Praktikum Digitaltechnik 2 Transistor als Schalter (V1.1) Gruppe

Praktikum Digitaltechnik
2 Transistor als Schalter (V1.1)
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Dioden und Transistoren als Schalter 1. Allgemeines zu Schaltern Verknüpfungsschaltungen sind Digitalschaltungen, die Schaltfunktionen ausführen. Es gibt mechanische,
pneumatische, hydraulische, magnetische, elektrische, und elektronische Verknüpfungsschaltungen. In
diesem Praktikumsversuch werden nur die elektronischen Digitalschaltungen behandelt, in denen neben
Widerständen und Kondensatoren Dioden und Transistoren die Schaltfunktionen verwirklichen. Die Dioden
und Transistoren arbeiten in den Digitalschaltungen als Schalter.
2. Eigenschaften eines Schalters Ein Schalter ist ein Bauelement, dessen Widerstand zwei extreme Zustände annehmen kann. Bei
geschlossenem Schalter ist er sehr klein, bei offenem Schalter sehr groß. In der am häufigsten vorkommenden
Schaltung (Abb. 1) liegt in Reihe zum Schalter ein Verbraucher der als Lastwiderstand R1 mit dem Wert RL,
der je nach Stellung des Schalters entweder stromduchflossen oder stromlos ist. In Abb. 1 ist ein idealer
Schalter dargestellt. Im offenen Zustand ist der Widerstand unendlich groß; es fließt kein Strom, an RL
entsteht kein Spannungsabfall, die volle Spannung liegt am Schalter. Der Punkt A liegt auf +US. Im
geschlossenen Zustand ist der Widerstand des Schalters Null. Der Strom wird nur durch den Lastwiderstand
mit dem Wert RL begrenzt; die gesamte Spannung fällt am Verbraucher ab. Der Punkt A liegt auf 0 V.
Abb2.
Die wirklichen Schalter haben weder einen unendlich großen Sperrwiderstand, noch ist ihr Durchlasswiderstand null. Abb. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für einen Schalter. Der kleine Reihenwiderstand mit
dem Wert Rr bildet den Durchlasswiderstand nach, der hochohmige Parallelwiderstand mit dem Wert Rp den
Sperrwiderstand. Der Strom durch den offenen Schalter ist nicht mehr Null, sondern gleich dem kleinen
Sperrstrom.
Bei geschlossenem Schalter ruft der Strom auch am Durchlasswiderstand einen Spannungsabfall hervor, es
liegt also nicht mehr ganz die volle Spannung am Lastwiderstand. Diese Verhältnisse sind im Kennlinienfeld
in Abb.3 dargestellt.
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Der Sperrwiderstand beträgt einige Megaohm bei Germanium- und bis zu einigen Gigaohm bei Siliziumdioden.
Bei geschlossenem Schalter entspricht die Schaltung in Abb. 2 einer Reihenschaltung aus Rr und RL. (Der
parallel zu Rr liegende Widerstand Rp kann vernachlässigt werden, weil er sehr viel größer als Rr ist.) Die
Widerstandsgeraden für Rr und RL schneiden sich im Arbeitspunkt A1. Die Kennlinie zeigt, dass der
fließende Strom etwas kleiner ist als der Strom US/RL, der beim idealen Schalter mit Rr = 0 fließen würde.
Am Schalter entsteht ein kleiner Spannungsabfall. Bei offenen Schalter liegt eine Reihenschaltung aus Rp und
RL vor; es ergibt sich der Arbeitspunkt A2. Es fließt noch ein kleiner Sperrstrom. Die Spannung am Schalter
ist um den Spannungsabfall, den der Sperrstrom am Lastwiderstand hervorruft, kleiner als die
Speisespannung US.
