Bauteile der Leistungselektronik - Stuettler.org

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Bauteile der Leistungselektronik
3.1.2000 V1.0
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Bauteile der Leistungselektronik
1. Einsatzgebiete
2. Thyristoren
3. Leistungs - FETs
4. weitere Leistungshalbleiter
5. Kühlung
6. Ansteuerschaltungen
7. Messung der Lastströme
1. Einsatzgebiete
Schrittmotoransteuerelektronik,
DC-DC-Wandler,
AC-DC-Netzteile,
Gleichstromsteller
(
Drehzahl/Momenteinstellung bei GM-Motoren ), Wechselrichter ( AC-Motor aus Gleichspannungsnetz gespeist
), Frequenzumrichter ( Drehzahlverstellung von Asynchronmotoren ), Dimmer ( Heizlasten, Lampen,
Hochdrucklampen,.. ), Ansteuerung von Magnetventilen; und Magneten,..
Sämtliche Lösungen die heute elektronisch mit Leistungshalbleitern realisiert werden, mussten früher sehr
aufwendig mit Maschinenumformern, Transformatoren, Quecksilberdampfgleichrichtern usw. mit schlechteren
Wirkungsgraden, wesentlich größerem Bauvolumen und höherem Preis realisiert werden.
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2. Thyristoren
2.1 Thyristorbauelemente
Thyristoren finden vorwiegend in der Leistungselektronik zum Schalten großer Leistungen Verwendung. Sie
ersetzen heute zu 100% die schon in den 30er Jahren für dieselben Applikationen eingesetzten gittergesteuerten
Quecksilbergleichrichter. Auch der Tyhristor ist ein gesteuerter Gleichrichter. Ohne Ansteuerung sperrt er in
beiden Richtungen. Ein Ansteuerimpuls schaltet ihn zum Gleichrichter um. Sie schalten mehrere 1000V und
einige 1000A. Thyristoren wie auch FETs dürfen parallel geschaltet werden. Bei Thyristoren liegt der Grund im
den Strom bestimmenden Bahnwiderstand, der in Verbindung mit dem Widerstand der vorgeschalteten
Sicherungen eine gute Stromaufteilung garantiert. Bei FETs liegt der Grund im positiven
Temperaturkoeffizienten von unipolaren Transistoren.
Kathode
Gate
Anode
ohne Zündimpuls
mit Zündimpuls
bei kleiner Spannung
I
mehrere Zündimpulse mit
Hysterese, Ausräumstrom
I
U
I
U
U
Die Dauer der Zündimpulse und deren Höhe darf Mindestwerte nicht unterschreiten. Hohe Zündimpulsströme (
1.5A) führen zu schnellen Schaltvorgängen und kleinen Schaltverlusten. Die Einschaltzeit liegt im Bereich von
10s. Die Zündimpulsdauer muss so groß sein, dass der Laststrom den Haltestrom überschreitet. Ansonsten fällt
das Ventil in den Sperrzustand zurück. Thyristoren eignen sich deshalb nur für niedere Schaltfrequenzen (
1kHz). Der Laststrom-Stromanstieg wir durch die Streuinduktivitäten – insbesondere die des versorgenden
Trafos begrenzt. Er soll 100A/s nicht überschreiten um eine örtliche Überhitzung des Siliziums zu vermeiden.
Schnelle Stromanstiege führen überdies infolge des begrenzt schnellen Durchschaltens und Spannungsabbaus zu
großen Schaltverlusten.
Sehr hohe Spannungsanstiege zünden den Thyristor ohne Zündimpuls aufgrund der vorhandenen Anoden - Gate
– Kapazität. Sie müssen vermieden werden. Auch deshalb ist der Thyristor nur für kleine Schaltfrequenzen bis
max 1kHz geeignet. Eine Ausnahme bilden die sogenannten RLTs (rückwärtsleitende Thyristoren) – mit ihnen
können Schaltfrequenzen bis zu 25kHz realisiert werden.
