Bachelorarbeit Entwurf, Aufbau und messtechnischer Vergleich
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Bachelorarbeit Entwurf, Aufbau und messtechnischer Vergleich zweier Messapparaturen zur zeitaufgelösten Bestimmung der Phasenverschiebung der Bioimpedanz Verfasser: Erstprüfer: Zweitprüfer: Datum der Abgabe: Roman Kusche Prof. Dr. rer. nat. Martin Ryschka Steffen Kaufmann, M. Eng. 25. Feb 2013 Kurzzusammenfassung Autor Roman Kusche Titel der Bachelorarbeit Entwurf, Aufbau und messtechnischer Vergleich zweier Messapparaturen zur zeitaufgelösten Bestimmung der Phasenverschiebung der Bioimpedanz Schlüsselwörter Phasenverschiebung, Bioimpedanz, LabView, Echtzeitmessung, Mikrocontroller, USB, Elektrokardiogramm (EKG) Kurzzusammenfassung Die Bioimpedanzmessung ist ein nichtinvasives Verfahren zur Bestimmung der Zusammensetzung organischen Gewebes. Die Messung der komplexen Bioimpedanz zwischen zwei Punkten geschieht durch das Einprägen eines Wechselstromes mit konstanter Amplitude über Hautelektroden. Aus der entstehenden Spannung lassen sich Real- und Imaginärteil der Impedanz berechnen. Vergangene Messungen lassen vermuten, dass sich das Schlagen des Herzens nicht nur auf den Betrag, sondern in sehr geringem Maße auch auf den Phasenwinkel der Bioimpedanz auswirkt. In dieser Bachelorarbeit wird eine Messplattform entwickelt, die es ermöglicht die Veränderungen der Phasenverschiebung hochauflösend zu bestimmen und in Echtzeit an einen PC zu senden. Für die Messung des Bioimpedanz-Phasenwinkels werden zwei unterschiedliche Verfahren gegenüber gestellt. Es handelt sich zum einen um eine analoge Schaltung, die zuvor im Rahmen einer Projektarbeit entstand, zum anderen um ein Verfahren, welches in dem IC AFE4300 von Texas Instruments integriert ist. Die Ergebnisse beider Verfahren gelangen mittels eines Mikrocontrollers (Xmega256A3BU von Atmel) über eine USB-Schnittstelle an einen PC. Die Arbeit umfasst sowohl die Entwicklung des Analog-, als auch die des Digitalteils inklusiver der benötigten Mikrocontroller-Firmware und die auf LabView basierende PC-Auswertesoftware. Abstract Author Roman Kusche Title of the thesis Design, development and comparison of two different measurement devices for timeresolved determination of phase shifts of the bioimpedances Keywords phaseshift, bioimpedance, LabView, real-time measurement, microcontroller, USB, electrocardiography (ECG) Abstract The measuring of the bioimpedance is a non-invasive method to determ the composition of organic tissue. For measuring the complex bioimpedance between two electrodes, an alternating current with a constant amplitude is injected into the tissue. The developing voltage drop is used to calculate the real and imaginary part of the impedance under test. Measurements in the past indicated that it could be possible that the beating of the heart has an effect on the phase shift. In this bachelor thesis a hardware system is developed, capable of measuring changes of the bioimpedance phase shift with high resolution, furthermore the measurments are transmitted to a host PC. Two different methods of measurement are used. The first is an analog circuit, which has been developed in a previous project. The other method uses the integrated circuit AFE4300 manufactured by Texas Instruments. The results of both methods are transmitted by a microcontroller (Xmega256A3BU by Atmel) via the USB interface to the host PC. The thesis includes the development of the analog parts, the digital parts and the required microcontroller firmware as well. For the visualisation of the measurement results a LabView software is created. Danksagung An dieser Stelle möchte ich mich bei Herrn Prof. Dr. Martin Ryschka und Herrn Steffen Kaufmann, M. Eng. für die Betreuung dieser Bachelorarbeit bedanken. Für die Unterstützung und das Verständnis während des gesamten Studiums danke ich meiner Familie, meinen Freunden und insbesondere meiner Freundin. Für die vielen Tipps bezüglich der Hardware-Entwicklung bedanke ich mich bei Herrn Dipl.-Ing. Felix Adam. Außerdem danke ich Herrn Eike von Elm für das Korrekturlesen dieser Arbeit und zahlreiche Anregungen. Inhaltsverzeichnis 1 Einführung 1.1 Bioimpedanz . . . . . . 1.2 Problemstellung . . . . 1.3 Aufgabenstellung . . . 1.4 Schematischer Entwurf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 1 2 2 3 2 Messverfahren 2.1 Analoge Phasenmessschaltung . . . . . . . . . . . . . 2.2 Integrierte Phasenmessschaltung . . . . . . . . . . . . 2.2.1 Wechselstromquelle . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 Impedanzmessung . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.3 Analog/Digital-Wandler und SPI-Schnittstelle 2.3 Vierpunktmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 5 9 12 12 15 16 3 Hardwareentwicklung 3.1 Spezifikation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2 Blockschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3 Kommunikationsschnittstellen . . . . . . . . . . 3.3.1 USB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3.2 JTAG/PDI . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3.3 SPI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4 Integrierte Phasenmessschaltung . . . . . . . . . 3.5 Analoge Eingänge . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5.1 Hochauflösende 16 Bit-Eingänge . . . . . 3.5.2 Optionale 12 Bit-Eingänge . . . . . . . . . 3.6 EKG-Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.1 Beschaltung des Instrumentenverstärkers 3.6.2 50 Hz-Kerbfilter . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.3 Tiefpassfilter . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.4 Subtrahierverstärker . . . . . . . . . . . . 3.6.5 Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.7 Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.8 Weitere Peripherie . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.9 Spannungsversorgung . . . . . . . . . . . . . . . 3.10 Schaltplan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.11 Leiterplatten-Layout und gefertigter Prototyp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 17 18 21 21 22 23 23 25 25 27 28 29 30 33 33 34 35 36 36 38 38 4 Softwareentwicklung 4.1 Firmware (Mikrocontroller) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2 Auswertesoftware (PC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 42 46 5 Verifizierung 5.1 Statisches Verhalten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.1.1 Vergleich von RC-Netzwerken zur Verifizierung . . . . . . 5.1.2 Durchführung der Verifizierung des statischen Verhaltens 5.2 Dynamisches Verhalten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 48 49 53 61 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . v Inhaltsverzeichnis 5.3 Beurteilung der Messsysteme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64 6 Messungen 6.1 EKG-Messung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2 Messung der Phasenverschiebung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 66 67 7 Zusammenfassung und Ausblick 70 A CD Inhalt xi vi Abkürzungsverzeichnis AC Alternating Current SD Secure Digital ADC Analog to Digital Converter SDIN Serial Data Input ASF Atmel Software Framework SDOUT Serial Data Output AUX Auxiliary CDC Communications Device Class SINAD Signal to Interference ratio including Noise And Distortion CLK Clock DAC Digital to Analog Converter DC Direct Current DDS Direct Digital Synthesis DRL Driven Right Leg EKG Elektrokardiogramm ENOB Effective Number Of Bits ESD Electrostatic Discharge GBWP Gain Bandwidth Product HID Human Interface Device IC Integrated Circuit IIC Inter Integrated Circuit INA Instrumentation Amplifier I/Q In phase/Quadrature JTAG Joint Test Action Group LA Left Arm LED Light Emitting Diode LDO Low Dropout Regulator MUX Multiplexer OPA Operational Amplifier PC Personal Computer PCB Printed Circuit Board PDI Program and Debug Interface RA Right Arm RDY Ready RTC Real Time Clock SCLK Serial Clock SMD Surface Mounted Device SPI Serial Peripheral Interface SPS Samples Per Second STE Slave Transmit Enable UART Universal Asynchronous Receiver Transmitter USART Universal Synchronous/Asynchronous Receiver Transmitter USB Universal Serial Bus VIA Vertical Interconnect Access vii 1 Einführung In den folgenden Abschnitten wird das Grundprinzip der Bioimpedanz-Messung und die daraus resultierende Problemstellung dieser Arbeit beschrieben. Nach dieser Beschreibung der Aufgabenstellung folgt der Entwurf eines Schemas zur Umsetzung. 