Damit ein Schalter seine Funktion erfüllen kann, muss sein Durchlasswiderstand klein und sein
Sperrwiderstand groß gegenüber dem Lastwiderstand sein. Im Gegensatz zum idealen Schalter entsteht im
wirklichen Schalter sowohl im offenen als auch im geschlossenen Zustand eine Verlustleistung. Durchlassund Sperrwiderstand kennzeichnen das statische Verhalten eines Schalters, also seine Eigenschaften in den
beiden möglichen Zuständen. Ein weiteres wichtiges Kennzeichen für einen Schalter ist die Schaltzeit. Sie
ergibt sich aus dem Übergangsverhalten des Schalters vom Sperr- in den Leitzustand und umgekehrt, dem
sogenannten dynamischen Verhalten.
2.1. Dynamisches Verhalten eines Schalters
In Abb. 4 ist das allgemeine Übergangsverhalten eines Schalters für den Fall dargestellt, dass sich die
Eingangsgröße am Steuerkreis des Schalters sprunghaft ändert. Die Einschaltzeit tein setzt sich aus der
Verzögerungszeit td und der Anstiegszeit tr zusammen. Bei einem Relais z.B. entspricht die Zeit für die
Ankerbewegung der Verzögerungszeit td, die Zeit für den Stromanstieg nach Schließen des Kontaktes der
Anstiegszeit tr. Zur Ausschaltzeit taus tragen die Speicherzeit ts und die Abfallzeit tf bei. Beim Relais ist die
Speicherzeit ts die Zeit vom Öffnen des Relaisstromkreises bis zum Abfall des Relais, die Abfallzeit tf die
Zeit für das Absinken des Stroms nach Öffnen des Relaiskontakts. Anstiegs- und Abfallzeit entstehen durch
die Schaltungs- und Kontaktkapazitäten.
Die höchste Frequenz, mit der ein Schalter betätigt werden kann, muss eine Periodendauer haben, die
mindestens ebenso groß wie die Summe aus Einschalt- und Ausschaltzeit ist. Für die maximale
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Schaltfrequenz gilt daher: f max ≤
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(tein + taus)
2.2. Schaltleistung eines Schalters
Neben dem Durchlass-, dem Sperrwiderstand und der Schaltzeit interessiert bei Schaltern noch die
Schaltleistung. Das ist die Leistung, die der Verbraucher bei geschlossenem Schalter aufnimmt. Sie lässt sich
aus dem Produkt folgender zweier Komponenten berechnen:
•
Spannung am offenen Schalter,
•
Strom durch den geschlossenen Schalter.
Als Grenzwert wird für Schalter die maximale Schaltleistung angegeben, ergänzt durch die Werte für die
maximale Schaltspannung und den maximalen Schaltstrom. Außerdem wird im Folgenden noch das
Verhalten von Transistorschaltern bei induktiver und kapazitiver Last betrachtet.
3. Diode als Schalter Die Diode ist ein Schalter, der durch die Richtung der angelegten Spannung gesteuert wird. Im Gegensatz
zum Relais besteht hier keine Trennung zwischen steuerndem Stromkreis und gesteuertem Stromkreis. Abb.
5 zeigt das Schaltbild für eine Diode als Schalter, Abb. 6 die sich einstellenden Arbeitspunkte im
Kennlinienfeld. Bei geschlossenem Schalter, also bei in Durchlassrichtung vorgespannter Diode V1
(Arbeitspunkt A1), liegt der größte Teil der Speisespannung am Verbraucher R1; es fließt ein großer Strom.
Der Durchlasswiderstand UF/IF beträgt unter der Voraussetzung, dass der Arbeitspunkt A1 auf dem steilen
Ast der Kennlinie liegt, je nach verwendeter Diode und fließendem Strom einige Milliohm bis ca. 100 Ohm.
Mit steigendem Strom nimmt der Durchlasswiderstand ab (s. Arbeitspunkt A'1). Wenn bei steigendem Strom
durch ein Bauelement sein Widerstand abnimmt, so bleibt der Spannungsabfall am Bauelement (I*R),
annähernd konstant. Bei Dioden in Durchlassrichtung rechnet man daher meist nicht mit dem
Durchlasswiderstand, sondern mit dem Spannungsabfall an den Dioden, der insbesondere bei Siliziumdioden
sehr konstant ist und hier bei kleinen Strömen ca. 0,7 V beträgt, bei großen Strömen aber teilweise bis zu 2 V
ansteigt. (Auch bei mechanischen Kontakten nimmt mit steigendem Strom der Übergangswiderstand ab.)
