Die Grundschaltungen 2-1 2 Bipolartransistor-Schaltungen 2.1 Die Grundschaltungen Die bisherige Beschreibung beschränkte sich auf den Fall, daß der Emitter die gemeinsame Ein- und Ausgangselektrode (d.h. die Masseelektrode) bildet. Man kann jedoch den Transistor auch unter der Bedingung, daß der Kollektor oder die Basis die gemeinsame Elektrode darstellt, betreiben. Je nach dem unterscheidet man die Emitter-, Kollektor- und Basisschaltung. Emitterschaltung Spannungshoch verstärkung Stromverhoch stärkung Eingangsmittel widerstand Ausgangsmittel widerstand Kollektorschaltung Basisschaltung hoch ≈1 hoch ≅ -1 hoch niedrig niedrig hoch 2-2 Bipolartransistor-Schaltungen Realisierung der Verstärkergrundschaltungen Die Emitterschaltung: RB1 i1 Uo i2 RC C C u 1 RB2 RL u2 RE C C: Abblock- bzw. Koppelkondensatoren Kleinsignalersatzschaltbild: B R r e B1 R C u BE B2 g u m BE r BE r R CE C E Spannungsverstärkung: E vUe = u2 = u1 - gm 1 RC RL + 1 r CE Eingangswiderstand: re = 1 u1 = 1 1 i1 + r BE R B1 R B 2 Ausgangswiderstand: ra = 1 u2 = 1 1 i2 + r CE RC i 2 u 2 R L Die Grundschaltungen 2-3 Die Basisschaltung: RC C RB1 C RB2 C Uo i2 R E i1 RL u2 u 1 C: Abblock- bzw. Koppelkondensatoren i1 u1 gmuBE E uBE RE i2 C rBE RC u2 rCE B u1 = - uBE Spannungsverstärkung: v uB = gm + u2 = u1 1 RC R L Eingangswiderstand: re = @ Ausgangswiderstand: ra = 1 r CE + 1 r CE 1 u1 = 1 1 1 i1 + gm + + (1 - v uB ) r BE RE r CE 1 r BE = b gm 1 u2 = 1 1 i2 + r CE RC 2-4 Bipolartransistor-Schaltungen Die Kollektorschaltung: R B1 i1 C C u 1 RB2 B i1 Uo RC i2 C RE RL u2 E rBE i2 uBE u1 RB1 RB2 rCE RE u2 gmuBE u1 = uBE + u2 Spannungsverstärkung: vu K = Eingangswiderstand: re = u2 = u1 u1 = i1 1 1 1 1+ + rCE RE RL 1 1 1 + (1− v u K ) r B 1 R B 2 r BE = (1+ β)(R E R L ) + r BE ≅ βRE Ausgangswiderstand: ra = 1 u2 = 1 1 1 i2 + + gm + r BE r CE RE @ 1 RE gm @ rBE b RE 1 + gm rBE ≅1 Emitterschaltung mit Gegenkopplung 2-5 2.2 Emitterschaltung mit Gegenkopplung Um den Eingangswiderstand einer Schaltung erhöhen zu können, verwendet man einen Gegenkopplungswiderstand im Emitterkreis. Ein Teil der steuernden Spannung u1 wird verwendet, um den Spannungsabfall über dem Emitterwiderstand RE zu kompensieren. R B1 i1 Uo i2 RC C C u 1 RB2 RL u2 RE Kleinsignalersatzschaltbild: Anhand des Kleinsignalersatzschaltbildes soll demonstriert werden, wie beliebige Schaltungen mit Transistoren berechnet werden können. i B K2 1 g u 1 R B1 u R m u BE BE r B2 BE R r C CE i 2 u 2 2 R L E u 3 C K1 1 E R E 4 Für die Knoten- und Maschengleichungen (1) - (4) ergibt sich: (RL>>RC) u CE u 2 = 0 r CE R C (1) -g m u BE - (2) u BE u u + g m u BE + CE - E = 0 r BE r CE R E (3) u 1 = u BE + u E (4) u 2 = u CE + u E Gleichung (1) und (2) sind die Knotengleichungen für die Knoten C bzw. E ; (3) und (4) sind Maschengleichungen. 