lossless Switched- Capacitor AC/DC Converter,
25th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 94
[Tse95]
C. K. Tse, S. C. Wong, M. H. L. Chow:
On Lossless Switched-Capacitor Power Converters,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 10, No. 3, May 1995
[Unb94]
R. Unbehauen:
Grundlagen der Elektrotechnik 1,
146
8. Literatur
Springer-Verlag, 1994
[Vas06]
D. Vasic, F. Costa, E. Sarraute:
Piezoelectric Transformer for Integrated MOSFET and IGBT Gate Driver,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 21, No. 1, January 2006
[Vol04]
A. Volke, M. Hornkamp, B. Strzalkowski:
IGBT/MOSFET Applications based on Coreless Transformer Driver IC 2ED020I12-F,
PCIM Europe 2004, Nuremberg 2004, Germany
[Wei87]
A. von Weiss, M. Krause:
Allgemeine Elektrotechnik,
10. Auflage, Vieweg Verlag, Braunschweig 1987, S. 312 ff
[Win09]
T. Winkelmann:
Untersuchungen zur Stromerfassung in Hoch-Tiefsetzstellern mittels Spulenwiderstand,
Diplomarbeit am Lehrstuhl für Elektronische Bauelemente der FAU Erlangen, 2009
[Zel03]
S. Zeltner, M. Billmann, M. März, E. Schimanek:
A Compact IGBT Driver for High Temperature Applications,
PCIM Europe 2003, Nuremberg 2003, Germany
[Zel04]
S. Zeltner, M. Billmann, M. März:
An Isolating IGBT Halfbridge Driver with Embedded Magnetics,
PCIM Europe 2004, Nuremberg 2004, Germany
[Zel08]
S. Zeltner:
High Efficiency Isolated Half-Bridge Gate Driver with PCB Integrated Transformer,
CIPS 2008 – 5th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Nuremberg 2006, Germany
[Zel10]
S. Zeltner:
Insulating IGBT Driver with PCB integrated capacitive coupling elements,
CIPS 2010 – 6th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Nuremberg 2010, Germany
[Zha02]
R. S. Zhang:
High-Frequency Resonant Gate Driver Circuit For MOS-Gated Power Switches,
Patent US 6441673, erteilt 2002
[Zhg08]
F. Zhang, L. Du, F. Z. Peng, Z. Qian:
A New Design Method for High-Power High-Efficiency Switched-Capacitor DC–DC
Converters,
IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 23, No. 2, March 2008
[Zhu96]
G. Zhu, A. Ioinovici:
Switched-Capacitor Power Supplies: DC Voltage Ratio, Efficiency, Ripple, Regulation,
1996 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, ISCAS 96
Anhang: A. Herleitungen
147
Anhang
A. Herleitungen
A1. zu Gl. (3.8)
Im Folgenden wird eine Herleitung zur Berechnung von Gl. (3.8) beschrieben.
In den Abschnitten 1, 2 und 4 gilt für die Spannung UR(t):
U R (t ) = ∆U R ,m ⋅ e − t /τ n ,
(A.1)
wobei ∆UR,m der Spannung am Widerstand R am Beginn des Abschnitts n entspricht. Für
die Zeitdauer zum Erreichen des Endes m+1 eines Abschnittes n gilt:
 ∆U R ,m +1 
,
∆t n = −τ n ln

∆
U
R
,
m


(A.2)
wobei ∆UR,m+1 der Spannung am Widerstand R am Ende des Abschnitts n entspricht. Mit
Gl. (A.1) folgt für das Integral des Quadrates von UR(t) in der Zeit von t gleich null bis t
gleich ∆tn:
∆t n
∫U
2
R
(t ) = ∆U R2 , m
τn
0
2
(1 − e
− 2 ∆t n / τ n
).
(A.3)
Setz man Gl. (A.2) in Gl. (A.3) so folgt:
∆t n
∫U
2
R
(t ) =
0
τn
(∆U
2
2
R,m
)
− ∆U R2 ,m +1 .
(A.4)
Mit
∆t n = t m +1 − t m ,
(A.5)
folgt schließlich:
t m+1
∫U
tm
was zu zeigen war.
2
R
(t ) =
τn
(∆U
2
2
R ,m
)
− ∆U R2 ,m +1 ,
(A.6)
148
Anhang
A2. zu den Gln. (5.9a,b) und (5.9c)
Mit den von Dixon angegebenen Kleinsignal-Übertragungsfunktionen (vom Eingang des
PWM-Modulators zum Ausgang der Strommessung) für einen Tief- bzw. Hochsetzsteller
gemäß [Dix90]:
ui ,mess
Gbuck ,boost (s ) =
ui , soll
=
Rmess ⋅ U HV 1
⋅ ,
U rampe ⋅ TS s
(A.7)
wobei für die Amplitude Urampe (hier adaptiv) der künstlich erzeugten Rampe gilt:
U LV
⋅ TS ⋅ α ⋅ Rmess ⋅ GR ,
(A.8a)
L
U − U LV
(A.8b)
U rampe,boost = HV
⋅ TS ⋅ α ⋅ Rmess ⋅ GR ,
L
folgt mit der Bedingung nach Gl. (5.6) (d.h. α = 1) und einer PCMC-Reglerstruktur (d.h. GR
U rampe,buck =
= 1) für die Übertragungsfunktion Gbuck des offenen Regelkreises im Tiefsetzbetrieb:
Gbuck , adaptiv (s ) =
U HV
1
1
⋅
=
,
U LV TS ⋅ s D ⋅ TS ⋅ s
(A.9a)
bzw. für die Übertragungsfunktion Gboost des offenen Regelkreises im Hochsetzbetrieb:
Gboost ,adaptiv (s ) =
U HV
1
1
⋅
=
.
(U HV − U LV ) TS ⋅ s (1 − D ) ⋅ TS ⋅ s
(A.9b)
Die Durchtrittsfrequenz kann hiermit nach Übergang zur Frequenzgangfunktion und anschließendes Gleichsetzen des Betrages gleich 1 gemäß:
1
= 1,
D ⋅ TS ⋅ jω
(A.10a)
1
= 1,
(1 − D ) ⋅ TS ⋅ jω
(A.10b)
ermittelt werden. Dies entspricht den Ergebnissen nach Dixon.
Wird die Amplitude Urampe der künstlich erzeugten Rampe hingegen auf den maximal
notwendigen Kompensationswert ausgelegt (gemäß Abb. 5.11 bzw. Abb. 5.17), d.h.:
U LV = U LV ,max = U HV ,max ,
(A.11a)
U HV − U LV = U HV ,max − U LV ,min = U HV ,max ,
(A.11b)
so folgt mit den Gln. (A.8a,b) und den Gln. (A.9a,b), dass sowohl im Tiefsetz- als auch im
Hochsetzbetrieb gilt:
Gbuck ,boost ,konst (s ) =
U HV
1
.
⋅
U HV ,max TS ⋅ s
(A.12)
Anhang: A. Herleitungen
149
Somit gilt mit den obigen Ausführungen zur Durchtrittsfrequenz:
f c ,min =
U HV f S
.
U HV max 2π
(A.13)
Da UHV nicht größer als UHV,max werden kann beträgt jetzt die maximale Durchtrittsfrequenz
ca. fS/6. Wird demzufolge die Stromerfassung so ausgelegt, dass diese einem Tiefpassfilter
1. Ordnung mit einer 3-dB-Grenzfrequenz gleich der maximalen Durchtrittsfrequenz fc,min
entspricht, so beträgt die minimale Phasenreserve 45°, da die Phasenverschiebung aufgrund der integrierenden Wirkung der Spule -90° beträgt und zusätzlich -45° aufgrund
der tiefpassgefilterten Stromerfassung hinzukommen (siehe auch Anhang: B.2) – was zu
zeigen war.
