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Ein Konverter für das 70MHz Band mit großem
Dynamikbereich und geringem Seitenbandrauschen.
Günter Fred Mandel, DL4ZAO
Angeregt durch eine Forumdiskussion zum Konzept eines VLF Konverters, entstand die Idee, einen
einfachen und kompakten Konverter mit geringem Phasenrauschen und gutem Großsignalverhalten
zu entwerfen, der das 70 MHz Band in das 10m Band umsetzt und als RX-Modul für einen modular
aufgebauten Transverter dienen kann.
Zielvorgaben - Konzept
Der Konverter soll auf einer doppelseitigen Leiterplatte realisiert werden, von den Abmessungen her
passend für ein 111mm x 74 mm Schubert Weißblechgehäuse. Die obere Leiterplattenebene wird als
durchgehende Massefläche ausgeführt. Phasenrauschen und Dynamik sollen ausreichend sein, um
die Eigenschaften eines guten Empfängers als Nachsetzer ohne merkliche Einschränkungen
ausnutzen zu können. Das Signal des rauscharmen Lokal Oszillators wird gesplittet und
herausgeführt , damit zusammen mit einem später zu entwickelnden Modul mit Sendemischer und
QRP Endstufe ein vollwertiger Transverter zusammengesetzt werden kann.
Kosten/Aufwand und Leistungsdaten sollen in einem vernünftigen Verhältnis zueinander stehen. Es
werden handelsübliche Komponenten verwendet. Das Frontend bis zum Mischer wird in SMD
Bauweise realisiert, ansonsten werden bedrahtete Bauelemente verwendet. Der Abgleichaufwand
soll minimal sein, um einen einfachen Nachbau zu gewährleisten.
Um gutes Großsignaleigenschaften bei niedriger Rauschzahl zu erhalten, ist eine Gilbert Zelle
(SA602/612) oder ein Dual Gate Fet als Mischer , wie man es in vielen Konverter-Bauvorschlägen
findet nicht ausreichend. Es wird ein Diodenringmischer für 7dBm oder alternativ 17dBm LO Leistung
bevorzugt. Angepasst an das Umgebungsrauschen auf den Frequenzen um 70 MHz erscheint eine
Rauschzahl von <4 dB absolut ausreichend. Der Kompromiss zwischen guter Empfindlichkeit bei
gleichzeitig hoher Linearität wird durch eine Vorverstärkerstufe mit einem hochaussteuerbaren
rauscharmen CATV Transistor erreicht.
Daten:
Empfangsbereich: 70 bis 72 MHz
Ausgangsfrequenz: 28 bis 30 MHz
NF <4db
Eingangs - IP3: >10dbm
Seitenbandrauschen < 140 dBc/Hz in 10 kHz Abstand
Schaltungsbeschreibung
Die Schaltung gliedert sich in die Funktionsblöcke:






Betriebsspannungsversorgung
Rauscharmer 28 MHz Quarzoszillator (LO) mit Treiberstufe
Linearer Eingangsverstärker mit Bandfilterselektion
Eingangstiefpass 5. Ordnung, Chebychev
Ringmischer
Post-Mixer Amplifier - Ausgang
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Betriebsspannungsversorgung
Als Spannungsregler für die 10V Betriebsspannung wird ein LM317 Spannungsregler im TO220
Gehäuse verwendet. Er soll geringes Rauschen verursachen, als ein 7810 Festspannungsregler. Zur
Versorgung der Quarzoszillatorstufe wird die Betriebsspannung nochmals über Transistor T4 gesiebt.
Diese „Denoise“ Schaltung ist im Grunde ein aktiver RC Tiefpass, dessen Siebwirkung durch die
Stromverstärkung des Transistors verbessert wird. Die Dioden D1 dient als Verpolungsschutz und D2
schützt den Spannuingsregler gegen reverse Spannungen. Für den ordungsgemäßen Betrieb ist eine
DC Versorgungsspannung von 13V erfoderlich.