Bei offenem Schalter, also in Sperrrichtung vorgespannter Diode, stellt sich der Arbeitspunkt A2 ein (Abb.
6). Es fließt nur der sehr kleine, allerdings stark temperaturabhängige Sperrstrom. Die gesamte Spannung fällt
praktisch an der Diode ab.
Der Sperrwiderstand beträgt einige Megaohm bei Germanium- und bis zu einigen Gigaohm bei Siliziumdioden.
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3.1. Dynamisches Verhalten einer Diode
Das dynamische Verhalten einer Diode zeigt Abb.7. Während der Einschaltzeit tein, die sehr kurz ist, werden
die Ladungsträger durch die Durchlassspannung in die Sperrschicht und die Schicht mit entgegengesetzter
Leitfähigkeit gedrückt. Wird die Speisespannung umgepolt, so fließt kurzzeitig ein großer Strom in Sperrrichtung. Dabei fließen die Ladungsträger, die in der Sperrschicht und in der Schicht entgegengesetzter
Leitfähigkeit noch nicht rekombinieren konnten, wieder ab. Die Zeit vom Umpolen der Speisespannung bis
zum Absinken des Sperrstroms auf 10 % seines Anfangswertes wird Rückwertserholungszeit, Ausräumzeit
oder Sperrverzögerungszeit trr (reverse recovery time) genannt. Sie liegt je nach Diode und äußere
Beschaltung zwischen einigen Nano- und einigen Mikrosekunden und entspricht der Ausschaltzeit taus der
Diode, die wesentlich größer als die Einschaltzeit tein ist.
Eine Diode kann nicht nur durch die Polarität der angelegten Spannung, sondern auch durch die Größe der
angelegten Spannung in Durchlassrichtung geschaltet werden. Ist die angelegte Spannung größer als die
Schleusenspannung, so ist die Diode leitend, der Schalter geschlossen. Bei Spannungen in Durchlassrichtung
unterhalb der Schleusenspannung sperrt die Diode.
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4. Transistor als statischer Schalter Wird ein Transistor als Schalter betrieben, so ist die Kollektor-Emitter-Strecke der Kontaktkreis, die
Basis-Emitter-Strecke der Steuerkreis. Wegen des gemeinsamen Emitteranschlusses und der gemeinsamen
Basis-Emitter-Diode sind Steuer- und Schaltkreis beim Transistor nicht galvanisch getrennt. Dem
geschossenen Schalter entspricht der vollständig leitende Transistor, dem offenen Schalter der gesperrte
Transistor.
Abb.8 zeigt eine einfache Schaltung für einen Transistor als Schalter, Abb.9 die beiden Arbeitspunkte im
Ausgangskennlinienfeld. Beim gesperrten Transistor stellt sich der Arbeitspunkt A2 ein, es fließt nur noch
der Kollektorstrom ICR. Am Transistor fällt fast die volle Speisespannung ab; die Kollektor-Emitter-Spannung
ist nur um den kleinen Spannungsabfall, den der Kollektorrestrom am Kollektorwiderstand R3 (RC)
hervorruft, kleiner als die Speisespannung US.
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Der Kollektorreststrom und damit der Sperrwiderstand sind stark von der Beschaltung des Transistors
abhängig.
Sperrt man, wie bei Transistorschaltern üblich, den Transistor in Abb. 8 durch Anlegen des Emitterpotentials
(0V) an den Eingang, so sind Basis und Emitter über die Parallelschaltung der beiden Widerstände des
Eingangsspannungsteilers miteinander verbunden. Es fließt also der Kollektorreststrom ICER. Er ist umso
kleiner und damit der Sperrwiderstand umso größer, je kleiner die Widerstände des Eingangsspannungsteilers
sind. Die Widerstände dürfen aber nicht beliebig verkleinert werden, weil dann das steuernde Schaltglied zu
stark belastet wird.
