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DC-Wandler/DC-DC-Wandler
18.12.2000 V1.0
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Elektronische Netzteile und DC – DC – Wandler
1. Überblick
2. Sperrwandler
3. Durchflusswandler
4. Resonanzwandler
5. Power Factor Controller
6. Enstörschaltungen
7. Integrierte Schaltungen
1. Überblick
Elektronische Netzteile weisen gegenüber konventionellen Netzteilen eine Reihe von Vorteilen auf :
- kompakt und leicht
- Ausgangsspannung geregelt und lastunabhängig
- Teilweise kurzschlussfest
- Eingangsspannungsbereich z.B. 80 – 260 V~
- Sanftanlauf
Die hohe Leistungsübertragung pro Wandlergewicht wird durch die hohe Taktfrequenz erzielt. Das ist auch der
Grund für die hohe Taktfrequenz des Bordnetzes von Flugzeugen : auch konventionelle Trafos werden kleiner
und leichter. Dies kann unmittelbar durch Betrachtung der Trafoformel erkannt werden. Als Eisenkerne müssen
wegen der hohen Taktfrequenz Ferrite verwendet werden. Bei der Auswahl der Ferrite muß deren optimaler
Frequenzbereich beachtet werden. Die üblichen Taktfrequenze liegen bei 20-100kHz und bis maximal 500kHz.
Die Felddichten liegen bei <0.2T ( Vitrovac 0.7 T! ). Die Eisenkerne von Leistungsübertragern sind luftspaltlos
um den Magnetisierungsbedarf zu minimieren. Die von Speicherdrosseln weisen große Luftspalte auf, um auch
bei grossen Strömen Sättigung zu vermeiden. Als Schalttransistoren werden aufgrund der hohen
Schaltgeschwindigkeit und der leistungslosen Ansteuerung vorwiegend FETs verwendet. Zu beachten ist
allerdings dass die Ansteuerung von FETs trotzdem niederohmig erfolgen muß, weil die Eingangskapazität bei
hohen Schaltgeschwindigkeiten Ströme bis 0.5A zieht. Transistoren haben den Vorteil der kleinen
Sättigungsspannung weisen in der Regel aber ein schlechtes Schaltverhalten auf. Sie müssen daher in
entsättigtem Zustand betrieben werden. Sie erreichen nicht die heute üblichen Schaltfrequenzen von 100kHz.
Stüttler PA
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2. Sperrwandler
Der Nachteil der Sperrwandler gegenüber den Durchflusswandlern und den Gegentaktwandlern ( Trafo ) besteht
darin, dass die ganze übertragene Leistung in der Drossel gespeichert werden muß. In der Sperrphase des
Transistors wird diese Energie an den Ausgang abgegeben. Er wird deshalb nur für kleinere Leistungen gebaut.
2.1. Abwärtswandler ( Buck-Converter )
Auf den Ausgang gespeist wird während der Einschaltphase des Transistors.
IT
IL
Ia
mittlere Eingangsspannung
große Eing-Spg
Ue
UL
Ue -Ua
Ue -Ua
ID
Ua
Ue
Ua
Ue -Ua
Ue -Ua
t
te/T
te(Ia):
Ua
Lückb.
IL
Ia
Ia
IL/2
Ia
t
Berechnungsformeln :
te
 (U
ta
e
 U a )dt   U a dt  (U e  U a )t e  U a t a 
0
0
Qab  Q zu  I L max T 
Ue Ua  L
te U a

T Ue
I L T
I
 I a T  I L max  L  I a
2
2
U Ua
U Ua
di
L e
L e
di
I L
dt
dt
te
Dimensionierungsrichtlinien :
große Induktivitäten sind teurer, aber die Schaltfrequenz wird kleiner; große Spannungsunterschiede sind bei
hoher Schaltfrequenz schwer zu überbrücken, großer Stromrippel verkleinert die Schaltfrequenz, vergrößert aber
den L-Maximalstrom; große L-Maximalströme sind durch Drosseln mit Luftspalt erzielbar – sie gehen aufgrund
des vergrößerten magnetischen Widerstandes weniger schnell in die Sättigung – allerdings verschlechtert sich
die Induktivität die mit einer vergrößerten Windungszahl kompensiert werden kann – die höhere Windungszahl
verbessert L quadratisch ( L = N2/Rm) , die Sättigungsgefahr nimmt mit der Windungszahl aber nur linear zu (
H=I*N/lm). Eine gute Nutzung der Wickelfläche bedeutet kleine Kupferverluste und kleine Taktfrequenz.