Der Ausschaltvorgang wird eingeleitet indem eine negative Spannung an das Ventil angelegt wird. Eine
Abschaltung über das Gate ist nicht möglich! Ähnlich wie bei Dioden tritt eine Rückstrom auf. Nach der
Freiwerdezeit kann der Thyristor wieder Sperrspannung in Durchlassrichtung halten.
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Einschaltvorgang
Ausschaltvorgang
I(t)
Ausschaltvorgang mit parasitären L,C
U(t)
I(t)
Pv(t)
tq
U(t)
t
2s
Thyristoren können Ströme und Spannungen bis über 3000A / 5000V schalten. Höhere Spannungen können
geschaltet werden indem Thyristoren in Serie geschaltet werden ( wie auch Dioden ). Allerdings ist eine
Symmetrierung der Spannung nötig. Die RC-Schutzbeschaltung verhindert Bauteilüberspannungen :
Die große thermische Kapazität von Thyristoren erlaubt einen wirksamen Schutz gegen Überströme mit
ausgewählten superflinken Schmelzsicherungen.
GTO :
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Beim GTO handelt es sich um einen mit einem kräftigen negativen Gateimpuls
abschaltbaren Thyristor. Damit vereinfachen sich insbesondere die Selbstführung
von Gleichstromstellern mit Thyristoren.
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2.3. Anwendung
2.3.1 Thyristordrehzahlsteuerung für Gleichstrommotor
Umot
60V~
2uF
t
300
Ugate ( Zünd-’Impulse’)
GM
2.3.2 Stromrichtertechnik
Siehe entsprechende Unterrichtskapitel.
2.4 Triacbauelement
2.5 Triac-Kennlinien
I
Der Triac ist in beide Richtungen
durchsteuerbar. Man kann ihn sich
aus zwei antiparallelgeschalteten
Thyristoren vorstellen. Triacs
werden nur für kleiner Leistungen
gebaut.
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U
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2.6 Anwendung
Triacdrehzahlsteuerung für Universalmotor ( Wechselstromdimmer )
Der Triac ist in beide Richtungen durchsteuerbar. Man kann ihn sich aus zwei antiparallelgeschalteten
Thyristoren vorstellen. Triacs werden nur für kleiner Leistungen gebaut. SITACs sind optisch – also potentialfrei
ansteuerbare Triacs ( hauptsächlich für Netzspannung und bis zu 0.5A ).
Umot
60V~
2uF
t
300
Ugate ( Zünd-’Impulse’)
M~
3. Leistungsfets
3.1 Einführung
3.1.1 Typen von FETs
Smart Power FET
TopFet, TempFet
HitFet
Sensefet
BiFET :
HEXFET, SIPMOS,..
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auf dem Silizium sind das Leistungsbauteil und zusätzliche
Signalverarbeitungsfunktionen – insbesondere zum Schutz und zur Ansteuerung
des FETs eingebaut
gehören zu den SmartPower Bauteilen und verfügen über ESD-Schutz,
Temperaturüberwachnung ( includiert Kurzschlußschutz ) und Abschaltung;
Bisweilen ist ein Fehler-Pin vorhanden
TempFet mit zusätzlicher eingebauter Strombegrenzung
verfügt über ein zusätzliches Pin das einen dem Lastrom proportionalen Strom liefert ;
Meist kombiniert mit TempFets
Kombination von bipolaren- und FET-Transistoren dadurch kleine
Einschaltwiderstände wie bipolare Transistoren, also kleine Leitungsverluste
Siehe auch IGBT
sind herstellerspezifische Bezeichnungen für Leistungs-FETs
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3.1.2 Aufbau ( HEXFET )
Die Vorteile der FETs sind ein nahezu leistungsloses Schalten, hohe Schaltfrequenz und kleine Schaltverluste
und bei kleinen Sperrspannungen auch kleine Durchlassverluste. Die Optimale Flächenausnutzung des Siliziums
und damit bei gegebener Fläche den größt möglichen Strom erhält man in einer Anordnung von sechseckigen
Gates. Es werden vorwiegend selbstsperrende n-Kanal-FETs verwendet. Selten p-Kanal-FETs weil ihre
Herstellung teuerer ist und eine kleinere Produktpalette verfügbar ist.
