Klasse-E-Verstärker
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Bachelor Thesis Klasse-E-Verstärker Fachbericht Auftraggeber Prof. Dr. Markus Hufschmid Experte Dr. Jürg Stettbacher Projektteam Stefan Fäh, Andreas Ranalder Studiengang EIT 6. Semester, FS 2011 Datum 19.08.2011 Abstract Dieser Bericht befasst sich mit der Dimensionierung eines hocheffizienten schmalbandigen KlasseE-Verstärkers im Kurzwellenbereich, welcher zur Erzeugung von sinusförmigen Signalen mit hoher Leistung ausgelegt ist. Der in diesem Bericht thematisierte Verstärker arbeitet im Nominalbetrieb (ZVS & ZDS). Die aufgeführten Berechnungsformeln lassen aber ohne weiteres einen Offnominalbetrieb zu (nur ZVS). Dieser Bericht ist so aufgebaut, dass die zu Beginn eingeführten Dimensionierungsformeln zur Entwicklung einer praxistauglichen Schaltung verwendet werden können. Ebenfalls enthalten ist die Planung von Schutzschaltungen für den Ein- und Ausgang, sowie eine Implementierung eines RX/TX-Sequenzer. Der Verstärker ist auf eine Wellenimpedanz von 50Ω ausgelegt und liefert im Testaufbau eine Ausgangsleistung von 60 Watt mit einem Wirkungsgrad von 91%. Die Dämpfung der ersten Oberwelle des Ausgangsspektrums beträgt mindestens -46 dBc. Stichworte Klasse-E-Verstärker, HF-Verstärker, hocheffizient, nichtlinear, Kurzwellen, 80-Meter-Band, MOSFET, lineare Shunt-Kapazität, Duty-Cycle 50%, Nominalbetrieb, zero-voltage switching (ZVS), zero-derivative switching (ZDS), Oberwellendämpfung, RX/TX-Sequenzer, TransformatorRichtkoppler 19.08.2011 Bachelor Thesis 2/102 Aufgabenstellung 1 Das Ziel dieser Bachelor Thesis ist die Entwicklung, die Realisierung und das Austesten eines Verstärkers der Klasse E mit den folgenden Daten: ▪ Betriebsfrequenz: 3.5 – 3.6 MHz ▪ Ausgangsleistung: ≥ 50 W ▪ Wirkungsgrad: ≥ 85 % ▪ Lastimpedanz: 50 Ω Nachdem während des Projekts P5 die theoretischen Grundlagen gesichtet wurden und ein funktionstüchtiger Prototyp dimensioniert und getestet wurde, besteht das erste Teilziel der Bachelor Thesis darin, einen vollständigen (nichtlinearen) Endverstärker für die Modulationsart A1A (Morsetelegrafie) zu erstellen. Zunächst sollen die Erkenntnisse aus dem Projekt P5 dazu verwendet werden, eine hinsichtlich Wirkungsgrad und Frequenzverhalten optimierte Version der Verstärkerschaltung aufzubauen. Um ein in der Praxis anwendbares Gerät zu erhalten, muss der eigentliche Verstärker noch durch folgende Baublöcke ergänzt werden: 1. Tiefpassfilter zwecks Einhaltung der vom BAKOM geforderten Grenzwerte hinsichtlich Aussendung von Nebensendungen. 2. Schutzschaltungen, die den Verstärker bei unzulässigen Betriebszuständen vor Zerstörung schützen. Dazu bietet sich primär die Messung der reflektieren Leistung, resp. des Stehwellenverhältnis mit Hilfe eines Richtkopplers am Ausgang des Verstärkers an. Zusätzlich können beispielsweise die Temperatur der Endtransistoren, der Speisestrom sowie die Speisespannung überwacht werden. Eine Massnahme, die das Gerät vor Verpolung der Speisespannung schützt, ist ebenfalls empfehlenswert. 3. Aufbereitung des Eingangssignals, so dass der Verstärker mit einem sinusförmigen Signal (< 30 dBm @ 50 Ω) angesteuert werden kann. 4. Automatische Sendeumschaltung, die den Verstärker entweder aufgrund eines externen Steuersignals oder bei Detektion eines Eingangssignals (COR – Carrier Operated Relay) in den Sendebetrieb umschaltet. Dabei sollte darauf geachtet werden, dass die Umschaltung in der richtigen Reihenfolge und mit dem richtigen Timing erfolgt. Aufbereitung Eingangssignal Verstärkerschaltung Tiefpassfilter Richtkoppler RFL FWD Schutzschaltung Sendeumschaltung 1 Dies ist ein Ausschnitt aus der Aufgabenstellung im Orginallaut, die komplette Aufgabenstellung ist im Anhang auf dem Datenträger zu finden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 3/102 Nachdem ein gebrauchsfertiger Endverstärker wie oben beschrieben aufgebaut, ausgemessen und dokumentiert wurde, sind die folgenden Erweiterungen denkbar. Es ist nicht die Meinung, dass Sie alle Punkte realisieren sollen, vielmehr können Sie selber entscheiden, welche Aufgabe sie bevorzugt anpacken wollen. ▪ DC/DC-Konverter für die Speisung des Verstärkers Dieser soll einen möglichst hohen Wirkungsgrad besitzen und es erlauben, den Verstärker mit unterschiedlichen Spannungen zu betreiben. In Hinblick auf den nachfolgenden Punkt (Linearer Betrieb) sollte er zudem über einen analogen Steuereingang verfügen, mit dem die Ausgangsspannung vorgegeben werden kann. Dieser Eingang muss über eine genügend hohe Bandbreite verfügen, so dass die Ausgangsspannung den Änderungen der Amplitudeninformation folgen kann. ▪ Linearer Betrieb Die Ausgangsleistung eines Verstärkers der Klasse E hängt im Wesentlichen von der Betriebsspannung und nicht von der Amplitude des Eingangssignals ab. Der Verstärker ist deshalb nicht linear. Es besteht jedoch die Möglichkeit, die Betriebsspannung des Verstärkers in Abhängigkeit der Eingangsspannung zu verändern und so einen nahezu linearen Betrieb zu ermöglichen. ▪ Publikation der Ergebnisse Publizieren Sie eine Beschreibung des realisierten Verstärkers sowie eine Zusammenfassung Ihrer Erkenntnisse in einer geeigneten Zeitschrift. Ihre Erkenntnisse und Resultate sollen möglichst vollständig und verständlich dokumentiert werden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 4/102 Inhaltsverzeichnis Einleitung ............................................................................................................................................ 8 1 Theoretische Grundlagen .......................................................................................................... 9 1.1 Endverstärker......................................................................................................................... 9 1.1.1 1.2 Modulationsart..................................................................................................................... 14 1.3 Güte ..................................................................................................................................... 14 1.3.1 Spulengüte ............................................................................................................................... 14 1.3.2 Unbelastete Güte...................................................................................................................... 14 1.3.3 Belastete Güte .......................................................................................................................... 15 1.4 2 Grundlagen Leistungsverstärker .............................................................................................. 10 S-Parameter ......................................................................................................................... 15 Designgrundlagen eines Klasse-E-Endverstärkers ............................................................... 17 2.1 Grundprinzip des Klasse E-Verstärkers .............................................................................. 17 2.1.1 Signal ....................................................................................................................................... 18 2.1.2 Treiber und Schalter ................................................................................................................ 18 2.1.3 Stromquelle.............................................................................................................................. 19 2.1.4 Lastnetzwerk............................................................................................................................ 19 2.1.5 Last .......................................................................................................................................... 19 2.2 Dimensionierung eines Klasse E-Verstärkers ..................................................................... 20 2.2.1 Spannungs- und Stromverläufe des Verstärkers ...................................................................... 20 2.2.2 Spannungs- und Strombedingungen ........................................................................................ 22 2.2.3 ZVS- und ZDS-Betrieb eines Klasse-E-Verstärkers ............................................................... 24 2.2.4 Güte des Serienschwingkreis ................................................................................................... 26 2.2.5 Eingangsimpedanz des Serienschwingkreises ......................................................................... 28 2.2.6 Stromquelle.............................................................................................................................. 30 2.3 Impedanz Anpassung .......................................................................................................... 31 2.4 Ausgangsfilter ..................................................................................................................... 35 2.5 Eingangssignalaufbereitung ................................................................................................ 35 2.6 Speisung des Endverstärkers ............................................................................................... 36 2.7 RX/TX-Sequenzer ............................................................................................................... 36 2.8 Schutzschaltungen ............................................................................................................... 38 2.8.1 Spannungsversorgung .............................................................................................................. 38 2.8.2 Signaleingang .......................................................................................................................... 39 2.8.3 Signalausgang .......................................................................................................................... 40 2.8.4 Temperaturüberwachung ......................................................................................................... 44 19.08.2011 Bachelor Thesis 5/102 3 Bauteildimensionierung für Amateurfunk-Endverstärker .................................................. 45 3.1 3.1.1 Klasse-E-Verstärker................................................................................................................. 45 3.1.2 Impedanz-Anpassung und Ausgangsfilter ............................................................................... 47 3.2 Transistor ................................................................................................................................. 50 3.2.2 Treiber ..................................................................................................................................... 52 3.3 Eingangssignalaufbereitung ................................................................................................ 55 3.4 Steuereinheit ........................................................................................................................ 55 3.4.1 Mikrocontroller........................................................................................................................ 56 3.4.2 Sensoren .................................................................................................................................. 57 3.4.3 Aktoren .................................................................................................................................... 59 Speisung .............................................................................................................................. 61 3.5.1 Speisung des Leistungsverstärker ............................................................................................ 61 3.5.2 Speisung der Komponenten ..................................................................................................... 61 Hardware .................................................................................................................................. 63 4.1 HF-Komponente .................................................................................................................. 63 4.1.1 Toroidspule .............................................................................................................................. 63 4.1.2 Luftspule .................................................................................................................................. 64 4.1.3 Kondensatoren ......................................................................................................................... 66 4.1.4 Richtkoppler ............................................................................................................................ 67 4.2 Aufbau ................................................................................................................................. 68 4.2.1 Testaufbau ............................................................................................................................... 68 4.2.2 Prototypenaufbau ..................................................................................................................... 69 4.3 5 Schaltglied ........................................................................................................................... 50 3.2.1 3.5 4 Dimensionierung des Verstärkers ....................................................................................... 45 Manuelles Tuning ................................................................................................................ 70 Messungen und Ergebnisse ..................................................................................................... 72 5.1 Schaltglied des Leistungsverstärkers................................................................................... 72 5.2 Leistung und Wirkungsgrad des Verstärkers ...................................................................... 74 5.3 Speisung des Leistungsverstärkers ...................................................................................... 75 5.4 Ausgangsspektrum .............................................................................................................. 76 6 Zusammenfassung und Ausblick ............................................................................................ 78 7 Literaturverzeichnis................................................................................................................. 80 8 Ordnerübersicht CD-ROM ..................................................................................................... 83 19.08.2011 Bachelor Thesis 6/102 Anhangsverzeichnis A.1. Geräteliste ................................................................................................................................. 84 A.1.1. Messungen ....................................................................................................................... 84 A.1.2. Quelle ............................................................................................................................... 84 A.2. Formel Herleitungen ................................................................................................................ 85 A.2.1. Belasteter Q-Faktor .......................................................................................................... 85 A.3. Bauteildimensionierung für Amateurfunkverstärker mit L-Anpassnetzwerk .................. 87 A.4. Simulation mit PSpice .............................................................................................................. 90 A.4.1. Signalverläufe ohne Anpass-Netzwerk............................................................................ 90 A.4.1.1. Signalverläufe des Schaltgliedes ......................................................................................... 90 A.4.1.2. Signalverläufe im Lastwiderstand ....................................................................................... 92 A.4.1.3. Ausgangsleistung ................................................................................................................. 93 A.5. Ergänzende Messungen ........................................................................................................... 94 A.5.1. Richtkoppler .................................................................................................................... 94 A.5.2. Dämpfungsglied der Dummy Load ................................................................................. 97 A.5.3. Spulen .............................................................................................................................. 98 A.5.3.1. Torroidspule ........................................................................................................................ 98 A.5.3.2. Luftspule .............................................................................................................................. 98 A.6. Schema des Endverstärkers .................................................................................................. 100 19.08.2011 Bachelor Thesis 7/102 Einleitung Amateurfunker sind Menschen, die Stunden damit verbringen die entlegensten Länder der Erde in jedem zulässigen Frequenzband zu erreichen versuchen. Nach einer erfolgreichen Verbindung, dem Austausch ein paar wenigen alphanumerischen Ziffern, gibt es zur Belohnung beider Teilnehmer eine Postkarte zur Bestätigung und die Jagd nach neuen Trophäen kann weitergehen. Dabei übernimmt der Endverstärker eine tragende Rolle, er stellt das Bindeglied zwischen Transceiver und Antenne dar. Seine Aufgabe ist es das vom Sender erhaltene Signal aufzubereiten und zu verstärken, damit es anschliessend mit genügend grosser Leistung über die Antenne abgestrahlt werden kann. Zusätzlich sorgt der Endverstärker während den Sendepausen des Amateurfunkers dafür, dass das von der Antenne empfangene Signal zum Receiver geleitet wird. Das Herzstück eines Endverstärkers ist der Leistungsverstärker, welcher je nach Funktionsprinzip in verschiedene Klassen eingeteilt ist. Ziel dieser Bachelor Thesis ist es einen Endverstärker mit einem Leistungsverstärker der Klasse E zu dimensionieren und einen funktionsfähigen Prototypen zu bauen, welcher die gesetzlich vorgeschriebenen Bedingungen für den praktischen Einsatz erfüllt. Klasse-E-Verstärker bestehen im Wesentlichen aus einem Schaltglied und einem speziell angepassten Last-Netzwerk. Diese Schaltung zeichnet sich durch ihren besonders hohen Wirkungsgrad aus und steht seit ihrer Erfindung in den 70er Jahren unter Patentschutz [1]. Doch das Auslaufen des Patentes [U.S. 3,919,656, 1975] weckte neues Interesse und öffnet den Weg für neue Möglichkeiten. Stetige Weiterentwicklungen in der Halbleitertechnik, bringen gut geeignete Feldeffekttransistoren, welche zusammen mit Keramikkondensatoren für eine erhebliche Steigerung des Wirkungsgrads verantwortlich sind. Im speziellen befasst sich diese Bachelor Thesis mit einem Endverstärker für den Amateurfunk im Frequenzbereich 3.5 – 3.6 MHz. Der Verstärker muss eine Ausgangsleistung von über 50 W mit einem Wirkungsgrad besser als 85 % erzeugen. Ziel ist es den Endverstärker unter Einhaltung der Bestimmungen des BAKOMs an einer Antenne mit 50 Ω Fusspunktimpedanz betreiben zu können. Dazu soll der Endverstärker in der Lage sein mit sinusförmigen Eingangssignalen kleiner 30 dBm umzugehen und automatisch zwischen Sende- und Empfangsbetrieb umschalten können. Des Weiteren sind Schutzschaltungen zu konzipieren, welche den Endverstärker bei unzulässigen Betriebszuständen vor Zerstörung schützen. All diese Anforderungen und deren Lösungskonzepte sind detailliert in dieser Dokumentation enthalten. Dieser Bericht basiert auf vorhergehende Untersuchungen des Projekts 5 [2] und ist so aufgebaut, dass im ersten Teil, den theoretischen Grundlagen, das Prinzip eines Endverstärkers mit seinen Grundkomponenten eingeführt wird. Im darauffolgenden Kapitel Designgrundlagen eines Klasse-E-Endverstärkers folgen tiefgreifende Erläuterungen und es werden allgemeine Formeln zur Dimensionierung eingeführt. Anschliessend werden im Kapitel die zuvor eingeführten Grundlagen zur Lösung der Aufgabenstellung angewendet. Anschliessend wird im Kapitel Hardware der Prototypenaufbau mit den verwendeten Komponenten thematisiert. Die daraus gewonnen Messergebnisse sind anschliessend im Kapitel Messungen und Ergebnisse enthalten. Abschliessend folgt im Kapitel Zusammenfassung und Ausblick ein Kurzabriss über die gesamte Arbeit mit den wichtigsten Resultaten und ein Ausblick an weiterführende Arbeiten. Im Anhang und auf der Daten-CD befinden sich zusätzlich sämtliche weiterführenden Dokumente, welche für eine detaillierte Auseinandersetzung und allfällige Weiterentwicklungen des Endverstärkers von Relevanz sein könnten. 19.08.2011 Bachelor Thesis 8/102 1 Theoretische Grundlagen In diesem Kapitel werden die theoretischen Grundlagen wiedergegeben, welche für das Verständnis dieses Berichtes unterstützend wirken. Dazu wird im ersten Unterkapitel erläutert, was unter einem Endverstärker zu verstehen ist (1.1) und eine Übersicht der verschiedenen Leistungsverstärker Klassen gegeben (1.1.1). Anschliessend wird in Kapitel 1.2 der in der Aufgabenstellung verwendete Modulationsbezeichnungscode erläutert. Weiter werden mit der Definition der Güte Missverständnisse eliminiert (1.3). Abschliessend folgt ein Kurzabriss der in der Hochfrequenztechnik üblichen S-Parameter zur Beschreibung eines Mehrtors. 1.1 Endverstärker Der Endverstärker ist das Bindeglied zwischen Transceiver und der Antenne (Abbildung 1). Die Kernaufgabe des Endverstärkers ist es, das vom Sender erhaltene Signal (TX) in der Amplitude zu verstärken, damit die Antenne dieses anschliessend mit genügender Leistung abstrahlen kann. Wird die Antenne sowohl als Sende- wie als Empfangsantenne benützt, muss der Endverstärker bidirektional sein. Das heisst der Endverstärker benötigt mindestens einen Sendepfad (TX) und einen Empfangspfad (RX), welcher wahlweise umgeschaltet werden kann. Der Empfangspfad kann ebenfalls einen Vorverstärker beinhalten, welcher das empfangene Signal (RX) verstärkt, bevor es an den Empfänger weitergeleitet wird. Die zweite und einfachste Möglichkeit ist das Signal unverändert durchzuleiten. Um die Grosssignalfestigkeit zu verbessern, ist eine Abschwächung des Empfangssignals ebenfalls denkbar. Sender / Empfänger TX TX Endverstärker Antenne RX RX Abbildung 1: Gesamtsystemübersicht In Abbildung 2 ist nun eine mögliche Ausführung des in Abbildung 1 eingezeichneten Endverstärkers aufgeführt, welche die Funktionsweise graphisch darstellt. Endverstärker PTT RX/TX RX/TX Sequencer Speisung Eingangssignal Aufbereitung PA Anpass Netzwerk TP Filter ANT Richtkoppler RFL FWD TX SWR Schutzschaltung RX Abbildung 2: Endverstärker 19.08.2011 Bachelor Thesis 9/102 Der äusserste Rahmen in Abbildung 2 bildet die Systemgrenze des Endverstärkers, dabei verdeutlichen die mit dem Aussenrahmen schneidenden Linien die Schnittstellen des Systems. Die Teilaufgaben des Endverstärkers sind in einzelne Blöcke aufgeteilt, welche durch Signalpfade miteinander in Abhängigkeit gebracht werden. So durchläuft beispielsweise das Signal vom Transceiver über ein Umschaltglied in den Eingangssignal-Aufbereitungs-Block. Dieser leitet die entsprechenden Signalinformationen dem Leistungsverstärker weiter. Anschliessend wird durch ein Anpassnetzwerk auf die gewünschte Ausgangsimpedanz angepasst. Darauf folgt ein Ausgangsfilter, welches die unerwünschten Oberwellen entfernt. Danach wird das Signal durch einen Richtkoppler geführt, dieser zweigt für Messzwecke einen sehr geringen Teil der hin- und rücklaufenden Welle ab, der grösste Teil wird wiederum über einen Umschalter auf die Antennenbuchse abgegeben. Der Richtkoppler leitet die Wellenausbreitungsrichtungsinformationen an die SWR-Schutzschaltung weiter, welche bei Fehlanpassung am Antennenausgang den Verstärker ausschaltet. Der Rückkanal (RX) ist sehr einfach gehalten und verbindet im Wesentlichen den Antennen-Anschluss mit dem Transceiver-Anschluss. Die Koordination, wann welcher Signalpfad aktiv ist, wird dabei vom RX/TX-Sequencer übernommen. Die folgenden Unterkapitel beschreiben nun die theoretischen Grundlagen der einzelnen Blöcke des Endverstärkers. 