Ein AM-Empfänger mit ZF-Verstärker in

Ein AM-Empfänger mit ZF-Verstärker in Basisschaltung
6210 85
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In unseren Veröffentlichungen
»ROHREN- UND HAL BLEITERMITTEILUNGEN«
bringen w1r in zwangloser Folge Informationen über unsere Röhren- und
Halbleitertypen sowie über die Anwendung dieser aktiven Bauelemente in
Schaltungen und Geräten.
Ein vierteljährlich erscheinendes Inhaltsverzeichnis gibt Ihnen eine Obersicht
über diese Veröffentlichungen. Alle darin genannten Mitteilungen können
jederzeit von uns nachgefordert werden.
Mit Rücksicht auf den besonderen Charakter dieser Publikationen, bitten wir
zu beachten, daß sie nur zu Ihrer eigenen Information bestimmt sind. Es kann
keine Gewähr dafür übernommen werden, daß die in diesen Mitteilungen
beschriebenen Schaltungen, Geräte und Verfahren frei von schutzrechtlichen
Ansprüchen sind.
Für die Entwicklung und Konstruktion von Geräten und Anlagen bitten wir, in
jedem Fall nur neueste und verbindliche Datenblätter zugrunde zu legen.
Das Recht zur Vervielfältigung in jeder Form behalten wir uns vor. Wir sind
_
jedoch im allgemeinen auf Anfrage gern bereit, die Genehmigung zur wei­
teren Verwendung des Inhaltes dieser Schrift zu erteilen.
TELEFUNKEN
G . M . B.
H
GESCHÄFTSBEREI CH ROHREN
VERTRIEB
Ulm/Donau, Söflinger Straße 100
Printed in Western Germany
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Ein AM-Empfänger mit ZF-Verstärker in Basisschaltung
ZUSAMMENFASSUNG
ln dieser Mitteilung wird die Schaltung eines A M­
Empfängers beschrieben, dessen beide ZF- Tran­
sistoren in Basisschaltung betrieben werden. Diese
bietet wegen des kleineren Rückwirkungsleitwertes
der Transistoren gegenüber der Emitterschaltung
den Vorteil, daß der Verstärker nicht neutralisiert
zu werden braucht. Dadurch ergibt sich ein ein­
facher und unkritischer Aufbau des ZF-Verstärkers.
Empfindlichkeit und Selektion entsprechen etwa
den Werten eines Empfängers, dessen ZF- Tran­
sistoren in Emitterschaltung arbeiten.
Zur Arbeitspunkt- Stabilisierung der einzelnen Tran­
sistoren wird an einem in Flußrichtung betriebenen
Selengleichrichter eine von Batteriespannungs­
schwankungen weitgehend unabhängige Basis­
Vorspannung abgegriffen, wodurch der Einfluß
der Batteriespannung auf die Funktion der Schal­
tung verringert wird.
Der Empfänger weist folgende Bestückung auf
AF
2x
AF
OA
AC
AC
2x
AC
OA
Mischstufe
105 als ZF-Stufen
160 als Demodulator und
Regelspannungserzeuger
122 als NF-Vorstufe
116 als Treiberstufe
117 als Gegentakt-Endstufe
160 als Dämpfungsdiode
2.2. Der ZF-Verstärker
2.2.1. Die Bemessung der Bandfilter
2.2.2. Verstärkung von Mischstufe und
1. ZF- Stufe
2.3. Demodulator, Regelspannungserzeuger
und Verstärkung der 2. ZF- Stufe
2.4. Der NF-Verstärker
2. 5. Arbeitspunkt-Stabilisierung
1. TECHNISCHE DATEN
DES EMPFÄNGERS
Empfangs-Frequenzbereich 520 kHz . .. 1640 kHz
470 kHz
Zwischenfrequenz
5 kHz
Bandbreite des ZF-Verstärkers
Abschwächung für 9-kHz­
Verstimmung (ZF-Verstärker)
= 110
Abschwächung der Spiegel­
frequenz (f e
1 MHz)
= 100
=
105 als
Empfindlichkeit
=
Im NF-Teil ist eine Umschaltmöglichkeit für zwei
unterschiedlich hohe maximale Sprechleistungen
(1,8 W auf 0,4 W) vorgesehen, womit der Strom­
verbrauch bei kleiner Sprechleistung wesentlich
reduziert wird.