Leistungsfets sind durchwegs vertikal aufgebaut. So wird das Silizium optimal zur Stromleitung genutzt.
ID
D
Uth
UG
G
S
Source Metallmetallization
Source
N
P
N
Silicongate
Gateoxid
N Drain
Der P-Bereich unter dem positiv geladenen Gate wird vom entstehenden Inversionsbereich durchdrungen. Dh.
Der FET leitet, wenn am Gate eine positive Spannung liegt. Der P-Bereich der Source und das N - Drain bilden
eine
parasitäre
Diode,
die
oft
als
Freilaufdiode
in
Schaltkreisen
fungiert.
Für HEXFETs gelten dieselben Vorsichtsmaßnahmen in der Handhabung wie für FETs. Die Gatespannung darf
+-20V ( +-10V bei Logic -HEXFETs ) nicht überschreiten werden. Die SIPMOS ( Siemens-MOS-Transistoren )
sind aus quadratischen Zellen aufgebaut.
3.1.3 FET -Kennlinien
Ptot = f(Tc)
Ptot
IDmax = f(Tc)
IDmax
100
SOAR für D=0.01
ID
transienter Rth
Rth
D=
0.5
0.1
tP =10u
100
rDson
10-2
100
10
1m
100m
DC
50
10
0
0
0 40
170 T c
1
0
130 170
0.1
1
10
0.01
10-4
10-6
UDS 10-7
10-5
10-3
tP
Der transiente thermische Widerstand erlaubt die einfache Kühlkörperberechnung im Pulsbetrieb. Allerdings
sind die variablen Schaltverluste nicht berücksichtigt.
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Übertragungskennlinie
Ausgangskennlinien
20 10
ID
8
UG =
ID
Einschaltwiderstand
rDson
6V
UG = 6V
8
5V
10
4V
20
Uth ~3V
Uth > 2IDrDson
UG
UDS
ID
3.1.3 FET -Kapazitäten
Ersatzschaltbild
C=f(UDS,UG)
QG=f(UDS,UG)
C/nF
UG
Cgd
UDS =10
40V
Ciss,UG=10V
1
UDS =
10
40V
Ciss,UG=0V
Coss, UG=0V
Crss, UG=0V
Rg
Cds
0.1
Cgs
Coss = Cds + Cgd
Crss = Cgd
Ciss = Cgs + Cgd
0.01
0
20
40 UDS
QG ~IG*ts
QG
3.2 Schalten induktiver Lasten
An geschalteten induktiven Lasten entstehen Selbstinduktionsspannungen. Die größten Spannungen entstehen
beim schnellen Schalten großer Ströme ( L*di/dt ). Schnelles Schalten ist in Hinblick auf die Schaltverluste
nötig. Freilaufdioden dienen zum Schutz vor Selbstinduktionsspannungen. Die Avalanchefestigkeit spezifiziert
die spannungsmäßige Überlastungsfähigkeit des FETs aufgrund Störungen und Schaltspikes.
UDS
UDS
Leitungs-
UDS
Induktivität
ohne Freilaufdiode
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mit Freilaufdiode
und parasit. Ind.
mit Freilaufund Zenerd.
‚Snubber’
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Beachten Sie, dass auch beim Schalten von ohmschen Lasten durch die Leitungsinduktivitäten
Schaltspannungspeaks auftreten. Obiges ‚Snubber-Netzwerk’ schützt, wenn der Widerstand niederohmig ist.
Dann besteht aber Schwinggefahr. Außerdem belastet der Kondensatorentladestrom den Halbleiter beim
Einschalten zusätzlich. Besser ist die untenstehende Schaltung. Der Kondensator fängt über die Diode die
Schaltpeaks niederohmig auf. Die Diode verhindert ein Schwingen. Der hochohmigere Widerstand entlädt den
Kondensator und verhindert eine größere Belastung der Halbleiter beim Einschalten. Allerdings entsteht im
Snuber-Netzwerk immer eine Verlustleistung. Mit einer Klemmdiodenschaltung können die Verluste im
Snubber-Netzwerk reduziert werden.
