SYS - TU Berlin

H.-S. Optical Transmission Systems
Systemeigenschaften
SYS/1
Systemeigenschaften
In diesem Kapitel sollen Konzepte optischer Übertragungssysteme behandelt werden. Es werden die
notwendigen Komponenten vorgestellt und Übertragungskonzepte erläutert. Verschiedene Multiplexkonzepte werden beschrieben und ihre Auswirkungen auf das Systemdesign. Anschließend werden Möglichkeiten vorgestellt, wie die zu übertragenden Daten mit einem optischen Signal kodiert werden können. Verschiedene Modulationsformate werden eingeführt und ihre grundlegenden Eigenschaften mit
einander verglichen. Abschließend soll ein kleiner Überblick über die wichtigsten begrenzenden Effekte
und über Aspekte des Systemdesigns gegeben werden.
1 Übertragungssystem
Das Übertragungssystem besteht grundsätzlich aus einem Sender, der Übertragungsstrecke selbst und
dem Empfänger. Am Sender wird das Signal blockkodiert und mit Redundanz versehen, um eine robuste und dennoch effiziente Übertragung zu gewährleisten. In dieser Stelle wird dem eigentlichen
Nutzsignal eine Fehlerkorrektur (Forward Error Correction, FEC ) beigegeben, die üblicherweise 7%
zusätzliches Datenaufkommen (sog. Overhead) erzeugt. Anschließend erfolgt das Line Coding, das
u.a. dafür sorgt, dass die Anzahl der Einsen und Nullen (marks und spaces) gleich sind und auch
nicht zu viele gleiche Symbole auf einander folgen. Bei diesem Schritt erhöht sich die Datenrate noch
einmal um einen kleinen Overhead. Dieser digitale Datenstrom wird dann in die eigentliche optische
Verbindung eingespeist. Nach der optischen Übertragung erfolgt das Dekodieren des Line Codings und
der Blockkodierung in entsprechend umgekehrter Reihenfolge.
Eine optische Verbindung besteht grundsätzlich aus einem Sendeteil, in dem die elektrischen Signale
Daten
Sender
Block
Coding
Empfänger
Line
Coding
Line
Coding
Block
Coding
Daten
Line Coding:
Gleichstromanteil
Anzahl Marks und Spaces
Redundanz
z B. differentielle Kodierung
Block Coding:
Fehler-Korrektur
Redundanz
Robustheit erhöhen
z. B. FEC, Turbo-Kodes
Bild 1: Bausteine des Übertragungssystems
auf optische Wellen moduliert werden. Diese Lichtwellen werden dann über die optische Übertragungsstrecke, meist eine Glasfaser, gesendet. Am Ende wird das optische Signal mit einem Empfänger
wieder in ein elektrisches Signal umgewandelt. Der Grundaufbau eines optischen Übertragungssystems
ist in Abb. 2 dargestellt: Zuerst werden am werden verschiedene Kanäle (von Sender Tx1 ...TxN ) mit
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einem Multiplexer (MUX) zusammengefasst. I. A. handelt es sich dabei schon um optische Kanäle,
d. h. Tx1 ...TxN sind optische Sender, die optische Signale erzeugen und in einem optischen Multiplexer
zusammenführen. Dieses Bündel an Kanälen wird dann optisch gefiltert, um Rauschen und Beeinflussung der Kanäle unter einander (Crosstalk) zu unterdrücken. Darauf hin werden die Daten auf einer
Übertragungsstrecke, die aus den optischen Übertragungsfasern, Verstärkern und kompensierenden
Elementen bestehen kann, zum Empfänger gesendet. Dort werden die Signale wieder optisch gefiltert, um das Rauschen, das entlang der Strecke akkumuliert wurde, zu verringern. Ein meist optischer
Demultiplexer (DeMUX) trennt die einzelnen Kanäle wieder und führt sie den optischen Empfängern
(Rx1 ...RxN ) jedes einzelnen Kanals zu. Dort werden die optischen in elektrische Signale gewandelt und
anschließend elektrisch gefiltert, um das zusätzliche Rauschen herauszufiltern. Zusätzlich dazu wird
noch das Taktsignal aus den Daten zurück gewonnen, um den Empfänger mit dem Datenstrom zu
synchronisieren.
el. Filter
DFB-Laser
λ2
Tx2
λn
Txn
Rx1
opt. Filter
SMF
EDFA
SMF opt. Filter
Rx2
……
Tx1
……
λ1
Rxn
Bild 2: Prinzip eines optischen Übertragungssystems mit mehreren Kanälen
2 Multiplextechniken
Da heutige optische Kommunikationssysteme Übertragungskapazitäten von bis zu mehreren Terabit
pro Sekunde zur Verfügung stellen, die elektrischen Datenkanäle aber nur Datenraten im Bereich mehrerer Gigabits pro Sekunde, müssen die Datenkanäle zusammen gefasst werden, bevor sie übertragen
werden können. Dieser Vorgang wird Multiplex genannt und kann in verschiedener Art und Weise
vorgenommen werden. Die üblichsten Multiplexarten sind Zeit- und Frequenz- bzw. Wellenlängenmultiplex.
2.1 Zeitmultimultiplex
Beim Zeitmultiplex (Time-Division Multiplex, TDM) werden N Kanäle mit niedriger Bitrate R0 zu
einem Datenstrom mit einer höheren, aggregierten Datenrate Ragg = N · R0 zusammengefasst. Jeder
Kanal bekommt innerhalb einer Bit-Periode (der einzelnen Datenkanäle) einen Zeitschlitz zugewiesen,
in dem seine Daten übertragen werden können. Die Daten eines Kanals i befinden sich dann in einem
Zeitschlitz der Länge 1/Ragg = 1/(N·R0 ) und beginnen innerhalb des Bitintervals bei τi = (i −1)/Ragg ,
wobei i ∈ {1, .., N}. Dadurch dass die zusammengefassten Daten seriell übertragen werden, benötigt
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das Gesamtsignal i.A. eine recht hohe Bandbreite. Zeitmultiplex in optischen Übertragungssystemen
kann als elektrischer und als optischer Zeitmultiplex auftreten.
Kanal 1
t
Kanäle 1, 2, 3 und 4
Kanal 2
t
Kanal 3
t
t
Kanal 4
t
Bild 3: Prinzip des Zeitmultiplex’ mit vier Kanälen
2.1.1 Elektrischer Zeitmultiplex
Der Zeitmultiplex kann schon vor dem optischen Sender mit den elektrischen Signalen vorgenommen
werden, so dass der optische Sender den vollen elektrischen Datenstrom bei der endgültigen Kanaldatenrate Bagg erhält. Diese Form des Zeitmultiplex wird ETDM (Electrical Time-Domain Multiplex)
genannt. Da hierfür nur ein optischer Sender benötigt wird, ist ETDM robust und tendenziell preiswert. Allerdings müssen die Signale schon im Elektrischen bei der vollen Datenrate verarbeitet werden,
weshalb ETDM-Anwendungen zurzeit1 auf Datenraten von ca. 100 Gb/s begrenzt sind.
