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FB Nachrichtentechnik
Anleitung Grundlagen-Praktikum
– Teil 3: Elektronische Schaltungen und Systeme –
Prof. Dr. Hermann Gebhard
Ausgabe für das WS 2003/2004
Letzte Änderung: 22. Oktober 2003
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FB Nachrichtentechnik
1
Spannungsstabilisierung mit Z-Dioden und Stromregelung als Beispiel einer Stabilisierungsschaltung
1.1 Allgemeines
Zenerdioden (Z–Dioden) zeigen im Sperrbereich einen steilen Stromanstieg und
bieten deshalb die Möglichkeit, sie zur Stabilisierung von Gleichspannungen zu
verwenden. Dazu schaltet man der Z-Diode einen Widerstand RV in Reihe, an
dem die Differenz zwischen der unstabilisierten Eingangsspannung und der stabilisierten Ausgangsspannung (die gleich der Z-Spannung ist und vom gewählten
Z-Diodentyp abhängt) abfällt (vgl. Abb. 1.1).
Wenn man heute die Z-Dioden wegen ihres Temperaturganges und ihres Innenwiderstandes kaum noch als Spannungsreferenz benutzt (dafür gibt es Band-gapReferenzelemente), so werden sie noch häufig als Spannungsbegrenzer innerhalb
und an den Schnittstellen einer Schaltung eingesetzt.
Abbildung 1.1: Spannungsstabilisierung mit Z-Diode (Prinzip)
Notieren Sie vor Beginn der Versuchsdurchführung die Nummer des Experimentierboards und listen Sie die benutzten Messgeräte auf.
1.2
Untersuchung einer Stabilisierungsschaltung mit einer Z-Diode
(Untersuchung der Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der
Eingangsspannung)
Bei der folgenden Stabilisierungsschaltung soll eine variable Gleichspannung UE =
(0...15) V als Eingangsspannung gewählt werden. Die Ausgangsspannung ist mit
einem Multimeter zu messen und die Messwerte sind in einer Tabelle einzutragen.
Das Ergebnis ist grafisch darzustellen (UA gegen UE ) und zu interpretieren !
Berechnen Sie für die Eingangsspannung UE = 13 V den Stabilisierungsfaktor
S der Schaltung, indem Sie die erforderlichen Größen Ihrer Grafik entnehmen !
Definition des Stabilisierungsfaktors :
S=
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∆UE · UA
∆UA · UE
Versuchsanleitung
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1.3 Bestimmung des Zenerstromes in Abhängigkeit von der Eingangsspannung
Die Schaltung nach Abb. 1.2 wird benutzt, um die Abhängigkeit des Zenerstromes
IZ von der Eingangsspannung UE = (0 . . . 15) V (Schrittweite 1 V ) zu messen.
Auch hier sind die Messwerte tabellarisch im Protokoll zu erfassen und anschließend grafisch darzustellen (IZ über UE ).
Abbildung 1.2: Messung des Zenerstroms
1.4
Einfluß des Laststromes auf des Zenerstrom
Mit der Schaltung in Abb. 1.3 wird der Einfluss des Laststromes ILast auf den
Zenerstrom gemessen (benutzen Sie zur Strommessung ein analoges Multimeter).
Wählen Sie für die Eingangsspannung UE = 15 V und variieren Sie den Laststrom im Bereich von 0 mA . . . 15 mA in Schritten von 1 mA durch Verstellen des
Potentiometers RLast .
Falls die Einstellung des Laststroms mit dem Potentiometer problematisch ist,
kann in Reihe mit dem Amperemeter für ILast eine Widerstandsdekade geschaltet
werden. In diesem Fall sollte das Potentiometer auf den kleinsten Widerstandswert
eingestellt werden.
Abbildung 1.3: Messung von Zenerstrom und Laststrom
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Tragen Sie die Messwerte in eine Tabelle ein und werten sie grafisch aus (IZ
über ILast auftragen).
1.5
Stromregler als Beispiel einer Stabilisierungsschaltung
Bei Stromreglern wird die Regeldifferenz XW zwischen einer konstanten Führungsgröße (Sollwert) und dem zu regelnden Wert X der Regelgröße (Istwert) gebildet.
Mit dieser Differenz wird ein Stellglied so gesteuert, dass einer Abweichung der
Regelgröße vom Sollwert entgegengewirkt wird.
Als Sollwert dient hierbei die konstante Spannung einer Z-Diode. Sie wird bei
dem Stromregler mit dem stromabhängigen Spannungsabfall an einem Widerstand
(Istwert) verglichen. Bei der hier benutzten Schaltung gemäß Abb. 1.4 findet dieser
Vergleich unmittelbar zwischen Basis und Emitter des Stelltransistors statt.
Abbildung 1.4: Stromregler
Es ist die Abhängigkeit der Ausgangsspannung und des Ausgangsstromes vom
Lastwiderstand und der Eingangsspannung messtechnisch zu erfassen.