INHALT
=
=
=
Stromversorgung
1. Technische Daten
1.1. Blockschaltbild und Pegeldiagramm
2. Beschreibung der Schaltung
2.1. Die selbstschwingende Mischstufe
gemessen bei fe 1 MHz; m 30%; fm
1 kHz
HF-Eingangsspannung
für 50 m W Sprechleistung
am Hochpunkt des
Antennenkreises
=
17 f-lv
an der Basis der Mischstufe
= o,85 f-lv
HF- Eingangsspannung an der
Basis der Mischstufe für einen
Rauschabstand von 10 dB
1,15 11v
4 11v
20 dB
8 f-lv
26 dB
Sprechleistung (k
10%)
0,4 ... 1,8 w
Batterie- Spannung
Stromaufnahme
ohne Aussteuerung
bei 50 m W Ausgangsleistung
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9V
ca. 10 mA
ca. 32 mA
RMI 621085
1.1. Blockschaltbild und Pegeldiagramm, Bild 1
15,7p V
OßJpV
4vV
an
ReM= 5k0
o_sv � somw
No=6,9k0
AF 105
OA 160 AC122 A[116 2xA[117
AF105
ner kann der Transistoreingangswiderstand wegen
seiner wesentlich geringeren Streuung in der
BESCHREI BUNG DER SCHALTUNG
Gesamtschaltbild hierzu siehe Bild 2
Basisschaltung ( Re= __!___), unter der NebenbedinS
gung der Bandbreite,dem jeweiligen Filter optimal
angekoppelt werden. Außerdem läßt die größere
Stabilität der Basisschaltung die Verwendung hö­
herer Außenwiderstände zu.
2.1. Selbstschwingende Mischstufe
Die selbstschwingende Mischstufe wurde in der
üblichen Weise geschaltet. Die Eingangskreis­
induktivität auf dem Ferritstab ist als Kreuzwickel­
spule ausgeführt. Durch Messungen hat sich
gezeigt, daß bei Verwendung einer schmalen
Kreuzwickelspule die Abschwächung der höheren,
außerhalb des Empfangsbereichs liegenden, Fre­
quenzen besser ist als bei Verwendung einer
Lagenwicklung [1 ]. Dadurch wird ein unerwünsch­
ter Empfang von Kurzwellensendern weitgehend
vermindert.
Die Oszillatorspannung beträgt am Emitter der
Mischstufe etwa 200 mV. Hierbei fließt ein Emitter­
strom des Mischtransistors von etwa 0,6 mA. Bei
diesen Betriebsbedingungen wurden folgende
Kennwerte des Transistors gemessen:
Mischsteilheit
SM
1 6 mA/V
Eingangswiderstand
ReM ca. 5 kQ
für fe = 1 MHz
Innenwiderstand
für ZF = 470 kHz
RiM > 1 MQ
Um den Einfluß der Rückmischung gering zu
halten, wurde der Eingangswiderstand des nach­
folgenden ZF-Bandfilters (BF I) niedrig gewählt.
Hierzu wurde der Primärkreis mit einer Kreis-kapazität c, = 1250 pF ausgeführt.
2.2.1. Die Bemessung der Band filter
Die Anpassung der Transistoreingangswiderstände
an die Sekundärkreise der Bandfilter BF I bzw.
BF II bedingt, daß diese Kreise eine wesentlich
höhere Betriebsbandbreite aufweisen als die Pri­
märkreise der Filter ( Ri � Re )·
Um ein günstiges Verhältnis zwischen Selektion
und Gesamtbandbreite zu erhalten, werden die
ZF-Filter transitional gekoppelt [2]. Für einen ZF­
Verstärker mit zwei zweikreisigen transitional ge­
koppelten Bandfiltern und einem Einzelkreis ergibt
sich die· notwendige Betriebsbandbreite B der
Bandfilter zu
=
B
Bg es
=
-------
4
'
vl + (!� r
-1
(1)
..
mit
n = Anzahl der zweikreisigen Bandfilter
Bges = Gesamtbreite des ZF-Verstärkers
b = Bandbreite des Einzelkreises
2.2. Der ZF-Verstärker
Mit der Basisschaltung umgeht man Schwierigkei­
ten der Neutralisation, wie sie bei der Emitter­
schaltung auftreten können. Die geringere Ver­
stärkung der Basisschaltung bei sonst gleichen
Eigenschaften - wie Bandbreite und Selektion wurde durch Betrieb des Transistors mit höherem
Emitterstrom (größere Steilheit ) ausgeglichen. Fer-
Fordert man eine Gesamt-Bandbreite des ZF-Ver­
stärkers von Bges = 5 kHz mit zwei zweikreisigen
Bandfiltern und einem Einzelkreis mit der Band­
breite b = 12 kHz (siehe Abschnitt 2.3 . ), so wird
die notwendige Betriebsbandbreite jedes Filters
2
621085TELEFUNKEN RMI
O,BmV
an
Hel= 15,80
AFTOS
2.