1.1.1 Grundlagen Leistungsverstärker Der Leistungsverstärker ist der Hauptbestandteil jedes Endverstärkers (Abbildung 2). Unter einem Leistungsverstärker (PA) versteht man eine Schaltung (Abbildung 3), welche ein Signal wesentlich verstärkt, indem es DC-Eingangsleistung in ein gewünschtes Ausgangssignal umwandelt [3]. Leistungsverstärker werden in einem breiten Anwendungsgebiet eingesetzt. Unterschiedliche Anwendungen stellen dabei unterschiedliche Ansprüche in Bezug auf Frequenz, Bandbreite, Last, Leistung, Effizienz, Linearität und Kosten. Dies legt nahe, dass nicht eine einzige Architektur als am besten geeignet für alle Anwendungen angesehen werden kann. Ihr Schaltungskonzept ist daher den entsprechenden Anforderungen angepasst. Als Konsequenz ist eine breite Palette von Leistungsverstärkern entstanden, welche sich von den Wanderfeldröhren bei der Satellitenkommunikation, über Mikrowellenheizröhren bis zu den Halbleiterverstärkern im privaten Mobiltelefon erstreckt [4]. DC-Leistung PDC Eingangsleistung Pin PA Ausgangssleistung Pout Abbildung 3: Abstraktes Schema eines Leistungsverstärkers [4] 19.08.2011 Bachelor Thesis 10/102 Ein Leistungsverstärker, wie er in Abbildung 4 zu sehen ist, besteht im Allgemeinen aus einem Transistor, einem Eingangs- und einem Ausgangsnetzwerk sowie einer Drosselspule [5]. Die Drosselspule bildet eine Konstantstromquelle, welche den Verstärker mit zusätzlicher Energie versorgt. Die Hauptaufgaben des Ausgangsnetzwerks sind Impedanz-Transformation und Unterdrückung der harmonischen Wellen. Das Eingangsnetzwerk bereitet das Signal auf, so dass es für die Ansteuerung des Transistors geeignet ist. Wobei je nach Anwendung der Transistor unterschiedlich betrieben wird. Auf der einen Seite dient er als steuerbare Stromquelle auf der anderen Seite wird er als Schalter eingesetzt. Zusätzlich existiert noch eine Mischform, bei der der Transistor im Anschlag betrieben wird. Dadurch findet der Transistor teilweise als steuerbare Stromquelle und teilweise als Schalter Verwendung. Wenn der Transistor als steuerbare Stromquelle verwendet wird, hängt der Ausgangsstrom von der Spannung zwischen Gate und Source ab. Dieser Betrieb dient für die einfache Verstärkung einer Amplitudenmodulation. Wird der Transistor hingegen als Schalter eingesetzt, ist der Drain-Strom unabhängig von der Spannung zwischen Gate und Source. Im eingeschalteten Zustand wird die Spannung von Drain und Source sehr klein, was zu tiefen Schaltverlusten und damit zu einem hohen Wirkungsgrad führt. Die Schaltverluste eines realen Schalters nehmen mit der Frequenz zu und bestimmen dadurch die maximale Betriebsfrequenz des Verstärkers. VDD LRFC CDC-Block M1 VIn ~ Eingangs Netzwerk Ausgangs Netzwerk RL Abbildung 4: Blockdiagramm eines Leistungsverstärkers Die Designspezifikationen von Leistungsverstärkern werden in verschiedene Klassen unterteilt. Dazu zählen die Klassen A, AB, B, C, D, E und F [4]. Dabei arbeiten die Leistungsverstärker der Klassen A, AB, B und C nach dem Prinzip der gesteuerten Stromquelle. Sie werden in die Obergruppe der Arbeitspunkt-Verstärker eingeteilt. Dies geschieht gemäss dem Stromflusswinkel 2θ des Drain–Stroms. Der Stromflusswinkel θ geht von 0 bis 2π und beschreibt den Teil einer Signalperiode, wo ein Strom fliesst, der nicht null ist. Bei Verstärkern der Klasse D und E hingegen wird der Transistor als Schalter eingesetzt. Die Klassifizierung geschieht in diesem Fall durch die Betriebsbedingungen des Schaltgliedes. Verstärker der Klasse F verwenden den Transistor sowohl als Schalter wie auch als gesteuerte Stromquelle. Hier erfolgt die Einteilung aufgrund des Anpassnetzwerkes. Als Übersicht der Signalverlaufe des Transistors dient die folgende Abbildung 5: 19.08.2011 Bachelor Thesis 11/102 Klasse D Klasse A 0 0 Klasse B Klasse E 0 0 Klasse F Klasse C 0 0 π 2π uS (θ) 0 0 π 2π iC (θ) Abbildung 5: Signalformübersicht der verschiedenen Verstärkerklassen Bei der Klasse A liegt der Stromflusswinkel gerade bei 2π (Abbildung 5). Dies bedeutet, dass sich der Transistor ständig im aktiven Zustand befindet. Um diesen Betrieb aufrecht zu erhalten wird ein ständig fliessender Ruhestrom benötigt [6]. Sind alle Bedingungen erfüllt und wird mit idealen verlustlosen Elementen gearbeitet liegt der Wirkungsgrad eines Verstärkers der Klasse A bei 50% [7]. In der Praxis hingegen werden maximal Werte zwischen 40% und 45% erreicht [6]. Dieser Verstärkertyp hat seine Daseinsberechtigung für Anwendungen, welche hohe Linearität, kleine Leistungen, grosse Verstärkungen, einen breitbandigen Betrieb oder eine sehr hohe Frequenzlage benötigen. Die Einteilung in die Klasse B erfolgt ebenfalls nach dem Stromflusswinkel, welcher exakt bei π liegen muss. Dies wird dadurch erreicht, indem auf das sinusförmige Steuersignal 𝑉𝐼𝑛 am Gate des Transistors ein DC-Offset gelegt wird, welcher der Schwellenspannung des Transistors entspricht [5]. Dies bewirkt, dass der Transistor während der halben Periode eingeschaltet ist und der DrainStrom halb sinusförmig wird (Abbildung 5). Es fliesst demnach kein Ruhestrom und die Effizienz des Verstärkers steigt gegenüber einem Klasse-A-Verstärker. Sie hängt jedoch linear vom Verhältnis der Amplitude der Modulationsspannung und der DC-Versorgungsspannung ab. Dabei ist zu beachten, dass der maximale Wirkungsgrad π/4, sprich 78.5%, nicht überschritten werden kann [7]. In der Praxis liegt der Wert zwischen 60% und 78%. Dies macht den Verstärker für Kleinsignale wesentlich effizienter gegenüber einem Klasse-A-Verstärker. Dieser Verstärkertyp wird üblicherweise in einer push-pull Anordnung betrieben, um aus den zwei Drain-Strömen eine volle Sinusschwingung zu erhalten [8]. Der Nulldurchgang (Übergang zwischen den zwei Elementen) weist allerdings eine hohe Nichtlinearität auf, da es vorkommen kann, dass keiner der beiden Transistoren leitend ist, was starke Verzerrungen bei kleinen Leistungen zur Folge hat (Crossover-Verzerrung) [6]. Der Stromflusswinkel liegt bei Verstärkern der Klasse AB zwischen π und 2π. Das Ansteuerprinzip ist gleich wie bei Verstärkern der Klasse B. Der DC-Offset am Gate liegt hier jedoch etwas oberhalb der Schwellenspannung des Transistors, was einen kleinen Ruhestrom zur Folge hat und dadurch mit 60% einen etwas geringeren Wirkungsgrad erzielt als einer der Klasse B 19.08.2011 Bachelor Thesis 12/102 [7]. Diesen Wirkungsgradverlust wird in Kauf genommen, da bei der push-pull Anordnung so die unerwünschten Verzerrungen bei kleinen Leistungen unterbunden werden können. Bei Verstärkern der Klasse C liegt ein variabler Stromflusswinkel zwischen 0 und π vor (Abbildung 5). Dies bringt den Vorteil eines besseren Wirkungsgrads, welcher theoretisch gegen 100% strebt, wenn man den Stromflusswinkel gegen null gehen lässt. Dies hätte jedoch ebenfalls zur Folge, dass die Ausgangsverstärkung gegen null gehen würde und deshalb die Treiberleistung gegen unendlich gehen müsste [6]. In der Praxis wird typischerweise ein Winkel von 80° eingesetzt, was idealerweise zu einem Wirkungsgrad von 85% führt [3]. Diese Erhöhung des Wirkungsgrads gegenüber der Klasse B bringt jedoch grosse Verzerrungen mit sich, welche durch Filterung entfernt werden müssen. Während Verstärker der Klasse A, AB, B noch im Audiobereich verwendet werden, ist das Anwendungsgebiet der Klasse C auf HF-Verstärkungen beschränkt. Verstärker der Klasse D verwenden zwei oder mehr Transistoren, welche wie bereits erwähnt als Schalter eingesetzt werden. Die Einteilung erfolgt demnach nicht mehr nach dem Stromflusswinkel sondern nach den Betriebsbedingungen des Transistors. Im Falle eines Klasse-D-Verstärkers werden die Transistoren dazu verwendet eine rechteckförmige Drain-Spannung zu erzeugen (Abbildung 5) [6]. Diese Spannung wird auf einen Serienschwingkreis, welcher auf die Grundfrequenz des Rechtecks abgestimmt ist, geleitet. Dies führt zu einem sinusförmigen Strom am Ausgang. Da bei idealen Elementen lediglich Strom durch den eingeschalteten Transistor fliesst, kann ein Wirkungsgrad von 100% erreicht werden. In der Praxis leidet der Wirkungsgrad an Sättigungsverlusten, beschränkter Schaltgeschwindigkeit und Drain-Kapazitäten, welche bei jedem Zyklus umgeladen werden müssen [3]. Die beschränkte Schaltgeschwindigkeit hat zur Folge, dass sich der Transistor während ihn Strom durchfliesst in seiner aktiven Region befindet. In diesem Zustand besitzt der Transistor einen grossen Übergangswiderstand, welcher den Spannungsabfall direkt in Wärme umsetzt. All diese Verluste nehmen mit steigender Frequenz zu, wodurch sich ein Betrieb oberhalb des Kurzwellenbereichs nicht lohnt. Verstärker der Klasse E verwenden einen Transistor als Schalter. Die charakteristische DrainSpannung, welche in Abbildung 5 zu sehen ist, entsteht durch das Laden eines Shunt-Kondensators mit DC-Strom aus der Drosselspule und HF-Strom aus dem Schwingkreis [3]. Im Nominalbetrieb sinkt diese Drain-Spannung kurz vor dem Einschalten des Transistors auf null (ZVS) und hat ebenfalls keinen Anstieg (ZDS) zum Einschaltzeitpunkt. Dadurch werden die im Klasse-DVerstärker auftretenden Schaltverluste weitgehend eliminiert und es entsteht ein idealer Wirkungsgrad von 100%. Verstärker der Klasse E, welche auf dem Nullspannungsschaltprinzip (ZVS) aufbauen, sind bis jetzt die effizientesten Verstärker die es gibt [5]. Klasse F-Verstärker verwenden zur Formung der Drain-Spannung Resonatoren, welche nebst der Grundschwingung ebenfalls auf dessen Harmonische abgestimmt sind [5]. Während aus der Grundschwingung und einer oder mehreren ungeraden Oberwellen eine Rechteckspannung approximiert wird, wird mit den ungeraden Harmonischen halb sinusförmiger Strom nachgebildet (Abbildung 5) [3]. Dadurch ist das Produkt zwischen Drain-Strom und Drain-Source-Spannung gering und es entstehen kaum Verlustleistung im Transistor. Mit der Zunahme der berücksichtigten Harmonischen wird die Rechteckapproximation besser und der Wirkungsgrad nimmt von 50% (Klasse A) bis zu 100% (Klasse D) zu. 19.08.2011 Bachelor Thesis 13/102 1.2 Modulationsart Die verschiedenen Modulationsarten werden gemäss Internationalen Fernmeldeunion (ITU) in verschiedene Kategorien unterteilt und mit einem neunstelligen alphanumerischen Kürzel beschrieben (BBBBMSIDX) [9]. Die ersten vier Zeichen sind für die Bandbreite reserviert (100K = 0.10 MHz). Darauf folgt ein Buchstabe welcher die Modulationsart des Hauptträgers beschreibt (A = Amplitudenmodulation). Darauf folgt eine Ziffer, welche die Signalart beschreibt (1 = Einkanaliges quantisiertes oder digitales Signal ohne Verwendung eines Hilfsträgers). Anschliessend steht wieder ein Buchstabe, welcher die Informationsart wiederspiegelt (A = Telegraphie für aurale Aufnahme). Weiter geht es mit einem optionalen Buchstaben, welcher die Detailierung beschreibt (A = Binärcode mit variierender Elementzahl oder Zeichendauer ohne Fehlerkorrektur). Abschliessend folgt ein Buchstabe, welcher die Art der Multiplexierung angibt (N = kein Multiplexsignal). Das in der Aufgabenstellung aufgeführte Signal lässt sich demnach mit 100KA1AAN beschreiben. Ein Morsecode, welcher aus Pausen und zwei unterschiedlich langen Symbolen (Punkt und Strich) besteht und dafür eine Bandbreite von 100kHz zur Verfügung hat. 1.3 Güte In diesem Unterkapitel werden kurz die verschiedenen Definitionen der Güte aufgeführt, so dass während dem Lesen keine Verwechslungen entstehen. 1.3.1 Spulengüte Eine ideale Spule (Induktivität) besteht aus einer rein imaginären Impedanz (𝑍 = 𝑗𝜔𝐿). Reale Spulen hingegen besitzen noch einen ohmschen Realteil (𝑍 = 𝑅𝐼𝑁𝐷 + 𝑗𝜔𝐿). Das Verhältnis zwischen dem imaginären Anteil (Reaktanz) und dem Realteil (Resistanz) der Gesamtimpedanz wird als Spulengüte bezeichnet. Diese Grösse ist frequenzabhängig und lässt sich durch Formel (1) beschreiben [10]. 𝑄𝐼𝑁𝐷 (𝜔) = 𝜔𝐿 𝑅𝐼𝑁𝐷 (1) 1.3.2 Unbelastete Güte Die unbelastete Güte eines Schwingkreises kann allgemein durch Formel (2) beschrieben werden. Je grösser dabei die Güte, desto kleiner ist die Dämpfung und damit sinken die Verluste des Schwingkreises. 𝑄0 = 2𝜋 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑚𝑎𝑥𝑖𝑚𝑎𝑙 𝑔𝑒𝑠𝑝𝑒𝑖𝑐ℎ𝑒𝑟𝑡𝑒 𝐸𝑛𝑒𝑟𝑔𝑖𝑒 𝑝𝑟𝑜 𝑃𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑒 𝐸𝑛𝑒𝑟𝑔𝑖𝑒𝑣𝑒𝑟𝑙𝑢𝑠𝑡 𝑝𝑟𝑜 𝑃𝑒𝑟𝑖𝑜𝑑𝑒 (2) 14/102 1.3.3 Belastete Güte Die belastete Güte hingegen ist das Verhältnis von Resonanzfrequenz 𝑓𝑟 und der 3 dB-Bandbreite ∆𝑓 (3). 𝑄𝐿 = 𝑓𝑟 ∆𝑓 (3) Die Grösse dieser Güte hängt von der Anwendung ab und ist im Gegenzug zur unbelasteten Güte kein Indiz der Qualität eines Netzwerkes, sondern beschreibt die Breitbandigkeit des Netzwerkes [11]. Besitzt das Netzwerk eine hohe Güte ist es schmalbandig. Für breitbandige Anwendungen hingegen wird eine kleine belastete Güte benötigt. 1.4 S-Parameter Zur Systembeschreibung wird in der HF-Technik auf die Streuparameter zurückgegriffen. Diese SParameter beschreiben Verhältnisse von hin- und rücklaufender Welle (Spannungswelle, Stromwelle) [12]. Damit jedoch die Wellentheorie angewendet werden darf, muss der Leitungsabschluss definiert sein. In der Praxis wird hier meistens mit einer Wellenimpedanz resp. Wellenwiderstand von 𝑅𝑊 = 50 Ω gearbeitet. Folgende Abbildung 6 zeigt exemplarisch die systematische Darstellung von hin- und rücklaufender Wellen an einem Zweitor. Dabei stellen 𝑎 und 𝑏 die komplexen Zeiger der einfallenden und reflektierten Wellenstärke dar. a1 1 RW a2 Zweitor 2 b2 b1 RW Abbildung 6: Zweitor mit beidseitig ein- und auslaufenden Wellen Nun lässt sich mit Hilfe der S-Parameter einen Zusammenhang zwischen Hin- und Rücklaufender Wellen erstellen und damit das Zweitor beschreiben: 𝑎1 𝑏1 𝑆11 � � = �𝑆� ∙ �𝑎 � = � 𝑆21 𝑏2 2 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑆12 𝑎1 �∙� � 𝑆22 𝑎2 (4) 15/102 Mit den einzelnen S-Parameter (Koeffizienten der Streumatrix) lässt sich durch 𝑆11 und 𝑆22 die Reflexion am Zweitor beschreiben: 𝑏 𝑆11 = 𝑎1 � 1 𝑎2 =0 und 𝑏 𝑆22 = 𝑎2 � 2 (5) 𝑎1 =0 𝑆12 und 𝑆21 hingegen stellen die am Tor 1 bzw. Tor 2 transmittierte Welle dar: 𝑏 𝑆12 = 𝑎1 � 2 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑎1 =0 und 𝑏 𝑆21 = 𝑎2 � 1 (6) 𝑎2 =0 16/102 2 Designgrundlagen eines Klasse-E-Endverstärkers In diesem Teil des Berichtes geht es um das Design eines Endverstärkers der Klasse E. Zuerst wird das Grundprinzip anhand eines abstrakten Blockschemas erläutert (2.1). Nachfolgend wird eine mögliche elektrische Realisierung thematisiert. Darauf folgt der Hauptteil dieses Kapitels, in dem die physikalischen Zusammenhänge der einzelnen Ströme und Spannungen erläutert werden, welche Schritt für Schritt eingeführt werden und schlussendlich zu den algebraischen Dimensionierungsformeln für einen Verstärker der Klasse E führen (2.2). Anschliessend wird die benötigte Impedanz-Anpassung (2.3) und das Ausgangsfilter (2.4) eingeführt. Im darauffolgenden Unterkapitel 2.5 wird die Aufbereitung des zu verstärkenden Eingangssignals behandelt. Des Weiteren beinhaltet das anschliessende Unterkapitel 2.6 die Anforderungen an die Speisung des Endverstärkers. Darauf folgt die Erläuterung des bidirektionalen Betriebs mit dem RX/TXSequenzer (2.7). Abschliessend folgen noch die für die Praxis unverzichtbaren Schutzschaltungen (2.8). 2.1 Grundprinzip des Klasse E-Verstärkers In der folgenden Abbildung 7 ist das Grundprinzip eines Klasse-E-Verstärkers aufgeführt [13]. Das zentrale Bauelement ist der Schalter, welcher von einem Rechtecksignal angesteuert wird. Am Schalter ist ein Lastnetzwerk angeschlossen, welches die über die Stromquelle zugeführte Energie in einem Schwingkreis so speichert, dass die Schaltverluste minimiert werden und die gesamte Energie an die Last abgegeben werden kann. Aufgrund der Tiefpasswirkung des Lastnetzwerkes erfährt die Last eine gedämpfte Sinusschwingung. Wie bereits im Kapitel 1.1.1 erläutert, ist dieser Verstärker nichtlinear. Das heisst eine Variierung der Eingangssignalamplitude hat keinen sinnvollen Einfluss auf das Ausgangssignal. Jedoch lässt sich eine Amplitudenmodulation über die DC-Quelle realisieren, wobei dieses Verhältnis eine annähernd lineare Funktion ist [14]. Stromquelle Schalter Signal Last Netzwerk Last Treiber Abbildung 7: Blockdiagramm des Klasse-E-Verstärkers 19.08.2011 Bachelor Thesis 17/102 Abbildung 8 zeigt die elektrische Realisierung des aus Abbildung 7 hervorgehenden Verstärkers. Dabei sind die Farben so gewählt, dass die einzelnen Blöcke direkt miteinander verglichen werden können. In den darauf folgenden Kapiteln werden die Anforderungen und Funktionen dieser Blöcke erläutert. Signal UDD Treiber Lastnetzwerk Last LRFC C Stromquelle Usqr M1 IC L C1 R Schalter Abbildung 8: Klasse-E-Verstärker Schema Übersicht 2.1.1 Signal Beim Signal handelt es sich um ein Rechtecksignal, welches in unserem Falle gemäss Aufgabenstellung im Bereich von 3.5-3.6 MHz liegt. Dieses schmale Frequenzband liegt im Kurzwellenspektrum des 80-Meter-Bands, welches von Amateurfunkern für kontinentale Verbindungen genützt wird [15] & [16]. Die Berechnungen, Simulationen und der Testaufbau sind auf die in der Mitte liegende Frequenz von 3.55 MHz ausgelegt, welche durch ein Rechtecksignal mit duty cycle 0.5 repräsentiert wird. Wie bereits erwähnt hat die Signalamplitude keinen verwendbaren Einfluss auf das Ausgangssignal. Sie muss lediglich zur Treiberschaltung passen und wird deshalb an dieser Stelle nicht weiter thematisiert. 2.1.2 Treiber und Schalter Das wichtigste Kriterium bei hohen Frequenzen ist, dass sofort ein- und ausgeschaltet werden kann. Je länger die Schaltzeiten sind, desto stärker weicht der Verstärker vom Idealbetrieb ab und es entstehen Schaltverluste. Eine weitere Anforderung ist der geringe Übergangswiderstand im leitenden Zustand, welcher während der halben Periode zu ohmschen Verlusten führt. Des Weiteren muss der Schalter den maximalen Belastungen von Strom und Spannung standhalten. Moderne Verstärker der Klasse E setzten auf einen MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor) als Schaltglied. Diese weisen gegenüber Bipolar-Transistoren hohe Eingangskapazität auf, welche zuerst überwunden werden muss, bevor der Schalter geschlossen ist. Dazu muss eine Treiberschaltung vorgeschaltet werden, welche kurzzeitig den hohen, benötigten Strom liefern kann und dies unabhängig von der Signalquelle an seinem Eingang. 19.08.2011 Bachelor Thesis 18/102 2.1.3 Stromquelle Die Stromquelle hat die Aufgabe, dem Verstärker Energie zuzuführen. Dies geschieht durch eine Stromquelle, welche durch eine Spannungsquelle mit einer Seriespule 𝐿𝑅𝐹𝐶 realisiert ist, wodurch eine konstante Stromquelle erreicht wird. Die Spule hat die Aufgabe den DC-Strom zu glätten und die hochfrequenten Signale zu blocken, so dass der Spulenstrom nach der Einschwingphase nahezu konstant ist. 2.1.4 Lastnetzwerk Der Klasse-E-Verstärker besitzt ein Lastnetzwerk, welches die Schaltverluste minimiert und durch den „Schwungradeffekt“ des Schwingkreises ein sinusförmiges Ausgangssignal bildet. Das Lastnetzwerk besteht aus wenigen passiven Bauelementen, welche zusammen mit der Last zu einem Serienschwingkreis angeordnet sind, welcher je nach Schalterstellung eine andere Resonanzfrequenz aufweist. Diese spezielle Anordnung zusammen mit den in Kapitel 2.2 eingeführten Berechnungsformeln zur Dimensionierung der Elemente, verschafft dem Klasse-EVerstärker seine charakteristischen Funktionen. Die Schaltverluste können verhindert werden, wenn beim Einschalten die Spannung über dem Schalter null ist [5]. Diese Bedingung wird ZVS (Zero Voltage Switching) genannt und ist erfüllt, wenn beim Spannungsnulldurchgang geschaltet wird. Eine weitere optionale Zusatzfestsetzung ist die ZDS (Zero Derivative Switching)-Bedingung, welche besagt, dass beim Schalten die Ableitung der Spannung ebenfalls null betragen soll. Durch das Einhalten der ZDS-Bedingung wird sogenanntes „soft-switching“ erreicht. Sind beide Bedingungen eingehalten spricht man von einem Klasse-E-Verstärker im Nominal- oder Optimum-Betrieb. 2.1.5 Last Die Last ist sehr eng mit dem zuvor eingeführten Lastnetzwerk verbunden und darf nicht mit der 50 Ω Impedanz (Antenne) aus der Aufgabenstellung verwechselt werden. Die in Abbildung 8 eingezeichnete Last ist zusammen mit der Speisespannung 𝑈𝐷𝐷 für die Grösse der Ausgangsleistung des Klasse-E-Verstärkers verantwortlich. In den meisten Fällen ist dieser Lastwiderstand jedoch lediglich „virtuell“ vorhanden, da über ein Anpassnetzwerk direkt auf die standardisierte 50 Ω Ausgangsimpedanz transformiert wird. Würde man die Last R mit der Antenne (50 Ω) gleichsetzen, so müsste man die Speisespannung 𝑈𝐷𝐷 variieren, bis der Verstärker die geforderte Ausgangsleistung erfüllt. Es ist jedoch praktikabler auf eine Standardspeisespannung von z.B. 12 V oder 24 V zu setzen und die Leistung über den „virtuellen“ Widerstand einzustellen. 19.08.2011 Bachelor Thesis 19/102 2.2 Dimensionierung eines Klasse E-Verstärkers Dieses Kapitel ist in verschiedene Unterkapitel aufgeteilt, welche zur analytischen Dimensionierung eines Klasse-E-Verstärkers beitragen. Alle in diesem Kapitel enthaltenen Berechnungen sind idealisiert, das heisst, es wird immer von verlustlosen idealen Bauelementen ausgegangen. Die Basis der Berechnungsformeln zur Dimensionierung des Klasse-E-Verstärkers werden durch das Buch von Steve C. Cripps [1] und der IEEE Publikationen [17] von Tadashi Suetsugu and Marian K. Kazimierczuk gebildet. Alle in den Formeln enthaltenen Buchstaben beziehen sich auf die in Abbildung 9 bezeichneten Bauteile. Signal UDD Treiber IDD Lastnetzwerk L LRFC C Stromquelle iS Usqr M1 IC Last uS iC C1 iO LX LR uC u1 R uO Schalter Abbildung 9: Klasse-E-Verstärker Details Ansicht Im ersten Unterkapitel 2.2.1 werden die drei wichtigsten Spannungs- und Stromverläufe des Verstärkers beschrieben. Im darauf anschliessenden Kapitel 2.2.2 sind die Beziehungen und Bedingungen aufgeführt, welche die Grundlagen für eine Bauteildimensionierung bilden. Darauf folgt in Kapitel 2.2.3 eine Beschreibung der Auswirkungen der ZVS und ZDS Bedingungen. 2.2.1 Spannungs- und Stromverläufe des Verstärkers Wenn der Schalter geöffnet ist (0 < 𝜃 ≤ 𝜋) wird der Shunt-Kondensator 𝐶1 vom Strom 𝑖𝑐 (𝜃) geladen. Da der Strom 𝑖𝑆 (𝜃) durch den Schalter zu dieser Zeit null ist, besteht der Strom 𝑖𝑐 (𝜃) aus dem zusätzlich zugeführten DC-Strom 𝐼𝐷𝐷 , abzüglich dem durch die Last fliessenden sinusförmigen Strom 𝑖𝑜 (𝜃). Dazu muss der Gütefaktor Q des Schwingkreises genügend gross gewählt werden, so dass aufgrund des „Schwungradeffekts“ überhaupt ein sinusförmiger Strom fliesst. Ist diese Bedingung erfüllt, kann der Strom durch den Shunt-Kondensator mit Formel (7) beschrieben werden. Wobei sich 𝜃 in Abhängigkeit von 𝜔 und 𝑡 von 0 bis 2𝜋 erstreckt und 𝐼𝑚 die Amplitude vom Ausgangsstrom 𝑖𝑜 beschreibt. 𝜙 steht für die Phasenverschiebung des Stromes beim Einschalten. 𝑖𝑐 (𝜃) = 𝐼𝐷𝐷 − 𝐼𝑚 sin(𝜃 + 𝜙) 19.08.2011 Bachelor Thesis (7) 20/102 Während der restlichen Zeit der Periode (𝜋 < 𝜃 ≤ 2𝜋) ist der Schalter geschlossen und es fliesst kein Strom mehr durch den Kondensator 𝐶1 . Da aber der Strom in einer Spule nicht springen kann, fliesst weiterhin ein Strom 𝑖𝑜 (𝜃). Der Strom 𝑖𝑆 (𝜃) setzt sich nun analog zu 𝑖𝑐 (𝜃) zusammen. Dies führt zu Formel (8). 