Elektronik III

Fachhochschule Südwestfalen
Hochschule für Technik und Wirtschaft
E l e k t r o n i k III
Dr.-Ing. Arno Soennecken
EEX European Energy Exchange AG
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Vorlesung „Operationsverstärker “
im WS 2003/04
Elektronik III
Elektronik III
Vorlesung „Operationsverstärker“
10. Operationsverstärker
Operationsverstärker (OV´s) sind Gleichspannungsverstärker mit hoher Verstärkung (Spannungseingang; Spannungsausgang; meistens Differenzeingang) und
relativ großer Bandbreite
Schon vor Realisierung in integrierter Technik wurden OV´s diskret in
Analogrechnern eingesetz.
Heutzutage Realisierung von OV´s in integrierter Technologie mit besonders guten
Daten (hohe Zuverlässigkeit, niedrige Kosten, kleine Offset- und Driftgrößen,
kleine Abmessungen)
Sein Verstärkungsfaktor (Differenzverstärkung) ist sehr groß;
statisches und dynamisches Übertragungsverhalten von OV´s wird von
Beschaltungsnetzwerk weitgehend bestimmt.
10.1 Eigenschaften und Kenngrößen
Ein invertierender und nicht invertierender Eingang
Einen (unsymmetrischen) Ausgang
Folie 2 (WS 2003/04)
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Folie 3 (WS 2003/04)
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Vorlesung „Operationsverstärker“
Meistens zwei Betriebsspannungen unterschiedl. Polarität erforderlich
Ausgangsspannungen beliebiger Polarität
bei OV-Schaltungen unterstellt man sehr häufig im ersten Ansatz einen idealen OV
(i. Bedarfsfall außerdem verschiedene nichtideale OV-Eigenschaften relevant)
Eigenschaften eines idealen OV´s
Unendliche Verstärkung (innere Verstärkung, Leerlaufverstärkung, offene
Verstärkung, open loop gain) und Bandbreite: V = ∞, B = ∞
Unendlich hohe Gleichtaktunterdrückung: CMRR = ∞
Unendlich hohen Differenz- und Gleichtakteingangswiderstand: rd = ∞, rgl= ∞
Ausgangswiderstand Null: ra = 0
Vernachlässigbare Ruheströme, Offset- und Driftgrößen: UA = 0 für UD = 0
Rauschfreiheit
Rückwirkungsfreiheit
Folie 4 (WS 2003/04)
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Folie 5 (WS 2003/04)
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Folie 6 (WS 2003/04)
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10.2 Schaltungsstruktur von Operationsverstärkern:
Folgende Forderungen an OV´s:
Möglichst groß: V, CMRR (common mode rejection ratio), B, Sr, rd, rgl,
Gleichtaktaussteuerbereich, max. Ausgangsstrom
Möglichst klein: Fehlersignale (Eingangsruhestrom, Offsetgrößen, Drift,
Rauschen)
Je nach Anwendung Kompromisse bzw. unterschiedliche OV-Typen erforderlich
OV´s mit Bipolar-Eingangsstufen bei niedrigem Signalquellen-Innenwiderstand (≤ 50 kΩ) wegen ihrer kleinen Offsetspannungsdrift vorteilhaft
OV´s mit FET-Eingang bei hohem Signalquellen-Innenwiderstand (>> 50 kΩ)
wegen ihrer kleinen Eingangsströme und sehr geringen Offsetstromdrift vorteilhaft
Interessante Möglichkeiten z.B. durch programmierbare OV´s (durch externe
Beschaltung z.B. Veränderung der B)
Blockschaltbild einer typischen OV-Schaltungsstruktur (s. Bild 11.13)
Folie 7 (WS 2003/04)
Elektronik III
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Eingangsstufe: meistens Differenzverstärker mit kleinem Eingangsruhestrom,
hohem Eingangswiderstand, niedriger Drift, guten dynamischen Daten, Möglichkeit zum Offsetabgleich des OV´s (außen anschaltbares Potentiometer)
Zweite Stufe: meist ebenfalls Differenzverstärker; Wirkung als Phasenaddierer
(Übergang: symmetrisch → unsymmetrisch)
Weitere Stufen: hohe Spannungsverstärkung, Ansteuerung der Endstufe
Endstufe: großer max. Ausgangsstrom, große Ausgangsspannung und niedriger Ausgangswiderstand; Komplementär-AB-Endstufe mit Schaltung zur
Kurzschlußstrom-Begrenzung
Folie 8 (WS 2003/04)
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Häufig: Kombination von Bipolartransistoren und FET auf einem Chip
Verbesserung der technischen Daten durch monolithische Fertigung von
OV´s; dennoch sind Eingangsoffsetspannungs- bzw. Eingangsstromdrift
nicht vernachlässigbar klein
Hochgenaue Verstärkung kleiner Gleichspannungen und -ströme: Einsatz von
Modulationsverstärkern (Prinzip: Gleichgrößeneingangssignal → Wechselspannung → driftfreie Verstärkung → phasenrichtige Umwandlung in Gleichspannung) oder Verstärker mit Driftkorrektur
Nachfolgend einige Schaltungsbeispiele von einsetzbaren OV´s:
OV µA 741:
Eingangsdifferenzverstärker: komplementär-Kaskode-Stufe mit npn-Transistoren hoher Stromverstärkung (T1, T2) und Lateral-pnp-Transistoren geringer
Stromverstärkung (T3, T4); Verstärkung hoher Frequenzen (keine große Miller-Kapazität); Verhinderung der Rückwirkungen des Ausgangskreises auf
den Eingang; als Konstantstromquelle wirkende Stromspiegelschaltung (T8,
Folie 9 (WS 2003/04)
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Folie 10 (WS 2003/04)
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T9); phasenaddierende Schaltung (T5, T6, T7) bildet (aktiven) Arbeitswiderstand → volle Kollektorstromdifferenz wirkt auf T16 (keine Gleichtaktaussteuerung)
Zweite Stufe: Darlington-Schaltung mit hohem Eingangswiderstand (T16, T17);
Konstantstromquelle als aktive Last (T13); Pegelanpassung über “UBE-Vervielfacher“ (T18, R6, R7)
Komplementär-AB-Endstufe (T14, T20) mit Kurzschlußstrom-Begrenzung (T15,
T19, R10, R11)
Ruhestromeinstellung mittels R5, interne Frequenzgangkompensation mittels
C1
Andere OV-Beispiele:
Hoher Eingangswiderstand, geringere Leistungsaufnahme, gute Verstärkung,
geringer Chipflächenbedarf, reduzierte Betriebsspannungen ...
Folie 11 (WS 2003/04)
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Folie 12 (WS 2003/04)
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Folie 13 (WS 2003/04)
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Folie 14 (WS 2003/04)
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10.3 OV´s-Eingangsstufe: Differenzverstärker
Ausgangsspannung ist proportional zur Differenzspannung zw. den Eingangsklemmen, Gleichtaktspannungen, die an Eingängen mit gleicher Amplitude
und Phasenlage wirken, werden vom idealen Differenzverstärker nicht verstärkt
Differenz- und Gleichtakteingangsspannung:
Ud = Ue1 - Ue2
Ugl =
Ue1 + Ue2
2
(Differenzeingangsspannung)
(Gleichtakteingangsspannung)
Reine Differenzverstärkung (Annahme: Ud = Ue1 = - Ue2; Ugl = 0; symmetrische Schaltung → Emitterpotential bleibt konst.; Ansteuerung mit Signalamplitude Ud/2)
Vds =
Folie 15 (WS 2003/04)
Ua2 - Ua1 Uad
= U
Ud
d
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Folie 16 (WS 2003/04)
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Reine Gleichtaktverstärkung (Annahme: Ud = Ugl = Ue1 = Ue2;
symmetrische Schaltung → Kollektor-, Emitter- und Basisströme beider
Transistoren stimmen überein; symmetrische Hälften; Emitterpotential
der Transistoren gleich → Verbindungsleitung zw. Emittern weglassen)
Ua2
Vgl = U
gl
(... Ergebnisse der Emitterschaltung mit
Stromgegenkopplung)
Gleichtaktverstärkung wird um so kleiner, je größer der Gegenkopplungswiderstand 2 RE
Gleichtaktunterdrückung: Quotient beider Verstärkungsfaktoren (common
mode rejection ratio)
Vds
CMRR = V
gl
(... in dB)
hohe Gleichtaktunterdrückung erwünscht: große Werte RE (Tab 4.1);
Realisierung durch Transistor: Stromquelle mit hohem differentiellem
Innenwiderstand und kleinem Gleichspannungsabfall; 60 ... 80 dB;
weitere Erhöhung durch Kettenschaltung mehrerer Differenzverstärker
Folie 17 (WS 2003/04)
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Folie 18 (WS 2003/04)
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Exkurs: Ermittlung der Spannungsverstärkung bei Emitterschaltung (Vgl = Ua2/Ugl): Ib
2
B
C
rbe β·Ib
Ugl
RC Ua2
E
1
1 Maschenumlauf:
Ugl = IB · rbe + (IB + β IB) ·2RE
Ugl = IB ·(rbe + (1 + β) ·2RE)
2 Knoten:
Ua2
β · IB + R = 0
C
Ua2
IB = β ·RC
Folie 19 (WS 2003/04)
2RE
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Einsetzen von Ib in Ugl-Beziehung:
Ugl = -
Ua2
· (rbe + (1 + β) ·2RE)
β ·RC
β→∞
- β ·RC
RC
Ua2
=
≈
Ugl
2RE
rbe + (1 + β) ·2RE
(s. Tab 4.1)
Inwieweit läßt sich bei großen ß die Spannungsverstärkung der
Emitterschaltung beeinflußen ?
Emitterschaltung: wichtigste der drei Bipolargrundschaltungen: Realisierung der höchsten Leistungsverstärkung, relativ günstige Eingangsund Ausgangswiderstände → direkte Hintereinanderschaltung mehrerer
Stufen (hohe Verstärkung !)
Folie 20 (WS 2003/04)
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Folie 21 (WS 2003/04)
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Weitere Charakteristika (s. Tab 4.1)
Übertragungskennlinie: statische Übertragungskennlinie IC = f (Ue1 - Ue2);
wie groß ist der lineare Aussteuerbereich ?
Strom-Spannungs-Kennlinie von T1 und T2 in aktivem Betriebsbereich für
exp(UBE/UT) >> 1:

UBE1

IC1 ≈ IE1 = IES1 · exp  UT 
Gleiche Kennlinien, gleiche Temperaturen:
IC2 ≈ IE2 = IES ·

UBE2
exp 


 UT 
, IES1 = IES2 = IES
bei Differenzaussteuerung bleibt der Strom durch RE konst.:
IEges = IE1 + IE2 ; Einsetzen von IE2:

UBE2

IEges = IE1 + IES · exp  UT 
Folie 22 (WS 2003/04)
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aus IE1:

UBE1
exp 


 UT 
IC1 ≈ IE1 = IES ·
IC1
IES =
UBE1
exp  UT 
in IEges:

UBE2
IC1
exp 

IEges = IE1 +
·
UBE1 
 UT 
exp  UT 
1

IEges = IC1 ·1 +


U
U
BE1
BE2 



exp
UT




-
IEges = IC1 ·1 + exp 
→ IC1 =
Folie 23 (WS 2003/04)
(UBE1 - UBE2)

UT

IEges
- (UBE1 - UBE2)

1 + exp 
UT

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Analog: IE2 ≈ IC2 → UBE1 und UBE2 vertauschen;
max. Steilheit der Übertragungskennlinie bei Ud = 0:
dIC1
d(Ue1 - Ue2)
IEges
= 4·U
T
je größer IEges, desto größer die Differenzverstärkung (wachsende
Verlustleistung)
Linearer Aussteuerbereich:
- UT < Ud < UT (UT ≈ 30 mV)
Differenzverstärker wirkt als Begrenzer für Eingangsspannungen :
| Ud | > 4 UT
Folie 24 (WS 2003/04)
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Folie 25 (WS 2003/04)
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Folie 26 (WS 2003/04)
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10.4 Einfluß und Kompensation von Offset-, Drift- und Rugegrößen
wichtigste Fehlerquellen bei Verstärkung kleiner Gleichspannungen und
-ströme beim OV:
Eingangsoffsetspannung UF : diejenige Spannung, die zwischen die
Eingangsklemmen gelegt werden muß, damit Ua = 0 wird; typische
Werte: 1...3 mV; Ursache (UF: unvermeidbare Unsymmetrien im OV)
Die Eingangsruheströme IP, IN: der beiden Eingänge vom OV (→ Ua = 0);
in Datenblättern auch als Eingangsruhestrom IB = ½ (IP + IN) angegeben;
typische Werte: 100 pA... 200 nA; Ursache für IP und IN: beim OV mit
Bipolareingangsstufe: Basisruheströme der beiden Eingangstransistoren
Der Eingangsoffsetstrom IF = IP - IN: Differenz der beiden Eingangsströme für Ua = 0; typische Werte: 10 pA... 50 nA;
Die Temperatur-, Betriebsspannungs- und Langzeitdriften dieser
genannten Größen
s.Bild zu Offset- und Ruhegrößen
Folie 27 (WS 2003/04)
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Bild 11.7: Ersatzschaltbild zur Berücksichtigung
des Einflusses der Offset- und Ruhegrößen UF, IP und IN
Folie 28 (WS 2003/04)
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Driftanteile (∆UF, ∆IP, ∆IN):
UF = UF0 + ∆UF
IP = IP0 + ∆IP
IN = IN0 + ∆IN
→ IF = IF0 + ∆IF = IP - IN
UAF = UAF0 + ∆UAF
(Eingangsoffsetstrom)
(Ausgangsoffsetspannung überlagert
eigentliche Ausgangssignalspannung)
Wichtigste Driftgrößen:
Offsetspannungsdrift ∆UF:
δUF
δUF
δUF
∆UF =
·∆T +
·∆t +
·∆ UCC
δT
