Spannungsstabilisierung

Spannungsstabilisierung
Lukas Wissmann
[email protected]
23. Januar 2007
1
Inhaltsverzeichnis
1 Zusammenfassung
2
2 Übersicht
2
3 Aufbau und Messungen
3.1 Der Halbwellengleichrichter . . . . . . . . . . .
3.2 Der Vollwellengleichrichter . . . . . . . . . . . .
3.3 Einuss eines RC-Tiefpasses . . . . . . . . . . .
3.4 Verwendung einer Zener-Diode . . . . . . . . .
3.5 Einbau eines OpAmp . . . . . . . . . . . . . . .
3.6 Erweiterung um einen Transistor . . . . . . . .
3.7 Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung
Literaturverzeichnis
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3
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. 14
16
2
1
Zusammenfassung
In diesem Versuch soll eine stabile, lastunabhängige und regelbare Gleichspannungsquelle
gebaut werden. Dabei beginnt man mit einer einfachen Schaltung und fügt im Verlauf des
Versuchs neue Bauteile hinzu. So entsteht schliesslich eine brauchbare Gleichspannungsquelle. Der Versuch ist mit viel Lötarbeit verbunden, die eine gewisse Sorgfalt voraussetzt,
hat aber den Vorteil, dass man durch das fortlaufende Hinzufügen neuer Elemente und die
etappenweise Messung ein gutes Gefühl für die verwendeten Bauteile entwickelt.
2
Übersicht
Der Spannungsgleichrichter ist eine elegante, verhältnismässig umweltschonende Möglichkeit, aus einer Wechselspannungsquelle, wie man sie im Alltag in Form einer Steckdose
antrit, eine Gleichspannungsquelle zu erhalten. Diese werden für viele elektronische Geräte benötigt. Eine solche Gleichspannungsquelle soll in diesem Versuch aufgebaut werden.
Sie soll so gebaut sein, dass die abgegebene Gleichspannung möglichst unabhängig vom
Ausgangsstrom und Schwankungen der Netzspannung (Eingangsspannung) ist. Dabei soll
insbesondere darauf geachtet werden, dass die sogenannte Brummspannung, also die Reste der Wechselspannung, möglichst klein ist. Dabei wird, wie bereits erwähnt, Schritt für
Schritt vorgegangen:
• Als Erstes wird ein Halbwellengleichrichter gebaut. Die entstandene Gleichspan-
nungsquelle wird sowohl auf ihr Verhalten bei verschiedenen Lastströmen (mit festem
Kondensator) als auch bei variablem Kondensator (mit festem Laststrom) untersucht.
• Dasselbe Verfahren wird beim Vollwellengleichrichter angewandt, der im Unterschied
zum Halbwellengleichrichter mit einer sogenannten Diodenbrücke bestückt ist.
• Durch den Einbau eines RC-Tiefpasses kann erreicht werden, dass grosse Teile der
hochfrequenten Brummspannung geltert werden. Damit wird eine Glättung der
Spannungskurve erreicht.
• Die immer noch sehr variable Ausgangsspannung wird darauf mit Hilfe einer Zener-
Diode stabilisiert.
• Mit Hilfe des Operationsverstärkers (OpAmp) macht man die Ausgangsspannung
regelbar. Wiederum untersucht man, wie sich die stabilisierte, regelbare Ausgangsspannung und die Brummspannung bei verschiedenen Lastströmen verhalten.
• Schliesslich wird ein Transistor eingebaut, damit grössere Ströme zur Verfügung ste-
hen. Auch hier misst man, wie sich Ausgangsspannung und Brummspannung bei
variablem Laststrom verändern.
• Als letzte Messung wird das Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung unter-
sucht. Dazu wird der Variac (Variable alternating current) zwischen Steckdose und
Transformator gehängt, damit der Eektivwert der eingehenden Wechselspannung
verändert werden kann.
3
3
Aufbau und Messungen
3.1 Der Halbwellengleichrichter
Der Halbwellengleichrichter (Abb. 1) besteht aus einer Diode und einem nachgeschalteten
Kondensator. Die Diode ist ein einfacher Gleichrichter, der nur die positive Halbwellenspannung passieren lässt, während die negative Spannung gesperrt wird. Durch den zusätzlichen
Kondensator wird auch während der negativen Halbwelle Strom abgegeben. Der Kondensator wurde während der positiven Spannungsperiode aufgeladen und entlädt sich während
der negativen Halbwelle.