2-6 Bipolartransistor-Schaltungen (3), (4) in (1) und (2): (u 2 - u E) u 2 = 0 r CE RC (1) -g m(u 1 - u E ) - (2) u1 - uE u2 - uE uE + g m (u 1 - u E ) + = 0 r BE r CE RE Umformen: (1) - g m u 1 - (2) u u2 u - 2 = - gm uE - E r CE R C r CE u u u u1 u + gm u1 + 2 = E + gm uE + E + E r BE r CE r BE r CE RE Nach uE auflösen: gm u1 + ( (1) u E = 1 r CE gm + 1 ) u2 RC + 1 r CE u2 r BE r CE (2) u E = 1 1 1 + gm + ) ( + r BE r CE RE u 1 (g m + 1 Gleichsetzen und nach v uG )+ u2 = v uG auflösen: u1 RE − gm rBE rCE = 1 1 RE RE + gm 1+ + RC rCE rBE RC ( + 1 rCE ) Emitterschaltung mit Gegenkopplung 2-7 Vereinfachungen: Mit r CE 〉〉 1 g und r BE m v uG =b kT I = C b g m RE − 1 g m βrCE = 1 R 1 RE + gm + E gm 1+ β RC RC rCE Mit r CE 〉〉 RC , r CE 〉〉 R E und β〉〉1 gilt: v UG = vuE - g m RC = 1 + RE gm 1 + RE gm Für RE g m 〉〉1 v UG = − RC RE Die Verstärkung wird nur mehr vom Widerstandsverhältnis festgelegt. Sie ist kleiner als die Verstärkung der Schaltung ohne Gegenkopplung. Eingangswiderstand: r e = Ausgangswiderstand: ra = 1 1 1 + RB 1 RB 2 rBE (1+ RE g m ) ≅ β ⋅ RE 1 1 + RC 1 R r CE ⋅ 1+ E + RE g m rCE ≅ RC 2-8 Bipolartransistor-Schaltungen 2.3 Die Diodenschaltung 2.3.1 Transistor in Diodenschaltung I βI β +1 I I β +1 I Kleinsignalwechselstromersatzschaltbild i1 gmuBE u1 uBE gm = rBE rCE I βI IC = ≅ (kT / e ) (β + 1)(kT / e ) (kT / e ) u1 = u BE i1 = re = re ≅ u1 u 1 + + g mu 1 rBE rCE u1 1 β 1 und = wegen rBE = = 〈〈g m gilt 1 1 i1 g r m CE + + gm rBE rCE 1 gm Die Diodenschaltung 2-9 2.3.2 UBE - Vervielfacher I IR IC R2 uCE I1 R1 I1 = UB R1 IR = I1 + IB U CE = I R ⋅ R 2 + U BE = U BE ⋅ U 2 + I BR 2 + U BE R1 R U CE = U BE 2 + 1 + I BR 2 R1 IC = I − I R = β ⋅ I B I− IB = U BE − IB R1 β IB β + IB = I − UB R1 U BE R1 IB = β +1 I− R U R IR2 UCE = UBE 1 + 2 − BE 2 + R1 R1( b + 1) b + 1 uBE 2-10 Bipolartransistor-Schaltungen R 1 IR 2 U CE = U BE 1+ 2 1− + R1 β + 1 β + 1 R β IR 2 U CE = U BE 1+ 2 + R1 β + 1 β + 1 Mit b 〉〉1 und IR 2 (β + 1) 〈〈U BE ergibt sich: R UCE = UBE 1 + 2 R1 Beispiel: U0 β = 100, R2 = 4 kΩ I RV R1 = 1 kΩ R2 Ua = UCE R1 R β IR 2 U a = U CE = U BE 1+ 2 + R1 β + 1 β + 1 I= U 0 − U CE U 0 − U a = RV RV R β R2 U 0 U aR 2 − U a = U BE 1+ 2 + R1 (β + 1) RV (β + 1) RV (β + 1) R β R2 U BE 1+ 2 + R1 β + 1 RV β Ua = R2 1+ RV (β + 1) RV = 1 kΩ 8 V ≤ U0 ≤ 12 V Die Stromspiegelschaltung 2-11 Mit β = 100 ergibt sich β + 1 ≅ β : R R U BE 1+ 2 + 2 U 0 R1 RV β Ua = R 1+ 2 RV β Mit R2 in der Größenordnung von Rv und U0 größer UBE erhält man Ua = UBE (1+ R2 R1) , d.h. Ua ist von U0 unabhängig. 