Versuchsdurchführung
An die Schaltung wird zunächst
• die Gleichspannung UDC = 15 V angelegt
• der Lastwiderstand überbrückt (RL = 0 Ω)
• der Ausgangsstrom mit dem Potentiometer auf IA = 20 mA eingestellt.
Anschließend wird der Ausgang mit verschiedenen Lastwiderständen belastet
(RL = {0 Ω, 10 Ω, 22 Ω, 33 Ω, 100 Ω, 220 Ω, 330 Ω}). Die zugehörigen Werte des
Laststromes IL und der Ausgangsspannung UA sind in eine Tabelle einzutragen.
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Danach wird der Lastwiderstand erneut überbrückt (RL = 0 Ω) und der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der Eingangsspannung gemessen. Variieren Sie die Eingangsspannung zwischen 0 V und 15 V in Schritten von 1, 5 V und zwischen 16 V
und 20 V in Schritten von 1, 0 V . Die Werte sind in eine Tabelle einzutragen. Achten Sie darauf, dass Sie den zuvor eingestellten Ausgangsstrom von IA = 20 mA
nicht verändern !
Berechnen Sie den differentiellen Innenwiderstand der Stromstabilisierungsschaltung bei einer Änderung des Lastwiderstandes zwischen RL,2 = 22 Ω und
RL,1 = 10 Ω nach der Gleichung:
Rdif f =
1.6
UA,2 − UA,1
IL,1 − IL,2
Hinweise
• Vorbereitung
1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen.
2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen.
3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden.
4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet.
• Ausarbeitung
1. Inhaltsverzeichnis
2. Geräteliste
3. Versuchsbeschreibung
4. Versuchsdurchführung
5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse
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2
Kennlinie eines Bipolartransistors, Schmitt-Trigger
2.1 Allgemeines
In diesem Versuch wird mit einer vorgegebenen Schaltung die Ausgangskennlinie eines NPN-Transistors messtechnisch ermittelt. Die Ausgangskennlinien des
Bipolar-Transistors beschreiben die Abhängigkeit des Kollektorstromes IC von der
Kollektor-Emitter-Spannung UCE , wobei der Basisstrom IB jeweils konstant gehalten wird. Bei sämtlichen Messungen ist darauf zu achten, dass die maximale
Verlustleistung (hier Ptot = 500 mW ) des Transistors nicht überschritten wird. Im
weiteren Verlauf des Versuchs wird eine Schmitt-Trigger Schaltung untersucht.
2.2 Aufnahme der Ausgangskennlinien
Die Bestimmung der Ausgangskennlinie erfolgt an der in Abb. 2.1 vorgegebenen
Schaltung. Stellen Sie dabei die vier Widerstände der Dekade zunächst auf ihre
Höchstwerte ein, um den Transistor vor zu großen Basisströmen zu schützen. Anschließend stellen Sie das Netzgerät auf eine Spannung von UB = 12 V ein und
regeln die Kollektorspannung UCE mit Hilfe des Potentiometers auf den vorgegebenen Wert.
Abbildung 2.1: Messschaltung zur Aufnahme der Ausgangskennlinie
Messen Sie für die Basisströme IB = {20 µA, 40 µA, 60 µA} die Kollektorströme IC in Abhängigkeit von der Kollektor–Emitter–Spannung UCE . Variieren
Sie dazu UCE zwischen 0 V und 1 V in Schritten von 0,1 V und zwischen 1 V und
5 V in Schritten von 0,5 V .
Es ist erforderlich, zwischen den einzelnen Messungen den Basisstrom mit
Hilfe der Widerstandsdekade immer wieder nachzuregeln !
Die Messwerte sind in ein Diagramm aufzutragen (IC über UCE mit IB als
Parameter).
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Aus dem Kennlinienfeld bzw. aus der Tabelle kann die Stromverstärkung B =
IC /IB bestimmt werden. Verwenden Sie dafür jeweils die größten Werte von IC .
IB / µA
20
40
60
2.3
IC2 / mA @ UCE = 5 V
B
Der Schmitt-Trigger
Die Schaltung eines Schmitt-Triggers besteht aus zwei Transistorschaltstufen, die
miteinander gekoppelt sind (vgl. Abb 2.2). Liegt am Eingang keine Spannung an,
so befindet sich die Schaltung im Ruhezustand, da T1 sperrt. Die Kollektor-EmitterStrecke von T1 ist hochohmig, dadurch bekommt T2 über den Spannungsteiler R3
und R4 eine genügend große Basis–Emitter–Spannung, so dass er in den Sättigungszustand durchsteuern kann.
Der Emitterstrom von T2 fließt über den Emitterwiderstand RE und erzeugt
hier einen Spannungsabfall URE . Die Basis von T1 ist dadurch negativ vorgespannt. Am Kollektor von T2 liegt dann das Potential UC2 = URE + UCE,Rest .
