SC/L/Hg L1 L. Grundlagen der Leistungsverstärker Leistungsverstärker sind Großsignalverstärker. Die für Kleinsignalverstärker gültigen Berechnungsmethoden sind deshalb nicht oder nur eingeschränkt anwendbar. Im folgenden werden nur Leistungsverstärker mit Bipolartransistoren behandelt. Für Leistungsverstärker mit Leistungs-MOSFET siehe [ Literatur ]. L.1 Lage des Arbeitspunkts, Betriebsart Ic Ic Ic Ic A.P. t A.P. UBE UBE t t A-Betrieb A.P. t t UBE t UBE t t AB-Betrieb A.P. B-Betrieb C-Betrieb Abb. L1: Arbeitspunkt und Betriebsart A-Betrieb: A.P. liegt ca. in der Mitte des annähernd linearen Teils der Steuerkennlinie. Angewendet bei Vor- und Treiberverstärkern sowie Leistungsverstärkern in Eintakt- und Gegentaktanordnung. Vorteile: Bei kleinen Aussteuerungen kleine Verzerrungen Nachteile: Hoher Ruhestrom, geringer Wirkungsgrad (max. 50%), geringe Ausgangsleistung. B-Betrieb: A.P. liegt im unteren Knick der Steuerkennlinie. Es wird nur mehr eine Halbwelle verstärkt. Um ein vollständiges Ausgangssignal zu erhalten, muß das Gegentaktprinzip angewendet werden. Für geringen Klirrfaktor ist gute Symmetrie der Gegentaktschaltung einschließlich der elektrischen Eigenschaften der Transistoren erforderlich. Vorteile: Ruhestrom fast Null, hohe Ausgangsleistung bei gutem Wirkungsgrad (max. 78%) Nachteile: Sog. Übernahmeverzerrungen bei kleiner Aussteuerung, erhöhter Schaltungsaufwand. AB-Betrieb: Zur Verringerung der Verzerrungen des reinen B-Verstärkers bei kleinen Aussteuerungen führen beide im Gegentakt arbeitenden Transistoren einen geringen Ruhestrom (Anhaltswert: ca. 2-3% des vorkommenden Kollektorscheitelstroms). Vorteile: Erheblich geringere nichtlin. Verzerrungen als beim B-Betrieb. Nachteile: Durch Ruhestrom etwas geringere Leistungsabgabe und Wirkungsgrad als bei B-Betrieb. C- Betrieb: A.P. liegt im Sperrbereich der Steuerkennlinie. Es werden nur mehr Teile einer Sinushalbwelle verstärkt. Ein Zusammensetzen zu einem Voll-Sinus ist nicht mehr möglich.----> Hohe nichtlineare Verzerrungen. Anwendung bei Senderendstufen, wo die Harmonischen durch Resonanzkreise herausgefiltert werden, oder dort wo Oberwellen gewünscht sind. (z.B. Frequenzvervielfacher) Vorteile: Hohe Leistungsabgabe und hoher Wirkungsgrad (bis 90%) Nachteile: Starke Verzerrungen FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L2 L.2 Schaltungsprinzipien Leistungsverstärker Eintaktschaltung Kollektorschaltung Emitterschltg. m Übertragerkopplg. Ucc Gegentaktschaltung Emitterschaltg. m. Übertragerkopplg. Kollektorschltg. "Eisenloser Verst." Ucc +Ucc -T RL + Ucc -T -Ucc nur bei A-Betrieb Nur für kleine Leistungen 1Watt im A-Betrieb geringe Leistungsverstärkung sehr geringer Wirkungsgrad (ca. 6%) geringer Klirrfaktor wegen A-Betrieb meist als Treiberstufe eingesetzt Bei NF: meist nur als Treiber f. Gegentaktverstärker schlechte Trafoausnutzung wegen Vormagnetisierung rel. hohe nichtlin. Verzerrungen nur für Leistungen bis einige Watt Für alle Leistungsbereiche