42 MHz Oberton-Quarzoszillator (LO) mit Treiberstufe
Für Grundwellenquarze findet man häufig die Colpitts-Oszillatorschaltung mit dem Transistor als
Emitterfolger mit geerdetem Kollektor. Sie ist unempfindlich in der Dimensionierung und zuverlässig.
Allerdings schwingt ein Colpitts Oszillator nicht sicher auf dem vorgesehenen Oberton. Der Oszillator
kann kann dazu mit dem Parallelschwingkreis L3/C15 für Obertonbetrieb abgewandelt werden. Man
kennt diese Schaltung als Clapp-Guriet Oszillator .
Der Oszillatortransistor T3 schwingt mit dem 42 MHz Quarz auf dem 5. Oberton in Serienresonanz. Die
Resonanzfrequenz des Schwingkreises L3/C15 soll zwischen dem nächstniedrigeren Oberton und dem
gewünschten 5. Oberton liegen. Es wird eine passende Festinduktivät aus der Normreihe verwendet.
Mit dem Trimmer C18 kann der Quarz auf seine Sollfrequenz gezogen werden.
Für niedriges Phasenrauschen soll man Transistoren mit hoher Gleichstromverstärkung, niedrigem
Basisbahnwiderstand und nicht zu hoher Transitfrequenz verwenden. Weil das Phasenrauschen im
Frequenzabstand von wenigen Hz bis einigen kHz um den Träger liegt, ist der niederfrequente Bereich
des Transistorrauschens wesentlich, daher sind auch rauscharme NF Transistoren wie BC550 gut
geeignet. Hier wird ein einfacher BF199 (T3) eingesetzt, der zuverlässig schwingt und wenig zu
parasitären Schwingungen neigt, wie dies bei HF-Transistoren mit Transitfrequenzen im
Gigaherzbereich oft der Fall ist. Die FET Stufe mit T4 koppelt die Oszillatorfrequenz rückwirkungsarm
aus. Eine gegengekoppelte Treiber-Stufe T3 mit dem leistungsfähigen 2N5109 wird mit 50mA
betrieben und leistet +23 dBm LO Pegel im A-Betrieb.
Hinter dem Tiefpass wird ein Teil des LO Leistung zwischen Mischer und auf einen Ausgang für einen
Sendezweig (TRVTR) aufgeteilt. Dies geschieht über einen resistiven Leistungsteiler. Die
Widerstandswerte sind nach der Tabelle so zu dimensionieren, dass der für den gewählten Mischertyp
erforderliche Pegel sicher erreicht wird. Wenn an der LO Ausgangsbuchse keine 50 Ohm Last
angeschlossen ist, muss der Ausgang über die Steckbrücke K7 mit R31 (50) Ohm abgeschlossen
werden.
dB 1
Mischer
0,5
dB 2
LO Out
31
Rs Ohm
R29/ R27
1,44
Rt Ohm
R28
840
Ru Ohm
R31
51
1
45
0,28
4317
56
2
18.7
5.7
187
65
3
15
8.5
111
78
4
12.3
11.3
72
98
5
9.8
14
45
142
6
6.5
16,6
19.2
1026
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Eingangsverstärker mit Bandfilter
Als Frontend vor dem Mischer wurde eine hochaussteuerbare Verstärkerstufe mit einem BFG135A
CATV Transistor von Infineon gewählt. Die Schaltung geht auf einen Vorschlag von YU1AW zurück, der
diesem Transistor hervorragende Linearität und Dynamik bescheinigt. Durch die hohe Verstärkung von
21dB bestimmt die Rauschzahl (NF = ca 2,5 dB) dieser Stufe maßgeblich die Gesamtrauschzahl des
Konverters. Das Frontend wird mit einem Strom von 60mA betrieben. Ein Netzwerk aus C3,L1 und C76
vor der Basis sorgt für Impedanz und Rauschanpassung.
Der Abgleich erfolgt durch Spreizen/Zusammendrücken der Spule L1. Auf die Verstärkerstufe folgt ein
kapazitiv Kopfpunkt-gekoppeltes Zweikreis Bandfilter zur Selektion und Spiegelfrequenzunterdrückung. Die niederohmige Ein- und Auskopplung erfolgt über kapazitive Spannungsteiler.