Kupferdrähte über 0.8mm weisen bei Frequenzen über 20kHz nicht vernachlässigbaren Skinneffekte auf.
Abhilfe schafft die Verwendung von HF-Litzen, oder die Aufteilung des Kupferquerschnittes auf mehrere
parallele Drähte im Abstand von ca. 1mm.
Überdimensionierte Induktivitäten verlangsamen den Spannungsregelvorgang; bei kleinen Lastströmen beginnt
der Strom der Induktivität zu lücken, die Formel für das Tastverhältnis gilt nicht mehr – te wird kürzer –
theoretisch bis te=0 (siehe obiges Diagramm te(Ia) ) => eine Regelung zur Stabilisierung der Spannung ist nötig,
außer man verhindert mit einer Grundlast den Lückbetrieb; die Regelung ist für den Lückbetrieb unabdingbar
und verbessert aber auch die Spannungsstabilität bei größerer Last;
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Zur Dimensionierung von Drosseln vorteilhaft sind weiters folgende Diagramme. Das erste gibt das zu
verwendende Kernmaterial als Funktion der Frequenz wieder ( siehe auch Siemens-Handbuch ). Weil mit größer
werdendem Luftspalt nicht nur die effektive Permeabilität abnimmt sondern auch tan verbessert wird, stellt man
dazu den auf die Anfangspermeabilität bezogenen Verlustfaktor tan/a als Funktion der Frequenz dar.
tan/a
10-1
U-Ferrite
10-3
K-Ferrite
Für DC-DC-Wandler werden gerne N-Ferrite verwendet.
M-Ferrite
10-6
N-Ferrite
103
1
106 f/MHz
Nachfolgende Diagramme dienen dazu den optimalen Kern für einen optimalen Betriebsbereich bei einer
Übertemperatur von 30°-50°C auszusuchen. Außerdem könnte mit der effektiven Permeabilität der nötige
Luftspalt bestimmt werden :
l L = lFe*0 (1/e-1/a)  lFe*0/e  lFe/40 für eine eff. rel. Permeabilität von 40
Meist ist es jedoch ausreichend , einen Kern auszuwählen und mit einer Annahme für den Luftspalt zu rechnen
und diese Annahme gegebenenfalls zu korrigieren :
- reicht beispielsweise die Fensterfläche nicht aus, muss der Luftspalt verkleinert werden
- geht der Kern in die Sättigung, muss der Luftspalt vergrößert werden
- reicht die Fensterfläche nicht und der Kern geht in die Sättigung, muss ein größerer Kern
gewählt werden, oder eine dünnerer Kupferdraht;
EC-Kerne
E- und EF-Kerne
A2mH
102
102
CC-Kerne
102
20
EC70
10
E55
E42/20
E42/15
10
EC52
EC41
I 2L
EC35
60 50
10
30 25
40
E30
EF25
1 60 50
re
1
30
CC50
40
re
1
CC36
40
0.1
0.5
1
2
0.1
I2Rcu
10
0.5
N, Luftsp.
optimaler
Arbeitsbereich :
50°C
1
2
CC26
60 50
0.1
10 0.5
1
30
re
2
Beachten Sie, dass der optimale Arbeitsbereich stets bei einer
effektiven Permeabilität von ca. 40 liegt : l L = lFe*0/e  lFe/40
30°C
Stüttler PA
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re
Ist der Kern aber überdimensioniert, ist
es sinnvoll den Luftspalt zu verkleinern :
die Gefahr der Sättigung besteht
weniger. Man erhält eine größere
effektive Permeabilität und kann Kupfer
sparen.