3.3 Millerkapazität Cgd
Die Millerkapazität bewirkt eine Rückwirkung eines sich ändernden Drainpotentiales auf das Gate.
UDS
Cgd
UGS
ohne
mit Zenerdode
Über die Millerkapazität wird das Gate bei steigender Drainspannung mitgezogen. Dagegen wirken die
Quellenimpedanz Z und CGS. Bei hochohmiger Quelle ( z.B. infolge Streuinduktivitäten ) steigt die
Gatespannung um UDS* CDG/( CDG+ CGS) ≈ UDS/6 und der FET kann einschalten. Während der
Draintransienten scheint das Gate vom Steuerkreis entkoppelt. Andererseits wirkt diese Tendenz zum
Einschalten der Draintransienten entgegen. Die Spannungsänderungsgeschwindigkeit wird durch C GD begrenzt.
Gleichzeitig wird die Ausschaltgeschwindigkeit des FETs durch CGD limitiert. Eine schnell abnehmende
Drainspannung hingegen erzeugt ein abnehmendes Gatepotential. In diesem Fall sind kaum begrenzende
Mechanismen im Spiel und die Gatespannung kann –20V eventuell überschreiten. Als Maßnahme zum Schutz
des Gates wird die strichlierte Zenerdiode eingebaut. Negative Peaks werden völlig, positive bei 15-18 V
gekappt. Die Funktion des FETs wird dadurch nicht negativ beeinflusst. Weiters ist eine niederohmige,
induktivitätsarme Treiberschaltung wichtig.
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Ein/Ausschaltvorgang im Detail betrachtet :
UDS
ID
UG
t0 t1
t2
t3
t4
ta0 ta1
ta2 ta3
t0 Gateimpulse wird angelegt
t1 Tresholdvoltage erreicht, der FET beginnt zu leiten, die Spannungszunahme am Gate ist allerdings reduziert
wegen der Selbstinduktionsspannung der Sourcstreuinduktivität und wegen der Rückwirkung des
abnehmenden Drainpotentials auf das Gate wegen des Millereffektes
t2 Der FET hat den vollen Laststrom übernommen, er steigt aber weiter weil die Ladungen im PN-Übergang der
noch leitenden Freilaufdiode ausgeräumt werden müssen
t3 die Freilaufdiode beginnt zu sperren, der Drainstrom nimmt auf den Lastrom hin ab, die Diode schließt das
Drain nicht mehr zur Versorgungsspannung hin kurz, die Drainspannung beginnt zu sinken, bis t 4 nimmt die
Gatespannung aufgrund des Millereffektes nicht zu und die Drainspannung so schnell ab, wie die
Millerkapazität die Gate –Source -Kapazität und der Quellenwiderstand am Gate bestimmen
t4 der FET ist eingeschaltet, der Millereffekt unwirksam die Gatespannung steigt rasch
ta0 die Gatespannung sinkt bis ta1 dort ist die Spannung erreicht bei der FET zu sperren beginnt und die
Drainspannung steigt
ta1 bis ta2 die Drainspannung steigt bestimmt durch die Millerkapazität und den Quellenwiderstand, bzw. den
Strom den die Quelle liefert
ta2 die Drainspannung ist voll aufgebaut der Drainstrom sinkt entsprechend der fallenden Gatespannung, deren
Abnahme durch die Quellenimpedanz und die Gate –Source -Kapazität bestimmt wird
ta3 der FET ist ausgeschaltet
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4. Weitere Leistungshalbleiter
4.1 IGBT und Transistoren
Bipolare Transistoren haben den Nachteile, dass sie nicht ohne weiteres parallel geschaltet werden dürfen.
Außerdem weisen sie im durchgeschalteten Zustand nicht reduzierbare Verluste aufgrund der
Sättigungsspannung und darüber hinaus große Schaltverluste und einen großen Steuerleistungsbedarf auf.