𝑖𝑆 (𝜃) = 𝐼𝐷𝐷 − 𝐼𝑚 sin(𝜃 + 𝜙) (8) Da bei der Dimensionierung von idealen Bauelementen ausgegangen wird, ist die Spannung über dem geschlossenen Schalter 𝑢𝑠 (𝜃) null. Der Schalter 𝑀1 liegt zusammen mit dem Kondensator 𝐶1 zwischen denselben Knoten, daher sind auch beide Spannungen gleich. Dies führt dazu, dass bei offenem Schalter die Spannung über ihm 𝑢𝑠 (𝜃) durch das Integrieren des durch den ShuntKondensator fliessenden Stromes 𝑖𝑐 (𝜃) berechnet werden kann. 𝜃 1 𝑢𝑆 (𝜃) = � 𝑖𝑐 (𝜃′) 𝑑𝜃′ 𝜔𝐶1 (9) 0 Wenn man das Integral aus Formel (9) auflöst ergibt sich die Spannung 𝑢𝑠 (𝜃) des geöffneten Schalters. Diese Spannung liegt während dem Zeitraum 0 < 𝜃 ≤ 𝜋 an und wird durch Formel (10) beschrieben. 𝑢𝑆 (𝜃) = 𝐼𝐷𝐷 𝜃 + 𝐼𝑚 (cos(𝜃 + 𝜙) − cos(𝜙)) 𝜔𝐶1 (10) In der folgenden Abbildung 10 sind diese drei Signalverläufe nun graphisch dargestellt. Dabei ist der Phasenwinkel 𝜙 optimal, so dass die ZVS und die ZDS Bedingung eingehalten sind. Durch die vertikal verlaufenden gestrichelten Linien wird die Schalterstellung verdeutlicht. Ebenfalls ist klar ersichtlich, dass zu keiner Zeit gleichzeitig Strom und Spannung beim Schalter auftreten und somit theoretisch keine Schaltverluste entstehen, was zu einem 100% Wirkungsgrad für die Signalverstärkung führt. sw off iS (θ) iC (θ) 0 0.5π 0 0.5π sw on π sw off 1.5π 2π 0.5π 1.5π 2π 0.5π sw on π 1.5π 2π 1.5π 2π θ θ USM uS (θ) 0 0.5π 1.5π 2π 0.5π UDD 1.5π 2π θ Abbildung 10: Signalverläufe im Schaltglied und Shunt-Kondensator 19.08.2011 Bachelor Thesis 21/102 2.2.2 Spannungs- und Strombedingungen Die mathematische Formulierung der ZVS-Bedingung bei einem duty cycle von 50% lässt sich durch Formel (11) beschrieben. 𝑢𝑆 (𝜋) = 0 (11) Diese Bedingung in Formel (10) eingesetzt und nach 𝐼𝐷𝐷 aufgelöst führt zum DC Strom, welcher durch die Spule 𝐿𝑅𝐹𝐶 dem Schwingreis zugeführt wird. Dieser ist aber noch vom Strom 𝐼𝑚 abhängig, welcher durch den Lastwiderstand 𝑅 fliesst. 𝐼𝐷𝐷 = 2𝐼𝑚 cos(𝜙) 𝜋 (12) Wie zuvor bereits beschrieben, wird bei der Berechnung von verlustlosen Elementen ausgegangen, deshalb wird die zugeführte Leistung auch bis zum Ausgang übertragen und die Ausgangsleistung 𝑃𝑂 kann mit Hilfe von Formel (13) beschrieben werden. 𝑃𝑂 = 𝐼𝐷𝐷 𝑈𝐷𝐷 2 𝐼𝑚 𝑅 = 2 (13) Mit Hilfe dieser Leistungsbeziehung Formel (13) und der Beziehung zwischen DC-Eingangsstrom und Ausgangsstrom Formel (12), kann nun der Ausgangsstrom 𝐼𝑚 von der zugeführten DCSpannung 𝑈𝐷𝐷 in Abhängigkeit gebracht werden, wie in Formel (14) dargestellt: 𝐼𝑚 = 4𝑈𝐷𝐷 cos(𝜙) 𝜋𝑅 𝐼𝐷𝐷 = 8𝑈𝐷𝐷 cos(𝜙)2 𝜋2𝑅 (14) Wird nun diese Beziehung in Formel (14) noch einmal in die Leistungsgleichung der Formel (13) eingesetzt, kann der DC-Eingangsstrom 𝐼𝐷𝐷 in Abhängigkeit der DC-Spannung 𝑈𝐷𝐷 durch (15) beschrieben werden: (15) Mit diesen beiden Beziehungen kann nun der Einschaltstrom durch den Shunt-Kondensator 𝑖𝑐 (𝜋) in Abhängigkeit mit der DC-Versorgungsspannung gebracht werden Formel (16). Dazu werden Formel (14) und (15) in Formel (7) eingesetzt. Ist 𝑖𝑐 (𝜋) = 0 ist die ZDS Bedingung erfüllt, das heisst der Strom steigt nach dem Einschalten kontinuierlich an und springt nicht. 𝑖𝑐 (𝜋) = 4𝑈𝐷𝐷 2 cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) + sin(𝜙)� 𝜋𝑅 𝜋 (16) Weiterhin kann durch die verlustlose Betrachtung die Ausgangsleistung 𝑃𝑂 mit der über die DCQuelle zugeführten Leistung gleichgesetzt werden. Wenn man in diese Beziehung den DC-Strom 𝐼𝐷𝐷 aus Formel (15) einsetzt, erhält man Formel (17). Diese Gleichung kann man bequem dazu verwenden, durch Vorgabe der gewünschten Ausgangsleistung und der vorgegebenen Versorgungsspannung, den geforderten Lastwiderstand zu berechnen. Dieser Schritt wird später mit Formel (100) ausgeführt. 19.08.2011 Bachelor Thesis 22/102 𝑃𝑂 = 𝐼𝐷𝐷 𝑈𝐷𝐷 2 8𝑈𝐷𝐷 = 2 cos(𝜙)2 𝜋 𝑅 (17) In einem nächsten Schritt geht es darum, den Shunt-Kondensator 𝐶1 in Abhängigkeit mit der Last 𝑅, der Kreisfrequenz 𝜔 und dem Einschaltwinkel 𝜙 zu bringen. Dazu wird weiterhin auf ein verlustloses Netzwerk gesetzt, wodurch auch über der Choke-Spule 𝐿𝑅𝐹𝐶 keine ohmschen Verluste entstehen. Dies hat zur Folge, dass die Spannung 𝑈𝐷𝐷 während einer Periode über 𝐶1 liegen muss. Es kann also folgende Bedingung (18) formuliert werden. 𝑈𝐷𝐷 = 1 2𝜋 � 𝑢 (𝜃)𝑑 𝜃 2𝜋 0 𝑆 (18) Wenn man dabei beachtet, dass bei einem duty cycle von 0.5 sich die Spannung 𝑢𝑆 (𝜃) lediglich im Zeitraum zwischen 0 und 𝜋 von 0 unterscheidet, können die Integrationsgrenzen angepasst werden und es entsteht nach Auflösen des Integrals und einer trigonometrischen Umformung (19). Für die Spannung 𝑢𝑆 (𝜃) wird Formel (10) mit 𝐼𝑚 aus Formel (14) und 𝐼𝐷𝐷 aus Formel (15) verwendet. 𝑈𝐷𝐷 = 1 𝜋 2𝑈𝐷𝐷 � 𝑢𝑆 (𝜃)𝑑 𝜃 = − 2 sin(2𝜙) 2𝜋 0 𝜋 𝜔𝐶1 𝑅 (19) Durch Formel (19) können nun die zuvor angekündigten Abhängigkeiten zwischen 𝐶1 , 𝑅, 𝜔 und 𝜙 in (20) hergestellt werden. Hier muss noch einmal darauf hingewiesen werden, dass für die Berechnungen von einem idealen Schaler ausgegangen wird, beim Einsatz von realen Bauelementen ist die Transistorausgangskapazität, die parasitäre Kapazität der Chocke-Spule und die Streukapazitäten ebenfalls in 𝐶1 enthalten sind [5]. Bei Transistoren mit grosser Ausgangskapazität, kann dieses Bauteil sogar ganz wegfallen. 𝐶1 = − 2 sin(2𝜙) 𝜋 2 𝜔𝑅 (20) Der Schalter muss einer gewissen Maximalbelastung standhalten. Dazu zählen Spitzenstrom- und Spitzenspannungsbelastung. Beide Grössen werden für die Dimensionierung des Schaltgliedes benötigt. Der Spitzenstrom setzte sich aus 𝐼𝐷𝐷 und der Amplitude des Ausgangsstroms 𝐼𝑚 zusammen und ist durch Formel (21) beschrieben. 𝐼𝑆𝑀 = 𝐼𝐷𝐷 + 𝐼𝑚 = 4𝑈𝐷𝐷 2 cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) + 1� 𝜋𝑅 𝜋 𝜃𝑀 = −𝜙 + sin−1 � 𝐼𝐷𝐷 2 � = −𝜙 + sin−1 � cos(𝜙)� 𝐼𝑚 𝜋 (21) Die Spitzenspannung ist die maximale Spannung über dem Kondensator 𝐶1 und führt durch eine Extremwertbetrachtung von (10) zum Maximum bei 𝜃 = 𝜃𝑀 , wobei 𝜃𝑀 durch Formel (22) gegeben ist. 19.08.2011 Bachelor Thesis (22) 23/102 2.2.3 ZVS- und ZDS-Betrieb eines Klasse-E-Verstärkers Schaltverluste treten immer auf, wenn Halbleiterelemente im sogenannten „hard-switching“ Modus betrieben werden [5]. Von „hard-switching“ spricht man, wenn die Spannung über dem Schaltglied abrupt ändert. In den meisten Fällen von einer hohen DC-Spannung auf praktisch null. Im linearen Fall kann die gespeicherte Energie der Transistorausgangskapazität und der Lastkapazität vor dem Schalten durch Formel (23) ausgedrückt werden. 1 𝑊 = 𝐶 ∙ 𝑢𝑐2 (𝜋) 2 (23) Wird nun der Schalter geschlossen, fliesst der Strom durch den Übergangswiderstand des Schaltgliedes 𝑟𝐷𝑆𝑜𝑛 und alle gespeicherte Energie geht durch Erwärmung des Schalters verloren. Somit kann die Schaltverlustleistung durch Formel (24) angegeben werden. 𝑃= 1 𝑓𝐶 ∙ 𝑢𝑐2 (𝜋) 2 (24) Wie aus Formel (24) zu entnehmen ist, ist die Verlustleistung frequenzabhängig, deshalb macht es Sinn, vor allem bei hohen Frequenzen etwas dagegen zu tun. Hier kommt dem Ingenieur die einflussreichere Abhängigkeit der Schaltspannung entgegen. Ist diese beim Einschalten null (ZVS), so treten frequenzunabhängig keine Schaltverluste auf. Ist während dem Einschalten die erste Ableitung der Spannung ebenfalls null, so beginnt der Strom nach dem Schliessen kontinuierlich zu steigen und Springt nicht (ZDS). Zum besseren Verständnis dieses Vorgehens wird eine Kunstgrösse 𝑠 eingeführt, welche den Anstieg der Schalterspannung beschreibt und die Einheit 𝑉�𝑠 trägt. Die mathematische Formulierung ist durch Formel (25) gegeben und kann aus Formel (9) abgeleitet werden. 𝑠= 𝑑𝑢𝑆 𝑖𝑐 (𝜋) � = 𝑑𝑡 𝜃=𝜋 𝜔𝐶1 (25) Nach dem Einsetzen der Formeln (16) und (20) in Formel (25) folgt nach kleineren trigonometrischen Umformungen der in Formel (26) beschriebene Zusammenhang, wodurch anschliessend der Einschaltphasenwinkel 𝜙 bestimmt werden kann. 𝑠= 4𝑈𝐷𝐷 2 cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) + sin(𝜙)� = −𝑈𝐷𝐷 (2cot(𝜙) + 𝜋) 𝜋𝑅𝜔𝐶1 𝜋 (26) Die ZVS und die ZDS-Bedingung sind beide erfüllt, wenn 𝑠 = 0 ist. Dieser Fall wird wie bereits erwähnt als nominal Betrieb eines Klasse-E-Verstärkers bezeichnet. Der dazu benötigte optimale Phasenwinkel wird mit 𝜙𝑜𝑝𝑡 bezeichnet und kann durch Nullsetzen von Formel (26) analytisch berechnet werden. Der daraus resultierende Winkel ist in Formel (27) beschrieben. 2 𝜙𝑜𝑝𝑡 = tan−1 �− � ≈ −0.567 𝜋 (27) Verstärker der Klasse E lassen sich auch rentabel betreiben, wenn lediglich die ZVS-Bedingung eingehalten ist. Dieser Betrieb nennt sich Off-Nominal-Operation und verletzt lediglich die ZDSBedingung. Wodurch beim Schalten hohe Frequenzen auftreten. Ist die Betriebsfrequenz nicht zu hoch fällt dieser fehlende „soft-switching“-Effekt aber nicht ins Gewicht. Ab welcher 19.08.2011 Bachelor Thesis 24/102 Betriebsfrequenz sich dies störend auswirkt, ist in der Praxis fallspezifisch und hängt von der elektromagnetischen Verträglichkeit der gesamten Schaltung ab. In der folgenden Abbildung 11 sind die drei verschiedenen Betriebsmöglichkeiten aufgezeigt. Die Signalverläufe sind jeweils normiert, so dass sie von der Quellenspannung und dem Lastwiderstand unabhängig sind. Der Spannungsverlauf wird jeweils mit Formel (28) beschrieben, welche sich aus Formel (10) mit den Formeln (14), (15) und (20) zusammensetzt. 𝑢𝑆 (𝜃) = −2𝜃 cot(𝜙) − 𝜋 csc(𝜙) cos(𝜃 + 𝜙) + 𝜋 cot(𝜙) 𝑈𝐷𝐷 (28) Die Stromverläufe werden jeweils mit Formel (29) und (30) beschrieben. 𝑖𝑐 (𝜃)𝑅 4 2 = cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) − sin(𝜃 + 𝜙)� � 𝑈𝐷𝐷 𝜋 𝜋 𝑖𝑐 (𝜃) = 0 , 𝑓ü𝑟 0 < 𝜃 ≤ 𝜋 (29) , 𝑓ü𝑟 0 < 𝜃 ≤ 𝜋 (30) , 𝑓ü𝑟 𝜋 < 𝜃 ≤ 2𝜋 𝑖𝑠 (𝜃) = 0 2 �𝑖𝑠 (𝜃)𝑅 4 = cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) − sin(𝜃 + 𝜙)� 𝑈𝐷𝐷 𝜋 𝜋 , 𝑓ü𝑟 𝜋 < 𝜃 ≤ 2𝜋 𝑠 = 0 beschreibt den Verstärker im nominalen Betrieb, bei welchem die ZVS- und die ZDSBedingung eingehalten sind. Die anderen beiden Modi arbeiten im offnominal Betrieb und erfüllen nur die ZVS-Bedingung. Bei 𝑠 < 0 wird Eingeschaltet, wenn der Strom durch den Schalter negativ ist. Wenn 𝑠 > 0 ist der Strom durch den Kondensator 𝐶1 schon so lange am Steigen, dass die Spannung über dem Schalter negativ wird. Hier muss darauf geachtet werden, dass beim Einsatz eines MOSFET die parasitäre Diode nicht überbrückt und der Schalter so automatisch einschaltet. 5 uS (θ) UDD 4 3 2 1 0 sw off s=0 0.5π sw on 1.5π 5 4 3 2π iC (θ)R UDD 0.5 0 -0.5 0.5π 1.5π 2π θ 2 0 4 3 2π θ 1 0.5 0 -0.5 0.5π 1.5π 2π θ 0.5π π 1.5π 2π θ 0 0.5π 1.5π 2π θ 0.5π 1.5π 2π θ 1.5π 2π 1 0.5 0 -0.5 -1 2 1.5 1 -0.5 1 0 s on -1.5 2 0.5 2 s off s>0 1.5 1.5 1 -0.5 1.5π 5 -1.5 1.5 0.5 0.5π sw on -1 -1 UDD 0 sw off 1.5 -1.5 iS (θ)R 1 θ 1.5 1 2 s<0 0.5π π 1.5π 2π θ 1 0.5 0 -0.5 0.5π π θ Abbildung 11: Normierte Signalverläufe im Schaltglied und Shunt-Kondensator 19.08.2011 Bachelor Thesis 25/102 2.2.4 Güte des Serienschwingkreis Die Resonatorgüte des Serienschwingkreis ist definiert gemäss Formel (31) [18]. Sie ist ein dimensionsloses Mass für die Resonanzüberhöhung. Ihr Kehrwert ist die Dämpfung. Das heisst in der Theorie, dass ein Resonator mit unendlich grosser Güte, bei Resonanzfrequenz eine unendlich grosse Amplitude verursachen würde. 𝑄= 𝐿 𝜔 𝑅 (31) Wie in Kapitel 2.2.1 bereits beschrieben, ist am Ausgang des Verstärkers ein sinusförmiges Signal gefordert, welches durch einen Schwingkreis mit hoher Güte erreicht wird. Welche Güte benötigt wird, lässt sich nicht geschlossen berechnen. Für die Bestimmung der Güte wird auf Praxiserfahrung zurückgegriffen, dabei müssen oft Kompromisse eingegangen werden. Beim Dimensionieren des Schwingkreises stellt sich zum Beispiel die Frage, kann eine Spule mit der benötigten Induktivität noch mit vernünftigem Aufwand realisiert werden. Da uns diese Praxiserfahrungen fehlen, wird auf eine Simulation ausgewichen. Dabei wird der Verstärker für unterschiedliche Gütewerte dimensioniert und simuliert, mit der Absicht eine Kompromissentscheidung aus Ausgangssignalform und Induktivitätswert der Spule fällen zu können. Abbildung 12 zeigt das Ergebnis dieser Simulation. Die Kurven mit der höheren Amplitude repräsentieren den Spannungsverlauf im Lastwiderstand. Der Stromverlauf durch den Lastwiderstand wird durch die restlichen Kurven mit niedriger Amplitude beschrieben. Die Farben der Signalverläufe sind so gewählt, dass jeweils eine Farbe einer Güte zugeteilt ist. Als Referenz wird die blaue Sinuskurve verwendet. Bei einem Kurvenvergleich wird ersichtlich, dass eine Güte von zwei kein zufriedenstellendes Ausgangssignal liefert. Gütefaktoren über fünf erzielen bereits akzeptable Resultate. An diesem Punkt angelangt wird die Beachtung auf die Bauteile gelegt. Dabei steht ein Aufwand- und Nutzvergleich im Vordergrund. Dieser Vorgang wird numerisch durchgeführt und ist deshalb im Kapitel A.3 angesiedelt. Amplitude sin Q15 Q10 Q7 Q5 Q2 Zeit Abbildung 12: Strom- und Spannungsverlauf beim Lastwiderstand mit verschiedenen Gütefaktoren Im Frequenzbereich ergibt sich das in Abbildung 13 zu sehende Spektrum. Bei 3.55MHz liegt der gewünschte Spitz einer reinen Sinusschwingung. Bei 7.1MHz ist anschliessend die Amplitude der ersten unerwünschten Harmonischen. Je kleiner die Amplituden dieser Harmonischen sind desto besser ist dies für den Verstärker. 19.08.2011 Bachelor Thesis 26/102 2. Harmonische Grundschwingung 3. Harmonische 5 70 4. Harmonische 0.6 0.01 4.5 0.009 60 0.5 4 50 0.008 3.5 0.007 Amplitude [W] 0.4 3 2.5 30 0.3 0.005 2 0.004 0.2 1.5 20 0.003 1 0.002 0.1 10 0.5 0 3.2 3.4 3.6 3.8 0 6.6 4 x 10 6 Q15 Q10 Q7 Q5 Q2 0.006 40 0.001 6.8 7 7.2 7.4 7.6 6 x 10 Frequenz [Hz] 0 1.02 1.04 1.06 1.08 0 1.1 x 10 7 1.38 1.4 1.421.441.46 x 10 7 Abbildung 13: Ausschnitt aus dem Ausgangsleistungsspektrum bei R=4.413Ω Last mit verschiedenen Güten Das BAKOM schreibt für verschiedene Frequenzbänder eine gewisse Oberwellen Unterdrückung vor. Für den Bereich 9kHz bis 30MHz dürfen die Nebenkomponenten in Bezug auf die mittlere Leistung der Hauptschwingung 40dB nicht überschreiten, des Weiteren darf eine Gesamtleistung von 40mW nicht überschritten werden [19]. Daher müssen Oberwellen, welche nicht durch eine genügend grosse Güte des Lastnetzwerks verhindert werden, anschliessend durch einen Tiefpassfilter entfernt werden. Die Folgende Tabelle 1 zeigt entsprechende numerische Simulationswerte und soll ausschliesslich zur Veranschaulichung der Auswirkung verschiedener Güten des Lastnetzwerkes demonstrieren. Und damit beim Auswählen der Güte helfen. Zu diesem Zweck muss aber unbedingt berücksichtigt werden, dass mit dem Anstieg der Güte, ebenfalls die Induktivität der Spule zunehmen muss. Dieser Aufwand ist in vielen Fällen nicht mehr tragbar, so dass die störende Oberschwingungsleistung im Anpassnetzwerk entfernt wird. Dieser Ansatz wird in Kapitel 2.3 weiter verfolgt. Güte 15 10 7 5 2 Grundschwingung 1. Harmonische 2. Harmonische 3. Harmonische P [W] P [dB] P [mW] P [dB] ΔP [dB] P [mW] P [dB] ΔP [dB] P [mW] P [dB] ΔP [dB] 73.17 18.64 92 -10.36 -29.00 3 -25.89 -44.53 0.3 -34.77 -53.41 74.77 18.74 217 -6.64 -25.38 7 -21.68 -40.42 0.8 -31.20 -49.94 75.39 18.77 458 -3.39 -22.16 16 -17.86 -36.64 1.5 -28.25 -47.02 75.64 18.79 924 -0.34 -19.13 40 -13.99 -32.78 2.7 -25.64 -44.42 63.7 18.04 5279 7.23 -10.81 623 -2.06 -20.10 10.1 -19.94 -37.99 Tabelle 1: Ausgangsleistung der Harmonischen bei variabler Güte 2 2 Verstärkernetzwerk ist auf 80W Ausgangsleistung gemäss Kapitel A.3 dimensioniert. Dabei werden Güten zwischen 2-15 verwendet. Die Simulation ist anschliessend in PSpice forgenommen. 19.08.2011 Bachelor Thesis 27/102 2.2.5 Eingangsimpedanz des Serienschwingkreises Wenn der Schalter geschlossen ist, wird 𝐶1 kurzgeschlossen und es stellt sich ein Serienschwingkreis mit 𝐿, 𝐶 und 𝑅 ein. Deren Mittenfrequenz 𝑓𝑜1 lässt sich durch Formel (32) berechnen: 𝑓𝑜1 = 1 (32) 2𝜋√𝐿𝐶 Bei offenem Schalter wird der Schwingkreis um ein serielles 𝐶1 erweitert und es stellt sich die durch Formel (27 ) gegebene Grenzfrequenz ein. 𝑓𝑜2 = 1 𝐿𝐶𝐶 2𝜋�𝐶 + 𝐶1 (33) 1 Ist die Betriebsfrequenz 𝑓 nun grösser als die Mittenfrequenz 𝑓𝑜1 sieht der Schalter bei Betriebsfrequenz eine induktive Last. [5] Deshalb wird die Induktivität 𝐿 in ein 𝐿𝑅 und 𝐿𝑋 unterteilt. Bei Betriebsfrequenz steht 𝐿𝑅 und 𝐶 in Resonanz. Dies ist durch Formel (34) mathematisch beschrieben. 𝑓= 1 2𝜋�𝐿𝑅 𝐶 (34) Damit der Verstärker optimal funktioniert, müssen die Werte von 𝐶1 , 𝐿𝑋 , 𝑅 und 𝐷 zusammen passen. Das bedeutet, dass ein optimaler Betriebsmodus nur erfolgt, wenn die Schaltung mit dem optimalen Widerstand belastet wird. Schon kleine Abweichungen haben erhebliche Folgen. Ist der Lastwiderstand 𝑅 grösser als sein optimaler Wert, so ist die Amplitude 𝐼𝑚 des durch den 𝐶𝐿𝑅Schwingkreis fliessenden Stromes kleiner als die für eine optimale Betriebsart benötigte und der Spannungsabfall über dem Shuntkondensator 𝐶1 fällt. Dies hat zur Folge, dass die Spannung über dem Schalter beim Einschalten grösser als Null ist. Im anderen Falle, wenn der Lastwiderstand 𝑅 kleiner ist, wird 𝐼𝑚 gemäss dem ohmschen Gesetz zunehmen und der Spannungsabfall über 𝐶1 vergrössert sich. Dadurch ist beim Einschalten die Spannung über dem Schalter kleiner als Null. Beide Fälle verletzen die ZVS-Bedingung. Bis jetzt musste der 𝐶𝐿-Schwingkreis bei Operationsfrequenz in Resonanz sein. Nun benötigt der 𝐶𝐿𝑅-Kreis zum Wiederabstimmen der 𝐶𝐿Resonanz, einen induktiver Impedanz Überschuss [1]. Diese ist eine physikalische Voraussetzung für das periodische Zuschalten von 𝐶1 . Daraus folgt, dass die Betriebsfrequenz 𝑓 zwischen den beiden Resonanzfrequenzen liegen muss [5]. 𝑓𝑜1 < 𝑓 < 𝑓𝑜2 (35) Der benötigte Reaktanzüberschuss 𝑋𝐿𝑋 ist weiterhin unbekannt, jedoch kann die darüberliegende Spannung 𝑢𝑋 (𝜃) sehr wohl bestimmt werden. Gemäss der Maschenregel ergibt sich die in Formel (36) dargestellte Sinusspannung. 𝑢1 (𝜃) = 𝑢𝑂 (𝜃) + 𝑢𝑋 (𝜃) = 𝑈𝑂 sin(𝜃 + 𝜙) + 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑋𝐿𝑋 𝑈𝑂 cos(𝜃 + 𝜙) = 𝑈1 sin(𝜃 + 𝜙1 ) 𝑅 (36) 28/102 Abbildung 14 zeigt der mit Formel (36) beschriebene Zusammenhang im Frequenzbereich. Wobei die Amplitude und die Phasenlage von 𝑢𝑂 (𝜃) und 𝑢𝑋 (𝜃) die bekannten Parameter darstellen und 𝑈1 und 𝜙1 zu bestimmen sind. UX U1 0 ϕ Ψ ϕ1 U0 Abbildung 14: Zeigerdiagram der Spannungen im Frequenzbereich Mit Hilfe des trigonometrischen Satz von Pythagoras lässt sich die Amplitude 𝑈1 gemäss Formel (37) bestimmen. 𝑈1 = �𝑈𝑂2 + 𝑈𝑋2 𝑋𝐿𝑋 2 � = 𝑈𝑂 1 + � � 𝑅 (37) Weiter kann über die Definition der Phase, die benötigte Phasenverschiebung wie (38) formuliert werden. 𝜙1 = 𝜙 + Ψ = 𝜙 + tan−1 � 𝑋𝐿𝑋 � 𝑅 (38) Da der Schwingkreis 𝐶𝐿𝑅 bei Betriebsfrequenz in Resonanz ist, ist die Spannung 𝑢1 (𝜃) gleich der Spannung 𝑢𝑠 (𝜃) über dem Schaltglied. Wobei gemäss Formel (36) 𝑢1 (𝜃) = 𝑈1 sin(𝜃 + 𝜙1 ) ist, welche orthogonal zu cos(𝜃 + 𝜙1 ) steht. Nun kann mit Hilfe der in (39) aufgeführten Orthogonalitätsbeziehung, die benötigte Phasenverschiebung 𝜙1 berechnet werden. 1 2𝜋 � 𝑢 (𝜃) cos(𝜃 + 𝜙1 ) 𝑑𝜃 = 0 𝜋 0 𝑠 (39) Da die Spannung 𝑢𝑠 (𝜃) wiederum nur während der halben Periode von Null verschieden ist, wurde lediglich bis 𝜋 integriert. Nach Auflösen des Integrals und mehreren Trigonometrischen Umformungen entsteht Formel (40). 8 2−1 𝜙1 = tan−1 � 𝜋 � tan(𝜙) 19.08.2011 Bachelor Thesis (40) 29/102 Nun kann wiederum über die Definition der Phase, der Wert der Induktivität berechnet werden. Nach Einsetzen der durch Formel (40) gewonnenen Phase entsteht Formel (41). 𝑅 𝜋2 𝐿𝑋 = tan(𝜙1 − 𝜙) = 𝜔𝑅 �cot(𝜙) − csc(2𝜙)� 𝜔 4 (41) All diese Zwischenschritte werden benötigt um mit Hilfe der Definition der Resonanzfrequenz, das für den Serienschwingkreis benötigte 𝐶 gemäss Formel (42) zu berechnen. 𝐶= 1 1 1 = = 2 2 𝐿𝑅 𝜔 (𝐿 − 𝐿𝑋 )𝜔 𝑄𝑅𝜔 − 𝐿𝑋 𝜔 2 (42) 2.2.6 Stromquelle Die konstante Stromquelle wird wie zuvor erwähnt durch eine Choke-Spule realisiert. Die Dimensionierung dieser Spule hängt von den Anforderungen der Anwendung ab. Je kleiner die Spule, desto grösser ist der Rippel des durch die Spule Fliessenden Stromes. Zur Dimensionierung dieser Spule wird folgendermassen vorgegangen [5]: Ist der Schalter geschlossen, ist die Spannung 𝑈𝐿𝑅𝐹𝐶 über der Choke-Spule 𝐿𝑅𝐹𝐶 durch Formel (43) gegeben. 𝑢𝐿𝑅𝐹𝐶 = 𝑈𝐷𝐷 (43) Der Strom durch die Spule kann also gemäss (44) beschrieben werden. 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 = Daraus folgt, dass 1 𝐿𝑅𝐹𝐶 𝑡 � 𝑢𝐿𝑅𝐹𝐶 𝑑𝑡 + 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 (0) = 0 𝑈𝐷𝐷 𝑡 + 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 (0) 𝐿𝑅𝐹𝐶 𝑇 𝑈𝐷𝐷 𝑇 𝑈𝐷𝐷 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 � � = + 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 (0) = + 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 (0) 2 2𝐿𝑅𝐹𝐶 2𝑓𝐿𝑅𝐹𝐶 (44) (45) ist. Der Rippel zwischen Spitze und Spitze kann mit (46) umschrieben werden. 𝑇 𝑈𝐷𝐷 ∆𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 = 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 � � − 𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶 (0) = 2 2𝑓𝐿𝑅𝐹𝐶 (46) Das bedeutet, dass für einen maximalen Spitze-Spitze-Rippel, eine minimale Induktivität gemäss Formel (47) benötigt wird [5]. Der maximal zulässige Rippel hängt von der gewählten Modulationsart ab und muss je nach Ansprüchen dimensioniert werden. 𝐿𝑅𝐹𝐶𝑚𝑖𝑛 = 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑈𝐷𝐷 = 2𝑓∆𝑖𝐿𝑅𝐹𝐶,𝑚𝑎𝑥 𝑅𝐷𝐶 𝜋2 + 4 𝑅 = ∆𝑖𝐿 ∆𝑖𝐿 16 2𝑓 𝐼 𝑅𝐹𝐶 𝑓 𝐼 𝑅𝐹𝐶 𝐷𝐷 𝐷𝐷 (47) 30/102 2.3 Impedanz Anpassung In diesem Kapitel wird die Impedanz-Anpassung thematisiert, welche angewendet werden muss, wenn die vorgesehene Lastimpedanz 𝑅𝐿 (Antenne) nicht zur vom System geforderten Last R passt. Wird das Netzwerk nicht mit der passenden Impedanz abgeschlossen, kann nicht die gesamte Leistung an die Last abgegeben werden. Es entstehen Aufgrund der Fehlanpassung reflektierende Wellen, was zu einer stehenden Welle im gesamt System führt. Quelle Anpassnetzwerk Z0 U0 ~ Last I1 U1 I2 Z1 Z2 U2 Z2 Abbildung 15: Impedanz Anpassung Der von der Quelle gelieferte Strom 𝐼1 lässt sich mit Formel (48) beschreiben. 𝐼1 = 𝑈0 𝑍0 + 𝑍1 (48) Anschliessend lässt sich die Leistung durch Formel (49) ausdrücken. 𝑃1 = 𝐼12 ∙ 𝑍1 (49) Setzt man nun den Strom aus (48) in Formel (49) ein, entsteht daraus die unten aufgeführte Formel (50) zur Berechnung der Leistung. 𝑃1 = 𝑈02 ∙ 𝑍1 (𝑍0 + 𝑍1 )2 (50) Durch Ableiten und Nullsetzen von Formel (50) lässt sich das Maximum für 𝑃1 bestimmen. Dies ist genau dann der Fall, wenn 𝑍1 = 𝑍0∗ ist. Dies führt zur Maximalleistung, welche in Formel (51) beschrieben wird. 𝑃𝑚𝑎𝑥 = 𝑈02 4 ∙ 𝑅𝑒(𝑍0 ) (51) Beim Berechnen eines Verstärkers wird meist die gewünschte Ausgangsleistung vorgegeben. Durch leichtes Umformen von Formel (17) ist somit die geforderte Lastimpedanz 𝑍1 ebenfalls gegeben. Der Verstärker ist in den meisten Fällen nicht direkt bei der Antenne angeschlossen, sondern ein 50 Ω Koaxialkabel stellt die Verbindung zwischen Verstärker und Antenne her, wobei die 50 Ω Wellenimpedanz des preisgünstigen Koaxialkabels auf der physikalischen Eigenschaft des verwendeten Isolatordielektrikums beruht [20]. Beim Anschliessen des Verstärkers an das Koaxialkabel muss somit eine Leistungsanpassung vorgenommen werden. Die Grundaufgabe des in Abbildung 15 zu sehenden Anpassungsnetzwerks ist es somit die geforderte Lastimpedanz 𝑍1 auf 19.08.2011 Bachelor Thesis 31/102 die vom Koaxialkabel gewünschte Impedanz 𝑍2 zu transformieren. Die Aufgabe der Antenne kann auch als Impedanz Anpassung aufgefasst werden. Dabei werden die vorgegebenen 50 Ω auf die durch Formel (52) beschriebene Wellenimpedanz von 377 Ω in Luft transformiert [20]. 