Die Vergrößerung der effektiven
Feldstärke durch den Einbau eines
Luftspaltes ist nebenan beispielhaft für
einen EF42 Kern dargestellt :
(siehe auch Siemens Handbuch, Kap.
Ferrite )
lL=0
103
lL=0.1mm
102
lL=0.5mm
lL=2mm
101
1
H
10
102
103
Spannungsregelung ( Prinzip )
U->PWM
Uist
Usoll
PID
-
Ua
Eine andere Variante arbeitet mit einer konstanten
Frequenz und konstantem Tastverhältnis. Die SpannungsRegelung erfolgt so, dass der DC-DC-Wandler
aussetzt sobald die Spannung einen maximalen
Spannungslevel überschreitet und schaltet ein, wenn ein
minimaler Spannungslevel unterschritten wird ( Hysterese )
Das Tastverhältnis wird so fix eingestellt, dass eine minimale
Eingangsspannung die gewünschte Ausgangsspannung liefert.
Der Spannungsregler setzt nicht aus. Ist die Eingangsspannung
Höher oder der Laststrom klein, setzt der Wandler immer
Wieder kurzzeitig aus.
Umax
Umin
t
Beispiel eines Sperrwandlers : Ue=9..18V, Ua=5V, f=100kHz, Ia=2A, dIL = 0.4A
Einschaltzeit beim nichtlückenden Betrieb :
te=5.5us ( 9V)
te=2.8us ( 18V)
im Lückbetrieb wird die Einschaltzeit kürzer ( oder Wandleraussetzbetrieb )
ILmax =0.2A + 2A = 2.2A
L = (18V-5V)*2.8us/0.4A = 91uH ( (9V-5V)*5.5us/0.4A= 55uH )
Transistor :
Pv = I*rdson te/T + f*Wv + f*U*Irr*trr/2
rdson und Schaltverluste Wv folgen aus dem Datenblatt, Irr .. Freiräumstrom
bzw. man rechnet mit dem dynamischen thermischen Widerstand
Drossel : 0.1mH, 2.5A, 100kHz, Universalfestinduktivität mit eingebautem Luftspalt
oder handgefert. Spule : I2L=0.5, mit Seite3=> Kern CC36, re=80; aus Datenblatt : lFe =80mm, Al =2uH
=> ll =lFe/re=80mm/80 = 1mm; Al,e = Al re /a =2uH*80/1000 = 0.18uH=> N=(L/ Al,e)0.5 = 23
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2.2. Aufwärtswandler ( Boost Converter )
Auf den Ausgang gespeist wird während der Ausschaltphase des Transistors.
IL
ID
Ia
U
UL
Ua
Ua –Ue
IT
Ue
Ua
Ue
t
Ua
Um große Ausgangsspannungen zu
erreichen, muß die Ausschaltzeit
sehr kurz werden
IL
Ia
IT
ID
t
Berechnungsformeln :
te
ta
 U dt   (U
e
0
a
 U e )dt  U e t e  (U a  U e )t a 
0
Qab  Q zu  I L max t a 
Ua Ue  L
te
U
 1 e
Ua
T
I L t a
I T
I
 I a T  I L max  L  a
2
2
ta
U Ue
U Ue
di
L a
L a
di
I L
dt
dt
ta
Dimensionierungsrichtlinien :
große Ausgangsspannungen verlangen kurze Ausschaltzeiten, große Ströme in der Induktivität und große
Induktivitäten damit die Ausschaltzeit etwas verlängert wird;
Beispiel : Uemin = 10V, Ua=24V; Ia=2A, f=50kHz, dI=2A;
te = (1-10/24)/20us = 11.5us
ILmax =2A/2 + 2A*20us/8.5us = 5.8A
L= (24-10)*8.5us/2A = 60uH
Transistor Pv = ..