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4.1. Verwendung einer negativen Hilfsspannung
Um den Ruhestrom klein zu halten, arbeitet man daher oft mit einer Hilfspannung UH, die beim Sperren des
Transistors die Basis-Emitter-Diode in Sperrrichtung vorspannt. Dann fließt nur der kleine Reststrom ICEV.
Abb.10a zeigt die Verhältnisse bei 0V am Eingang (gesperrter Transistor) und Abb.10b bei +12V am
Eingang (leitender Transistor). Die eingetragenen Strom- und Spannungswerte gelten bei Verwendung des
Schalttransistors BSY 21, sie sind bei anderen Transistoren kaum anders.
Die Schaltung zeigt, dass der Spannungsteiler so dimensioniert sein muss, dass bei +12 V am Eingang an der
Basis gerade die erforderliche positive Basis-Emitter-Spannung entsteht. Bei 0V am Eingang ist die BasisEmitter-Diode mit 4,3V in Sperrrichtung vorgespannt.
4.2. Betrieb des Transistors im Übersteuerungsbereich
Bei leitendem Transistor stellt sich im Ausgangskennlinienfeld der Arbeitspunkt A1 (Abb.9) ein. Am
Transistor fällt nur noch die kleine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung UCEsat ab. Sie liegt je nach
verwendetem Transistor und der Beschaltung zwischen 0,05 und 1 V. Abb.11 zeigt vergrößert den Ausschnitt
aus einem Ausgangskennlinienfeld für kleine Kollektor-Emitter-Spannungen; es enthält ein Stück der
Widerstandsgeraden für US=12 V und RC=100 Ohm. Außerdem ist gestrichelt die Linie für UCB=0
eingezeichnet. Der Bereich links dieser Linie wird Übersteuerungsbereich genannt. Hier ist neben der BasisEmitter-Diode auch die Basis-Kollektor-Diode in Durchlassrichtung vorgespannt.
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Wie aus Abb.11 zu entnehmen ist, sinkt mit steigender Übersteuerung die Kollektor-EmitterSättigungsspannung und damit natürlich auch der Durchlasswiderstand. An der Grenze zum
Übersteuerungsbereich (IB0= 2,5 mA) beträgt sie 0,8 V, bei starker Übersteuerung (IB1= 7 mA) nur noch 0,3
V. Die Größe der Übersteuerung wird durch den Übersteuerungsfaktor ü angegeben. Der
Übersteuerungsfaktor ist das Verhältnis aus dem Basisstrom IB1, der im Arbeitspunkt A1 fließt und dem
Basisstrom IB0, der den Transistor gerade bis zur Übersteuerungsgrenze (UCB=0) aufsteuert:
ü=
I B1
I B0
Für die Werte in Abb11 gilt: ü =
7mA
= 2,8
2,5mA
Bei Verwendung anderer Transistoren und bei Änderung von US, RC und des Basisspannungsteilers ändern
sich diese Werte natürlich entsprechend. Obwohl der Durchlasswiderstand mit steigender Übersteuerung
kleiner wird, ist die Übersteuerung nicht immer anzustreben, weil sie die Ausschaltzeit des Transistors stark
erhöht.
4.3. Dynamisches Transistorverhalten
Abb.12 zeigt den Verlauf des Basis- und des Kollektorstroms beim Ein- und Ausschalten des Transistors. Die
Zahlenwerte beziehen sich auf die Schaltung aus Abb.10. Die Einschaltzeit tein setzt sich, wie in Abschnitt
2.1 beschrieben, aus der Verzögerungszeit td und der Anstiegszeit tr zusammen.