SJ,S mV
90pV
an
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AF105
OA 160
7pf
..
--,.
Rl
,s•o
j",
�
I I
-i
m
r­
m
""T1
c
z
w,
'JQ
1r
j",
JJOO
llOOI
0
I
rllfA-
I
It I I I
0
AEG
.
mcst.
1
10
$10M
�
z
5�
;;o
Bild 2.
IOkQ
T
1�
100p
510k0
�
l1,8k0
IOkO
c!:. SOpF
1
ÜJ
;><:
m
3::
5100
T
ll100kQ
iil
Ts
0
"
•onr
ssoa
Ts
I,SkO
$
T
a1pr
2x AC 117
A C 116
lSOpF
b
Cs
ßri�
p
-------��----�1-
�
4300
w
1J5pf
4pf
160Df
AC 122
OA 160
AF105
AF105
I
Treibertransformator
Kern: EI 30, Dyn.-Biech IV, wechselseitig geschichtet
1200 Windungen 0,1 Cul
w1
w2 2x600 Windungen 0,11 Cul, bifilar gewickelt
50
1
$S00pf
�_...
- ...
J,JkO
Gesamtschaltbild des Empfänger s
0..
"'
0
00
01
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U1
Ausgangstransformator
c,;
0----( -
U2
I ,
Kern: EI 42, Dyn.-Biech V
w1 2x125 Windungen 0,35
29 Windungen 0,65
w2
w3
40 Windungen 0,65
wechselseitig geschichtet
Cul, bifilar gewickelt
Cul
Cul
Gezeichnete Schalter stellung P0t
=
1,8 W
Drehkondensator : Z. B, Firma Hopt: Typ 524-02
5
B
·
3
10
Hz
/V
(� )
V
1'
1
1 o'
+
(5)
·-=6,7 kHz
12·10
2
(2)
b e3 = b2 - bo2
= (5,88 - 3, 76 ) kHz
=
2,12 kHz
beträgt.
Zur Einsparung einer Koppelwicklung wurde die
Transformation des Transistoreingangswiderstan­
des an den Sekundärkreis durch eine kapazitive
Ankopplung entsprechend Bild 3 vorgenommen.
-1
3
BAN DFILTER BF II
Um eine große Verstärkung bei guter Stabilität zu
erreichen, wurden die wirksamen Kreiskapazitäten
des Bandfilters BF II zu C = 300 pF gewählt.
Damit erhält man für den Primärkreis in der
angegebenen Filteranordnung eine Kreisgüte
Q = 140. Dies entspricht einer Leerlaufbandbreite
fzF
b01 =
= 3,3 kHz.
Bild 3.
BandAlteranordnung (RE>> Rd
Q
iG] - {Ef}
Cr
Im aufgeregelten Zustand des 1. ZF-Transistors T2
wurden gemessen:
I E2 = 1 mA, Yfb=
Ri2 = 1,9 MQ
38,8 mAN ,
Re2
A
= 25,8 Q,
•
Bild 3a .
Damit beträgt die zusätzliche Bandbreite , die
durch den Innenwiderstand des Transistors T2
(Ri2= 1,9 MQ) verursacht wird,
bi
--1
=
2
=
· Jt ·
C4 · Ri2
Cr
Cr
L - :8··
A
-
-
1
2
-� �
�
�
·
Jt
·
0,28 kHz
o,3 · 1o-9
. 1,9 . 1o6
1
.
B•ld 3b . -=
�r
(3)
Somit ergibt sich eine Betriebsbandbreite des
+
Primärkreises von b1 = b01 + bi= (3,3 0,28)
kHz= 3,58 kHz.