Abbildung 1: Halbwellengleichrichter
In dieser Konguration wurden zwei verschiedenen Messungen durchgeführt. Einerseits
wurde bei fester Kapazität C mit variabler Last gemessen (der Lastwiderstand nach dem
Ampèremeter ist veränderbar), andererseits wurde das Verhalten bei konstant gehaltenem
Laststrom mit verschiedenen Kondensatoren untersucht. Dabei wurde mit einer konstanten Eingangsspannung (peak to peak) Upp = 31 ± 0.5 V gearbeitet, was den Anschlüssen 0 und 10 V am Transformator entspricht. Zuerst wurde mit demselben Kondensator
IL
0 mA
25 ± 0.2 mA
50 ± 0.2 mA
75 ± 0.2 mA
100 ± 0.3 mA
125 ± 0.3 mA
150 ± 0.3 mA
UAV
15.11 ± 0.02 V
14.38 ± 0.02 V
14.13 ± 0.02 V
13.93 ± 0.02 V
13.76 ± 0.02 V
13.58 ± 0.02 V
13.44 ± 0.02 V
UBr
0 mV
220 ± 10 mV
420 ± 10 mV
630 ± 10 mV
820 ± 20 mV
1040 ± 20 mV
1240 ± 20 mV
UBr,theoretisch
0 mV
227 mV
455 mV
682 mV
909 mV
1140 mV
1360 mV
Tabelle 1: Halbwellengleichrichter, Messung mit C = 2200 µF
(C = 2200 µF) zwischen 0 und 150 mA in Abständen von 25 mA gemessen. Dabei beobachtet man, dass die Brummspannung UBr mit steigendem Laststrom IL linear zunimmt, mit
einer Steigung von 8.3 V/A. Gleichzeitig nimmt die am Voltmeter gemessene Ausgangsspannung mit zunehmendem Laststrom linear ab (siehe Plot).
4
Für die zweite Messung wurden alle verfügbaren Kondensatoren zwischen 470 und 4700 µF
C
470 µF
1000 µF
2200 µF
4700 µF
UAV
13.72 ± 0.02 V
14.12 ± 0.02 V
14.13 ± 0.02 V
14.18 ± 0.02 V
UBr
1.9 ± 0.1 V
780 ± 20 mV
420 ± 10 mV
210 ± 5 mV
UBr,theoretisch
2130 mV
1000 mV
455 mV
213 mV
Tabelle 2: Halbwellengleichrichter, Messung mit IL = 50 ± 0.2 mA
verwendet. Der Laststrom wurde jeweils nach dem Einbau der Kondensatoren auf 50 mA
eingestellt. Das Resultat der Messungen unter diesen Bedingungen ergibt, dass die Brummspannung umso kleiner ist, je grösser die Kapazität der verwendeten Kondensatoren ist.
Dieses Ergebnis war genau so zu erwarten, denn ein Kondensator mit grosser Kapazität
kann sich während der positiven Halbwelle mehr auaden und trägt deshalb bei seiner Entladung während der negativen Spannungsperiode mehr zur Aufrechterhaltung der Spannung bei. Eine grössere Kapazität liefert also mehr Spannung. Die gemessene Spannung
UAV ist klein bei kleiner Kapazität und wird grösser mit zunehmender Kapazität. Zeichnet
man die Abhängigkeit der Brummspannung vom reziproken Wert der Kapazität auf, so
ndet man eine lineare Proportionalität.
5
3.2 Der Vollwellengleichrichter
Im zweiten Arbeitsschritt wird der Halbwellengleichrichter zu einem Vollwellengleichrichter ausgebaut. Dies geschieht, indem man die einzelne Diode des Halbwellengleichrichters
durch 4 Dioden ersetzt, die man so anordnet, dass eine Umpolung stattndet, also die negativen Spannungen positiv werden und auch zum Auaden des Kondensators beitragen.
Diese sog. Brückenschaltung funktioniert folgendermassen: Während der positiven Halbwelle sind die Dioden D1 und D3 leitend, bei der negativen Halbwelle hingegen die Dioden
D2 und D4 , was zur Umpolung der negativen Spannung führt. Die Diodenbrücke ist als
fertiges Bauteil in der Box enthalten.