Zwischen Bandfilter und Mischeingang ist ein 3 dB Dämpfungsglied eingefügt, um dem Mischer
breitbandig eineZwangsanpassung von 6dB zu bieten. Bild 2 und 3 zeigen die Durchlasskurve des
Frontends von der Eingangsbuchse bis zum Mischer. Blau= Übertragung, rot=Reflexion.
Bild 2 – Frontend mit 70MHz Bandfilter, Weitabselektion 0 bis 200 MHz
Bild 3 –Frontend mit 70MHz Bandfilter Zoom, 60 bis 80 MHz
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Mischstufe
In der Mischstufe wird ein doppelt balancierter Dioden-Ringmischer eingesetzt. Mit einem +7dBm
Mischer ( IE 500, SBL-!, HPF505 oä) kann ein IIP3 von 18dBm erreicht werden, bei einem
Hochpegelmischer mit +17 dBm Oszillatorleistung kann sogar ein IP3 bis 28 dBm. Der Ringmischer
verlangt für optimalen Betrieb einen reflexionsarmen Abschluss seiner Ports. Für den LO Port wird das
durch die Dämpfung des LO-Leistungsteilers (Tabelle oben) erreicht. Zwischen dem Bandpass des
Frontends und dem Mischer sorgt ein 3dB Dämpfungsglied für Zwangsanpassung. Der 28 MHz IF Port
ist mit einem Post Mixer Verstärker abgeschlossen, der bis 250 MHz eine breitbandige 50 Ohm Last
darstellt.
Post-Mixer Amplifier
An den Post-Mixer Verstärker werden hauptsächlich drei Anforderungen gestellt:


reflexionsarmer Abschluss (50 Ohm) über den Frequenzbereich des Mischers.
Geringes Rauschen und intermodulationsarme Verstärkung zum Ausgleich der Dämpfung von
Mischer (-6dB) und Tiefpass (-1dB) zur Reduzierung der Gesamtrauschzahl.

Entkopplung des Mischers vom Konverter-Ausgangs mit möglichst geringer Rückwirkung.
Wenn der Mischerabschluss im Bereich 10 kHz bis 200 MHz breitbandig mit 50 Ohm abgeschlossen
werden kann, erübrigt sich ein Diplexer-Filter. Ein FET in Gate-Schaltung mit einer Steilheit von
gm=20mS hat eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm ( Z = 1/gm). Zwei parallel geschaltete J310 FETs
erreichen so 50 Ohm Eingangswiderstand. Die gepaaarten FET sind nach möglichst gleichem IDSS zu
selektieren. Mit dem Poti R20 wird der Strom auf 20 mA eingestellt. Die Rückwirkung eines FET in Gate
Schaltung sind minimal.