δt
δ UCC
Offsetstromdrift ∆IF:
δIF
δIF
δIF
∆IF =
·∆T +
·∆t +
·∆ UCC
δT
δt
δ UCC
Folie 29 (WS 2003/04)
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(z.B. Temperaturdrift bei Offsetspannung: 2 ...25 µV/K; zugehörige
Langzeitdrift: 10 µV ...1 mV/d; zugehörige Betriebsspannungsdrift: 10
...100 µV/V)
Einfluß der Eingangsruheströme und der Eingangsoffsetspannung
IP und IN erzeugen an Widerständen des Eingangskreises (s. Bild 11.7)
Spannungsabfälle → zusätzlich störende Differenzeingangsspannung
Schaltungsstruktur (Bild 11.7): nachfolgende Betrachtung trifft für
invertierende und nichtinvertierende OV zu;
Ausgangsoffsetspannung:


RF
R2 
UAF = UAF0 + ∆UAF = UF ·1 + R  + RF ·IN - IP ·R R 

1

1
F
(idealer OV mit UF ≠ 0, IP ≠ 0, IN ≠ 0)
Einfluß von IN und IP läßt sich weitestgehend kompensieren: Fall IP = IN
(s.o.): → R2 = R1 RF (s.B.: Bild 3.1-15)
bei realen OV´s: IP und IN unterscheiden sich kaum → Einführung des
Eingangsoffsetstromes IF = IP - IN (<< IP, IN)
Folie 30 (WS 2003/04)
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Mit R2 = R1 RF gilt dann:

RF
UAF = UAF0 + ∆UAF = UF ·1 + R  - IF ·RF

1
zugehörige Drift:

RF
∆UAF = ∆UF ·1 + R  - ∆ IF ·RF

1
Anteil UAF0 der Ausgangsoffsetspannung läßt sich durch Offsetkompensation (Bild 11.8) eliminieren. Driftanteile lassen sich durch einfachen
Abgleich nicht beseitigen.
Varianten der Offsetkompensation:
Bild 11.8 a) & b): in diesen Fällen führt man den OV-Eingang kleine
Gleichspannung mit geeigneter Polarität zu, so daß Ausgangsoffsetspannung zu Null wird
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Folie 32 (WS 2003/04)
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Folie 33 (WS 2003/04)
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Bild 11.8: Schaltungen zur Offsetkompensation (Dimensionierungsbeispiele)
a) bei invertierenden Schaltungen; b) bei nichtinvertierenden Schaltungen; c) Kompensation durch
Einspeisen eines Stroms in den Anschluß zur Frequenzgangkompensation beimTyp A 109
Folie 34 (WS 2003/04)
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Bild 11.8 c): Falls Eingangsklemmen frei bleiben sollen, speist man z.B.
einen Kompensationsstrom in eine separate herausgeführten Anschluß
ein (hochohmige Einspeisung verhindert zu starke Reduzierung der Leerlaufverstärkung vom OV)
OV´s zur Verstärkung sehr kleiner Gleichspannungen müssen eine
möglichst kleine Offsetspannungsdrift aufweisen; OV´s zur Verstärkung
sehr kleiner Gleichströme müssen eine kleine Offsetstromdrift (bzw.
Ruhestromdrift) aufweisen
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Folie 36 (WS 2003/04)
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Folie 37 (WS 2003/04)