Für transitionale Kopplung bei der geforderten
Betriebsbandbreite B des Filters von 6,7 kHz muß
die Betriebsbandbreite des Sekundärkreises
1
wC"·�
X/
wC'r
=
Die Berechnung der Koppelkapazität Cr ( Bild 3a)
bei Berücksichtigung des Transistoreingangswiderstandes R
1
der durch den Eingangswiderg ib
stand verursachten Bandbreite b e und der ge­
samten Kreiskapazität Cges, wobei in diesem Fall
die Eingangskapazität des Transistors vernachläs­
sigt werden kann, erfolgt mit Hilfe der bekannten
Formeln für die Umrechnung einer Parallel- in eine
bei gegebener Frequenz gleichwertige Reihen­
schaltung Bild 3b
= 5,88 kHz
betragen.
e =
�,
2
2
z =R e
Die gemessene Leerlaufbandbreite des Sekundär­
kreises ist bo2 = 3,76 kHz. Deshalb muß der Ein­
gangswiderstand des nachfolgenden Transistors
T3 so an den Kreis transformiert werden, daß die
dadurch bedingte zusätzliche Bandbreite
2
z
z
4
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2
2
+X r
=Re · R
P
'
= x r . xr
(6)
(7)
(8)
Hierin ist Xr
1
=-
wCr
und X / -
U1
wCr
Nach Einführung der Bandbreite
Rp=
be
1
· lt ·
b
__1 Verhältnis der Betriebsbandbreiten
bl
Bei dieser Kopplung ist die Kuppe der Durchlaß­
kurve am "flachsten". Für das Bandfilter BF II er­
hält man mit
a
wird
( 9)
-----
2
Primärspannung bei transitional gekoppel­
tem und abgestimmtem Sekundärkreis
=
--,
C es be
g
·
=
Formel (9) in (7) eingesetzt ergibt
z2
=
a
R_
e
__
_
2
· lt ·
(10)
__
C es be
g
z
·
und nach Gleichsetzen mit GI. (6) und Auflösung
nach Cr
cr-
(11)
b01
=
bo2
=
=
=
=
oI3 · 1 o-9 . 2 I12 . 1 o3 '
= 135 p F
2 . lt . 25,8 . (0,47 . 106) 2
=
(300 - 135) pF
=
=
3,2 kHz ( Leerlaufbandbreite
des Primärkreises)
3,2 kHz ( Leerlaufbandbreite
des Sekundärkreises)
(14)
165 pF (12a)
werden.
Um diese Bandbreite zu erhalten, ist eine durch
den Eingangswiderstand des folgenden 1 . ZF­
Transistors T 2 verursachte zusätzliche Bandbreite
von
(15)
be2
b2- bo2 = (6,17 - 3,2) kHz = 3 kHz
Entsprechend der Theorie für gekoppelte Band­
filter kann die Kopplung aus dem Verhältnis der
Spannung am Primärkreis bei verstimmtem und
abgestimmtem Sekundärkreis ermittelt werden.
Für transitionale Kopplung ist das Spannungsver­
hältnis
ulO
(a + 1)2
z = - = --(13)
2a
Ul
U10
2,13.
Die Betriebsbandbreite des Primärkreises b1 =
+ bi unter Berücksichtigung der zusätz­
lichen Bandbreite bi die durch den Innenwider­
stand des Mischtransistors hervorgerufen wird ,
beträgt b1 = 3,3 kHz.
Damit muß bei einer Gesamtbandbreite des Filters
von 6,7 kHz die Betriebsbandbreite des Sekundär­
kreises
Die der Kreisinduktivität parallel zu schaltende
Kapazität beträgt dann
C es- C6
9
=
= b01
(11a)
=
(1,64 + 1)2
2 . 1,64
1,64
=
Mit einer Kreiskapazität des Sekundärkreises von
300 pF errechnet sich der Koppelkonden­
sator (6 bei der geforderten zusätzlichen Band­
breite b e3
2,12 kHz und dem Eingangswider­
stand R e3
25,8 Q (siehe Abschnitt 2.2.2.) zu
Cs
=
=
Die geforderte Betriebsbandbreite des Filters BF I
ist B = 6,7 kHz. Wie im Abschnitt 2.1. erwähnt,
wurde der Primärkreis zwecks geringer Rück­
mischung mit einer hohen Kreiskapazität von
C1
1250 pF ausgeführt. Die Sekundärkre is­
Gesamtkapazität beträgt 300 pF. Die gemessenen
Leerlaufbandbreiten betragen
(12)
=
bl
5,88 . 10 3
3,58 . 10 3
BAN DFILTER BF I
Da Xr � R e, ergibt sich CP mit genügender Ge­
nauigkeit aus der Parallelschaltung zu
C es
g
b2
=- =
=
erforderlich.