150
Anhang
B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
B1. Simulationen im Zeitbereich
In Ergänzung zu den in Kapitel 5.2 angegebenen Simulationen für Sollwertsprünge im
kritischen Betriebspunkt um D gleich 0,95 für den Tiefsetzstellerbetrieb bzw. 1-D gleich
0,05 für den Hochsetzstellerbetrieb, sind im folgenden auch Sollwertsprünge (zu höheren
als auch zu niedrigeren Werten) für die Betriebspunkte D gleich 0,05; 0,5; 0,95 dargestellt.
HV1
A12 G11
TON1
boost-buck
MYSW
D
S11
A11
D11
L1
LV1
50µ
A13 G12
MYSW
D12
R11
IL1
V=V(isoll)+(V(LV))*0.2*1*(V(D))+V(dI)/2
IL1m1
IL1m
16k
V=abs(I(L1))
S12
D
B10
B11
C11
0.01n ic=0
V=V(IL1m1)
A15
PRE
high
TS
D
Q
CLK
CLR
Q
Isoll1
sum
B12
TON1
ramp1
B13
A14
B14
V=V(ramp)*(V(LV))*0.2*1
V=V(IL1m)+V(ramp1)
Abb. A-1: oben: Hoch- Tiefsetzsteller mit idealer Stromerfassung (Bandbreite 1 MHz),
unten: PCMC mit adaptiver Kompensationsrampe (α = 1) und Korrektur des Sollwertes
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
151
Die Abb. A-1 bis A-4 zeigen noch einmal die Schaltungen zur Simulation und zusätzlich
zeigt Abb. A-5 die Elemente zur Erzeugung der Versorgungs- und Steuerspannungen.
Abbildung A-1 zeigt eine Schaltung zur Umsetzung des klassischen PCMC-Verfahrens
mit adaptiver Einstellung der Kompensationsrampe (in Abb. A-1 für den Tiefsetzstellerbetrieb) mit Kompensationsfaktor α gleich 1 und einer praktisch idealen Stromerfassung.
Zusätzlich erfolgt eine Korrektur des Sollwertes so, dass die Sollwertvorgabe dem Mittelwert des Stromes durch die Spule L1 entspricht.
Abbildung A-2 zeigt einen identischen Hoch- Tiefsetzsteller mit einer bandbreitenbegrenzten Stromerfassung (100 kHz) und eine Schaltung zur Umsetzung des AVG-CMC
Verfahrens mit Reglereinstellungen nach Dixon.
HV2
A22 G21
TON2
boost-buck
MYSW
D
S21
A21
D21
L2
LV2
50µ
A23 G22
MYSW
D22
R21
IL2
D
V=abs(I(L2))
S22
IL2m1
IL2m
16k
B20
B21
C21
0.1n ic=0
V=V(IL2m1)
V=-V(isoll)+V(IL2m)
A25
PRE
R22
R23
10k
10k
B22
TS
1n ic=0
R24
E20
high
C22
Q
CLK
CLR
Q
TON2
OP1
B23
1.6k
C23
1000k
D
1p
ramp2
ramp2
A24
B24
V=V(ramp)*400*0.2*1
V=IF(V(OP1)>80,80,IF(V(OP1)<0,0,V(OP1)))
Abb. A-2: oben: Hoch- Tiefsetzsteller mit schneller Stromerfassung (Bandbreite 100 kHz),
unten: AVG-CMC mit Reglereinstellungen nach Dixon
152
Anhang
Abbildung A-3 zeigt einen identischen Hoch- Tiefsetzsteller mit einer bandbreitenbegrenzten Stromerfassung (25 kHz) und eine Schaltung zur Umsetzung des LBW-CMC
Verfahrens mit einem Stromsensor dessen Bandbreite nur ein Viertel der Schaltfrequenz
beträgt.
HV3
A32 G31
TON3
boost-buck
MYSW
S31
A31
D31
D
L3
LV3
50µ
A33 G32
MYSW
D32
R31
IL3
V=V(isoll)+400*0.2*1*(V(D))-V(IL3m)
IL3m1
IL3m
16k
V=abs(I(L3))
S32
D
B30
B31
C31
0.4n ic=0
V=V(IL3m1)
A35
PRE
high
TS
D
Q
CLK
CLR
Q
Isoll3
sum3
B32
B33
TON3
ramp3
A34
B34
V=V(ramp)*(400)*0.2*1
V=V(ramp3)
Abb. A-3: oben: Hoch- Tiefsetzsteller mit Stromerfassung geringer Bandbreite (25 kHz),
unten: LBW-CMC mit konstanter Kompensationsrampe (α = 1) und Korrektur des Sollwertes
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
153
Abbildung A-4 zeigt einen identischen Hoch- Tiefsetzsteller mit einer bandbreitenbegrenzten Stromerfassung (50 kHz) und eine Schaltung zur Umsetzung des TRIAM-CMC
Verfahrens mit einem Stromsensor dessen Bandbreite der halben Schaltfrequenz entspricht. Aufgrund des dreiecksförmigen Verlaufs der Spannung am Pulsweitenmodulator
ist hier ein äquivalenter Kompensationsfaktor von 0,5 erforderlich um einen, mit den anderen Verfahren vergleichbaren Spannungshub, zu erzielen.
HV4
A42 G41
TON4
boost-buck
MYSW
S41
A41
D41
D
L4
LV3
50µ
MYSW
A43 G42
D42
IL4
B40
Isoll4
sum4
B41
C41
V=V(IL4m1)
A46
PRE
D
Q
CLK
CLR
Q
A45
B42
IL4m
0.2n ic=0
A44
V=V(isoll)+400*0.2*0.5*(V(D))
IL4m1
16k
V=abs(I(L4))
S42
D
R41
B43
TON4
ramp4
B44
V=V(IL4m)+V(ramp4) V=V(dramp)*400*0.2*0.5
Abb. A-4: oben: Hoch- Tiefsetzsteller mit Stromerfassung geringer Bandbreite (50 kHz), unten:
TRIAM-CMC mit konstanter Kompensationsrampe (α = 0,5) und Korrektur des Sollwertes
154
Anhang
Abbildung A-5 zeigt die notwendige Zusatzbeschaltung für die Schaltungen gemäß den
Abb. A-1 bis A-4. Mit B45 wird das Tastverhältnis D für den Tiefsetzstellerbetrieb bzw. 1D für den Hochsetzstellerbetrieb berechnet. Mit B1 wird die Stromwelligkeit ∆I gemäß Gl.
R400
ramp
V5
LV2
1m
R101
HV1
LV1
1m
200
V7
V40
B45
dI
LV
V=(V(HV)-V(LV))*V(LV)*0.2/V(HV)
HV2
1m
R100
Buck: x V(D)
Boost: x (1-V(D))
D
LV3
1m
R201
V=V(LV)/V(HV)
HV3
1m
R200
dramp
1m
R301
PULSE(0 1 0 4.99u 4.99u 0.02u 10u)
LV4
1m
R300
1m
V6
400
V4
R401
HV4
HV
TS
Isoll
V3
PULSE(0 1 0 9.98u 0.01u 0.01u 10u)
V2
PULSE(0 5 0 10n 10n 5u 10u)
5
V1
0
PWL(100u 15 101u 40 300u 40 301u 10)
high
boost-buck
(5.11) berechnet.
B1
.tran 400u uic
.model MYSW SW(Ron=100m Roff=1Meg Vt=3 Vh=-1)
Abb. A-5: Zusatzbeschaltung zur Simulation der verschiedenen Stromregelverfahren (Versorgungsspannungen, Sollwertvorgaben, Rampenerzeugung, Hilfsgrößen)
Abbildung A-5 können folgende Informationen entnommen werden:
Schaltfrequenz fS:
100 kHz
Spannung auf der Hochvoltseite:
400 V
Spannung auf der Niedervoltseite: 200 V
Betriebsmode:
Tiefsetzstellerbetrieb
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
155
Tiefsetzstellerbetrieb
Ein Vergleich der Abbildungen A-6 bis A-11 zeigt, dass bei Sollwertsprüngen der zu regelnde Phasenstrom unter Verwendung des LBW-CMC Verfahren ein nur sehr geringes
Über- bzw. Unterschwingen aufweist. Die Eingangsspannung beträgt im Tiefsetzbetrieb
stets 400 V.