Die Verzögerungszeit ist beim Transistor sehr klein. Sie ist die Zeit, die die ersten Ladungsträger benötigen,
um beim Auftreten der Durchlassspannung vom Emitter in die Basis zu gelangen und um durch die Basis zur
Kollektorsperrschicht zu diffundieren. Sie hängt hauptsächlich von den Transistorkapazitäten und dem
Gesamtwiderstand der Basisbeschaltung ab. Sie sinkt geringfügig mit steigender Übersteuerung ü.
Die Anstiegszeit, also die Zeit für den Anstieg des Kollektorstroms von 10% auf 90% seines Endwertes, ist
von den Transistorkapazitäten, dem Kollektorwiderstand Rc und vor allem dem Übersteuerung ü abhängig.
Sie nimmt mit steigenden Werten für ü stark ab.
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Beim Ausschalten des Transistors fließt in Sperrrichtung anfangs der betragsmäßig große Basisstrom IB2 (wie
bei einer Diode). Er zieht die Ladungsträger aus der Basis ab. Das Verhältnis dieses kurzzeitigen Sperrstroms
IB2 zum Basisstrom IB0 bezeichnet man analog zum Übersteuerungsfaktor als Ausräumungsfaktor a:
a=
I B2
I B0
Die Größe des Ausräumfaktors a beeinflusst stark die Ausschaltzeit taus des Transistors, die aus der
Speicherzeit ts und der Abfallzeit tf besteht.
Die Speicherzeit hat den größten Anteil an den Transistorschaltzeiten. In dieser Zeit werden Ladungsträger
aus der übersättigten Basis abgezogen, ohne dass sich der Kollektorstrom merklich ändert. Sie hängt außer
von den Transistorwerten von dem Übersteuerungsfaktor und dem Ausräumfaktor ab. Die Speicherzeit steigt
stark an mit steigenden Werten von ü und nimmt stark ab mit steigenden Werten für a.
Während der Abfallzeit fällt der Kollektorstrom von 90% auf 10% seines Höchstwertes ab. Sie wird von den
Transistor- und Schaltkapazitäten, dem Kollektorwiderstand RC und dem Ausräumfaktor beeinflusst und ist
abhängig vom Übersteuerungsfaktor. Je größer a ist, desto schneller nimmt der Kollektorstrom ab, desto
kleiner ist die Abfallzeit.
Eine Schaltung, die sowohl Einschalt- als auch Ausschaltzeit verkürzt, ist in ihrer Wirkungsweise in Abb.13a
und b dargestellt. Dabei wird von der Schaltung und den Werten der Abb.10a und b ausgegangen; parallel
zum Widerstand R2 liegt der Beschleunigungskondensator C1 (auch als Speedup-Kondensator
bezeichnet) mit der Kapazität CK, der die Schaltverkürzung bewirkt. Der Beschleunigungskondensator sorgt
im Einschaltmoment für einen großen Übersteuerungsfaktor, der dann sofort wieder abnimmt. Im
Ausschaltmoment bewirkt er einen großen Ausräumfaktor.
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In Abb.13a sind die Beharrungswerte der Potentiale für den gesperrten Transistor umrandet dargestellt. Am
Eingang 1 liegen 0V, an der Basis -4,3V. Der Kondensator hat sich auf 4,3V mit plus am Eingang
aufgeladen. Unterstrichen sind die Spannungswerte eingetragen, die bei einem plötzlichen Spannungssprung
von 0V nach +12V auftreten.
Im ersten Moment kann der Kondensator als eine 4,3-V-Batterie aufgefasst werden. Daher ergibt sich an der
Basis ein Potential von +12V-4,3V = +7,7V. Diese hohe positive Basis-Emitter-Spannung reißt den
Transistor schnell auf. Der Beschleunigungskondensator wird dann aufgeladen, bis sich die Beharrungswerte
für den leitenden Transistor einstellen, die in Abb.13b umrandet eingetragen sind: am Eingang +12V, an der
Basis +0,8V; der Kondensator ist auf 11,2V aufgeladen. Springt die Spannung am Eingang wieder von +12V
auf 0V, so stellen sich im ersten Moment die in Abb.13b unterstrichen Werte ein. Die Basis-Emitter-Diode
wird mit 11,2V in Sperrrichtung vorgespannt, wodurch der Transistor sehr schnell sperrt. Wenn der
Kondensator sich über den 22-kOhm-Widerstand entladen hat, liegen an der Schaltung wieder die in
Abb.13a umrandeten Potentiale.