2.1.2 Optischer Zeitmultiplex
Beim optischen Zeitmultiplex (Optical Time-Domain Multiplex, OTDM) werden zuerst die optischen
Signale erzeugt und im Optischen zusammengeführt. Dazu sind bei N Kanälen N optische Sender nötig,
die jedoch bei der niedrigeren Kanaldatenrate R0 jedes einzelnen Kanals optische Pulse generieren.
Diese müssen sehr schmal sein. Ihre Pulsdauer darf höchstens ein N-tel der Bitdauer T0 = 1/R0
betragen, weil sich durch das anschließende Multiplexing die aggregierte Bitrate um den Faktor N
erhöht. Um solch schmale Pulse zu erzeugen, wird häufig im Anschluss an den optischen Sender eine
Pulskompression durchgeführt, die auf nichtlinearen Effekten, meist Solitonen (s. Abschnitt ÜB im
Skript der Einführung zur optischen Nachrichtentechnik) basiert. Diese schmalen Pulse werden dann
mittels Verzögerungsleitungen zeitlich um ∆τi verschoben, so dass die Pulse der jeweiligen Kanäle
innerhalb ihres Zeitschlitzes liegen.
Mit dieser Technik lassen sich sehr hohe aggregierte Datenraten erzeugen. Es sind schon Datenraten
von 640 Gb/s so experimentell erzeugt worden [1]. Allerdings ist für jeden TDM-Kanal ein optischer
Sender nötig. Die Verzögerung der Pulse erfolgt mittels optischer Fasern, die eine sehr genaue Länge
aufweisen müssen. Da der optische Teil sehr komplex ist, handelt es sich hierbei um keine sehr robuste
1
Stand 2007
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Lösung. OTDM-Systeme werden in der Forschung zum Test sehr hoher Datenraten genutzt, im
kommerziellen Anwendungen spielen sie allerdings bisher kaum eine Rolle.
010..
BitwortErzeugung ..110
AM
010..
BitwortErzeugung ..110
AM
……
010..
BitwortErzeugung ..110
……
optische
Pulsquelle
Δτ
AM
n⋅Δτ
∑
Verzögerungsleitungen
Bild 4: Prinzip des optischen Zeitmultiplex’ am Sender
2.2 Wellenlängenmultiplex
Neben dem Zeitmultiplex, bei dem die Daten verschiedener Kanäle sequentiell nach einander gesendet
werden, kann man logische Kanäle auch parallel bei verschiedenen Frequenzen bzw. Wellenlängen über
eine gemeinsame Übertragungsstrecke schicken.
2.2.1 Frequenzmultiplex (FDM)
In elektrischen Übertragungssystemen wird dazu der Frequenzmultiplex (Frequency-Domain Multiplex,
FDM) angewandt, bei dem die einzelnen Übertragungskanäle auf verschiedene Trägerfrequenzen aufmoduliert und parallel übertragen werden. Ein Beispiel dafür ist die Radioübertragung, bei der die
verschiedenen Radiosender auf unterschiedliche Trägerfrequenzen moduliert werden und anschließend
gemeinsam gesendet werden. Zum Empfang oder auch Demultiplex muss man die gewünschte Trägerfrequenz wählen, mit einem Mischer heruntermischen (s. Skript HFT II) und anschließend mit einem
Tiefpass filtern.
In optischen Systemen ist so ein Multiplex denkbar und wird in verschiedenen Anwendungen im Bereich
der Kurzstreckenübertragung auch genutzt. Dazu werden die einzelnen Kanäle im Elektrischen, also
noch vor der optischen Lichtquelle, auf das Ansteuersignal für den Laser oder den Modulator aufmoduliert und am Empfänger nach dem Empfang mit der Fotodiode im Elektrischen wieder demultiplext.
I.A. spricht man von FDM, wenn das Multiplexen im Elektrischen geschieht und man keine weiteren
optischen Bauteile benötigt. Ansonsten spricht man von Wellenlängenmutliplex, WDM. Grundsätzlich
handelt es sich allerdings um einen sehr ähnlichen Effekt.
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2.2.2 Wellenlängenmultiplex (WDM)
Da Licht selbst eine elektromagnetische Welle ist, die bei einer Frequenz im Bereich um 193 THz
schwingt, kann man auch Licht unterschiedlicher Wellenlänge als Träger verwenden. Obwohl es sich dabei grundsätzlich auch um FDM handelt, wird dieses Verfahren i. A. Wellenlängenmultiplex (WavelengthDivision Multiplex, WDM) genannt. Man nutzt dazu Laser, die bei verschiedenen Wellenlängen senden,
λ1
Tx1
λ2
Tx2
λ1+λ2+…+λn
……
1764
IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LET
λn
Txn
Bild 5: Prinzip des Wellenlängenmultiplex’ am Sender
was properly amplified, filtered with
half-maximum) tunable bandpass fil
bit-error-rate (BER) detector.
moduliert diese, kombiniert alle Signale verschiedener Wellenlänge in einem optischen Multiplexer und
III. RESULTS
Fig.sich
2(a)gegenseitig
depicts the optical spectrum
sendet alle Signale parallel über dieselbe Faser. Die Wellenlängenkanäle beeinflussen
are spectrally inverted by the PPLN. O
nicht durch Interferenz, so dass man am Ende der Übertragungsstrecke jeden einzelnen
Kanalchannels
mit Hilthe 16 input
can be seen (15
leftAllerdings
part shows können
the 16 output channel
fe eines Wellenlängenfilters wieder vom Rest trennen und weiter verarbeiten kann.
the middle (at 1546.12 nm), the residu
entlang der Strecke nichtlineare Effekte auftreten, durch die sich die Wellenlängenkanäle
gegenseitig
can be seen (for illustration purposes).
beeinflussen können. Ein weiteres Problem ist linearer Crosstalk sich überlappender
trum ofSignalspektren
the WDM signals at the recei
at the receiver was larger than 23.5 dB
benachbarter Kanäle bei schmaler Filterung eng an einander liegender Wellenlängenkanäle.
(a)
is in good agreement with what would
power, loss, and amplifier noise cons
In the optical spectrum, after transm
is clearly visible. This ripple, create
EDFAs in the system, introduced a no
mance. In DCF-based transmission s
tion is classically done by designing t
result in a flat gain spectrum. Since th
with single-stage amplifiers only and
izer, no active channel equalization w
after transmission was reduced to 7 d
power of the boosters. Instead of th
4 dBm we measured in single-channe
channel (15 dBm total power) was
equal channel performance.