𝑍𝑊0 = �𝐸�⃗ � 𝜇0 = � ≈ 377Ω �⃗ � 𝜀0 �𝐻 (52) Zur Impedanz-Anpassung, welche in Abbildung 15 durch das Anpassungsnetzwerk repräsentiert wird, stehen verschiedene Netzwerkarten zur Verfügung. All diese Netzwerke arbeiten mit frequenzabhängigen Reaktanzen, wobei zu beachten ist, dass perfekte Impedanz-Anpassung lediglich bei einer Frequenz vorliegt. Für schmalbandige Anpassungen mit lediglich zwei Elementen eignet sich das L-Netzwerk (Abbildung 16), welches seinen Namen aus der Form der Anordnung des Kondensators und der Spule hat [21]. Dabei stehen vier verschiedene Möglichkeiten zur Verfügung diese beiden Elemente anzuordnen. L-Netzwerk L-Netzwerk L-Netzwerk C C L L L C C L (A) Hochpass L-Netzwerk (B) Hochpass (C) Tiefpass (D) Tiefpass Abbildung 16: L-Netzwerk Strukturen Methode A ist eine Hochpassstruktur, welche bei DC einem Leerlauf entspricht. B ist ebenfalls ein Hochpass, wirkt aber bei DC als Kurzschluss. Die Strukturen C und D hingegen weisen beide eine Tiefpasscharakteristik auf, wobei bei hohen Frequenzen Netzwerk C dem Leerlauf entspricht und D dem Kurzschluss. Diese vier Netzwerke lassen sich auf zwei Grundstrukturen reduzieren übernimmt (Abbildung 17). Wobei das Serie-Element Xs und das Parallel-Element XP jeweils eine Induktivität oder eine Kapazität repräsentieren kann. Wird jedoch Xs als Induktivität festgelegt, muss XP eine Kapazität sein und umgekehrt. L-Netzwerk L-Netzwerk XS XS XP Z1 Z2 XP Z1 Z1 < Z2 Z2 Z1 > Z2 Abbildung 17: L-Netzwerk Berechnung 19.08.2011 Bachelor Thesis 32/102 Die Impedanz-Anpassung funktioniert dadurch, dass das Parallel-Element XP die Impedanz Transformation des Realanteils von einem höheren zu einem tieferen Wert übernimmt (Abbildung 17). Das heisst der höheren Impedanz Z2 (links) oder Z1 (rechts) wird ein Element XP parallel geschaltet, so dass der Realanteil dieser Parallelschaltung dem Realanteil von Z1 beziehungsweise Z2 entspricht. Die Aufgabe des Serie Element Xs ist es anschliessend den überschüssigen Imaginär Anteil zu kompensieren. Demnach eignen sich zur abwärtigen Impedanz-Anpassung die Netzwerkstrukturen B und D aus Abbildung 16. Für die entgegengesetzte aufwärtige Impedanz Anpassung wird hingegen auf die Strukturen A und C zurückgegriffen. Für die Impedanz Transformation wird vorzugsweise auf eine Tiefpassstruktur gesetzt, da so zusätzlich die unerwünschten Oberschwingungen abgeschwächt werden können. Das heisst für den Regelfall, ist 𝑍1 < 𝑍2 wird Struktur C verwendet und falls 𝑍1 > 𝑍2 gilt, wird auf Struktur D gesetzt. Zur Berechnung der benötigten Elemente lässt sich die komplexe Wechselstromtechnik anwenden. Führt man diese Berechnungen öfters durch, lohnt es sich über den belasteten Q-Faktor (53) zu gehen [11]. Eine ausführliche Herleitung dieser Formel (53) ist im Anhang A.2.1 zu finden. 𝑄 = 𝑄𝑆 = 𝑄𝑃 = � 𝑅𝑃 −1 𝑅𝑆 (53) Gemäss der Definition der Güte ergeben sich Formel (55) und (56). 𝑄𝑆 = 𝑄𝑃 = 𝑋𝑆 𝑅𝑆 𝑅𝑃 𝑋𝑃 (54) (55) Nun lässt sich bei vorgegebener Frequenz gemäss Formel (56) die benötigte Induktivität berechnen. 𝐿𝑆/𝑃 = 𝑋𝑆/𝑃 𝑄 ∙ 𝑅𝑆/𝑃 𝑅𝑆/𝑃 𝑅𝑃 = = ∙� −1 𝜔 𝜔 𝜔 𝑅𝑆 (56) Dasselbe gilt nun für Formel (57), um die dazu passende Kapazität zu bestimmen. 𝐶𝑆/𝑃 = 1 𝑄 1 𝑅𝑃 = = ∙� −1 𝜔𝑋𝑆/𝑃 𝜔𝑅𝑆/𝑃 𝜔𝑅𝑆/𝑃 𝑅𝑆 (57) Dabei zeigen die Indizes 𝑆/𝑃, dass sich die Formeln (56) und (57) für die Berechnung aller in Abbildung 16 aufgeführten L-Netzwerkstrukturen eignen. Das bedeutet, wenn man sich zum Beispiel dafür entschieden hat 𝑋𝑆 (Abbildung 17) durch eine Induktivität (𝐿𝑆 ) zu realisieren, wird in Formel (56) 𝑋𝑆/𝑃 zu 𝑋𝑆 und 𝑅𝑆/𝑃 zu 𝑅𝑆 . Gleichzeitig muss darauf geachtet werden, dass in diesem Beispiel 𝑋𝑃 durch eine Kapazität 𝐶𝑃 realisiert werden muss. 19.08.2011 Bachelor Thesis 33/102 Ein Nachteil der Impedanz-Anpassung mit lediglich zwei Elementen ist, dass die Güte und somit die Bandbreite des Netzwerkes durch die anliegenden Widerstände 𝑅𝑃 und 𝑅𝑆 bereits vorgegeben ist. Diese Einschränkung genügt nicht in jedem Anwendungsfall. Mit lediglich einem zusätzlichen Element lässt sich der Gütefaktor erhöhen und damit die Bandbreite verschmälern. Dazu eignet sich zum Beispiel das Pi- oder das T-Netzwerk. Zur Dimensionierung dieser Netzwerke wird von einer Doppel-L-Netzwerkstruktur ausgegangen. In dem zuerst auf einen „virtuellen“ Widerstand transformiert wird und anschliessend die Anpassung auf den gewünschten Widerstand in einem zweiten Schritt erfolgt. Beim Pi-Netzwerk (Abbildung 18) wird zuerst auf eine tiefere Impedanz transformiert um anschliessend auf die gewünschte Ausgangsimpedanz hoch zu transformieren. Nach der Dimensionierung können die Serienelemente zusammengefasst werden. Da für die einzelnen LNetzwerke jeweils zwei verschiedene Möglichkeiten existieren (Abbildung 16) können vier verschiedene Pi-Netzwerke mit unterschiedlichem frequenzabhängigem Verhalten entstehen. π-Netzwerk Doppel L-Netzwerk XS1 Z1 XP1 XS2 Virtueller Widerstand XS XP2 Z2 Z1 XP2 XP1 Z2 Abbildung 18: Netzwerktransformation L zu Pi Beim T-Netzwerk (Abbildung 19) hingegen wird zuerst auf eine höhere Impedanz transformiert und anschliessend gewünschte Ausgangsimpedanz hinunter transformieren. Anschliessend können die beiden Parallelelemente zusammengefasst werden. Wie schon beim Pi-Netzwerk erwähnt, können hier aus den gleichen Gründen ebenfalls vier verschiedene Netzwerke entstehen. T-Netzwerk Doppel L-Netzwerk XS2 XS1 Z1 XP1 XP2 XS2 XS1 Z2 Z1 XP Z2 Virtueller Widerstand Abbildung 19: Netzwerktransformation L zu T Um die Bandbreite zu vergrössern setzt man mehrere gleiche L-Netzwerke hintereinander und transformiert so stufenweise nach unten respektive nach oben. Dadurch lässt sich der Gütefaktor beliebig verkleinern. Ebenfalls könnte die Impedanz Anpassung über 𝜆�4-Transformationen erfolgen. Dieser Ansatz wird aber nicht weiter verfolgt, da die Leitungen bei niedriger Frequenz sehr lang sein müssten. 19.08.2011 Bachelor Thesis 34/102 2.4 Ausgangsfilter Bei der Erzeugung von Sinusschwingungen mit nicht-linearen Verstärkern entstehen zusätzliche meist unerwünschte harmonische Schwingungen. Falls diese sogenannten Oberwellen sich störend auswirken, müssen sie unterdrückt werden. Dies geschieht im einfachsten Fall mit einem Tiefpassfilter, welches die Oberwellen unterdrückt. Eine Visualisierung im Frequenzbereich (Abbildung 20) zeigt dies sehr anschaulich. Links ist das Signal x1 mit den enthaltenen Oberwellen aufgeführt, welches durch Filterung mit H zum gewünschten Ausgangssignal x2 wird. Wie die Abbildung zeigt, bleibt im Idealfall das Signal mit der Grundfrequenz unverändert enthalten, es entfallen lediglich die störenden Oberwellen. |X1(f)| |H(f)| |X2(f)| 1 = f f f0 2f0 3f0 4f0 fg f f0 2f0 3f0 4f0 Abbildung 20: Funktionsprinzip des Ausgangsfilters Die Dimensionierung des gewünschten Filters lässt sich auf verschiedene Arten bewerkstelligen. Einfache Filter lassen sich geschlossen analytisch berechnen. Aufwändigere Filter greifen auf Tabellen zurück oder lassen sich mit Designtools berechnen. Filter für Spezialanwendungen lassen sich zum Teil nicht mehr analytisch berechnen. In diesem Falle helfen komfortable Softwaretools mit Optimierern das gewünschte Ergebnis zu erhalten. 2.5 Eingangssignalaufbereitung Die Idee der Eingangssignalaufbereitung ist es, das Signal vom Transmitter so aufzubereiten, dass es vom Leistungsverstärker sinnvoll verstärkt werden kann und die Eingangsschaltung nicht zerstört wird. Dazu zählen im Allgemeinen ein Überstrom- und Überspannungsschutz sowie eine ImpedanzAnpassung an das verwendete Bezugssystem. Bei einem Verstärker der Klasse E heisst dies zusätzlich, dass Phasen- und Amplitudeninformation separat detektiert werden müssen. Dies ist weil Änderungen in der Amplitude nicht wie die Phaseninformation über die Steuerung des Schaltglieds verwertet werden können, sondern über Modulation der DC-Versorgung einfliessen müssen. Das bedeutet ein Hüllkurvendetektor ermittelt die Schwingung der Enveloppe und leitet die dadurch gewonnene Information an die DC-Versorgung der Speisung weiter. Des Weiteren müssen aus dem Eingangssignal die Nulldurchgänge detektiert werden. Aus diesen Informationen wird anschliessend ein Rechtecksignal gebildet, welches zum Ansteuern des Schaltgliedes benötigt wird. 19.08.2011 Bachelor Thesis 35/102 2.6 Speisung des Endverstärkers Die Spannungsversorgung liefert dem Endverstärker die zusätzlich benötigte Energie. Hauptaufgabe dabei ist es den Leistungsverstärker zu speisen (Kapitel 1.1.1). Zusätzlich müssen die restlichen Teile, wie der RX/TX-Sequenzer und die aktiven Schutzschaltungen, gespeist werden. Wünschenswert ist eine Quelle, welche die gesamte Versorgung übernimmt, so dass sich der Anwender lediglich um die Bereitstellung einer Versorgung kümmern muss. Dies hat aber zur Folge, dass zur Amplitudenmodulation intern eine regulierbare Spannungsquelle eingebaut sein muss, welche die Spannung 𝑈𝐷𝐷 für die in Kapitel 2.2.6 beschriebene Stromquelle in Abhängigkeit der Amplitudeninformation des Eingangssignals (Kapitel 2.5) bereitstellt. Dabei muss darauf geachtet werden, dass diese Spannungsquelle ebenfalls mit einem hohen Wirkungsgrad arbeitet, da sich sonst der gesamte Wirkungsgrad verschlechtert. Zusätzlich wird eine vom Eingangssignal unabhängige Versorgung benötigt, welche die bereits erwähnten weiteren internen Geräte bedient. Für die Spannungsversorgung des Endverstärkers bieten sich mehrere Möglichkeiten an, welche je nach Einsatzgebiet variieren. Für den standortgebundenen Betrieb ist eine Versorgung, welche direkt mit der Netzspannung (110 V und 230 V) zurechtkommt, vorteilhaft. Für die mobile Lösung bieten sich die 12V der Autobatterie an. Die komfortabelste und aufwändigste Lösung für den mobilen Einsatz wäre eine Speisung über Lithium-Akkumulatoren mit aufwändiger Ladeschaltung. 2.7 RX/TX-Sequenzer Der RX/TX-Sequenzer (Abbildung 21) hat die Aufgabe eine bidirektionale Signalübertragung durch den Endverstärker zu ermöglichen. PTT RX/TX Sequencer ANT RX/TX TX RX Abbildung 21: RX/TX-Sequencer Blockdiagram Im Grundzustand befindet sich der Endverstärker im Empfangsbetrieb (RX). Sobald jedoch ein externes Steuersignal am PTT-Eingang liegt wird in den Sendebetrieb (TX) umgeschaltet. Alternativ geschieht dies automatisch, wenn der Endverstärker im COR-Modus (COR – Carrier Operated Relay) ist. Das heisst, liegt am Eingang der RX/TX-Buchse ein Signal mit genügend grosser Leistung wird automatisch in den Sendemodus umgeschaltet. Damit der Endverstärker sauber arbeitet und nicht zerstört wird, muss beim Umschalten jedoch eine gewisse Reihenfolge eingehalten werden. Das in Abbildung 22 aufgezeichnete Timing-Diagramm zeigt den zeitlichen Ablauf. Dabei repräsentiert die erste Zeile den gewünschten Betriebsmodus und die letzte Zeile den verwendbaren Betriebsmodus. Der gewünschte Betriebsmodus wird wie bereits erwähnt durch das PTT- respektive COR-Signal gesetzt. Gleichzeitig wird die Antenne auf den TX geleitet. 19.08.2011 Bachelor Thesis 36/102 Anschliessend wird nach einer kurzen Zeit das Ausgangssignal des Treibers freigegeben. Nach Ablaufen einer kurzen Einschwingzeit, welche vom verwendeten Schalter abhängt, schaltet das RX/TX-Schaltglied das zu verstärkende Signal zu und der Endverstärker arbeitet im Sendebetrieb (TX). Beim Zurückwechseln in den Empfangsmodus (RX) wird zuerst das zu verstärkende Signal vom Verstärkerpfad getrennt, indem das RX/TX-Schaltglied in den RX-Modus wechselt. Anschliessend wird das Treiberausgangssignal entkoppelt. Nachdem die Restenergie aus dem Schwingkreis des Leistungsverstärkers über die Antenne abgeleitet wurde, wird die Antenne auf den RX-Pfad umgeleitet und der Endverstärker arbeitet wieder vollständig im Empfangsmodus. TX RX gewünschter Betriebsmodus TX Antennen-Schaltglied RX Ein Treiber Signal Aus TX RX/TX-Schaltglied RX TX RX verwendbarer Betriebsmodus Abbildung 22: RX/TX Timing Diagramm Für die Wahl des Schaltgliedes stehen mehrere Möglichkeiten zur Verfügung. Eine Variante ist es, Relais einzusetzen. Dabei muss darauf geachtet werden, dass das Relais den hohen Anforderungen gerecht wird und die hohen Leistungen bei gewünschter Frequenz schalten kann. Dafür gibt es spezielle HF-Relais, welche mit steigender Frequenz schnell sehr teuer werden. Ebenfalls muss darauf geachtet werden, dass Schalter dieser Art eine nicht unwesentliche Prellzeit haben, was den Kontaktabbrand unerwünscht beschleunigt. Ebenfalls muss berücksichtigt werden, dass bei hohen Frequenzen die Kontaktplättchen wie Kondensatoren wirken und somit unerwünschte Effekte auftreten können. Eine weitere Möglichkeit ist es über PIN-Dioden zu schalten, wodurch ein wesentlich schnellerer Schaltvorgang resultiert. Des Weiteren fällt der Kontaktabbrand weg, so dass sich die Lebenszeit des Schaltgliedes bedeutend verlängert. Hinzu kommt stattdessen, dass die Kennlinie einer Diode sich nicht ideal verhält und dadurch unerwünschte Intermodulationsprodukte entstehen. Ebenfalls muss der um einiges grössere Schaltungsaufwand berücksichtigt werden, welcher sehr gut in [22] beschrieben ist. Zusätzlich zu berücksichtigen ist die schlechte Isolation bei niedrigen Frequenzen und die Schwierigkeit PIN-Dioden in kleinen Stückzahlen zu bestellen. Grundsätzlich gilt, je grösser die Frequenz, desto mehr lohnt es sich mit PIN-Dioden zu schalten. 19.08.2011 Bachelor Thesis 37/102 2.8 Schutzschaltungen In diesem Kapitel werden die Schutzschaltungen thematisiert, welche von einem Endverstärker für den Praxiseinsatz benötigt werden. Dabei geht es grundsätzlich darum, die nach aussen führenden Schnittstellen so abzusichern, dass bei unsachgemässer Handhabung keine Schäden am Gerät auftreten. Dazu zählt die Spannungsversorgung (2.8.1) und der Anschluss für den Transceiver (Signaleingang) respektive die Antenne (Signalausgang). Des Weiteren wird mit der Temperaturüberwachung (2.8.4) noch eine interne Geräteüberwachung eingeführt. 2.8.1 Spannungsversorgung Bei der Spannungsversorgung gibt es grundsätzlich zwei Szenarien, welche Schäden am Gerät verursachen können. Auf der einen Seite muss vor Überspannung geschützt werden und auf der anderen Seite muss gegen falsches Anschliessen der Polaritäten abgesichert werden. Die Spannungsbegrenzung lässt sich einfach mit einer Zener-Diode oder einer Suppressordiode und einem Widerstand bewerkstelligen. Ein Varistor wäre ebenfalls denkbar. Dabei muss darauf geachtet werden, dass Überspannungen auch bei sehr kurzer Zeitdauer für die interne Schaltung schädlich sein können und dementsprechend die Schutzschaltung sehr schnell reagieren muss. Der Verpolungsschutz lässt sich ebenfalls auf diverse Arten realisieren. Eine ganz simple Art erhält man, wenn man eine Diode im Regelfall in Durchlassrichtung betreibt, die bei Verpolung sperrt. Nachteil dieser Anwendung ist es, dass man in jedem Fall einen Spannungsabfall über der Diode erhält. Eine weitere Möglichkeit ist es die Diode so zu platzieren, dass sie bei Verpolung einen Kurzschluss verursacht und eine Schmelzsicherung das Gerät von der externen Speisung trennt. Dadurch entsteht kein Spannungsabfall im Regelbetrieb, jedoch muss die Sicherung nach einem versehentlichen falschen Anschliessen gewechselt werden. Dies lässt sich umgehen, indem man die Schutzschaltung gemäss Abbildung 23 mit einem P-Kanal FET realisiert. Dieser schaltet die Speisung lediglich bei korrekter Polung zu. Nachteil dieser Methode ist der Spannungsabfall, welcher durch das RDS(ON) des Transistors entsteht, dieser ist stromabhängig und fällt in den meisten Fällen wesentlich geringer aus als bei einer Diode. D S G Eingang Ausgang Abbildung 23: Verpolungsschutz P-Kanal FET 19.08.2011 Bachelor Thesis 38/102 2.8.2 Signaleingang Ebenfalls gilt es die Schaltung der Eingangssignalaufbereitung (Kapitel 2.5) vor Überspannung zu schützen, vorzugsweise wird dies mit zwei gegeneinander geschalteten Z-Dioden erreicht (Abbildung 24). UR IR=IZ1 UZ1 Z1 Ue>0 Ua Z2 UZ2 Abbildung 24: Schema der Überspannungs-Schutzschaltung Die Kennlinien dieser gegeneinander geschalteten Z-Dioden ist in Abbildung 25 gezeigt. Wobei die gestrichelten Linien den Kennlinien der einzelnen Dioden entsprechen, welche anschliessend zu einer roten Ersatzkennlinie zusammengefasst sind. IZ1=-IZ2 Z1 US R U Z1 UZ2 Z2 ZErsatz P UZ1-UZ2 A Ua=UZ1-UZ2 US UR U Abbildung 25: Kennlinie der Schutzschaltung mit Z-Dioden gemäss [23] Diese Schutzschaltung wird im Sperrbereich betrieben, welcher sich unterhalb des Arbeitspunkts A befindet. Für eine positive Eingangsspannung 𝑈𝑒 , wobei 𝑈𝑍 der Sperrspannung und 𝑈𝐷 der Durchlassspannung entspricht, gilt Formel (58). 𝑈𝑎 ≈ 𝑈𝑒 wenn 𝑈𝑎 ≈ 𝑈𝐷,𝑍1 − 𝑈𝑍,𝑍2 wenn 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑈𝑒 < 𝑈𝐷,𝑍1 − 𝑈𝑍,𝑍2 𝑈𝑒 > 𝑈𝐷,𝑍1 − 𝑈𝑍,𝑍2 (58) 39/102 Für eine negative Eingangsspannung 𝑈𝑒 gelten die gleichen Beziehungen mit umgekehrten Vorzeichen. Wenn 𝑈𝑒 positiv und grösser als 𝑈𝐷,𝑍1 − 𝑈𝑍,𝑍2 ist, kann der Strom 𝐼𝑅 = 𝐼𝑍1 = −𝐼𝑍2 stark vereinfacht als (59) angenommen werden. 𝐼𝑅 ≈ 𝑈𝑎 − ( 𝑈𝐷,𝑍1 − 𝑈𝑍,𝑍2 ) 𝑅 (59) Bei negativem 𝑈𝑒 dreht sich das Vorzeichen von 𝐼𝑅 . Der mit Hilfe von (59) berechnete Strom, kann dabei als Anhaltspunkt für die Wahl des Widerstands 𝑅 verwendet werden. Dieser Widerstand begrenzt den Strom durch die Dioden bis zu einer gewissen Überspannung und verhindert dadurch die Zerstörung dieser Diode. 2.8.3 Signalausgang Um den Verstärker bei Fehlanpassung der Last zu schützen und diese dem Benutzer anzuzeigen, wird ein SWR-Meter unmittelbar vor den Ausgang des Verstärkers geschaltet. Die reflektierte Leistung bei Fehlanpassung führt zu einer Spannungs- und Stromüberhöhung im Schalt- und Lastnetzwerk und kann bei zu hoher Reflexion die dimensionierten Werte der Bauteile überschreiten, was zur Zerstörung dieser führt. Um dies zu verhindern könnte beispielsweise bei der Überschreitung eines festgelegten SWR-Grenzwertes die Eingangsleistung reduziert werden oder gar ganz entzogen werden. Stehwellenverhältnis (SWR) Das Stehwellenverhältnis SWR ist ein Mass für den Reflexionsgrad auf einer Leitung und gibt Auskunft über den Anpassungsgrad des Abschlusses. Für die Herleitung der nachfolgenden Formeln werden Kenntnisse der Leitungstheorie vorausgesetzt, welche in diesem Bericht nicht weiter thematisiert wird. Weitere Informationen können zum Beispiel in [20] nachgelesen werden. Das Stehwellenverhältnis 𝑠 lässt sich aus dem Reflexionsfaktor 𝑟 nach (60) berechnet werden. 𝑠= 1 + �𝑟� 1 − �𝑟� (60) Wobei der Reflexionsfaktor 𝑟 mit Abstand 𝑥 vom Leitungsanfang das Verhältnis zwischen der Spannung der rück- und hinlaufenden Welle ist (61). �𝑟(𝑥)� = 19.08.2011 Bachelor Thesis �𝑈𝑟 (𝑥)� �𝑈ℎ (𝑥)� (61) 40/102 Die Reflexion 𝑟2 in Abbildung 26 zwischen dem Leitungsende und der Last entsteht dadurch, dass 𝑈 das Verhältnis von Spannung zu Strom am Leitungsende 𝐼 2 = 𝑍𝑊 sein muss. Die Last verlangt aber, dass für die resultierende Welle 𝑈2 𝐼2 2 = 𝑍2 gilt. Ist nun 𝑍𝑊 ≠ 𝑍2, reagiert die Leitung mit einer Reflexion (rücklaufende Welle) um beide Bedingungen trotzdem zu erfüllen. Ein Teil der Welle wird also reflektiert, der Rest transmittiert. r0 r1 Quelle r2 I1 I2 Last Z0 ~ U0 U1 Leitung mit ZW, γ U2 Längenkoordinate: 0 Z2 l Abbildung 26: Reflexionen auf der Leitung [20] Die resultierende Spannung auf der Leitung, mit Abstand x vom Leitungsanfang und 𝛾 als Ausbreitungskonstante, kann nach (62) berechnet werden. 𝑈𝑥 = 1 1 �𝑈1 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � ∗ 𝑒 −𝛾∗𝑥 + �𝑈1 − 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � ∗ 𝑒 𝛾∗𝑥 2 2 (62) Wobei Formel (63) der hinlaufenden und Formel (64) der rücklaufenden Spannung entspricht. 1 1 (63) 1 1 (64) 𝑈ℎ = 2 �𝑈1 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � ∗ 𝑒 −𝛾∗𝑥 oder 𝑈ℎ = 2 �𝑈2 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼2 � ∗ 𝑒 −𝛾(𝑙−𝑥) 𝑈𝑟 = 2 �𝑈1 − 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � ∗ 𝑒 −𝛾∗𝑥 oder 𝑈𝑟 = 2 �𝑈2 − 𝑍𝑊 ∗ 𝐼2 � ∗ 𝑒 −𝛾(𝑙−𝑥) Die hin- und rücklaufenden Spannungen am Punkt zwischen der Quelle und der Leitung (𝑥 = 0) werden dabei mit (65) und (66) beschrieben. 1 1 (65) 1 1 (66) 𝑈ℎ = 2 �𝑈1 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � oder 𝑈ℎ = 2 �𝑈2 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼2 � 𝑈𝑟 = 2 �𝑈1 − 𝑍𝑊 ∗ 𝐼1 � oder 𝑈𝑟 = 2 �𝑈2 + 𝑍𝑊 ∗ 𝐼2 � Aus (65) oder (66) kann die Schaltung für den Richtkoppler in Abbildung 27 hergeleitet werden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 41/102 R1 Uh 50 I1 I1 V1 U1 R2 Ur 50 0 Abbildung 27: Vereinfachte Schaltung des Richtkopplers Die hin- und rücklaufenden Spannungen sind also von der resultierenden Spannung 𝑈1 oder 𝑈2 und dem resultierenden Strom 𝐼1 oder 𝐼2 abhängig. Um dies zu veranschaulichen, sind in Abbildung 28 die Signalverläufe der hin- und rücklaufenden und der resultierenden Spannung für eine im Leerlauf und Kurzschluss betriebene verlustlosen Leitung zu sehen. r2=1 (Leerlauf) 1 0 -1 -2 0 2 5 Ort x Betrag der Resultierenden 10 1 0 -1 -2 1 0 0 -1 -1 0 5 Ort x 0 2 1 -2 r2=-1 (Kurzschluss) 2 uh(x,t), ur(x,t) uh(x,t), ur(x,t) 2 10 -2 0 5 Ort x Betrag der Resultierenden 5 Ort x 10 10 Abbildung 28: Hin- und rücklaufende Spannung und Betrag der Resultierenden [20] Für die Leitung im Leerlauf entstehen beim Betrag der Resultierenden am Leitungsende ein Spannungsbauch und ein Stromknoten. Das umgekehrte ist bei der Leitung im Kurzschlussbetrieb zu beobachten. Diese von der Last abhängige Phasenverschiebung zwischen der Spannung und dem Strom der resultierenden Welle wird beim nachfolgend beschriebenen Richtkoppler für die Erzeugung der hin- und rücklaufenden Spannung genutzt. Richtkoppler Das SWR-Meter kann beispielsweise mit einem Transformator-Richtkoppler realisiert werden. Dieser hat den Vorteil, dass er aus wenigen Bauteilen besteht und die Baugrösse dieser nicht von der Wellenlänge, wie z.B. beim Wellenleiterrichtkoppler (Antennen-Richtkoppler) abhängig ist. Das Transformator Prinzip kann in niederfrequenten Anwendungen bis zum Ende des Kurzwellenbereichs verwendet werden [24]. Die Schaltung des Transformator-Richtkopplers ist in Abbildung 29 dargestellt. Der Leistungspfad ist so aufgebaut, dass beim Eingang die Verstärkerseite angeschlossen und der Ausgang auf die Last 19.08.2011 Bachelor Thesis 42/102 geführt wird. Anschliessend kann über die beiden Pfade Transmission und Reflexion das SWR ermittelt werden. 1T Eingang Ausgang XT 50 50 1T Transmission XT Reflexion Abbildung 29: Schaltung des Richtkopplers nach [25] Die Transformatoren lassen sich relativ unkompliziert mit Ferritringkernen realisieren. Dabei muss darauf geachtet werden, dass für den gewünschten Frequenzbereich ein geeignetes Kernmaterial ausgewählt wird. Anschliessend lässt sich das benötigte Windungsverhältnis über die gewünschte Koppeldämpfung berechnen. Die Koppeldämpfung C (70) wird mit Hilfe der Formel für den idealen Transformator gemäss (67) abgeschätzt. Wobei 𝑁𝑃 die Windungszahl der Primärseite angibt und 𝑁𝑆 , die der sekundären Seite. 𝑈𝑃 𝑁𝑃 𝐼𝑆 = = 𝑈𝑠 𝑁𝑆 𝐼𝑃 (67) Diese wird in die Formel (65) eingesetzt, wobei 𝑈𝑠 und 𝐼𝑆 der Spannung 𝑈1 und dem Strom 𝐼1 entspricht. Da für die Berechnung von einer angepassten Last ausgegangen wird, strebt 𝑈𝑟 gegen null und 𝑈ℎ gegen 2 ∙ 𝑈1 (Abbildung 27), 𝐼1 kann durch Formeln (69) und (70). 𝑈1 𝑍𝑊 ersetzt werden (68). Daraus folgen die 1 𝑈1 1 𝑁𝑆 𝑁𝑆 𝑈ℎ = �𝑈1 + 𝑍𝑊 ∗ � = �𝑈𝑃 ∗ + 𝑈𝑃 ∗ � 2 𝑍𝑊 2 𝑁𝑃 𝑁𝑃 𝑈ℎ 𝑁𝑆 = 𝑈𝑃 𝑁𝑃 𝐶 = −20 ∗ log( 19.08.2011 Bachelor Thesis (68) (69) 𝑁𝑆 ) 𝑁𝑃 (70) 43/102 Die Primärseite des 1:X Transformator wird in der Praxis von einer Koaxialleitung mit aufgetrennter Schirmung durchdringt, wobei auf der Sekundärseite eine zum Strom proportionale Spannung erzeugt wird. Der X:1 Transformator repräsentiert auf der Sekundärseite die Spannung über dem Ausgang des Richtkopplers. Diese Spannung wird als Referenz zwischen den beiden Widerständen (je 50 Ω) verwendet, deren Grösse die gewünschte Impedanz des Richtkopplers bestimmt. Der durch die Sekundärwicklung des 1:X Transformators erzeugte Strom, fliesst in gegenseitiger Richtung relativ zum Referenzpunkt zwischen den beiden Widerständen. Die Spannung über den Widerständen kann nun in Abhängigkeit der Richtung des Leistungsflusses von der Referenzspannung subtrahiert beziehungsweise addiert werden, woraus die rück- und hinlaufende Spannung resultiert. 