Der Eingangswiderstand des Transistors T 2 beträgt
Re2
25,8 Q. Die Transformation an den Sekun­
därkreis des Filters erfolgt wie bei BF I I durch eine
Primärspannung im Leerlauf
(Sekundärkreis kurzgeschlossen)
=
5
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RMI
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Koppelkapazität C 3, deren Wert sich in der glei­
chen Weise wie unter BF I I errechnet zu
1
Mit ReM= 5 kQ, Re2=-= 25,8 Q ergibt sich
g ib
eine Spannungsverstärkung von
(17)
{11b )
0I3· 10-9 ·3·10 3
=
160
pF
2 . Jt . 25,8 . (0,47 ·106) 2
25,8
5900 · --= 5I5
5000
Damit ist der Sekundärkreisspule noch eine Kapa­
zität von
C2
""="
C es- C3= (3009
160) pF
=140 pF
=
Verstärkung der 1. ZF-Stufe
(12a )
Die Leistungsverstärkung der ersten ZF-Stufe (vom
Emitter des Transistors T 2 bis zum Emitter des
Transistors T 3 ) bei einem Emitterstrom von IE2=
parallel zu schalten.
Die Kopplung, ausgedrückt durch das Spannungs­
verhältnis, wird
2
6,17 . 10 3
1
2
(a + 1)
3I3 . 10 3
z=
= 2 I2
2a
6 17·10 3
2 ·'---=3,3 . 10 3
(
)
+
= 1 mA (Yfb= 38,8 mAN; Re 3
1
= 25,8 Q)
gtb
wird unter Verwendung der für das Bandfilter BF II
errechneten Werte
=-
z = 2,13
bo 2 =3,76 kHz
Die Kopplung beider Filter wurde kapazitiv aus­
geführt .
b2 = 5,88 kHz
C4 = 300 pF
b1 =3,58 kHz
2.2.2. Verstärkung von Mischstufe und 1. ZF-Stufe
Mischstufen-Verstärkung
(18)
Unter Verwendung der oben errechneten bzw.
angegebenen Werte für das Bandfilter BF I und
den Misch.transistor
=
z
SM
2,2
16 mAIV
ReM CO.
5 kQ
bo 2
3,2 kHz
b2 = 6,17 kHz
C1 = 1,25 nF
b1 = 3,3 kHz
I I�
•
•
5I88 . 10 3
= 514
2 . n . oI3 . 1o-9. 3I58 . 1o3
bo2
1b2
ReM. _____
2 · Jt C1 b1
•
V U2=
(16)
VVL2
=
y'5T4'=22,6
(19)
Bei der Dimensionierung des Demodulators wurde
von der für den Transistor T 2 benötigten Regel­
spannung ausgegangen. Die mittlere Regelspan­
nung UR für volle Regelung (lc -+ 0) setzt sich aus
der Spannungsänderung ß U s M � 470 mV zwi­
schen Basis und Masse des Transistors T 2 und der
-
�
27,1 dB
2.3. Demodulator,Regelspannungserzeuger und
Verstärkung der 2. ZF-Stufe
·
3 2 . 10 3
'
1----=
6 17·103
= 5900
--. ------'-------2 . Jt ·1,25 ·10-9 · 3,3 ·10 3
�
Für gleiche Eingangswiderstände der ersten und
zweiten ZF-Stufe (Re2= Re 3= 25,8 Q) wird die
Spannungsverstärkung
ergibt sich die Leistungsverstärkung der Mischstufe
von der Basis des Mischtransistors bis zum Emitter
des ersten ZF-Transistors zu
z- 1
V LM = _ _ _ · S M
2
z
2 I13 - 1
32
2 • (38I8 " 10- ) 25I8
2 I13
3,76·10 3
37,7 dB
6
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Damit wird der an den Resonanzkreis zu transfor­
mierende Widerstand der Diodenschaltung
uzF2
(1,95 V )2
Ro p =
= 25 kQ (23)
=
r
Po
0, 15 · 10 - 3 w
Bild 4.
Der Eingangswiderstand Ro an der Koppelwick­
lung der Diodenschaltung wurde bei einer Regel­
spannung UR = 1 V zu Ro = 6,9 kQ gemessen.
Hieraus errechnet sich das Obersetzungsverhältnis
des Demodulatorkreises zu
Demodulator und Regelstufe
1(2
Änderung des Spannungsabfalls ( - · R 1 ) am
ß2
Widerstand R 1 (gewählt 15 kQ) in der Basisleitung
zusammen , Bild 4.