In Abb.13b liegt im Beharrungszustand immer noch eine Übersteuerung vor; die Verlängerung der
Ausschaltzeit wird auch durch den Beschleunigungskondensator nicht ganz aufgehoben. Eine Übersteuerung
kann wegen der Toleranzen der Widerstände und des Transistors bei Änderung des Spannungsteilerverhältnisses nur dann mit Sicherheit vermieden werden, wenn man den Arbeitspunkt weit außerhalb des
Übersteuerungsbereiches legt. Dadurch wird aber der Durchlasswiderstand stark vergrößert.Abb.14 zeigt eine
Schaltung, die eine Übersteuerung sicher vermeidet. Die Basis ist immer um den Spannungsabfall an der
Siliziumdiode (0,7V) negativer als der gemeinsame Anodenanschluss beider Dioden. Der Kollektor ist aber
höchstens um 0,3V, nämlich um den Spannungsabfall an der Germaniumdiode, negativer. Dadurch kann der
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Kollektor nie negativer als die Basis werden, die Basis-Kollektor-Diode bleibt immer mindestens um die
Differenz aus dem Spannungsabfall an der Siliziumdiode und dem an der Germaniumdiode in Sperrrichtung
vorgespannt. Dieser Aufwand wird aber nur bei Schaltungen betrieben, die besonders schnell arbeiten sollen.
Während bei einem Transistorverstärker die Widerstandsgerade immer unterhalb der Verlustleistungshyperbel liegen muss, kann sie bei Transistorschaltern die Verlustleistungshyperbel schneiden. Nur die
beiden Arbeitspunkte A1 und A2 müssen unterhalb der PVmax-Linie liegen (Abb.15).
Allerdings darf die Schaltfrequenz dann nicht zu hoch sein. Nach jedem Durchlauf der Widerstandsgeraden
muss der Transistor mindestens so lange im Arbeitspunkt A1 oder A2 verbleiben, bis die beim Überschreiten
der PVmax-Linie aufgenommene Wärme wieder an die Umgebung abgegeben worden ist. Die Verlustleistung
PV1 im leitenden Zustand (Arbeitspunkt A1) beträgt:
PV 1 = U CEsat * I C ≈ U CEsat *
US
RC
Für den gesperrten Transistor wird die Verlustleistung PV2 dagegen berechnet nach:
PV 2 = U CE * I CR ≈ U S * I CR
Die Schaltleistung, also die Leistung, die der Kollektorwiderstand R3 (RC) beim leitenden Transistor
aufnimmt, beträgt:
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PS = (U S − U CEsat ) * I C ≈ U S *
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U S U S2
=
RC RC
Legt man die beiden Arbeitspunkte A1 und A2 ganz dicht an die PVmax-Linie heran, so ist die Schaltleistung
um ein Vielfaches größer als die maximale Verlustleistung des Transistors.
4.4. Induktive Lasten
Wenn der Lastwiderstand nicht ein reiner Wirkwiderstand, sondern induktiv oder kapazitiv ist, erfolgt der
Übergang vom Arbeitspunkt A1 zum Arbeitspunkt A2 nicht entlang der Widerstandsgeraden. Die Abb.16a
und b zeigen die Verhältnisse bei induktiver Last. Der Lastwiderststand besteht aus einem
elektromechanischen Bauteil (z.B. Relais, Zähler), in der Ersatzschaltung aus einer Reihenschaltung aus R
und L. Beim Einschalten des Transistors verhindert die Induktionsspannung einen sofortigen Stromanstieg;
der Übergang von A2 nach A1 erfolgt nach der unteren Kurve. Beim Ausschalten entsteht in der Spule eine
hohe Induktionsspannung, so dass der Übergang von A1 nach A2 nach der oberen Kurve erfolgt.