Die Drossel soll möglichst breitbandig sein. Dazu gibt es aus einer Patentschrift ein Wickelschema für
eine Breitbanddrossel auf einem Doppellochkern. Die Wicklung wird in drei in Serie geschaltete
Einzelwicklungen aufgeteilt und man erreicht dadurch eine hohe Induktivität bei gleichzeitig geringer
Wicklungskapazität. Eine Wicklung mit 2+6+2 Windungen CuL 0,25mm auf einem Doppellockern aus
FT43 Ferritmaterial. Für den 70 MHz Konverter ist an dieser Stelle auch eine handelsübliche 22µH
Festinduktivität mit möglichst geringer Kapazität ausreichend
Bild 4 – Wickelschema der Breitbanddrossel für den Post Mixer Verstärker
Damit der Verstärker die Mischerverluste ausgleichen kann, wird er für einen Verstärkungsfaktor von
7 dB dimensioniert. NKanal FET’s in Gateschaltung haben den Vorteil, sehr großsignalfest zu sein. Eine
Gegenkopplung ist nicht erforderlich. Aus diesem Grund besitzen FET’s in Gate-Schaltung hohe
Rückwärtsdämpfungen von bis zu 30dB. Bei einem Drainstrom von 20..25 mA stellt sich bei
Hochstrom-FET’s oder alternativ bei parallelgeschalteten FETs eine Vorwärtssteilheit von 20mS ein,
woraus ein Eingangswiderstand von 50 Ohm resultiert. FET’s in Gateschaltung sind außerdem sehr
stabil und neigen nicht zu parasitären Schwingungen. Ein Nachteil dieser Schaltungsvariante ist die
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geringe Leistungsverstärkung bei kleinen Ausgangswiderständen. Der FET muss also auf einen hohen
Lastwiderstand arbeiten. In dieser Schaltung wurde der Ausgangstiefpass als transformierendes PiGlied dimensioniert, wie man das von einer Röhrenendstufe her kennt. Das Pi-Filter transformiert
innerhalb einer Bandbreite von 5 MHz von 1kΩ auf die Impedanz des Ausgangs von 50 Ω. Die 1kΩ
Impedanz des Pi-Tiefpasses parallel zu dem Drainwiderstand R26 ergibt eine Lastimpedanz RLvon 500
Ohm. Mit dem Trimmer C27 wird auf die Eckfrequenz des Tiefpasses abgeglichen. Mit dem Poti R20
wird der Drainstrom der parallelgeschaltete FETs auf 20 mA eingestellt.
Bild 5 – Durchlasskurve, blau = Eingangsimpedanz, rot= Leistungs-Verstärkung
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Aufbau
Die doppelseitig kupferkaschierte Leiterplatte ist mit den Abmessungen 108 x 71 mm ausgelegt,
dass sie in ein Schubert Weißblechghäuse 111mm x 74 x 30 mm eingelötet werden kann. Bild xx zeigt
den Bestückungsplan. Ein Foto des Platinenobererseite mit den bedrahteten Bauelementen sieht man
auf Bild xx. Die Leiterbahnen und die SMD Teile befinden sich unten auf der Leiterbahnseite, die
bedrahteten Bauteile werden oben auf der durchgehenden Masseflache bestückt. SMD Widerstände
und Kondensatoren sind Gehäuseform 1206, die Pads auf dem Layout erlauben aber auch die
Verwendung von SMD 805.
Bild 5 – Bestückungsplan Draufsicht
Am einfachsten ist es, zuerst die SMD Teile des Vorverstärkers auf der Unterseite der Platine zu
bestücken, sowie – falls die Leiterplatte nicht vom Leiterplattenhersteller durchkontaktiert ist – wo
notwendig die Durchkontaktierungen vorbereiten (z.B. mit Hohlnieten) . Dann als Nächstes die flachen
bedrahteten Bauteilen. Zum Schluss die hohen Bauteile, wie Filterspulen, Spannungsregler und Quarz.
Es ist ratsam, die Drosseln L8 und L10, sowie den Mischer zu Testzwecken erst einmal nicht zu
bestücken. Über L8 geht die Stromversorgung des Vorverstärkers, über L10 die Versorgung des Post
Mixer Verstärkers. So besteht die Möglichkeit die Stufen nacheinander in Betrieb zu nehmen und
Fehler aufzudecken. An Pin 8 des Mischers kann mit Hilfe eines Netzwerktesters das 70Mhz Bandfilter
abgeglichen werden, gleichermaßen an Pin 1 der Tiefpass des Post-Mixer Verstärkers. Der Einbau des
Mischers erfolgt dann nach erfolgreichem Abgleich.
Beim Einbau der Transistoren ist auf kurze Anschlussdrähte zu achten. Es ist ratsam Transistor T5 mit
einem Kühlstern zu versehen. In ihm werden schließlich 0,5 W in Wärme umgesetzt. Transistor T2 wird
über die Leiterplattenfläche gekühlt.