2.8.4 Temperaturüberwachung Zusätzlichen Schutz bietet eine Temperaturüberwachung von ausgewählten Bauelementen. Diese Methode ist aufgrund der Wärmeübergänge etwas träge, es lassen sich jedoch unter Berücksichtigung dieser Latenzzeiten Teile abschalten und damit vor Zerstörung schützen. In Bezug auf einen Leistungsverstärker bietet sich vor allem die Überwachung der Treiber- und Transistortemperatur an. Ebenfalls kann durch eine Temperaturüberwachung bei zu warmer Umgebungstemperatur zum Schutz der internen Komponenten der Betrieb verweigert werden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 44/102 3 Bauteildimensionierung für Amateurfunk-Endverstärker In diesem Kapitel werden die zuvor eingeführten Berechnungsformeln dazu verwendet, die Bauteile zu dimensionieren, damit die Schaltung dem Anwendungsfall aus der Aufgabenstellung gerecht wird. Dazu werden folgende Angaben als gegeben betrachtet. 𝑓 = 3.5 − 3.6 𝑀𝐻𝑧, 𝐷 = 0.5, 𝑅𝐿 = 50 Ω, 𝑈𝐷𝐷 = 24 𝑉, 𝑃𝑂 = 80 𝑊, 𝑃2𝑓 ≤ −40𝑑𝐵𝑐, 𝑄 = 10, 𝜙 = 𝜙𝑜𝑝𝑡 , 𝑃𝐼 < 50 𝑑𝐵𝑚 @ 50Ω 3.1 Dimensionierung des Verstärkers In diesem Kapitel wird auf die Dimensionierung des Leistungsverstärkers (Kapitel 3.1.1) und dessen Anpass- und Filternetzwerk (3.1.2) eingegangen. Abschliessend folgt zusammenfassend mit Abbildung 33 das komplette Schema der Verstärkerlösung. Dabei liefert Tabelle 3 die dazugehörenden Dimensionierungswerte. 3.1.1 Klasse-E-Verstärker Die Berechnungen beruhen auf einem Verstärker der Klasse E im nominalen Betrieb, das heisst die ZVS und die ZDS Bedingungen sind eingehalten. Für die Berechnungsformeln bedeutet dies, dass 𝜙 = 𝜙𝑜𝑝𝑡 ist, welcher numerisch gemäss Formel (27) bei −0.567𝑟𝑎𝑑 liegt. Zu Beginn wird anhand der vorgegebenen Leistung, durch eine kleine Umformung von Formel (17) der zum Schwingkreis passende Widerstand 𝑅 berechnet. Dies ist in der Berechnung (71) numerisch ausgeführt. 2 8𝑈𝐷𝐷 𝑅 = 2 cos(𝜙)2 = 4.1530Ω 𝜋 𝑃𝑂 (71) In einem weiteren Schritt wird die Spule 𝐿 über die Definition der Güte 𝑄 berechnet. Dabei wird auf einen Wert von 𝑄 = 10 zurückgegriffen. Formel (73) zeigt, dass dadurch eine Induktivität von 1.8619𝜇𝐻 resultiert. Was problemlos durch eine Luftspule realisiert werden kann und gemäss Abbildung 13 einen akzeptablen sinusförmigen Signalverlauf am Ausgang liefert. Ein Gütefaktor von 15 hingegen benötigt eine Induktivität von 2.7928𝜇𝐻 und verbessert den Verlauf nur unwesentlich (Tabelle 1). 𝐿= 𝑅𝑄 = 1.8619𝜇𝐻 𝜔 (72) Anschliessend wird in (74) mit Hilfe von (73) der Kondensator 𝐶 des Serienschwingkreises berechnet. 𝐿𝑋 = 𝜔𝑅 �cot(𝜙) − 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝜋2 csc(2𝜙)� = 214.5798𝑛𝐻 4 (73) 45/102 𝐶= 1 = 1.2201𝑛𝐹 𝑄𝑅𝜔 − 𝐿𝑋 𝜔 2 (74) Nun wird der Shunt-Kondensator 𝐶1 gemäss (20) in (75) berechnet. Dieser steht in engem Zusammenhang mit dem Schaltglied. Beim Verwenden von Feldeffekttransistoren muss berücksichtigt werden, dass diese ein parasitäres C beinhalten, welches mit dem Shunt-Kondensator parallelgeschaltet ist. Je nach Auslegung des Verstärkers kann der Shunt-Kondensator vollständig durch die parasitäre Kapazität des Transistors ersetzt werden. 𝐶1 = − 2 𝜋 2 𝜔𝑅 sin(2𝜙) = 1.982𝑛𝐹 (75) Damit das richtige Schaltglied gefunden werden kann, welches die erforderlichen Belastungen aushält wird nun der Spitzenstrom gemäss (21) in (76) numerisch berechnet. 𝐼𝑆𝑀 = 4𝑈𝐷𝐷 2 cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) + 1� = 9.5403𝐴 𝜋𝑅 𝜋 (76) Für das Spannungsmaximum, wird gemäss (22) ein Zwischenschritt über den Momentan Wert der Kreisfrequenz bei Spannungsmaximum von (10) gemacht. Numerisch bedeutet dies, dass die Kreisfrequenz von 𝜃𝑀 , welche in (77) berechnet ist, für die Spannungsspitze in (78) verantwortlich ist. 2 𝜃𝑀 = −𝜙 + sin−1 � cos(𝜙)� = 1.1338𝑠 −1 𝜋 𝑈𝑆𝑀 = 𝐼𝐷𝐷 𝜃𝑀 + 𝐼𝑚 (cos(𝜃𝑀 + 𝜙) − cos(𝜙)) = 85.4882𝑉 𝜔𝐶1 (77) (78) Nun wird die Berechnung der minimalen Choke-Induktivität für einen Rippel von 10% gemäss (47) in (79) numerisch ausgeführt. Dabei wird für die Frequenz auf den Mittelwert des Frequenzbereiches zurückgegriffen. 𝐿𝑅𝐹𝐶𝑚𝑖𝑛 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝜋2 + 4 𝑅 = = 10.1408𝜇𝐻 16 𝑓0.1 (79) 46/102 3.1.2 Impedanz-Anpassung und Ausgangsfilter In diesem Kapitel geht es darum, im Frequenzbereich 3.5 − 3.6 𝑀𝐻𝑧, die ImpedanzTransformation von den durch Formel (71) gewonnenen 4.1530 Ω auf die gewünschten 50 Ω durchzuführen. Zusätzlich müssen die Oberwellen um die geforderten −40𝑑𝐵𝑐 gedämpft werden. Kapitel 2.3 zeigt wie sich die Impedanz-Transformation analytisch berechnen lässt. Des Weiteren gibt Kapitel 2.4 Aufschluss wie sich das Ausgangsfilter dimensionieren lässt. Die ImpedanzAnpassung lässt sich jedoch direkt mit dem Ausgangsfilter zusammensetzen, so dass das Netzwerk gleichzeitig die Transformation vornimmt und zusätzlich die Oberwellen dämpft. Auf dem analytischen Weg bieten sich für diese Problemstellung viele Lösungsmöglichkeiten, jedoch ist es sehr aufwändig eine optimale Lösung zu finden. Hier helfen Simulationstools mit integriertem Optimierer. Tabelle 1 zeigt, dass mit einem Lastnetzwerk der Güte 10 mit einer Dämpfung der Oberwelle von −15𝑑𝐵𝑐 gerechnet werden kann. Für die Anpassung mit zwei Reaktanzen gibt es lediglich eine Lösung (Abbildung 30, LC-Netzwerk), welche gemäss MWO-Simulation zusätzlich rund −14𝑑𝐵 bringt. Dies reicht jedoch nicht die Bestimmungen des BAKOMs zu erfüllen. Durch Kaskadierung eins weiteren LC-Netzwerk, erweitert sich die Problemstellung um zwei Freiheitsgrade und es lässt sich eine Optimierung vornehmen. In einem ersten Schritt wird das Netzwerk mit vier Freiheitsgraden (Abbildung 30, LCLC_Opt-Netzwerk) durch den Optimierer von MWO bestimmt. Anschliessend werden vorzugsweise die Werte für die Kondensatoren auf einfach zu realisierende Werte gerundet und mit den verbleibenden beiden Freiheitsgraden wiederholt optimiert. Die beiden resultierenden Induktivitäten lassen sich mit kleinen Einschränkungen in Form von Luftspulen beliebig herstellen (Kapitel 64). LC-Netzwerk IND PORT ID=L1 P=1 Z=4.153Ohm L=618.6 nH CAP ID=C1 C=2.979nF LCLC_Opt-Netzwerk PORT P=2 Z=50 Ohm IND PORT ID=L1 P=1 Z=4.153Ohm L=369.8 nH CAP ID=C1 C=6.539nF LCLC_Fix-Netzwerk IND ID=L2 L=1361nH PORT P=2 Z=50 Ohm CAP ID=C2 C=1.777nF IND PORT ID=L1 P=1 Z=4.153Ohm L=367.5 nH CAP ID=C1 C=6.6 nF PORT P=2 Z=50 Ohm IND ID=L2 L=1349nH CAP ID=C2 C=1.8 nF Abbildung 30: Anpass- und Filter-Netzwerk MWO Auf der linken Seite von Abbildung 31 ist nun die Reflexion im Durchlassbereich für alle drei Netzwerke aus Abbildung 30 dargestellt. Der dicke Balken beschreibt dabei die Grenzen des Optimierers, welche im Frequenzbereich 3.5 − 3.6 𝑀𝐻𝑧 auf −35𝑑𝐵 gesetzt ist. Dabei gilt grundsätzlich je kleiner die Reflexion ist, desto besser ist das Netzwerk angepasst. Jedoch ist das Ziel dieser Optimierung nicht lediglich die Impedanz-Anpassung, sondern auch noch die Unterdrückung der Oberwellen (Abbildung 31 rechte Seite). Am stärksten ins Gewicht fallen die Oberwellen erster Ordnung, welche sich im Frequenzbereich 7 − 7.2 𝑀𝐻𝑧 befinden. Dieses Problem lässt sich mit einem zusätzlichen Optimiererziel angehen, wobei eine Grenze im besagten Frequenzbereich auf −30𝑑𝐵 gesetzt wird. 19.08.2011 Bachelor Thesis 47/102 Reflexion Transmission harmonic 0 10 0 -20 7.1 MHz -13.76 dB -10 -40 -20 DB(|S(2,2)|) LC -60 DB(|S(2,2)|) LCLC_Opt DB(|S(2,1)|) LC 7 MHz -27.54 dB 7.2 MHz -28.77 dB DB(|S(2,1)|) LCLC_Opt -30 DB(|S(2,2)|) LCLC_fix 7.1 MHz -28.16 dB DB(|S(2,1)|) LCLC_fix -40 -80 3.3 3.4 3.5 3.6 Frequency (MHz) 3.7 0 3.8 2 4 6 Frequency (MHz) 8 10 Abbildung 31: Reflexion im Durchlassbereich und Transmission im Sperrbereich Die Simulation des Verstärkers in PSpice ergibt für die verschiedenen Anpassmöglichkeiten das in Abbildung 32 zu sehende Ausgangsspektrum. Die dunkelblaue Kurve zeigt dabei den Verstärker ohne Anpassung auf die berechneten 4.1530 Ω. Mit dem etwas helleren Blau ist zum Vergleich das Ausgangsspektrum bei einfachem LC-Netzwerk abgebildet. Die Farbe Rot wiederspiegelt die Simulation des verwendeten Netzwerks mit den gerundeten Werten. Direkt darunter befindet sich in Grün die Kurve mit den durch den Optimierer erhaltenen ungerundeten Werten. 10 2 10 1 Amplitude [W] 10 Grundschwingung 10 0 10 -1 1. Harmonische 0 10 -1 10 -2 10 -2 10 -3 10 -2 10 -3 10 10 10 10 -3 10 -4 10 -5 3. Harmonische -4 ohne Anpassung LCLC-Berechnet LCLC-Gerundet LC-Anpassung -3 10 -4 10 -5 10 -6 10 -7 -4 10 10 2. Harmonische -5 10 -6 10 -7 -5 10 -6 10 -7 3.2 3.4 3.6 3.8 4 x 10 6 10 -6 10 -7 6.6 6.8 7 7.2 7.4 7.6 x 10 6 1.02 1.04 1.06 1.08 1.1 x 10 7 1.38 1.4 1.42 1.44 1.46 x 10 7 Abbildung 32: Ausgangsspektrum bei verschiedenen Netzwerken 19.08.2011 Bachelor Thesis 48/102 Die zur Abbildung 32 gehörenden Zahlenwerte können der Tabelle 2 entnommen werden. Hier zeigt sich, dass die gerundeten Werte des LCLC-Netzwerkes mit −50𝑑𝐵𝑐 die Bestimmungen mit guter Reserve erfüllen. Grundschwingung 1. Harmonische 2. Harmonische P [W] P [dB] P [mW] P [dB] ΔP [dB] P [uW] P [dB] ΔP [dB] 74.77 18.74 217 -6.64 -25.38 7e3 -21.68 -40.42 72.55 18.61 30.87 -15.10 -33.71 420.9 -33.76 -106.31 73.16 18.64 0.578 -32.38 -51.02 2.418 -56.17 -74.81 73.1 18.64 0.593 -32.27 -50.91 2.376 -56.24 -74.88 Kurve ohne Anpassung Q10 LC-Anpassung LCLC-Berechnet LCLC-Gerundet Tabelle 2: Ausgangsspektrum verschiedener Netzwerke Für den gesamten Klasse-E-Verstärker mit Anpassnetzwerk ergibt sich nun die in Abbildung 33 zu sehende Struktur, wobei die Induktivität des Lastnetzwerks aus praktischen Gründen mit der ersten des Anpassnetzwerkes zusammengefasst wird. Signal UDD Treiber IDD Stromquelle Lastnetzwerk iS1 iS2 M2 M1 IC Last LRFC C Usqr Anpassnetzwerk uS iC C1 iO L1 Ltot uC C2 C3 RL uL iS Schalter Abbildung 33: Schema des Klasse-E-Verstärkers mit LCLC-Anpassnetzwerk Die zur Abbildung 33 passenden Dimensionierungswerte sind nun in Tabelle 3 zusammengefasst. Bezeichnung Wert Bezeichnung Wert 𝐶1 1.982𝑛𝐹 𝐿𝑡𝑜𝑡 2.229𝜇𝐻 50Ω 𝐶2 6.6𝑛𝐹 𝐶 1.2201𝑛𝐹 𝐿𝑅𝐹𝐶 10.1408𝜇𝐻 𝑅𝐿 𝐿1 𝐶3 Tabelle 3: Dimensionierungswerte des Klasse-E-Verstärkers mit LCLC-Anpassnetzwerk 19.08.2011 Bachelor Thesis 1.349𝜇𝐻 1.8𝑛𝐹 49/102 3.2 Schaltglied In diesem Kapitel wird die Wahl des Schaltgliedes thematisiert. Dabei wird im ersten Unterkapitel 3.2.1 auf die Anforderungen des Transistors eingegangen und eine Auswahl getroffen. Anschliessend folgen mit dem Unterkapitel 3.2.2 die Ansprüche an die vom Transistor benötigte Treiberschaltung mit entsprechender Festlegung auf den im Endverstärker verwendete Typ. 3.2.1 Transistor Wie in Kapitel 2.1.2 beschrieben, wird als Schalter ein MOSFET eingesetzt. Die Hauptanforderungen an diesen Schalter sind durch die Schaltungsdimensionierung in Kapitel 3.1.1 gegeben. Dabei können die berechneten Werte aus Kapitel 3.1.1 verwendet werden. Der DrainStrom ergibt sich aus der Formel (76) und beträgt 9.5 A. Das Spannungsmaximum für die DrainSpannung entspringt der Formel (78) und beträgt 85.5 V. Ein weiteres Kriterium ist der Drain-Source Widerstand 𝑟𝐷𝑆𝑜𝑛 , der während der MOSFET 2 durchschaltet eine Verlustleistung von 𝑃 = 𝐼𝐷𝑟𝑎𝑖𝑛 ∙ 𝑟𝐷𝑆𝑜𝑛 produziert. Eine weitere Anforderung ist die Schaltgeschwindigkeit (Abbildung 34). Dies ist die Zeit, die der MOSFET braucht, um vom Sperr- in den Durchlassbetrieb 𝑡𝑟 und umgekehrt 𝑡𝑓 zu schalten. Je kürzer diese sind, desto geringer fallen die Schaltverluste über dem Schaltglied aus. Da für unseren Verstärker keine vorgeschriebene Delay-Zeit definiert ist, sind nur 𝑡𝑟 und 𝑡𝑓 massgebend. Die Zeiten 𝑡d(on) und 𝑡d(off) sollten jedoch nahe bei einander liegen, um den Duty-Cycle des Rechtecksignals nicht zu verändern. V DS 90% 10% V GS td(on) tr td(off) tf Abbildung 34: Schaltzeit MOSFET [26] Die Schaltgeschwindigkeit hängt im Wesentlichen von der Zeit ab, die für das Durchlaufen des kritischen Ladungsbereichs des Gates benötigt wird. Wie in Abbildung 35 zu sehen, müssen die Teilladungen 𝑄𝑔𝑠1 , 𝑄𝑔𝑠2 und 𝑄𝑔𝑑 geladen werden, damit der MOSFET voll durchschaltet. Dabei gilt grundsätzlich, je kleiner die Gate-Ladung ist, desto schneller kann geschaltet werden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 50/102 Id Vds Vgs Vgs(th) Qgs1 Qgs 2 Qgd Qgodr Abbildung 35: Gate-Ladung in Abhängigkeit der Gate-Spannung [26] Der Kapazität 𝐶𝐷𝑆 zwischen Drain und Source wird in unserer Schaltung wenig Beachtung geschenkt, da sie parallel zu 𝐶1 ist und so bei der Dimensionierung lediglich von ihr subtrahiert werden kann. Da ein MOSFET mit kleinerem Übergangswiderstand meist eine grössere Eingangskapazität hat und er dadurch langsamer schaltet, haben wir uns für die Parallelschaltung von zwei IRFB4019PbF entschieden. Dieser erfüllt die geforderten Kriterien für die Drain-Spannung und den Drain-Strom. Weiter weist er eine kleine Gate-Ladung von 13 nC auf und besitzt einen geringen Übergangswiderstand von je 80 mΩ, welcher durch das Parallelschalten halbiert wird [26]. V G S , G ate-to-S ource V oltage (V ) 20 I D = 10A R DS (on), Drain-to -S ource On R esistance (Ω ) Um die optimale Speisespannung für den nachfolgend beschriebenen Treiber festzulegen wird auf folgende Überlegungen zurückgegriffen: Die Gate-Source-Spannung des Transistors muss gemäss Datenblatt für den leitenden Zustand mindestens 6 V betragen (Abbildung 36). Liegt die Spannung höher, verringert sich der Übergangswiderstand RDS(ON) (Abbildung 37), jedoch nimmt die Ladung im Gate (Abbildung 36), welche beim Ausschalten zuerst abgeführt werden muss, ebenfalls zu. Während dieser Zeit befindet sich der Transistor in einer Übergangsphase, welche hohe Verluste mit sich bringt. Um die Schaltzeiten und den Übergangswiderstand gering zu halten muss mit der Spannung ein Kompromiss eingegangen werden. Für diesen Verstärker wird die Gate-Spannung heuristisch auf 8V festgelegt. V DS = 120V VDS= 75V VDS= 30V 16 12 8 4 0 0 5 10 15 20 Q G Total Gate Charge (nC) Abbildung 36: Gate Charge vs.Gate-to-Source Voltage [26] 19.08.2011 Bachelor Thesis 0.5 I D = 10A 0.4 0.3 0.2 T J = 125°C 0.1 T J = 25°C 0.0 4 6 8 10 12 14 16 V GS , Gate-to-Source Voltage (V) Abbildung 37: On-Resistance Vs. Gate Voltage [26] 51/102 3.2.2 Treiber Um die Gate-Ladung eines Power-MOSFETs genügend schnell zu Laden, muss ein Treiber zwischen das Steuersignal und das Gate geschalten werden. Dies ist auch gleich das wichtigste Kriterium an den Treiber. Die Anstiegszeit der Gate-Spannung sollte mindestens so schnell wie die des MOSFETs sein [27]. Aus Formel (80) ist zu entnehmen, dass diese Zeit von der Gate-Ladung des MOSFETs und dem Treiberspitzenstrom abhängt. Δ𝑇 = 𝑄𝐺 𝐼̂𝐺 𝐼̂𝐺 = 𝑄𝐺 Δ𝑇 (80) Dies führt zum nächsten Kriterium, dem Treiberspitzenstrom, welcher gemäss Formel (81) berechnet werden kann. (81) Für die Berechnung des Treiberspitzenstroms wird die Abfallzeit (Fall Time) Δ𝑇 = 7.8 ns, die kürzer ist als die Anstiegszeit (Rise Time), und wegen der Parallelschaltung der MOSFETs zweimal die Gate-Ladung 𝑄𝐺 = 13 𝑛𝐶 (Total Gate Charge), aus dem Datenblatt des MOSFETs eingesetzt [26]. Dies ergibt einen Treiberspitzenstrom von 3.33 A. Die meisten Treiber sind durch den Treiberspitzenstrom und die Zeit für das Laden einer bestimmten Gate-Kapazität spezifiziert (Treibfähigkeit). Für den gewählten MOSFET mit einer Eingangskapazität von 800 pF und einer Anstiegszeit (Rise Time) von 13 ns, ergibt dies durch die Parallelschaltung eine Treibfähigkeit von 1600 pF in weniger als 13 ns [26]. Da bei unserer Schaltung der Source-Anschluss des MOSFETs direkt mit der Masse verbunden ist, muss ein Low-Side Treiber eingesetzt werden. Anhand der formulierten Kriterien weiter oben, wird bei diesem Endverstärker auf den Treiber TC4422A von Microchip [28] gesetzt. Dieser verfügt gemäss Datenblatt über einen Treiberspitzenstrom von 10 A und hat eine Treibfähigkeit von 10‘000 pF in weniger als 38 ns, bei einer Speisespannung von 18 V [28]. 300 Rise Time (ns) 250 5V 200 10V 150 100 15V 50 0 100 1000 10000 100000 Capacitive Load (pF) Abbildung 38: Anstiegszeit vs. Ladung [28] Gemäss Abbildung 38 kann der Treiber bei 8 V die von den beiden MOSFETs geforderten 1600 pF in weniger als 20 ns treiben. 19.08.2011 Bachelor Thesis 52/102 Da die Leistung die im Treiber abfällt von der Schaltfrequenz abhängig ist, muss die Wärmeentwicklung im Treiber und deren Ableitung berücksichtigt werden. In Abbildung 39 und Abbildung 40 ist das Schema für das Ein- und Ausschalten des MOSFETs dargestellt. V DRV ID D C GD R HI R G,I R GATE G C DS IG C GS S Abbildung 39: Treiberschaltung beim Einschalten des MOSFETs [27] VDRV ID D CGD RLO RGATE RG,I CDS G IG CGS S Abbildung 40: Treiberschaltung beim Ausschalten des MOSFETs [27] Die Energie die im elektrischen Feld der Gate-Kapazität gespeichert wird, kann nach (82) berechnet werden [29]. 𝐸𝐹 = 𝑉𝐷𝑅𝑉 ∙ 𝑄𝐺 2 (82) Da die Gate-Kapazität während einer Periode geladen und entladen wird, ergibt sich für die Leistung in der Gate-Schaltung (83). 𝑃𝐺𝑎𝑡𝑒 = 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝑉𝐷𝑅𝑉 ∙ 𝑄𝐺 ∙ 2𝑓𝐷𝑅𝑉 = 𝑉𝐷𝑅𝑉 ∙ 𝑄𝐺 ∙ 𝑓𝐷𝑅𝑉 2 (83) 53/102 Die Leistung die über dem Treiberwiderstand 𝑅𝐻𝐼 während dem Laden der Gate-Kapazität abfällt, kann nach (84) berechnet werden. 𝑃𝐷𝑅𝑉,𝑂𝑁 = 1 𝑅𝐻𝐼 ∙ 𝑉𝐷𝑅𝑉 ∙ ∙𝑄 ∙𝑓 2 𝑅𝐻𝐼 + 𝑅𝐺𝐴𝑇𝐸 + 𝑅𝐺,𝐼 𝐺 𝐷𝑅𝑉 (84) Die Leistung die über 𝑅𝐿𝑂 beim Entladen abfällt, kann nach (85) berechnet werden [27]. 𝑃𝐷𝑅𝑉,𝑂𝐹𝐹 = 1 𝑅𝐿𝑂 ∙ 𝑉𝐷𝑅𝑉 ∙ ∙𝑄 ∙𝑓 2 𝑅𝐿𝑂 + 𝑅𝐺𝐴𝑇𝐸 + 𝑅𝐺,𝐼 𝐺 𝐷𝑅𝑉 (85) Daraus erfolgt die gesamte im Treiber abgefallene Leistung gemäss Formel (86). 𝑃𝐷𝑅𝑉 = 𝑃𝐷𝑅𝑉,𝑂𝑁 + 𝑃𝐷𝑅𝑉,𝑂𝐹𝐹 (86) Für das Berechnen von 𝑃𝐷𝑅𝑉 werden die Werte aus den Datenblättern von MOSFET und Treiber eingesetzt: 𝑅𝐻𝐼 = 3 Ω, 𝑅𝐿𝑂 = 2.3 Ω, 𝑅𝐺,𝐼 = 1.2 Ω, 𝑄𝐺 = 26 nC, wobei wiederum die Parallelschaltung der MOSFETs beachtet werden muss. Für die Frequenz wurde 3.6 MHz und für 𝑉𝐷𝑅𝑉 = 8 V eingesetzt. Der Widerstand 𝑅𝐺𝐴𝑇𝐸 ist in unserer Schaltung nicht vorgesehen, dieser könnte für das Dämpfen einer allfälligen Schwingung auf der Gate-Leitung benutzt werden. Mit den eingesetzten Werten ergibt sich eine Leistung von 𝑃𝐷𝑅𝑉 = 0.513 W. Mit dem Gehäuse TO220, das einen Wärmewiderstand von 71 C°/W hat, entsteht dadurch eine Wärmezunahme von 36 C°, weshalb der Treiber auf einen Kühlkörper geschraubt wird. 19.08.2011 Bachelor Thesis 54/102 3.3 Eingangssignalaufbereitung In der Aufgabenstellung wird verlangt, dass der Eingang des Verstärkers mit einer Sinusspannung angesteuert wird und die Eingangsimpedanz 50 Ω beträgt. Um den in Kapitel 2.1.2 aufgeführten Treiber anzusteuern, eignet sich jedoch eine unipolare Rechteckspannung besser. Aufgrund der steileren Flanken der Rechteckspannung lässt sich der Treiber schneller durchschalten, was zu geringeren Schaltverlusten führt (Kapitel 2.1.2). Weiter soll die Spannung des Eingangssignals über ein gewisses Mass variabel sein und bis zu 30 dBm bei 50 Ω betragen, womit nicht jeder Treiber umgehen kann. Um eine Sinusspannung in eine Rechteckspannung umzuwandeln, können verschiedene Schaltungen und Bauteile verwendet werden. Eine einfache und auch günstige Variante ist es, einen Linereceiver zu verwenden. Diese werden bei digitalen Bussen für die Aufbereitung der von der Leitung empfangenen und meist verrauschten Symbole verwendet. Viele basieren auf dem Konzept des Differenzverstärkers. Dabei wird die Differenz der Spannungen an den Basisanschlüssen zweier Emitter gekoppelten Transistoren verstärkt. Der Vorteil dieser Linereceiver ist, dass sie für grosse Eingangsspannungsvariation konstruiert sind und die Schaltschwellen mit einer Hysterese versehen sind, was bei einem verrauschten Signal ein Toggeln des Ausganges verhindern kann. Die Ausgänge können TTL kompatibel sein, was für die Ansteuerung des Treibers meistens ausreicht. Für den vorgegebenen Frequenzbereich dieses Verstärkers kann ein Linereceiver für den Standard EIA-422 (RS-422) verwendet werden, der für eine maximale Datenrate von 10 MBit/s konzipiert ist. Der Leistungsverstärker kann über das Steuersignal des Treibers ein- und ausgeschaltet werden. Damit im ausgeschalteten Zustand der MOSFET sperrt, wird der Treibereingang auf das Nullpotential gezogen. Der in Kapitel 3.2.2 beschriebene Treiber verfügt jedoch über keine EnableFunktion, die ihn direkt ein- und ausschalten lässt, weshalb ein AND-Gatter vorgeschaltet wird. Dies bringt den Vorteil, dass der Treiber über mehrere Signale gesteuert werden kann. Massgebend für die Auswahl des Gatters ist die Schaltgeschwindigkeit mit der der Treiber angesteuert werden muss. Diese hängt davon ab, wie schnell die Eingangskapazität des Treibers (25 pF) geladen werden kann. Mit dem AND-Gatter 74LVC1G11 von Diodes, welches über drei Eingänge verfügt, können 50 pF in weniger als 2.5 ns bei einer Speisespannung von 5 V geladen werden [30]. Dasselbe gilt auch für den Linereceiver. Dieser muss die Eingangskapazität des AND-Gatters (3.3 pF) genügend schnell laden. Der uA9637AC von Texas Instruments kann 30 pF in 13 ns laden bei einer Speisespannung von 5 V und erfüllt auch die weiter oben beschriebenen Kriterien [31]. Bei allen Bauteilen die sich im Signalpfad vor dem Schaltglied befinden, müssen die Delay-Zeiten der steigenden und fallenden Flanken ähnlich sein, damit sich der duty cycle des Eingangssignals nicht verändert. Die Delay-Zeiten können sich auch so ergänzen, dass der duty cycle am Schaltglied wieder dem des Eingangssignals entspricht. Da die Eingänge des Linereceivers hochohmig sind, kann durch Parallelschalten eines 50 Ω Widerstands die geforderte Eingangsimpedanz erreicht werden. 3.4 Steuereinheit Der in Kapitel 2.7 beschriebene RX/TX-Sequenzer, muss anhand von verschiedenen Sensorsignalen seine Sequenzen abarbeiten und dabei Aktoren steuern. Dies kann durch analoge Schaltungen geschehen, oder auch flexibel und ausbaufähig mit einem Mikrocontroller. Der Verstärker verfügt über einen Richtkoppler, wodurch sich relativ einfach ein SWR-Meter programmieren lässt, der dem Benutzer die momentane Anpassung der Last vermittelt. 19.08.2011 Bachelor Thesis 55/102 Da alle Sensoren und Aktoren in engem Zusammenhang mit dem Mikrocontroller stehen, ist dieses Kapitel so aufgebaut, dass in Unterkapitel 3.4.1 bereits alle verwendeten Sensoren (3.4.2) und Aktoren (3.4.3) über die PIN-Belegung des Mikrocontrollers aufgeführt sind. Genauere Informationen sind dem Schema des Prototyps im Anhang A.6 zu entnehmen. 3.4.1 Mikrocontroller In diesem Endverstärker übernimmt der Mikrocontroller die Verwaltung der Sensoren und Aktoren. Das Hauptkriterium für die Wahl des Mikrocontrollers ist demnach die Anzahl und Art der Ein- und Ausgänge. Zu den Aktoren gehören verschiedene LED’s, um den Benutzer über den Betriebsstatus zu informieren, Relais und der digitale Ausgang für die Treiberansteuerungsfreigabe. Zu den Sensoren gehören Taster für den PTT-Betrieb und SWR-Reset, ein digitaler Eingang für die Signaldetektion und Analog/Digitalwandler für den Richtkoppler-Ausgang und den Temperatursensor. Tabelle 4 zeigt eine Übersicht der benötigten Ein- und Ausgänge. Eingänge Nr. Typ Ausgänge Bezeichnung Nr. Typ Bezeichnung 1 digital/interrupt PTT 1 digital LED_POWER 2 digital/interrupt SWR_RES 2 digital LED_RX 3 digital/interrupt COR 3 digital LED_PTT 4 digital SWR_OFF 4 digital LED_COR 5 A/D V_TEMP 5 digital LED_SWR_GREEN 6 A/D VSWR_H 6 digital LED_SWR_ORANGE 7 A/D V_SWR_R 7 digital LED_SWR_RED 8 digital DRIVER 9 digital RELAIS_IN 10 digital RELAIS_OUT Tabelle 4: Ein- und Ausgänge des Mikrocontrollers Die Erklärungen zu den Ein- und Ausgängen sind in Kapitel 3.4.2 beziehungsweise Kapitel 3.4.3 beschrieben. Da mittels Mikrocontroller Ein- und Ausgänge einfach gesteuert werden können, fällt die Anzahl dieser nicht ins Gewicht und es wurden deshalb insgesamt 17 Stück gewählt. Da das Programm aus wenigen Zeilen besteht und zeitkritische Funktionen durch externe Interrupts gesteuert werden, braucht es nicht viel Speicher und keine hohen Taktraten, was die Stromaufnahme reduziert. Aus diesen Gründen wird die 8-Bit ATtiny-Familie von Atmel verwendet. Zusätzlich kann auf vorhergehende Projekterfahrung mit der ATmega-Reihe, die ähnlich aufgebaut ist und über die gleiche Programmierumgebung verfügt, zurückgegriffen werden. Im speziellen wird der ATtiny 48 mit 28 Ein- und Ausgänge und integriertem 8 MHz Oszillator eingesetzt [32]. 