2.4 Die Stromspiegelschaltung 2.4.1 Der symmetrische Stromspiegel (T1 = T 2) I0 U0 R0 β IE (β +1) T1 IE IC2 β IE (β +1) IE IE T2 (β +1) (β +1) IE T1 = T2 b1 = b 2 = b IC 01 = IC 02 = IC 0 UBE e ⋅kT − 1 IC = IC 0 e Da U BE 1 = U BE 2 ist, müssen die beiden Emitterströme gleich sein: IE 1 = IE 2 = IE Der Basisstrom in den Transistor T2 ist damit I B 2 = I E (β + 1) Ähnliches gilt für den Transistor T1. Damit erhält man die Kollektorströme der Transistoren zu: IC 1 = IC 2 = βI E (β + 1) Für IC2 ergibt sich damit: 2-12 Bipolartransistor-Schaltungen IC2 = bI E b = I0 b +1 b +2 Der Strom IC2 ist damit durch I0 fest vorgegeben (T2 wirkt als Stromquelle): IC 2 = βI E β = I0 β +1 β+2 Berücksichtigt man die Abhängigkeit des Kollektorstromes IC2 von der Kollektor-Emitterspannung des Transistors T2 (UCE2) über den EarlyEffekt, so erhält man: IC 2 = U CE 2 − U BE 1+ U ea 2 1+ β I0 I 0 = (U 0 − U BE ) R 0 Die Stromspiegelschaltung wird zur Realisierung von Stromquellen (stromgesteuert) eingesetzt. 2.4.2 Die Stromspiegelschaltung mit unterschiedlichen Transistoren +Uo I o Ro I T 1 T 2 C2 I o = I C1 + I B1 + I B2 = I C1(1 + I 1 ) + C2 ß1 ß2 Die Stromspiegelschaltung 2-13 e U BE kT IB = IS ( e - 1) Ersatzschaltbild: I0 R0 IC2 C gmuBE1 uBE1 rCE1 U0 B rBE1 uBE2 gmuBE2 rBE2 rCE2 Für zwei Transistoren, hergestellt mit einer Technologie (auf einem Wafer) und den Flächen A1, A2 gilt: I B1 I = C1 = I S1 ( e ß1 I B2 I = C2 = I S2 ( e ß2 e U BE kT e U BE kT - 1) - 1) I S = A áj S I C1 ß I ß A = 1 S1 = 1 1 I C2 ß 2 I S2 ß2 A2 I C2 = I o áß 2 A1 (ß 1 + 1 ) +1 A2 Mit β1 = β 2 = β, A1 = A2 , β〉〉1 IC 2 = I0 = gilt: I 0β ≅ I0 β+2 U 0 − U BE U 0 − 0,7 V ≅ R0 R0 A : Transistorfläche 2-14 Bipolartransistor-Schaltungen IC2, der Kollektorstrom des Transistors 2, wird durch den Strom Io festgelegt. 2.4.3 Die Widlar-Stromquelle U0 I0 IC2 R0 T1 T2 R2 Aus dem Verhältnis der Ströme erhält man die Differenz der BasisEmitterspannung zu IB 1 = ISe eUBE 1 kT IB 2 = ISe eUBE 2 kT kT I B 1 ln U BE 1 − U BE 2 = e IB 2 Über die Maschenregel ergibt sich: U BE 1 = U BE 2 + I E 2 ⋅ R 2 Damit U BE 1 − U BE 2 = I E 2 ⋅ R 2 = kT I B 1 ln = (β + 1)I B 2R 2 e IB 2 Die Stromspiegelschaltung 2-15 IC 2 = β ⋅ I B 2 IC 1 = I o − I B 1 − I B 2 = β ⋅ I B 1 (β + 1)I B 1 = I o − (β + 1)I B 2 ⋅ R 2 = IC 2 β kT I o − (IC 2 / β) ln e (β + 1)(IC 2 / β) IC prägt den Kollektor- und Emitterstrom des Transistors T2 ein. R 2I E 2 = = kT I o ⋅ β − IC 2 ln e (β + 1)IC 2 1 kT I o β − ln e (β + 1)IC 2 (β + 1) Für den Emitterwiderstand R2 ergibt sich: R2 = I β 1 kT ln o − e ⋅ I E 2 I C 2 (β + 1) (β + 1) Mit β >> 1 gilt: R2 ≅ (kT / e ) ln(I o / IC 2 ) IC 2 2-16 Bipolartransistor-Schaltungen 2.5 Der Differenzverstärker 2.5.1 Statisches Verhalten U0 U’2 RC RC IC1 IC2 T1 T2 IE1 U’1 U’’2 IE2 IRE U’’1 RE Voraussetzung bei den folgenden Betrachtungen ist