Drossel :
Stüttler PA
oder näherungsweise über den dynamischen thermischen Widerstand
6A, 60uH, 50kHz, Universalfestinduktivität mit eingebautem Luftspalt
Alternativ kann eine Spule berechnet und handgefertigt werden ( Seite 3 )
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2.3 Inverswandler ( Flyback - Converter )
IT
ID
Ia
U
Ue
IL
Ue
UL
Ua
t
Ua
t
IL
Ia
IT
ID
Berechnungsformeln :
te
U
t
ta
e
dt   U a dt  U e t e  U a t a 
0
0
Qab  Q zu  I L max t a 
Ua  L
te U a

ta U e
I L t a
I T
I
 I a T  I L max  L  a
2
2
ta
U
Ua
di
L a L
di
I L
dt
dt
ta
Sehr günstig lassen sich negative Spannungen in der Größenordnung der Eingangsspannung erzeugen.
2.4. Sperrwandler mit Trafo ( primär getastet )
Sperrwandler verfügen über Trafos und können daher große Spannungsunterschiede wirtschaftlich überbrücken.
U
N1=10
N2=30
ID
Ua
Ia
UL
Ue
IT
Ue
Ua
t
Ua/3
ü=1 :
Der Wandler kann aufwärts, abwärts
oder invers arbeiten, maßgeblich ist
die Übersetzung des Trafos;die
bei minimaler Eingangsspannung hat
sich ein Tastverhältnis von 50% bewährt;
der Trafo verfügt über meist über
keinen Luftspalt;
Stüttler PA
IT
ID
IT
ID
Ia
t
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Berechnungsformeln :
ü  1:
für
te
ta
 U dt   U
e
0
a
für
dt  U ete  U a t a 
0
Qab  Qzu  I L max t a 
Ua  L
te U a

ta U e
I L t a
IT
I
 I aT  I L max  L  a
2
2
ta
ü 1
bei U e min
te U a

1
ta U e
I L max 
I L
 2I a
2
U
Ua
di
L a L
di
I L
dt
dt
ta
N prim
Trafo :
Kontrolle
L
B:  
AL
l * AL
A
N prim  N sek
B
I L max N
 0.2T
A
Rechne mit Ua=Ue ( ü=1 ),
dann Nsek auf die eigentliche
Spannung umrechnen.
für zwei Ausgangsspannungen
UL
IT
Ue
nur eine Ausgangsspannung ist regelbar, abweichende Spannungen
Können mit nachgeschalteten Linearreglern optimiert werden
Beispiel : Ue = 18..40V, P=10W, Ua1 = 15V/300mA, Ua2 = -15V/300mA, Ua3=12V/100mA, f = 100kHz
dIL = 1A
Np/Ns1 =Up/Us1 = Up/Us2 = (18-Utr)/(15-0.7) = (18-0.5)/(15-0.7) =1.3
Np/Ns3 =Up/Us3 = (18-Utr)/(12-0.7) = (18-0.5)/(12-0.7) =1.5
te = ta für Ue = 18V
ILmax = 1A/2 + 2*0.3/1.3 + 2*0.3/1.3 + 2*0.1/1.5= 1.6A
Alternativ könnte Ilmax über die Leistung berechnet werden :
Pges = Pv + Ia1*Ua1+ .. = 0.5*Ue*(Ilmax-Id/2) = 10W Ilmax = 1.6A
L=18*5us/1A = 100uH
Trafo : der Trafo muss gewickelt werden; gewählt RM8 Typ250nH
Aus Datenblatt : l/A = 0.6*10+3; l=38mm, AL = 250nH, B<0.2T, Acu > 25mm2
L= N2*AL  N1 = (L/AL)0.5 =(100*10-6/0.25*10-6)0.5 =20
 = l*AL/A = 0.6*10+3*0.25*10-6 = 0.15*10*10-3
Kontrolle B : B = *I*N/l = 0.15*10-3*1.6A*20/0.038 = 0.1T
man könnte einen RM8 Typ mit größerem AL wählen und dadurch Kupfer sparen
N2 = 20/1.3 = 15; N3 = 20/1.5 = 13
Kupferdrähte :
Ap = Ipeff/S= 2*Pges/Ue /S = 2*10/18/S = 0.2mm2; dp = 0.5mm
As1 = Is1eff/S = 2*Ia1/S = 0.6/5 = 0.1mm2; ds1=0.35mm=ds2;
ds2 = 0.3mm gewählt
Kontrolle Kupferfläche : Acu = Np*dp2 + Ns1*ds12+ .. = 20*0.52 + 2*15*0.352 + 13*0.32= 5+4+1 = 10mm2