Erst wenn die Eingangsspannung U1 einen bestimmten Schwellwert überschreitet,
kippt der Schmitt-Trigger in den Arbeitszustand. Dieser Schwellwert berechnet
sich aus der Spannung URE + UBE1 . Jetzt beginnt T1 durchzusteuern, wodurch
die Spannung UBE2 absinkt. Da jetzt auch durch T1 ein Emitterstrom fließt, erhöht
sich die Spannung URE und die Spannung UBE2 fällt weiter ab, bis T2 schließlich
sperrt. Dieser Kippvorgang erfolgt wegen des Mitkopplungseffektes sehr schnell.
Die Ausgangsspannung U2 nimmt den Wert der Betriebspannung (UB = 12 V ) an.
Sinkt die Eingangsspannung wieder ab, so kippt die Schaltung erst dann in
den Ruhezustand zurück, wenn die Eingangsspannung unter den Wert U1,aus unterschreitet. Dieser Wert muss nicht identisch mit der Spannung U1,ein sein, bei
der die Schaltung in den Arbeitszustand kippte. Es entsteht also eine Schalthysterese. Die Schalthysterese lässt sich durch die Differenz zwischen der Ein- und
Ausschaltspannung ausdrücken. Das Diagramm 2.3 verdeutlicht den Einfluß der
Hysterese auf das Schaltverhalten.
Man erkennt deutlich den Haupt–Anwendungsbereich des Schmitt-Triggers.
Er wird überall eingesetzt, wo eine ausreichende Amplitude und eine große Flankensteilheit erforderlich ist. Dieses ist z.B. bei digitalen Schaltkreisen der Fall,
da fremde Signalgeber nur selten diese Anforderungen erfüllen, zumal die Signale häufig über längere Leitungen geführt werden und am Ausgang ein mehr oder
weniger verschliffenes Signal abgeben. Durch Zuschaltung eines Schmitt-Triggers
und eventuell eines Spannungsverstärkers kann dann in den meisten Fällen wieder
ein einwandfreies Rechtecksignal erzeugt werden, so dass die Zustände ,,H” bzw.
,,L” wieder eindeutig definiert sind. Die Übertragungskennlinie und das Schaltsymbol kennzeichnen das typische Verhalten des Schmitt-Triggers:
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Abbildung 2.2: Grundschaltung eines Schmitt-Triggers
Zur Berechnung der Schaltung geht man zunächst davon aus, dass sich der
Transistor T1 im Sperrzustand befindet. Dadurch kann über RC1 und R3 ein Strom
in die Basis des Transistors T2 fließen. Dieser steuert durch, und es fließt unter
Vernachlässigung des Basisstromes IB2 der folgende Kollektorstrom IC2 :
IC2 =
UB − UCE,Rest
12 V − 0, 2 V
=
= 20, 7 mA
RC2 + RE
470 Ω + 100 Ω
Dadurch entsteht am gemeinsamen Emitterwiderstand RE der Spannungsabfall:
URE = IC2 · RE = 20, 7 mA · 100 Ω = 2, 07 V
Da die Basis–Emitter–Schwellenspannung der verwendeten Silizium-Transistoren
ca. 0, 73 V beträgt, nimmt die Basis des Transistors T2 gegenüber Masse folgendes
Potential an:
UB2 = URE + UBE = 2, 07 V + 0, 73 V = 2, 8 V
An der Reihenschaltung von RC1 und R3 liegt daher die Spannung 12 V −
2, 8 V = 9, 2 V an. Die Höhe des Eingangsstromes IR3 errechnet sich nach folgender Gleichung:
IR3 =
9, 2 V
URC1 + UR3
=
= 1, 614 mA
RC1 + R3
1 kΩ + 4, 7 kΩ
Ein Teil dieses Eingangsstromes fließt über den Widerstand R4 :
IR4 =
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UB2
2, 8 V
=
= 280 µA
R4
10 kΩ
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Das ergibt einen Basisstrom IB2 von:
IB2 = IR3 − IR4 = 1, 61 mA − 0, 28 mA = 1, 334 mA
Das Verhältnis von Basis– zu Kollektorstrom beim Transistor T2 ergibt einen
Wert, der etwas über 15 liegt, was sichere Durchsteuerung bedeutet. Der Ausgang
führt also im Ruhezustand die Spannung:
U2 = URE + UCE,Rest = 2, 07 V + 0, 2 V = 2, 27 V
Erhöht man die Eingangsspannung langsam, so bleibt die Ausgangsspannung
zunächst konstant auf 2, 27 V . Erst wenn die Eingangsspannung den Wert
URE + UBE = 2, 07 V + 0, 73 V = 2, 8 V
erreicht, beginnt T1 zu leiten. Es fließt ein Kollektorstrom IC1 , welcher den Spannungsabfall an RC1 steigert. Dadurch nimmt der Basisstrom IB2 ab. Wegen der
hohen Übersteuerung von T2 bleibt IC2 zunächst noch auf seinem ursprünglichen
Wert (20, 7 mA). Daher steigt der Spannungsabfall an RE und verringert den Basisstrom IB1 wieder geringfügig (Stromgegenkopplung). Nach weiterer Erhöhung
der Eingangsspannung wird schließlich die Spannung U1,ein erreicht. Der Basisstrom IB2 wird noch geringer und kann T2 schließlich nicht mehr durchsteuern,
IC2 wird kleiner und die Spannung an RE nimmt ab. Folglich steigt der Eingangsstrom IB1 und der Kollektorstrom IC1 . Der Basisstrom IB2 sinkt dadurch weiter
und der Kollektorstrom IC2 geht gegen Null. Dieser Vorgang läuft aufgrund der
gegenseitigen Unterstützung sehr schnell ab und der Ausgang nimmt (nahezu) die
Betriebsspannung (hier UB = 12 V ) an.