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-6: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,05; 400 V 20 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-7: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,05; 400 V 20 V)
156
Anhang
Die Simulationen gemäß den Abb. A-6 und A-7 wurden mit einer konstanten Ausgangsspannung von 20 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,05) durchgeführt.
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-8: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,5; 400 V 200 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-9: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,5; 400 V 200 V)
Die Simulationen gemäß den Abb. A-8 und A-9 wurden mit einer konstanten Ausgangsspannung von 200 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,5) durchgeführt.
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
157
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-10: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,95; 400 V380 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-11: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Tiefsetzstellerbetrieb (D=0,95; 400 V 380 V)
Die Simulationen gemäß den Abb. A-10 und A-11 wurden mit einer konstanten Ausgangsspannung von 380 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,95) durchgeführt.
158
Anhang
Hochsetzstellerbetrieb
Ein Vergleich der Abbildungen A-12 bis A-17 zeigt, dass bei Sollwertsprüngen der zu regelnde Phasenstrom unter Verwendung des LBW-CMC Verfahren ein nur sehr geringes
Über- bzw. Unterschwingen aufweist. Die Ausgangsspannung beträgt im Hochsetzbetrieb stets 400 V.
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-12: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Hochsetzbetrieb (D=0,05; 380 V 400 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-13: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Hochsetzbetrieb (D=0,05; 380 V 400 V)
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
159
Die Simulationen gemäß den Abb. A-12 und A-13 wurden mit einer konstanten Eingangsspannung von 380 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,05) durchgeführt.
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-14: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Hochsetzstellerbetrieb (D=0,5; 200 V 400 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-15: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Hochsetzstellerbetrieb (D=0,5; 200 V 400 V)
Die Simulationen gemäß den Abb. A-14 und A-15 wurden mit einer konstanten Eingangsspannung von 200 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,5) durchgeführt.
160
Anhang
60
55
50
45
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
PCMC mit idealer Strommessung
15
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
10
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
5
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-16: Sollwertsprung von 20 A auf 40 A im Hochsetzstellerbetrieb (D=0,95; 20 V 400 V)
60
PCMC mit idealer Strommessung
55
AVG-CMC mit 100 kHz bandbegrenzter Strommessung
50
LBW-CMC mit 25 kHz bandbegrenzter Strommessung
45
TRIAM-CMC mit 50 kHz bandbegrenzter Strommessung
Phasenstrom (A)
40
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Zeit (µs)
90
100
110
120
130
140
150
Abb. A-17: Sollwertsprung von 40 A auf 20 A im Hochsetzstellerbetrieb (D=0,95; 20 V 400 V)
Die Simulationen gemäß den Abb. A-16 und A-17 wurden mit einer konstanten Eingangsspannung von 20 V entsprechend dem Tastverhältnis (D = 0,95) durchgeführt.
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
161
B2. Simulationen im Frequenzbereich
In Abb. A-18 ist ein Modell (LTspice) zur Darstellung des Bode-Diagramms der Kleinsignalübertragungsfunktion Gbuck,boost,konst. (gemäß Gl. A.12) gezeigt. Hierbei gelten folgende
Parameter:
Schaltfrequenz:
fS
= 100 kHz
3-dB-Grenzfrequnz der Stromerfassung:
fg,min
= 25 kHz
Spannung auf der HV-Seite:
maximal, d.h. UHV = UHV,max
Abb. A-18: Modell der Kleinsignalübertragungsfunktion Gbuck,boost,konst. (offene Regelschleife)
In Abb. A-19 ist das zugehörige Bode-Diagramm dargestellt.
40
G buck,boost,konst.
G (dB)
20
0
ohne Filter für
Stromerfassung
-20
mit Filter für
Stromerfassung
-20
-20
ϕ (°)
-90
-100
-110
-120
-130
-140
-150
-160
-170
100
1k
10k
f (Hz)
100k
-180
1000k
Abb. A-19: Bode-Diagramm der offenen Regelschleife (LBW-CMC)
162
Anhang
Es zeigt den Amplituden und Phasengang mit und ohne Tiefpassfilter zur Stromerfassung. Zusätzlich sind die Werte des Phasengangs bei den entsprechenden Durchtrittsfrequenzen eingezeichnet. Anhand des Bode-Diagramms kann verifiziert werden, dass die
Phasenreserve des modifizierten Stromregelverfahrens (LBW-CMC) ca. 60° beträgt, wenn
die Stromerfassung eine Tiefpassfiltercharakteristik 1. Ordnung mit einer 3-dB-Grenzfrequenz gleich einem Viertel der Schaltfrequenz besitzt.
B3. Verifizierung des linearen Kleinsignalmodells
Im Folgenden werden die Aussagen der Gln. (5.9a-c) mittels Simulation verifiziert.
Abb. A-20: Simulationsmodell für das LBW-CMC Verfahren
Hierzu erfolgt ein Vergleich des geschalteten Modells mit dem linearen Kleinsignalmodell
das auf der Übertragungsfunktion von Gl. (A-12) basiert. Das in Abb. A-20 gezeigte Simu-
Anhang: B. Simulationen zum modifizierten Stromregelverfahren
163
lationsmodell entspricht im Wesentlichen dem Modell gemäß Abb. A3 und A5. Die Parameter wurden jedoch so gewählt, dass das Modell durch einen mit Schutzkleinspannung
(< 60 VDC) betriebenen Hoch-Tiefsetzsteller und dessen spezifischen Übertragungsfaktoren
(z.B. für die Stromerfassung) verifiziert werden kann. Zudem ist das stark vereinfachte
lineare Ersatzmodell mit dargestellt. Die Abb. A-21 und A-22 zeigen das Simulationsergebnis anhand eines Sollwertsprungs im Tiefsetzbetrieb für UHV gleich 60 V bzw. UHV
gleich 40 V.
Strom-Sollwert
Strom-Istwert (Linear-Modell)
Strom-Istwert
Abb. A-21: Sollwertsprung (10 A 11 A) im Tiefsetzbetrieb bei UHV = UH,max = 60V
Strom-Sollwert
Strom-Istwert (Linear-Modell)
Strom-Istwert
Abb. A-22: Sollwertsprung (10 A 11 A) im Tiefsetzbetrieb bei UHV = UH,max = 40V
164
Anhang
Dargestellt sind die Sollwertvorgabe, der Phasenstrom durch L3 und der entsprechend
berechnete Phasenstromverlauf mittels des linearen Ersatzmodells. Abb. A-21 zeigt, dass
das lineare Kleinsignal-Ersatzmodel definitionsgemäß den Phasenstrom hinreichend genau im Falle kleiner Änderungen abbildet. Dies kann auch für andere Arbeitspunkte verifiziert werden, wie das Simulationsergebnis von Abb. A-22 zeigt. Die nicht exakte Übereinstimmung des Strommittelwertes mit dem Sollwert beruht darauf, dass das zur Korrektur verwendete Tastverhältnisses D unter der Annahme eines Wirkungsgrades von 1
berechnet wird (siehe auch Abb. A-6 bis A-17).
In der Arbeit von Beier konnten die hier gewonnen Ergebnisse zum LBW-CMC Verfahren
separiert weiter praktisch verifiziert werden [Bei10]. Beispielhaft sei hier die in Abb. A-23
gezeigte Messung im Tiefsetzbetrieb mit Lastwiderstand auf der Niedervoltseite genannt.
Sie zeigt das Sollwertvorgabe-Signal, die Spannung UHV und ULV sowie den Phasenstrom
IL.