1 mA
+ -- ·15kQ�850 mV
40
Bei einer Kreiskapazität Cl = 800 pF wurde die
Leerlaufbandbreite des Diodenkreises zu bo= 4kHz
gemessen.
Die Betriebsbandbreite errechnet sich aus der
Kapazität des Diodenkreises und dem primären
Widerstand der Diodenschaltung R op r sowie der
Leerlaufbandbreite bo zu:
(20)
Berücksichtigt man Exemplarstreuungen des Basis­
stromes des Transistors T2, so muß mit einem
Regelspannung�bedarf von UR = 1 V gerechnet
werden. Damit w
· ird die an dem Gleichstromlast­
widerstand (R2= 500 Q, P, = 10 kQ) der Dioden­
schaltung abzugebende Leistung
b=
1
2
. 1t
. Cl .
R opr
+ b0=
(25)
(21)
P=
=
Die Leistungsverstärkung beträgt mit den oben
errechneten Werten und einer Steilheit von Ytb=
= 38,8 mAN
Unter den gegebenen Verhältnissen hat die
Demodulatordiode einen Richtwirkungsgrad von
11 = 65%. Somit muß der Diodenschaltung eine
ZF- Leistung
P0=
95 flW
0,65
�
I yfb
2 Re
. 3
.
VL3=
2·n· C ·b
(22)
150 �tW
1
·
vi
·
1-
bo
b
=
(26)
(
1-
4·103
12 . 1o3
)
= 430
�
26,3 dB
Die Diode D 2 arbeitet in der bekannten Weise als
Dämpfungsdiode zur Vergrößerung des Aussteue­
rungsbereiches des Empfängers .
ln Bild 5 ist die ZF-Durchlaßkurve und in Bild 6 die
Regelkurve dargestellt.
= 1 95 V
-
( )
(38,8 . 1o-3) 2. 25,8
2 · n · o,8 . 10 -9. 12 . 1o3
zugeführt werden .
Bei einer minimalen Batteriespannung von Ub min
= 6,5 V soll die maximale Collectorwechsei­
Scheitelspannung bei großem Modulationsgrad
Ocs � 5,5 V nicht überschreiten. Mit einem an­
genommenen Modulationsgrad m = 100% ist
dann der am Collector des Transistors T 3 auf­
tretende Effektivwert der Trägerspannung
5,5 V
O cs 1
uzF= --·
- = -2
vz
2
12 kHz
,
7
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�
100
\.
\
I
I
\
\
A
I
1/
\
10
'
'
I
I
�
IJ
\
I
\
1\
\
-10
Bild 5.
aus, daß der Empfänger mit Zimmerlautstärke be­
trieben wird, so ist eine Sprechleistung von 400m W
ausreichend . Wird die maximale Sprechleistung
der Endstufe von P a 1 = 1 ,8 W auf P a 11 = 0,4 W
durch Umschaltung des Ausgangstransformators
herabgesetzt {höheres Obersetzungsverhältnis ), so
erhält man bei gleicher Sprechleistung einen ge­
ringeren Batteriestrom und damit einen höheren
Wirkungsgrad der Endstufe Bild 7. Der verringerte
Batteriestrom beträgt bei konstanter Batteriespan­
nung nur noch 47% des Batteriestromes, der bei
der nicht umschaltbaren Endstufe mit Pa = 1,8 W
fließen würde
V
+9kHz
8=5kHz
I
0
M
u'
Pa I
1 (0,4
1,8
V
=
=
(27)
0,47
Den Collectorstrom der Endstufe in Abhängigkeit
von der Aussteuerung zeigt Bild 8. Außerdem wird
beim Umschalten auf kleinere Sprechleistungen
der Emitterwiderstand der Treiberstufe vergrößert
und damit der Collectorstrom des Treibertran­
sistors von etwa 4,5 mA auf 2 mA verringert .
Die Berechnung des Außenwiderstandes erfolgt
auf Grund der Beziehung [3]
/II
' ./
ZF-Durchlaßkurve
l1
�vpa
lOkHz
---... �
(28)
2.4. Der NF-Verstärker
Die an einer Hälfte der Primärwicklung maximal
auftretende Spitzenspannung Oe errechnet sich
unter Berücksichtigung der Collector-Restspannung
Die umschaltbare Endstufe ermöglicht bei kleinen
Ausgangsleistungen eine größere Lebensdauer
der Batterie. Geht man von der Voraussetzung
100
mV
t
-..........
�--��
�1-
----
---�
,".
�
."...�
..
."...�
..
10
_,
"
/
J
Bild 6.