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Wickeln der Spulen und Übertrager
Bauteil
L1
L5
L6
L11
L12
Tr1, Tr2
Funktion
Filterspule
Filterspule
Filterspule
Filterspule
Filterspule
Übertrager
Wert
100nH
220nH
220nH
190nH
1µH
Kern - Kennfarbe
Luftspule, Ø 5mm, L=7mm
Luftspule, Ø 5mm, L=10mm
Luftspule, Ø 5mm, L=10mm
Luftspule, Ø 5mm, L=10mm
Ringkern T37-6 gelb
Doppellochkern BN43-2402
Windungen
6
9
9
8
16
5+5 bifilar
Draht Ø mm
0,6
0,6
0,6
0,6
0,3….0,4
0,3
Tabelle 1 - Spulenwickeldaten
Filterspulen .
L1, L5, L6, L11, L12 sind Luftspulen aus 0,6 mm Kupferlackdraht. Der Draht wird dazu ohne Abstand
Windung an Windung um einen 5mm-Bohrer als Wickelkern gewickelt. An den Drahtenden wird der
Lack mit Schmirgel oder einer Klinge abgekratzt und die Drahtenden werden sorgfältig verzinnt. Es ist
ratsam, vor dem Einbau die Spulen mit einem Induktivitätsmessgerät auszumessen und durch
Aufdehnen der Wicklung den geforderten Induktivitätswert voreinzustellen.
Bild 6 – Filterspulen, Abgleich durch Aufspreizen der Wicklung
Wickeln der Ringkern-Spule:
Die Wicklung wird gleichmäßig so über den Ringkern verteilt, so dass zwischen Anfang und Ende der
Wicklung eine Lücke von etwa 30 Grad bleibt. Eine Ringkernspule kann in engen Grenzen durch
geringes Zusammenschieben der Wicklung etwas nachgeglichen werden.
Bild 7 – Beispiel Wickelschema – Ringkernspule
Wickeln der TLT-Übertrager
Kupferlackdraht 0,25 – 0,35mm verdrillen. Dann vier Windungen des bifilar verdrillten Drahtes auf den
Doppellochkern wie in Bild 7 wickeln. Verdrille das Ende von Draht „A“ mit dem Anfang von Draht „B“
wie gezeigt. Die richtige Verbindung kann vorher mit dem Ohmmeter geprüft werden. Die LackSeite 8
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Isolation der beiden Drahte mit feinem Schmirgel oder einer Klinge abkratzen, ohne dabei den Draht
zu verletzten. Zuletzt die Drähte sorgältig verzinnen.
Bild 8 – TLT-Übertrager
Anschlussbuchsen
Als Anschlussbuchsen sind SMA 90-Grad Buchsen für Platinenmontage vorgesehen. Diese Teile sind
von fernöstlichen Herstellern günstig in ausreichender Qualität über ebay zu beziehen. Alternativ
kann man anstatt der SMA Printbuchsen BNC-Buchsen in das Weißblechgehäuse einbauen und mit
den entsprechenden Leiterplattenpins verdrahten.
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Bild 9 – Prototyp Platine oben
Bild 10 – Prototyp Platine unten
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Abgleich und Inbetriebnahme
Hilsmittel für Aufbau, Abgleich und der Fehlersuche:
13,8V Labornetzgerät, möglichst mit einstellbarer Strombegrenzung
Digitalmultimeter
L-C Messgerät
Netzwerktester (NWA, VNWA)
Frequenzzähler
Ein einfacher Diodentastkopf oder ein Milliwattmeter.
Es empfiehlt sich, die Stufen LO, Vorverstärker und Post Mixer Verstärker nacheinander in Betrieb zu
nehmen und dabei die Stromaufnahme zu kontrollieren. Dazu eignet sich am besten ein
Labornetzgerät, das auf einen Ausgangsspannung von 13,8V eingestellt ist und dessen Ausgangsstrom
auf 150 mA begrenzt wird.
Um eine stufenweise Inbetriebnahme zu ermöglichen sollten die Drosseln L8 und L10 zu Beginn noch
nicht bestückt sein. Über L8 führt die Stromversorgung des Vorverstärkers, über L10 die Versorgung
des Post Mixer Verstärkers. So besteht die Möglichkeit durch Bestücken der Drosseln die Stufen
nacheinander in Betrieb zu nehmen und zu testen.