Abbildung 2: Vollwellengleichrichter
6
IL
0 mA
25 ± 0.2 mA
50 ± 0.2 mA
75 ± 0.2 mA
100 ± 0.3 mA
125 ± 0.3 mA
150 ± 0.3 mA
UAV
14.53 ± 0.02 V
13.70 ± 0.02 V
13.54 ± 0.02 V
13.43 ± 0.02 V
13.33 ± 0.02 V
13.24 ± 0.02 V
13.14 ± 0.02 V
UBr
0 mV
100 ± 2 mV
190 ± 5 mV
285 ± 10 mV
360 ± 20 mV
450 ± 20 mV
530 ± 20 mV
UBr,theoretisch
0 mV
113 mV
227 mV
340 mV
454 mV
568 mV
682 mV
Tabelle 3: Vollwellengleichrichter, Messung mit C = 2200 µF
Auch beim Vollwellengleichrichter führt man nun wieder zwei Messungen bei variablem
Strom bzw. variabler Kapazität durch. Hier ergeben sich unter denselben Voraussetzungen
wie oben, also Upp = 31 ± 0.5 V mit denselben Kondensatoren und Stromstärken eine um
einen Faktor 2 schwächere Brummspannung und eine etwas reduzierte Ausgangsspannung
UAV . Die klar verringerte Brummspannung resultiert daraus, dass nun auch die negative Halbwelle zur Auadung des Kondensators benutzt wird. Die Frequenz der Brummspannung wird also im Vollwellengleichrichter im Verhältnis zum Halbwellengleichrichter
verdoppelt. Wir haben also für die Brummspannung eine Frequenz von 50 Hz beim Halbwellengleichrichter und 100 Hz beim Vollwellengleichrichter.
Zur Berechnung der theoretisch erwarteten Brummspannung verwenden wir die Formel
UBr,theoretisch =
IL
· ∆t ,
C
(1)
wobei man beim Halbwellengleichrichter (Frequenz 50 Hz) für ∆t = 20 ms einsetzt und
beim Vollwellengleichrichter mit 100 Hz einen Wert von ∆t = 10 ms benutzt.
7
C
470 µF
1000 µF
2200 µF
4700 µF
UAV
13.38 ± 0.02 V
13.48 ± 0.02 V
13.52 ± 0.02 V
13.54 ± 0.02 V
UBr
840 ± 20 mV
350 ± 5 mV
185 ± 5 mV
94 ± 2 mV
UBr,theoretisch
1060 mV
500 mV
227 mV
106 mV
Tabelle 4: Vollwellengleichrichter, Messung mit IL = 50 ± 0.2 mA
3.3 Einuss eines RC-Tiefpasses
Der nun aufgebaute Vollwellengleichrichter ist zwar schon eine klare Verbesserung gegenüber dem Halbwellengleichrichter, die Brummspannung ist aber immer noch ziemlich hoch.
Eine Möglichkeit zur weiteren Verbesserung der Schaltung ist die Glättung durch einen RCTiefpass. Er funktioniert nach dem Prinzip, dass hochfrequente Spannung kurzgeschlossen
wird, während niederfrequente Anteile praktisch ungehindert passieren können. Der Widerstand R und die Kapazität C müssen so angepasst werden, dass die Grenzfrequenz
fG =
1
2πRC
(2)
des RC-Glieds klar kleiner als die Frequenz der Brummspannung, aber auch nicht allzu
niedrig ist.
8
Abbildung 3: Einbau des RC-Tiefpasses mit R = 12 Ω und C = 470 µF
Die Brummspannung hat die doppelte Netzfrequenz, also 100 Hz, während die DC-Spannung
niederfrequent ist. Als Grenzfrequenz wähle ich zirka 30 Hz. Um noch etwas Spielraum nach
oben, wie auch nach unten zu haben (Widerstände sind ab 10 Ω vorhanden), wähle ich
R = 12 Ω und C = 470 µF. Damit berechnet sich die Grenzfrequenz nach (1) zu 28.2 Hz.
Da der RC-Tiefpass unabhängig vom benützen Kondensator arbeitet, misst man hier nur
noch den Verlauf der Spannungen bei verschiedenen Lastströmen IL . Dabei wurde zum besseren Vergleich der Spannungen nochmals eine Kapazität von 2200 µF verwendet, obwohl
mit der höheren Kapazität niedrigere Brummspannungen zu erwarten sind. Ab Kapitel 3.4
wurde dann nur noch mit der grössten verfügbaren Kapazität von 4700 µF gearbeitet.