Vorteile gegenüber den FETs haben Sie aber bei großen Spannungen. Während der Einschaltwiderstand von
FETs mit zunehmender Spannung ansteigt und damit auch die Durchlassverluste zunehmen, sind die
Verhältnisse bei bipolaren Transistoren wesentlich günstiger. Die Durchlassverluste sind nicht bei Transistoren
mit großer Sperrspannung kleiner. Außderdem sind Transistoren auch mit großen Sperrspannungen und
gleichzeitig großen Durchlassströmen erhältlich. Schaltleistungen bis mehrere 100 kW sind möglich. Nur der
Thyristor weist noch größere Schaltleistungen auf.
Um die beträchtliche Ansteuerleistung des bipolaren Transistors zu reduzieren, kann er mit einem leistungslos
steuerbaren FET kombiniert werden. Der FET steuert den Transistor an. Diese Kombination von Transistor und
FET auf einem Silizium-Chip wird IGBT genannt. Er vereint den Vorteil des Transistors nämlich die geringen
Durchlassverluste mit mit dem Vorteil der leistungslosen Ansteuerung des FET. Die Schaltfrequenz ist aufgrund
des langsamen Bipolartransistors auf 10kHz begrenzt. IGBTs werden zunehmend eingesetzt. IGBTs sind
schlecht parallelschaltbar.
4.2. MCT
Der MosControlledThyristor besteht aus einem GTO und einem ansteuernden FET. Der Thyristor ist damit
leistungslos steuerbar. Der Vorteil gegenüber dem IGBT und dem LeistungsFET sind die hohe Schaltleistung
und die kleinen Verluste. Nachteil : nur kleinste Schaltfrequenzen wie beim Thyristor.
4.3. Dioden
Dioden werden als Gleichrichter und als Freilaufdioden eingesetzt. Zur Reduktion der nicht unbeträchtlichen
Durchlaß- und Schaltverluste sowie zum Schutz vor Schaltspitzen beim Schalten induktiver Lasten und zum
Schutz der Halbleiterschalter vor großen Rückstromspitzen werden durchwegs sehr schnelle Schottkydioden und
Fast -Recovery -Dioden eingesetzt. Der Diodenspannungsabfall muss in der Leistungselektronik für
Standarddioden mit 1V und für Schottkydioden mit 0.5V angenommen werden. Genauere Daten finden sich in
den Datenblättern. Problematisch sind Schottkydioden mit hohen Sperrspannungen.
Freiwerdezeit der Freilaufdiode
Das Zuschalten eines FETs in den Stromkreis in dem die Freilaufdiode noch Strom führt, hat zur Folge, dass
kurzzeitig hohe Ströme im FET fließen , weil die Quelle über den FET und die Diode kurzgeschlossen ist bis die
Diode endlich in den sperrenden Zustand übergeht. Dabei fließt durch die Diode sogar kurzzeitig ein großer
Strom in Sperrrichtung, der die Ladungsträger aus dem PN -Übergang ausräumt. Zusätzlich fließt über den FET
der Laststrom der von der Diode auf den FET überwechselt. Der Ausräumstrom vergrößert die Schaltverluste.
Nötig ist deshalb die Verwendung von schnell sperrenden Freilaufdioden ( fast recovery diode ). Deshalb ist die
Verwendung der FET internen Freilaufdiode problematisch. Sie kann eventuell zu langsam sein und auch
eventuell die hohen Ausräumströme nicht verkraften. Externe Fast -Recovery -Dioden sind sicherer. Auch durch
Reduktion der Schaltgeschwindigkeit wird die Höhe des Ausräumstromes reduziert ( allerdings die
Schaltverluste erhöht ).