1.1 Bioimpedanz Bei der Bioimpedanz-Messung handelt es sich um ein nichtinvasives Verfahren zur Bestimmung der elektrischen Eigenschaften eines organischen Körpers [9]. Dabei wird die komplexe Impedanz des durch die Elektroden bestimmten Körperabschnitts gemessen. Eine zeitlich aufgelöste Messung ermöglicht zusätzlich dynamische Eigenschaften, wie beispielsweise die Pulskurve, aufzunehmen [29]. Die Bioimpedanz-Messung geschieht, indem ein bekannter Wechselstrom in den zu vermessenden Körperteil mittels Elektroden eingeprägt wird. Der entstehende Spannungsabfall muss phasenrichtig gemessen werden, um die Bioimpedanz bestimmen zu können. Die Nutzung einer Stromquelle ist nötig, da der Strom durch den menschlichen Körper aus medizinischen Gründen begrenzt werden muss. Außerdem ist sowohl die Gewebe-, als auch die Hautimpedanz stromdicheabhängig [8]. Durch den Aufbau der menschlichen Zellen entsteht zu dem überwiegend ohmschen Anteil auch ein kapazitiver [7]. Das Ersatzschaltbild ist in Abbildung 1.1 dargestellt. R2 R1 C1 Abbildung 1.1: Vereinfachtes Ersatzschaltbild der Bioimpedanz nach [14] 1 1 Einführung 1.2 Problemstellung Bei der Messung der Bioimpedanz treten in Abhängigkeit der Zeit Variationen des Impedanzbetrages auf. Ursache dafür ist die Blutpulsation im vermessenen Körperteil. Der Effekt ist dadurch zu erklären, dass sich durch das Pumpen des Herzens der Druck in den Arterien schlagartig erhöht und anschließend wieder absinkt. Wegen der Elastizität der Blutgefäße geben diese den Druckänderungen nach, was zur Variation ihres Querschnitts führt. Das hat zur Folge, dass sich das Volumen des Blutes in dem zu vermessenden Körperteil und somit auch dessen Impedanz in Abhängigkeit des Herzschlags ändert [29]. Diese Änderungen des Impedanzbetrages konnten bereits von der Arbeitsgruppe mit dem Impedanzmesssystem [1] gemessen werden. Es liegt mit der gleichen Erklärung der Verdacht nahe, dass sich auch die Phase der Impedanz mit der Blutpulsation ändert. Bei der Messung der Bioimpedanz treten erfahrungsgemäß Phasenverschiebungen von einigen wenigen Grad zwischen dem anregenden Strom und der gemessenen Spannung auf [7]. Messungen mit dem Impedanzmesssystem ergaben Variationen der Phasenverschiebung in Bereichen von ca. 0,01◦ . Da eine solche Auflösung nicht zuverlässig in Abhängigkeit der Zeit dargestellt werden kann, konnte noch nicht festgestellt werden, ob dieser Effekt tatsächlich auftritt, oder ob es sich um Messfehler handelt. Messverfahren, die durch Bestimmung der zeitlichen Differenz der Signal-Nulldurchgänge die Phasenverschiebung bestimmen, sind sehr rauschempfindlich. Daher werden Messverfahren benötigt, die einen längeren Zeitraum der Signalverläufe betrachten. 1.3 Aufgabenstellung Ziel dieser Bachelorarbeit ist es, auftretende Änderungen der Phasenverschiebung bei BioimpedanzMessungen zu bestimmen, die mit dem Rhythmus der Herzaktivität auftreten. Dazu werden zwei unterschiedliche Verfahren der Phasenmessung miteinander verglichen. Bei dem ersten handelt es sich um eine analoge Schaltung auf Basis von Operationsverstärkern, welche im Rahmen einer Projektarbeit [13] entstand. Das zweite Verfahren ist die Messung mittels eines dafür geeigneten ICs (AFE4300 von Texas Instruments). Die Messergebnisse der jeweils aktiven Methode sollen in Echtzeit auf dem PC grafisch dargestellt werden können. Um die Abhängigkeit vom Herzschlag erkennen zu können, muss zeitgleich ein EKG aufgenommen werden. Eine entsprechende Anwendung, die weitere optionale Möglichkeiten bietet, wie zum Beispiel das Speichern der Daten, ist zu programmieren. Die zu realisierende elektronische Schaltung soll als Schnittstelle zwischen der eigentlichen Messeinrichtung und dem PC dienen. Außerdem soll die Schaltung so konzipiert sein, dass Erweiterungen und Änderungen der Funktionalität ohne Modifikation der Hardware möglich sind. Diese Flexibilität kann gut mittels eines Mikrocontrollers erreicht werden, dessen Software ebenfalls programmiert werden soll. Während der Schaltplanerstellung ist eine umfangreiche Bauteilrecherche durchzuführen. Ist die Schaltungsentwicklung abgeschlossen, wird ein Platinenlayout erstellt. Die Leiterplatte wird von einem externen Dienstleister gefertigt und bestückt. Die Kalibrierung der Messschaltungen und erste Messungen am 2 1 Einführung Menschen sind ebenfalls Teil der Bachelorarbeit. Dazu muss auch die elektrische Sicherheit gewährleistet sein. 1.4 Schematischer Entwurf Um die Aufgabenstellung zu lösen, werden die groben Anforderungen zunächst in funktionale Blöcke zusammengefasst. Diese werden anschließend zu einer schematischen Darstellung in Form eines Blockschaltbildes zusammengefügt, siehe Abbildung 1.2. Steuereinheit Integrierte Phasenmessschaltung (AFE4300) Analoge Phasenmessschaltung Digitalisierung EKG-Schaltung Digitalisierung Optionale analoge Eingänge Digitalisierung Bedienelemente KommunikationsSchnittstelle PC Optionaler Datenspeicher Anzeigeelemente Abbildung 1.2: Schematische Darstellung der Aufgabenstellung In dem Blockschaltbild erkennt man, dass die analogen Messparameter von dem Menschen an die jeweilige Schaltung gelangen, wo die Signale analog verarbeitet werden. Anschließend werden die Ausgangssignale der Schaltungen und die optionalen analogen Eingänge digitalisiert. Dieser Schritt ist bei der integrierten Phasenmessschaltung nicht nötig, da diese bereits intern die Digitalisierung vornimmt. Bei den Signalen der Bedienelemente handelt es sich ebenfalls bereits um digitale. Nachdem alle Informationen digitalisiert wurden, gelangen sie an eine zentrale Steuereinheit. Deren Aufgabe ist die Weiterverarbeitung der Signale und die Kontrolle über die Kommunikationsschnittstelle, welche Messdaten an den PC sendet oder Befehle von diesem empfängt. Die Steuereinheit hat außerdem die Möglichkeit Daten auf einem optionalen Datenspeicher zu speichern oder zu lesen und verfügt über einfache optische Anzeigeelemente. Die Auswertung der Messdaten erfolgt in Echtzeit im Computer. Technisch umgesetzt wird das 3 1 Einführung Schema mit einer elektronischen Schaltung auf einer Leiterplatte. Deren Entwicklung und die der Software wird in den entsprechenden Abschnitten beschrieben. 