Die Tabelle zeigt jeweils die gemessenen Spannungswerte mit und ohne Tiefpass an (UBr,RC
bzw. UBr ). Man stellt eine Verringerung von einem Faktor 4 durch diese Glättung fest, was
einer weiteren, deutlichen Verbesserung der Schaltung entspricht. Nun sind wir zufrieden
mit der Brummspannung und wollen uns der immer noch sehr starken Lastabhängigkeit
der Schaltung zuwenden: Die Schaltung soll stabilisiert werden.
9
IL
25 ± 0.2 mA
50 ± 0.2 mA
75 ± 0.2 mA
100 ± 0.3 mA
125 ± 0.3 mA
150 ± 0.5 mA
UAV
12.75 ± 0.02 V
12.38 ± 0.02 V
12.01 ± 0.02 V
11.63 ± 0.02 V
11.29 ± 0.02 V
10.93 ± 0.02 V
UBr
100 ± 2 mV
190 ± 5 mV
285 ± 5 mV
370 ± 10 mV
440 ± 10 mV
530 ± 10 mV
UBr,RC
24 ± 1 mV
46 ± 1 mV
68 ± 2 mV
88 ± 2 mV
106 ± 2 mV
124 ± 2 mV
Tabelle 5: Einuss eines RC-Tiefpasses auf die Brummspannung
3.4 Verwendung einer Zener-Diode
Je nach Verbraucherstrom liefern die bisherigen Schaltungen eine andere Spannung. Mit
steigender Last sinkt auch die Ausgangsspannung. Um diesen Eekt zu eliminieren, verwenden wir eine Zener-Diode. Die hier benutzte Zener-Diode hat gemäss Spezizierung
eine Sperrspannung von 5.1 V. Eine grosse Änderung des Stroms hat hier nur eine minimale Änderung der Spannung zur Folge.
Abbildung 4: Schaltung mit Zener-Diode, Sperrspannung 5.1 V, RA = 82 Ω
Bevor wir die Zener-Diode allerdings in Betrieb nehmen können, müssen wir den Wert
des Widerstandes RA ermitteln. Die Berechnung des Arbeitswiderstandes RA erfolgt über
die Formel
Uin − UA
RA =
,
(3)
IL
wobei für Uin die Eingangsspannung des Arbeitswiderstandes aus Tabelle 6 und für UA
die Sperrspannung eingesetzt wird, da wir nur knapp unter der Sperrspannung arbeiten
wollen. Durch einsetzen erhält man
RA =
12 V − 5.1 V
≈ 86 Ω .
80 mA
Wir wählen einen 82 Ω Widerstand.
Die Spannung bleibt bis 80 mA relativ konstant. Bis zu dieser Last kann die Zener-Diode
nahe ihrer Sperrspannung arbeiten. Bei höheren Lastströmen fällt über dem Widerstand
mehr Spannung ab und an der Zener-Diode liegt eine niedrigere Spannung an. Deshalb
kann ihre Arbeitsspannung nicht mehr aufrechterhalten werden. Die Spannung fällt bei
Strömen über 90 mA schnell ab.
10
IL
0 mA
20 ± 0.1 mA
40 ± 0.1 mA
60 ± 0.2 mA
80 ± 0.3 mA
85 ± 0.3 mA
90 ± 0.3 mA
95 ± 0.3 mA
100 ± 0.3 mA
106 ± 0.3 mA
110 ± 0.3 mA
115 ± 0.3 mA
121 ± 0.3 mA
125 ± 0.3 mA
130 ± 0.3 mA
138 ± 0.3 mA
142 ± 0.3 mA
UAV
5.08 ± 0.01 V
5.05 ± 0.01 V
5.03 ± 0.01 V
5.00 ± 0.01 V
4.96 ± 0.01 V
4.94 ± 0.01 V
4.91 ± 0.01 V
4.66 ± 0.01 V
4.20 ± 0.02 V
3.63 ± 0.03 V
3.25 ± 0.02 V
2.80 ± 0.02 V
2.25 ± 0.01 V
1.90 ± 0.01 V
1.40 ± 0.01 V
0.65 ± 0.01 V
0.285 ± 0.005 V
Tabelle 6: Messung der stabilisierten Ausgangsspannung
3.5 Einbau eines OpAmp
Die Spannung ist nun ziemlich laststabil. Noch kann man aber nur mit kleinen Strömen und
Spannungen arbeiten. Das Ziel beim Einbau des Operationsverstärkers (OpAmp) ist nun,
11
die Spannung regelbar zu machen. Es handelt sich bei der Schaltung wie in Abb. 6 gezeigt
um einen nicht-invertierenden Verstärker. Dazu wird ein OpAmp mit der entsprechenden
Rückkopplung eingebaut. Das Schaltschema entnehmen wir der Versuchsanleitung. Die
Speisung für den OpAmp liefert uns vorerst ein bereitgestellter, externer Spannungsstabilisator. Für RN wählt man den Widerstand so, dass die Verstärkung
A=1+
RN
R1
(4)
möglichst gross ist. Ich habe mich für einen Widerstand von 4.7 kΩ entschieden. Für R1
wird der mit einem Drehknopf versehene Regelwiderstand benützt, da man ihn ja variieren
möchte.