19.08.2011 Bachelor Thesis 56/102 3.4.2 Sensoren In diesem Kapitel sind jeweils die von den Sensoren ausgelösten Funktionen kurz erklärt und die dazu benötigte Schaltung erläutert. Digitale Eingänge • PTT Wird dieser externe Interrupt mittels der Schaltung in Abbildung 41 auf low geschaltet, wird der Mikrocontroller aus dem Schlafmodus aufgeweckt und der Verstärker wechselt in den TX-Modus. • SWR_RES Um nach einer starken Fehlanpassung den Verstärker zu entsperren, muss dieser Eingang mittels der Schaltung gemäss Abbildung 41 auf low getastet werden. +VCC_5 V D12 P11 1 2 PTT Diode 1N4148 GND PTT S2 D13 AMP -3-1825910-5 Diode 1N4148 R25 PT T PTT_IN R24 100k Q5 BCW 68G 22k C41 Cap Semi 10nF R26 10k Q8 BSS 138 PW GND GND Abbildung 41: PTT- und Reset-Taster Eingang nach [33] Wenn der Taster geöffnet ist, lädt sich der Kondensator über R24 und es kann kein Strom aus der Basis des Transistors Q5 fliessen. Somit sperren der Transistor und der MOSFET Q8 sowie der Eingang des Mikrocontrollers ist auf high. Wird nun der Taster geschlossen, entlädt sich der Kondensator langsam über den Widerstand R25 und ein Strom kann aus der Basis des Transistors fliessen. Dies schliesst den Transistor zusammen mit dem MOSFET und der Eingang wird auf low gezogen. Während der Taster prellt, kann sich die Spannung über dem Kondensator nicht sprunghaft ändern, da das Entladen über den Widerstand langsam erfolgt und so der Transistor nicht ein- und gleich wieder ausschaltet. Die Dioden dienen als Schutz für die Schaltung falls der Eingang sich auf einem höheren Potential als Masse befindet. • COR Die in Abbildung 42 dargestellte Schaltung wird vom Eingangssignal des Verstärkers angesteuert. Diese wird zuerst nach Abbildung 43 gleichgerichtet und dann auf den Eingang des invertierenden Komparators mit Hysterese geführt. Der Komparator muss schalten, wenn das Eingangssignal des Verstärkers den Schwellenwert der positiven Eingangsspannung des Linereceivers erreicht hat [31]. Dadurch wird der Verstärker in den TX-Modus geschaltet. Die Schaltung ist invertierend realisiert, da der externe Interrupt bei einer low-aktiven Ansteuerung den Mikrocontroller aus dem Schlafmodus aufwecken kann. 19.08.2011 Bachelor Thesis 57/102 • Die Hysterese des Komparators muss die durch Störungen und von der Gleichrichterschaltung erzeugten Spannungsschwankungen unterdrücken, um ein Toggeln des Einganges zu verhindern. SWR_OFF Die in Abbildung 42dargestellte Schaltung wird von der rücklaufenden Spannung des Richtkopplers angesteuert. Diese wird wiederum zuerst nach Abbildung 43 gleichgerichtet und dann auf den Eingang eines Komparators geführt. Bei einer plötzlichen Fehlanpassung der Last, steigt die rücklaufende Spannung stark an und der Verstärker muss möglichst schnell ausgeschaltet werden. Der Komparator wird invertierend betrieben, da er zusätzlich das AND-Gatter vor dem Treiber ansteuert. Zwar wird das Stehwellenverhältnis auch im Mikrocontroller berechnet, doch dieser kann durch einen Interrupt nicht so schnell reagieren, wie das AND-Gatter. Wird der Eingang SWR_OFF auf low geschaltet, ist der Verstärker bis zum Betätigen der Reset-Taste gesperrt. Die Hysterese wird auf eine grosse Differenz eingestellt, da nach dem Ausschalten des Verstärkers die rücklaufende Spannung wieder abfällt. Während dieser Zeit muss der Controller die Sperrung bewerkstelligen. 5 +AVCC_5 V_Inpu t 4 R34 ? GND R36 ? R35 COM P _IN C OM P_I N 3 2 +AVCC_5 V_Inpu t U5 M CP 6561 T-E/L T 1 ? GND Abbildung 42: Invertierende Komparator Schaltung nach [34] Aus dem Datenblatt des Komparators kann entnommen werden, wie die Hysterese durch ändern der Widerstände eingestellt werden kann [34]. A/D-Eingänge • V_TEMP Über einen Sensor wird die Temperatur des Schaltgliedes gemessen und bei einem zu hohen Wert wird der Verstärker ausgeschaltet • VSWR_H / VSWR_R Aus den abgetasteten Signalen des Richtkopplers, berechnet der Mikrocontroller das SWR. Diese werden zuvor gleichgerichtet mit der in Abbildung 43 gezeigten Schaltung. 19.08.2011 Bachelor Thesis 58/102 D4 C36 Cap Semi 5nF 1N5711 R6 6k R8 GND R7 DVSW R_H 40 D5 1SMA5918BT3G 10k GND DVSW R_H GND Abbildung 43: Gleichrichterschaltung Die Diode D4 ist eine schnelle Shottky-Diode, welche zusammen mit dem Glättungskondensator C36 einen einfachen Gleichrichter bildet. Der Spannungsteiler bringt die erzeugte DC-Spannung auf maximal 5 V, was den Eingangsspezifikationen des A/D-Wandlers entspricht. Um die grösste Genauigkeit zu erreichen, muss der Ausgangswiderstand des Analogsignals 10 kΩ betragen was dem Wert von R8 entspricht [32]. Die maximale Spannungsdifferenz der Gleichgerichteten Spannung ergibt sich aus der Auflösung des A/D-Wandlers. Der 10-Bit Wandler wird bei 5 V betrieben, was einer Differenzspannung von ca. 4.9 mV entspricht [32]. Die Z-Diode D5 dient zum Schutz gegen Überspannung am Eingangs-Pin. Der Widerstand R7 begrenzt dabei den Strom durch die Z-Diode. 3.4.3 Aktoren Dieses Kapitel beschreibt die verwendeten Aktoren und die dazu benötigten Schaltungen. Es wird erklärt, wann welcher Aktor angesteuert wird. Digitale Ausgänge • LED_POWER LED zeigt Betrieb des Verstärkers an • LED_RX LED wird bei RX-Modus eingeschaltet • LED_PTT LED wird bei PTT betrieb eingeschaltet • LED _COR LED wird bei COR-Modus eingeschaltet • LED_SWR_GREEN Grünes LED wird bei guter Lastanpassung eingeschaltet • LED_SWR_ORANGE Oranges LED wird bei mittlerer Lastanpassung eingeschaltet • LED_SWR_RED Rotes LED wird bei schlechter Lastanpassung eingeschaltet Für alle LED-Ausgänge wird die Schaltung in Abbildung 44 verwendet. Diese werden mit einem MOSFET angesteuert, um die Ausgänge des Mikrocontrollers nicht zu belasten und so eine grössere Flexibilität bei der Auswahl der LED’s zu erreichen. 19.08.2011 Bachelor Thesis 59/102 +VCC_5 V R20 470 D8 LED_ S W R_RED 6 LED_ S W R_RED Q6A PMGD290X N 1 2 GND Abbildung 44: LED Ansteuerung • DRIVER Dieser Ausgang steuert direkt das AND-Gate vor dem Treiber an, um den Verstärker einzuschalten. • RELAIS_IN / RELAIS_OUT Diese werden bei TX-Betrieb eingeschaltet. Für die Ansteuerung wird die Schaltung in Abbildung 45 verwendet. RX/TX 1 TX/RX TX/RX +VCC_5 V T X /R X 5 C OA X -F 4 3 2 J1 GND D20 SMAZ5V1 -13- F K1 V23 0 79-A1001 -B30 1 Rela is_In Q11 FDY301NZ RX Rela is_In T X _I N D22 Diode 1N4148 R37 Pull Down 100 K GND TX_ IN RX Abbildung 45: Relais Ansteuerung Das Relais wird mit einem N-Channel MOSFET gesteuert. Der Pull-Down-Widerstand R37 sorgt dafür, dass der MOSFET sicher sperrt, wenn der Mikrocontroller sich im Reset befindet oder gerade programmiert wird. Denn in diesen Momenten sind die IO-Pins als Eingänge geschaltet und das Gate des MOSFET würde sich in einem undefinierten Zustand befinden. Die Diode D22 wird als Freilaufdiode verwendet, um die Selbstinduktionsspannung der RelaisSpule im Abschaltmoment kurzzuschliessen. Sie sollte mindestens die Versorgungsspannung als Sperrspannung verkraften. Der zulässige Durchlasstrom der Diode muss dem Nennstrom des Relais entsprechen. Dabei müssen keine schnellen Schaltdioden verwendet werden, denn entscheidend ist die Einschaltzeit (forward recovery time) und die ist auch bei einer langsamen Diode sehr kurz [35]. Um ein schnelles Abschalten des Relais zu erreichen, wird in Reihe zur Freilaufdiode eine Z-Diode 19.08.2011 Bachelor Thesis 60/102 D20 geschaltet, deren Z-Spannung gleich der Betriebsspannung des Relais ist. Dadurch klingt der Spulenstrom wesentlich schneller ab und das Relais fällt schneller ab. Dadurch steigt die Kontaktlebensdauer signifikant, ebenso werden weniger Störungen erzeugt. Der verwendete MOSFET muss die Summe aus Betriebsspannung und Z-Spannung aushalten können. 3.5 Speisung In diesem Kapitel wird die Versorgung des Endverstärkers thematisiert. Im ersten Unterkapitel 3.5.1 wird auf die Speisung des Leistungsverstärkers eingegangen. In Kapitel 3.5.2 folgen anschliessend die übrigen Komponenten. 3.5.1 Speisung des Leistungsverstärker Die Speisung des Leistungsverstärkers ist nicht im Gehäuse untergebracht, stattdessen sind die Anschlüsse nach aussen geführt, so dass eine Amplitudenmodulation über eine externe Speisung möglich ist. Abbildung 46 zeigt die Eingangsschutzschaltung der Leistungsverstärkerspeisung, welche gegen Überstrom und Verpolung geschützt ist. Dabei wird darauf geachtet, dass das Eingangssignal im Falle einer Modulation nicht verfälscht wird. Es wird deshalb auf eine Diode und Schmelzsicherung zurückgegriffen, welche im Falle einer Fehlhandhabung zerstört wird. Gemäss Formel (15) und dem optimalen Phasenwinkel 𝜙𝑜𝑝𝑡 ergibt sich im Regelfall einen DCStrom 𝐼𝐷𝐷 von 3.33 𝐴 und unabhängig vom Phasenwinkel liegt dieser im Maximum bei 4.7 A, weshalb für die Überstromschutzeinrichtung auf eine Schmelzsicherung F2 von 5 A gesetzt wird. Für den Verpolungsschutz heisst das, dass die Diode diesen Strom ertragen muss bis die Sicherung auslöst. Es wird eine Diode mit 6 𝐴 Durchlassstrom eingesetzt. +VCC_ P A P2 P9 F2 1 2 1 2 T5A PA_ Supply D2 FR603G Header 2 GND Abbildung 46: Eingangsschutzschaltung der Leistungsverstärkerspeisung Um dem Anwender keine künstlichen Grenzen zu setzen und die Experimentierfreudigkeit aufrecht zu erhalten, wird auf eine Spannungsbegrenzung am Eingang verzichtet. Es ist also theoretisch möglich, den Verstärker mit mehr als 24 𝑉 zu betreiben und damit die Ausgangsleistung zu erhöhen. Dabei muss jedoch darauf geachtet werden, dass die Spezifikationen des Schalttransistors eingehalten werden. 3.5.2 Speisung der Komponenten Beim Verpolungsschutz der Komponentenspeisung wir die zerstörungsfreie Methode mit P-Kanal MOSFETs verwendet (Abbildung 47). Zusätzlich ist ein Überspannungsschutz mittels Zenerdiode eingebaut, welcher die Schaltung vor Spannungen über 30 V schützt. Zusätzlich bietet eine Schmelzsicherung von 100 mA Schutz gegen Überstrom. 19.08.2011 Bachelor Thesis 61/102 +VCC_24V P1 F1 1 2 P8 Q1 F300mA Power_ Supply FDC5614 P 1 2 D26 BZX55C3 0 Header 2 R3 5.6K GND Abbildung 47: Eingangsschutzschaltung der Komponentenspeisung Für die Versorgung des Treibers wird gemäss Kapitel 3.2.1 eine Spannungsquelle mit mindestens 6 V benötigt, welche bis zu 300 mA Strom liefern kann. Da in diesem Bereich bezüglich Wirkungsgrad weiterhin Optimierungspotential herrscht, wird eine Speisung mit variabler Ausgangsspannung eingesetzt. Konkret wird der DC-DC-Konverter TL2575-ADJIKTTR von Texas Instruments eingesetzt (Abbildung 48), welcher mit Eingangsspannungen zwischen 7 V bis 40 V zurechtkommt. Für diese Anwendung bedeutet das, dass der Endverstärker sowohl mit 12 V als auch mit 24 V betrieben werden kann, wobei sich die Ausgangsspannung gemäss Formel (87) anpassen lässt. +VCC_24V +VCC_Dri ver TL2575- ADJIN IC1 C1 EEEF TH101 XAP 100uF ON /OF F FB OUT R1 P5 1K 4 L3 2 1 2 R2 B824 77P4334M000 330u H D1 11DQ06T R 5 +Vi n 3 1 GND DC/DC Converte r C2 EEEF T1H331A P 330uF +VCC_Dri ver 5.6K VOU T = VREF (1 + R2/R1) = 8.12 V VREF =1.23 V GND Abbildung 48: Speisung des Treibers 𝑈𝑂𝑈𝑇 = 𝑈𝑅𝐸𝐹 (1 + 𝑅2 ) 𝑅1 (87) Für die Speisung der übrigen Komponenten wird auf einen Fixspannungs-DC/DC-Konverter gesetzt, welcher ebenfalls mit 12 V und 24 V zurechtkommt und die von Mikrocontroller, LED, Line-Reciver und Relais geforderten ungefähren 300 mA liefern kann. Um den Störabstand der analogen Bauteile zu erhöhen wird dabei, gegenüber der energieeffizienteren 3.3 V-Technik, auf eine 5 V-Speisung zurückgegriffen. Abbildung 49 zeigt den verwendeten DC/DC-Konverter SR05S05 von XP-Power mit seiner Beschaltung. +VCC_5 V +VCC_24V SR05S 05 IC2 L1 1 744 043 006 6.8u H C4 470uF 470uF 2 C3 +Vi n GND DC/DC Converte r +Vou t P7 3 1 2 C5 Cap Semi 1uF +VCC_5 V GND Abbildung 49: Speisung der Komponenten 19.08.2011 Bachelor Thesis 62/102 4 Hardware Aufgrund der hohen Frequenzen ist besondere Aufmerksamkeit auf die verwendeten Komponenten und deren Aufbau zu legen. Dieses Kapitel setzt sich deshalb mit der Hardware des Endverstärkers auseinander. Zu Beginn wird auf besondere Komponenten der Schaltung eingegangen (4.1). Anschliessend folgen Informationen zum verwendeten Aufbau (4.2) und abschliessend werden Hinweise gegeben, welche für ein nachträgliches Abstimmen und Fehlersuchen im Betrieb unterstützen. 4.1 HF-Komponente In diesem Kapitel werden die Komponenten aufgeführt, welche aufgrund der hohen Frequenzen besondere Beachtung verlangen. Dazu zählt die Toroidspule (4.1.1), welche für die KonstantStromquelle der Verstärkerspeisung verantwortlich ist. Ebenfalls gehören die Luftspulen (4.1.2) und Kondensatoren (4.1.3) des Leistungsverstärkers in diese Kategorie. Zusätzlich enthält dieses Kapitel den eingesetzten Transformator-Richtkoppler (4.1.4). 4.1.1 Toroidspule Die in Kapitel berechnete Choke-Induktivität, wird mit einer Ringkernspule realisiert. Dies bringt den Vorteil, dass die Induktivität nötigenfalls flexibel geändert werden kann und störende Streufelder ausserhalb der Spule gegenüber Zylinderspulen vergleichsweise schwach sind. Die Induktivität einer Ringspule lässt sich mit (88) berechnen [29]. 𝐿= 𝜇0 ∙ 𝜇𝑟 ∙ 𝑁 2 ∙ 𝐴 𝑙 (88) Wobei 𝜇0 die magnetische Feldkonstante und N die Windungszahl ist. Die Permeabilitätszahl des Stoffes 𝜇𝑟 , die Querschnittsfläche des Ringkerns A und die effektive Länge der Spule 𝑙 können aus dem Datenblatt entnommen werden. Durch umstellen von (88) und einsetzten der Werte, kann die benötigte Windungszahl für die Spule berechnet werden. Die Induktivität wird umso genauer, wie enger die Windungen um den Kern gewickelt werden, da bei einer nicht satten Wicklung der Term 𝜇𝑟 ∗ 𝐴 aus dem Kern und dem Luftspalt berechnet werden muss. Entscheidend für die Auswahl des Ringkerns ist das Material, da dessen Permeabilität von der Frequenz abhängig ist Abbildung 50 und der spezifische Widerstand der Wirbelstromverluste verursacht. 19.08.2011 Bachelor Thesis 63/102 CBW579 10 4 3E25 µi 3C11 3F3 3C90 3E5 10 3 4A11 10 2 4C65 10 10 −1 1 10 f (MHz) 10 2 Abbildung 50: Permeabilität von verschiedenen Ferritmaterialien [36] Da Ferrit-Ringkerne geringe Wirbelstromverluste aufweisen, wird der Ringkern TX36/23/15-4C65 von Ferroxcube verwendet, dessen Permeabilität sich in dem von uns benötigten Frequenzbereich, sehr konstant verhält. Aus (88) wird eine Windungszahl von N = 8 berechnet. Dies ergibt eine Induktivität von 10.93𝜇𝐻 die nahe an der geforderten Induktivität aus (79) von 10.1408𝜇𝐻 ist. Für den Prototyp, wurden die Wicklungen mit 4 𝑚𝑚2 Litze gemacht wobei die Berechnung aus (88) gut stimmte. Für den Hauptprint wurde dann 4 𝑚𝑚2 Draht verwendet, wobei die Formel (88) nicht mehr funktioniert, da die Windungen nicht satt am Kern aufliegen. Die Windungszahl wurde heuristisch auf N = 10 festgelegt, was einer Induktion von 10.5 𝜇𝐻 entspricht. Dieser Wert stammt aus der Messung, welche im Anhang A.5.3.1 aufgeführt ist. 4.1.2 Luftspule Um die in Kapitel 3.1.2 berechneten Induktivitäten zu realisieren, eignen sich einlagige zylindrische Luftspulen. Diese erzielen eine höhere Güte als Spulen mit einem weichmagnetischen Kern. Zusätzlich entstehen bei Luftspulen keine Ummagnetisierungsverluste. Zudem besteht auch keine Gefahr von nichtlinearen Verzerrungen durch Sättigung des Kernmaterials. Für die Dimensionen dieser Spulen wird ein in einem vorhergehenden Projekt programmiertes Tool namens „Coilculator“ verwendet [37]. Durch Eingabe der Betriebsfrequenz, des Leiter- und Spulendurchmessers und der Leitfähigkeit, kann durch variieren der Windungszahl die Induktivität der Luftspule berechnet werden. Der Coilculator ist auf der Projekt-CD im Ordner 4-Berechnungen beigelegt. Bei der Dimensionierung der Spulen wird folgendermassen vorgegangen: Zuerst wird der benötigte Leiterquerschnitt unter Berücksichtigung des Skineffekts berechnet. Dies ist nötig, da bei hohen Frequenzen der Strom an die Oberfläche gedrängt wird. Dies bedeutet, dass wenn man den Querschnitt des Leiters betrachtet (Abbildung 51), der grösste Teil lediglich im grauen Kreisring fliesst. Dazu wird mit Formel (89) die Skintiefe δ berechnet [38]. 19.08.2011 Bachelor Thesis 64/102 Atot A1 rX r δ Abbildung 51: Leiterquerschnitt bei Skineffekt δ= 1 �𝜋 ∙ 𝑓 ∙ 𝜇0 ∙ 𝜇𝑟 ∙ 𝜎 (89) Für einen Rundleiter, dessen Radius sehr klein gegenüber der Länge, aber deutlich größer als δ ist, gibt δ die Tiefe an, bei der die Stromdichte um den Faktor e − 1 abgesunken ist. Um die Berechnung zu vereinfachen wird angenommen, dass der ganze Strom innerhalb von 𝐴1 fliesst. Mit Formel (90) wird der Querschnitt 𝐴1 berechnet. 𝐴1 = 𝑙 ∙ 𝐼𝑚 𝑈𝑑 ∙ 𝜎 (90) Mit Formel (91) kann der Radius 𝑟𝑥 , des nicht durchflossenen Leiterquerschnitts berechnet werden. 𝑟𝑥 = 𝐴1 − 𝛿 2 ∙ 𝜋 2∙𝛿∙𝜋 (91) Die gesamte Querschnittsfläche kann anschliessend nach Formel (92) berechnet werden. 𝐴𝑡𝑜𝑡 = (𝛿 2 ∙ 𝜋 + 𝐴1 )2 4 ∙ 𝛿2 ∙ 𝜋 (92) Für diese Berechnungen wurde ein m-File (Leiterquerschnitt.m) erstellt, welches ebenfalls auf dem beigelegten Datenträger im Ordner 4-Berechnungen abgelegt ist. Damit die Spulen nicht zu gross werden, was bei grossen Leiterquerschnitten schwierig zu handhaben ist, wird ein 6 mm2 Kupferleiter verwendet, mit dem sich Spulendurchmesser ab ca. 2.5 cm erzielen lassen. Durch umstellen der Berechnungen für den Leiterquerschnitt, lässt sich so der Spannungsabfall 𝑈𝑑 über der Spule berechnen. Für die Länge 𝑙 des Leiters wird 1.3 m, für die elektrische Leitfähigkeit σ von Kupfer 59.1 ∙ 106 S/m und für 𝐴𝑡𝑜𝑡 6 mm2 eingesetzt. Mit der Formel (14) aus Kapitel 2.2.2 kann der Strom 𝐼𝑚 der durch L fliesst berechnet werden. Dies ergibt einen Spannungsabfall 𝑈𝑑 von 0.45 V. 19.08.2011 Bachelor Thesis 65/102 Der Coilculator berechnet für die Spule 𝐿𝑡𝑜𝑡 = 2.229𝜇𝐻 und 𝐿1 = 1.349𝜇𝐻 aus Tabelle 3 (Kapitel 3.1.2) die Werte, welche in Tabelle 5 aufgeführt sind. Für 𝐿𝑡𝑜𝑡 wird ein Durchmesser von 3 cm und für 𝐿1 von 2.5 cm eingesetz, damit die Spulen nicht zu lange werden. Länge 𝑙 Steigung 𝑠 Innendurchmesser 𝐷 Leiterdurchmesser 𝑑 Windungszahl Tabelle 5: Daten der Luftspulen 𝐿1 1.32 𝜇𝐻 2.26 𝜇𝐻 2.5 cm 3.5 cm 2.76 mm 2.76 mm 10 12 42.1 mm 3.94 mm 50 mm l 3.94 mm d D Induktivität 𝐿𝑡𝑜𝑡 s Nach der manuellen Fertigung werden die Spulen vorzugsweise ausgemessen und durch leichtes Drücken und Ziehen auf den gewünschten Wert angepasst. Je besser die Spulen mit dem theoretischen Wert übereinstimmen, desto weniger muss nachträglich während dem laufenden Betrieb angepasst werden (4.3 Manuelles Tuning). Diese Messungen sind im Anhang A.5.3.2 angefügt. Um sicher zu gehen, dass sich die Spulen aufgrund ihrer geometrischen Anordnung auf dem Print nicht koppeln, empfiehlt es sich die Serienschaltung der beiden Spulen ebenfalls kurz mit einer Messung zu überprüfen. 4.1.3 Kondensatoren Auf Grund der hohen Frequenzen, für die diese Verstärkerschaltung konzipiert ist, kommen Glimmer-, Polystyrol- oder Keramikkondensatoren in Frage. Im Frequenzbereich zwischen 3.5 und 3.6 MHz arbeiten Keramikkondesatoren ausreichend zuverlässig. Ausserdem sind diese einfach und günstig zu beziehen und kommen deshalb in dieser Schaltung zum Einsatz. Als Dielektrikum eignet sich dabei der Werkstoff NP0/C0G bei dem die Kapazität in unserem Frequenzbereich praktisch unabhängig von der Frequenz ist (Abbildung 52). Ebenfalls sind diese Kondensatortypen in Bezug auf ihre Kapazität temperaturunabhängig [39]. 19.08.2011 Bachelor Thesis 66/102 ΔC/C0 (%) -5 -10 -15 1 10 100 1000 f (kHz) Abbildung 52: Abhängigkeit der Kapazität von der Frequenz bei verschiedenen Dielektrika [39] Die benötigte Spannungsfestigkeit der Kondensatoren wird aus der Simulation herausgelesen. Diese beträgt im max. um die 250 V, wenn die Last gut angepasst ist. Bei einer Fehlanpassung steigen diese Werte an. Für den Spannungsbereich von 100 bis einigen kV sind diese Kondensatoren mit Werten zwischen wenigen pF bis ca. ein µF erhältlich. Vorzugsweise wird auf SMD-Kondensatoren gesetzt, da diese sehr kompakt sind und unkompliziert aufgelötet werden können. Durch Parallelschalten der Kapazitäten lassen sich die in Kapitel 3.1.1 berechneten Werte beliebig genau nachbilden. Da 𝐶1 parallel zu der Drain-Source Kapazität des MOSFET geschalten ist, kann letztere von dem berechneten Wert für 𝐶1 subtrahiert werden. Alle im Verstärkerteil eingesetzten Kondensatoren lassen sich aus dem Schema im Anhang A.6 herauslesen. 4.1.4 Richtkoppler Der in Kapitel 2.8.3 beschriebene Transformator-Richtkoppler wird wie in Abbildung 53 zusehen aufgebaut. Dabei werden für die beiden Ringkerntransformatoren Ferritringkerne aus dem Material N30 / SM43T verwendet, welches sich für Breitbandübertragungen bis 10 MHz eignet [40]. Die Anfangspermeabilität beträgt 4300. Um eine Koppeldämpfung von ca. 30 dB zu erreichen wird das Windungszahlverhältnis 1:29 und 29:1 nach (70) berechnet. Die Trennwand wird zur Reduktion der gegenseitigen Kopplung der Spule verwendet. Die Resultate der Messungen sind im Anhang A.5.1 abgelegt. Abbildung 53: Aufbau des Richtkopplers 19.08.2011 Bachelor Thesis 67/102 4.2 Aufbau Dieses Kapitel beschreibt den Aufbau des Endverstärkers, dazu wird zu Beginn auf den Testaufbau eingegangen, welcher zum Kontrollieren des Leistungsverstärkers und dessen Ausgangsfilter verwendet wird. Anschliessend folgt der Aufbau des Prototyps. 4.2.1 Testaufbau Um die für den Verstärker hervorgehende Schaltung aus Kapitel 3.1 zu testen, wurde ein Testaufbau konstruiert. In Abbildung 54 ist erkennbar, dass dieser mit der sogenannten „SpinMethode“ aufgebaut wurde [41]. Dies ist ein bei Funkamateuren beliebtes Verfahren für den Probeaufbau während der Entwicklungsphase. Dabei stellt eine Kupferfläche die Basis für alle Masse-Stützpunkte dar. Die Kontakte der Bauelemente werden direkt, also ohne zusätzliche Leitungen oder Leiterbahnen, miteinander verbunden und somit „fliegend“ auf die Masse-Fläche montiert. Dabei können auch Inseln aus der Kupferschicht heraus gefräst oder darauf geklebt werden, um weitere Stützpunkte für andere Potentiale und Knoten zu erhalten. Die „Spin-Methode“ ermöglicht auf einfache Weise niederohmsche kurze Verbindungen. Dadurch werden induktive Masseverbindungen verhindert, was zusätzliche parasitäre Elemente minimiert und die Gefahr eines unkontrollierten Schwingens vermindert. Durch den fliegenden Aufbau sind ebenfalls die parasitären Kapazitäten gegenüber Masse vergleichsweise klein. Der geringe Abstand der Bauelemente zur Masse schliesst elektrische Störfelder weitgehend kurz, was die Gefahr von Abstrahlungen erheblich reduziert. Um eine gegenseitige Kopplung von Spulen zu verhindern, werden diese senkrecht zueinander angeordnet, so dass die Magnetfelder orthogonal aufeinander stehen. Aus denselben Gründen wird beim Testaufbau des Richtkopplers auf dieselbe Aufbaumethode gesetzt. Abbildung 54: Testaufbau 19.08.2011 Bachelor Thesis 68/102 4.2.2 Prototypenaufbau Für den Aufbau des Prototyps wird ein doppellagiges PCB-Layout gemäss Schema (A.6) erstellt. Dabei wird darauf geachtet, dass die Anordnung der Elemente möglichst dem vom Testaufbau entspricht (Abbildung 55). Zusätzlich wird eine möglichst unterbrechungsfreie Massefläche auf der Rückseite angestrebt. Ebenfalls ist der Print so konzipiert, dass Teilschaltungen nach und nach in Betrieb genommen werden können. 1 1 2 3 1 2 3 4 5 7 2 1 1 2 3 4 5 6 1 2 3 4 1 3 2 4 5 Abbildung 55: Prototypenaufbau 1 Dies ist die Drosselspule, welche die Konstantstromquelle für den Leistungsverstärker darstellt. 2 1 Dieser Teil des Prints beinhaltet die Speisung für den Treiber (8 V) und die übrigen Komponente (5 V). 2 1 3 Dieser Abschnitt beinhaltet das Schaltglied und die dazugehörende Treiberschaltung. 4 3 2 1 In diesem Teil des Prints sind die Luftspulen des Klasse-E-Verstärkers angeordnet. 