Leistungen bis ca. 100W bei NF in (A)B-Betrieb bei NF für sehr hohe Leistung geeignet (...1kW) Durch Wegfall des Übertragers einfachere und billigere Schaltung wegen Aufhebung der Vormagnetisierung im größere Bandbreite Trafo günstigere Trafonutzung als bei Eintaktbetrieb wenig für HF geeignet für A- und B-Betrieb bei NF geringe Leistungsverstärkung wegen Kollektorschaltung C-Betrieb bei HF Bei HF: verbreitet bei kleinen Senderendstufen mit einige Watt im C-Betrieb Vorteil: Lastwiderstand anpaßbar Vorteil: Lastwiderstand anpaßbar Nachteil: Leistung, Lastwiderstand und Ucc sind voneinander abhängig Abb. L2: Schaltungsprinzipien der Leistungsverstärker Generelle Nachteile der Schaltungen mit Übertrager im NF-Bereich: • rel. geringer Frequenzbereich • nichtlineare Verzerrungen wegen Magnetisierungskennlinie des Eisenkerns • Hohes Gewicht, großes Volumen, hohe Kosten FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L3 L.3 Beispiel 1: Eintakt-A-Verstärker m. Übertrager in E-Schaltung Ucc RL Bei Vernachlässigung des Wicklungswiderstands RCu des Übertragers und eines eventuell vorhandenen Emitterwiderstands zur Stabilisierung werden die Lastwiderstände: Ü:1 -T Der Übertrager wird vereinfachend als verlust- und streufrei angenommen. Dann entsteht bei reellem Lastwiderstand RL auch an der Primärseite ein reeller Lastwiderstand Ra~ . Ra− = RE− + RCu ≈ 0 RE Ra~ ≈ ü2 RL + RCu ≈ ü2 RL (LV1, 1a) Abb. L3: Eintakt-A-Verst. mit Übertrager L.3.1 Aussteuerverhältnisse im Ausgangskennlinienfeld: Für eine hohe Wechselstromleistung werden große Werte von UCEa und ICa angestrebt. Die Verlustleistungshyperbel darf aber dabei nicht überschritten werden. Wenn Ra_ = 0 ist , liegt der A.P. im Schnittpunkt der senkrechten Ra= Geraden und der PVTzul-Hyperbel. PVTzul Ic hier =0! Ra= ^i c U BE ICa ≤ I Ca ^i c Ra UCEsat ^u ce U CEa UCE ^u ce = Ucc Abb. L4: Arbeitsgeraden im Kennlinienfeld PVTzul UCC (LV2) Die Arbeitsgerade kann aus Abb. L4 entnommen wer• falls R a= nicht 0 den: ^uce UCC− UCEsat− ICa (RCu + RE) Ra~ = ^ = (LV3) ic ICa Beachte: In Abb. L4 ist Ra= zu Null angenommen. Die maximale Ausgangsleistung tritt bei Vollaussteuerung auf: ^ice = ICa; bzw. ^uce ≈ UCC − UCEsat max max Dabei werden RE und RCu vernachlässigt! Da die Verlustleistungshyperbel nicht überschritten werden darf, ist die optimale Arbeitsgerade Ra~ die Tangente an die PVTzul -Kurve im Arbeitspunkt. Durch ein geeignetes Übersetzungsverhältnis kann jedes beliebige RL in das optimale Ra~ transformiert werden: 1 2 2 Ra~ ≈ ü RL + RCu ≈ ü RL Ra~ − RCu 2 ü= RL (LV4) Grenzwerte von IC und UCE: UCEmaxzul und I Cmaxzul des Transistors dürfen unabhängig von der zulässigen Verlustleistung nicht überschritten werden! Maximale Momentanwerte: ICmax = 2 ^ic = 2ICa ≤ ICmaxzul UCEmax = 2 UCEa ≈ 2 UCC ≤ UCEmaxzul (LV5) Hinweis: Wenn UCEsat berücksichtigt werden muß, ist die optimale Arbeitsgerade nicht mehr die Tangente an die PVT-Hyperbel! FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L4 