Der Kollektorstrom des übersteuerten Transistors T1 beträgt:
UB − UCE,Rest
12 V − 0, 2 V
=
= 10,7 mA
RC1 + RE
1 kΩ + 100 Ω
Der Spannungsabfall an RE nimmt damit folgenden Wert an:
IC1 =
URE = IC1 · RE = 10,7 mA · 100 Ω = 1,073 V
Verringert man die Eingangsspannung wieder, so beginnt beim Unterschreiten
des Spannungswertes
U1 = 1,073 V + 0,73 V = 1,803 V
der Transistor T1 zu sperren. Sein Kollektorstrom nimmt ab. IB2 steigt an, damit
auch der Kollektorstrom IC2 . Das gemeinsame Emitterpotential erhöht sich und
verringert den Basisstrom IB1 zusätzlich. Der sich gegenseitig unterstützende Vorgang läuft lawinenartig ab, und der Schmitt-Trigger kippt in seine ursprüngliche
,,Lage” zurück.
Die Differenz aus Einschaltspannungspegel und Ausschaltspannungspegel ist
die Schalthysterese UH . Sie ist durch die Wahl der Widerstände beeinflussbar und
steigt mit größer werdendem RE .
Im folgenden Versuch sind die praktischen Eigenschaften des Schmitt-Triggers
messtechnisch zu untersuchen.
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2.3.1
Versuchsdurchführung
1. Gleichspannungsverhalten
Verbinden Sie die Versuchsplatine gemäß Schaltplan mit notwendigen Geräten
(Netzgerät, Widerstandsdekade, Multimeter). Variieren Sie die Eingangsspannung U1 am Eingang des Schmitt-Triggers und messen Sie die zugehörige Ausgangsspannung U2 = f (U1 ) zwischen dem Kollektor des Transistors
T2 und Masse.
Variieren Sie hierzu die Eingangsspannung zunächst zwischen 2,0 V und
4,0 V in Schritten von 0,1 V ; anschließend wird U1 (ebenfalls in Schritten
von 0,1 V ) wieder auf 2,0 V verringert.
Tragen Sie die Messwerte in ein Diagramm ein, in dem Sie U2 als Funktion
von U1 auftragen. Wählen Sie für zunehmende und abnehmende Eingangsspannung verschiedene Farben.
2. Wechselspannungsverhalten
Ersetzen Sie das Netzgerät durch einen Funktionsgenerator und das Messgerät durch ein Oszilloskop. Stellen Sie eine sinusförmige Ausgangsspannung mit der Frequenz 50 Hz und der Amplitude Us = 3 V ein. Eingangs–
und Ausgangsspannung sollen gleichzeitig auf dem Oszilloskop dargestellt
werden.
Messen Sie die Teit t1 zwischen dem Nulldurchgang der (sinusförmigen)
Eingangsspannung und der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals sowie
die Zeit t2 zwischen dem Nulldurchgang und der fallenden Flanke des Ausgangssignals.
Berechnen Sie aus diesen Zeiten und der Spannung Us des Eingangssignals
über die Gleichung
U (t) = Û · sin(2 π f t)
die Ein– und die Ausschaltspannung.
Tragen Sie die Kurvenverläufe für die (sinusförmige) Eingangsspannung und
die (rechteckförmige) Ausgangsspannung auf Millimeterpapier auf.
2.4
Hinweise
• Vorbereitung
1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen.
2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen.
3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden.
4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet.
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• Ausarbeitung
1. Inhaltsverzeichnis
2. Geräteliste
3. Versuchsbeschreibung
4. Versuchsdurchführung
5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse
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-15
-10
-5 0
0
5
10
15
50
WPV
6FKPLWW7ULJJHU
100
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89
Abbildung 2.3: Ein– und Ausgangsspannung beim Schmitt-Trigger (Parameter der
Abbildung: Uein = 4 V , UAus = 1,5 V , Ua,min = 2 V , Ua,max = 9 V =
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3
3.1
FET-Kennlinien, FET-Verstärker
Allgemeines
In diesem Versuch sollen das Ausgangskennlinienfeld und eine Verstärker–Grundschaltung eines n-Kanal-Feldeffekt-Transistors bestimmt und analysiert werden.