5 4 3 2 1 In diesem Bereich befindet sich der Richtkoppler, welcher für die Messung des Stehwellenverhältnisses benötigt wird. 2 1 5 4 3 6 Hier befinden sich die Anschüsse für den Signaleingang und der Antennenanschluss 3 2 1 7 5 4 In diesem Abschnitt befindet sich der Mikrocontroller, welche für die Schutzschaltung und den RX/TX-Sequencer verantwortlich ist. 19.08.2011 Bachelor Thesis 69/102 4.3 Manuelles Tuning Damit der Verstärker mit den in Kapitel 2.2.3 beschriebenen Bedingungen arbeitet, kann er nach dem Aufbau der Schaltung feineingestellt werden. Die in Abbildung 56 gezeigte Grafik, veranschaulicht das Einstellen des Verstärkers anhand des zeitlichen Verlaufs der Drain-Spannung. Die Abweichungen zu den Berechnungen entstehen, da bei diesen von einem optimalen Schalter ausgegangen wurde und die parasitären Elemente nicht berücksichtigt sind. C1 vergrössern C,L verkleinern UCE 0 R vergrössern R verkleinern C1 verkleinern Zeit C,L vergrössern Abbildung 56: manuelle Schaltungsabstimmung in Orientierung an [42] Die Ansteuerung des MOSFETs mit einem Treiber spielt eine wichtige Rolle beim Design des Klasse-E-Verstärkers. Verfügt die Gate-Spannung nicht über steile Flanken, braucht das Schaltglied zu lange um vom Sperr- in den Durchlassbereich und umgekehrt zu gelangen. Dies führt zu hohen Schaltverlusten. Dieser Schaltungsteil neigt zum Schwingen, was zu ungewolltem Ein- und Ausschalten des MOSFETs führen kann und die Schaltung dadurch nicht ordnungsgemäss funktioniert. Abbildung 57: Gate-Spannung mit Schwingen 19.08.2011 Bachelor Thesis 70/102 In Abbildung 57 ist eine schlechte Gate-Spannung mit einer schnellen und hohen Schwingung dargestellt. Durch kurze Ground- und Signalverbindungen zwischen Treiber und MOSFET kann die Induktivität der Leitung reduziert werden, was die Schwingung abschwächt. Ein Widerstand zwischen Treiberausgang und Gate dämpft das Schwingen noch mehr. Wenn dieser jedoch zu gross ist, reicht die Treibfähigkeit des Treibers nicht mehr aus und es resultiert die in Abbildung 58 gezeigte Gate-Spannung. Abbildung 58: Unzureichende Treiberleistung Eine perfekte Gate-Spannung ist in Abbildung 59 dargestellt. Es gibt nur ein schwaches Überschwingen nach steilen Schaltflanken und auf den Horizontalen ist kein Schwingen erkennbar. Abbildung 59: optimale Gate-Spannung 19.08.2011 Bachelor Thesis 71/102 5 Messungen und Ergebnisse In diesem Abschnitt des Berichts wird auf die Messungen und deren Resultate eingegangen. Zu Beginn folgen Messungen im Zeitbereich, welche den für Klasse-E-Verstärker typischen Signalverlauf des Schaltgliedes wiedergeben (5.1). Anschliessend findet der Leser in Kapitel 5.2 die Messungen bezüglich des Wirkungsgrads. Darauf folgt ein kurzes Kapitel mit Messungen an der DC-Versorgung (5.3). Abschliessend wird auf die Messungen des Ausgangsspektrums eingegangen (5.4). 5.1 Schaltglied des Leistungsverstärkers Die Betriebsart des Klasse-E-Verstärkers kann am besten anhand des zeitlichen Verlaufs der Drainund Gate-Spannung beobachtet werden. Diese sind für drei Frequenzen in den nachfolgenden Abbildungen dargestellt. Die Eingangsspannung beträgt 24 V und die Speisespannung des Treibers 8 V. Alle Messungen stammen vom digitalen Oszilloskop (HW 1). Der Verstärker ist auf eine Frequenz von 3.55 MHz ausgelegt, weshalb die Feineinstellung bei dieser Frequenz vorgenommen wird. Wie in Abbildung 60 ersichtlich, erreicht die Drain-Spannung (CH2) kurz bevor der MOSFET durchschaltet den Wert Null. Daraus lässt sich schliessen, dass sich der Verstärker im ZVS-Betrieb befindet und so die Schaltverluste gering sind. Abbildung 60: Drain- und Gate-Spannung bei 3.55 MHz In Abbildung 61 ist zusehen, dass bei 3.5 MHz der ZVS-Betrieb nicht mehr gewährleistet ist. Interessant ist aber, dass der Wirkungsgrad nur um ca. 1 % kleiner wird im Vergleich zum Betrieb mit 3.55 MHz (Kapitel 5.2). 19.08.2011 Bachelor Thesis 72/102 Abbildung 61: Drain- und Gate-Spannung bei 3.5 MHz Abbildung 62 zeigt, dass die Drain-Spannung bei 3.6 MHz kurz bevor der MOSFET durchschaltet auf Null geht und sich der Verstärker im ZVS-Betrieb befindet. Anhand des Einbruchs der GateSpannung ist zu sehen, dass das Schaltglied nicht korrekt schaltet. Der Wirkungsgrad ist jedoch im Vergleich zum Betrieb mit 3.55 MHz nur um ca. 0.2 % kleiner (Kapitel 5.2). Abbildung 62: Drain- und Gate-Spannung bei 3.6 MHz 19.08.2011 Bachelor Thesis 73/102 5.2 Leistung und Wirkungsgrad des Verstärkers Für die Messung der Ausgangsleistung, wird ein 50 Ω Widerstand mit einem eingebauten 40 dB Dämpfungsglied (Anhang A.5.2) an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen und darüber dessen Ausgangsleistung bestimmt. Die Leistung von 0.9 W, welche zum Ansteuern der Transistoren benötigt wird, ist in der Eingangsleistung enthalten. Die gemessenen Leistungen sind in der Tabelle 6 aufgeführt und in der Abbildung 63 grafisch dargestellt. Der Wirkungsgrad ist über den ganzen Frequenzbereich höher als 91 %. Bei 3.55 MHz erreicht er seinen Höhepunkt, da dort der ZVS-Betrieb am besten funktioniert. Ebenfalls zu sehen ist, dass die berechnete Leistung von 80 W bei 3.55 MHz nicht ganz erreicht wird, da die ohmschen Verluste bei der Rechnung nicht berücksichtig werden und von einem optimalen Schalter mit idealer Stromquelle ausgegangen wird. Die Ein- und Ausgangsleistung ändert sich mit der Frequenz, da der Wert der Induktivität der Choke-Spule 𝐿𝑅𝐹𝐶 , welche für die Stromquelle benötigt wird, ebenfalls frequenzabhängig ist (47). 𝑓 [𝑀𝐻𝑧] Pin [W] Pout [W] 𝜂 [%] 3.5 90.3 82.2 91 3.51 88.9 81.3 91.5 3.52 87.3 80 91.6 3.53 85.4 78.3 91.7 3.54 83.1 76.2 91.7 3.55 80.1 73.6 91.9 3.56 77.3 71 91.8 3.57 74.5 68.2 91.5 3.58 71.9 66.1 91.9 3.59 69.1 63.4 91.8 3.6 66.2 60.7 91.7 Tabelle 6: Leistungen und Wirkungsgrad im Frequenzbereich 3.5 – 3.6 MHz Die in Tabelle 6 aufgeführten Messwerte der Eingangsleistung stammen aus Strom- (HW 2) und Spannungsmessungen (HW 3) der Speisung. Die Ausgangsleistung wird dabei mit einem Hochfrequenzleistungsmessgerät (HW 4) erfasst. Die Leistung der Oberwellen geht auf Grund der starken Dämpfung (Kapitel 5.4) im Messrauschen unter und wird daher bei der Ausgangsleistung nicht berücksichtigt. 19.08.2011 Bachelor Thesis 74/102 100 100 95 95 90 90 85 85 80 80 75 75 70 70 65 65 P 60 P 60 in η 55 50 3.5 out 3.51 η [%] P [W] Eingangs-, Ausgangsleistung und Wirkungsgrad im Frequenzbereich 3.5 – 3.6 MHz 3.52 55 3.53 3.54 3.55 3.56 3.57 3.58 3.59 3.6 50 f [MHz] Abbildung 63: Eingangs-, Ausgangsleistung und Wirkungsgrad im Frequenzbereich 3.5 – 3.6 MHz 5.3 Speisung des Leistungsverstärkers In der folgenden Abbildung 64 ist der zeitliche Verlauf des Stromes (CH3) und der Spannung (CH5) vor der Drosselspule L4 zu sehen. Ebenfalls als Anhaltspunkt sind die Treiberspannung (CH1) und die Drain-Spannung (CH2) eingeblendet. Abbildung 64: Strom und Spannung der Leistungsverstärkerspeisung Abbildung 64 zeigt, dass Spannung und Strom einen Rippel aufweisen, welcher je nach Modulationsart zusätzlich untersucht werden muss. 19.08.2011 Bachelor Thesis 75/102 5.4 Ausgangsspektrum Gemäss Vorschriften des BAKOMs dürfen die Nebenkomponenten −40𝑑𝐵𝑐 beziehungsweise 50mW nicht überschreiten. Abbildung 65 - Abbildung 67 zeigen die gemessenen Ausgangsspektren bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen. Die Messungen sind mit dem Spektrum Analyzer HW 5 nach dem Dämpfungsglied der Dummy Load aufgenommen und in Tabelle 7 zusammengefasst. Abbildung 65 zeigt nun das Ausgangspektrum bei Anregung mit einem Rechtecksignal von 3.5 𝑀𝐻𝑧. Wobei die zweite und dritte Harmonische im Messrauschen untergehen. Abbildung 65: Ausgangsspektrum bei 3.5 MHz In nachfolgender Abbildung 66 ist das Ausgangsspektrum bei 3.55 𝑀𝐻𝑧 zu sehen. Abbildung 66: Ausgangsspektrum bei 3.55 MHz 19.08.2011 Bachelor Thesis 76/102 Das Ausgangsspektrum bei Anregung mit 3.6 𝑀𝐻𝑧 lässt sich in Abbildung 67 betrachten. Abbildung 67: Ausgangsspektrum bei 3.6 MHz Tabelle 7 zeigt nun die erhaltenen Messresultate des Spektrum Analyzer zur Übersicht. Darin ist zu sehen, dass die Spezifikationen des BAKOMs locker eingehalten werden können. Ebenfalls zeigt sich, dass die Resultate um 3 dB von den Simulationswerten (LCLC-Netzwerk Tabelle 2) abweichen, was auf Werttoleranzen zurückzuführen ist. 𝑓 [𝑀𝐻𝑧] Pmess [dBm] P𝑜𝑢𝑡 [dB] 3.5 8.855 18.975 7 -39.3 -29.18 10.5 -59.97 -49.85 3.55 7.1 10.65 8.385 -39.77 -62.91 18.505 -29.65 -52.79 3.6 7.2 10.8 7.548 -38.81 -60.84 17.668 -28.69 -50.72 ∆[dBc] -48.155 -68.825 P𝑜𝑢𝑡 [W] 78.98 1.21m 10.35u -48.155 -71.295 70.88E+00 1.08m 5.26u -46.358 -68.388 58.45 1.35m 8.47u Tabelle 7: Ausgangsspektrum 19.08.2011 Bachelor Thesis 77/102 6 Zusammenfassung und Ausblick Im vorliegenden Bericht werden die Designgrundlagen eines Klasse-E-Endverstärkers besprochen. Dabei werden das Grundprinzip und eine mögliche elektrische Realisierung thematisiert. Die physikalischen Zusammenhänge der in der Schaltung vorkommenden Ströme und Spannungen werden erläutert und daraus die algebraischen Dimensionierungsformeln abgeleitet. Um eine Impedanz-Anpassung zu erreichen, werden verschiedene Netzwerk-Strukturen untersucht und eine massgeschneiderte Kombination von Anpass- und Filternetzwerk evaluiert. Ausgehend von den theoretischen Grundlagen und Berechnungsformeln wird eine Schaltung und deren Bauteile für einen Klasse-E-Leistungsverstärker mit folgenden Restriktionen aus der Aufgabenstellung, dimensioniert: Der Verstärker muss in einem Frequenzbereich von 𝑓 = 3.5 − 3.6 𝑀𝐻𝑧 arbeiten und für einen Lastwiderstand von 𝑅𝐿 = 50 Ω konzipiert sein. Er wird mit einer Speisespannung von 𝑈𝐷𝐷 = 24 𝑉 betrieben und die Ausgangsleistung 𝑃𝑂 muss über 50 W betragen. Der Wirkungsgrad der Verstärkerschaltung muss dabei grösser als 85 % sein. Die aus den Berechnungen folgende Schaltung wird Simuliert und analysiert. Es werden Kriterien für die Bauelemente und den Aufbau eines Prototyps formuliert und daraus eine Auswahl getroffen. Der Verstärker wird auf eine Ausgangsleistung von 80 W bei der Mittefrequenz von 3.55 MHz ausgelegt. Die Messergebnisse des Versuchsaufbaus werden aufgezeigt und besprochen. Die Ergebnisse sind folgende: Für die Mittefrequenz von 3.55 MHz wird eine Leistung von 73.6 W gemessen. Die Ausgangsleistung ist von der Betriebsfrequenz abhängig und ist über den gesamten Frequenzbereich grösser als 60 W Die grösste Leistung wird bei 3.5 MHz gemessen und beträgt ca. 82 W wobei die tiefste bei 3.6 MHz liegt. Die Eingangsleistung verhält sich ungefähr proportional zur Ausgangsleistung. Der Wirkungsgrad ändert sich über dem geforderten Frequenzbereich, um weniger als 2 % und beträgt mindestens 91 %. Die Dämpfung der ersten Oberwelle des Ausgangsspektrums ist mindestens -46 dBc. Die Eingangsleistung verhält sich ungefähr proportional zur Ausgangsleistung. Der Wirkungsgrad ändert sich über dem geforderten Frequenzbereich, um weniger als 2 % und beträgt mindestens 91 %. Die Dämpfung der ersten Oberwelle des Ausgangsspektrums ist mindestens -46 dBc und erfüllt damit die Bestimmungen des BAKOMs spielend. Im Weiteren wird die Eingangssignalaufbereitung und deren Schutzschaltung besprochen. Um den Verstärker vor einer fehlangepassten Last zu schützen, wird die Theorie für ein SWR-Meter erläutert. Daraus wird die Schaltung und Dimensionierung für den Bau eines TransformatorRichtkopplers aufgezeigt und die Messungen dessen aufgeführt. Der Richtkoppler verfügt im geforderten Frequenzbereich eine Richtdämpfung von rund -34 dB. Um eine bidirektionale Signalübertragung durch den Endverstärker zu ermöglichen, wird die Funktion eines mittels Mikrocontroller gesteuerten RX/TX-Sequenzer aufgezeigt. Dieser kann mit einem PTT-Steuersignal oder im COR-Modus betrieben werden. Dabei werden die gesamte Schaltung und die Auswahl der Bauelemente für den Sequenzer geplant. Schlussendlich wird das Layout für den Endverstärker, welches den Leistungsverstärker, die Schutzschaltungen und den RX/TX-Sequenzer beinhaltet, eingeführt. 19.08.2011 Bachelor Thesis 78/102 RX/TX-Sequenzer Aus Zeitgründen konnte die RX/TX-Sequenzer-Schaltung nicht mehr aufgebaut und getestet werden. Die Planung der Schaltung und das Layout wurden fertiggestellt. Ein erster Print wurde gefertigt und muss noch bestückt und getestet werden. So wurden auch die Relais nicht getestet, die evtl. zu klein dimensioniert sind und gegebenenfalls durch HF-taugliche Relais ersetzt werden müssen. Die Schaltung des RX/TX-Sequenzer wurde nicht speziell auf einen hohen Wirkungsgrad ausgelegt, somit gibt es dort sicher noch optimierungspotenzial. Layout Der Leistungsverstärker wurde auf dem Print, der auf dem beschriebenen Layout basiert, getestet. Die beiden MOSFETs, werden laut dem Layout mit einer Isolation auf einen Kühler der auf Ground-Potential ist, geschraubt. Dies hat jedoch nicht funktioniert, da so zwischen Transitor und Kühler eine Kapazität entstand. Diese verfügt über ein zu hohes ESR und kann so nicht einfach zum Shunt-Kondensator dazugezählt werden. Als Abhilfe können die MOSFETs wie beim Testaufbau bestückt werden, oder eine anderes Material für die Isolation gesucht werden. Eingangsspeisung Der Rippel auf der Eingangsspannung konnte durch parallelschalten von Kapazitäten nicht eliminiert werden. Dies müsste weiter untersucht werden, falls wie im folgenden Abschnitt beschrieben, eine Amplitudenmodulation implementiert werden soll. Modulationsart Durch anpassen der Verstärkerschaltung wäre es mögliche diverse Modulationsarten zu erreichen. Durch variieren der Speisespannung, könnte eine einfache Amplitudenmodulation realisiert werden. Dabei wird ein schmalbandiges Signal pulsweitenmoduliert und steuert ein Schaltnetzteil an, das als Speisespannung des Klasse-E-Verstärkers dient. Durch anpassen der Abhängigkeit der Ausgansleistung von der Frequenz, könnte auch relativ einfach eine FSK-Modulation, mit kleiner Frequenzdifferenz realisiert werden. Dabei muss die Speisespannung in Abhängigkeit der Frequenz umgeschaltet werden. Wenn man das Problem der frequenzabhängigen Ausgangsleistung in den Griff kriegt, sind auch Modulationsarten die auf einer Phasenänderung basieren möglich. Recherchen haben gezeigt, dass mit genügen Aufwand, sogar eine QAM-Modulation mögliche ist. Laut dem referenzierten Bericht wurde so eine 64-QAM-Modulation erreicht [3]. 19.08.2011 Bachelor Thesis 79/102 7 Literaturverzeichnis [1] Steve C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications, 2nd ed. Norwood, MA, USA: Artech House , 2006. [2] Andreas Ranalder and Stefan Fäh, "Klasse-E-Verstärker," FHNW, Windisch, Fachbericht 2011. [3] Frederick H. Raab et al. (2003, May) High Frequency Electronics — Ideas for Today's Engineers. [Online]. http://www.highfrequencyelectronics.com/Archives/May03/HFE0503_Raab.pdf [4] Paolo Colantonio, Franco Giannini, and Ernesto Lim, High efficiency RF and microwave solid state power amplifiers. Chichester, England: John Wiley & Sons Ltd, 2009. [5] Marian K. Kazimierczuk, RF power amplifiers. Chichester, West Sussex, U.K.: Wiley, 2008. [6] Mihai Albulet, RF power amplifiers. Atlanta, USA: Noble Publishing Corporation, 2001. [7] Rowan Gilmore and Les Besser, Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems, 2nd ed. London, Great Britain: Artech House, 2003. [8] Tadashi Suetsugu and Marian K. Kazimierczuk, "Analysis and Design of Class E Amplifier With Shunt Capacitance Composed of Nonlinear and Linear Capacitances," IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, vol. 51, no. 7, pp. 1261-1268, July 2006. [9] ITU UN agencx for information and communication technologies. (2005, September) Classification of emissions and necessary bandwidths. [Online]. http://life.itu.ch/radioclub/rr/ap01.htm [10] Qiuting Huang. (2011, Juni) Institut für http://www.iis.ee.ethz.ch/~elek1/docs/schwingkreis.pdf Integrierte Systeme. [Online]. [11] Jon B. Hagen, Radio-Frequency Electronics: Circuits and Applications, 2nd ed. Cambridge: Cambridge University Press, 2009. [12] Prof. Dr. U. Gysel, "Streuparameter," ZHW, Departement Technik, Informatik und Naturwissenschaften, 2001, 2001. [13] Nathan O. Sokal and Alan D. Sokal, "Class E-A new class of high-efficiency tuned singleended switching power amplifiers," Solid-State Circuits, IEEE Journal of, 0018-9200, 1975. [14] "Collector Amplitude Modulation of the Class E Tuned Power Amplifier," IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, vol. CAS-31, no. 6, pp. 543-549, June 1984. [15] Wikimedia. (2010, September) Frequenzband http://de.wikipedia.org/wiki/Frequenzband – Wikipedia. [Online]. [16] Wikimedia. (2010, September) 80-Meter-Band http://de.wikipedia.org/wiki/80-Meter-Band – Wikipedia. [Online]. 19.08.2011 Bachelor Thesis 80/102 [17] Tadashi Suetsugu and Marian K. Kazimierczuk, "Off-Nominal Operation of Class-E Amplifier at Any Duty Ratio," IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, vol. 53, no. 7, pp. 1389-1397, June 2007. [18] Ian Hunter, Theory and design of microwave filters, 1st ed. Stevenage, England: Institution of Electrical Engineers, 2001. [19] Bundesamt für Kommunikation BAKOM. (2010, June) BAKOM - Amateurfunk. [Online]. http://www.bakom.admin.ch/themen/frequenzen/00689/01560/index.html [20] Martin Meyer, Kommunikationstechnik: Konzepte der modernen Nachrichtenübertragung, 3rd ed. Wiesbaden, Deutschland: Vieweg + Teubner, 2008. [21] Chris Bowick, RF Circuit Design. Burlington: Butterworth Heinemann, 2007, vol. 2. [22] Microsemi-Watertown. (2009, März) THE PIN DIODE CIRCUIT HANDBOOK. [Online]. http://www.ieee.li/pdf/pin_diode_handbook.pdf DESIGNERS’ [23] Ekbert Hering, Klaus Bressler, and Jürgen Gutekunst, Elektronik für Ingenieure und Naturwissenschaftler, 5th ed. Berlin Heidelberg, Deutschland: Springer, 2005. [24] Werner Friess. (2010, September) Praktische Tipps für den Funkamateur. [Online]. http://www.ov-c01.de/Technik/Praktische%20Tipps.pdf [25] Ronald D. Rackley. (2003, Januar) Hatfield & Dawson Consulting Engineers. [Online]. http://www.hatdaw.com/papers/DC_Construction_Details.pdf [26] International Rectifier. (2010, November) International http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfb4019pbf.pdf Rectifier. [Online]. [27] Laszlo Balogh. (2006, Juni) Analog, Embedded Processing, Semiconductor Company, Texas Instruments. [Online]. http://focus.ti.com/lit/ml/slup169/slup169.pdf [28] Microchip Technology Inc. (2005) TC4421A/TC4422A. http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/21946a.pdf [Online]. [29] Horst Kuchling, Taschenbuch der Physik, 19th ed. München, Deutschland: Carl Hanser, 2007. [30] Diodes Inc. (2011, Juli) http://www.diodes.com/datasheets/74LVC1G11.pdf 74LVC1G11DW-7. [Online]. [31] Texas Instruments. (2011, August) Interface - RS-422 - UA9637A - TI.com. [Online]. http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ua9637a.pdf [32] Atmel Corporation. (2011, August) Atmel AVR 8- and 32bit - tinyAVR. [Online]. http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8008.pdf [33] Carel Mobach. (2010, November) Amateur http://kvgog.home.xs4all.nl/projects/tx_rx2.html PC5M. [Online]. [34] Microchip Technology Inc. (2010, September) MCP6561T-E/LT. http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/22139b.pdf [Online]. [35] Mikrocontroller.net. (2011, August) Mikrocontroller.net. http://www.mikrocontroller.net/articles/Relais_mit_Logik_ansteuern [Online]. 19.08.2011 Bachelor Thesis radio station 81/102 [36] Ferroxcube. (2008, November) Data Handbook Soft Ferrites and Accessories. [Online]. http://www.ferroxcube.com/appl/info/HB2009.pdf [37] Stefan Fäh, Simon Gerwig, Felix Hildebrand, Michael Lehmann, and Michael Wagner, "Software zur Berechnung von einlagigen zylindrischen Luftspulen," FHNW, Windisch, Fachbericht 2009. [38] Wikimedia. (2010, Oktober) http://de.wikipedia.org/wiki/Skin-Effekt Skineffekt [39] Wikimedia. (2011, Januar) Keramikkondensator http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator - Wikipedia. - Wikipedia. [Online]. [Online]. [40] Menting Mikroelektrik. (2011, August) Ferrit-Ringkern 58mm N30/SM43T, AL5400, grün. [Online]. http://www.spulen.com/shop/product_info.php?products_id=1468 [41] Von Gert Baars, "HF-Schaltungen bauen," Elektor, pp. 34-37, September 2003. [42] Nathan O. Sokal, "Class-E RF Power Amplifiers," QEX, pp. 9-20, Jan/Feb 2001. [43] Frederick H. Raab et al. (2002, March) Power Amplifiers and Transmitters for RF and Microwave. [Online]. http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=989965 [44] IXYS. (2001) IXYS. http://www.ixyspower.com/store/PartDetails.aspx?r=0&pid=3455 [Online]. [45] Vrej Barkhordarian. (2010, Oktober) Vrej Barkhordarian, International Rectifier, El Segundo, Ca. [Online]. http://www.irf.com/technical-info/appnotes/mosfet.pdf 19.08.2011 Bachelor Thesis 82/102 8 Ordnerübersicht CD-ROM 1-Literatur Anpassnetzwerk Bakom Grundlagen L_RFC Lastnetzwerk Modulation MOSFET Power Supply Sequencer S-Parameter SWR Protection Torroidspule 2-Berichte 3-Simulationen FETsymulationen Guete Material Matlabexport MWO Sequencer 4-Berechnungen Guete 5-Print Layout 6-Datasheet FET PIN Power Supply Relais Treiber uP 7-Messungen Dummyload Final Messung Harmoic Leisutng Prototyp Spulen SWR 19.08.2011 Bachelor Thesis 83/102 A Anhang Es befinden sich alle weiterführenden Dokumente und Dateien auf der beigelegten CD-ROM (siehe dazu 8 Ordnerübersicht CD-ROM). Wichtige Dokumente sind ausserdem hier im Anhang in den nachfolgenden Kapiteln aufgeführt, da diese dem Leser einfach zugänglich sein sollen. A.1. Geräteliste Dieses Kapitel beinhaltet alle verwendeten Geräte. Dabei ist es so aufgebaut, dass im ersten Unterkapitel A.1.1 die für die Messung eingesetzten Apparate enthalten sind. Anschliessend folgt A.1.2 mit allen eingesetzten Quellen. A.1.1. Messungen In diesem Kapitel sind alle Geräte aufgelistet, welche für die Messungen am Prototyp verwendet wurden. Messungen im Zeitbereich am Prototyp HW 1: Tektronix Digital Oscilloscope TDS3014B Leistungsmessungen am Prototyp HW 2: Philips Automatic Multimeter PM 2521 HW 3: HP Multimeter 34401A HW 4: HP Power Meter 437B HW 5: HP Spectrum Analyzer E4401B Messungen der Spulen HW 6: HP Impedance Analyser 4294A Messungen Richtkoppler und Lastwiderstand HW 7: Agilent Technologies Network Analyzer E5071B A.1.2. Quelle In diesem Kapitel sind alle Quellen aufgeführt, welche zum Betreiben des Prototyps erforderlich waren. Signalgenerator HW 8: HP Waveform Generator 33120A Speisungen 24 V HW 9: Laboratory Power Supply PS 2403D Speisung 8 V HW 10: Dr. K. Witmer Elektonik AG IC-Triple 100 19.08.2011 Bachelor Thesis 84/102 A.2. Formel Herleitungen A.2.1. Belasteter Q-Faktor Die nachfolgende Abbildung 68 zeigt nun die Netzwerkstruktur, welche für die Herleitung der Formel für den belasteten Q-Faktor verwendet wird. Mit 𝑅 werden die rein ohmschen Widerstände bezeichnet. Der Buchstabe 𝐺 bezieht sich auf den Kehrwert von 𝑅. Mit 𝑍 werden die komplexwertigen Reaktanzen bezeichnet, wobei 𝑋 der Betrag des rein imaginären Anteils ist. Der zu 𝑍 gehörende Kehrwert, die Admittanz wird mit 𝑌 beschriftet und besitzt als reinen Imaginäranteil den durch 𝐵 beschriebene Betrag. Quelle Anpassnetzwerk Rs U0 ~ I1 Last ZS I2 ZP U1 U2 RP Abbildung 68: Netzwerkstruktur zur Berechnung des belasteten Q-Faktors Für die Leistungsanpassung gilt Formel (93). 𝑦𝑖𝑒𝑙𝑑𝑠 𝑍𝑠 = 𝑍𝑝∗ �⎯⎯⎯� 𝑅𝑠 + 𝑍𝑠 = 1 𝐺𝑝 + 𝑌𝑝∗ (93) Da das Netzwerk als verlustlos angenommen wird, sind 𝑍𝑠 und 𝑍𝑝 rein imaginär. Daraus folgt, dass 𝑍𝑠 = 𝑗𝑋𝑠 und 𝑌𝑝 = 𝑗𝐵𝑝 gilt. Dadurch entsteht Formel (94). 𝑅𝑠 + 𝑗𝑋𝑠 = 𝐺𝑝 + 𝑗𝐵𝑝 1 = 2 𝐺𝑝 − 𝑗𝐵𝑝 𝐺𝑝 + 𝐵𝑝2 (94) Nach Auftrennung von Formel (94) in Real- und Imaginär-Anteil, entstehen die beiden nachfolgenden Terme. 𝐺𝑝 𝑅𝑒: → 𝑅𝑠 = 2 (95) 𝐺𝑝 + 𝐵𝑝2 𝐼𝑚: → 𝑋𝑠 = 𝐵𝑝 𝐺𝑝2 + 𝐵𝑝2 (96) Anschliessend kann folgende Beziehung (97) erstellt und mit der Definition der Güte verknüpft werden. 19.08.2011 Bachelor Thesis 85/102 𝑋𝑠 𝐵𝑝 𝑅𝑝 = = =𝑄 𝑅𝑠 𝐺𝑝 𝑋𝑝 (97) Nach auflösen von Formel (95) nach 𝐵𝑝2 ergibt sich folgende Beziehung: 𝐵𝑝2 = 𝐺𝑝 𝑦𝑖𝑒𝑙𝑑𝑠 1 1 + 𝐺𝑝2 �⎯⎯⎯� 𝐵𝑝 = ±� − 2 𝑅𝑠 𝑅𝑠 ∙ 𝑅𝑝 𝑅𝑝 (98) Nach Umformen von Gleichung (98) mit der aus Formel (97) gewonnenen Beziehung 𝑄 = 𝐵𝑝 ∙ 𝑅𝑝 ergibt sich die Formel für die belastete Güte (99). 𝑅𝑝2 𝑅𝑝2 𝑅𝑝 𝑄=� − 2 =� −1 𝑅𝑠 ∙ 𝑅𝑝 𝑅𝑝 𝑅𝑠 19.08.2011 Bachelor Thesis (99) 86/102 A.3. Bauteildimensionierung für Amateurfunkverstärker mit LAnpassnetzwerk In diesem Kapitel werden die zuvor eingeführten Berechnungsformeln dazu verwendet, die Bauteile zu dimensionieren, damit die Schaltung dem Anwendungsfall aus der Aufgabenstellung gerecht wird. Dazu werden folgende Angaben als gegeben betrachtet. 