The optimal channel power in this
(b)
the optimal channel power used for t
Fig. 2. eines
(a) Optical
spectrumSpektrums
at the output of
conjugator
Bild 6: Beispiel
optischen
beithe16optical
× 40phase
Gb/s-Übertragung
WDM [2]
experiment (1 dBm) we reporte
(spectral resolution of 0.1 nm). (b) Optical spectrum at the end of 800 km
(spectral resolution of 0.1 nm).
the spectral efficiency of both experim
the 10-Gb/s experiment was cross-p
controller at 90 C. Inside the PPLN, the incoming data signals limited due to the narrow channel sp
were mirrored with respect to the pump frequency at case of the 40-Gb/s/channel transmiss
the limiting factor. Instead the perfo
1546.12 nm
according to
since the BER performance after trans
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me
(1) similar to the BER
configuration at the same OSNR of 2
Hence, the array of wavelengths of the data signals were conIn order to see the effect of prec
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3 Modulationsformate
In optischen Kommunikationssystemen wird das ursprüngliche, logische Signal in eine optische Bitfolge umgesetzt. Dabei gibt es verschiedene Möglichkeiten, die Information auf die optische Welle
aufzuprägen. Grundsätzlich kann man das komplexe Feld der optischen Trägerwelle folgendermaßen
beschreiben:
~
E(t)
=~
e Ae j(ω0 t+ϕ)
(1)
Hierbei beschreiben der Einheitsvektor ~
e die Polarisation, A die Amplitude, ω0 = 2πf0 die Kreisfrequenz
mit f0 der Trägerfrequenz und ϕ die Phase der Welle. Daraus ergeben sich die verschiedenen möglichen Modulationsarten: Man kann die Amplitude des Signals modulieren und so mit dem Signalpegel
kodieren (Amplitude-Shift Keying, ASK ). Da die Amplitude der Welle über I ∝ EE ∗ = A2 mit der
Intensität verknüpft ist, handelt es sich dabei auch um Intensitätsmodulation oder auch On-Off-Keying
(OOK ). Wenn man die Information über ω = ω0 +∆ω kodiert, handelt es sich um Frequenzmodulation
(Frequency-Shift keying, FSK ). Bei Phasenmodulation (Phase-Shift Keying, PSK ) wird die Phase ϕ
moduliert. Grundsätzlich kann man auch dem Polarisationszustand ~
e der Welle eine Wertigkeit zuordnen und so Polarisationsmodulation (Polariation-Shift keying, PolSK ) betreiben. Zusätzlich dazu
kann man diese Signalzustände – insbesondere Phase und Polarisation – modulieren, ohne damit ein
Signal zu kodieren, sondern ausschließlich um die Übertragungseigenschaften des Modulationsformats
zu verbessern. So zeigen z.B. solche Formate besondere Robustheit gegenüber Nichtlinearitäten, deren
Bits alternierende Phasen aufweisen (z.B. 0, π, 0, π... ). Das Gleiche gilt auch für die Polarisation. Es
werden auch gerne optische Pulse übertragen, bei denen also die Intensität des optischen Signals variiert (Pulse), obwohl die eigentliche Information in der Frequenz oder der Phase kodiert ist. Durch diese
Modulation lässt sich z. B. das Taktsignal einfach zurückgewinnen. Einen Überblick über die Arten der
Modulation zeigt Abb. 7. All diese Modulationsarten lassen sich mit einander kombinieren.
(2)
3.1 Intensität
Die Intensitätsmodulation ist die am weitesten verbreitete Form der Modulation. Bei ihr wird die
Intensität der optischen Welle gemäß der zu kodierenden Information moduliert. Dadurch kann man
dieses Form durch direkte Detektion, z. B. mit einer Fotodiode empfangen. Bei binären Formaten, die
die Information durch Einsen und Nullen beschreiben, entspricht das zwei Signalpegeln, die im Idealfall
einem Ausschalten der optischen Leistung bei einer Null und einem Einschalten der Welle bei einer
Eins entsprechen. Wenn man die elektrische, binäre Bitsequenz q(t) so formuliert, dass
q(t) =
∞
X
t=−∞
qi · g(t − i Tb )
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(3)
formats employing the amplitude modulation of the optical carrier, because of their importance in today’s
optical transmission systems. The generation and transmission characteristics of conventional and novel
modulation formats are presented.
H.-S. Optical
Transmission
Systems
3.2 Optical
signal generation
Systemeigenschaften
SYS/7
Figure 3.1: Principles of optical signal modulation
Bild 7: Übersicht zu möglichen binären Modulationsarten [3]
The signal generation in terms of optical transmission systems can be understood as the modulation of a laser
source with an electrical binary signal. According to this, we are speaking of the optical signal modulation
and modulation formats. The modulated complex electric field is given by:
mit qi ∈ [0, 1] und g(t) die Pulsform, die um ganzzahlige Vielfache der Bitdauer Tb verzögert wird,
→
−
→
−
E L (t) = A0,L (t) · beschreiben:
e L (t) · cos {ωL t + ϕL (t)}
dann lässt sich dieser Vorgang folgendermaßen
(3.1)
 field, ω is the optical angular frequency of the light source,
where A0,L (t) is the amplitude of the optical
L

→
A0the
ϕL is the optical phase and −
e L represents
known as Jones-vector of the signal.
= 0polarization
fürvector
qi = 0,
A =of freedomq
These four parameter are four degrees
employed for the optical signal generation. Each of these

A1 =
2Eb
Tb
(4)
für qi = 1,
wobei Eb die durchschnittliche Energie pro Bit beschreibt. Meist kann man die optische Intensität
53 nicht
so genau schalten, dass der Signalpegel der Nullen genau bei Null liegt. Bei direkt modulierten Lasern
z. B. wird der Nulllevel so gewählt, dass er noch knapp oberhalb des Schwellstroms Ith liegt, damit der
Laser schneller schaltet. Da die beiden Signalpegel dichter bei einander liegen, wird die Unterscheidung
zwischen den beiden Zuständen schwieriger. Ein Maß für den Abstand der beiden Pegel von einander
ist das sog. Extinktionsverhältnis (Extinction Ratio, ER):
ER =
A2
I1
= 12
I0
A0
(5)
Bei Intensitätsmodulation wird i. A. zwischen Non-Return-to-Zero, NRZ- und Return-to-Zero, RZFormaten unterschieden. Bei NRZ bleibt der Signalpegel die gesamte Bitdauer Tb über erhalten und
wird nur umgeschaltet, wenn das darauf folgende Bit einen anderen Wert aufweist. Ansonsten kann der
Signalpegel über mehrere Bitdauern konstant bleiben. Daraus erkennt man, dass beim NRZ-Format
die Taktinformation schnell verloren gehen kann, weil die Synchronisierung zwischen Taktsignal und
Datenstrom nach mehreren Bitdauern sich verringert. Bei RZ-Formaten wird innerhalb der Bitdauer ein optischer Puls geformt, dessen Intensität am Anfang und am Ende der Bitdauer Null ist und
möglichst nach der Hälfte der Bitdauer seinen Maximalwert erreicht. Man unterscheidet verschiedene
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shape enables an increased robustness to fiber nonlinear effects [169],
mode dispersion (PMD) [170]. The small amount of chirp observed i
internal chirp of the CW-pump with a spectral line width of 10 MHz.
channel can be tolerated in a RZ-based WDM system,
H.-S. Optical Transmission Systems perSystemeigenschaften
SYS/8 resulting i
length. The RZ system implementation improves the system receive
possible method for a further improvement of RZ transmission cha
RZ-Formate nach den Pulsdauern. Ein
wichtiger
Parameter
zurtoBeschreibung
Pulsdauer
das
spectral
efficiency
of up
0.4 bit/s/Hzder
is the
use of ist
so-called
”tedon”
for a das
RZVerhältnis
pulse with
a reduced
duty zu
cycle
(τ <0.3)
and a short puls
Tastverhältnis oder Duty Cycle. Es besagt
zwischen
Pulsdauer
Bitdauer.