Die Halbleiterhersteller geben für die Feldeffekt-Transistoren neben der Steuerkennlinie die aussagekräftigeren Ausgangskennlinien an, welche in diesem Versuch ermittelt werden. Dabei soll für verschiedene (konstant gehaltene) Gate–Source–
Spannungen die Abhängigkeit des Drainstromes von der Drain–Source–Spannung
gemessen werden.
Im zweiten Teil wird ein Verstärker mit einem n–Kanal–FET in Source–Schaltung analysiert.
3.2 Aufnahme der Ausgangskennlinien
Zur Bestimmung des Ausgangskennlinienfeldes ist die in Abbildung 3.1 dargestellte Schaltung mit Hilfe der Experimentierplatine und den erforderlichen Messgeräten aufzubauen. Es soll die Abhängigkeit des Drainstromes ID von der Drain–
Source–Spannung UDS bei verschiedenen Gate–Source–Spannungen UGS bestimmt
werden.
Abbildung 3.1: Schaltungsaufbau zur Messung der Ausgangskennlinien eines
Feldeffekt-Transistors
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3.3 Versuchsdurchführung
3.3.1
Ausgangskennlinienfeld
• Die Gate–Source–Spannung UGS wird auf einen konstanten Wert eingestellt
(UGS = −1, 5 V . . . + 0, 5 V , Schrittweite 0, 5 V ).
• Die Drain–Source–Spannung UDS wird von UDS = 0 V . . . 4 V in Schritten
von 0, 5 V und von UDS = 4 V . . . 20 V in Schritten von 2 V variiert.
• Die entsprechenden Drainströme ID werden gemessen und in eine Tabelle
eingetragen.
Die Auswertung besteht in der Auftragung des Drainstromes ID gegen UDS .
Die Kurven für verschiedene Gate–Source–Spannungen UGS sind in verschiedenen Farben darzustellen!
3.3.2
Verstärkerschaltung
In diesem Versuchsteil werden die Eigenschaften eines FET–Verstärkers in Sourceschaltung messtechnisch untersucht. Der Schaltungsaufbau ist in der Abbildung
3.2 dargestellt. Die Messergebnisse sind zu interpretieren. Um eine saubere Trennung zwischen Betriebs– und Signalspannung zu erzielen, wird der FET als reiner
Wechselspannungsverstärker betrieben.
Abbildung 3.2: Einfacher FET-Verstärker in Sourceschaltung
Gehen Sie folgendermaßen vor:
• An den Eingang der Sourceschaltung wird eine sinusförmige Spannung mit
USS = 0,3 V und einer Frequenz f = 1 kHz angelegt.
• Eingangsspannung UE und Ausgangsspannung UA werden mit dem Oszilloskop gemessen.
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• Das Potentiometer wird so eingestellt, dass sich eine möglichst große Verstärkung ohne Verzerrung ergibt.
• Die gemessenen Spannungswerte werden in eine Tabelle eingetragen.
Nach Bestimmung der Eingangs- und Ausgangsspannung berechnen Sie aus
diesen Messwerten die Spannungsverstärkung der Schaltung.
Vu =
UA
UE
Als nächstes wird die obere Grenzfrequenz fo bestimmt, indem die Frequenz am
Funktionsgenerator so weit erhöht wird, bis die Ausgangsspannung auf 70,7%
(−3 dB) des bei der Bezugsfrequenz von 1 kHz gemessenen Wertes abgesunken
ist.
Die Abhängigkeit der Ausgangsspannung UA von der Frequenz ist grafisch
darzustellen. Hierbei ist die Frequenzachse logarithmisch zu teilen.
3.4
Hinweise
• Vorbereitung
1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen.
2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen.
3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden.
4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet.
• Ausarbeitung
1. Inhaltsverzeichnis
2. Geräteliste
3. Versuchsbeschreibung
4. Versuchsdurchführung
5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse
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4
Operationsverstärker
4.1 Allgemeines
In diesem Versuch wird das Frequenzverhalten des Operationsverstärkers OP 741
untersucht.
Operationsverstärker sind gleichstromgekoppelte Differenzverstärker (vgl Abb.
4.1). Die Ausgangsspannung UA ist proportional zur Spannungsdifferenz an den
beiden Eingängen, es gilt:
UA = V0 · (Up − Un )
(Gl. 4.1)
Hierbei bezeichnet V0 die sog. Leerlaufverstärkung.
+
Up
Un
-UB =
=
+UB
UA
Abbildung 4.1: Prinzipschaltbild eines Operationsverstärkers
Diese Beziehung nur innerhalb des Aussteuerbereiches des Operationsverstärkers gültig. Dieser ist durch die Höhe der Betriebsspannung UB festgelegt.