Acu = ca.20mm2 ( incl. Reserven ) ist ok
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3. Durchflusswandler
3.1 Eintaktdurchflusswandler
Durchflusswandler zeichnen sich dadurch aus, dass die Energie in der Leitendphase des Transistors übertragen
wird. Die übertragene Energie muss nicht in einer Induktivität zwischengespeichert werden. Dadurch sind bei
gleicher Baugröße größere Leistungen übertragbar, weil nicht die Speicherfähigkeit des Kerns maßgeblich ist. In
der Leitendphase wird der Kern trotzdem magnetisiert. Diese Magnetisierung muss in der Sperrphase wieder
abgebaut werden. Dazu wird eine Entmagnetisierungsspule eingebaut oder eine Trickschaltung angewandt. Auch
dieser Wandler kann als Wandler mit Trafo im Hochsetz- Tiefsetz- oder Inversbetrieb laufen. Der Kern der
Durchflusswandler weist keinen Luftspalt auf, weil keine Speicherfähigkeit verlangt ist, weil die
Primärdurchflutung durch eine entsprechende Sekundärdurchflutung kompensiert wird und weil der
Magnetisierungsstrom ohne Luftspalt klein bleibt. Die Nutzung der Wickelfläche ist mäßig. Auf der
Sekundärseite wird zur Glättung nicht nur ein Kondensator, sondern noch eine zusätzliche Glättungsinduktivität
eingebaut. Dadurch ist dann zwar eine zusätzliche Freilaufdiode nötig, aber man vermeidet mit dem geglätteten
Strom Kondensator-Ladestromspitzen und kann gleichzeitig kleinere Glättungsinduktivitäten einsetzen.
Entmagnetisierungsspule
UL
IT
Ue
Berechnungsformeln :
ü
Ua
Ue
I p max
2I a
 ü  I p max  ü * 2 * I a
I pmag  0.1 * I p max
Ua  L
U
Ue
di
L a L
di
 I pmag
dt
dt
T 2
N prim
Trafo :
Kontrolle
Lsek ,dr 
B:  
AL
l * AL
A
N 2  N1 N 3  N1 * ü
B
I L max N
 0.2T
A
Ua
I sek
Stüttler PA
L
T 2
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Dimensionierungsrichtlinien :
N1~N2; Tastverhältnis bei minimaler Eingangsspannung 50%, bei größeren Eingangsspannungen sinkt die
Einschaltdauer;
Beispiel :
Ue=20..80V; Ua1=5V/10A; Ua2=15V/0.1A;f=100kHz
Pab = Ua1*Ia1 + Ua2*Ia2 + Pv = 5*10W + 15*0.1W = 50W
Pges = Pab + Pv = 60W
Ip = 2*Pges / Uemin = 2*60W/20V =6A ( der Magnetisierungsstrom sei klein )
Magnetisierungsstrom ~10% I p : Imag = 0.6A
Ipges = 6.6A
Drahtquerschnitte :
Ap = 0.5*Ip/S = 0.5*6.6A / 5 = 0.7mm2; 2 Drähte mit Durchmesser dp = 0.7mm parallel
A1= I1/S = 10A / 5 = 2mm2; 4 Drähte mit Durchmesser d1= 0.7mm parallel
d2 = 0.2mm gewählt
Transistor : Pv = rDSon * Ieff = ; I1max = 6.6A
U= L*di/dt =L*Imag/te  L = U/(Imag/te) = 20V/(0.6A/5us) = 0.18mH
Trafo: 180uH
Gewählt EF25 Kern : AL = 2000nH;Achu = 40mm2;
L= Np*AL  Np = (L/AL)0.5 =(180*10-6/2.0*10-6)0.5 =10; N1 = Np*U1/Up = 10*5/20 = 2.5;N2 = 7.5V
Entmagnetisierungswicklung : d=0.3mm/10Windungen
 = l*AL/A = 57*10-3*2000*10-9/58*10-6 = 2*10-3
Kontrolle B : B = *I*N/l = 2*10-3*0.6A*10/0.057 = 0.2T ist ok; könnte reduziert, wenn ein Luftspalt
eingebaut und dafür die Windungszahl vergrößert würde