4 2 Messverfahren Zur Bestimmung von Phasenverschiebungen existieren unterschiedliche Messverfahren. Eines dieser Verfahren ist die Multiplikation des phasenverschobenen mit dem Referenzsignal. Dabei entsteht ein Mischsignal, dessen Gleichanteil abhängig von der Verschiebung ist[13]. Es wurde bereits im Rahmen der Projektarbeit [13] festgestellt, dass bei den auftretenden Phasenverschiebungen bei der Bioimpedanz-Messung aufgrund des begrenzten Anregungsstromes nur sehr kleine Ausgangsspannungen entstehen. Dieses Verfahren ist daher für diese Anwendung nicht gut geeignet. Die beiden Verfahren, die in dieser Arbeit miteinander verglichen werden, sind in den beiden folgenden Abschnitten beschrieben. Es handelt sich um eine „analoge Phasenmessschaltung“, bei welcher Mess- und Referenzsignal normiert und dann voneinander subtrahiert werden, und um die „integrierte Phasenmessschaltung“, die intern mit einem I/Q-Demodulator misst. Hierbei handelt es sich ebenfalls um ein analoges Messverfahren, bei dem die anschließende Digitalisierung aber IC-intern erfolgt. Zur Vermeidung von Missverständnissen fließt das jedoch nicht in die Benennung der Methode ein. Die Messungen1 sollen im Frequenzbereich um 50 kHz stattfinden, da dort die größte Phasenverschiebung zu erwarten ist [7]. In den nächsten Abschnitten werden die Verfahren näher beschrieben. Das Messverhalten der Schaltungen wird in Abschnitt 5 untersucht. 2.1 Analoge Phasenmessschaltung Das genutzte analoge Messverfahren wurde im Rahmen einer Projektarbeit2 entwickelt [13]. Bei der Aufgabe handelte es sich um die Entwicklung eines Messsystems zur Bestimmung von Phasenverschiebungen mit hoher Auflösung und Genauigkeit. Das realisierte Verfahren beruht auf der Subtraktion zweier gleichfrequenter Sinus-Spannungen mit gleicher Amplitude. Durch die Subtraktion entsteht in erster Näherung bei kleinen Phasenverschiebungen eine sinus-förmige Ausgangsspannung. Deren Amplitude ist nahezu linear abhängig von dem Betrag der Phasenverschiebung. Das der Dokumentation [13] entnommene Simulationsergebnis (2.1, 2.2) wurde mit dem Programm Cadence PSpice erzeugt. Es stellt in Abhängigkeit der Zeit die Ausgangsspannung dar, die bei einer idealen Subtraktion von zwei phasenverschobenen Spannungen mit gleicher Amplitude entsteht. Beide Eingangssignale ha- 1 Wert bezieht sich auf eine Vierleitermessung am Unterarm (zwei Elektroden zur Stromspeisung, zwei zur Spannungsmessung). 2 Dokumentation im Anhang. 5 2 Messverfahren ben eine Frequenz von 10 kHz und eine Amplitude von 10 mV. Die Phasenverschiebung wurde ◦ variiert. von 0◦ bis 1003/27/12 Date/Time run: 18:02:15 ** Profile: "SCHEMATIC1-Tran" [ C:\Spice\muliplizierer-pspicefiles\schematic1\tran.sim ] Temperature: 27.0 (A) Tran.dat ** Profile: "SCHEMATIC1-Tran" Date/Time run: 03/27/12 18:02:15 0V [ C:\Spice\muliplizierer-pspicefiles\schematic1\tran.sim ] Temperature: 27.0 (A) Tran.dat 2.0mV 2.0mV -2.0mV 0s 50us 100us V(ABM1:OUT) 0V 150us 200us 250us 300us 350us 400us Time 0V Abbildung 2.1: Simulationsergebnis der idealen Subtraktion zweier Sinus-Spannungen. Variation der Phasenverschiebung: 0◦ (Rechteck)...10◦ (+), gesamtes Signal -2.0mV 0s 50us 100us V(ABM1:OUT) 150us 200us 250us 300us 350us 400us Time -1.000mV 0V SEL>> -1.913mV 0.93us 20.00us V(ABM1:OUT) 40.00us -1.000mV Date: March 30, 2012 SEL>> -1.913mV 0.93us 60.00us 80.00us 100.00us Time Page 1 20.00us V(ABM1:OUT) Time: 11:41:53 40.00us 60.00us 80.00us 100.00us Time Date: March 30, 2012 Page 1 Time: 11:41:53 Abbildung 2.2: Simulationsergebnis der idealen Subtraktion zweier Sinus-Spannungen. Variation der Phasenverschiebung: 0◦ (Rechteck)...10◦ (+), Signalausschnitt Bei der Bestimmung der Bioimpedanz werden jedoch nicht zwei Spannungen, sondern eine Spannung und ein Strom gemessen. Deshalb ist es zunächst notwendig, das Stromsignal mittels eines Shunt-Widerstandes in eine Spannung zu wandeln. Beide Signale durchlaufen dann eingangsseitig Instrumentenverstärker, mit denen die Pegel durch Variation der Verstärkung erhöht und grob einander angepasst werden müssen. Das Angleichen der Amplituden erfolgt durch eine Normierung der Signale mittels Division durch den jeweils eigenen Spitzenwert. Abbildung 2.3 zeigt das Prinzip als Blockschaltbild, welches jeweils für beide Spannungseingänge als elektronische Schaltung realisiert ist. X û·sin(ωt+φ) Gleichrichtung SpitzenwertMessung Y X/Y=Z Z sin(ωt+φ) Abbildung 2.3: Prinzip der Amplitudennormierung der analogen Phasenmessschaltung [13] 6 2 Messverfahren In der Umsetzung wird die Division mit Hilfe eines analogen Multiplizierer-ICs durchgeführt. Dessen Eigenschaften verursachen eine anschließende Multiplikation des Quotientenwertes mit einer Spannung von 10 V. Nach der nun folgenden Subtraktion voneinander, wird das entstehende Signal gleichgerichtet und geglättet. Das Ausgangssignal ist für kleine Phasenverschiebungen eine in erster Näherung linear verlaufende Gleichspannung. Sie variiert bei Verschiebungen von ±10◦ im Bereich von 0...2 V. Es kann nur der Betrag der Verschiebung festgestellt werden, was jedoch in dieser Applikation keine Nachteile mit sich führt, da eine negative Phasenverschiebung durch das kapazitive Verhalten der Bioimpedanz erwartet wird [7]. Das in Abbildung 2.4 zu sehende Blockschaltbild wurde der im Anhang befindlichen Dokumentation entnommen. Ue1 Angleichen der Amplituden Subtraktion Ue2 Gleichrichtung Glättung Ua Angleichen der Amplituden Abbildung 2.4: Blockschaltbild zur analogen Phasenmessschaltung [13] Der Aufbau der Schaltung wurde auf einer Lochrasterplatine durchgeführt. Sie wird mit ±15 VDC und ±5 VDC versorgt. Abbildung 2.5 zeigt die Ausgangskennlinie der Schaltung in Abhängigkeit der Phasenverschiebung unter Variation der Signalfrequenz. Das Ergebnis wurde ebenfalls der Dokumentation zur Projektarbeit entnommen. Die Amplituden der Eingangsspannungen betrugen 30 mV. 7 2 Messverfahren Ausgangsspannung / V 2 1,5 10kHz 20kHz 40kHz 50kHz 1 60kHz 80kHz 100kHz 0,5 0 -11 -6 -1 4 9 Phasenverschiebung / ° Abbildung 2.5: Ausgangsspannung der analogen Phasenmessschaltung in Abhängigkeit der Phasenverschiebung unter Variation der Frequenz [13] Man erkennt, dass die analoge Phasenmessschaltung bei Signalfrequenzen von f Signal = 10kHz bis f Signal = 100kHz jeweils einen nahezu linearen Verlauf der Ausgangskennlinie aufweist. Da sich auf der Leiterplatte keine eigene Stromquelle befindet, muss für die Bioimpedanz-Messung eine separate genutzt werden. Der prinzipielle Messaufbau zur Bestimmung der Phasenverschiebung mit der analogen Phasenmessschaltung ist in Abbildung 2.6 dargestellt. 8 2 Messverfahren Externe Wechselstromquelle analoge Phasenmessschaltung VSignal VRef ShuntWiderstand Abbildung 2.6: Prinzipieller Messaufbau zur Bestimmung der Phasenverschiebung mit der analogen Messschaltung [7][13] Da das Angleichen der Amplituden in der analogen Phasenmessschaltung besser gelingt, wenn diese bereits ähnlich groß sind, sollte der Shunt-Widerstand für die jeweilige Messung angepasst werden. 2.2 Integrierte Phasenmessschaltung Bei der integrierten Phasenmessschaltung handelt es sich um das IC AFE4300 von Texas Instruments. Dieser Baustein stellt zwei unterschiedliche Messsysteme zur Verfügung. Ein System dient der Bestimmung des Körpergewichts, was für diese Abschlussarbeit nicht von Interesse ist. Die in diesem Projekt genutzte Funktion ist die Messung der Bioimpedanz, welche die eigentlich interessante Information der Phasenverschiebung beinhaltet. Der AFE4300 bietet dazu zwei unterschiedliche Verfahren, den Vollweggleichrichter und den I/Q-Demodulator [26]. Da mit dem Vollweggleichrichter nur Beträge von Impedanzen bestimmt werden können, ist eine direkte Messung von Phasenverschiebungen mit ihm nicht möglich. Aus diesem Grunde wird das Verfahren der I/Q-Demodulation weiterverfolgt, welches in Abschnitt 2.2.2 näher beschrieben wird. Da das IC über eine eigene Wechselstromquelle verfügt, erfolgt die spätere Messung nach dem Prinzip von Abbildung 2.7. 