−UB ≤ UA,min ≤ UA ≤ UA,max ≤ +UB
Unterschreitet die theoretisch zu erwartende Ausgangsspannung UA,min oder überschreitet sie UA,max , dann bleibt UA konstant auf den Werten UA,min bzw. UA,max
stehen. Je nach Typ des Operationsverstärkers beträgt die Differenz zwischen UA,max
und UB bzw. zwischen UA,min und −UB zwischen 0,3 V und 3 V .
Die Verstärkungskennlinie eines Operationsverstärkers hat somit die in Abb.
4.2 wiedergebene Form.
An Gl. 4.1 erkennt man, dass UA in Phase mit der Eingangsspannung Up ist.
Den Eingang bezeichnet man daher als nichtinvertierenden Eingang und kennzeichnet ihn durch ein ,,+” im Schaltsymbol des Operationsverstärkers, der selbst
durch ein Dreieck dargestellt wird, dessen Spitze in Richtung des Signalflusses
zeigt. Dagegen ist Un gegenphasig zu UA ; der entsprechende Eingang heißt daher
invertierender Eingang (mit der Kennzeichnung durch ein ,,–”).
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Ua
+UB
Ue
-UB
Abbildung 4.2: Übertragungs–Kennlinie eines Operationsverstärkers
Parameter
Eingangs–Ruheströme
Differenz–Eingangswiderstand
Gleichtakt–Eingangswiderstand
Ausgangswiderstand
Differenzverstärkung
Offset–Spannung
realer OPV
Ip , In < 200 nA
rD < 1012 Ω
rGl < 1012 Ω
rA ≈ 1 kΩ
vD ≈ 105 = 100 dB
|Uof f | < 10 mV
idealer OPV
Ip , In = 0 nA
rD → ∞
rGl → ∞
rA → 0 Ω
vD → ∞
Uof f = 0 mV
Tabelle 4.1: Gegenüberstellung der Eigenschaften realer und idealer Operationsverstärker
Da die Leerlaufverstärkung Vo im allgemeinen sehr groß ist (im Idealfall unendlich), ist ein Operationsverstärker im Unterschied zu anderen Linearverstärkern
dadurch gekennzeichnet, dass seine Wirkungsweise im Idealfall ausschließlich durch
die äußere Beschaltung mit Bauelementen und nicht durch seine Kennwerte festgelegt ist.
Die Tabelle 4.1 verdeutlicht die Differenz zwischen realen und idealen Operationsverstärkern. Die Kombination der einzelnen Komponenten kann dem Ersatzschaltbild (Abb. 4.3) entnommen werden.
Die Leerlaufverstärkung eines Operationsverstärkers fällt oberhalb der oberen
Grenzfrequenz steil ab. Diese obere Grenzfrequenz liegt je nach OPV–Typ zwischen einigen kHz und einigen 100 MHz. Die realen Kennwerte der im Praktikum benutzten OP’s kommen den idealen Werten genügend nahe, so dass immer
mit idealen OP’s gerechnet werden kann.
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Abbildung 4.3: Realer Operationsverstärker (Ersatzschaltbild)
4.2
Gegengekoppelter Verstärker
Die durch Gl. 4.1 indirekt definierte Leerlaufverstärkung Vo läßt sich direkt kaum
messen, da bei einem realen Operationsverstärker wegen der stets vorhandenen
Offsetspannungsdrift der Ausgang auch ohne Anlegen einer äußeren Spannung
praktisch immer übersteuert ist. Man muß daher auf eine Schaltung zurückgreifen,
in der die Driftverstärkung durch eine Gegenkopplung stark herabgesetzt wird. Ein
Schaltungsvorschlag hierzu ist in Abb. 4.4 wiedergegeben. Die Gegenkopplung
wird über die Widerstände R1 und RN erzeugt.
Abbildung 4.4: Grundschaltung ,,Nichtinvertierender Verstärker” (Zum OffsetAbgleich kann der Eingang kurzgeschlossen werden)
Wegen der hohen Leerlaufverstärkung Vo ist die Spannung UN innerhalb des
Aussteuerbereichs praktisch Null. Sie wird daher in den folgenden Berechnungen
vernachlässigt. Die Anwendung der Kirchhoffschen Knotenregeln auf den KnotenGrundlagenpraktikum 3.Sem.
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punkt A liefert unter der Voraussetzung I− = 0 µA die folgenden Gleichungen.
U1
UA
+
=0
R1 RN
bzw.:
Vu =
RN
UA
=−
U1
R1
(Gl. 4.2)
Der Vorteil dieser als gegengekoppelter Verstärker bezeichneten Schaltung liegt
darin, dass ihr Verstärkungsfaktor nur vom Widerstandsverhältnis RN /R1 abhängt
und damit unabhängig von Temperaturdriften, Nichtlinearitäten oder Exemplarstreuungen des OP’s ist.