Die hohe Induktionsspannung kann zur Zerstörung des Transistors führen. Es müssen daher Schutzmaßnahmen getroffen werden. Man schaltet meist eine Diode so parallel zur induktiven Last, dass sie für die
Durchlassrichtung des Transistors sperrt. Für die beim Ausschalten entstehende Induktionsspannung wird die
sogenannte Freilaufdiode dann leitend und schließt die Induktionsspannung kurz (Abb.17).
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Zu Bild 19:
Schaltung a verlängert die Abfallzeit erheblich, da die Freilaufdiode nahezu die gleiche Wirkung wie eine
Kurzschlußwicklung hat.
Schaltung b begrenzt den Einsatzpunkt der Freilaufdiode durch die Reihenschaltung mit einer Zenerdiode.
Dies wirkt sich günstig auf die Abfallzeit aus.
Schaltung c begrenzt die maximale Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors mit Hilfe einer
Zenerdiode. Die Verlustleistung dieser Diode muss aber größer sein, als in Schaltung b.
Schaltung d verlängert die Abfallzeit ebenfalls, jedoch in geringerem Maße, bedingt durch den Widerstand in
Reihe mit der Diode.
4.5. Kapazitive Lasten
Bei kapazitiver Last ist der Transistor beim Einschalten durch den großen Ladestrom gefährdet (Abb.18a
und b). Der entladene Kondensator schließt im Einschaltmoment den Widerstand R kurz. Dadurch kann der
Kollektorstrom auf sehr hohe Werte ansteigen, insbesondere wenn sich im Eingangskreis ein
Beschleunigungskondensator befindet. Damit der Transistor durch den hohen Strom nicht zerstört wird,
schaltet man in Reihe zum Kondensator einen kleinen Widerstand. Beim Ausschalten des Transistors nimmt
der Strom schnell ab, ohne dass die Kollektor-Emitter-Spannung stark zunimmt. Der Arbeitspunkt A2 wird
erst erreicht, wenn sich der Kondensator C über den Widerstand R entladen hat.
Merke:
Kapazitive Lasten verschlechtern die Schaltzeiten erheblich. Induktive Lasten bringen Abschaltspitzen, für
welche Schutzmaßnahmen getroffen werden müssen.
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5. Aufgaben 5.1. Vorbereitenden Aufgaben zum dynamisches Schaltverhalten
Anmerkung 1: Die vorbereitendenden Aufgaben sind vor dem Versuchstermin eigenhändig handgeschrieben
zu beantworten und vor der Versuchsdurchführung abzugeben.
Anmerkung 2: Die im Text erwähnte negative Hilfsspannung erfordert einen hohen Aufwand, so dass man
sich diese meist spart. In den folgenden Betrachtungen soll diese nicht verwendet werden und auch der
Widerstand RS wird nicht verwendet (es gibt also nur den Vorwiderstand RV).
1. Wie groß ist die Kollektor-Basis-Spannung UCB bei Übersteuerung (Stichwort: Polarität) und in
welchem Zustand wird die Kollektor-Basis-Diode betrieben?
2. Warum spielt die Übersteuerung des Transistors im eingeschalteten Zustand für die Speicherzeit beim
Abschalten des Transistors eine so große Rolle (anschauliche Erklärung des Verhaltens der
Ladungsträger)?
3. Berechnen Sie näherungsweise den Basisstrom aus folgenden Größen: Eingangsspanung UE und
Vorwiderstand RV.
Wie ist der Übersteuerungsfaktor definiert?
4. Erklären Sie den Zusammenhang zwischen dem bei den Verzögerungszeiten verwendeten
Kollektorstroms (siehe z.B. Abb.12) und der Spannung UCE, die Sie mit einem Oszilloskop messen
können. Ergänzen Sie hierfür die Spannung UCE in der folgenden Abbildung.