9 2 Messverfahren Phasenmess-IC AFE4300 V Abbildung 2.7: Prinzipieller Messaufbau zur Bestimmung der Phasenverschiebung mit dem IC AFE4300 [7] Im Folgenden wird das Blockschaltbild in Abbildung 2.8 des Bausteins näher erklärt. Der „Z“Block stellt dabei die zu messende Impedanz dar, die über einen externen Patienten- und ESDSchutz angeschlossen wird. 10 Z IOUTMx IOUTPx VSENSEMx VSENSEPx VDACOUT VDAC_FILT_IN Patient & ESD Protection Patient & ESD Protection INPx INMx MUX MUX MUX A3 A2 I/Q Demodulator VollwegGleichrichter Impedanzmessung offset + 0,9 V DAC (6 bit) DDS (10 bit) CLK Wechselstromquelle A1 AUXx Gewichtsmessung OUTx_FILT AVSS MUX AVDD ADC (16 bit, 860 SPS) 1/4 CLK SPI RDY SCLK SDOUT SDIN STE ADC & SPI 2 Messverfahren Abbildung 2.8: Blockschaltbild des Phasenmess-ICs nach [26] 11 2 Messverfahren 2.2.1 Wechselstromquelle Zur Erzeugung eines Sinus-förmigen Signals wird das Verfahren der direkten digitalen Synthese (DDS) verwendet. Die im DDS-Block erstellten Werte werden im DAC-Block in ein analoges Signal gewandelt, welches anschließend einen Tiefpass durchläuft. Um Gleichanteile zu verhindern, wird das Signal aus dem IC vom Anschluss DACOUT herausgeleitet und passiert einen Kondensator. Der Anschluss VDAC_FILT_IN leitet es zurück in den Baustein, wo es in einen Strom gewandelt wird. Der vorgeschaltete externe Widerstand kann optional zur Reduzierung dieses Stromes genutzt werden. Die spannungsgesteuerte Stromquelle arbeitet mit einer Bezugsspannung von 0,9 V. Dadurch ist es ihr trotz unipolarer Versorgungsspannung möglich, auf die 0,9 V bezogene, negative Ströme zu liefern. Der zwischen Ausgang und Stromquelle geschaltete Multiplexer bietet die Möglichkeit, zwischen mehreren angeschlossenen Messobjekten umzuschalten. 2.2.2 Impedanzmessung Die über die Impedanz abfallende Spannung durchläuft den externen Patienten- und ESD-Schutz, und gelangt über die Anschlüsse VSENSEPx und VSENSEMx in das Mess-IC. Dabei bedeutet das „x“ in der Anschlussbezeichnung ein Eingangspaar. Mit dem Multiplexer kann zwischen beliebigen Paaren umgeschaltet werden, wodurch mehrere Impedanzen zur gleichen Zeit angeschlossen sein können3 . Der Multiplexer leitet die Eingangsspannung an einen Differenzverstärker (A3). Je nach Messmethode wird die Ausgangsspannung des Verstärkers von dem Vollweggleichrichter-Block oder dem I/Q-Demodulator-Block weiterverarbeitet. Anschließend gelangt das jeweilige Ausgangssignal durch einen Tiefpass an den zur Analog/Digital-Wandlung führenden Multiplexer. Vollweggleichrichter Die Gleichrichtung der Spannung geschieht in dem IC mittels gesteuerter Schalter [26]. Die entstehende Gleichspannung wird anschließend mit einem Tiefpassfilter geglättet. Das entstehende Signal enthält nur noch die Information über den Betrag der zu messenden Impedanz. Um auch Informationen über die Phasenverschiebung zu erhalten, kann die Messung unter Variation der Frequenz stattfinden [26]. I/Q-Demodulator Dieses Verfahren stammt von der Quadratur-Amplituden-Modulation aus der Nachrichtentechnik. Es wird genutzt um zwei Nutzsignale zeitgleich auf der selben Trägerfrequenz zu übertragen. Um die Signale („Inphase“ und „Quadrature component“) auseinander halten zu können, werden sie um 90◦ phasenverschoben, sie stehen daher in Quadratur zueinander [30]. Da die 3 Im Rahmen dieser Bachelorarbeit nicht verwendet. 12 2 Messverfahren Messung von Phasenverschiebungen eine deutlich andere Anwendung des Verfahrens ist, ist die Namensgebung etwas missverständlich gewählt. Der Ansatz aus der Nachrichtentechnik wird an dieser Stelle nicht weiter verfolgt. Stattdessen wird das genutzte Verfahren grafisch dargestellt und anschließend mathematisch belegt. Abbildung 2.9 zeigt das Prinzip eines I/Q-Demodulators, der zur Messung genutzt wird. u I (t) UI,DC uosc,I(t) G uin (t) +90° uosc,Q(t) UQ,DC uQ (t) Abbildung 2.9: Grafische Darstellung des I/Q-Demodulators Die zur Erklärung dienenden Signale haben der Einfachheit halber eine Amplitude von „1“ und sind in Abbildung 2.10 dargestellt. Die Spannung uin (t), die von dem DifferenzverstärkerAusgang stammt, wird mit gleichfrequenten Rechtecksignalen multipliziert. uosc,I (t) liegt dabei in Phase mit dem durch das Messobjekt fließenden Strom. uosc,Q (t) ist um 90◦ phasenverschoben. In Abbildung 2.10 liegt auch die Eingangsspannung uin (t) in Phase zu uosc,I (t), was bedeutet, dass ein rein ohmscher Widerstand gemessen wird. Die Gleichanteile der durch die Multiplikation entstandenen Signale u I (t) und uQ (t) enthalten Informationen über die Phasenverschiebung zwischen uin (t) und uosc,I (t). Daher werden die Signale jeweils mit einem Tiefpass geglättet. Eine anschließende Division liefert das gesuchte Ergebnis. Es gilt der Zusammenhang ϕ = arctan UQ,DC U I,DC (2.1) In dem abgebildeten Beispiel ist der Gleichanteil von uQ (t) = 0, was zur Folge hat, dass der arctan ebenfalls zu Null wird. Es liegt demnach in dem Beispiel keine Verschiebung der Phase vor. 13 2 Messverfahren Abbildung 2.10: Grafische Darstellung der I/Q-Demodulation-Signale in Abhängigkeit der Zeit, ϕ = 0◦ Mathematische Herleitung: Die Eingangsspannung, die die Phasenverschiebung ϕ enthält ist: uin (t) = sin(ω0 t + ϕ) (2.2) 14 2 Messverfahren Stellt man die Rechteckspannung des Generators als Fourier-Reihe dar, entsteht folgender Term [4]: uosc,I (t) = 4 π ∞ 1 ∑ 2i + 1 sin [(2i + 1) ω0 t] = i =0 4 1 1 [sin(ω0 t) + sin(3ω0 t) + sin(5ω0 t) + ...] (2.3) π 3 5 Durch Multiplikation der Signale 2.2 und 2.3 erhält man: 4 1 1 u I (t) = sin(ω0 t + ϕ) sin(ω0 t) + sin(ω0 t + ϕ) sin(3ω0 t) + sin(ω0 t + ϕ) sin(5ω0 t) + ... π 3 5 (2.4) Durch Verwendung des Additionstheorems [18] 1 1 sin( a) · sin(b) = − cos( a + b) + cos( a − b) 2 2 (2.5) kann stattdessen geschrieben werden: 4 1 1 1 1 u I (t) = cos( ϕ) − cos(2ω0 t + ϕ) + cos(−2ω0 t + ϕ) − cos(4ω0 t + ϕ) + ... π 2 2 6 6 (2.6) Der enthaltene Gleichanteil ist also: U I,DC = 2 cos( ϕ) π (2.7) Führt man die Schritte analog mit uosc,Q durch, erhält man für die zweite Gleichspannung: UQ,DC = 2 sin( ϕ) π (2.8) Aus der anschließenden Division der Gleichspannungen folgt: UQ , DC sin( ϕ) = = tan( ϕ) U I , DC cos( ϕ) (2.9) UQ,DC U I,DC (2.10) ϕ = arctan Die Division ist notwendig, da in der Realität die Amplitude des Eingangssignals als unbekannter Faktor sowohl in U I,DC , als auch in UQ,DC steckt. Er wird somit heraus gekürzt. Die vollständige Herleitung kann [26] entnommen werden. 2.2.3 Analog/Digital-Wandler und SPI-Schnittstelle Die analogen Ausgänge der Gewichtsmessung und der Impedanzmessung gelangen ebenso wie zwei optionale AUX-Eingänge über einen Multiplexer zum Eingang des internen Analog/Digital- 15 2 Messverfahren Wandlers. Dieser arbeitet mit einer Auflösung von 16 Bit und einer Abtastrate von 8 bis 860 SPS. Getaktet wird der Wandler von dem geteilten Eingangstakt. Die digitalisierten Daten werden mit der Chip-eigenen SPI-Schnittstelle übertragen. Dabei stellt das Phasenmess-IC den Slave dar. Dieselbe Schnittstelle wird auch genutzt um Messparameter zwischen Host und Slave auszutauschen. 