Stufenweise Inbetriebnahme:
Messen der Betriebsspannung von 10V am Ausgang von IC1
Stromaufnahme:
LO und Treiber: ca 80 mA
Vorverstärker: ca 60mA
Post Mixer Verstärker: ca 20mA
Gesamtstromaufnahme: ca 140 mA
Abgleich des Eingangsverstärkers:
Der Abgleich des 70MHz Bandfilters erfolgt mit einem Netzwerktester vor dem Bestücken des
Mischers. Der Ausgang des Netzwerktesters wird mit der Eingangsbuchse des Konverteres verbunden.
Der Messeingang des NWT wird mit einem Hilfskabel temporär mit Pad 8 des Mischeranschlusses
auf der Leiterplatte verbunden. L1 wird durch Spreizen/Zusammendrücken auf minimale Reflexion im
Bereich um 71 MHz abgeglichen. Etwas kniffeliger ist der Abgleich des scharfen Bandfilters. Auch hier
durch Spreizen/Zusammendrücken der Filterspulen L5 und L6 das Bandfilter auf die gewünschte
Durchlasskurve (Bilder 3 und 4) abgleichen.
Abgleich des Post Mixer Verstärkers:
Mit einem Digitalmultimeter die Spannung über R24 messen. Poti R20 so einstellen, dass über R24
eine Spannung von 1V abfällt. Das entspricht einem Strom von 20 mA.
Der Abgleich des Pi-Filters geschieht ebenfalls am besten mit einem Netzwerktester vor dem
Bestücken des Mischers. Der Ausgang des NWT wird mit temporär mit Pin 1 des Mischeranschlusses,
der Messeingang mit der Ausgangsbuchse des Konverters verbunden. Mit Trimmkondensator C35 auf
die geforderte Durchlasskurve (Bild5) abgleichen.
Der Abgleich des Pi-Filters ist unkritisch und kann auch bei bestücktem Mischer ohne die Hilfe eines
Netzwerktesters erfolgen, in dem man bei Antenne und Empfänger anschließt und C35 auf
maximales Ausgangssignal (Rauschen) abgleicht.
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Abgleich des LO:
Frequenzzähler an die LO Ausgangsbuchse anschließen und die Frequenz mit C18 auf den Sollwert von
42 MHz abgleichen. Zum Abgleich des Tiefpasses ein Wattmeter oder einen einfachen
Diodentastkopf an der LO-Ausgangsbuches anschließen und L11 durch Spreizen/Zusammendrücken
auf nominalen Ausgangspegel abgleichen. (Grenze zwischen Übergang und Sperrbereich des
Tiefpasses). Alle Pegel sind jeweils an einem 50Ω Abschluss zu bestimmen.
Hinweis: Der vom Hersteller für den Mischer spezifizierte nominale LO-Pegel gilt in einer 50 Ohm
Umgebung. Es ist der Pegel, wie er an einem 50 Ω Abschluss zu messen ist. Die tatsächliche Impedanz
am LO-Port eines Dioden-Ringmischers ist jedoch pegelabhängig und weicht erfahrungsgemäß
beträchtlich von 50Ω nach unten hin ab. Die Messung des Pegels mit einem hochohmigen DiodenSpitzenwertastkopf direkt am LO-Port des Mischers zeigt daher meist eine geringere Spannung an, als
wenn sie an einem 50Ω Abschluss gemessen würde.
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Ergänzende Informationen
HF-Diodentastkopf:
Ein unentbehrliches Hilfsmittel, wenn es um das Aufspüren und Messen von HF-Spannungen und
Leistungen geht, ist ein Diodentastkopf. Den kann man sich für wenig Geld selbst zusammenbauen, es
gibt ihn preiswert auch fertig bei der DL-QRP AG. Die Baumappe kann hier heruntergeladen werden:
HF/NF Diodentastkopf QRP AG.