Kontrolle Kupferfläche :
Acu = Np*dp2 + Ns1*ds12+ .. = 2*20*0.72+4*3*0.72 + 8*0.22= 20+6+1 = 27mm2
Acu = ca.35mm2 ( incl. Reserven ) ist ok
Sekundärdrosseln :
dI1 sei 1A  L = U/(dI/te) = 5V/(1A/5us) = 15uH Universaldrossel 15uH 7A
dI2 sei 0.01A  L = U/(dI/te) = 15V/(0.01A/5us) = 4.5mH Universaldrossel 5mH 0.1A
3.2 Zweitaktdurchflußwandler (Push-Pull-Durchflußwandler )
Energie wird in der Ein- und Ausschaltphase übertragen. Es fließt dauernd Strom. Allerdings ist eine zusätzliche
Wicklung nötig, dh. die Wicklungsnutzung ist nicht überragend. Zumindest sekundär würde bei Verwendung
eines Brückengleichrichters eine Wicklung ausreichen. Die verdoppelten Diodenverluste sind bei kleine
Ausgangsspannungen dann aber gravierend, bei hohen Ausgangsspannungen aber irrelevant.
Ue
Stüttler PA
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DC-Wandler/DC-DC-Wandler
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Dimensionierung :
Problematisch ist eine nicht exakte Symmetrierung. Der Trafo kommt dann mit jedem Takt schrittweise immer
weiter in die Sättigung. Bei der minimalen Eingangsspannung sind beide Transistoren 50% von T eingeschaltet
und die Ausgangsspannung ergibt sich aus dem Übersetzungsverhältnis. Bei kleiner Belastung und hoher
Eingangsspannung müssen die Einschaltzeiten reduziert werden oder der Wandler wird eine Zeitlang ausgetastet.
3.3. Gegentaktwandler
Die Gegentaktwandler gehören zu den Durchflusswandlern, die in zu jedem Zeitpunkt Energie übertragen. Sie
übertragen aber permanent Energie auch während der Entmagnetisierungsphase. Allerdings kann von einer
Entmagnetisierungphase hier eigentlich nicht gesprochen werden, weil die Magnetisierungsphase einer
Halbwelle die Entmagnetisierungsphase für die andere Halbwelle darstellt. Bei Gegentaktwandlern kann man
von normalen Trafobetrieb sprechen. Gegenüber Standardnetztrafos ist die Frequenz stark erhöht.
Gegetanktdurchflußwandler können bis ca. 10kW sehr kompakt hergestellt werden. Die hohe
Leistungsübertragung ist bei den Gegentaktwandlern sehr gut erkennbar, wenn man die Trafoformel hernimmt. (
Achtung diese gilt genaugenommen nur für sinusförmige Spannungen nicht für die hier verwendeten
recheckförmigen Spannungen ). Die Schaltung von Gegentakwandlern ist relativ aufwendig.
+
T1
T2
Strom / Spannungs/ Feldverlauf im Leerlauf
Die zentrale Formel ist nun nicht die Trafoformel, sondern wieder das Induktionsgesetz
u(t) = Nd/dt (t) = ∫u(t)*dt /N
Leerlauf
Leerlauf
belastet ( und keine Sättigung )
Betrieb in der Sättigung
(t)
i1(t)
(t)
i2(t)
i1(t)
u(t)
(t)
u(t)
i1(t)
u(t)
Stüttler PA
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DC-Wandler/DC-DC-Wandler
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Beispiel:
Es soll ein Solar-DC-DC-Wandler mit einer Übertragungsleistung von 2kW konstruiert werden.