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5. Kühlung und Strombelastbarkeit
5.1 Wärmeproblematik
Halbleiter – PN – Übergänge dürfen Temperaturen von 150°C nicht überschreiten. Höhere Temperaturen führen
zur Zerstörung. Erlaubte hohe Temperaturen führen zu schneller Alterung des Bauteils. Um die Wärme gut
abzuführen und hohe Temperaturen zu vermeiden sind folgende Maßnahmen möglich :
- Kühlkörper ( passive Kühlung )
- Kühlkörper mit gutem K/W – Wert ( passive Kühlung )
- aktive Kühlung mit Gebläse oder Wasserkühlung
- Heatpipes
- Peltierkühlung
- Reduktion der Verlustleistung
- Vermeidung von hoher Umgebungstemperatur ( oft ist allerdings 85°C Umgebunstemp. gefordert )
- Halbleiterbauteile im Schaltbetrieb : große Siliziumfläche bei HEXFETs gibt kleinen
Einschaltwiderstand damit kleine Verlustleistung und außerdem gute Wärmeüberleitung ans
Bauteilgehäuse
Halbleiter mit besonders guten leistungselektronischen Eigenschaften sind in Entwicklung ( Si-Karbid,.. ).
Üblicherweise werden die nötigen Kühlkörper mit dem Datenblatt des Bauteiles bestimmt.
5.2 Grundlagen für thermische Analysen
Der Effektivwert des real fließenden Stromes Ieff darf ID und der Spitzenwert des real fließenden Stromes Imax
darf ID(max) nicht überschreiten. Der Effektivwert eines geschalteten Stromes ergibt sich zu :
Ieff = Imax*D0.5, D= te/T
Imax
te
T
Maximale Verlustleistung Pv eines FET
Pv = Ieff2 rDSon [1+0.007( ∆TJC+25-TA)] + WSW*f + f*U*Irr*trr/2
Ieff .. Stromeff-Wert ∆TJC .. Temp-Diff. Junction-Case
RD(on) .. RD bei 25°C TA .. Umgebungstemp.
mit I2eff = I2max* te/T
Irr .. Rückstrom
f .. Schaltfrequenz
WSW .. Schaltverlust pro Periode
Maximale Verlustleistung Pv eines Bipolartransistors
Pv = I UCE + IB UBE + WSW*f UCE .. Sättigungsspannung; UBE .. ca. 0.7V – 1V; IB .. Basisstrom
Der Schaltverlust pro Periode kann nur bei schnell geschalteten FETs und einer Schaltfrequenz unter 20kHz
vernachlässigt werden. Dann kann der Kühlkörper über P v = = Imax*rDSon ( bzw. Imax*UCE ) und den dynamischen
thermischen Widerstand bestimmt werden. Die genaue Berücksichtigung der Schaltverluste ist schwierig. Eine
grobe Näherung lautet : WSW = U*I*ts /2 (geschaltete induktive Last )
WSW = U*I*ts /6 (geschaltete ohmsche Last ) mit :
U .. geschaltete Spannung
I .. geschalteter Strom
ts .. Schaltzeit
Manchmal findet man in Datenblättern Hilfe - insbesondere in Diagrammen W SW = f(UCE ,RG ,UG ,ID ) aus denen
WSW bestimmt werden kann.
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5.3 Kühlkörperberechnung
Meistens versucht man mit passiver Kühlung ( Kühlkörper ohne Lüfter ) das Auslangen zu finden. Die
Berechnung vom wärmetechnischen Zusammenhängen erfolgt ähnlich wie die Berechnung von
Gleichstromschaltkreisen : mit dem ‚ohmschen’ Gesetz für die Wärmeleitung. Die nachfolgende Formel wird
üblicherweise auch bei geschalteten Transistoren verwendet. Dann wird ein aus dem Datenblatt entnommener
fiktiver thermischer Widerstand, der das Tastverhältnis und die Einschaltdauer berücksichtigt eingesetzt.
Pv = T / Rth
Pv .. Verlustleistung [W]; Rth .. thermischer Widerstand, Wärmewiderstand [K/W]
T .. Temperaturunterschied [°C]
Dem Strom entspricht die Verlustleistung die vom PN-Übergang über die Wärmewiderstände des Halbleiters
und des Kühlkörpers in die Umgebung abfließt. Der Spannung entspricht die Temperturdifferenz Sperrschicht –
Umgebung. Den ohmschen Widerständen entsprechen die Wärmewiderstände des Halbleiters und des
Kühlkörpers.