L.3.2 Leistungsbetrachtungen ic Verlustleistung des Transistors bei Wechselstromaussteuerung: Momentanwert der Leistung: ic( t) . uce( t) Mittlere umgesetzte Leistung: 1T PVT = ∫ ic uce dt ; mit t= ωt und T = 2 π wird: T0 ic ICa 2π 1 ∫ [ ICa+ ^ic sin(ωt)] [UCEa − ^uce sin(ωt)] d(ωt) 2π 0 t Nach Integration entsteht für P : VT PVT = dt uce PVT = ICa UCEa − ^ic ^uce = PCC − Pa 2 (LV6) (LV7) uce UCEa Ohne Aussteuerung ist die Verlustleistung maximal und gleich der aus der Versorgungsquelle entnommenen Gleichstromleistung P CC . (Gleichstromwiderstände im Kollektor- und Emitterstromkreis vernachlässigt) dt Mit Aussteuerung verringert sich die Verlustleistung PVT um die an die Last t abgegebene Nutzleistung Pa. T Abb. L5: Zur Berechnung der Verlustleistung Berechnung des Wirkungsgrads: Der sog. Kollektorwirkungsgrad ist definiert zu: η = η= Pa mit ICa ≈ IEa ergibt sich: PCC ^ic . ^uce Pa 0,5 ^ic ^uce 1 . = = PCC UCC ICa 2 [ UCEsat + ^uce + ICa (RE+ RCu )] . ICa (LV8) • Der Wirkungsgrad wird am größten bei Vollausteuerung. Theoretischer Maximalwert bei Vollaussteuerung für idealen Übertrager, idealen Transistor und RE = 0: 1 ^ic ^uce ηmax = . ^ ^ = 0,5 (LV9) 2 ic uce In der Praxis ist bestenfalls ein Wert von η = 45 % erreichbar. Beispiel: Ein Leistungsverstärker nach Abb.L3 soll auf maximale Leistungsabgabe in RL dimensioniert werden. Gegeben: UCC = 12V; RL = 4Ω ; PVTzul = 1,2 W; UCEsat = 1V Gesucht: UCEa; UCEmax; ICa; I Cmax; Pamax; ü; ηmax Lösung: UCEa = 12V; Pamax = 0,55W; ICmax = 0,2A; ICa = 100 mA; ü = 5,24; UCEmax ≈ 23V; ηmax = 0,458 FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L5 L.4 Beispiel 2: Der eisenlose Gegentakt-B-Verstärker Weitverbreitete Schaltung bei NF-Leistungsverstärkern bis ca. 100 W. (In Brückenschaltung einige 100W). Die grundsätzliche Betriebsart ist B-Betrieb. Zur Verringerung der nichtlinearen Verzerrungen arbeiten in der Praxis die Transistoren im AB-Betrieb mit etwas vermindertem Wirkungsgrad. Man unterscheidet je nach Art der Transistoren komplementäre und quasi-komplementäre (nicht komplementäre) Schaltungen. L.4.1 Die eisenlose Komplementär-Gegentaktstufe mit zwei Versorgungsquellen. Ic1 UBEa + Ts1 Ucc iL Ue UBEa Ue Ts2 RL - ua + t Ucc Ic1 - Ic2 Abb. L6: Grundschaltung der eisenlosen Komplementärstufe • Beide Transistoren arbeiten in Kollektorschaltung und in B-Betrieb. • Der Kollektorruhestrom ist Null. (Beim B-Betrieb) In der Praxis wird ein AB-Arbeitspunkt als Kompromiß zwischen gutem Wirkungsgrad und geringen Verzerrungen eingestellt. • Die positive Halbwelle wird von Ts1, die negative Halbwelle von Ts2 verstärkt. Wegen Komplementärprinzip ist keine Phasenumkehr des Steuersignals nötig. • Die beiden Halbwellen werden im RL zu einem Wechselstrom zusammengesetzt.. • Spannungsverstärkung Vu < 1; Leistungsverst. Vp ≈ Vi = β • Die untere Grenzfrequenz fu = 0, die obere Grenzfrequenz fo liegt unter fβ . t Ic2 t IL t Abb. L7: Signale bei der Komplementärendstufe L.4.2 Berechnung der