2.3 Vierpunktmessung Beide beschriebenen Messverfahren nutzen zur Bestimmung der Bioimpedanz die Vierpunktmessung. Der Vorteil dieser Methode ist, dass im Gegensatz zur Zweipunktmessung im Idealfall nur die Impedanz des Gewebes gemessen wird. Abbildung 2.11 zeigt ein einfaches Ersatzschaltbild einer auf der Haut befindlichen Elektrode. Leitung RLeitung Elektrode R Elek. Gel Hautübergang Gewebe C Elek. R Gel RHaut RG1 CG C Haut RG2 ZGewebe Abbildung 2.11: Vereinfachtes Ersatzschaltbild des Elektrode-Haut-Überganges [5] Durch das Einprägen eines Wechselstromes durch die Leitungen in die zu bestimmende Gewebeimpedanz entsteht ein Spannungsabfall zwischen Leitung und Gewebe. Werden sowohl zur Stromspeisung, als auch zur Spannungsmessung die gleichen Elektroden genutzt, wird dieser mitgemessen. Werden für die Spannungsmessung separate Elektroden verwendet, so sind diese nicht erwünschten Spannungsabfälle wesentlich geringer, da bei der Spannungsmessung nahezu kein Strom fließt. 16 3 Hardwareentwicklung Die Hardwareentwicklung gliedert sich in mehrere Teile. Zuerst wird eine technische Spezifikation erstellt. Sie bestimmt die detaillierten Anforderungen an die Messplatine. Der zweite Schritt besteht darin, aus der Kombination von Aufgabenstellung und Spezifikation ein Blockschaltbild zu entwerfen, welches die technische Umsetzung beinhaltet. Währenddessen wird eine Bauteilrecherche durchgeführt. Um den Bestellaufwand zu minimieren und mit der bestehenden BauteileBibliothek konform zu arbeiten, wird ausschließlich beim Distributor Farnell bestellt oder auf kostenlose Muster zurückgegriffen. Stehen geeignete Bauelemente der Firma Linear Technology zur Verfügung, so werden diese bevorzugt genutzt. Grund dafür sind die positiven Erfahrungen mit dem Support. Nach einer Leistungsabschätzung wird die Spannungsversorgung dimensioniert. Im nächsten Schritt werden diese Blöcke in elektronische Schaltungen umgesetzt und in einen Schaltplan zusammengefügt. Abschließend wird ein Layout zur Herstellung der Leiterplatte entworfen. 3.1 Spezifikation Folgende Spezifikation wurde mit den Informationen der Aufgabenstellung und dem schematischen Entwurf für die Hardware festgelegt. Sie dient der medizinischen Sicherheit des Patienten und sorgt dafür, dass die Ziele der Aufgabenstellung erreicht werden. Insbesondere das Festlegen der Ein- und Ausgangsparameter ist für die Auswahl der elektronischen Bauelemente unbedingt notwendig. 1. Die von außen angelegte Versorgungsspannung beträgt 5 VDC und wird von einem medizinischen Netzteil erzeugt. Weitere benötigte Spannungen sind auf der Messplatine zu erzeugen 2. Als integrierte Schaltung zur Phasenmessung ist das IC AFE4300 von Texas Instruments zu benutzen 3. Es sind LEDs, Taster und ein SD-Kartenslot für die optionale Nutzung vorzusehen 4. Der Datenaustausch der Messplatine mit dem PC soll über zwei USB-Schnittstellen erfolgen. Eine der Verbindungen dient dem regulären Messbetrieb, die andere dient als DebugSchnittstelle. 5. Die zentrale Steuereinheit ist durch einen Mikrocontroller zu realisieren. Dessen Funktionalität soll gut erweiterbar und die benötigte Entwicklungsumgebung kostenfrei erhältlich sein. Die Programmierung ist in der Programmiersprache C durchzuführen. Nicht benötig- 17 3 Hardwareentwicklung te Anschlüsse des Mikrocontrollers sind auf der Messplatine als Testpunkte zugänglich zu machen. 6. Das Eingangssignal der analogen Phasenmess-Schaltung soll in einer angemessener Auflösung digitalisiert werden. Die maximale Abtastrate der analogen Phasenmess-Schaltung hat mindestens 1 kSPS zu betragen. 7. Für die Messung von EKGs soll sich eine Schaltung auf der Messplatine befinden. 8. Die analogen Eingänge müssen mindestens im Bereich von 0...2 VDC arbeiten. 9. Die Geometrie der Messplatine muss kompakt und elektrisch sinnvoll gestaltet sein. 10. Ausgewählte Bauelemente müssen gut zu Bestücken sein (keine BGA-Gehäuse) 11. Die Messanschlüsse sind per BNC-Stecker auszuführen 12. Es gelten die Layout-Richtlinien des Labors für medizinische Elektronik1 3.2 Blockschaltbild In diesem Abschnitt erfolgt der Übergang vom Schema aus der Einführung (Abbildung 1.2) zur technischen Umsetzung. Dazu wird das in Abbildung 3.1 dargestellte Blockschaltbild beschrieben. Ergänzend sind auch die genutzten Schnittstellen, Bauelemente und deren Versorgungsspannungen eingetragen. Diese Informationen werden in den folgenden Abschnitten detailliert erklärt. In der Abbildung ist zu erkennen, dass es sich im Gesamten um eine Schnittstelle zwischen einem menschlichen Körper und einem Computer handelt. Die Spannungsversorgung ist in mehrere Blöcke aufgeteilt. Die benötigten Spannungen gehen aus den genutzten Bauelementen hervor. Zur Erzeugung der -5 Volt wird die von außen angelegte Versorgungsspannung invertiert und gefiltert. Die 3,3 Volt entstehen in einem Linearregler und die positiven 5 Volt ist die gefilterte Versorgungsspannung. Zur Phasenverschiebungsmessung besteht die Möglichkeit den Patienten direkt mit der integrierten Phasenmessschaltung auf der Messplatine zu verbinden. Diese leitet die Messdaten digital an den Mikrocontroller weiter. Die zweite Option ist die Nutzung der externen, analogen Messschaltung. Ihre Ausgangsspannung kann an einen Instrumentenverstärker-Eingang der Messplatine angeschlossen werden. Dessen Ausgangssignal und das eines weiteren optional nutzbaren INAs werden von einem 16-Bit-Analog/Digital-Wandler abgetastet und die Informationen an den Mikrocontroller gesendet. Vier weitere analoge Signale können an die Operationsverstärker-Eingänge angeschlossen werden. Diese sind direkt mit den 12-Bit-Analog/Digital-Wandlern des Mikrocontrollers verbunden. Die auf der Messplatine befindliche EKG-Schaltung kann mittels der drei Leitungen RA, LA und DRL mit dem Patienten verbunden werden. Die Digitalisierung nimmt der Mikrocontroller vor. Als Kommunikationsschnittstellen stehen zum einen der USB-Port des Controllers, zum anderen der USB-Port eines Schnittstellen-ICs zur Verfügung. Dieser ist wiederum über zwei UARTSchnittstellen mit dem Mikrocontroller verbunden. Als Programmier- und Debugschnittstelle 1 Die Layout-Richtlinien können dem Anhang entnommen werden. 18 3 Hardwareentwicklung kann zwischen JTAG und PDI ausgewählt werden. Der Datenaustausch mit einer im SD-Kartenslot befindlichen Karte geschieht über die SPI-Schnittstelle der Steuereinheit. Taster und LEDs sind mit den digitalen Ein- bzw. Ausgängen verbunden. 19 Vin =0...2V fin =0...100kHz Optionale analoge Eingänge Analoge Phasenmessschaltung INA: LT1789-1 4xOPA:1xOPA4134 2xOPA:1xOPA2134 LDORegler DC/DCConverter 2x Taster 4x Digital Out 4x StatusLEDs SPI SDKartenslot Weitere Peripherie 2x Digital In 5 V DC 5V Analog UART UART USB FT2232D USBSchnittstellenIC USB Port B KommunikationsSchnittstellen Stecker LT1129 3,3 V Digital -5 V Analog ±5 V ADC ADC ADC ADC ADC SPI SPI ATxmega256A3BU 3,3 V Mikrocontroller PDI/JTAG LT3479 LTC1865L 3,3 V EKG-Schaltung CH1 CH0 Spannungsversorgung RA LA DRL OPA4134 ±5 V 4x OPA ±5 V INA LT1789-1 ±5 V INA LT1789-1 ADC 2x16Bit 150ksps AFE4300 3,3 V Integrierte Phasenmessschaltung Analoge Eingänge Leiterplatte USB Port A 3 Hardwareentwicklung IDC8 Abbildung 3.1: Blockschaltbild inklusive technischer Umsetzung 20 3 Hardwareentwicklung 3.3 Kommunikationsschnittstellen In diesem Abschnitt werden die grundlegenden Eigenschaften der genutzten und in Abbildung 3.1 sichtbaren Kommunikationsschnittstellen beschrieben. Außerdem wird deren jeweiliger Einsatz begründet. 