Je kleiner
is
an
increased
robustness
to
fiber
nonlinearities
caused
das Tastverhältnis ist, desto schmaler sind die Pulse. Da schmale Pulse ein breiteres Spektrum auf-by the fact
the wider
a fast reduction
of the
pulse
weisen als breite Pulse, weisen RZ-Formate
mit ones,
hohemenabling
Tastverhältnis,
also vor allem
RZ-50
% peak
und power. Up
using OTDM-techniques [172]. The reduced pulse width in the tedonRZ-67 % eine besseres spektrale Effizienz auf. Da das NRZ-Format als ein RZ-Format mit 100 %
making this technique less interesting for the implementation in DWD
3.3 Spektren
NRZ-based
modulation formats
Tastverhältnis aufgefasst werden kann,
zeigt es das
schmalste
Spektrum. Die
verschiedener
efficiency
(>0.4
bit/s/Hz).
RZ- und NRZ-Formate sind in Abb. 8 dargestellt. Man erkennt, dass das NRZ-Format ein deutlich
Bild 8: Simulierte optische Spektren für 40 Gb/s NRZ (links) und RZ (rechts) [3]
Figure 3.3: 40 Gb/s NRZ signal: a) optical
spectrum
b) Gb/s
signalRZ
shape
anda)chirp
Figure
3.7: 40
signal:
optical spectrum b)
schmaleres Spektrum aufweist. Es hat ein Leistungsmaximum bei der Trägerfrequenz. Das RZ-Format
In ±40
order
to enable
a dense
channel spacing
RZ-baseddem
DWDM trans
weist zusätzlich noch zwei Maxima bei
GHz
und höheren
Ordnungen
auf. Dasinentspricht
which is proportional to the laser line-width. The edge steepness affects the nonlinear characteristics of
both
at theSignal
transmitter and receiver
sideeinen
would
be Takt
necessary [175]
Taktsignal.
Einetransmission,
Taktrückgewinnung
kannthe
dieses
daraus
neuen
NRZ-based
optical
increasing
impact of herausfiltern
SPM effect, und
which
is directly
proportional
to the
a
better
candidate
than
NRZ
for
long-haul
40
Gb/s
WDM
transmi
generieren.
steepness
of the signal edges (Chapter 2). The steeper the edges the stronger is the generation of new spectral
robustness. Considering the PMD limitations presented in Chapter 2.
components due to the SPM effect, resulting in a spectral broadening of the signal spectrum. The additional
mission length in 40 Gb/s RZ based systems is limited to about 160
interplay
SPM
group velocity dispersion (GVD) transforms SPM-induced phase modulation
3.2 between
Frequenzundand
Phasenmodulation
higher order.
to intensity modulation (PM-IM transformation) giving rise to significant system limitations [150], [151] in
NRZ-based
Bei der transmission
Frequenz- undsystems.
Phasenmodulation ist die Information in der Phase der optischen Welle kodiert.
NRZ Bei
pulses
possess
a
narrow
spectrum
duewährend
to the lower
on-off
transitions
in
NRZ
bit streams. The
3.4.2
Carrier-suppressed
RZ (CSRZ)
modulation
der Phasenmodulation optical
geschieht
das direkt,
die Frequenzmodulation
einer
konstanten
spectral width at -30 dBm power level of a 40 Gb/s NRZ optical spectrum amounts to 60 GHz (Fig. 3.3a).
Phasenvariation entspricht:
Carrier-suppressed
RZ (CSRZ)
is one of ofthegenerated
recently p
The NRZ spectrum is concentrated around
the carrier frequency.
The modulation
compact bandwidth
dϕ(t)
ϕ(t)
=
ωt
+
ϕ
⇒
ω
=
(6)
optical pulses represents an important bitrate
modulation
characteristic,
which
governs
the intensively
impacts of investigated
different
transmission
systems,
which
has been
dt
propagation effect e.g. GVD and inter-symbol
interference
(ISI).The
A reduction
of the
spectral
width improves
[177], [178],
[179], [180].
main target
of this
modulation
format is a
Man erkennt, dass bei einer festen Frequenz ω die Phase nicht konstant ist, sondern linear mit der Zeit
the dispersion tolerance of the modulation
format,
but
on
the
other
hand
it
affects
the
ISI
effects
between
transmission line and an improvement of the spectral efficiency
in hig
wächst.
Man
kann
somit
nicht
die
Phase
direkt
bestimmen,
sondern
immer
nur
relativ
zur
Phase
eines
the pulses. This becomes evident for isolated
between
sequences
of the marks
where
of
it can spaces
be expected
that
the dispersion
tolerance
of the
the energy
transmissio
Referenzsignals,
das bei der
Trägerfrequenz
ω0 liegt.
die
die
Frequenz
der
optischen
neighboring
marks becomes
transformed
in the
time
slot
isolated
space
resulting
in ISI effects
and
modulation
, Da
due
toofTrägerfrequenz
itsthe
reduced
spectral
width
compared
to convention
a reduced
The
spectrum
of
NRZ Laser
pulses
a better realization
[12], [18],
[181]weiteren
verified
partlyalsyields
these
expectations.
Welle transmission
ist, heißt das, quality.
dass man
amnarrow
Empfänger
einen
Lokaloszillator
benötigt, derof a dense
channel
spacing
in
DWDM
systems,
enabling
a
better
utilization
of
the
system
bandwidth
and
makes
generation of CSRZ
pulses
is presented
Fig.
3.8.
TheNRZ
first
bei derselben Wellenlänge strahlt wie The
die Signalwellenlänge,
und das
ankommende
Signalinmit
diesem
pulses more robust to the impacts of chromatic
dispersion,
resulting
in
a
higher
dispersion
tolerance.
A
large
generates a 40 Gb/s NRZ optical signal by external modulation of
Signal phasenvergleichen müsste:
dispersion tolerance can be important in 40 Gb/s WDM systems with large number of channels, because of
a permanent presence of the residual dispersion, whose amount depends on the total system bandwidth and
ϕ = ϕ(t) − ϕr ef (t) = ωt + ϕ − ω0 t = ϕ + t(ω − ω0 )
(7)
the employed transmission fiber types.
3.3.2 Duobinary modulation
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Duobinary modulation can be described
as a– combination
a conventional ASK-based modulation and
phase shift keying (PSK). Depending on the realization, optical duobinary transmission can be understood
as a multilevel transmission with phase encoded bits and a reduced spectral width. Duobinary transmission
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SYS/9
Bekannte Modulationsformate, die Phasen und Frequenzmodulation nutzen, sind z. B. QPSK und
QAM-Formate. Abb. 9 zeigt exemplarisch Konstellationsdiagramme solcher Modulationsformate.
3.2.1 Konstellationsdiagramm
Bei so einem Konstellationsdiagramm werden die Signalzustände in der komplexen Ebene oder getrennt nach I - und Q-Anteil (In-Phase und Quadrature) aufgetragen. Somit lassen sich neben den
Amplitudenpegeln auch die Phasenlagen darstellen. Für solche Übertragungstechniken benötigt man
!(u)
01
11
!(u)
00
10
Bild 9: Konstellationsdiagramm für (D)QPSK
kohärente Empfänger oder Überlagerungsempfänger (s. Abb. 10). Sie sind sehr teuer – wegen des
zusätzlich benötigten Lasers am Empfänger als Lokaloszillator – und werden daher bisher noch nicht
eingesetzt.