Eingangsspannung : 24V, Ausgangsspannung 200V, Schaltfrequenz 50kHz, Stromdichte = 5A/mm 2
Zur Verfügung steht ein PM-Kern : PM87 , Werkstoff N27, AL = 12uH;AFE = 7cm2, lFE=14.6cm,
Wickel-Raum = 650mm2
U1= 24V, I1 = 2000/24 = 80A
Leiterquerschnitt A = I/S = 40/5 = 16mm2 HF-Litze
U2=200V, I2 = 2000/200 = 10A
Leiterquerschnitt = 2mm2 4xRunddraht, d = 0.9mm parallel
aus u(t) = Nd/dt
N1 = ∫T/4U1*dt /m =∫T/4U1*dt /(Bm AFE )
=24*(4/50000)/(0.5*7*10-4) = 6
N2 = ü*N1 = (200/24)*6 = 8*6 = 48
Kontrolle Wickelfläche : A1Cuges = 6Wdg*16mm2/0.5 = 200mm2 ( Kupferfüllfaktor von HF-Litze <0.5)
A2Cuges = 48Wdg*4*0.9*0.9mm2 =180mm2
Acuges = 400mm2 die vorhandenen 650mm2 müßten für Cu und Isolierpapiere reichen.
4. Resonanzwandler
Die Resonanzwandler enthalten LC-Schwingkreise. Schwingkreise nehmen Energie auf und anschließend wieder
ab. Dh. die Energierichtung kehrt sich selbständig um. Während eines sehr kleinen Zeitraumes ist also der
Energiefluß null und es kann verlustlos geschaltet werden. Man unterscheidet zwei Möglichkeiten ZCS ( zero
current switching ) und ZVS ( zero voltage switching ).
Serienresonanzwandler
Parallelresonanzwandler
RLast
RLast < (LC)0.5
RLast
RLast > (LC)0.5
Die Regelung erfolgt so, dass entweder die anregende Schaltfrequenz variiert wird oder indem sie ausgetastet
wird. Die Regelung ist insbesondere bei kleinen Lasten kritisch. Oft wird zur galvanischen Trennung und zur
Anpassung an die Last ein Trafo zur Energieauskoppelung verwendet.
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DC-Wandler/DC-DC-Wandler
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5. PowerFactor-Controller
Netzteile, insbesondere elektronsiche Netzteile belasten das Netz mit nicht sinusförmigen, oberwellenbehafteten
Lastströmen. Das bedeutet gleichzeitig, sie belasten das Netz mit Verzerrungsblindleistung. Abhilfe schafft die
Zwischenschaltung eines PowerFactor-Controllers. Ein Netzteil mit PowerFactor-Controller vermeidet
Verzerrungsblindleistung und Stromoberwellen indem es die Taktung des Netzteiles und die Netzspannung
synchronisiert : ist die Netzspannung kleiner, wird das Netz nur mit kurzen Strompulsen belastet, also im Mittel
mit einem kleinen Strom. Ist die Netzspannung größer, werden dem Netz größere Strompulse entzogen, der
Strom ist dann im Mittel größer und zwar entsprechend der größeren Spannung. Die Größe des Laststromes
entspricht der Größe der Netzspannung. Nach einer einfachen Filterung netzseitig, ist der Strom von Oberwellen
befreit. Die Verzerrungsblindleistung ist 0. Erreicht wird dieses Verhalten indem beispielsweise der
Vorgabewert für die Einschaltzeit eines Tiefsetzstellers mit der Eingangsspannung multipliziert wird. Freilich
wird der DC-Wandler durch diese Maßnahme nicht mehr optimal genützt er muss überdimensioniert werden. Ein
Nachteil ist, dass die Regelschleife gegenüber der Netzfrequenz relativ langsam arbeiten muss, damit sie den
PowerFactor-Controller nicht beeinflusst.