3.3.1 USB Die USB-Schnittstelle ist derzeit der Quasi-Standard für den Datenaustausch zwischen PC und Peripherie. Hohe Datenraten und gute Unterstützung der gängigen Betriebssysteme sind zwei wichtige Argumente für die Wahl dieser Schnittstelle [2]. Außerdem kann ein an den Bus angeschlossenes Gerät unter bestimmten Umständen direkt über die USB-Leitung mit der Betriebsspannung versorgt werden. Da es sich um serielle, differentielle Signale handelt, sind diese wenig störanfällig [24]. Für die Übertragung der Messdaten von der Messplatine zum PC ist sie daher eine gute Wahl. Geräteklassen Neben der Möglichkeit, eigene Hardware-Treiber für ein Betriebssystem zu schreiben, kann bei USB auch auf Standard-Geräteklassen zurückgegriffen werden. Die dafür benötigten Treiber sind bereits in USB-kompatiblen Betriebssystemen, wie Windows oder Linux, integriert. Beispiele für diese Klassen sind [28]: • HID (Human Interface Device) • Audio • CDC (Communications Device Class) • Massenspeicher In der späteren Programmierung können einfache Standardfunktionen genutzt werden. Eine zeitaufwändige Auseinandersetzung mit dem USB-Protokoll oder der Hardwareverwaltung des Betriebssystems entfällt damit. Die CDC-Klasse bietet sich für den Mikrocontroller an, da Windows beim Erkennen der Hardware eine virtuelle serielle Schnittstelle erzeugt. Auf diesen neuen COM-Port kann von der zu programmierenden PC-Anwendung sehr leicht zugegriffen werden. Umsetzung Wie in dem Blockschaltbild 3.1 zu sehen ist, verlaufen zwei separate USB-Verbindungen zwischen der Messplatine und dem PC. Die von dem integrierten USB-Port des Mikrocontrollers ausgehende (USB-Port B) dient vorzugsweise der Übermittlung von Befehlen und Messdaten. USB-Port A wird von einem zusätzlichen Schnittstellen-IC betrieben und kann für zukünftige Debug-Anwendungen genutzt werden. Beide sind als USB-Buchse vom Typ B ausgeführt. In Abbildung 3.2 ist die Beschaltung der Ports 21 3 Hardwareentwicklung 5 4 3 2 dargestellt. Die von einem USB-Host, in der Regel dem PC, gelieferte Versorgungsspannung (5P0) wird mit einem Ferrit und einem Keramikkondensator entstört und kann genutzt werden. Die differentiellen Signalleitungen durchlaufen eine aus Dioden bestehende ESD-Schutzschaltung. Die auftretenden Sperrschichtkapazitäten sind gering genug, um auch bei hohen Taktfrequenzen D die Kommunikation nicht zu beeinträchtigen. 5P0_USB USB-PORT USB Device X1 SHIELD_1 USB C TYPE-B 5P0 DD+ GND SHIELD_2 L1 BLM18AG601SN1D 5 1 2 3 4 USB_A_DUSB_A_D+ USBLC6-2/SOT666 6 1 5 2 4 3 DD+ D1 6 C1 100N/50V X7R USB_Type_B Abbildung 3.2: Beschaltung der USB-Ports B Im Falle von USB-Port B ist die Verbindung damit schon abgeschlossen, denn das USB-Device ist der Mikrocontroller. Beim USB-Port A hingegen ist das Schnittstellen-IC FT2232D von FTDI das USB-Device, welches über zwei UART-Schnittstellen mit dem Mikrocontroller kommuniziert. Das Schnittstellen-IC wurde ausgewählt, da der Datenaustausch mit UART erfahrungsgemäß unkompliziert auf dem Controller zu programmieren ist. Außerdem gibt es bereits Erfahrungen mit ähnlichen Bauelementen. Zur optischen Signalisierung eines Datenaustausches dienen LEDs. Die weitere Beschaltung des Schnittstellen-ICs wurde dem Datenblatt entnommen. A Title <Title> 3.3.2 JTAG/PDI Size A Document Number <Doc> Date:bietetTuesday, February Der im5 Abschnitt 3.7 ausgewählte XMEGA-Mikrocontroller3 der Firma Atmel zwei Pro-19, 2013 4 2 grammierschnittstellen. Eine davon ist die relativ alte JTAG-Schnittstelle, die andere die neue PDI-Schnittstelle. Der bedeutende Unterschied zwischen den Schnittstellen ist, dass JTAG vier Pins des Mikrocontrollers benötigt, die damit nicht mehr der Anwendung zur Verfügung stehen. PDI hingegen nutzt nur zwei Pins, wovon einer der Reset-Pin des Controllers ist. Die Programmierung soll vorzugsweise über PDI erfolgen. Mit dieser Schnittstelle konnten jedoch bisher weder Erfahrungen gesammelt werden, noch stehen gute Informationen über sie bereit. Da bei dem später gewählten Mikrocontroller noch ausreichend freie Pins zur Verfügung stehen, werden beide Schnittstellen implementiert. 22 Sheet 1 3 Hardwareentwicklung 3.3.3 SPI Für die Kommunikation des Mikrocontrollers mit einem Analog/Digital-Wandler, dem PhasenmessIC und der SD-Karte wird eine geeignete Datenschnittstelle benötigt. Um den Aufwand der Implementierung sowohl in Hard- als auch in Software zu reduzieren, wird sich für eine einheitliche Schnittstelle entschieden. Das in der Aufgabenstellung vorgegebene IC AFE4300 und auch die SD-Karte nutzen die SPI-Schnittstelle. Diese benötigt zwar mehr Leitungen und somit mehr Pins des Mikrocontrollers als die ebenfalls weit verbreitete I 2 C-Schnittstelle, bietet jedoch hohe Datenraten [21]. Somit ist auch eine Anbindung an einen 16-Bit-Analog/Digital-Wandler mit hohen Abtastraten gut realisierbar. 3.4 Integrierte Phasenmessschaltung Die Funktionalität des Bausteils wurde bereits im Kapitel „Messverfahren“ beschrieben. Die Spannungsversorgung des Bausteins beträgt 3,3 VDC . Außerdem muss das IC von außen mit einem 1-MHz-Signal getaktet werden. Dies wird wie in Abbildung 3.3 zu sehen ist, mittels eines Quarz-Oszillators realisiert. Um den Einfluss des Oszillators auf die Versorgungsspannung zu minimieren, wird dessen Versorgung separat gefiltert. Die angeschlossenen Kondensatoren C507, C508 und C512 dienen internen Filterfunktionen. Ihre Werte wurden dem Schaltplan des 5 4 3 AFE4300-Evaluation-Boards [25] entnommen. Ebenso wird die Möglichkeit offen gehalten, Filterkondensatoren für die SPI-Signale zu nutzen. SPI-Interface, Filtering & CLK-Generati 3P3_CLK IC501 1 2 E/D VCC GND Out 4 IC500B 3 TP500 FXO-HC736R-1 TP501 f=1MHz TP502 TP503 C512 100N/50V X7R C507 10u/10V X5R C508 10u/10V X5R 79 15 51 17 16 19 20 47 48 49 50 CLK AUX1 AUX2 VREF VLDO DAC_OUT DAC_FILT_IN OUTM_FILT OUTP_FILT OUTM_Q_FILT OUTP_Q_FILT RDY SCLK SDIN SDOUT STE RESET 59 58 57 56 54 53 PM_IC_RDY 6 SPI_PM_IC_SCK 6 SPI_PM_IC_MOSI6 SPI_PM_IC_MISO6 SPI_PM_IC_SS 6 PM_IC_RST 6 AFE4300/PQFP80 100p/50V X7R C503 n.b. 100p/50V X7R C504 n.b. 100p/50V X7R C505 n.b. 100p/50V X7R C510 n.b. Abbildung 3.3: Schaltplanausschnitt zum Phasenmess-IC: SPI-Schnittstelle, Filterkapazitäten und Takterzeugung Connectors & Calibration X502 VSENSEN C517 100N/50V X7R R505 0R n.b. Da in dieser Anwendung nur eine Impedanz zur Zeit gemessen wird, reichen ein Anschlusspaar R503 für die Stromquelle und eins für die Spannungsmessung. Um möglichst auch kleine gemessene 0R X500 10 AFE4300-Evaluation-Board Spannungen mit dem IC verarbeiten zu können, wird wie bei dem + 8 OUT [25] ein optionaler Instrumentenverstärker-Eingang realisiert. einen differentiellen R515 Da das IC 10M0 1% 9 X501 IC502C OPA4134/SO-14 Eingang hat, welcher zu einem internen Differenzverstärker führt, wird dieser Teil des Instru3P3_OP mentenverstärkers nicht benötigt. Die Schaltung wird wie in der Dokumentation zum AFE4300- 4 R518 3 + V+ 3P3_OP IC502A OPA4134/SO-14 OUT C516 100N/50V X7R - 10M0 1% 75k0 1% R500 75k0 1% R501 R513 C515 100N/50V X7R VCM-Generation 0R R511 150k 1% 11 2 R517 75k0 1% R512 0R R516 V- 75k0 1% 1 R502 R514 10M0 1% 6 5 - + 7 OUT OPA4134/SO-14 IC502B 23 0R 3 Hardwareentwicklung Evaluation-Board [25] aufgebaut, siehe Abbildung 3.4. Die den Elektrometerteil des Instrumentenverstärkers bildenden Operationsverstärker verstärken das Eingangssignal in dieser Konfiguration um den Faktor „2“. Mit dem Widerstand R511 kann die Verstärkung verändert werden. 