3.2.2 Phasenmodulation zur Verbesserung der Übertragungseigenschaften
Jedoch Kombinationen von amplitudenmodulierten Formaten mit zusätzlicher Frequenzmodulation
bzw. Phasenmodulation zeigen verbesserte Übertragungseigenschaften verglichen mit klassischer Amplitudenmodulation wie RZ und NRZ. Zwei bekannte Formate sind Duobinary (DB) und CarrierSuppressed RZ (CS-RZ ). Bei DB wird das Signal wie NRZ moduliert. Es können jedoch zusätzlich die
Phasen 0 und π moduliert werden. Dadurch ergeben sich drei Signale: −1, 0 und 1. Am Empfänger
kann DB wie intensitätsmodulierte Signale empfangen werden. Aus dem optischen Spektrum in Abb.
11 erkennt man, dass DB spektral sehr effizient ist, d. h. sehr wenig optische Bandbreite beansprucht.
Das macht es vorteilhaft bei DWDM-Systemen (dense WDM mit engem Wellenlängenabstand zwischen den Kanälen) und erhöht eine Dispersionstoleranz. CS-RZ ist meist identisch mit RZ-67 %. Es
handelt sich um ein RZ-Format, bei dem zwei auf einander Folgende Bits jeweils entgegengesetztes
Vorzeichen aufweisen. Die Phase des Signals alterniert bitweise zwischen 0 und π. Dadurch ergibt sich
eine Periode für Phasenmodulation von zwei Bitdauern. Die Phasenmodulation erfolgt also bei der hal-
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halbdurchlässiger Spiegel
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Iph
Fotodiode
ωP D = |ω0 − ω1 | ≈ 0
Signal @ ω1
Etrans
Lokaloszillator @ ω0 ≈ ω1
ELO
Bild 10: Prinzip des kohärenten Empfangs.
The spectral width between the two first spectral side-bands amounts
(Fig. 3.6a) a spectral reduction with a factor of 2 occurs. The CSRZ
ben Bitrate. Das erkennt man am Spektrum
(s. Abb.
11 difference
rechts), dasofzwei
Maxima adjacent
bei ±20 GHz,
an optical
phase
π between
bits der
(Fig. 3.9b). T
3.3
NRZ-based
modulation
halben Grundfrequenz aufweist. Der Träger
ist dadurch
unterdrückt,
woher sich
der Name
herleitet. formats
beneficial
for an increased
nonlinear
tolerance
[178].
CS-RZ weist erhöhte Toleranz gegenüber Nichtlinearitäten auf.
Bild 11: Simulierte optische Spektren für 40 Gb/s Duobinary (links) und CS-RZ (rechts) [3]
Figure 3.9: 40 Gb/s CSRZ signal: a) optical spectrum b
Figure 3.5: 40 Gb/s duobinary signal: a) optical spectrum b) signal shape and chirp
3.3 Differentielle Phasenmodulation
Due to the reduced spectral width, CSRZ modulation shows an inc
ance, but on the other hand improves transmission
robustness
of duobinary
based WDM
systems.
Another
it is more robust
to nonlinear
impairments
[177] than
conventional
Um denwould
Lokaloszillator
zu vermeiden,
differentielle
Phasenmodulationsformate
entwickelt
worden,
possibility
be a combination
of sind
duobinary
modulation
with
nonlinearly
robust
modulation
formats
tolerance of CSRZ modulation can be enhanced by the implementati
(e.g. bei
RZ,denen
CSRZ),
which enables
a better
characteristics
duobinary
carrier
suppressed
RZ
die Phasenlage
des Signals
nichtnonlinear
mit
der Phase
Lokaloszillators
verglichen
wird,
son- optimize
[182].
Therein,
the eines
amount
of(e.g.
pre-chirp
has to
be
carefully
(DCS-RZ)
[161],
duobinary
RZ
(DRZ)
[162]),
where
the
generated
pulses
possess
a
duobinary
spectral
charcrosstalk
distortions.
Duemit
toeinander.
an RZ pulse shape
dern mit den vorhergehenden Bit. Manlinear
vergleicht
immerand
nurwaveform
auf einander
folgende Bits
acteristics
and
RZ
pulse
shape.
These
new
duobinary
based
modulation
methods
enable
the [178].
realization
receiver
sensitivity
than
conventional
NRZ
modulation
By theofim
Daher nennt man diese Form der Übertragung auch Selbstüberlagerungsempfang. Damit eine PhasenWDM systems with a dense channel spacing
according
to
a
narrower
optical
spectrum
and
with
an
improved
methods (e.g. asymmetrical filtering) [181], the robustness of CSRZ m
information übertragen werden kann, muss zwischen diesen beiden auf einander folgenden Bits eine
transmission performance due to the use
RZ-basedwhich
signalcan
forms.
Several experimental
[157],
[156]
be ofimproved,
be beneficial
for DWDM works
systems
[183].
By
feste
Phasenbeziehung
bestehen.
Die
Kohärenzzeit
muss
länger
sein
als
die
Bitdauer.
presented methods for implementation filtering
of duobinary
technology
in
40
Gb/s
WDM
systems.
Due
to
its
large
[18] or a polarization multiplexing [12] in 40 Gb/s CSRZ b
Die Information
durch die Veränderung
Phase, beyond
durch
Phasensprünge
kodiert.
Bei (MANs)
binarer [163], in
dispersion
tolerance,wird
the duobinary
modulation
is suitable
for optical
metro area
networks
spectral der
efficiency
0.4 bit/s/Hz
can
be realized.
whichdifferentieller
the component
costs and a signal
generation
realized
in electrical
play
an important
Phasenmodulation
(Differential
[Binary]
Phase-Shift
Keying,domain
D[B]PSK
) werden
Einsen role.
durch Phasensprünge von π, also Vorzeichenwechsel, beschrieben. Nullen werden nicht kodiert, bzw.
Single
side Für
band
(SSB-RZ)
bei Nullen ändert sich die Phasenlage 3.4.3
nicht (s.
Abb. 12).
die RZ
Modulation
mussmodulation
die Bitsequenz am
Sender vorkodiert werden, um den differentiellen Charakter zu erzeugen. Am Empfänger wird das Bit
Single side-band (SSB) modulation is a modulation method well kn
theory. It can be realized by an additional modulation or filtering stag
The basic idea behind SSB modulation is the suppression or isolatio
TU Berlin
– Dr.-Ing.
C.-A.
Bunge
spectrum
because
of its
redundancy for direct detection [184]. There
There are several different techniques for generation of optical SSB-RZ
approach known as vestigial side-band (VSB) modulation [9], [188] u
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Bild 12: Zeitlicher Verlauf der optisches Signals bei D(B)PSK und DQPSK-Modulation [4]
in einem sog. Delay-Line-Interferometer mit dem jeweils vorherigen interferometrisch überlagert, wodurch sich zwei Pulse mit gleicher Phasenlage konstruktiv addieren, zwei Pulse mit entgegengesetzter
Phasenlage sich hingegen auslöschen. Die so erhaltenen amplitudenmodulierten Signale können dann
konventionell empfangen werden. DPSK ist in den letzten Jahren sehr interessant geworden, da man
mit niedrigeren Signalleistungen auskommt, so dass Nichlinearitäten weniger stark auftreten.