Netz
abs
Usoll
te
PID
DCWandler
Uist
-
Eine andere Möglichkeit besteht darin die Einschaltzeit nicht von der Netzspannung mitbeeinflussen zu lassen,
sondern die Ausschaltzeit zu variieren : der Transistor bleibt ausgeschaltet bis der Drosselstrom 0 ist. Dadurch
ergibt sich ein im Mittel sinusförmiger Stromverlauf.
Netz
u(t)
zero
Usoll
PID
-
IL
on
te
DCWa.
iL(t)
Uist
iL
t
Neben dieser Methode können auf die Oberwellen der Schaltung abgestimmte, vorgeschaltete LC-Filter
verwendet werden, um die Oberwellen- und Blindleistungsbelastung des Netzes zu vermidnern.
6. Enstörschaltungen
Die vom Schaltstrom durchflossen Schleife kurz und mit kleiner eingeschlossener Fläche; im Trafo Schirmlagen
aus Cu-Blech ( eine Schirmlage mit der Primärmasse die andere mit der Sekundärmasse verbinden );
Glättungselko mit kurzen Verbindungen verdrahten; Elko induktionsarm; Kühlkörper vom Transistor isolieren
um Abstrahlungen über den Kühlörper zu unterbinden; Stromkompensierte Drosseln am Eingang beseitigen
unsym. Netzbelastungen; stromkompensationsdrosseln sind mit X- und Y- Kondensatoren zu ergänzen, aktive
Oberwellenfilter und PowerFactorController verbessern den cos und die Oberwellenbelastung;
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DC-Wandler/DC-DC-Wandler
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7. Bausteine
CA3524G
.. Steuerbaustein -Abwärtswandler
L296
.. Gegentaktwandler
SG3524N
.. Steuerbaustein -Inverswandler
TDA1060
.. Steuerbaustein - Eintakt-Flußwandler
TDA1060
.. Steuerbaustein - Trafosperrwandler
TDA4718
.. Steuerbaustein-Eintakt-Flußwandler
TEA1001
.. Steuerbaustein -Trafosperrwandler
TDA4600
.. Steuerbaustein - Trafosperrwandler
MC35060
.. Steuerbaustein - Abwärtswandler
RC4193
.. Steuerbaustein -Aufwärtswandler
TDA4700
.. Steuerbaustein -Gegentakt
TDA4718,..
.. Steuerbaustein -Gegentakt
SG1524,LT1514 .. Steuerbaustein LTC10xx
.. Aufwärtswandler
TDA4814
.. aktives Oberwellenfilter
TLP250
.. HighSide-Treiber optisch
EXB840
.. HighSide-Treiber optisch
HV400
.. HighSide-Treiber transformatorisch 6A/30A
SKH125W
.. high end HighSide-Treiber transformatorisch
LT1177
.. langsamer HighSide-Treiber kapazitiv bis 4500V
IR21xx
.. HighSide-Treiber sehr einfach
UC1724,UC1725 .. HighSide-Treiber Modulationsverfahren
MAX620
.. HighSide-Treiber 4 kanalig, sehr einfach
UC3705
.. MCT – Treiber
MAX622
.. Kondensatorwandler
UC3842,..
.. Steuerbausteine
UC3860
.. Steuerbausteine Resonanzwandler
UC3854
.. Steuerbausteine PFC
UC3852
.. Steuerbausteine PFC
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Integrierte Schaltungen
Sägez.Gen
Crawbar
Output
Stage
5.1V Ref.
S
Q
FF
R
Reset
Thermal
Shutdown
14
12
L296
13
12
14
2
10
Stüttler PA
12
L296
13
12
2
10
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10
1
L296
10
2
3
15
L296
2
15
S
TQ
h
e F
r F
m
a R
l
S
h
u
t
d
o
w
n
Stüttler PA
1
5
.
1
V
R
e
R
s
e
e
f
t
.
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3
14
7
L296
2
11
13
12
10
3
7
L296
2
10
3
7
L296
2
10
11
7
9
8
Stüttler PA
3
1
L296
2
6
10
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Berechnungsbeispiele
Power Factor Controller
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