Gate
Sourcepad
HEXFET ( Ausschnitt )
TJ
Drainpad
RJC
Gehäuse
TC
RCK
Warmeleitpaste / Isolierfolie
( Glimmerblättchen,..)
TK
Kühlkörper
RKA
PT
TA
Die Verlustleistung PT muß über die Wärmewiderstände des Leistungsbauteils RJC , des Übergangs GehäuseKühlkörper RCK und des Kühlkörpers RKA abgeführt werden :
PT = ∆TJA / [ RJC + RCK + RKA ] .. ‚ohmsche’ Gesetz der Wärmeübertragung
Nach der Verlustleistungsberechnung wird aus dieser Formel RKA bestimmt und der nötige Kühlkörper
ausgewählt ( bei jedem Kühlkörper muß der Wärmewiderstand in K / W angegeben sein ), bzw. ein anderer
HEXFET gewählt, dessen Einschaltwiderstand kleiner/größer ist, eine aktive Kühlung oder wenn der
Kühlkörper zu groß ist eventuell eine Heatepipe eingebaut,.. – siehe oben.
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6. Treiberschaltungen
6.1 Für Thyristoren und Triacs
Impulstrafo und Unijunktion - Transistor
Unijunktion-Transistor :
230V~
IE
B2
Parameter : UB1-B2
E
B1
UE
Triggerdiode zur Steuerimpulserzeugung
Die Triggerdiode ( Diac ) zündet bei Erreichen
einer Zündspannung durch ( wird niederohmig ).
Der Diac benötigt keine Zündimpulse. Dieser
Effekt tritt für beide Polaritäten auf. Allerdings
weisen Diac`s hohe Durchbruchspannungen auf
und sind daher nur für Schaltungen mit höheren
Spannungen geeignet. Alternative : Unijunction
Transistor und spez. elektronische Schaltungen
TCA 780
15V
Usteuer
0-10V
von anderem TCA
A1
sync
A2
Impulsform
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6.2 Low-Side-Treiber für FETs
Wichtig sind je nach Eingangskapazitäten niederohmige Ansteuerung und sicheres Über/unterschreiten der
Tresholdspannung. TTL – Ausgänge müssen mit PullUp-Widerständen nach + hin verstärkt werden.
mit TTL
mit TTL-Hochspannungstreiber
mit Gegentaktendstufe
12V
5V
12V
680Ohm
680
1k
7407
74LS05
Linearansteuerung mit Spannungsfolger
und Gegentaktendstufe
7407
Flankenbegrenzung mit Kondendsator
Uin
UG
UG
mit Diode
Die Variante der anstiegsbegrenzten Flanke aber unbegrenzter abfallender Flanke ist günstig bezüglich des
Dioden-Rückwärtsstromes während des Freiwerdezeitraumes : Die Ausräumphase wird länger die Spitzenströme
kleiner.
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6.3 Highside-Treiber für FETs
Highside-Fets sind direkt an die Versorgungsspannung angeschlossen. Schalten mit dem Schalter auf
Versorgungsspannungsniveau ( also Highside-Schalter ) sind aus verschiedenen Gründen dem an Masse
liegenden Schalter vorzuziehen. Auch bei Brückenschaltungen ( für Schrittmotoren, Gegentaktwendler,
Gleichstrommotoren ) sind Highsideschalter nötig.
6.3.1 Steuerung von p-Kanal FETs
Während High-Side-n-Kanal-FETs mit einer Gatespannung über der Versorgungsspannung im eingeschalteten
Zustand gehalten werden müssen, ist die Gatespannung bei p-Kanal-FETs auf der High-Side immer im
Versorgungsspannungsbereich. Deshalb genügen zum Ansteuern der p-Kanal-FETs sogenannte level-shifter,
bzw. wenn die Versorgungsspannung innerhalb von 15V liegt ist die direkte Ansteuerung des Gates mit CMOS
oder 7407 möglich.