5 4 3 IC502A ist als Impedanzwandler aufgebaut und gibt die durch einen Spannungsteiler erzeugte SPI-Interface, Filtering & CLK-Generation halbe Versorgungsspannung aus. Diese Spannung dient als Gleichtaktspannung des realisier3P3_CLK ten Instrumentenverstärkers, da dessen unipolare Spannungsversorgung keine negativen EinIC501 1 4 E/D VCCzulässt. Die gangsspannungen an den BNC-Anschlüssen anliegende Spannung kann nach einer IC505B 2 3 79 59 PM_IC_RDY 56 54 53 SPI_PM_IC_MISO6 6 6 6 58 TP500 15 SPI_PM_IC_SCK 6 SCLK 57 kleinen Umkonfiguration 0 Ω-Widerstände auch direkt zu den Eingängen des ICs geleitet 51 AUX1 FXO-HC736R-1 TP501 der SPI_PM_IC_MOSI6 AUX2 SDIN D GND Out CLK 17 16 19 20 47 48 49 50 f=1MHz TP502 TP503 C512 100N/50V X7R RDY VREF SDOUT VLDO und C518 STE blocken Gleichströme ab.SPI_PM_IC_SS werden. Die Kondensatoren C517 PM_IC_RST DAC_OUT RESET DAC_FILT_IN C507 10u/10V X5R OUTM_FILT Wegen des hochohmigen Spannungsteilers an den Operationsverstärker-Eingängen ist es wich100N/50V X7R C503 n.b. OUTP_FILT C508 10u/10V X5R OUTM_Q_FILT X7R C504 n.b. OUTP_Q_FILT tig, dass die Eingangsströme sehr gering sind. Bei dem100N/50V verwendeten OPA4354 von Texas InstruAFE4300/PQFP80 100N/50V X7R C505 n.b. ments erreichen sie laut Datenblatt maximal IB = ±100N/50V 50 pA. Extremfall kann dadurch eine X7R ImC510 n.b. Gleichspannung von U IC502B+ I C502C+ = ± IB · R514 + IB · R515 = 2 mV zwischen den positiven Eingängen der Operationsverstärker IC502B und IC502C entstehen. Dieser potentielle Fehler Connectors & kann bei der Messwertverarbeitung vernachlässigt werden. Calibration X502 VSENSEN C517 100N/50V X7R R505 0R n.b. R503 0R C X500 PM_IC_IOUT 10 R515 10M0 1% 3P3_OP + OUT 9 4 R512 75k0 1% + R502 0R V+ 3 2 - C516 100N/50V X7R PM_IC_VSENSEN 1 R511 150k 1% R513 75k0 1% R501 0R PM_IC_VSENSEP 11 R517 75k0 1% PM_IC_IOUT R500 0R R516 10M0 1% V- OUT X501 AFE4300 IC502C OPA4354/SO-14 3P3_OP IC502A OPA4354/SO-14 R518 75k0 1% 8 C515 100N/50V X7R R514 10M0 1% 6 5 VCM-Generation B - + 7 OUT OPA4354/SO-14 IC502B R 4 R504 0R X503 VSENSEP C518 100N/50V X7R R506 0R n.b. Instrumentation Amplifier Calibra Power Supply Abbildung 3.4:3P3Schaltplanausschnitt zum Phasenmess-IC: Messanschlüsse IC500A 18 46 80 AVDD AVDD AVDD AVSS AVSS AVSS AVSS AVSS AVSS AVSS 1 6 9 14 21 32 45 Ob die Instrumentenverstärker-Option für die späteren Messungen genutzt wird, und welcher 60 AVSS AVSS Verstärkungsfaktor sinnvoll77ist, kann erst während der Inbetriebnahme entschieden werden. AFE4300/PQFP80 A 3P3 3P3 3P3_CLK L500 C509 10u/6.3V X5R C521 10u/6.3V X5R 5 C511 100N/50V X7R C513 100N/50V X7R C519 10u/6.3V X5R C514 100N/50V X7R 4 3P3 BLM18AG601SN1D C520 10u/6.3V X5R L501 C501 100N/50V X7R C506 100N/50V X7R 3 24 BLM18AG C5 10u 3 Hardwareentwicklung 3.5 Analoge Eingänge Eine Hauptaufgabe der Schaltung ist es, die analogen Signale zur Weiterverarbeitung zu digitalisieren. In dem Blockschaltbild der Abbildung 3.1 ist diese Aufgabe zu einem Komplex namens „Analoge Eingange“ zusammen gefasst worden. Laut Spezifikation sollen diese Signale mit einer ausreichend hohen Auflösung abgetastet werden. Die zur Digitalisierung vorgesehenen Bauelemente dürfen im Falle unzulässiger Eingangsgrößen nicht zerstört werden. Zudem ist es wichtig, dass die Signalquellen nicht stark belastet werden. Da die analoge Phasenmessschaltung Messungen von 0◦ bis mindestens 10◦ durchführen soll und dabei Phasendifferenzen in Bereichen von 0,01◦ interessant werden können, muss das digitalisierte Signal eine Auflösung von mindestens log2 (10◦ · 100 · 1◦ ) ≈ 10 Bit aufweisen. Ob die internen 12 Bit-ADCs des Mikrocontrollers diese effektive Auflösung realisieren können, kann mit den verfügbaren Informationen des Datenblattes nicht sichergestellt werden. Signale, die diese hohe Auflösung nicht benötigen, können von den internen ADCs des Mikrocontrollers hingegen abgetastet werden. Aus diesem Grunde werden zwei unterschiedliche Typen von Eingängen verwendet. Zum einen werden zwei hochauflösende 16 Bit-Eingänge realisiert, zum anderen vier einfache 12 Bit-Eingänge 3.5.1 Hochauflösende 16 Bit-Eingänge Analog/Digital-Wandler Um die hohe Auflösung zu realisieren wird sich für die Verwendung eines separaten 16 BitAnalog/Digital-Wandlers entschieden. Dieser sollte in der Lage sein, zwei Kanäle abzutasten. Die Abtastrate beträgt für beide Kanäle jeweils mindestens 1 kSPS. Die entstehende Datenrate wird daher nicht wesentlich höher als R = 32 kbit/s erwartet. In dem Abschnitt „Kommunikationsschnittstellen“ wurde bereits festgelegt, dass der Datenaustausch mit dem Mikrocontroller über das SPI-Interface stattfindet. In einer parametrischen Suche hat sich das Bauelement LTC1865L von Linear Technology als geeignet erwiesen. Dieser Baustein erlaubt sogar Abtastraten von bis zu 150 kSPS. Durch einen „Convert“-Eingang ist es möglich, den Abtastvorgang zu beliebiger Zeit zu starten. Versorgt wird er mit 3,3 VDC . Um festzustellen, ob dessen effektive Auflösung (ENOB-effective number of bits) tatsächlich ausreicht, wird diese für den vollen Aussteuerbereich nach [12] wie folgt berechnet: ENOB = SI N AD − 1, 76 dB 80 dB − 1, 76 dB = ≈ 13 Bit 6, 02 6, 02 (3.1) Der SINAD-Wert von 80 dB stammt aus dem Datenblatt des ADCs und trifft auf Signalfrequenzen bis f = 5 kHz zu. Der ADC wird mit einer Referenzspannung von VRe f ADC16 = 3, 3 V betrieben. Der minimale sicher messbare Spannungssprung ∆U beträgt somit: ∆U = VRe f ADC16 2ENOB = 3, 3 V = 403 µV 8192 (3.2) 25 3 Hardwareentwicklung Die im Folgenden beschriebene Beschaltung des Wandlers bezieht sich auf Abbildung 3.5 Instrumentenverstärker Wie beschrieben, sollen insbesondere die 16-Bit-Eingänge zukünftig möglichst universell genutzt werden können. Da die Referenzspannung des ausgewählten Analog/Digital-Wandlers jedoch auf einen festen Wert gelegt ist, müssen die Pegel zuvor angepasst werden. Diese Anpassung können Instrumentenverstärker vornehmen. Sie bieten auch die Möglichkeit von differentiellen Messungen. Durch Variation der Widerstände können Verstärkungsfaktor und Offset eingestellt werden. In dem ersten Design soll die Verstärkung G=1 sein und keine Offsetspannung vorhanden sein. Das ist der Spannungsbereich, in dem die analoge Phasenmessschaltung Ausgangssignale liefert. Damit die Eingänge keine unbestimmten Zustände annehmen, wenn keine Signalquelle angeschlossen ist, werden sie mit Pull-Down-Widerständen betrieben. Bei der Wahl eines geeigneten Instrumentenverstärkers ist ein Hauptkriterium die mögliche Verstärkung von G=1. Die Bandbreite sollte im kHz-Bereich liegen. Das Bauelement LT1789-1 von Linear Technology bietet diese Eigenschaften, hat einen sehr hohen typischen Eingangswiderstand von R I N A I N = 1, 6 GΩ und eine niedrige typische Eingangskapazität von C I N A I N = 1, 6 pF. Schutzbeschaltung Da die Instrumentenverstärker mit ±5 VDC versorgt werden, können sie auch Ausgangsspannungen in diesen Bereichen treiben. Dies könnte aber zur Zerstörung des Analog/Digital-Wandlers führen. In dessen „Absolute Maximum Ratings“ ist vorgegeben, dass die Eingangssignale weder über VCC+0,3 V noch unter GND-0,3 V liegen dürfen. Um sicherzustellen, dass diese Grenzwerte nicht überschritten werden, liegen an dem Ausgangsknoten der Instrumentenverstärker zwei Schottkydioden an. Eine wird in die Richtung der 3,3 V-Versorgungsspannung leitend, wenn das Signal größer als 3,3 V ist. Die andere leitet, wenn es unter dem GND-Potential liegt. Wichtig ist, dass die Durchlassspannung der Diode nicht größer als 0,3 V wird. Die Diode BAR43ASFILM von STMicroelectronics hält dies bei Strömen von bis zu 2,2 mA ein. Um den Strom zu begrenzen wird ein Vorwiderstand von 1 kΩ genutzt. Es gibt zwei mögliche Fehlerfälle. Im ersten ist die Ausgangsspannung des Instrumentenverstärkers maximal, also U I N Aout = 5 V. Die Schutzdiode wird zur Betriebsspannung Ub = 3, 3 V leitend. Die Überspannung von 1,7 V, ohne Berücksichtigung der Durchlassspannung der Diode, kann wegen des Vorwiderstandes einen maximalen Strom von 1,7 mA verursachen. Die Durchlassspannung der Diode bleibt also unterhalb der kritischen 0,3 V. Im zweiten Fall ist die Ausgangsspannung des Instrumentenverstärkers