Bild 11 - Ein einfacher HF-Tastkopf mit zwei BAT46 Dioden auf Lochrasterplatine
Selektieren von gepaarten FETs für den Post Mixer Verstärken nach gleichem IDSS
Um einen 50 Ohm Eingangswiderstand zu erhalten müssen die gepaarten FET ein IDSS (Strom bei
Ugate = 0V) zwischen 30 und 60 mA aufweisen. Die gewählten JFETs vom Typ J310 erfüllen diese
Voraussetzung.
Den einfachen Messaufbau zeigt Bild 10. Zwischen dem Pluspol eines Netzteils (ca 10…15V
Ausgangsspannung, zur Sicherheit mit Strombegrenzung) und dem Drain des FET wird ein Multimeter
zur Strommessung eingeschleift. Gate und Source werden verbunden und mit dem Minuspol des
Netzteils verbunden. Der gemessene Strom IDSS liegt beim J110 in der Regel zwischen 30 und 45 mA.
Man sucht zwei Exemplare heraus, deren IDSS möglichst gleich ist.
Bild 12 – IDSS Messung beim FET
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Stückliste
Pos
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
Anzahl
4
4
1
1
6
2
1
1
2
2
2
1
1
1
2
2
1
2
1
2
1
1
1
1
1
2
1
1
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
3
1
1
1
2
Name
C1,C5,C6,C10
C2,C4,C8,C9
C3
C7
C11,C12,C24,C26,C29,C30
C13,C16
C14
C15
C17,C25
C18,C35
C19,C22
C20
C21
C23
C27,C28
C31,C33
C32
C34,C37
C36
D1,D2
IC1
K1, K2, K3
K2
K5
L1
L2,L7
L3
L4
L5,L6
L8,L10
L9
L11
L12
M1
Q1
R1
R2
R3
R4,R22,R26
R5
R6
R7
R8,R16
Wert
10µF
100nF
82pF
150pF
10nF
1nF
82pF
120pF
27pF
33p
120pF
10nF
1pF
22pF
1nF
56pF
4,7nF
1nF
100pF
1N4007GP
LM317HVT
SMA
KLEMME2POL
JUMPER2
100nH
4,7uH
220nH
1uH
220nH
10uH
Drossel 22µH
192nH
1µH
IE-500
42MHz
240
1,5K
180
1K
680
470
R_15K
56
Gehäuse/Bauteil
2,54_ELKO
2,54x5,08_RM2,54
SMD 1206
SMD 1206
2,54x5,08_RM2,54
SMD 1206
2,54x5,08_RM2,54
2,54x5,08_RM2,54
SMD 1206
Trimmer Kondensator
SMD 1206
SMD 1206
SMD 1206
2,54x5,08_RM2,54
3X7RM2,54
3X5RM2,54
2,54x5,08_RM2,54
2,54x5,08_RM2,54
2,54x5,08_RM2,54
DO41
TO220
SMA PCB-Buchse
RM 5,08
RM 2,54
Luftspule
Festinduktivität
Festinduktivität
SMD 1210
Luftspule
4X7RM12,7
4X7RM12,7
Luftspule
Ringkern T37-2
Ringmischer SBL-1
Quarz HC49/U
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
SMD 1206
Bauform 207
SMD 1206
Bauform 207
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46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
67
2
1
1
1
1
2
1
1
1
1
1
1
1
3
1
1
1
1
1
3
1
2
R9,R11
R10
R12
R13
R14
R15,R18
R17
R19
R20
R21
R23
R24
R25
R27,R28,R29
R30
R31
T1
T2
T3
T4,T6,T7
T5
Tr1,Tr2
4,7K
39
33
1M
270
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BC550C
BFG135A
BF199
J310
2N5109
TLT 1:1
Bauform 207
SMD 1206
SMD 1206
Bauform 207
Bauform 207
SMD 1206
SMD 1206
Bauform 207
Trimmpoti_3296W
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
Bauform 207
TO92
SOT223
TO92
TO92
TO39
Amidon BN43-2402
Seite 15
© 29.12.2012 Günter Fred Mandel, DL4ZAO
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