/
V
Regelkurve
TOOpV
10
ue
----1��
8
621085TELEFUN KEN RMI
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TmV
TOmV
ln GI. (30) eingesetzt, erhält man
80
%
/
V
/
V
V�-"'"PaJ =I,8W
�Pan = 0,4W
/
/
V
[.?
20
0
/
,..,
/
//
JV
l
2
(Ub- Uc restl
R ee2· pa
....
O,l
0,05
(33)
und nach Auflösung nach R ee die Formel
ua
0
V
....
_
0,8
1,4
[ V-
f,8W
....
Pa
. 1 +
Wirkungsgrad der Endstufe
Bild 7.
'"
400
mA
i
'cc
,/
/
200
100
��
,/
V
....v
..
Bild 8.
(34)
Der Außenwiderstand der Gegentakt-B- Endstufe
errechnet sich, bei Verwendung eines gemein­
samen Emitterwiderstandes R E = 1 Q, für volle
Sprechleistung (Pa 1 = 1,8 W) zu
/
/
J=I,BW
R CCI -
_
(Ub- Ue restl
2.
2
pa
Pan = 0,4W
I
I I
JV
2
ReCl
Collectorstrom der Endstufe
+
OE) ]2
Pa
2[ Ub - (Uc rest
)
( 9 - 0,4)2
=
Entsprechend wird für Pa 11 = 0,4 W
Rce11 = 380 Q.
Nach der Berechnung des Außenwiderstandes
muß noch die maximal auftretende Verlustleistung
Py der Endstufentransistoren kontrolliert werden
(30)
(35)
Damit wird
2 [Ub- (Uc rest
( V
1-
8 . 1,8 . 1' 2
(29)
(Ub = Speisespannung )
=
=
( 9 - 0,4)2
. 1 +
2 . 1,8
= 73,5 Q
Uc rest und des Spannungsabfalls OE am Emitter­
widerstand RE zu
Rcc
]
8· P a· RE ' 2
__ _ _ _ _ -=2
(Ub- Ue restl
-�--
--1-"
0
VVPa
V�
1
RE) ]2
-------­
+ ic
·
Diese Verlustleistung wird bei Sinusaussteuerung
der Collectorwechselspannung mit dem Lfachen
1t
des Maximalwertes erreicht.
Bei den ermittelten Wirkungsgraden des Aus­
gangsübertragers '111 ::=:::::; 89% und '1111 ::=:::::; 96%
sowie eines Lautsprecherwiderstandes RL = 5 Q
betragen die Übersetzungsverhältnisse
Pa
Da
Re
=
=
,
Ree .
-
4
.
ISt 1e =
'
1/2 ·Re Pa
.
ue
-
Re
und ue =
•
(31, 32)
9
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73,5
0 89· 5
I
1)11·
ü11=
'
Rcc
380
1/
=V o,96·-�
�
5
11
=
362
=
8,5
( P 2 ) mit einem Strom von etwa 1,25 mA in Durch­
laßrichtung betrieben. Die sich dann einstellende
Spannung beträgt ca. 0,8 V. Auf Grund der Cha­
rakteristik des verwendeten Selengleichrichters
Bild 10 ändert sich diese Spannung wesentlich
weniger als die Batteriespannung. Z. B. verringert
sich die Spannung am Gleichrichter nur um= 11%,
wenn die Batteriespannung um 33% (von 9 V auf
6 V ) abgesunken ist Bild 11.
(36)
I
Die Treiberstufe einschließlich Treibertransforma­
tor wurde für P 0 = 1,8 W dimensioniert.
Eingangsempfindlichkeit und Klirrfaktor des NF­
Verstärkers (gemessen bei f = 1 kHz ) sind m
Bild 9 dargestellt.
Die untere Grenzfrequenz beträgt etwa 90 Hz.
7,5
mA
t
_l
_L_
I
'o
2.5. Arbeitspunkt-Stabilisierung
_L_
�
0
�
--.
...
Kennlinie des Gleichrichters
I
V
6
Pa[
......
...
...,.�
P
j...o-'
a[]
.,.��
....
�
....j,..===
l
0
ua
0
0,05
0,2
Pa
10
%
......
...
...,.I-'
lL
V
..."..
t
uo
0,5
I
0,8
�
---11
....
0
1,8W
1,4
Bild 11.