Abbildung 5: Spannungsverstärkung durch einen OpAmp
Mit dem Drehknopf kann nun der Widerstand R1 und mit ihm die Spannung variiert
werden, und zwar etwa im Bereich von 7 bis 13 V. Für die Messungen wird die Spannung
ohne Lastwiderstand auf 8 bzw. 10 V eingestellt. Danach wird der Strom jeweils schrittweise erhöht und untersucht, wie lange die Spannung konstant bleibt. Für UAV,8V sind dies
21.2 mA, mit UAV,10V beginnt die Spannung schon bei 19.6 mA zu fallen. Der maximale
lieferbare Strom des OpAmps beträgt gemäss beiliegendem Datenblatt Isc = 25 mA. Darüber liefert der OpAmp keinen zusätzlichen Strom.
12
IL
0 mA
3.2 ± 0.05 mA
4.0 ± 0.05 mA
6.0 ± 0.05 mA
8.0 ± 0.05 mA
10.0 ± 0.05 mA
12.0 ± 0.05 mA
14.0 ± 0.05 mA
16.0 ± 0.05 mA
18.0 ± 0.05 mA
19.4 ± 0.05 mA
19.6 ± 0.05 mA
19.8 ± 0.05 mA
20.0 ± 0.05 mA
21.0 ± 0.05 mA
21.2 ± 0.05 mA
21.4 ± 0.05 mA
21.6 ± 0.05 mA
21.8 ± 0.05 mA
22.0 ± 0.05 mA
UAV,8V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
-
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
7.89 ± 0.01 V
7.71 ± 0.01 V
7.31 ± 0.01 V
7.06 ± 0.01 V
6.87 ± 0.01 V
UAV,10V
10.00 ± 0.01 V
-
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
9.86 ± 0.01 V
9.58 ± 0.01 V
9.23 ± 0.01 V
7.92 ± 0.01 V
-
Tabelle 7: Messung der regulierten Ausgangsspannung ausgehend von 8 bzw. 10 V
13
3.6 Erweiterung um einen Transistor
Als letzten Arbeitsschritt an unserer Schaltung wollen wir nun höhere Ströme zur Verfügung haben. Dies erreichen wir durch den Einbau eines Transistors. Er besteht aus einer
Basis (B), durch die ein kleiner Strom IB iesst, sowie aus Kollektor (C) und Emitter
(E), zwischen denen der eigentliche Strom iesst. Beim npn-Transistor sind Basis und Kollektor positiv gegenüber dem Emitter, beim pnp sind B und C negativ gegenüber E. In
diesem Versuch wurde der npn-Kontakt verwendet (siehe Abb. 7). Man hätte aber durch
einfaches Vertauschen von Kollektor und Emitter auch einen pnp-Kontakt verlöten können.
Abbildung 6: Transistor zur Verstärkung des Stroms
Wie wir aus der Tabelle 8 sehen können, ist diese Schaltung nun für Stromstärken bis
zu zirka 300 mA ausgelegt. Bis zu dieser Stromstärke ist die Spannung von 8 V stabil und
auch keine Brummspannung erkennbar. Geht man aber über 340 mA hinaus, wird plötzlich
wieder eine grosse Brummspannung von der Grössenordnung von 1 V gemessen. Dasselbe
passiert bei der Messung ausgehend von UAV = 10 V, allerdings bereits bei 200 mA und
mit einer mehr als zehnmal kleineren Brummspannung. Was passiert da genau?