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UCE/V
t
5. Erklären Sie die Wirkung eines Speedup-Kondensators (entsprechend Abb. 13 – aber ohne negative
Hilfsspannung und ohne den Widerstand R1). Ergänzen Sie hierfür die Spannungen UBE, UR2 das
folgende Diagramm (UE bezeichnet die Eingangsspannung):
U/V
UE
10V
6. Erklären Sie die Probleme bei induktiven Lasten zwischen dem Kollektor und der
t
Versorgungsspannung anschaulich (Stichworte: Trägheit Induktivität bezüglich Stromänderungen und
die Änderung von IC beim Abschaltvorgang)
7. Erklären Sie das Wirkprinzip der Freilaufdiode (nur Diode).
8. Erklären Sie warum der Strom bei Verwendung von einer reinen Freilaufdiode (ohne Widerstand) dazu
führt, dass der Spulenstrom nur sehr langsam abklingt (Stichwort: τ in Abhängigkeit von R und C).
Was hat das für eine Auswirkung bei der Verwendung eines Relais als induktive Last (Stichworte:
Geschwindigkeit mit der sich die Kontakte lösen und Auswirkung wenn über das Relais hohen
Spannungen geschaltet werden)?
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5.2. Versuchsaufgaben zur Übersteuerung des Transistors
1. Messen Sie die statische Kennlinie UA = f(IB).
2. Ab welchem Wert IBÜ wird der Transistor übersteuert?
3. Messen Sie für einen Übersteuerungsfaktor Ü = 2 die Basis-Emitterspannung UBE und die KollektorEmitter-Restspannung UCEsat. Wie groß ist in diesem Fall die Kollektor-Basis-Spannung
UCB(berechnen)?
5.3. Dynamisches Schaltverhalten von Transistoren
4. Messen Sie das dynamische Schaltverhalten der Transistorschaltung, indem Sie als Eingangsspannung
UE eine Rechteckspannung einspeisen. (Pulsgenerator).
5. Oszillografieren Sie die Ausgangsspannung Ua zusammen mit der Eingangsspannung Ue (3..6V). (Der
Eingang für die Steuerspannung Us bleibt unbeschaltet.)
6. Wählen Sie eine Frequenz, die die Darstellung der Schaltzeiten optimiert (experimentell). Messen Sie
folgende Schaltzeiten in Abhängigkeit von der Eingangsspannung im Bereich von 3 bis 6V:
•
Verzögerungszeit td,
•
Anstiegszeit tr,
•
Speicherzeit ts,
•
Abfallzeit tf.
Für das Protokoll ist je ein Bild für einen Abschalt- und einen Einschaltvorgang bei UE=6V
aufzunehmen. Markieren Sie in den Bildern die gemessenen Schaltzeiten.
Stellen Sie die Abhängigkeit der Schaltzeiten von der Übersteuerung Ü (Achtung: Nicht UE sondern Ü)
grafisch dar (z.B. mit EXCEL). Stellen Sie sicher, dass Sie ausreichend Messpunkte protokolliert
haben.
7. Prüfen und dokumentieren Sie den Einfluss eines Speedup-Kondensators, indem Sie experimentell
einen Kondensator (470pF) parallel zu Rv schalten (je ein Bild).
Betrachten Sie den Spannungsverlauf der Eingangsspannung im Schaltmoment (mit und ohne
Speedup-Kondensator) und begründen Sie Ihre Beobachtung.
5.4. Schalten einer induktiven Last
8. Beschalten Sie den Transistor mit einer induktiven Last (Relais). Wählen Sie am Pulsgenerator die
Frequenz und Amplitude der Steuerspannung (Rechteck) so, dass der Transistor sicher schaltet.
Betrachten und dokumentieren Sie den Kollektorspannungsverlauf. Wie groß ist die maximale
Spannung?
9. Ergänzen Sie die Schutzbeschaltungen und nehmen jeweils ein Bild auf:
a. nur Diode
b. Diode+Widerstand
Beachten Sie auch den unterschiedlichen Klang beim Kontakt-Schließen/Öffnen.
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