eisenlosen Gegentaktenstufe ua +Ucc U CErest u a(t) t U CErest Die maximale Spannung am Lastwiderstand RL ist um die Spannung UCErest kleiner als UCC. Der Mindestwert von UCErest ergibt sich aus der Schaltung bzw. den Steuerverhältnissen. Anders als bei Verstärkern in Emitterschaltung wird die Aussteuerbarkeit des Transistors häufig nicht von UCEsat, sondern von UBE bei ICmax eingeengt. Ist die maximale Eingangsspannung ^ue = ± UCC , dann wird die maximale Ausgangsspannung bei Vollaussteuerung (Index "v") ^ua = UCC − UCErest = UCC − UBE( I v Cmax) ( LV10 ) -Ucc Abb. L8: Max. Aussteuerbarkeit FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L6 Damit erzielbare maximale (Gesamt)-Nutzleistung: 2 2 1 (UCC− UCErest ) 1 ^ua = ( LV11 ) 2 RL 2 RL • Es besteht ein fester Zusammenhang zwischen Pa, RL und UCC. Im Gegensatz zu Schaltungen mit Ausgangsübertrager kann hier RL nicht mehr frei gewählt werden! Pamax = Leistungsbilanz für einen Transistor (Angaben mit dem Index "T" gelten im folgenden für 1 Transistor): 1) Leistungsaufnahme PCCT (aus Versorgungsquelle UCC): ^iL (ILav = arithmetischer Mittelwert einer Sinushalbwelle). Mit ILav = π ; UCC ^ua PCC T = (1 Transistor) π RL PCC T = UCC ILav 2) Nutzleistungsabgabe PaT : 2 ^ua2 1 ^ua PaT = = 2 2 RL 4 RL (1 Transistor) ^ ^iL = ua wird: RL ( LV12 ) ( LV13 ) 3) Verlustleistung PvT : PVT = π ua 1 ∫ (UCC − ua) d(ωt) ; mit ua = ^ua sin( ωt) RL 2π 0 ^ua2 UCC ^ua (1 Ts) − = PCCT − PaT PVT = π RL 4 RL 100 P % 80 78,5% Pcc T 60 Pa T 40 PvT 20 21,5% 63,7% 0 0 20 40 60 80 100 m [%] Abb. L9: Leistungsaufteilung nach Integration über eine Periode enrsteht: Diese Leistungsaufteilung gilt auch für die gesamte Leistungsstufe mit jeweils doppelten Werten. In Abb. L9 sind die Leistungen bezogen auf die maximale U2CC PCC max = dargestellt. Es ist ein Maximum der VerlustleiπRL stung bei einer mittleren Aussteuerung zu erkennen. Ermittlung der maximalen Verlustleistung durch Extremalwertberechnung: dPVT UCC 2 ^uaM = − = 0! dua π RL 4RL ^ua ^ua UCC M = ; Aussteuerungsfaktor: m = UCC 2RL π RL ^ua = 2 UCC = 0,637 UCC ( LV15 ) M π Mit dieser Ausgangsamplitude wird die max. Verlustleistung: PVTmax = PVTmax = U2cc ≈ ( LV14 ) 2U2cc 4 U2cc − π2 RL π2 4RL U2cc < PVTzul 10RL ( LV16 ) π 2 RL Diese maximale Verlustleistung wird bei ca. 64% der Vollaussteuerung erreicht und darf die zulässige PV des Transistors nicht überschreiten. Dazu muß RL größer als ein bestimmter Minimalwert sein: RL ≥ U2cc π2 PVTzul FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller ( LV17) 05.2000 SC/L/Hg 4) Verlustleistung bei Vollaussteuerung PVTv (1 Ts.): L7 Gln. ( LV10 ) in Gln. ( LV14 ) liefert: (UCC − UCErest) (UCC− UCErest )UCC − 4RL π RL Bei vernachlässigter Kollektor-Emitter-Restspannung ( UCErest ≈ 0) wird: U2cc 1 1 U2 π − = 0,0683 cc PVTv = < PVTmax vergleiche mit Gln. (LV17) RL 4 RL 2 PVTv = Theoretischer Wirkungsgrad bei Vollaussteuerung ηv für 2 Transistoren Pamax = 2 1 Ucc ; 2 RL PVv = 2 U2cc RL ( LV19 ) ( UCErest = 0 ) 1 1 π − 4 2 1 Ucc 2 RL Pamax Pamax 1 π = = = = = 78,5% 2 2 PCC Pamax+ PVv 1 1 4 Ucc 1 1 1 Ucc 1+ + 4 − + 2 − π 4 RL π 4 2 RL Praktisch sind nur 60....70% erreichbar! ηv = ( LV18 ) ( LV20 ) Der Ausnutzungsgrad µ der Transistoren gibt das Verhältnis von maximal erzielbarer Ausgangsleistung zur maximal auftretenden Verlustleistung an. Für 2 Transistoren gilt: 2 1 Ucc Pamax 2 RL π2 = = ≈ 2,5 (für U CEsat = 0 ) ( LV21 ) µ= 4 PVmaxzul U2cc 2 2 π RL Die theoretisch mögliche Nutzleistung der Stufe ist ca.. 5 mal so groß wie die maximal zulässige Verlustleistung eines Transistors. Mit dieser Abschätzung kann die Vorauswahl der Transistoren vorgenommen werden. Belastungsgrenzen der Transistoren: a) Begrenzung durch Verlustleistung: Damit die maximal zulässige Pv des Transistors nicht überschritten wird, ist ein Minimalwert des RL nicht zu U2cc unterschreiten: RL ≥ 2 siehe Gln.( LV17 ) π PVTzul b) Begrenzung durch maximal zulässigen Kollektor(scheitel)-Strom ICmaxzul : ^ua UCC − UCErest UCC v Der maximal auftretende Kollektorstrom ist ^iCmax = ^iLmax = = ≈ ( LV22 ) RL RL RL UCC − UCErest Damit der max. zul. IC nicht überschritten wird, muß gelten: RL ≥ ( LV23 ) ICmaxzul Der größere der beiden Werte für RL ist zu verwenden. c) Begrenzung durch max. zul. Spannungsbeanspruchung: Die maximal auftretende Kollektorspannung je Transistor beträgt 2 U CC (entspechend Abb. L6 ) Zur Beachtung: Im Normalbetrieb ist beim Gegentakt-B-Verstärker immer nur ein Transistor leitend. Der Transistor braucht jedoch eine gewisse Zeit für den Übergang vom leitenden in den gesperrten Zustand. Bei höheren Frequenzen können deshalb beide Transistoren leiten und es fließt ein zusätzlicher hoher Strom durch beide Transistoren. Dies kann zu deren Zerstörung führen. Dies ist besonders gefährlich bei "wilden Schwingungen" im HF-Bereich. Schutzvorkehrung: kleine Ferritperlen im Emitterstromkreis. FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L8 L.4.3 Komplementär-Endstufe mit nur einer Versorungsspannung + Ucc Ucc RL + C + Ucc Wenn keine getrennten Versorungsspannungsquellen realisierbar sind, kann die nebenstehende Schaltung mit einer Quelle und einem Koppelkondensator verwendet werden. Wenn der obere Ts. leitet, wird der 2Ucc Laststrom von der Quelle geliefert; wenn der untere Ts. leitet, wirkt der Kondensator als "Batterie". Der Kondensator muß so groß bemessen werden, daß während der negativen Halbwelle bei der untersten zu übertragenden Frequenz sich die Spannung an C noch nicht wesentlich verringert. (Klirrfaktor!) alternativ einige 1000 uF Ucc RL - Abb. L10: Endstufe mit einer Betriebsspannung L.4.4 Darlington-Endstufen T1 T1 T3 + T3 + Uv Ucc + Ucc + Uv R1 R1 R3 Ue R2 + R3 RL Ue R4 + R4 Uv + + Ucc Ucc Uv RL T2 T4 T4 T2 Abb. L11: Endstufe mit Darlington-Transistoren R2 Abb. L12: Endstufe mit Komplementär-Darlington Leistungstransistoren für hohe Kollektorströme haben keine hohe Stromverstärkung, so daß die Basisströme rel. groß werden. Um die