14
IL
0 mA
10 ± 0.1 mA
22 ± 0.1 mA
60 ± 0.1 mA
100 ± 0.2 mA
140 ± 0.2 mA
180 ± 0.5 mA
200 ± 0.5 mA
220 ± 0.5 mA
250 ± 0.5 mA
270 ± 0.5 mA
290 ± 0.5 mA
340 ± 0.5 mA
376 ± 0.5 mA
429 ± 0.5 mA
UAV,8V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
8.00 ± 0.01 V
7.99 ± 0.01 V
7.98 ± 0.01 V
7.97 ± 0.01 V
7.96 ± 0.01 V
7.96 ± 0.01 V
7.95 ± 0.01 V
7.95 ± 0.01 V
UBr,8V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
-
-
7.94 ± 0.01 V
7.93 ± 0.01 V
7.41 ± 0.01 V
5.95 ± 0.01 V
0V
1.16 ± 0.02 V
1.16 ± 0.02 V
0.82 ± 0.02 V
UAV,10V
10.00 ± 0.01 V
UBr,10V
0V
-
-
10.00 ± 0.01 V
9.99 ± 0.01 V
9.98 ± 0.01 V
9.97 ± 0.01 V
9.96 ± 0.01 V
9.95 ± 0.01 V
9.92 ± 0.01 V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
84 ± 2 mV
-
-
9.18 ± 0.01 V
90 ± 2 mV
-
-
Tabelle 8: Messung des regulierten Stroms ausgehend von 8 bzw. 10 V
Mit zunehmendem Strom steigt auch die Spannungsabfall über den verschiedenen Bauteilen der Schaltung. Da der Transistor aber für die Aufrechterhaltung seiner Funktion eine
ebenso grosse Spannung am Kollektor (C) anliegen haben sollte, wie die über den Emitter
am Ausgang der Schaltung anliegt, darf der Spannungsabfall über dem ersten Kondensator
(C = 4700 µF) und dem Widerstand R = 12 Ω nicht zu gross sein.
Wir wollen diesem Umstand Rechnung tragen und eine ansatzweise Kalkulation durchführen. Dazu betrachte die erste Messung mit UAV,8V bei 290 und 340 mA. Der Span-
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nungsabfall über dem Kondensator berechnet sich zu
UC=4.7mF = R · IL =
1
1
· IL =
· IL .
νC
100 · 4.7 mF
Mit den beiden Werten von 290 bzw. 340 mA erhält man einen Spannungsabfall von 617
bzw. 723 mV. Ebenso berechnet man für den Spannungsabfall über dem Widerstand mit
UR=12Ω = R · IL = 12 Ω · IL
Werte von 3.48 V für 290 mA und 4.08 V für 340 mA. Addiert man nun die jeweiligen Eingangsspannungen und bildet die Dierenz der beiden Fälle, so erhält man einen relativen
Spannungsabfall von zirka 0.7 V bei einer Änderung der Stromstärke von 290 auf 340 mA.
Anders gesagt: Die Spannung am Kollektor liegt bis 290 mA über den verlangten 8 V,
danach fällt sie unter den benötigten Wert und der Transistor funktioniert nicht mehr.
3.7 Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung
Zum Schluss soll die Schaltung noch auf ihr Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung untersucht werden. Dazu wird zuerst der Operationsverstärker (OpAmp) noch mit
Up2p
0V
2 ± 0.1 V
4 ± 0.1 V
6 ± 0.2 V
8 ± 0.2 V
10 ± 0.2 V
12 ± 0.2 V
14 ± 0.2 V
16 ± 0.2 V
18 ± 0.2 V
20 ± 0.2 V
22 ± 0.2 V
24 ± 0.2 V
26 ± 0.2 V
28 ± 0.2 V
30 ± 0.2 V
32 ± 0.2 V
34 ± 0.2 V
UAV
0V
0V
86.7 ± 0.1 mV
760 ± 1 mV
1680 ± 1 mV
2625 ± 1 mV
3.45 ± 0.01 V
4.30 ± 0.01 V
4.97 ± 0.01 V
6.02 ± 0.01 V
7.03 ± 0.01 V
8.13 ± 0.01 V
8.94 ± 0.01 V
9.84 ± 0.01 V
9.98 ± 0.01 V
10.00 ± 0.01 V
10.01 ± 0.01 V
10.02 ± 0.01 V
UBr
0V
0V
0V
0V
0V
0V
0V
3 ± 0.5 mV
4 ± 0.5 mV
6 ± 0.5 mV
9 ± 0.5 mV
12 ± 0.5 mV
14 ± 0.5 mV
16 ± 0.5 mV
0V
0V
0V
0V
Tabelle 9: Messung des Verhaltens bei Schwankungen der Netzspannung, IL = 0 A
der Schaltung verbunden, sodass die externe Speisung durch den bereitgestellten Spannungsstabilisator überüssig wird. Die damit verbundene Einbusse an Spannungsstabilität
soll hier nicht diskutiert werden. Vielmehr untersuchen wir, was passiert, wenn die Netzspannung von 0 bis 260 V variiert. Dazu schliessen wir den Variac (Variable alternating
current) vor den Transformator, also direkt an die Steckdose an.