Sollvorgabe für IL
IL = 2 A bzw. 8 A
IL = 2 A bzw. 8 A
UHV = 30 V
UHV = 30 V
ULV = 19…22 V
ULV = 20…23 V
Sollvorgabe für IL
Abb. A-23: LBW-CMC mit Korrektur des
Abb. A-24: Simulation gemäß den
Sollwertes bei UHV = 30 V
Bedingungen der Messung nach Abb. A-23
Mit einem an die Bedingungen der Messung nach Abb. A-23 näherungsweise angepassten
Simulationsmodell (Basis: Modell nach Abb. A-20) zeigt das in Abb. A-24 dargestellte Simulationsergebnis zunächst eine zufriedenstellende Übereinstimmung. Auffallend sind
dennoch ein vorhandener Offset-Fehler und eine deutlich höhere Schwingneigung des
Phasenstromes. Letzteres lässt vermuten, dass die zur Messung verwendete Schaltung
zusätzliche signalverzögernde Elemente besitzt, die in der Simulation nach Abb. A-24
nicht berücksichtigt sind. Die nach Abb. A-23 deutlich geringe Stromwelligkeit ist auf die
hier verwendete Mittelwertbildung zur Messung zurückzuführen.
Anhang: C. Verzeichnis der Symbole und Konstanten
165
C. Verzeichnis der verwendeten Symbole und Konstanten
In diesem Verzeichnis sind alle in Gleichungen verwendeten Symbole und Konstanten
aufgeführt. Diese sind kursiv dargestellt. Bauelementbezeichnungen in Simulationsschaltbildern, Schaltbildern oder Abbildungen sowie die Bezeichnung von Strömen, Spannungen usw. hierin, sind nicht gesondert aufgeführt.
Lateinische Symbole
Symbol
A
Beschreibung
Fläche des kapazitiven Koppelelements
Einheit
m²
Aind
Flächenbedarf für eine planare Spiralspule mit minimaler Leiterbreite und min. Abstand
mm²
Akap
Flächenbedarf für das kapazitive Koppelelement (entspricht zwei Plattenkondensatoren)
mm²
amin
minimale Leiterbreite und Abstand für eine spiralförmige planare Spule
mm
b
Windungsbreite einer planaren Spiralspule
mm
C
Kapazität des kapazitiven Koppelelements
F
Cäq
Äquivalente lineare Gatekapazität
F
CG
Gatekapazität (nicht linear)
F
Ciso
Koppelkapazität
F
CM
Element im Ersatzmodell zur Bestimmung des Spulenstromes
F
Cmax
max. Kapazität des kapaz. Koppelelements bei minimalem Plattenabstand
F
Cn
Gatekapazität im Abschnitt n der Gateladungskurve
F
C1, C2, C4
C12
Gatekapazität im Abschnitt 1, 2 und 4 einer Gateladungskurve;
Kapazität des AVG-CMC Reglers
Koppelkapazität des kapaz. Koppelelements (ESB)
F
F
F
C31
Bestandteile des Ausgangsfilters des kapazitiven Koppelelements
F
D
Dmax
Windungsdurchmesser einer planaren Spiralspule;
Tastverhältnis für Hoch-Tiefsetzsteller (ESB);
normierte Dämpfung eines schwingungsfähigen Systems 2. Ordnung
max. zulässiges Tastverhältnis bei resonanter Ansteuerung
mm
-
D1, D2
Tastverhältnisse für die Phasen 1 bzw. 2 in einem zweiphasigen Hoch-Tiefsetzsteller (ESB)
-
∆D
Tastverhältnisänderung bei Änderung der Pulsweite tEIN
-
dmin
minimale Prepreg-Dicke (Isolationsabstand) für leiterplattenintegrierte Koppelelemente
m
f
Frequenz allgemein
Hz
fc
Durchtrittsfrequenz der Amplitudenfunktion des offenen Regelkreises
Hz
fc,min
min. Durchtrittsfrequenz der Amplitudenfunktion des offenen Regelkreises
Hz
fc,max
max. Durchtrittsfrequenz der Amplitudenfunktion des offenen Regelkreises
Hz
fg
allg. 3-dB-Grenzfrequenz im ESB einer verlustbehafteten Spule
Hz
fg,ind
3-dB-Grenzfrequnz des induktiven Koppelelements
Hz
fg,kap
3-dB-Grenzfrequnz des kapazitiven Koppelelements
Hz
fg,ind/kap
3-dB-Grenzfrequnzen für die ind. bzw. kapaz. Koppelelemente
Hz
fg,ind,oben
obere 3-dB-Grenzfrequenz des induktiven Koppelelements
Hz
fg,ind,unten
untere 3-dB-Grenzfrequenz des induktiven Koppelelements
Hz
fg,HP
3-dB-Grenzfrequnez des kapaz. Koppelelements für den äquivalenten Hochpass (ESB)
Hz
fg,TP
3-dB-Grenzfrequenz des kapaz. Koppelelements für den äquivalenten Tiefpass (ESB)
Hz
fg,min
minimale 3-dB-Grenzfrequenz der Stromerfassung bei LBW-CMC
Hz
fS
Schaltfrequenz des zu steuernden Leistungsbauelements
Hz
GR
Reglerübertragungsfunktion z.B. für Average Current Mode Regler oder LBW-CMC
-
Gbuck,boost
Übertragungsfunktion des offenen Regelkreises (AVG-CMC) für Buck- und Boost-Mode
-
Gbuck,adaptiv
Übertragungsfunktion des offenen Regelkreises (PCMC-Struktur) Buck-Mode
-
166
Anhang
Gboost,adaptiv
Übertragungsfunktion des offenen Regelkreises (PCMC-Struktur) Boost-Mode
Gbuck,boost,konst.
Übertragungsfunktion des offenen Regelkreises (LBW-CMC) für Buck- und Boost-Mode
-
Iavg
Mittelwert des Spulenstromes in einem Hoch-Tiefsetzsteller
A
Iavg,max
kritischer Laststrom (Mittelwert) in einem Hoch-Tiefsetzsteller
A
Iges
Summenstrom eines zweiphasigen Hoch-Tiefsetzstellers auf der Niedervoltseite (ESB)
A
IL
Strom durch die Spule L
A
IL,eff
Effektivwert des Stromes durch die Spule L
A
IL,max
maximaler Spulenstrom bei resonanter Ansteuerung (entspricht I0)
A
IL,ν
Effektivwert der ν-ten Harmonischen des Stromes durch die Spule L
A
Imess
Messwert für Current Mode Regelung
A
Ipeak
Spitzenwert des Spulenstromes in einem Hoch-Tiefsetzsteller
A
IR1
Strom durch Serienersatzwiderstand im ESB zur Simulation der Spulenstromerfassung
A
Ireg
Stellwert des Current Mode Reglers (entspricht Eingang des Pulsweitenmodulators)
A
Isoll
Stromsollwertvorgabe für eine Current Mode Regelung
A
Isoll*,buck
korrigierte Stromsollwertvorgabe im Tiefsetzstellerbetrieb für ein PCMC Verfahren
A
Isoll*,boost
korrigierte Stromsollwertvorgabe im Hochsetzstellerbetrieb für ein PCMC Verfahren
A
Istör
Verschiebungsstrom
A
∆I
∆Ikomp
Differenz der Phasenströme bei einem zweiphasigen Hoch-Tiefsetzsteller (ESB);
Differenz von Maximal- und Minimalwert des Spulenstromes in einem Hoch-Tiefs.Steller;
Messfehler bei Verwendung eines Parallelmodells zur Spulenstromerfassung
Differenz von Endwert und Anfangswert der künstlichen Stromrampe
A
A
A
A
∆IL
Änderung des Stromes durch die Spule L bei Änderung der Pulsweite
A
∆Imax
max. Differenz von Max.- und Min.-Wert des Spulenstromes in einem Hoch-Tiefs.Steller
A
I0
Spitzenwert des Stromes (am Ende von Abschnitt 2) in der Spule L
A
k
Kopplungsfaktor für das induktive Koppelelement
-
L
Induktivität der Spule L bei resonanter Ansteuerung;
Hauptinduktivität des induktiven Koppelelements;
Induktivität einer planaren Spiralspule;
Induktivität der Spule eines Hoch-Tiefsetzstellers
maximale Induktivität einer planaren Spiralspule bei min. Leiterbreite und min. Abstand
H
H
nH
H
nH
Lmax
-
LM
para. Zuleitungsinduktivität zum Anschluss des Parallelmodells zur Spulenstromerfassung
H
L1 , L2
L1(f)
primarseitige bzw. sekundärseitige Induktivität des ind. Koppelelements bei Leerlauf;
Induktivitäten der Phasen 1 und 2 für einen zweiphasigen Hoch-Tiefsetzstellers
primärseitige frequenzabhängige Induktivität des Übertragers im Leerlauf (ESB)
H
H
H
mA
Steilheit der künstlichen Stromrampe für eine Average Current Mode Regelung
A s-1
mC
Steilheit der künstlichen Stromrampe für eine Peak Current Mode Regelung
A s-1
m2,max
Steilheit der abfallenden Stromflanke bei einem Hoch-Tiefsetzsteller
A s-1
n
nmax
Anzahl der Stufen bei stufenförmiger Ansteuerung
bzw. Anzahl der Windungen einer planaren Spiralspule
maximal mögliche Windungszahl bei min. Leiterbreite und min. Abstand
mm
P, P(f)
Wirkleistung allg.; frequenzabhängige Ausgangsleistung des Übertragers (ESB)
W
PAUS
Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung (prozessierte Leistung der Ansteuerleistung)
W
PBOT+15V
zu liefernde Ausgangsleistung für den unten liegenden Leistungsschalter
W
PEIN
Eingangsleistung der Ansteuerschaltung
W
PL,ges
Gesamtverlustleistung der Spule L
W
Pmax
Max. Ausgangsleistung des ind. bzw. kapaz. Koppelelements bei Belastung mit Ri,min
W
PR
PR,AUS
Ansteuerverlustleistung bei konventioneller Ansteuerung;
Verlustleistung in einem ohmschen Widerstand allg.