3.4 Polarisation
Wie schon bei der Frequenz- und Phasenmodulation wird die Polarisation i. A. nicht moduliert, um
Daten zu kodieren, sondern sie wird meist zusätzlich zu einem OOK-Signal oder differentieller Phasenmodulation aufgebracht, um die Übertragung toleranter gegenüber Nichtlinearitäten zu machen. Wir
werden im Folgenden sehen, dass bei höheren Datenraten benachbarte Bits sich stark überlappen und
sich so über nichtlineare Prozesse gegenseitig beeinflussen. Durch bitweise alternierende Polarisation
kann man diesen Effekt verringern, da nichtlineare Prozesse zwischen Signalen verschiedener Polarisation weniger effizient wirken. In DWDM-Systemen werden benachbarte Wellenlängenkanäle gerne
mit orthogonaler Polarisation betrieben, um hier die nichtlinearen Prozesse zwischen benachbarten
Kanälen zu verringern.
4 Degradationen
Bei der Übertragung kann das optische Signal durch verschiedene Effekte beeinträchtigt werden. Das
sind zum Einen lineare Effekte, die sich wieder umkehren lassen, zum Anderen aber auch nichtlineare
Effekte, die man i. A. vermeiden möchte. Im Folgenden werden die wichtigsten Effekte in hochbitratigen Übertragungssystemen vorgestellt und ihre physikalischen Ursachen genannt. Eine genauere
Betrachtung der Ursachen, Eigenschaften und Möglichkeiten der Vermeidung wird im Kapitel DEG
vorgenommen.
4.1 Dämpfung
Die optische Welle wird bei der Ausbreitung durch die Faser gedämpft, so dass die Signalleistung P (z)
mit zunehmender Übertragungslänge vom Ausgangswert P0 exponentiell abnimmt:
P (z) = P0 · e −αz
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(8)
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Der Parameter α beschreibt dabei den Dämpfungsbelag der Faser bezogen auf die optische Leistung.
Glasfasern weisen im Vergleich zu elektrischen Kabeln sehr niedrige Dämpfung auf. Je nach Wellenlänge
liegen typische Dämpfungsbeläge bei Werten deutlich unter 1 dB/km. Bei Wellenlängen um 1, 55 µm
hat die Glasfaser ihr Dämpfungsminimum (α ≈ 0, 2 dB/km). Dennoch müssen nach 80 km bis 150 km
die Signalpegel durch optische Verstärker wieder angehoben werden. Das sind meist breitbandige
Erbium-dotierte Faserverstärker (Erbium-Doped Fibre Amplifier, EDFA). In ihnen entsteht zusätzliches
Rauschen durch verstärkte spontane Emission (Amplified Spontaneous Emission, ASE ). In optisch
verstärkten Systemen ist ASE-Rauschen i. A. der dominierende Rauscheffekt.
4.2 Dispersion
Chromatische Dispersion beschreibt den Effekt, dass sich in einem Medium Wellen unterschiedlicher
Frequenz bzw. Wellenlänge mit unterschiedlicher Gruppengeschwindigkeit ausbreiten. Während die
Trägerwelle im Idealfall nur aus einer Frequenzkomponente besteht, weist jedes modulierte Signal
eine gewisse spektrale Breite auf. Je breiter das Spektrum ist, desto größer ist der Frequenzabstand
einzelner Signalanteile. Die Dispersion, die in Fasern mit D oder auch β2 = −D · λ2 /(2πc0 ) definiert
wird, beschreibt in linearer Näherung den Zusammenhang zwischen Gruppenlaufzeitdifferenz ∆τ und
Wellenlängenabstand ∆λ (s. auch Kapitel GRU und ÜB):
D=
dτ
⇒ ∆τ ≈ D · ∆λ
dλ
(9)
Für kleine Dispersionswerte muss evtl. noch die Änderung der Dispersion über die Wellenlänge im Form
der Slope (S = dD/dλ) mit berücksichtigt werden.
4.3 Nichtlinearitäten
In Glasfasern können auch nichtlineare Effekte auftreten. Der wichtigste, also am meisten auftretende,
Effekt für die optische Nachrichtentechnik ist die (schwache) Abhängigkeit der Brechzahl von der
Intensität. Dieses Verhalten wird durch den Kerr-Effekt ausgelöst, der den Zusammenhang zwischen
dem zusätzlichen Anstieg der Brechzahl und der optischen Leistung beschreibt:
n0 = n + n̄2
P
,
Aef f
(10)
wobei n0 den veränderten Brechungsindex beschreibt, n̄2 den nichtlinearen Brechzahlkoeffizienten (typ.
n̄2 ≈ 3 × 10−20 m2 /W in SiO2 -Gläsern), P die optische Leistung und Aef f die effektive Fläche.
Das Verhältnis aus Leistung und effektiver Fläche beschreibt eine Art nichtlineare Leistungsdichte,
je größer die effektive Fläche einer Faser ist, desto geringer sind ihre nichtlinearen Eigenschaften.
Eine Änderung des Brechungsindex hat eine Variation der Ausbreitungskonstante β zur Folge, weshalb
mittelbar die Phase des Signals variiert, die proportional zu ϕ ∝ βL ansteigt. Daher beschreibt man
die Brechzahländerung auch häufig über den Nichtlinearitätskoeffizienten γ̄ = k0 n̄2 /Aef f :
β 0 = β + γ̄P
(11)
Ein typischer Wert ist γ̄ ≈ 2 W−1 km−1 . Durch die optische Leistung erhöht sich somit die Ausbrei-
tungskonstante und somit die Phase der Welle proportional zur Leistung und γ̄. Wie oben gezeigt, ist
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die zusätzliche nichtlineare Phasenverschiebung folgendermaßen zu beschreiben:
ϕNL =
ZL
0
0
(β − β) dz =
ZL
γ̄P (z) dz = γ̄Pin Lef f
(12)
0
Hier entspricht Lef f der effektiven Länge der Faser. Sie beschreibt die Länge, die eine Faser ohne
Dämpfung haben muss, um die gleiche nichtlineare Phasenverschiebung zu verursachen:
Lef f =
ZL
e −αz dz =
0
1
1 − e −αL
≈
α
α
(13)
Man kann sich grob vorstellen, dass die Nichtilnearitäten in erster Linie in dieser Länge Lef f auftreten,
danach ist die Leistung so stark abgeklungen, dass sich die Faser linear verhält. Eine weiter charakteristische Länge ist die sog. nichtlineare Länge LNL = 1/(Pin γ̄). Diese Länge besagt, wie weit die Welle
sich ausbreiten muss, um eine nichtlineare Phasenverschiebung von 1 r ad zu erhalten. Das Verhältnis
aus effektiver und nichtlinearer Länge Lef f /LNL beschreibt die Stärke der Nichtlinearitäten in einer
Faser:
ϕNL =
γ̄Pin
Lef f
≈
LNL
α
(14)
Da nach jedem Verstärker der Signalpegel wieder angehoben ist, ergeben sich pro Verstärkersektion
jeweils zusätzliche nichtlineare Phasendrehungen. Aus diesem Grund ist gerade bei langen Systemen
und bei hohen Leistungen die Einfluss von Nichtlinearitäten am größten.