eine totale Identität der Transistoren T1 und T2 (T1 = T2). Außerdem sollen die Kollektorwiderstände gleich sein RC 1 = RC 2 = RC . Man unterscheidet beim Differenzverstärker den Gleichtaktbetrieb (Spannungen U1’ und U1" sind gleich groß) und den Gegentaktbetrieb ’ ( U1’ und U1" ändern sich in Gegenrichtung, d.h. U 1’ = U 10 + ∆U und ’ U 1’’ = U 10 − ∆U ). Der Differenzverstärker 2-17 Symmetrischer Betrieb U0 RC RC U’2 U’’2 T1 T2 I/2 U1 I/2 RE URE IRE = I Da in dieser Betriebsart die beiden Transistoren eine gleiche BasisEmitterspannung aufweisen U BE 1 = U BE 2 = U BE und identisch sind (T1 = T2) fließen gleiche Emitterströme (I E 1 = I E 2 = I 2) . Die Basisströme sind damit ebenfalls identisch. IB1 = IB 2 = IB = I 2(b + 1) Die Kollektorströme ergeben sich zu IC 1 = I C 2 = IC = I ⋅β 2(β + 1) Die Kollektor-Emitterspannungen der Transistoren T1 und T2 sind damit ebenfalls gleich: U CE 1 = U CE 2 = U CE = U 0 − ICRC − U RE = U0 − I ⋅ β ⋅ RC − U RE 2(β + 1) Der Strom I berechnet sich aus: U 1 = U BE + IRE 2-18 Bipolartransistor-Schaltungen I= U 1 − U BE RE Damit erhalten wir für die Spannungen U’2 und U’’2 : U 2’ = U CE + U RE = U o − U 2’ = U o − I ⋅ β ⋅ RC 2(β + 1) βRC (U 1 − U BE ) 2(β + 1)RE U 2’ = U 2" = U o − R 1 β ⋅ C (U 1 − U BE ) 2 (β + 1) R E Für U 2’ = U 2" → u 2 und U 1 → u1 u2 = − 1 β RC ⋅ ⋅ ⋅ u1 2 β + 1 RE vG = R u2 ≈− C u1 2R E Der Differenzverstärker 2-19 Asymmetrischer Betrieb: U0 RC RC U’2 RC U’’2 IE1 =I U’1=1V U0 IE2 =0 +0,3V URE -UEE RC U’2 U’’2 IE1=0 IE2=I -0,7V U’1= -1V RE URE I -UEE I RE Für U’1 > 0 V, z.B. U’1 = 1 V Für U’1 < 0 V, z.B. U’1 = -1 V U EE + U 1’ − U BE I= RE I= U2’ = Uo - = Uo - b × RC I (b + 1) U EE − U BE RE U 2’ = U o b RC ’ (UEE + U1 - UBE ) b + 1 RE U 2" = U o U 2" = U o − = Uo − βIRC (β + 1) β RC (U EE − U BE ) β + 1 RE T1 leitend T1 gesperrt T2 gesperrt T2 leitend. U2’ ändert sich proportional zu ’ U ’2 und U ’’2 sind von U1 unabhängig, weil T1 gesperrt ist. ( -U1’ ) weil T1 leitend ist. 2-20 Bipolartransistor-Schaltungen 2.5.2 Kleinsignalverhalten - Gegentaktbetrieb T1 = T2, u1 : Kleinsignalwechselspannung U0 RC 1 RC 2 U’’2 +u’’2 u’2 +U’2 T1 u1 T2 I RE -U EE Arbeitspunkt: u1 = 0, I= U EE − U BE , IC1 = IC 2 = I / 2 RE UCE1 = UCE2 = Uo U 2’ = U 2" = U o − RC I + UBE 2 RC I 2 Kleinsignalverhalten (ohne Berücksichtigung von rCE , d.h. rCE 1 = rCE 2 → ∞ ): g m1 = g m 2 = I 2(kT / e ) i C 1 = g m1 ⋅ u 1 i E1 = β +1 i C1 β Der Differenzverstärker 2-21 Weil der Gesamtstrom I konstant ist, muß für die Wechselströme gelten: i E1 + i E 2 = 0 also i E 2 = − β +1 i C 1 oder i C 2 = −i C 1 β Für die Ausgangsspannungen gilt damit: u 2’ = −i C 1 ⋅ R C = −g m1R C u 1 u "2 = −i C 2 ⋅ RC = +i C1RC = g m1RC u1 Differenzspannung: u D = u "2 − u ’2 = 2g m1RC u1 Gegentaktverstärkung: vD = uD = 2g m1RC u1 R ⋅r genauer: v D = 2g m1 C CE RC + rCE 2-22 Bipolartransistor-Schaltungen Kleinsignalersatzschaltbild des Differenzverstärkers ( RE RE → ∞ ) uD 1 i1 RC uBE1 rBE u1rBE u1 = 2rBE 2 u BE 2 = − Eingangswiderstand: reD = u1 = 2rBE i1 Ausgangswiderstand: raD = 1 1 1 + RC rCE gmuBE2 rCE u1 = u BE1 − u BE 2 ≅ i 12rBE uBE1 = 2 RC gmuBE1 u1 groß, d.h. u1 2 rCE rBE uBE2 Der Differenzverstärker 2-23 2.5.3 Kleinsignalverhalten - Gleichtaktbetrieb T1 = T2 , u1 = Kleinsignalwechselspannung U0 1 RC RC U’2 U’’2 u1 I RE -U EE Arbeitspunkt: I= UEE - UBE , RE IC1 = IC 2 = I / 2 UCE 1 = UCE 2 = Uo U2’ = U2" = Uo - RC I + UBE 2 RC I 2 Kleinsignalverhalten: u1 = u BE 1 + uE = u BE 2 + uE ; uBE 1 = u BE 2 = u BE uE = (i E 1 + i E 2 )RE = β +1 (i C 1 + i C 2 )RE β i C 1 = g m 1u BE 1 i C 2 = g m 2u BE 2 g m1 = gm 2 = I = gm 2(kT / e ) i C 1 = i C 2 = g muBE = i C 2 2-24 Bipolartransistor-Schaltungen u1 = uBE + uE = u BE + β +1 ⋅ 2i C ⋅ RE β 1 β +1 = iC + ⋅ 2RE β gm R ⋅r u 2’ = u 2" = −i C C CE RC + rCE u2’ = u2" = -u1 × gm(RC rCE ) ( b + 1) 1+ 2RE gm b Gleichtaktverstärkung ( β〉〉1): u 2’ u 2" − g m (RC rCE ) vG = = = u1 u1 1 + 2RE g m vG @ - RC 2RE Eingangswiderstand: reG = u1 = rBE (1+ 2gmRE ) i1 Ausgangswiderstand raG = 1 1 1 + RC rCE (1 + 2g mRE ) rCE >> RC , 2 Regm >> 1 Der Differenzverstärker 2-25 2.5.4 Gleichtaktunterdrückung Bei vielen Verstärkern wird der Gegentaktbetrieb wegen seiner höheren Verstärkung bevorzugt. Gleichzeitig soll die Gleichtaktverstärkung relativ klein sein. Man definiert deshalb die Gleichtaktunterdrückung als das Verhältnis zwischen Gegentakt- und Gleichtaktverstärkung: Gleichtaktunterdrückung (Common-mode rejection ratio, CMCR): CMCR = vD @ gmRE × 4 vG 2.5.5 Differenzverstärker mit Stromquellen I I u‘ I C1 I IE = Io = U o − 0,7V Ro IC 1 = IC 2 + I R IC 1 + IC 2 + IE I R R u‘ 1‘ 1 Arbeitspunkt: C2 C1 E I o L u 2 2-26 Bipolartransistor-Schaltungen Kleinsignalverhalten: i C 1 = −i C 2 Symmetrische Ansteuerung: Mit i R = i C 1 − i C 2 ergibt sich i R = 2i C 1 . Daraus folgt für die Spannungsverstärkung (u 2 = i R ⋅ R ) : vD = u2 = g m (RL rCE 2 rCE 4 ) u − u1" ’ 1 gm = e ⋅ IE 2kT Vorteile: - hohe Verstärkung (RC → ∞) - hohe Gleichtaktunterdrückung (RE → ∞) Vergleich mit Standard-Differenzverstärkerschaltung: æ RC rCE ö ÷ è RC + rCE ø v D = 2gm ç mit RC rCE RL ®r ®r ®¥ CE 4 CE 2 v D = gm (rCE4 rCE2 ) Gegentaktverstärker 2-27 2.6 Gegentaktverstärker 2.6.1 Schaltung mit Dioden +U o R 1 D1 u1 D2 R T 1 IE1 I E2 T2 u 2 R 1 L -U Bei u1 = 0 fließen keine Kollektorströme. Es stellen sich folgende Potentiale im Arbeitspunkt ein: U BE 1 = 0,7 V U CE 1 = U o U2 = 0 U BE 2 = −0,7 V U CE 2 = −U o U1 = 0 I1 = U