Ansteuerverlustleistung bei konventioneller Ansteuerung beim Ausschalten
W
W
W
PR,AUS,5…8
Ansteuerverlustleistung bei konv. Ansteuerung beim Ausschalten in den Abschnitten 5 bis 8
W
PR,EIN
Ansteuerverlustleistung bei konventioneller Ansteuerung beim Einschalten
W
PR,EIN,1…4
Ansteuerverlustleistung bei konv. Ansteuerung beim Einschalten in den Abschnitten 1 bis 4
W
Anhang: C. Verzeichnis der Symbole und Konstanten
167
PR,EIN,Rampe
Ansteuerverlustleistung bei rampenförmiger Ansteuerung beim Einschalten
PR,n
Ansteuerverlustleistung bei n-stufiger Ansteuerung beim Einschalten bzw. Ausschalten
W
PR,Rampe
Ansteuerverlustleistung bei rampenförmiger Ansteuerung
W
PR,res
Ansteuerverlustleistung bei resonanter Ansteuerung
W
PR,Stufe
Ansteuerverlustleistung bei n-stufiger Ansteuerung
W
PR1, PR2
primär- bzw. sekundärseitige Verluste im Übertrager ESB
W
PR2,R6,res
Ansteuerverlustleistung bei resonanter Ansteuerung in den Abschnitten 2 bzw. 6
W
PR3,R5,res
Ansteuerverlustleistung bei resonanter Ansteuerung in den Abschnitten 3 bzw. 5
W
PV
Verlustleistung der Ansteuerschaltung
W
p
Verhältnis der Ausgangsspg. (Leerlauf/Kurzschluss) des ind. bzw. kapaz. Koppelelements
-
Q
Kreisgüte bei wechselstromerzwungener Anregung
-
W
QG
Gesamtgateladung
As
QM
Gateladung des Millerplateaus
As
∆Qn
Gateladungsänderung im Abschnitt n der Gateladungskurve
As
Qtrans
Güte der Ansteuerschaltung
-
∆Q1, ∆Q2, ∆Q4
Gateladungsänderung im Abschnitt 1, 2 und 4 der Gateladungskurve
As
Q0 … Q4
Gateladung im Zustand 0 … 4 der Gateladungskurve
As
R
Widerstand bzw. Lastwiderstand allgemein
Ω
RDC
Serienwiderstand einer Spule bei Gleichstrommessung
Ω
RDS1…3
Drain-Source Ein-Widerstand der Mosfets 1…3 der Vollbrückenschaltung
Ω
RG
Gatevorwiderstand
Ω
RG,Stufe
Gatevorwiderstand bei stufenförmiger Ansteuerung
Ω
RG2,3,5,6
Ersatz-Gatevorwiderstand bei resonanter Ansteuerung für die Abschnitte 2, 3, 5 und 6
Ω
Ri
Innenwiderstand der Spannungsquelle U0; Innenwiderstand einer Batterie;
Element im Ersatzmodell zur Bestimmung des Spulenstromes
maximaler Wert des Innenwiderstandes Ri
Ω
Ω
Ri,max
Ω
RK
Ersatzwiderstand zur Berücksichtigung der Kernverluste einer Spule L
Ω
RL
Ersatzwiderstand für die in der Spule L entstehenden Verluste, bzw. Serienwiderstand
Ω
RM
Element im Ersatzmodell zur Bestimmung des Spulenstromes
Ω
Rmin
minimaler Lastwiderstand des induktiven bzw. kapazitiven Koppelelements
Ω
RR
Gatevorwiderstand bei rampenförmiger Ansteuerung
Ω
RS,ν
Serienwiderstand einer verlustbehafteten Spule bei der ν-ten Harmonischen
Ω
R1
Serienersatzwiderstand im ESB zur Simulation der Spulenstromerfassung
Ω
R1,2
Ersatzwiderstände für die Leitendverluste in einem Hoch-Tiefsetzsteller (ESB)
Ω
R1(f), R2(f)
frequenzabhängiger primär- bzw. sekundärseitiger Widerstand im Übertrager ESB
Ω
R12
Bestandteil des Ausgangsfilters für das kapazitive Koppelelement
Ω
R0,1,2
Elemente für einen Average Current Mode Regler
Ω
TS
Periodendauer des zu steuernden Leistungsbauelements
s
TS,min
minimal zulässige Periodendauer am Ausgang der Ansteuerschaltung
s
T0
Periodendauer der ungedämpften Schwingung
s
t
kontinuierliche Zeit
s
tAUS
Ausschaltdauer des zu steuernden LB (resonant: Abschnitt 6 bis Ende Abschnitt 2; stufenförmig: UC=0)
minimal zulässige Ausschaltdauer am Ausgang der Ansteuerschaltung
s
tAUS,min
tEIN
s
tEIN,max
Einsschaltdauer des zu steuernden LB (resonant: Anfang Abschnitt 3 bis Ende Abschnitt 5;
stufenförmig: UC>0);
Pulsweite
maximal zulässige Einschaltdauer am Ausgang der Ansteuerschaltung
s
tm
Zeitpunkt am Anfang eines Abschnittes (Gatespannungsverlauf)
s
tm+1
Zeitpunkt am Ende eines Abschnittes (Gatespannungsverlauf)
s
tM,EIN
Zeitdauer zum Durchlaufen des Millerplateaus beim Einschalten
s
s
s
168
Anhang
tM,AUS
Zeitdauer zum Durchlaufen des Millerplateaus beim Ausschalten
s
tNACH
Rücksetzdauer zum Rückspeisen der in der Spule L gespeicherten Energie
s
tVOR
Vorladedauer zur Speicherung von Energie in der Spule L
s
∆t
Zeitdauer für Einschaltvorgang bzw. Ausschaltvorgang bei konventioneller Ansteuerung
und bei stufenförmiger Ansteuerung
Zeitdauer der Spannungsrampe bei rampenförmiger Ansteuerung
s
s
Zeitdauer zum Aufladen der Gatekapazität auf den stationären Endwert;
Änderung der Pulsweite tEIN
Zeitdauer zum Entladen der Gatekapazität auf den stationären Endwert null
s
s
s
Spannung allg., Ausgangsspannung im ESB des Übertragers
Ausschaltspannung (Ausgang Ansteuerschaltung)
Quellenspannung einer idealen Batterie (ideale Spannungsquelle)
Versorgungsspannung zur Ansteuerung des unten liegenden Leistungsschalters in einer HB
Spannung an der äquivalenten Gatekapazität Cäq
Messspannung am Parallelmodell zur Bestimmung des Spulenstromes
Messspannung am Parallelmodell zur Bestimmung des Spulenstromes
Spannung an der äquivalenten Gatekapazität Cäq am Ende der Zeitdauer ∆tR
Einschaltspannung (Ausgang Ansteuerschaltung)
Gatespannung (am Leistungsbauelement)
Spannung auf der Hochvoltseite eines Hoch-Tiefsetzstellers
maximale Spannung auf der Hochvoltseite eines Hoch-Tiefsetzstellers
Gatespannung am Ende von Abschnitt 1;
Spannung an einer verlustbehafteten Spule L
Spannung auf der Niedervoltseite eines Hoch-Tiefsetzstellers
maximale Spannung auf der Niedervoltseite eines Hoch-Tiefsetzstellers
Millerplateauspannung
Spannung über Gatevorwiderstand
Spannung am Serienersatzwiderstand einer Spule L
Ausgangsspannung des induktiven Koppelelements
Ausgangsspannung des kapazitiven Koppelelements
Ausgangsspannung des kapazitiven Koppelelements (ESB)
Eingangsspannung des kapazitiven Koppelelements (ESB)
Spannungswert der künstlich erzeugten Rampe zur Kompensation der Stromsteilheit
Spannungswert der künstlich erzeugten Rampe im Buck-Mode
Spannungswert der künstlich erzeugten Rampe im Boost-Mode
Störspannung
Gatespannungsänderung im Abschnitt n der Gateladungskurve
Spannung am Gatevorwiderstand am Beginn eines Abschnitts