16
Die erste Messung wird ohne Laststrom durchgeführt. Hier ist es noch ohne Probleme
möglich, eine Ausgangsspannung von 10 V bei Haushaltsspannung (230 V) einzustellen.
Bei der zweiten Messung mit einem Laststrom von 150 mA ist dies jedoch nicht mehr
möglich, weshalb da von 8 V ausgegangen wird. Bei beiden Messungen fällt auf, dass die
Brummspannung erst ab einer peak-to-peak Spannung von 28 V verschwindet. Bei kleineren Spannungen tritt dasselbe Phänomen auf, wie wir es beim Transistor gesehen haben.
Aufgrund der zu kleinen Eingangsspannung und gleichbleibendem Spannungsabfall liegt
am Kollektor des Transistors zu wenig Spannung an und er funktioniert nicht richtig.
17
Upp
0V
2 ± 0.1 V
4 ± 0.1 V
6 ± 0.2 V
8 ± 0.2 V
10 ± 0.2 V
12 ± 0.2 V
14 ± 0.2 V
16 ± 0.2 V
18 ± 0.2 V
20 ± 0.2 V
22 ± 0.2 V
24 ± 0.2 V
26 ± 0.2 V
28 ± 0.2 V
30 ± 0.2 V
32 ± 0.2 V
UAV
0V
0V
0 mV
210 ± 1 mV
845 ± 1 mV
1658 ± 1 mV
2.37 ± 0.01 V
3.11 ± 0.01 V
3.88 ± 0.01 V
4.68 ± 0.01 V
5.44 ± 0.01 V
6.18 ± 0.01 V
6.86 ± 0.01 V
7.70 ± 0.01 V
7.98 ± 0.01 V
8.02 ± 0.01 V
8.03 ± 0.01 V
UBr
0V
0V
0V
2 ± 0.1 mV
7 ± 0.1 mV
12 ± 0.1 mV
18 ± 0.1 mV
22 ± 0.2 mV
28 ± 0.5 mV
36 ± 0.5 mV
42 ± 0.5 mV
50 ± 0.5 mV
54 ± 0.5 mV
64 ± 0.5 mV
0V
0V
0V
IL
0 mA
0 mA
0 mA
3.5 ± 0.1 mA
15.7 ± 0.1 mA
30.9 ± 0.1 mA
44.2 ± 0.1 mA
58.1 ± 0.1 mA
72.4 ± 0.1 mA
87.4 ± 0.1 mA
101.5 ± 0.1 mA
115.1 ± 0.1 mA
127.9 ± 0.2 mA
143.5 ± 0.2 mA
148.8 ± 0.2 mA
149.6 ± 0.2 mA
149.9 ± 0.2 mA
Tabelle 10: Messung des Verhaltens bei Schwankungen der Netzspannung, IL = 150±1 mA
4
Schlusswort
In diesem Versuch wurde eine laststabile, regelbare Gleichspannungsquelle gebaut. Durch
sukzessives Hinzufügen der notwendigen Bauteile wurde zuerst ein einfacher Halbwellengleichrichter gebaut, dessen Verbesserung durch einen Vollwellengleichrichter realisiert wurde. Die immer noch grosse Brummspannung konnte mittels RC-Tiefpass geglättet werden.
Die Spannungsstabilisierung geschieht durch eine Zener-Diode. Mit Hilfe des OpAmps wird
die Spannung regulierbar. Der Transistor schliesslich ermöglicht es, dass stärkere Lastströme geliefert werden können.
Das Resultat des Versuchs ist ein Spannungsstabilisator, der Ausgangsspannungen zwischen 7 und 12 V liefert und bis zu einem Laststrom von 290 mA zuverlässig arbeitet.
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Literatur
[1] Spannungsstabilisierung Versuchsanleitung