ECS Analog Zusammenfassung
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ADC Auflösung ½^n-Bit nicht verwechseln mit Genauigkeit Genauigkeit von Genauigkeit der Bauteile und Referenzspannung abhängig Umwandlungszeit Zeit vom Beginn der Wandlung bis zum bereitstehenden Datenwort Integrale Nichtlinearität Abweichung des ADC von einer geraden Linie Differentielle Nichtlinearität Höhenabweichung vom idealen LSB-Treppenwert (Monotonie) Oversampling Jeden Messwert mehrmals Wandeln, 4mal entspricht einem Gewinn von 1 Bit Integrierende Wandler wandeln Integral über Zeitraum, Rauschen und hohe Frequenzen werden unterdrückt, wenn Zeit = Störfreq, dann wird Störfreq unterdrückt. Nichtintegrierende Wandler Momentaufnahme, schnell aber rasch verfälscht durch Störungen Dual Slope Über fixe Zeit integrieren und mit konst. Steilheit entladen, Entladezeit = Dig.Wert Skz. Approx. S&H von A-Wert, DA-Wandler nähert sich Bit für Bit an den S&H-Wert an = Dig.Wert Flash für jeden Zustand 1 Komparator (-1) an Spgs-Teiler mit gleichen Wid. & Verknüpfung am Ausg. Delta Sigma Delta Modulator erzeugt Strom von D-Werten dessen Tastverhältnis die A-Spg darstellt. Typ Dual Slope Skz. Approx. Flash Delta Sigma Int + + w-Zeit + ++ 0 Dual Slope Auflsg. 0 + + Dif lin ++ -0 + Int. lin + + + + Sukzessive Approximation Aufw. ++ + + Vorteil Nachteil Dif lin / Preis low power / klein schnell (1GHz) Rauschen / Antialias langsam Dif. Lin / S&H Auflsg./ Preis / power cons eher langsam Flash Delta-Sigma DAC Geschaltete Stromquellen jedes Bit eine Stromquelle welche über Dioden zugeschaltet werden R-2R Netzwerk Array von zwei Widerständen mit 2 Werten an Strom-Spgs Wandler PWM Konv. Zähler gibt 1 aus bis Zählerwert über Dig-Wert, danach 0, PWM wird Analog nach TPass Transistor UBE ~ 0,6V UCEsat ~ 0,2…0,4V rbb ~ 2…5kΩ rE CCB (Miller) Tk_UBE ~ 0,5…5Ω ~ einige pF Schaltung Emitter Vu >1 ~ -2mV/K Kollektor ~1 Basis >1 Vi >1 B >1 B ~1 Vp 100…1000 >1 ~1000 Ze 0.5…5kΩ R1//R2//B*Re 3k…1MΩ R1//B*Re 25…500Ω rBE/B//Re Diode Is verdoppelt sich alle 8°…10°K -> Is(T1) = Is(To)*2(∆T/8...10) = Is(To)*(2∆T/8…2∆T/10) LED Rückwärtsspannung 5-6V Vorwärtsspannung: blau: 3.4V, rot: 2V, grün 2.8V Za 50…100kΩ Rc//rCE 20…30Ω (rBE+Ri)/B//Re 100k…1MΩ Rc//rCE φ 180° 0° 0° FET Der FET verhält sich wie ein gesteuerter Widerstand bis Uth (ca -2.3V). Bolzmann-Konstante k = 1.38*10E-23 J/K Die drei Bereiche: I: Sperrbereich II: Triodenbereich III: Abschnürbereich Nachteile II III I geringere Steilheit als BIP niedrigere Schaltgeschwindigkeiten als BIP ESD empfindlich Vorteile stromlose Steuerung im statischen Bereich bzw. geringere Ansteuerleistung bei niedrigen Frequenzen Geringe Durchgangsverluste bzw. Spannungsabfall als Schalter OP Betriebsruhestrom Eingangsstrom Offsetstrom Offsetspannung Offsetspannungsdrift V-Bandbreitenprodukt** wenige mA nA bis uA pA bis nA wenige mV wenige uV/K wenige MHz max. Ausgangsstrom einige mA Verstärkung Leerlauf 10^4 bis 10^7 Ansteuerbereich 0,6..0,9 Speisung Gleichtaktunterdrückg. ~90dB Slew Rate** wenige V/us (= -3dB Frequenz * Verstärkung) ** dynamische Begrenzungswerte Unerwünschte Oszillationen: -Rückkopplung via Speisung -> Speisung HF-mässig gut abblocken oder Speisung der Eingangsstufe gut filtern. -Streukapazitäten/ -induktivitäten vom Ausgang zum Eingang -> streuarmes Layout oder wenn nicht anders möglich, Eingangsstufe abschirmen -Ground Loops -> Sternpunkte für GND und AGND -negative Rückkopplung normal 180° verschoben, bei hohen Frequenzen jedoch zusätzliche Phasenverschiebung -> eine dominante Stufe einfügen KO: Zin = 1MΩ/10pf + 40pf Kabel -> Testpin sieht 1MΩ//50pF Bei steilen Flanken fliesst viel zu viel Strom ic = C*du/dt = 50pF*3.3V/1ns =165mA 10:1 Sonde anschliessen (9MΩ//Abgleich-C z.B. 5pF seriell in Sonde) -> Strom bei steilen Flanken wird verkleinert (Belastung der Messgrösse wird rund 10 mal kleiner) -> Testpin sieht 10MΩ//5pF Eigenanstiegsgeschwindigkeit KO: bei f<1GHz -> t = 0.35/BW (z.B. 0.35/1GHz), bei f<6GHz -> t = 0.47/BW Optokoppler: CTR = ic/iled = 0.3…3 / Isolationsspannung: 500…5000V / Kopplungskapazität: <1pF / Isolationswiderstand: >10^12Ω / Erholungszeit: einige us Empfänger CTR Grenzfreq Beispiele Fotodiode ca. 0.1 10MHz IL300 Fototransistor 0.1…10 500kHz 4N35,6N135 Fotodarlingtontrans. 1…100 50kHz TLP523 Mit Logikausgang 100MBit/s H11L1,HCPL.. -Optoelektronische Komponenten weisen geringere Zuverlässigkeit auf, als Si-Halbleiter -Abnahme (Derating) des CTR während Betrieb durch Abnahme Wirkungsgrad LED, Abnahme Transparenz des optischen Koppelmediums, Abnahme des B_Foto des Transistors Empfehlungen: I_LED < 20% von I_LED max / Annahme, dass das CTR um mindestens Faktor 2 abnimmt / Sperrspannung LED ~5V beachten / Temperaturzyklen vermeiden (f>1kHz)