Spannung am Gatevorwiderstand am Ende eines Abschnitts
Spannungshub bei bipolarer Ansteuerung (Ausgang Ansteuerschaltung)
Spannungshub in den Abschnitten 1, 2 und 4 der Gateladungskurve
Spannungshub bei unipolarer Ansteuerung (Ausgang Ansteuerschaltung), bzw. ideale Spannungsquelle allg.; frequenzabhängige ideale Wechselspannungsquelle
frequenzabhängige Eingangsspannung des verlustfreien Übertragers (ESB)
frequenzabhängige Ausgangsspannung des verlustfreien Übertragers (ESB)
Kleinsignalspannung zur Erfassung des Phasenstroms
Kleinsignalspannung zur Sollwertvorgabe des Phasenstroms
von der Ansteuerschaltung prozessierte Energie
in der äquivalenten Gatekapazität Cäq gespeicherte Energie
maximale in der äquivalenten Gatekapazität Cäq gespeicherte Energie
Verlustenergie der Ansteuerleitung
Betrag des Gesamtwiderstandes (Übertrager ESB mit Last R)
primärseitige Eingangsimpedanz des Übertragers bei sekundärseitigem Leerlauf
sekundärseitige Eingangsimpedanz des Übertragers bei primärseitigem Leerlauf
primärseitige Eingangsimpedanz des Übertragers bei sekundärseitigem Kurzschluss
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
∆tR
∆tEIN
∆tAUS
U
UAUS
UBatt
UBOT+15V
UC
UCM
UCM1,2
UC,R
UEIN
UG
UHV
UHV,max
UL
ULV
ULV,max
UM
UR
URL
UR,ind
UR,kap
UR12
UR34
Urampe
Urampe,buck
Urampe,boost
Ustör
∆Un
∆UR,m
∆UR,m+1
∆U0
∆U1,2,4
U0, U0(f)
U1(f)
U2(f)
ui,mess
ui,soll
WAUS
WC
WC,max
WV
Z
Z1,2o
Z2,1o
Z1,2k
V
V
V
V
J
J
J
J
Ω
Ω
Ω
Ω
Anhang: C. Verzeichnis der Symbole und Konstanten
169
Griechische Symbole
Symbol
Beschreibung
Kompensationsfaktor zur Beschreibung der Steilheit der künstlichen Stromrampe
Einheit
-
α
δ
εr
Dämpfungsexponent
s-1
Dielektrizitätszahl für das kapazitive Koppelelement
-
η
Wirkungsgrad, bzw. Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung bei konventioneller Ansteuerung
-
ηn-Stufe
Wirkungsgrad bei n-stufiger Ansteuerung
-
ηRampe
Wirkungsgrad bei rampenförmiger Ansteuerung
-
ηres
Wirkungsgrad bei resonanter Ansteuerung
-
ϕ
Phasenverschiebungswinkel
rad
σ, σ (f)
Streufaktor für das induktive Koppelelement, frequenzabhängiger Streufaktor
-
ν
τ
τR
Bezeichnung zur Zählung der Harmonischen für eine Fourieranalyse
-
Zeitkonstante bei konventioneller Ansteuerung
s
Zeitkonstante bei rampenförmiger Ansteuerung
s
τ 1,2,3
Zeitkonstanten für einen zweiphasigen Hoch-Tiefsetzsteller (ESB)
s
τ 2,6
Zeitkonstanten für die Abschnitte 2 und 6 bei resonanter Ansteuerung
s
ω
Kreisfrequenz
Hz
ωe
gedämpfte Eigenfrequenz
Hz
ω0
Eigenfrequenz
Hz
Darstellung von Funktionen und besondere Variablen, Einheiten, Operatoren
Symbol
A, B, C, D, E, F, G, H
Beschreibung
Abkürzungen für Funktionen des Übertrager ESBs
||
Betrag
d/dt
Differential
e
Exponentialfunktion
Im
Imaginärteil einer komplexen Variablen
Re
Realteil einer komplexen Variablen
s
Laplace Variable
j
imaginäre Einheit

Parallelschaltung von Widerständen
Konstanten
Symbol
ε0
Beschreibung
Dielektrizitätskonstante
Wert
8,85 10-12
Einheit
F m-1
π
Kreiszahl
3,14
rad
170
Anhang
D. Abkürzungsverzeichnis
ASIC
AC-Analyse
AD-Umsetzer
ASK
AVG-CMC
CAN
CCM
CMC
CTI
DA-Wandler
dB
DC/DC-Wandler
DC/AC-Wandler
DCM
ESB
FFT
FPC
FR4
FSK
IC
IGBT
IPM
LBW-CMC
LCD
LTspice
MOSFET
PCM
PCMC
PFC-Stufe
PI-Regler
Pspice
PWM
SC
SC-DC/DC
SO
SOI
SMD
TEM
TRIAM
TRIAM-CMC
VRM
WAG
(application specific integrated circuit), anwenderspezifisches IC
(alternating current), Kleinsignalanalyse
Analog Digital Umsetzer
(amplitude shift keying), Amplitudenumtastung
(average current mode control), Mittelwertstromregelung
(controller area network), asynchrones serielles Feldbussystem
(continuous conduction mode), kontinuierlich leitender Betrieb
(current mode control), Stromregelverfahren
(comparative tracking index), Wert zur Beurteilung der Kriechstromfestigkeit
Digital Analog Umsetzer
Dezibel
(direct/direct current), Gleichspannungswandler
(direct/alternating current), Umrichter
(discontinuous conduction mode), nicht kontinuierlich leitender Betrieb
Ersatzschaltbild
(fast fourier transform), schnelle Fouriertransformation
(ferrite polymer composite), mit Ferritmaterial gefüllter Kunststoff
Bezeichnung für Leiterplattenmaterial (Glasfasergewebe mit Epoxidharz)
(frequency shift keying), Frequenzumtastung
(integrated circuit), integrierter Schaltkreis
(insulated gate bipolar transistor), Bipolartransistor mit iso. Gate Elektrode
(intelligent power modul), Leistungsmodul mit erweiterter Funktionalität
(low bandwidth current mode control), Stromregelverfahren mit geringen
Anforderungen an die Bandbreite der Stromerfassung
(liquid crystal display), Flüssigkristallbildschirm
Spice basierter Simulator der Firma Linear Technology
(metal oxide semiconductor field-effect transistor)
(puls code modulation)
(peak current mode control), Spitzenwertstromregelung
(power factor correction), Einheit zur Blindleistungskompensation
Proportional-Integral Regler
Spice (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) basierter
Simulator der Firma Microsim
Pulsweitenmodulation
(switched capacitor), geschalteter Kondensator
(switched capacitor DC/DC), Gleichspannungswandler auf Basis geschalteter
Kondensatoren
(small outline), Bezeichnung für ein oberflächenmontierbares Gehäuse
(silicon on insulator), bestimmte Herstellungstechnologie für Halbleiter
(surface mounted device), oberflächenmontierbares Bauelement
(trailing edge modulation), Modulation der fallenden Flanke (PWM)
(triangular modulation), PWM-Verfahren mit dreiecksförmigen Signalverlauf zur Modulation der steigenden und fallenden Flanke
(current mode control with triangular modulation)
(voltage regulator module), Spannungsreglermodul für Prozessoren
Wasseranlagerungsgruppe
Anhang: E. Stichwortverzeichnis
171
E. Stichwortverzeichnis
A
Energieübertragung……....41-44, 48-49, 52, 54, 56, 63, 135
Abgleichbedingung ………………………………….97, 100
Amplitudenspektrum……………………………………..56