vorhergehende Stufe nicht zu sehr zu belasten, werden die Endtransistoren T3, T4 durch je einen Treiber T1, T2 in Darlingtonschaltung ergänzt. ( s. Abb. L11 ) Da gute PNP-Leistungstransistoren für sehr hohe Ströme bzw. in integrierten Schaltungen nur schwer oder gar nicht realisierbar sind, zieht man hier für die PNP-Seite die Komplementär-Darlingtonschaltung vor. Jetzt ist nur mehr der weniger belastete Treibertransistor T2 vom ungünstigen PNP-Typ. ( s. Abb. L12 ) Die Widerstände R1, R2 beschleunigen durch Ableitung der Basisladungen den Übergang von T3, T4 in den Sperrzustand. R3, R4 stellen eine geringe Emittergegenkopplung dar, verbessern die Stabilität des Arbeitspunkts und sollen ein thermisches "Durchgehen" der Endtransistoren vermeiden. Um Leistungsverluste gering zu halten, müssen sie klein gegen RL sein. FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L9 L.5 Schaltungsvarianten L.5.1 Arbeitspunkteinstellung beim AB-Betrieb IC1 Beim reinen B-Betrieb treten beim Übergang auf die jeweils andere Halbwelle nichtlineare Verzerrungen gem. Abb L10 auf. Diese lassen sich durch einen AB-Betrieb der Endtransistoren deutlich verringern. i IC1 UBE2 UBE1 t IC2 U Abb. L13: Übernahmeverzerrungen bei B-Betrieb A.P. BE2 U BE1 IC2 Abb. L14: Arbeitspunkt bei AB-Betrieb +Ucc Die Einstellung des A.P. erfolgt mit temperaturabhängigen Bauelementen, die einen möglichst guten Wärmekontakt zu den Leistungstransistoren haben müssen. D1 vereinfacht RL Ue D2 Einfachster Fall: 2 über Widerstände vorgespannte Dioden erzeugen einen Spannungsabfall, der in etwa der U BE der Transistoren entspricht. Wegen des Spannungsabfalls an den Widerständen können die Endtransistoren nicht voll ausgesteuert werden. Eine Verbesserung erreicht man durch Stromquellen, insbesondere wenn diese an eine höhere Versorgungsspannung als Ucc gelegt werden. -Ucc Abb. L15: A.P.-Einstellung mit Dioden +Ucc T1 Ra RL T3 Rb Ue Die Schaltung nach Abb. L16 verwendet eine sog. "UBE-Schaltung" zwischen den Basen der Endtransistoren. Bei vernachlässigtem Basisstrom von T3 gilt für die Kollektorspannung an T3: Ra UCE( T3) ≈ UBE( T3) 1+ ( LV24 ) Rb Durch das Verhältnis von Ra / Rb kann der Ruhestrom der Endstufe eingestellt werden. Anhaltswert: IC ≈ 2...3% .ICmax T2 -Ucc Abb. L16: A.P.-Einstellung mit UBE-Schaltung FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L 10 Eine häufig in integrierten Schaltungen eingesetzte Variante zeigt Abb. L17: +Ucc T3 Die Basis-Emitterstrecken von T1 und T2 wirken wie die Dioden in Abb. L15. Durch den Betrieb als Emitterfolger wirken T1 und T2 zusätzlich als Stromverstärker ---> Darlington-Endstufe. T2 RL Alle drei vorgestellten Schaltungsprinzipien liefern den passenden Temperaturkoeffizienten der Basisvorspannung. Ue T1 T4 -Ucc Abb. L17: A.P.