4.3
Versuchsdurchführung
1. Offsetspannungsabgleich
Vor der eigentlichen Versuchsdurchführung ist unbedingt ein Offsetabgleich
vorzunehmen, da sonst die Messergebnisse verfälscht werden. Hierzu schließen Sie den Eingang der Messschaltung (Abb. 4.5) nach Masse kurz und
stellen anschließend mit Hilfe des Potentiometers (auf der Unterseite der
Aufbauplatte) die Ausgangsspannung exakt auf UA = 0 V ein. Der Widerstandswert des Potentiometers darf während der folgenden Versuchsreihen
nicht mehr verändert werden!
Abbildung 4.5: Messaufbau zum Frequenzverhalten
2. Gegengekoppelter Verstärker (Frequenzverhalten)
Entfernen Sie den Kurzschluß des Eingangs nach Masse und schließen Sie
einen Funktionsgenerator an den Eingang an. Stellen Sie am Funktionsgenerator eine sinusförmige Spannung mit Us = 1 V ein.
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Der Kondensator CN wird noch nicht benutzt!
Messen Sie die Spannungsverstärkung für Frequenzen zwischen 100 Hz und
200 kHz und geben Sie diese in Dezibel an. Es ist:
V
UA
= 20 · log
dB
U1
Stellen Sie die im Versuch gemessene Abhängigkeit der Spannungsverstärkung von der Frequenz in einem Diagramm dar (doppelt logarithmische Darstellung von UA über der Frequenz f ).
Messen Sie die obere Grenzfrequenz fo , indem Sie die Frequenz so lange
erhöhen, bis die Ausgangsspannung
UA (fo ) =
UA (f1 )
√
2
beträgt (UA (f1 ) bezeichnet die Ausgangsspannung bei der niedrigsten gemessenen Frequenz.)
Wiederholen Sie den Versuch im Frequenzbereich von 20 Hz bis 700 Hz mit
dem Kondensator CN parallel zu RN und stellen Sie auch diesen Verstärkungsverlauf (mit doppelt logarithmisch skalierten Achsen) grafisch dar ! Ermittel Sie auch für diesen Aufbau (wie oben beschrieben) die obere Grenzfrequenz !
4.4
Hinweise
• Vorbereitung
1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen.
2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen.
3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden.
4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet.
• Ausarbeitung
1. Inhaltsverzeichnis
2. Geräteliste
3. Versuchsbeschreibung
4. Versuchsdurchführung
5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse
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f /kHz
0,1
0,2
0,3
0,5
0,7
1
2
3
5
7
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
200
Messprotokoll Operationsverstärker
ohne CN
mit CN
U1 /V UA /V V /dB f /Hz U1 /V UA /V
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
220
240
260
280
300
350
400
450
500
600
700
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V /dB
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5
Mikrofon–Verstärker
5.1
Einführung
Ein einfacher Mikrofon–Vorverstärker (vgl. Abb. 5.1) soll mit einer Betriebsspannung von UB = 4, 5 V betrieben werden. Die maximale Eingangsspannung beträgt
UE = ±5 mV und muß um den Faktor vu = 100 verstärkt werden. Das Datenblatt
des Transistors BC 173 weist bei UCE = 2 V eine Stromverstärkung β = 200 aus.
Der Koppelkondensator C hat eine Kapazität von 1 µF . COSC ist die Eingangskapazität des Oszilloskopes (Eingänge auf AC einstellen).
Abbildung 5.1: Mikrofonverstärker
5.2
Vorbereitung zum Versuch (zu Hause auszuführen!)
1. Suchen Sie einen linearen Bereich in den Kennlinien des Ausgangskennlinienfeldes, d.h., der Abstand dreier benachbarter Kennlinien sollte annähernd
gleich sein. Damit ist gleichzeitig die Basis–Emitter–Spannung UBE bekannt. Bestimmen Sie die Steilheit S.
S=
∆IC
∆Ue
Hierbei bezeichnet ∆Ue = UBE1 − UBE2 die Differenz der betrachteten
Eingangsspannungen.
∆IC ist auf der y–Achse des Ausgangskennlinienfeldes abzulesen.
2. Berechnen Sie den Kollektorwiderstand R3 :
∆UA = −∆IC · R3
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Damit erhält man für die Spannungsverstärkung der Schaltung:
vU =
−∆IC · R3
−S · ∆UE · R3
∆UA
=
=
= −S · R3
∆UE
∆UE
∆UE
Hieraus folgt unmittelbar:
R3 = −
vU
S
Damit sind auch die markanten Punkte auf der IC bzw. UCE -Achse des Ausgangskennlinienfeldes bekannt und können in das Diagramm eingezeichnet
werden:
UCE = UB für IC = 0 mA und IC,max =
UB
R3
für UCE = 0 V .
Durch Verbinden dieser beiden Punkte erhält man die sogenannte Arbeitsgerade. Gleichzeitig ergibt sich der Arbeitspunkt A der Schaltung (Schnittpunkt zwischen der gewählten UBE -Kennlinie und der Arbeitsgeraden), da
UBE vorher gewählt worden war.