Ansteuerleistung………………..…..4, 12, 41, 112, 117, 133
bei konventioneller Ansteuerung……...…….13
bei rampenförmiger Ansteuerung……...……32
bei resonanter Ansteuerung……….................21
bei stufenförmiger Ansteuerung…………......29
Ansteuerschaltung
aktive……………………………………………35
resonante ………………...17, 35, 68, 93, 102, 113
stufenweise………………………...29, 35, 39,134
systemintegrierte……….…1, 11-12, 91, 104, 122
typische, konventionelle……….....21, 25, 37,133
verlustarme………………..4, 12-13, 17, 102, 133
Average Current Mode Control……...79, 85, 135, 151, 170
Ausgangsimpedanz…………………………..17-20, 65, 135
Ausregelzeit………………………………………………..89
Eingangsstrom………………………………………....60, 62
Ersatzschaltbild……..49, 70, 72, 74-75, 96,97, 112, 133, 162
Erregung……………………………………………………60
rampenförmige………………………...30, 32, 39
sprungförmige……………………………..30, 39
Erwärmung………………………………………….117, 118
F
Feuchtegrad………………………………………………..47
FFT……………………………………………………118, 170
FPC…………………………………………...70, 73, 109, 170
FR4………………………………..45, 47-48, 54, 69, 134, 170
Flächenbedarf………………....……..49, 54-55, 58, 103, 134
G
B
Bandpass………………………………………………..58-59
Bauvolumen…………...2, 11-12, 42-45, 68, 78, 96, 103, 133
bidirektional…………………………………………5-6, 126
bipolare Gateansteuerung………………………………..13
Bootstrap………………………………………………….…7
Burstgenerator………………………………………………9
Gateansteuerung………..….…13, 29, 39, 102-103, 113, 134
Gatekapazität…….13-14, 18-19, 22, 29, 33, 36, 39, 114-115,
120, 133-136
Gateladung……………………………………13-14, 16, 133
Gateladungskurve……………………………………..14, 16
Gateumladung………………………………………………6
Gatevorwiderstand……………………………13, 17, 22, 25
galvanisch isoliert…....10, 42, 67, 80, 102-105, 109, 135-137
C
Gerätegehäuse…………………………………………..8, 10
CCM……………………………………………….88, 92, 170
Gleichtaktstörung………………………...8, 42, 55, 108, 131
CTI……………………………………………………..48, 170
Güte……………………………………………………..25-28
D
H
Datenkoppler……………………………...…8, 10-11, 41, 44
Halbbrücke………..5, 7, 10, 12, 17, 68, 74, 93, 102, 104, 135
Datenübertragung…………………………..4, 6, 41-43, 133
Hoch-Tiefsetzsteller..............74, 85-87, 92-93, 135, 137, 163
dämpfungsfrei………………………………………..20, 115
Hochvolt-IC………………………………………………....7
DC/AC-Wandler……………………………………….5, 170
DC/DC-Wandler.............1, 3-6, 11-12, 37, 44, 68, 73, 80, 90,
133, 170
DCM…………………………………………………...89, 170
Degradation………………………………………………..45
Dekodierung………………………………...60, 64, 106, 137
Dirac-Stoß…………………………………………………..36
Durchschlagsfestigkeit………………..……………….45-48
E
I
Ideale Spannungsquelle…………………..3, 36, 74, 83, 132
IGBT……………...………………1, 5, 12, 13, 16, 68, 75, 170
Impedanzanalysator………………………70, 105, 118, 120
Impulsübertrager…………………………………...…42, 63
Induktivitätsbelag…………………………………………11
integrierte Stromregelung…...4, 12, 102, 104, 124, 133-137
IPM…………………………………………………….11, 170
Isolator………………………………………………….45, 46
Eigenfrequenz……………………………………………...23
Isolationsbarriere…………………………………………6-8
Energiespeicher…………………………………...2-3, 25-26
Isolationsfähigkeit……………….…4, 6, 12, 42-45, 133-134
Energiespeichereffizienz………………………………….37
Isolationsmaterial……………………………………...45, 47
Energiespeicherwirkungsgrad………………………...…28
Isolationsspannung……………………………………43, 45
Energierückspeiseeffizienz……………………………….37
172
Anhang
K
O
Kanalkodierung……………………………………………64
Offsetspannung………………….…..125-126, 130, 137, 164
kernlos………………………………………….48, 57, 70, 73
Optokoppler……………………………………………41-43
Kernmaterial…….........................................................57, 101
Kernsättigung………………………………...6, 78, 101, 136
P
Klemmfunktion……………………………………………19
Parallelmodel…………………………………………..96, 98
Koppelelement…..…4, 6-8, 41-44, 47, 50, 52-63, 65-67, 109
parasitäre Schwingung…………………………..60, 63, 115
Koppelkapazität…………...7-11, 43-45, 58, 65-68, 105-106,
Peak Current Mode Control............12, 79-84, 86-87, 89-90,
109-110, 133, 136
135, 148, 150-151, 170
Kommutierungszelle……………………………………...19
PI-Regler……………………………………….81, 85-86, 170
Kompensationsfaktor………………………82, 86, 151, 153
Piezo………………………………………………………...41
Korrekturwert……………………………..84-85, 89-92, 135
Phasenstromaufteilung…………………………………...78
Kriechstrecke………………………………………...…47-48
Phasenstromdifferenz…………………………………….75
Phasenstromregelung..............12, 74, 78, 102, 130, 135, 137
L
Phasenstromsymmetrierung……………………………..75
Lagenaufbau……………………………………………….69
Plattenkondensator…………………….53, 54, 105-106, 110
Laststrom……………………….4, 12, 90, 102, 133, 136-138
Predictive Current Mode Control………………………..80
Lastunabhängigkeit…………………………………....51-52
Prepreg…………………………………………………48, 54
Leistungsbauelement…………………….11, 45, 69, 78, 107
Prototypenschaltung………………...102-104, 127, 136-137
Leistungsdichte………………………………2-4, 43-45, 133
Proximity-Effekt……………………………….....69, 93, 118
Leistungselektronik……………………………………....1-2
prozessierte Energie……………………………………….26
Leistungshalbleiter……………………...4-5, 10, 12, 64, 122
prozessierte Leistung………………………...26, 37-38, 134
Leistungsmodul………………1, 3, 11, 68, 74, 127, 137, 170
Pulsweitenmodulator…………...6, 79, 91-94, 148, 153, 170
Leistungsschalter……......1, 3, 6, 8, 10, 12-13, 19-21, 35, 80,
82, 93, 104, 112, 129, 133, 136
R
Leiterplatte…………..…4, 45, 48, 54, 69, 103, 106, 109, 134
Rampengenerator……………………......81-87, 94, 126-127
leiterplattenintegriert……...45, 47-49, 53-55, 57, 63, 67, 69,
reaktives Bauelement…………………………….36-38, 134
73, 102-103, 105, 109, 134-136
Resonanzelement……………………………………...17, 20
Leitungskodierung……………………………….65-65, 135
Rückspeisung…………………………………………..20, 21
Low Bandwidth Current Mode Control 79, 83, 87-91, 94,
101, 132-136, 152, 158, 161, 163-164, 170
Luftfeuchte……………………………………………..46, 48
S
Schaltinformation……………………………………….6, 64
Schaltungsträger…………………………………………...74
M
Schwebung…………………………………………………80
Manchester Leistungskode………………………….64, 135
Skin-Effekt………………………………………...69, 93, 118
Masseschleife……………………………………………...7-8
SOI………………………………………………………7, 170
Mechatronik……………………………………………..…11
Sollwertsprung…………………………...….88-89, 155-163