4.3.1 Inter-Kanal-Effekte
Der Kerr-Effekt kann in verschiedenen Arten in Systemen auftreten. Dabei handelt es sich immer um
denselben Effekt, die phänomenologischen Auswirkungen unterscheiden sich jedoch, so dass man im
allgemeinen Sprachgebrauch verschiedene Effekte unterscheidet. In WDM-Systemen werden verschiedene Kanäle parallel bei unterschiedlichen Wellenlängen über dieselbe Faser gesendet. Dabei addieren
sich die Felder der einzelnen Kanäle und bewirken dadurch Variationen der Brechzahl. Wenn man die
Beeinflussungen mehrerer Wellenlängenkanäle unter einander beschreiben will, bezeichnet man diese
als Inter-Kanal-Effekte.
1. Selbstphasenmodulation, SPM: Die Intensität des Wellenlängenkanals beeinflusst den Brechungsindex und somit seine eigene Phase. Dieser Effekt tritt also auch dann auf, wenn nur Signale
einer Wellenlänge übertragen werden.
2. Kreuzphasenmodulation, XPM: Bei XPM beeinflusst die zusätzliche Intensität eines Nachbarkanals die Phase des Übertragungskanals. Die entsteht immer dann, wenn in beiden Kanälen
zur selben Zeit am selben Ort ein optischer Puls vorliegt. Da die Kanäle auf unterschiedlichen
Wellenlängen liegen, sind ihre Ausbreitungsgeschwindigkeiten verschieden (bei D 6= 0). Die Pulse sind je nach Zeitpunkt zeitlich zu einander versetzt. Man spricht von Walk-Off. Immer wenn
sich zwei Pulse gegenseitig überholen, addieren sich für eine gewisse Dauer die Intensitäten der
beiden Pulse, wodurch ein zusätzlicher Phasenversatz entsteht.
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3. Vierwellenmischung, FWM: Durch das nichtlineare Verhalten wirkt die Faser wie ein Mischer.
Wenn drei Wellen mit den Trägerfrequenzen ω1 , ω2 und ω3 sich gleichzeitig in der Faser ausbreiten, entstehen durch diesen Mischer-Effekt neue Wellen mit den Frequenzen ω4 = ω1 ± ω2 ± ω3 .
Die Wellen, bei denen die beste Phasenübereinstimmung herrscht, können sich aufbauen, da sie
sich kohärent addieren. Ist keine konstante Phasenbeziehung vorhanden, kann ich die Welle nicht
verstärken. In WDM-Systemen ist das insbesondere die Welle mit Frequenz ω4 = ω1 + ω2 − ω3 ,
da diese Frequenz dicht bei den anderen liegt. Gute Phasenübereinstimmung tritt bei Dispersion
nahe Null auf. Aus diesem Grund werden Fasern selten Fasern mit verschwindender Dispersion
zur Übertragung von WDM-Signalen verwendet.
Bild 13: Selbstphasen- und Kreuzphasenmodulation (links), Vierwellenmischung (rechts)
4.3.2 Intra-Kanal-Effekte
Die oben vorgestellten nichtlinearen Effekte treten in WDM-Systemen mit verschiedenen Wellenlängen
auf. Aber auch innerhalb eines Wellenlängenkanals können Nichtlinearitäten auftreten, dabei handelt
es sich um Spezialfälle der Selbstphasenmodulation: Wenn die Datenraten genügend hoch sind (meist
schon ab 40 Gb/s) oder die Dispersion der Faser entsprechend hoch, tritt starke Pulsverbreiterung
entlang der Faser auf. Die Pulse werden dann so breit, dass sie in benachbarte und sogar viele weitere
Bitsots hineinreichen. Die momentane optische Leistung innerhalb eines Bitslots wird dann nicht mehr
ausschließlich durch das entsprechende Bit, sondern zusätzlich durch benachbarte Bits, die in diesen
Bitslot hineinragen, beeinflusst. Die Bits überlagern sich teilweise. Dadurch entstehen nichtlineare
Effekte zwischen benachbarten Bits, die eigentlich zu verschiedenen Zeiten gesendet wurden. Auch
hier unterscheidet man zwischen drei Effekten:
1. Intrakanal-SPM oder Intra-Bit-SPM (I-SPM): Streng genommen handelt es sich hierbei um
denselben Effekt wie SPM, jedoch beeinflusst die momentane optische Intensität innerhalb des
Bits seine eigene Phasenlage. Dieser Effekt würde auch auftreten, wenn man nur einen einzelnen
Puls senden würde.
2. Intrakanal-XPM (I-XPM): Hierbei verbreitert sich der optische Puls so weit, dass er in den
benachbarten Bitslot hineinragt und sich so die beiden Intensitäten addieren. Die zusätzliche
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nichtlineare Phasendrehung durch die zusätzliche Intensität in den Ausläufern des Bits nennt
man I-XPM.
3. Intrakanal-FWM (I-FWM): Bei diesem Effekt handelt es sich um eine Vierwellenmischung im
Zeitbereich. Es überlagern sich viele, stark verbreiterte Pulse. Die Felder addieren sich z. T.
kohärent, so dass es teilweise zu Erhöhung der Leistung, teilweise zu Auslöschung kommt. Wenn
diese Pulse nach der Dispersionskompensation wieder ihre ursprüngliche Pulsbreite haben, können
in den Bitslots, in denen keine optische Pulse waren, sog. Geisterpulse entstehen. Da diese
Geisterpulse den Nullpegel anheben, verringern sie das Extinktionsverhältnis und beeintröchtigen
damit die Übertragungsqualität erheblich.
Bild 14: Intrakanal-Kreuzphasenmodulation und Entstehung von Geisterpulsen durch Intra-KanalVierwelllenmischung
4.4 Polarisationsmodendispersion
In Einmodenfasern werden streng genommen zwei Moden geführt. Der Grundmode breitet sich in zwei
Polarisationen aus. in einer ideal runden Faser mit rotationssymmetrischer Brechzahlverteilung verhalten sich beide Moden exakt gleich. In realen Systemen sind die Fasern vergraben, so dass mechanischer
Stress auf sie einwirkt, sie gebogen sind, und normalerweise gibt es Herstellungstoleranzen, so dass die
Faser einen leicht elliptischen Querschnitt aufweisen. Die Fasern sind dann doppelbrechend. Beide Polarisationen verhalten sich unterschiedlich, weisen verschiedene Ausbreitungskonstanten auf und breiten
sich vor allem mit unterschiedlicher Geschwindigkeit aus. Da man die Signalleistung i. A. auf beide
Moden aufteilt, breiten sich die Signalanteile mit unterschiedlicher Geschwindigkeit aus und erreichen
den Empfänger zu unterschiedlichen Zeiten. Es entsteht eine Pulsverbreiterung durch Polarisationsmodendispersion (PMD). Den speziellen Effekt, dass sich die beiden Polarisationen mit verschiedener
Gruppengeschwindigkeit ausbreiten nennt man Differential Group Delay oder DGD. Zusätzlich dazu
gibt es PMD höherer Ordnung.