5
+-
-r-
I
r�
5,-:w
.oll
I
I
I
I
I
llb
+
I
10
75V
Stabilisierende Wirkung des Gleichrichters
Pa
[J
I
IJ
I
V -j...o-'V
Zur Verringerung des Batterieruhestromes wird
der Emitterstrom des Treibertransistors für die
Erzeugung der Basisvorspannung der Endstufen­
transistoren ausgenutzt. Zu diesem Zweck ist der
Emitterwiderstand des Treiber- Transistors Ts als
Spannungsteiler ausgeführt und enthält einen Ein­
stellregler für die Collectorruheströme der End­
stufentransistoren sowie einen temperaturabhän-_
gigen Widerstand ( N T C = 13 0 Q). Beim Umschal­
ten auf die volle Sprechleistung ( P 01 = 1,8 W )
wird der Emitterstrom des Treibers durch die Par­
allelschaltung eines Widerstandes ( R3 ) erhöht. Weil
�
V
.
...".V
2
JV
NF-Empfindlichkeit und Klirrfaktor
10
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!"""
V�
uD
....
Pali
0
�I'"
JV
l
5
Bild 9.
IV
0,5
uo
8
mV
k
I
)
,
Bild 10.
t
_L
I
0,5
Um den Einfluß von Spannungsänderungen der
Batterie auf die Emitterströme der Transistoren
und somit auf die Verstärkung zu vermindern ,
werden die Basisspannungen mittels eines Selen­
gleichrichters stabilisiert.Hierzu wird dieser Gleich­
richter (A E G E 14 C 5) über einen Vorwiderstand
t
II
RMI
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der Emitterstrom stabilisiert ist, bleiben auch die
Basis- Emitterspannungen der Endstufentransisto­
ren, und damit deren Collectorruheströme, von
der Batteriespannung weitgehend unabhängig.
10
mA
'ccr
�I
l.?
1ccr
I
I
1CTrl
I
V
V/
1crr
"""I"'"" �.oo"'
1CTrii
�
0
I
llV
10
..,.
ub
Bild 12.
[1] R M I 62 03 72
[2] R M I 6010 64
[3] T E L E F U N K E N Laborbuch, Bd. I, S. 359
'ccr
I
I VV"
""
5
LITERATUR
Spannungsabhängigkeit der Collector-Ruheströme
Gestrichelte Kurve gilt für den Fall einer nicht
stabilisierten Endstufe
Bild 12 zeigt den Collectorruhestrom der End­
stufentransistoren und den Collectorstrom des
Treibertransistors in Abhängigkeit der Batterie­
spannung. Zum Vergleich ist noch die Abhängig­
keit des Collectorruhestromes einer nicht stabili­
sierten Endstufe von der Batteriespannung dar­
gestellt.
Die Temperaturabhängigkeit der Collector-Ruhe­
ströme der Endstufe sowie des Treibertransistors
ist aus dem Bild 13 zu entnehmen .
8
mA
7
6
5
'ccr
1err
3
V
V
_..�
-
1..---'"
--
......
--�
2
0
-10
/
0
10
lO
1amb
Bild 13. Temperaturabhängigkeit
30
�0
I
teer -
I
'crri
'crrii-
50
60"C
...
der Collector-Ruheströme
Mattfeld
11
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Spulen
,h
�6
rc=16J_j
1-2: unten
3-4: oben
Kern: 100T 17M25
(Firma S. & H.)
82 Wdg. HF-litze 10x0,05
6 Wdg. HF-litze 10x0,05
Ferritantenne
1-2:
3-4:
S-6:
Kern:
3 Wdg. HF-litze 10x0,05
mittlere Kammer
obere, mittlere, untere Kammer 117 Wdg. HF-litze 10x0,05
7 Wdg. HF-litze 10x0,05
mittlere, obere Kammer
FK III g, Bausatz F 21 A
(Firma Vogt & Co. KG)
Oszillator
J
BF I
1-2:
3-4:
BF I I
1-2:
3-4:
Kern:
70 Wdg. HF-litze 20x0,05
150 Wdg. HF-litze 10x0,05
150 Wdg. HF-litze 10x0,05
150 Wdg. HF-litze 10x0,05
FK 111 g, Bausatz F 2 A
(Firma Vogt & Co. KG)
2
I
Bandfilter I und I I
J
t.
1-2: obere, mittlere, untere Kammer 90 Wdg. HF-litze 10x0,05
3-4: mittlere Kammer
48 Wdg.
0,15 CulS
Kern: FK I I I g, Bausatz F 21 A
(Firma Vogt & Co. KG)
Filter 111
12
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