o − 0,7 V R1 IE 1 = IE 2 Für die Wechselströme und -spannungen gilt: i L = i E 1 − i E 2 , u 2 ≅ u1 , v U ≅ 1 2-28 Bipolartransistor-Schaltungen Ausgangskennlinienfeld der Leistungsendstufe I E1 T 1 RL u U 1 CE2 UCE -u t 1 I u - RL E2 T 2 2 2.6.2 Schaltung mit UBE-Vervielfacher: +U0 R0 TN R2 R1 RL TP U1 -U0 U2 Gegentaktverstärker 2-29 U1, U2 U2m U1 t U2 ∆t R 1 / R 2 wird so gewählt, daß ∆t = 0 wird. 2.6.3 Verlustleistung Für die Temperaturerhöhung im pn-Übergang des Chips (TJ, junction) gegenüber der Umgebung (TA , ambience) berechnet sich nach: J − T A = Rth ⋅ P Dabei ist Rth der thermische Widerstand (in K/W) und P die Verlustleistung im Chip (in W). Beispiel: Metallgehäuse pn-Übergang Chip Kleber Cu-Sockel TJ TA R th = RChip + R Kleber + RCu = d Chip AChip × l Si + d Kleber AChip × l Kleber + d Cu ACu × l Cu 2-30 Bipolartransistor-Schaltungen d: Dicke A: Fläche λ: Wärmeleitfähigkeit in W/(m⋅K) λSi 150 W/(m.K), λKleber = 1 W/(m⋅K) λCu 400 W/(m.K) Der thermische Widerstand berechnet sich analog zum elektrischen Widerstand; jedoch muß die elektrische Leitfähigkeit durch die thermische Leitfähigkeit ersetzt werden. Die Verlustleistung P ergibt sich aus: P= 1 t u × i × dt t ò0 Verlustleistung am Widerstand RL (U2m ist der Spitzenwert der Ausgangsspannung) PL = 1 U 22m 2 RL Die Verlustleistung aus der Stromversorgung für die Transistoren TP und TN der Gegentaktverstärkerstufe ist PTP = PTN = 1 U 2m ⋅Uo π RL Die Gesamtverlustleistung aus der Stromversorgung für die beiden Transistoren innerhalb der Periodendauer T beträgt: Pg = 2 U 2m ⋅Uo π RL Gegentaktverstärker 2-31 Es ergibt sich die Leistung in beiden Transistoren zu: Pv = Pg − PL 2 U 2m 1 U 22m Pg = ⋅ Uo − π RL 2 RL Da sich die Verlustleistung für jede Halbperiode auf einen Transistor verteilt, ergibt sich die Verlustleistung pro Transistor zu PvT = Pv 2 PvT 1 U 2m 1 U 22m = ⋅Uo − π RL 4 RL PvT 1 U 22m = 4 RL PvT = 4 Uo ⋅ − 1 π U 2m PL 4 U o − 1 2 π U 2m Minimale Verlustleistung im Transistor: P 2 dPvT = 0 , U 2m = U o , PvT = L 2 π dU 2m 2-32 Bipolartransistor-Schaltungen 2.7 Die Darlington-Schaltung Schaltung: C´ I I =I B I C1 C B1 I C2 B´ T1 T2 I B2 I E E´ Ersatzschaltbild: B´ u BE1 C´ r BE1 g m1 u BE1 u r CE1 r BE2 BE2 g m2 u BE2 r CE2 E´ IC 1 + IC 2 = IC IC1 = b 1IB1 = b 1IB I C 2 = β 2 I B 2 = β 2 ( I B1 + I C1 ) = β 2 I B1 ( 1 + β1 ) = β 2 I B (1 + β 1 ) I C = I C1 + β 2 I B ( 1 + β 1 ) = I B ( β1 + β 2 ( β1 + 1)) Stromverstärkung der Darlingtonschaltung: β= IC = β1 + β 2 (β1 + 1) ≅ β1 ⋅ β 2 IB Die Darlington-Schaltung 2-33 Eingangswiderstand: re = rBE 1 + rBE 2 ⋅ β1 = 2rBE 1 = 2β1β 2 Ausgangswiderstand: ra = 1 1 rCE 2 + β2 rCE 1(1 + β1 Steilheit der Schaltung: gm = IC 2(kT / e ) rBE 2 ) rBE 1 (kT / e ) IC