3. Notieren Sie den Strom IC und die Spannung UCE im Arbeitspunkt A. Da
die Eingangsspannung um ±5 mV schwanken soll und der Spannung UBE
überlagert wird, können auch die Arbeitspunkte A1 und A2 in das Ausgangskennlinienfeld eingezeichnet und die zugehörigen Ströme und Spannungen
abgelesen werden. Markieren Sie außerdem den Arbeitsbereich der Schaltung auf der Strom– und der Spannungsachse.
4. Bestimmen Sie die Widerstände R1 und R2 des Basisspannungsteilers. Wählen
Sie dazu das Querstromverhältnis Q = 10. Das Querstromverhältnis bestimmt, um welchen Faktor der Strom I1 durch den Widerstand R1 größer
als IB ist, damit der Basisspannungsteiler nicht nennenswert belastet wird
und so die Basisspannung im Betrieb praktisch konstant bleibt.
Somit ergibt sich für I1 = Q · IB und I2 = (Q + 1) · IB :
∆IC = β · ∆IB
Bei Kleinsignalverstärkung gilt immer B ≈ β. Damit ist
IB =
R1 =
IC
β
U1
UBE
UBE
=
=
I1
I1
Q · IB
Mit U2 = UB − UBE folgt außerdem:
R2 =
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U2
U2
UB − UBE
=
=
I2
(Q + 1) · IB
(Q + 1) · IB
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5. Berechnen Sie die Gesamtleistung PRuhe , die der Mikrofonverstärker im Ruhezustand verbraucht.
Beachten Sie dabei, dass außer an den Widerständen auch am Transistor eine
Leistung abfällt, da er im linearen Teil seiner Kennlinie und nicht als Schalter
betrieben wird!
PRuhe = Iges · UB
5.3
Versuchsdurchführung im Labor
1. Bauen Sie die Schaltung auf einem Steckbrett mit den zu Hause berechneten
Bauteilen auf. Achten Sie auf den korrekten Anschluß des Transistors (vgl.
Abb. 5.2)
Abbildung 5.2: Anschlüsse des BC 173 von unten gesehen!
2. Messen Sie die Spannungen UBE und UCE .
3. Messen Sie die Ströme IC , IB , I1 , I2 und den Gesamtstrom Iges , den die
Schaltung aufnimmt.
4. Legen Sie mit einem Sinusgenerator eine Wechselspannung Uss = 10 mV
mit einer Frequenz f = 1 kHz an den Eingang des Mikrofonverstärkers und
messen Sie die Ausgangsspannung UA .
5. Zeichnen Sie die Eingangs– und Ausgangsspannung in ein Diagramm.
6. Berechnen Sie aus den Messwerten die Spannungsverstärkung vu .
7. Berechnen Sie aus den Messwerten die Gesamtleistung PRuhe , die der Mikrofonverstärker im Ruhezustand (ohne Ansteuerung!) aufnimmt.
8. Optimieren Sie die Schaltung durch Veränderung des Widerstandes R1 im
Basisspannungsteiler und wiederholen Sie die oben aufgeführten Messungen
und Berechnungen.
5.4
Ausarbeitung
1. Berechnen Sie die Widerstände R1 , R2 und R3 .
2. Zeichnen Sie die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld ein, markieren Sie den
Arbeitspunkt A sowie die Punkte A1 und A2 (an den Aussteuergrenzen) und
kennzeichnen Sie die Arbeitsbereiche auf der UCE – und der IC -Achse.
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3. Tragen Sie die Messwerte UBE , UCE , IC , IB , I1 , I2 , Iges in eine Messwert–
Tabelle ein.
4. Zeichnen Sie ein Diagramm der Ein– und Ausgangsspannung mit vollständiger Beschriftung der Skalenachsen (Messgröße und Einheit).
5. Berechnen Sie die Spannungsverstärkung vu =
UA
UE .
6. Berechnen Sie die Gesamtleistung PRuhe .
7. Tragen Sie die Messwerte UBE , UCE , IC , IB , Iges , für die Messung nach
Optimierung auf maximale Ausgangsspannung UA,max in eine Messwerttabelle ein.
8. Berechnen Sie die optimierten Spannungsverstärkung vu,opt =
UA,opt
UE .
9. Berechnen Sie die optimierte Gesamtleistung PRuhe,opt .
Erklärung des Steckbrettes
(Steckplatine Best.-Nr. 52 6860 Fa. Conrad Electronic)
Da es immer wieder Unklarheiten gibt, wie die einzelnen Kontakte des Steckbrettes verbunden sind, folgt eine Erläuterung der internen Verdrahtung:
Wie man eindeutig sieht, sind die mit a . . . e
und mit f . . . j gekennzeichneten Anschlüsse
jeweils als Fünfergruppe horizontal verbunden. Die mit ,,+” (rote Linie) und ,,-” (blaue
Linie) bezeichneten Kontakte sind über die
gesamte Höhe des Steckbrettes vertikal verbunden.
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Abbildung 5.3: Ausgangskennlinienfeld des Transistors BC 173
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