-Einstellung mit Treibertransistoren FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L 11 L.5.2 Beispiel eines diskret aufgebauten 75 W-NF-Verstärkers Abb. L18: Diskret aufgebauter Endverstärker Schaltungsbeschreibung: Es handelt sich um eine Komplementär-Darlington-Endstufe in AB-Betrieb mit zusätzlichen Treibertransistoren als Emitterfolger (T9, T10) • Die Transistoren T7 und T8 stellen eine Kurzschlußbegrenzung dar. (Einstellung mit R16, R17 ) • Mit R18, R19 (0,27Ω) wird die thermische Stabilität verbessert. • T5 in UBE-Schaltung dient zur Einstellung des A.P. der End- und Treibertransistoren. (Trimmer R11) • Die zweite Verstärkerstufe wird durch T6 in Emitterschaltung und A-Betrieb mit Stromquellen-Last (T4) gebildet. Frequenzkompensation durch Millerkondensator C3 . • Der Eingangsdifferenzverstärker besteht aus T1 und T2 sowie der Emitterstromquelle aus T3. • Der Gleichstrom-A.P. der Schaltung wird durch die Gegenkopplung über R 9 auf den invertierenden Eingang stabilisiert. • Mit dem Widerstandsverhältnis R9/R8 stellt man die Wechselspannungsverstärkung der Gesamtschaltung ein. • Das sog. "Boucherot-Glied" R20, C6 pll. zum Ausgang stabilisiert den Emitterfolger der Endstufe gegen Schwingungen im HF-Bereich. Ebenso wirkt C3 zwischen Kollektor und Basis des T6 kompensierend auf den Frequenzgang. FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000 SC/L/Hg L 12 L.5.3 Beispiel eines monolithisch integrierten Leistungsverstärkers ( LM380 , max. 4W an 4 Ohm ) Die Endstufe des LM380 enthält auf der PNPSeite eine Komplementär-Darlingtonschaltung. Die A.P.-Einstellung der Endtransistoren erfolgt über zwei in Serie liegende Dioden D1, D2. Die Frequenzkompensation wird durch den Millerkondensator C in der 2.Verstärkerstufe realisiert. Die Eingangsstufe wird durch einen Differenzverstärker Q3, Q4 gebildet. Zur Erhöhung des Eingangswiderstandes sind jeweils Emitterfolger vorgeschaltet. (Q1, Q2) Q5 und Q 6 wirken als Stromspiegel und erhöhen die Verstärkung der 1. Stufe. Abb. L19: Integrierter Endverstärker LM380 (vereinfacht) Abb. L20: Arbeitspunkteinstellung (vereinfacht) Die A.P.-Einstellung des Gesamtverstärkers ist im vereinfachten Gleichstromersatzbild Abb. L20 zu erkennen: Q12 und die Endstufe bilden einen invertierenden Verstärker (-A). Wegen des Stromspiegels Q5 - Q6 fließt der Strom durch (R+ R) über Q6 aus dem Summenpunkt des invert. Verstärkers (-A) heraus. Die Widerstände (R+ R) und der GK-Widerstand R bilden zusammen mit (-A) und dem Stromspiegel einen Nichtinvertierer 1 mit Verstärkung . 2 V+ . Am Ausgangs entsteht deshalb 2 Abb. L21: Zur Ermittlung der Wechselspannungsverstärkung In Abb. L21 wird die vereinfachte Schaltung für den Wechselstrompfad gezeigt: Annahme: Der + Eingang wird nicht angesteuert. Der Emitterfolger des invertierenden Eingangs bringt die Eingangsspannung Ue an den Knoten 1. Die Spannung an Knoten 1 wird invertierend ungefähr im Verhältnis R2/R3 verstärkt. Wegen des Stromspiegels Q5, Q6 fließt vom Summenpunkt S der Strom gm Ue nach Masse weg. Die Analyse ergibt eine Ua R2 Wechselspannungsverstärkung von = − 1+ . Ue R3 FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 05.2000