mehrphasig……………………...3-5, 11-12, 78, 80, 133, 135
Spannungsquellencharakteristik……………………...3, 18
Messaufbau………………..107-108, 122, 124, 127-128, 130
Sperrspannung……………………………………….1, 7, 12
Millerladung……………………………………………….14
Sprungantwort…………………………………………….36
Millerplateau………………………………..….14-15, 17, 69
Steuereinheit………………………………....1, 6, 10-11, 133
Modulation
Störempfindlichkeit……………………………………….64
ASK………………………………………...64, 170
Störfestigkeit………………....4, 8, 11-12, 43, 45, 58, 60, 133
FSK…………………………………………64, 170
Störspannungsänderung……………………….8-9, 11, 133
Phasen……………………………………..67, 170
Störstrom…………………………………………...….8-9, 11
PCM………………………………………..64, 170
Störstrompfad……………………………………………….8
MOSFET…………………………………1, 5, 12, 13, 75, 170
Spiralwindung…………………………………………53, 67
Streuinduktivität………………………………………59, 60
N
Stromquelle……………………..14, 17-18, 78, 102, 110, 137
nicht linear……………………………………………..14, 33
Stromrampe…………………………………………....81, 94
Stromregelschleife………………………..……6, 11, 83, 101
Anhang: E. Stichwortverzeichnis
173
Stromsensor………....1, 3, 6, 11, 74, 80, 81-83, 135, 152-153
Stromsteilheit………………………………………………93
Stufenanzahl……………………………………...32, 33, 134
Substrat………………………………………………………3
switched capacitor…………………………………...39, 170
Synchrongleichrichter…...19, 21-22, 114, 117-118, 136-137
systemintegriert…………………..1, 4, 11-12, 104, 124, 133
T
TEM……………………………………………………93, 170
Temperatur……..…12, 42-46, 75, 78, 80, 100-101, 118, 120,
133, 135
Temperaturänderung………………………..………75, 100
Thermographie…………………………………………...118
Trägerfrequenz………………………………………...64, 66
Trägerrückgewinnung……………...……………….64, 133
Triangular Modulated CMC……………….87-91, 153, 170
U
Umrichter………………………………...…………….2, 170
unipolare Gateansteuerung…………………………..13, 30
Überschwingweite…………………………………….83, 89
Überspannung…………………………………………19, 35
Übertragungsfrequenz……………….50-51, 56-57, 73, 124
Übertragungsfunktion……66, 70-73, 81, 126, 148, 161-162
Übertragungsverfahren………………………….64, 67, 105
V
Verlustleistung………………….13-17, 24, 29, 33-35, 37, 39
Verschiebungsstrom…………………………………….….8
Verschmutzungsgrad…………………………………47, 48
Verzögerung……….21, 56-57, 63-65, 80, 82-83, 93-94, 107,
126, 130, 136
Vollbrücke……………………………………...114, 117, 137
Vorladephase……………………………….17-18, 20-22, 93
W
Wasseranlagerungsgruppe………………………….47, 170
Z
Zeitkonstante….….22-23, 27, 31-32, 34, 37-39, 75, 101, 134
Zustandsänderung………………………………………...36
Zwei-Kondensatorenproblem……………………………36
174
175
Lebenslauf
Persönliche Daten:
Name:
Stefan Rudolf Zeltner
Geburtsdatum/-ort:
2.4.1969, Erlangen
Staatsangehörigkeit:
deutsch
Familienstand:
verheiratet, zwei Kinder
Schule, Ausbildung, Studium:
1975-1979
Grundschule, Erlangen
1979-1981
Hauptschule, Erlangen
1981-1985
Realschule, Erlangen
1985-1989
Ausbildung zum Feingeräteelektroniker
1989-1990
Fachoberschule, Erlangen
1990-1994
Studium der Elektrotechnik/Nachrichtentechnik
an der Georg-Simon-Ohm-Fachhochschule, Nürnberg
1996-2001
Studium der Elektrotechnik/allg. Elektrotechnik
an der Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
Abschlüsse
Juli
1985
Mittlere Reife
Juli
1987
Abschlussprüfung zum Nachrichtengerätemechaniker
Feb.
1989
Abschlussprüfung zum Feingeräteelektroniker
Juni
1990
Fachhochschulreife
April
1994
Abschlussprüfung im Studiengang Nachrichtentechnik
Dez.
2000
Abschlussprüfung im Studiengang allg. Elektrotechnik
Berufstätigkeit
März 89 - August 89
Diehl: Feingeräteelektroniker im Entwicklungsbereich
Juni 94 - März 95
Firmen Schmitt/Siemens: Dipl. Ing. (FH) im Entwicklungsbereich
April 95 - April 96
GSO Nürnberg: Arbeitsgruppe Behinderten und Rehatechnik
Mai 01 - Jan. 07
FhG IISB: Dipl. Ing. in der Abt. Leistungselektronische Systeme
Feb. 07 - heute
FhG IISB: Leiter der Gruppe Advanced Circuit Engineering
Ehrungen:
April 1989
Ausscheidungswettbewerb für den Internationalen Berufswettbewerb im Beruf Industrieelektroniker, Ehrenurkunde der
IHK-Nürnberg
Juli 1994
1. Preis der ausgezeichneten Diplomarbeiten im Studienjahr 93/94,
Urkunde des Fachbereichs Nachrichten- und Feinwerktechnik der
GSO Nürnberg
Juli 2005
Georg-Waeber-Innovationspreis 2005 des Förderkreises für die
Mikroelektronik e.V.
176
Wissenschaftliche Veröffentlichungen
[Zel03]
S. Zeltner, M. Billmann, M. März, E. Schimanek:
A Compact IGBT Driver for High Temperature Applications,
PCIM Europe 2003, Nuremberg 2003, Germany
[Zel04]
S. Zeltner, M. Billmann, M. März:
An Isolating IGBT Halfbridge Driver with Embedded Magnetics,
PCIM Europe 2004, Nuremberg 2004, Germany
[Eck06]
B. Eckardt, A. Hofmann, S. Zeltner, M. Maerz:
Automotive Powertrain DC/DC Converter with 25 kW/dm³ by using SiC Diodes,
CIPS 2006 – 4th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Naples 2006, Italy
[Zel08]
S. Zeltner:
High Efficiency Isolated Half-Bridge Gate Driver with PCB Integrated Transformer,
CIPS 2008 – 5th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Nuremberg 2008, Germany
[Zel10]
S. Zeltner:
Insulating IGBT Driver with PCB integrated capacitive coupling elements,
CIPS 2010 – 6th International Conference on Integrated Power Electronics Systems,
Nuremberg 2010, Germany
177
Danksagung
Mein besonderer Dank gilt Herrn Professor Dr. Heiner Ryssel für die Überlassung des
Themas und für die Möglichkeit, die Arbeiten am Fraunhofer Institut für Integrierte Systeme und Bauelementetechnologien durchführen zu können. Außerdem danke ich Herrn
Professor Dr. Leo Lorenz für die Erstellung des Zweitgutachtens. Ferner möchte ich mich
bei Herrn Dr. Martin März für die Hinweise aus seinem reichhaltigen Erfahrungsschatz
auf dem Gebiet der Leistungselektronik bedanken. Ebenso gebührt mein Dank Herrn Professor Dr. Lothar Frey, der mir mit Anregungen zur Seite stand.
Ganz herzlich danke ich auch meiner Familie für die Zeit, die sie mir in den letzten Jahren
für diese Arbeit zur Verfügung gestellt hat.
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