Ub<15V
Ub>15V
level-shifter
p-Kanal-High-Side-FET im Linearbetrieb
Ub<15V
Ub>15V
Vin
7915
Last
Last
Vin
6.3.2 Steuerung von n-Kanal FETs
Meistens werden auch auf der High-Side n-Kanal – FETs verwendet. In Brückenschaltungen und Schaltungen in
denen die Last auf Masse liegt und der FET an Versorgungsspannung muss eine potentialfreie Steuerspannung
zwischen der floatenden Source und dem Gate angelegt werden. Somit ist eine floatende Hilfsspannung nötig die
an der Source des High-Side-FETs liegt und eine Möglichkeit die Steuerimpulse auf die High-Side zu
übertragen.
Möglichkeiten der Hilfsspannungserzeugung :
induktiver DC-DC-Wandler
Ladungspumpe ( kapazitiver DC-DC-Wandler )
Bootstrapschaltung
Möglichkeiten zur Steuerimpulsübertragung :
Optokoppler
Transformatoren
Galvanische Kopplung
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Optokoppler zur Pulsübertragung und Hilfsspannung
Uh
Uh = Ub+20V .. dutycycle D = 100% erlaubt
Bootstrapschaltung
Ub
dutycycle D < 90% erlaubt
Chopper für Gleichstrommotor 100V mit Rückspeisung, Hilfsspannung über DC/DC, Optokoppler-Ankopplung
der Steuersignale, nur eine Drehrichtung
DC/DC
Vfloat+15V
15V
100V
Vfloat
GM
Vin
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Direkte Transformatorkopplung ohne Hilfsspannung
Uin
Ub
UT2
UT2
Uin
UGSFet2
Duty Cycle D < 99%
Mit Hilfskondensator lange Einschaltzeiten
UDSFet2
Die Sekundärspannung des Trafo ist durch die Sättigung begrenzt. Das Gate des FET2 wird über die Diode des
Fet1 geladen und der FET2 eingeschaltet. Die negative Trafospannung wird vom FET1 auf den FET2
durchgeschaltet er sperrt.
Bidirektionaler AC-Schalter
verbesserter Signal-Störabstand
Aufbau der Spule
10-20Wdg
zur Funktion des Choppers :
Motorbetrieb n = 1250U/min
Generatorbetrieb n= 1250U/min
Ub
FET1
Ub
Um
UR
Ui
UR
Ui
Um
IM
FET2
IM
Ui
IFET1
Ri
UR
IDiodeFET1
IDiodeFET2
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IFET2
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7. Messung der Lastströme
7. 1. Strommesswiderständen ( vorwiegend für kleine Lastströme )
150V=
20V=
150V=
RI
RI
20k 20k
200k
10k
1k
RI
10k
200k
1k
Aktive und passive Tiefpässe können zur Mittelwertbildung herangezogen werden.
7. 2. Mit Gleichstrom-Wandlern auf der Basis von Magnetfeldsensoren. Die Geräte sind kompakte
Komponenten und erlauben auch die Mesung sehr grosser Gleichströme.
7.3. mit SenseFETs
Der Sense-Anschluß von SenseFETs fasst einige der parallel geschalteten einzelnen FETs zusammen und führt
Sie auf den Sense – Anschlusspin. Mit niederohmigem Abschluß ( I-U-Verstärker ) liefert dieser einen Strom der
Proportional zum Gesamt- Drainstrom ist. Der Proportionalitätsfaktor = Anzahl-FETzellen / Anzahl-Sensezellen
Der niederohmige Abschluß sit nötig um die Stromaufteilung auf die EinzelFETs nicht zu verfälschen und
Temperaturdriften der parasitären Widerstände zu eliminieren. Der Sense Anschluß sollte stets in Verbindung
mit dem Kelvin-Anschluss und der Analogmasse verwendet werden um verfälschende parasitäre
Zuleitungswiderstände zu eliminieren.
CurrentSense Anschluß an IU-Verstärker
Stüttler PA
CurrentSense Anschluß an Meßshunt
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