𝑓 = 3.55𝑀𝐻𝑧, 𝐷 = 0.5, 𝑅𝐿 = 50Ω, 𝑈𝐷𝐷 = 24𝑉, 𝑃𝑂 = 80𝑊, 𝑄 = 10, 𝜙 = 𝜙𝑜𝑝𝑡 Das Kapitel ist so aufgebaut, dass Schnelleinsteiger, welche die Herkunft der Berechnungsformeln nicht interessiert, mit diesem Kapitel in der Lage sind, einen Verstärker der Klasse E zu dimensionieren. Dazu können bis auf den duty cycle 𝐷 die oben aufgeführten Werte frei gewählt werden. Ebenfalls muss darauf geachtet werden, dass das hier eingesetzte Anpassnetzwerk nur funktioniert, wenn 𝑅𝐿 > 𝑅 ist, andernfalls muss ein anderes Anpassnetzwerk aus Kapitel 2.3 gewählt werden. Aufschluss über die in den nachfolgenden Formeln verwendeten Buchstaben, gibt die Detail-Ansicht des Klasse-E-Verstärkers, welche in Abbildung 69 zu sehen ist. Alle numerischen Berechnungen sind mit Hilfe von Matlab ausgeführt worden. Das dazu benötigte mFile liegt dem Datenträger bei und kann dank ausführlicher Beschreibungen leicht weiterverwendet werden. Signal UDD Treiber IDD Lastnetzwerk L LRFC C Stromquelle iS Usqr M1 IC Anpassnetzwerk uS iC C1 uC iO LR R LE LX u1 Last LTOT uO CE RL Schalter Abbildung 69: Klasse-E-Verstärker Details Ansicht Die Berechnungen beruhen auf einem Verstärker der Klasse E im nominalen Betrieb, das heisst die ZVS und die ZDS Bedingungen sind eingehalten. Für die Berechnungsformeln bedeutet dies, dass 𝜙 = 𝜙𝑜𝑝𝑡 ist, welcher numerisch gemäss Formel (27) bei −0.567𝑟𝑎𝑑 liegt. Zu Beginn wird anhand der vorgegebenen Leistung durch eine kleine Umformung von Formel (17) der zum Schwingkreis passende Widerstand 𝑅 berechnet. Dies ist in der Berechnung (100) numerisch ausgeführt. Die Impedanz-Anpassung auf die 50Ω wird später durchgeführt. 19.08.2011 Bachelor Thesis 87/102 2 8𝑈𝐷𝐷 𝑅 = 2 cos(𝜙)2 = 4.1530Ω 𝜋 𝑃𝑂 (100) In einem weiteren Schritt wird die Spule 𝐿 über die definition der Güte 𝑄 berechnet. Dabei wird auf einen Wert von 𝑄 = 10 zurückgegriffen. Formel (101) zeigt, dass dadurch eine Induktivität von 1.8619𝜇𝐻 resultiert. Was problemlos durch eine Luftspule realisiert werden kann und gemäss Abbildung 12 einen akzeptablen sinusförmigen Signalverlauf am Ausgang liefert. Ein Gütefaktor von 15 hingegen benötigt eine Induktivität von 2.7928𝜇𝐻 und verbessert den Verlauf nur unwesentlich. 𝐿= 𝑅𝑄 = 1.8619𝜇𝐻 𝜔 (101) Anschliessend wird in (103) mit Hilfe von (102) der Kondensator 𝐶 des Serienschwingkreis berechnet. 𝐿𝑋 = 𝜔𝑅 �cot(𝜙) − 𝐶= 𝜋2 csc(2𝜙)� = 214.5798𝑛𝐻 4 1 = 1.2201𝑛𝐹 𝑄𝑅𝜔 − 𝐿𝑋 𝜔 2 (102) (103) Nun wird der Shunt-Kondensator 𝐶1 gemäss (20) in (104) berechnet. Dieser steht in engem Zusammenhang mit dem Schaltglied, wenn man einen MOSFET einsetzt. 𝐶1 = − 2 sin(2𝜙) = 1.982𝑛𝐹 𝜋 2 𝜔𝑅 (104) Damit das richtige Schaltglied gefunden werden kann, welches die erforderlichen Belastungen aushält wird nun der Spitzenstrom gemäss (21) in numerisch berechnet. 𝐼𝑆𝑀 = 4𝑈𝐷𝐷 2 cos(𝜙) ∙ � cos(𝜙) + 1� = 9.5403𝐴 𝜋𝑅 𝜋 (105) Für das Spannungsmaximum, wird gemäss (22) ein zwischenschritt über den Momentan Wert der Kreisfrequenz bei Spannungsmaximum von (10) gemacht. Numerisch bedeutet dies, dass die Kreisfrequenz von 𝜃𝑀 , welche in (106) berechnet ist, für die Spannungsspitze in (107) verantwortlich ist. 2 𝜃𝑀 = −𝜙 + sin−1 � cos(𝜙)� = 1.1338𝑠 −1 𝜋 𝑈𝑆𝑀 = 19.08.2011 Bachelor Thesis 𝐼𝐷𝐷 𝜃𝑀 + 𝐼𝑚 (cos(𝜃𝑀 + 𝜙) − cos(𝜙)) = 85.4882𝑉 𝜔𝐶1 (106) (107) 88/102 Nun wird die Berechnung der minimale Choke-Induktivität für einen Rippel von 10% gemäss (47) in (108) numerisch ausgeführt. 𝜋2 + 4 𝑅 = = 10.1408𝜇𝐻 16 𝑓0.1 𝐿𝑅𝐹𝐶𝑚𝑖𝑛 (108) Zum Schluss folgen noch die Bauelementgrössen für Lastimpedanz-Anpassung gemäss (56) und (57). 𝐿𝐸 = 𝑅 𝑅𝐿 ∙ � − 1 = 618.6238𝑛𝐻 𝜔 𝑅 𝐶𝐸 = 1 𝑅𝐿 ∙ � − 1 = 2.9792𝑛𝐹 𝜔𝑅𝐿 𝑅 (109) (110) Abschliessend werden aus praktischen Gründen die beiden Induktivitäten 𝐿𝐸 und 𝐿 zu einer gemeinsamen 𝐿𝑡𝑜𝑡 zusammengefasst. (111) 𝐿𝑡𝑜𝑡 = 𝐿𝐸 + 𝐿 = 2.4805𝜇𝐻 Signal UDD Treiber IDD Lastnetzwerk C iS M1 IC uS iC C1 Schalter Abbildung 70: Schema für Bauteildimensionierung 19.08.2011 Bachelor Thesis Last LRFC Stromquelle Usqr Anpassnetzwerk uC iO Ltot CE RL Bezeichnung Wert 𝐶1 1.982𝑛𝐹 𝐶 1.2201𝑛𝐹 𝐿𝑡𝑜𝑡 2.4805𝜇𝐻 𝐶𝐸 𝐿𝑅𝐹𝐶 𝑅𝐿 2.9792𝑛𝐹 10.1408𝜇𝐻 50Ω Tabelle 8: Dimensionierungswerte 89/102 A.4. Simulation mit PSpice Für die Simulation wird auf Cadence SPB 16.3 gesetzt. Konkret kommt davon OrCAD Capture 16.3-S020 mit dem PSpice Plugin 16.3-S019 zum Einsatz. In OrCAD lässt sich das elektrische Schema zeichnen und das PSpice Plugin übernimmt anschliessend die Simulation. Dieses Kapitel ist in zwei Unterkapitel aufgeteilt. Zu Beginn werden die Spannungs- und Stromverläufe des Verstärkers visualisiert. Im anschliessenden Kapitel wird auf die Leistungen des Klasse-EVerstärkers eingegangen. Die Kapitel sind jeweils so aufgebaut, dass nach der Simulation die erhaltenen Eckdaten mit den Berechnungen verglichen werden. A.4.1. Signalverläufe ohne Anpass-Netzwerk Hier werden in zwei kurzen Unterkapiteln die wichtigsten Spannungs- und Stromverläufe eines Klasse-E-Verstärkers behandelt. A.4.1.1. Signalverläufe des Schaltgliedes In diesem Kapitel werden die vorhergehenden Berechnungen mit Hilfe einer PSpice Simulation auf ihre Plausibilität hin überprüft. Die Schaltung ist gemäss Abbildung 71 aufgebaut und enthält einen IRFB4020PbF als Schaltglied. Zur Messung sind drei Proben angebracht. Eine repräsentiert die Schaltspannung am Gate des Transistors und liegt direkt am Ausgang der Rechteckspannungsquelle. Eine weitere Spannungsprobe ist am Drain des MOSFET angebracht und ermittelt den zeitlichen Verlauf von 𝑢𝑆 . An dieser Stelle ist ebenfalls eine Stromprobe angefügt, welche den Verlauf von 𝑖𝑆 liefert. +V_DD24 1 L_RFC 10.1408u C 2 1 1.2201n M1 IRFB4020PbF +Vsq C1 1.982n L 2 +Vsq 1.8619u R 4.153 V1 = 0 V2 = 7 TD = 0 TR = 0.2n TF = 0.2n PW = 140.445n PER = 281.69n +V_DD24 V3 V2 24 0 0 0 Abbildung 71: Schaltungsaufbau der Simulation Damit sich unberücksichtigte Einschwingvorgänge nicht störend auswirken, wird erst um 100𝜇𝑠 simuliert, so dass Minimum zwei Perioden vollständig Platz finden. Die daraus gewonnenen Erkenntnisse sind in Abbildung 72 zu sehen. Der blaue Spannungsverlauf stellt die Ansteuerspannung des Schaltgliedes dar. In grüner Farbe wird der Spannungsverlauf 𝑢𝑆 über dem Schalter wiedergegeben und die rote Kurve zeigt den Stromverlauf 𝑖𝑆 durch den Schalter. Hier wird deutlich, dass es sich um nichtlineare Elemente mit parasitären Effekten handelt. Dies zeigt vor 19.08.2011 Bachelor Thesis 90/102 allem der Abschnitt bei welchem der Schalter geöffnet ist. Denn theoretisch kann bei einem offenen Schalter kein Strom fliessen, doch in der Praxis lässt sich der MOSFET auf Grund von parasitären Kapazitäten nicht sofort ausschalten. Im Gegenzug dazu kann man bei eingeschaltetem Schaltzustand eine Spannung erkennen, welche sich von null unterscheidet. Dieser ist auf den Übergangswiderstand des Schaltgliedes 𝑟𝐷𝑆𝑜𝑛 zurück zu führen. Des Weiteren ist hingegen gut zu erkennen, dass dieser Verstärker richtig Abgestimmt ist (ZVS und ZDS eingehalten). 1 10V 2 10A 100V 3 (10.241u,9.0294) (10.055u,86.001) 8V 80V 8A 6V 60V 6A 4V 40V 4A 2V 20V 2A 0V 0V 0A - 1V - 10V 10. 00us 1 10. 04us Usqr 10. 08us 2 10. 16us 10. 12us us 3 10. 20us 10. 24us 10. 28us 10. 32us 10. 36us 10. 40us 10. 44us 10. 48us 10. 52us 10. 56us - 1A Zeit is Abbildung 72: Strom und Spannungsverlauf Die aus dieser Simulation gewonnen Spitzenwerte für Strom und Spannung werden nun in Tabelle 9 mit den aus der Theorie gewonnenen Erwartungswerten gegenüber gestellt. Dadurch wird gezeigt, dass die Berechnungsformeln brauchbare Werte für die Dimensionierung des Schaltgliedes liefern. 𝐼𝑆𝑀 𝑈𝑆𝑀 Berechnung Simulation 9.5403 A 9.0294 A 85.4882 V 86.001 V Tabelle 9: Spitzenwerte der Signalverläufe 19.08.2011 Bachelor Thesis 91/102 A.4.1.2. Signalverläufe im Lastwiderstand In diesem Unterkapitel wird der Spannungs- und Stromverlauf bezogen auf den Lastwiderstand thematisiert. Dabei kommt wieder das Schema aus Abbildung 71 zum Einsatz. In diesem Falle liegen aber Spannungs- und Stromprobe beim Lastwiderstand. Dadurch kann der in Abbildung 73 zu sehende Signalverlauf erstellt werden. 1 30V 10A (10.097u,26.084) 2 (10.097u,6.2808) 20V 5A 10V 0A - 0V - 10V - 5A - 20V - 30V 10. 00us 10. 04us 1 10. 12us 10. 08us Usqr uo 2 10. 16us 10. 20us 10. 24us io 10. 28us 10. 32us 10. 36us 10. 40us 10. 44us 10. 48us 10. 52us 10. 56us - 10A Zeit Abbildung 73: Spannungs- und Stromverlauf bezogen auf den Lastwiderstand In Abbildung 73 ist aufgrund der genügend grossen Güte des Schwingkreises sowohl ein sinusförmiger Strom, wie auch eine sinusförmige Spannung zu sehen. Dessen Spitzenwerte sind in Tabelle 10 noch einmal aufgeführt. 𝐼𝑅𝐿𝑀 𝑈𝑅𝐿𝑀 Berechnung Simulation - 6.2808 A - 26.084 V Tabelle 10: Spitzenwerte der Signalverläufe 19.08.2011 Bachelor Thesis 92/102 A.4.1.3. Ausgangsleistung Abbildung 74 zeigt nun das Ausgangsleistungsspektrum der PSpice Simulation mit Lastwiderstand 4.153 Ω. 10 2 10 1 10 0 10 -1 10 -2 10 -3 10 -4 10 -5 10 -6 10 -7 10 -8 X: 3.55e+006 Y: 74.61 X: 7.1e+006 Y: 0.2172 X: 1.065e+007 Y: 0.006741 X: 1.42e+007 Y: 0.0007592 X: 1.775e+007 Y: 0.0002113 X: 2.13e+007 Y: 6.309e-005 X: 2.485e+007 Y: 1.675e-005 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 x 10 7 Abbildung 74: Ausgangsleistungsspektrum bei 4.153Ω 19.08.2011 Bachelor Thesis 93/102 A.5. Ergänzende Messungen Hier werden alle Messungen aufgeführt, welche für eine intensive Auseinandersetzung mit dem Klasse-E-Endverstärker unterstützend wirken. A.5.1. Richtkoppler Der Richtkoppler wurde mit dem Networkanalyser E50713 von Agilent Technologies ausgemessen. Wobei folgende Messungen nach dem Schema in Abbildung 75 mit je einem 50 Ohm Widerstand an den Toren gemacht wurde: 1 In Out 3 2 4 Cplout Cplin Abbildung 75: Richtkoppler als 4-Tor Vergleicht man die aus den Messungen hervorgehenden Werte mit Datenblättern von verschiedenen Richtkopplern zeigt sich, dass die Werte im verwendeten Frequenzbereich sehr gut sind. Eine Reflexionsdämpfung von -41 dB zeigt, dass der Richtkoppler gut auf die 50 Ohm angepasst ist. Die Durchgangsdämpfung von ungefähr -0.125 dB bei einer Koppeldämpfung von um die 30 dB, lässt auf einen geringen Leistungsverlust über dem Richtkoppler schliessen. Die Werte der Koppeldämpfung in Abbildung 78 sind nahe am berechneten Wert von 29.25 dB aus (70). Der Richtkoppler ist umso besser, je höher die Richtdämpfung ist. Wie in Abbildung 80 erkennbar, beträgt diese min. 34 dB, was sicher als guter Wert bezeichnet werden kann. Reflexionsdämpfung 𝑎𝑟 = −20 ∗ log(�𝑆11 �) Durchgangsdämpfung 𝑇 = −20 ∗ log(�𝑆21 �) Koppeldämpfung 𝐶 = −20 ∗ log(�𝑆41 �) Isolation 𝐼 = −20 ∗ log(�𝑆31 �) Richtdämpfung 𝐷 = 𝐼 − 𝐶 19.08.2011 Bachelor Thesis 94/102 Reflexionsdämpfung Reflexionsdämpfung 50 Ohm Reflexionsdämpfung 50 Ohm Zoom -30 -40 3.5 MHz -41.63 dB 3.6 MHz -41.473 dB 3.55 MHz -41.51 dB 3.5 MHz -41.632 dB -40 -41 3.6 MHz -41.47 dB -50 -42 -60 -43 -70 -44 DB(|S(1,1)|) S11_50 DB(|S(1,1)|) S11_50 -80 -45 0 .9 4 .9 8 .9 12 3.4 3.5 Frequency (MHz) 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 76: Reflexionsdämpfung Durchgangsdämpfung Durchgangsdämpfung 50 Ohm Durchgangsdämpfung 50 Ohm Zoom -0.1 0 3.5 MHz -0.1209 dB 3.6 MHz -0.1256 dB -0.12 -0.1 -0.14 3.5 MHz -0.1209 dB -0.2 3.55 MHz -0.1256 dB 3.6 MHz -0.1256 dB -0.16 -0.3 -0.18 DB(|S(2,1)|) S21 DB(|S(2,1)|) S21 -0.4 -0.2 0 .9 4 .9 8 .9 12 3.4 3.5 Frequency (MHz) 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 77: Durchgangsdämpfung Koppeldämpfung Koppeldämpfung 50 Ohm Koppeldämpfung 50 Ohm Zoom -29.4 -29.4 -29.45 -29.5 3.5 MHz -29.4323 dB -29.5 3.7 MHz -29.4303 dB -29.6 3.55 MHz -29.4313 dB 3.5 MHz -29.4323 dB -29.55 3.6 MHz -29.4436 dB -29.6 -29.7 -29.65 -29.7 -29.8 DB(|S(4,1)|) S41 DB(|S(4,1)|) S41 -29.75 -29.9 -29.8 0 .9 4 .9 8 .9 12 3.4 Frequency (MHz) 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 78: Koppeldämpfung 19.08.2011 Bachelor Thesis 95/102 Isolation Isolation 50 Ohm Isolation 50 Ohm Zoom -50 -50 -55 3.5 MHz -64.13 dB -55 3.6 MHz -63.64 dB -60 -60 -65 -65 -70 -70 -75 3.5 MHz -64.13 dB 3.6 MHz -63.64 dB 3.55 MHz -64.13 dB -75 DB(|S(3,1)|) S31 -80 DB(|S(3,1)|) S31 -80 0 .9 4 .9 8 .9 12 3.4 3.5 Frequency (MHz) 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 79: Isolation Richtdämpfung Richtdämpfung Richtdaempfung Zoom -20 -30 -25 -32 3.5 MHz -34.7 -30 3.6 MHz -34.2 3.55 MHz -34.7 -34 -35 -36 -40 -38 DB(|S(3,1)|)-DB(|S(2,1)|) diff -45 -50 DB(|S(3,1)|)-DB(|S(2,1)|) diff -40 0 .9 4 .9 8 .9 12 3.4 Frequency (MHz) 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 80: Richtdämpfung 19.08.2011 Bachelor Thesis 96/102 A.5.2. Dämpfungsglied der Dummy Load Die Dummy-Load dient zu Testzwecken als Abschluss des Endverstärkers. In der nachfolgenden Abbildung 81 ist die Messung dessen Dämpfungsglieds aufgeführt, welches für die Leistungsmessung mit HW 4 und HW 5 benötigt wird. Dabei wird der arithmetische Mittelwert über den interessierenden Frequenzbereich (−40.12 𝑑𝐵) dieser Dämpfungsmessung bei den genannten Leistungsmessungen abgezogen. Die dazu verwendeten Messdaten (Abbildung 81) stammen vom Network Analyzer HW 7. Auf der rechten Seite ist der gesamt aufgenommene Frequenzbereich zu sehen. Die linke Seite zeigt den für diesen Verstärker relevanten Frequenzteil. Dämpfung Dummy Load Dämpfung Dummy Load Zoom -40 -40 -40.05 -40.05 -40.1 -40.1 -40.16 dB -40.15 -40.12 dB -40.15 -40.2 -40.25 -40.2 -40.3 DB(|S(2,1)|) DAEMPFUNG_DUMMY_LOAD -40.35 -40.25 -40.4 DB(|S(2,1)|) Daempfung_Dummyload -40.3 1 3 5 7 Frequency (MHz) 9 10 3.4 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 81: Dämpfung der Dummy Load 19.08.2011 Bachelor Thesis 97/102 A.5.3. Spulen In diesem Kapitel sind die Messungen der Spulen aufgeführt, welche während dem Aufbau des Prototyps entstanden sind. Sie dienen dazu die Daten der selbsterstellten Spulen in der Anwendungsumgebung zu verifizieren. Im ersten Unterkapitel A.5.3.1 werden die Ergebnisse der Torroidspule aufgeführt. Anschliessend folgen die beiden Luftspulen (A.5.3.2). Alle Messdaten stammen vom Impedance-Analyzer HW 6. A.5.3.1. Torroidspule Abbildung 82 zeigt die für die DC-Speisung des Leistungsverstärkers verwendete Drosselspule. Die blaue Linie zeigt den Verlauf der Induktivität. Die Spulengüte wird in Magenta angezeigt. Links ist, um eine Übersicht zu erhalten, der gesamte gemessene Frequenzbereich aufgezeichnet. Die rechte Seite zeigt den relevanten Einsatzbereich, wobei zu sehen ist, dass Induktivität sich konstant verhält (10.5 𝜇𝐻). Frequenzverlauf L4 20000 0.5 MHz 319.5 3.55 MHz 10511 nH 23.29 MHz 16284 nH Frequenzverlauf L4 Zoom 400 L_SRL(1) (L, nH) 10_5UH Q_IN(1) (R) 10_5UH 10000 5000 400 3.55 MHz 10511 nH 3.5 MHz 10507 nH 15000 3.55 MHz 184.9 20000 26.98 MHz 1133.6 nH 300 15000 300 200 10000 200 100 5000 3.6 MHz 179.8 3.55 MHz 184.9 3.5 MHz 189.9 0 3.6 MHz 10515 nH 0 100 L_SRL(1) (L, nH) 10_5UH 0 0 Q_IN(1) (R) 10_5UH -5000 -100 0.5 10.5 20.5 30.5 Frequency (MHz) 40.5 50 -5000 -100 3.4 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 82: Frequenzverlauf der Torroidspule L_RFC (L4) A.5.3.2. Luftspule Abbildung 83 visualisiert die Messdaten der Luftspule L5, welche die Induktivität der Spule des Lastnetzwerks und ein Teil des Anpass- und Filternetzwerks kombiniert. Auf der linken Seite ist wiederum der gesamte Messbereich abgebildet, wobei Blau die Induktivität und Magenta die Güte repräsentiert. In dieser Übersicht ist gut zu sehen, dass die Resonanzfrequenz weit über dem Einsatzbereich liegt. Ebenfalls zu erkennen ist, dass die Spule nahe beim Gütemaximum betrieben wird. Die rechte Seite von Abbildung 83 zeigt den konstanten Verlauf der Induktivität im Einsatzbereich des Endverstärkers. 19.08.2011 Bachelor Thesis 98/102 Frequenzverlauf L5 Zoom Frequenzverlauf L5 300 20000 300 20000 1.242 MHz 201.7 10000 3.5 MHz 2227.9 nH 3.55 MHz 2230 nH 32.14 MHz 0 nH 200 10000 100 0 3.55 MHz 2230 nH 100 3.5 MHz 96.23 L_SRL(1) (L, nH) 2229NH 0 -10000 -100 -20000 3.55 MHz 92.1 3.6 MHz 87.97 0 L_SRL(1) (L, nH) 2229NH Q_IN(1) (R) 2229NH Q_IN(1) (R) 2229NH -20000 0.5 200 42.24 MHz 0 nH 0 -10000 3.6 MHz 2232 nH 10.5 20.5 30.5 Frequency (MHz) 40.5 -100 3.4 50 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 83: Frequenzverlauf der Luftspule L_Last (L5) Abbildung 84 ist gleich aufgebaut wie die vorhergehende Abbildung. In Ihr ist zu erkennen, dass diese Spule noch näher am Gütemaximum arbeitet und ebenfalls einen konstanten Induktivitätsverlauf im Bereich von 3.5 bis 3.6 MHz aufweist. Frequenzverlauf L6 Zoom Frequenzverlauf L6 30000 400 2.728 MHz 294.4 3.55 MHz 247.5 20000 29.81 MHz 0 nH 10000 0 42.4 MHz 0 nH L_SRL(1) (L, nH) 1349NH -20000 Q_IN(1) (R) 1349NH -30000 0.5 10.5 267 20000 133 10000 0 3.55 MHz 1349.8 nH -10000 400 30000 20.5 30.5 Frequency (MHz) 40.5 50 267 3.6 MHz 1350.2 nH 3.55 MHz 1349.8 nH 3.5 MHz 1349.5 nH 133 0 0 -133 -10000 -267 -20000 -400 -30000 -133 L_SRL(1) (L, nH) 1349NH -267 Q_IN(1) (R) 1349NH -400 3.4 3.5 3.6 3.7 Frequency (MHz) Abbildung 84: Frequenzverlauf der Luftspule L_Anpass (L6) 19.08.2011 Bachelor Thesis 99/102 A.6. Schema des Endverstärkers 1 3 2 4 A A B824 77P4334M000 330u H D1 11DQ06T R C2 EEEF T1H331A P 330uF 1 C3 C4 470uF 470uF +AVCC_5V_Logi c C 1 2 F300mA FDC5614 P +VCC_5 V C5 Cap Semi 1uF P6 B 1 2 D26 BZX55C3 0 +VCC_5 V +AVCC_5 V_S W R L10 M CF T0001 63 10u H +AVCC_5 V C6 Cap Semi 100nF +AVCC_5 V_Inpu t L9 1 2 M CF T0001 63 10u H P8 Q1 Power_ Supply 1 2 +VCC_5 V L2 +VCC_24V F1 P7 3 +Vou t GND +VCC_5 V P1 +Vi n 744 043 006 6.8u H +VCC_Dri v er 5.6K DC/DC Converte r L1 1 2 R2 2 ON /OF F L3 2 OUT P5 1K 4 FB SR05S 05 IC2 VOU T = VREF (1 + R2/R1) = 8.12 V VREF =1.23 V GND +VCC_5 V R1 5 C1 EEEF TH101 XAP 100uF 3 +Vi n GND DC/DC Converte r 1 B +VCC_24V +VCC_Dri v er TL2575- ADJIN IC1 GND +VCC_24V M CF T0001 63 10u H C44 Cap Semi 100nF C45 Cap Semi 100nF C Header 2 R3 GND GND GND 5.6K GND +VCC_ P A P2 P9 F2 1 2 1 2 T5A D2 FR603G PA_ Supply Header 2 Title D Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker A4 GND D Power Supply Size Date: File: 18.08.2011 D:\FHN W \..\Power Supply.S chDoc Sheet 1 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1 2 3 4 1 2 3 4 +VCC_ P A 1.0 H1 Heat Sink 6399BG L4 Inductor 10u H GND C11 Cap Semi res C12 GND Q2 IRFB4019Pb F Driv er_OU T B A 5 J3 4 3 2 GND Cap Semi 0.22n F C13 C15 C14 Cap Semi Cap Semi res 1.5n F Q3 IRFB4019Pb F C24 C23 Cap Semi Cap Semi res 0.33n F PA _OU T C8 C7 Cap Semi Cap Semi res 0.1n F C9 C10 Cap Semi Cap Semi 1.5n F res 1 A GND L5 L6 Inductor 2.229uF Inductor 1.349uH C16 Cap Semi 2.2n F Cap Semi 1nF C17 Cap Semi 2.2n F C25 Cap Semi 2.2n F PA_ OUT C18 Cap Semi res C19 Cap Semi 1.5n F C26 Cap Semi res C20 Cap Semi 100nF C27 Cap Semi 220pF C21 Cap Semi 100nF C28 Cap Semi 100nF C22 Cap Semi res C29 Cap Semi res B C30 Cap Semi res GND +AVCC_5V_Logi c GND TX_ IN R4 R5 100 100 C U1B UA9 637AC D 3 3 5 2 1 D riv er GND D R I V E R _I N 1 6 4 D3 BZB98 4 1 C31 Cap Semi 0.1u F C 5 J4 4 3 2 GND GND Q4 B GND A C Y Vcc 6 COM P _VR 4 5 COM P _VR +VCC_5 V U2 1 +VCC_Dri v er 3 74LVC1G11D W -7 C32 Cap Semi 0.1u F Driv er GND 5 VDD GND GND Title D Size A4 Date: File: 19.08.2011 Bachelor Thesis 2 Driv er_OU T 2 4 C35 TC4 429C AT C33 C34 Cap Semi Cap Semi Cap Semi 0.1u F 4.7u F 0.1u F GND 1 GND GND 3 D Verstärker Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker 18.08.2011 D:\FHN W \..\Verstaerke r.SchDo c Sheet 2 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1.0 4 100/102 1 2 3 4 A A D4 C36 Cap Semi 5nF 1N5711 T1 PA_ OUT GND Tran s Cupl 2 3 4 5 DVSW R_H DVSW R_H D5 1SMA5918BT3G 10k GND R11 R12 100 100 TX_ OUT 1 TX_ OUT R7 40 R8 R9 R10 100 100 GND B D6 DVSW R_R +AVCC_5 V_S W R C37 Cap Semi 5nF 1N5711 GND R13 ? R15 GND Tran s Cupl GND 5 T2 J5 TX_ OUT R14 DVSW R_R 1 3 D7 +AVCC_5 V_S W R 1SMA5918BT3G ? U3 M CP 6561 T-E/LT COM P _VR COM P _VR R16 R17 ? GND GND 4 40 2 B R6 6k ? GND R18 ? C C GND GND V_Te m p R42 Res 100 K 2 R43 Res NC V_Te m p U6 V- V+ 3 ADJ R44 Res NC 1 +AVCC_5V_Logi c Temp_ ON Temp_ ON Q15 FDY301NZ LM335Z/NO P B D Title GND D Messung Size Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker A4 Date: File: 18.08.2011 D:\FHN W \..\Messung. SchDoc Sheet 3 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1 2 3 4 1 2 3 4 1.0 A A LED_ P OW ER LED_ S W R_RED LED_ S W R_ORANG E M OS I M IS O SCK LED_R X LED_AUTO_TX B RESET S1 RESET 23 24 25 26 27 28 29 20 DVSW R_R DVSW R_H V_Te m p Temp_ ON PC4 PC5 12 13 14 15 16 17 7 8 PC7 AMP -3-1825910-5 5 21 GND U4 PB0 PB1 PB2 PB3 PB4 PB5 PB6 PB7 (PCINT0 /CLKO/IC P 1) (PCINT1 /OC1A) (PCINT2 /SS/OC1B ) (PCINT3 /MOSI) (PCINT4 /MIS O) (SCK/PCINT5 ) (PCINT6 /CLKI) (PCINT7 ) PC0 PC1 PC2 PC3 PC4 PC5 PC6 PC7 (ADC0/PCINT 8 ) (ADC1/PCINT 9 ) (ADC2/PCINT 1 0) (ADC3/PCINT 1 1) (ADC4 /SDA/P CINT12 ) (ADC5/SCL/ P CINT13 ) (RES ET/P CINT14 ) (PCINT1 5) GND GND PD0 (PCINT1 6) PD1 (PCINT1 7) PD2 (INT0/ P CINT18 ) PD3 (PCINT1 9/INT1 ) PD4 (PCINT2 0/T0 ) PD5 (PCINT2 1/T1 ) PD6 (PCINT2 2/AIN 0 ) PD7 (PCINT2 3/AIN 1 ) PA0 (ADC6/PCINT 2 PA1 (ADC7/PCINT 2 PA2 (PCINT2 PA3 (PCINT2 4) 5) 6) 7) 30 31 32 1 2 9 10 11 19 22 3 6 AVCC VCC 18 4 R19 Pull Up 100 K +VCC_5 V C40 Cap Semi 100nF COM P _VR DVSW R_H DVSW R_R COM P _VR B +VCC_5 V +VCC_5 V Header 10X2A PA3 L7 L8 SDR1005-103 KL 10m H +VCC_5 V C38 Cap Semi 100nF +VCC_5 V C39 Cap Semi 100nF GND GND M IS O SCK C 1 3 5 2 4 6 M OS I Programming Conn ecto r GND Title D Size A4 Date: File: 19.08.2011 Bachelor Thesis 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 P4 GND 1 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 +VCC_5 V +VCC_5 V PA1 L-15 W 47NJV4 E 47n H ATtiny 48-AU +VCC_5 V SW R_RES P3 PA3 DVSW R_H DVSW R_R COM P _VR PC5 PC4 PA1 PC7 GND GND C Rela is_In Rela is_Ou t PTT COM P _IN Driv er LED_ P TT LED_RESET LED_ S W R_GREEN 2 3 D Mikrocontroller Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker 18.08.2011 D:\FHN W \..\Microcontroller. SchDoc Sheet 4 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1.0 4 101/102 2 3 PTT_IN Diode 1N4148 D8 LED_ S W R_RED LED_ S W R_RED LED_ S W R_ORANG E Q6A PMGD 290X N 2 GND Q6B PMGD 290X N 5 D11 LED_ P OW ER LED_ P OW ER Q7A PMGD 290X N 2 A 470 D10 LED_ S W R_GREEN LED_ S W R_GREEN 3 Q8 BSS 138 PW R26 10k D9 LED_ S W R_ORANG E Q7B PMGD2 90XN 5 4 AMP -3-1825910-5 470 1 D13 470 4 C41 Cap Semi 10nF PTT S2 R23 470 Q5 BCW 68G 22k Diode 1N4148 GND +VCC_5 V R22 6 1 2 PTT R24 100k R25 +VCC_5 V R21 1 D12 P11 +VCC_5 V R20 PT T A +VCC_5 V 3 +VCC_5 V 4 6 1 GND GND GND GND +VCC_5 V +VCC_5 V +VCC_5 V +VCC_5 V R27 R28 R29 R30 GND C43 Cap Semi 10nF SW R_RES ET S3 D25 AMP -3-1825910-5 Diode 1N4148 Q14 BSS 138 PW R41 10k 470 D14 LED_ P TT LED_ P TT LED_AUTO_TX Q10A PMGD 290X N Q10B PMGD2 90XN 5 4 2 1 GND D17 LED_AUTO_TX 4 C LED_R X Q9B PMGD 290X N 5 470 D16 LED_R X 1 GND LED_RESET Q9A PMGD 290X N 2 470 D15 LED_RESET 3 Diode 1N4148 470 Q13 BCW 68G 22k B 3 S W R _R E S R39 100k R40 6 D24 SW R_RES _IN 6 +VCC_5 V B GND GND GND GND C D18 +AVCC_5 V_Inpu t C42 Cap Semi 0.1n F 1N5711 R31 ? R33 4 40 D19 +AVCC_5 V_Inpu t 1SMA5918BT3G ? U5 M CP 6561 T-E/LT 1 3 2 GND R32 R34 ? GND GND GND R35 ? R36 ? D COM P _IN C OM P_I N TX/RX 5 TX/RX Title Size A4 GND Date: File: D Eingänge und Ausgänge Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker 18.08.2011 D:\FHN W \..\Input_Output.SchDo c Sheet 5 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1 2 3 4 1 2 3 4 1.0 A A 1 TX/RX ANT 1 TX/RX +VCC_5 V A NT T X /R X 2 3 4 5 +VCC_5 V D20 SMAZ5V1 -13- F K1 V23 0 79-A1001 -B30 1 Rela is_In Q11 FDY301NZ RX Rela is_In B K2 V23 0 79-A1001 -B30 1 D23 Diode 1N4148 T X _I N D22 Diode 1N4148 GND Rela is_Ou t R37 Pull Down 100 K Rela is_Ou t Q12 FDY301NZ RX B D21 SMAZ5V1 -13- F T X _OU T GND C C OA X -F ANT J2 5 C OA X -F 4 3 2 RX/TX J1 R38 Pull Down 100 K GND C GND TX_ IN RX RX TX_ OUT Title D Size A4 Date: File: 1 19.08.2011 Bachelor Thesis 2 3 D Aktoren Numbe r Revisio n Klasse-E-Endverstärker 18.08.2011 D:\FHN W \..\Aktoren.SchDoc Sheet 6 of 6 Drawn By : A.Ranalde r 1.0 4 102/102