5 Systemdesign
Die oben kurz vorgestellten Effekte beeinträchtigen die Übertragung in optischen Systemen. Jeder einzelne Effekte begrenzt entweder die maximal mögliche Bitrate oder die Übertragungslänge. Alle Effekte für sich betrachtet geben einen gewissen Überblick, wie das Übertragungssystem ausgelegt werden
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muss, um den Anforderungen entsprechend zu funktionieren. In diesem Abschnitt sollen kurz wichtige Systemaspekte angesprochen werden, die man zur Planung einer Übertragungsstrecke benötigt.
Ausgehend von Grundannahmen über die erforderliche Bitrate und Systemlänge müssen verschiedene
Einzelaspekte berücksichtigt werden.
5.1 Leistungsbudget
Das Leistungsbudget ist ein sehr wichtiger und zentraler Systemaspekt bei der Auslegung von Übertragungsstrecken. Man muss sicherstellen, dass immer genug Leistung am Empfänger ankommt, damit
man zuverlässig die gesendeten Daten empfangen kann. Je mehr Leistung am Empfänger ankommt,
desto besser hebt sich das Signal vom Rauschuntergrund ab, und die Detektion wird sicherer und
zuverlässiger. Daher geht man normalerweise von der minimal notwendigen Empfangsleistung P̄r ec für
die entsprechende Bitrate, Signalqualität und Rauschen aus. Dazu müssen die im System auftretenden Dämpfungen und Verluste CL addiert werden, weil diese die optische Leistung abschwächen. Diese
Verluste errechnen sich aus Faserdämpfung αL, Verluste an Steckern αcon und an Splices αsplice :
CL = αL + αcon + αsplice
(15)
Die minimale Sendeleistung ergibt sich dann als Summe aus P̄r ec , den Verlusten CL und einer SystemReserve oder Margin MS , die einen zusätzliche Puffer darstellt und so Schwankungen in den Systemeigenschaften, Alterung und Ungenauigkeiten abdeckt.
P̄tr = P̄r ec + CL + MS
(16)
Die Leistungen in dieser Gleichungen sind in dBm (0 dBm entspricht 1 mW) anzugeben, so dass man
Verluste und Leistungen einfach addieren kann, anstatt sie eigentlich zu multiplizieren.
5.2 Bitfehlerrate
Die Bitfehlerrate (BER) ist ein wichtiger Parameter, der die Übertragungsqualität beschreibt. Wie der
Name schon sagt, beschreibt die BER das Verhältnis aus fehlerhaft übertragenen Bits zur Gesamtanzahl der Bits:
BER =
NF ehler
Nges
(17)
Die bei einer rauschfreien, vollständig deterministischen Übertragung wäre die Bitfehlerrate entweder
Null oder nahe Eins. Man könnte bei jeder Bitsequenz voraussagen, ob diese korrekt empfangen würde.
Erst bei zusätzlichem Rauschen wird die Angabe der Bitfehlerrate wichtig. Da die Signalpegel bei
Rauschen zufällig schwanken, müssen die Signalpegel von Null und Eins möglichst weit auseinander
liegen, damit möglichst viele Bits korrekt empfangen werden. Die Bitfehlerrate hängt also sowohl
von der Modulation und der Übertragungsqualität als auch vom Rauschpegel ab. Übliche geforderte
Bitfehlerraten liegen im Bereich von 10−9 bis 10−12 .
5.3 Signal-zu-Rausch-Verhältnis
Wie oben beschrieben beeinflusst das Rauschen die Bitfehlerrate eines Übertragungssystems. Je geringer die Bitfehlerrate sein soll, desto geringer sollte auch das Rauschen im System sein. Normalerweise
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tritt Rauschen in verschiedenen Teilen des Übertragungssystems auf. Der Laser rauscht (z. B. RIN, s.
Skript zu Einführung in die optische Nachrichtentechnik), optische Verstärker (z. B. EDFAs) und auch
der Empfänger rauschen. Ein Maßfür den Anteil des Rauschens am Gesamtsignal gibt das Signal-zuRausch-Verhältnis (Signal-to-Nose Ratio, SNR):
SNR =
PSignal
PRauschen
(18)
Da der Entscheider, der entscheidet, ob ein Signalpegel als Eins oder als Null interpretiert werden
soll, nach der Fotodiode elektrische Signale erhält, ist das SNR i. A. die elektrische Signalleistung relativ zu elektrischen Rauschleistung. In optisch verstärkten Systemen ist jedoch der Hauptrauschanteil
verstärkte spontane Emission (ASE). In diesem Falle bestimmt das optische Rauschen die Übertragungsqualität des Systems. Daher wird in optischen hochgeschwindigkeitsnetzen, die in der Regel
immer optisch verstärkt sind, das optische SNR (OSNR) angegeben:
OSNR =
PSignal
PSignal
=
PASE
SASE · ∆ν
(19)
Da man das ASE-Rauschen als weißes Rauschen mit Rauschleistungsdichte SASE annehmen kann,
ist die Rauschleistung PASE = SASE · ∆ν linear proportional zur empfangenen optischen Bandbreite.
Man ist daher bestrebt, die Bandbreite möglichst klein zu halten und benutzt optische Filter vor dem
Empfänger, um die Bandbreite und somit die Rauschleistung zu reduzieren. Häufig wird das OSNR
auf eine optische Bandbreite bezogen (oft 0, 1 nm):
OSNR0,1 nm =
PSignal
SASE · 0, 1 nm
(20)
5.4 Empfängerempfindlichkeit
Die Empfängerempfindlichkeit P̄r ec beschreibt die minimal nötige, durchschnittliche Empfangsleistung,
um ein Signal mit einer bestimmten Bitfehlerrate zu detektieren. Die absolute untere Grenze der Emfängerempfindlichkeit stellt das Quantenlimit dar. Das beschreibt die minimal Empfangsleistung bei
einem idealen Empfänger, der kein eigenes Rauschen aufweist, sondern nur vom Quantenrauschen begrenzt (s. Kap. EO) wird. Das Quantenrauschen fordert eine minimale Anzahl von Photonen pro Bit,
so dass die Empfängerempfindlichkeit für höhere Bitraten automatisch schlechter wird, da mehr Bits
pro Sekunde empfangen werden. Bei einer Verdopplung der Bitrate verschlechtert sich die Empfängerempfindlichkeit i. A. um 3 dB. Die Empfängerempfindlichkeit wird meistens dann angegeben, wenn
sehr geringe Signalpegel am Empfänger erwartet werden und das elektrische Rauschen im Empfänger (thermisches Rauschen und Schrotrauschen) einen entscheidenden Beitrag zum Gesamtrauschen
darstellt.
Literatur
[1] H. W. et. al., “Single channel 1.28 tbit/s and 2.56 tbit/s dqpsk transmission,” in Proceedings
ECOC 2005, pp. Post–Deadline Paper, 2005.
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[2] S. L. Jansen, S. Spälter, G.-D. Khoe, H. de Waardt, H. E. Escobar, L. Marshall, and M. Sher,
“16×40 Gb/s Over 800 km of SSMF Using Mid-Link Spectral Inversion,” IEEE Photon. Techl.
Lett. 16, p. 7, 2004.
[3] A. Hodzic, Investigations of high bit rate optical transmission systems employing a channel data
rate of 40 Gb/s. PhD thesis, Technische Universität Berlin, 2004.
[4] http://en.wikipedia.org.
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