U I N Aout = −5 V. Die zweite Diode wird gegen GND leitend. Auch in diesem Fall liegt der Strom nicht über 2,2 mA, da der Instrumentenverstärker diesen Strom gegen Masse nur im Kurzschlussfall führen könnte. Dieser ist jedoch wegen des Vorwiderstands nicht gegeben. Die Instrumentenverstärker sind kurzschlussfest. Da der Analog-Digital-Wandler einen Eingangsstrom von I ADCin = 1 µA benötigt, tritt im Normalbetrieb eine Spannung von 1 mV an dem Vorwiderstand auf. Dieser Fehler wird zum Schutz des Bauelementes in Kauf genommen. Abbil- 26 3 Hardwareentwicklung dung 3.5 zeigt den Schaltplanausschnitt, in dem die Beschaltung eines 16 Bit-Wandler-Eingangs 5 4 3 dargestellt ist. 7 5P0_Analog 1 D OUT 5N0_Analog R304 tbd n.b. REF 1M00 1% 1M00 1% 3P3 RG2 - 1k00 1% G=1 R303 0R Uin: 0...3V CH0_IN 5N0_Analog 5 2 V- 8 R310 R311 R300 6 5P0_Analog X301 INA0_IN- LTC1865L RG1 R302 tbd n.b. 4 Uin: 0...3V fin: 0...30kHz IC300 LT1789-1/SO8 + R305 tbd n.b. 3 3 INA0_IN+ V+ X300 2 1 BAR43ASFILM/SOT23 D304 C315 100N/50V X7R Abbildung 3.5: Beschaltung des 16 Bit-Analog/Digital-Umsetzers C 3.5.2 Optionale 12 Bit-Eingänge Die 12 Bit-Eingänge (Abbildung 3.6) sollen einfachen Messungen dienen, die keine höhere Auflösung benötigen. Sie sollten möglichst einfach und günstig aufgebaut sein. Aus diesem Grund werden freie analoge Eingangspins des Mikrocontrollers genutzt. Dies beeinflusst die Anforderungen an den Controller, welcher in Abschnitt 3.7 ausgewählt wird. Um die Signalquellen möglichst wenig zu belasten, werden als Impedanzwandler geschaltete Operationsverstärker zwischen Signalquelle und Mikrocontroller-Eingänge geschaltet. Bei den Operationsverstärkern handelt es sich um den OPA4134 von Texas Instruments. Er weist hohe Eingangswiderstände und geringe Eingangskapazitäten auf. Die Eingänge der Operationsverstärker werden mit Pull- B Down-Widerständen auf GND-Potential gelegt, wenn kein Signal anliegt. Die Eingangsschutzbeschaltung der Controller-Eingänge erfolgt ähnlich wie bei dem 16 Bit-Analog/Digital-Wandler. In diesem Fall ist wegen der geringen Eingangswiderstände der Wandler jedoch kein Vorwiderstand für die Dioden möglich, ohne die Messung stark zu beeinflussen. Der Controller kann aber laut den „Absolute Maximum Ratings“ Eingangsspannungen von U ADCin = GND − 0, 5 V bis VCC + 0, 5 V ohne Zerstörung überstehen. Eine Durchlassspannung von 0,5 V erreichen die Dioden selbst bei hohen Strömen nicht. Der Mikrocontroller ist daher geschützt. Die Dioden können durch den Strom der Operationsverstärker nicht zerstört werden, da diese den Strom ausreichend begrenzen. Die Operationsverstärker sind kurzschlussfest. Abbildung 3.6 zeigt den hier beschriebenen Schaltungsteil, der zu den analogen Eingängen des Mikrocontrollers führt. A 5 4 3 27 X302 5P0_Analog REF - 1M00 1% 1M00 1% 4 R312 R313 C 5N0_Analog 3 3P3 R308 tbd n.b. 2 R309 tbd n.b. 1 BAR43ASFILM/SOT23 D305 5 2 INA1_IN- 5N0_Analog RG2 V- 8 R307 0R G=1 3 Hardwareentwicklung 12Bit-ADC-Inputs 5 IC303B OPA4134/SO-14 7 + OUT 3P3 - 2 + 2 4 6 8 OPA0_IN+ OPA1_IN+ OPA2_IN+ OPA3_IN+ IDC-08 R314 R315 R316 R317 2 3P3 V- 2 4 6 8 IC303A OPA4134/SO-14 1 OUT - 2 11 1 3 5 7 uC_ADCA6 6 uC_ADCA7 6 uC_ADCB0 6 4 V+ 3 X303 1 3 5 7 1 1M00 1% 1M00 1% 1M00 1% 1M00 1% 3 B 6 BAR43ASFILM/SOT23 D300 5P0_Analog Uin: 0...2V fin: 0...100kHz fsample: 0...1MSPS uC_ADCA5 3 6 5N0_Analog 12 1 BAR43ASFILM/SOT23 D301 IC303D OPA4134/SO-14 14 + OUT 3P3 - 3 13 2 10 IC303C OPA4134/SO-14 8 + 1 BAR43ASFILM/SOT23 D302 OUT 3P3 - 3 9 2 1 BAR43ASFILM/SOT23 D303 A 5P0_Analog 5N0_Analog Abbildung 3.6: Beschaltung der analogen Eingänge des Mikrocontrollers C309 10u/10V X5R C312 10u/10V X5R C314 10u/10V X5R 3.6 EKG-Schaltung 5 C307 100N/50V X7R C306 100N/50V X7R C305 100N/50V X7R 4 C308 10u/10V X5R C313 10u/10V X5R C311 10u/10V X5R 3 Bei den späteren Messverfahren ist es von großem Interesse, in zeitlichem Bezug auf den Herzschlag messen zu können. Aus diesem Grund wird eine Elektrokardiogramm-Schaltung auf der Messplatine realisiert. Die Aufgabe einer EKG-Schaltung ist die Ableitung der elektrischen Aktivitäten Herzens [19]. Eine Herausforderung bei der technischen Realisierung ist die Trennung von Nutz- und Störsignalen. Die störenden Anteile treten an den eigentlichen Messanschlüssen „Rechter Arm“ und „Linker Arm“ auf. Es handelt sich um Gleichtaktspannungen, Spannungsoffsets, 50 Hz-Netzbrummen und hochfrequente Störungen. Da es sich beim EKG um Wechselsignale handelt, muss noch eine Anpassung an den unipolaren Analogeingang des Mikrocontrollers vorgenommen werden. Abbildung 3.7 zeigt das Blockschaltbild der Umsetzung. Die an den Armen oder der Brustwand des Patienten platzierten Elektroden führen zu einem Instrumentenverstärker. Dieser nimmt eine erste Verstärkung des Signals vor. Außerdem kann ihm die Gleichtaktspannung der Signale entnommen werden. Mit der Gleichtaktspannung werden die Signalleitungen geschirmt. Dies hat den Vorteil gegenüber einer Schirmung mit GND-Potential, dass der Spannungsabfall der parasitären Kabelkapazität zwischen Leitung und Schirm gering ist. Zusätzlich wird die Gleichtaktspannung verstärkt und invertiert an das rechte Bein des Patienten angeschlossen, wodurch ein Regelkreis zur Beseitigung der Gleichtaktspannung entsteht. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers wird integriert. Der so ermittelte Gleichanteil wird dem Verstärker invertiert als Offset zurückgegeben, was zur Beseitigung des Gleichanteils führt. Das resultierende Signal wird mit einem 50 Hz-Kerbfilter von den Störungen befreit, die durch die Netzfrequenz verursacht werden. Ein anschließender aktiver Tiefpassfilter sorgt in Kombi- 28 C304 100N/50V 3 Hardwareentwicklung nation mit dem kleinen GBWP dessen OPs für die Reduzierung der hochfrequenten Störungen. Die zusätzliche Invertierung wird durch den folgenden Subtrahierverstärker wieder aufgehoben, welcher das Signal um die halbe Referenzspannung des Analog/Digital-Wandlers des Mikrocontrollers anhebt. So kann das ursprüngliche Wechselsignal digitalisiert werden. Der Mikrocontroller wird durch eine Eingangsschutzschaltung vor unzulässigen Spannungen geschützt. Es handelt sich um die gleiche Schutzschaltung mit zwei Dioden, wie bei den übrigen analogen Eingängen des Controllers, die in Kapitel 3.5.2 behandelt wurden. Rechter Arm SubtrahierVerstärker Instrumentenverstärker 50HzKerbfilter Linker Arm Leitungsschirmung Driven Right Leg Gleichtakt- AusgangsSpannung Offset TiefpassFilter, invertierend Y X-k*Y=Z Z EingangsSchutzSchaltung Analoger MikrocontrollerEingang X *0,5 Verstärker, invertierend Integrator, invertierend URef (ADC) Abbildung 3.7: Blockschaltbild der EKG-Schaltung Die folgenden Abschnitte beschreiben die Umsetzung der Blöcke in eine elektronische Schaltung. 3.6.1 Beschaltung des Instrumentenverstärkers Die Standardlösung für einen EKG-Verstärker ist der Instrumentenverstärker. Dessen Anforderungen ähneln denen der zuvor beschriebenen analogen Eingänge. Es wird auch hier der LT17891 von Linear Technology genutzt. Abbildung 3.8 zeigt die Beschaltung des Instrumentenverstärkers. Die verwendeten Operationsverstärker sind die bereits genutzten OPA4134 von Texas Instruments. Bei den OPA2134 handelt es sich um das gleiche Bauteil, jedoch in Zweikanal- anstatt Vierkanal-Bauform. Die Gleichtaktspannung kann zwischen den in Reihe geschalteten Verstärkungswiderständen R408 und R409 abgegriffen werden. Über eine Impedanzwandlerschaltung gelangt sie als Schirmung zu den Messleitungen der Arme. Außerdem ist sie mit dem Eingang eines als nichtinvertierenden Verstärker geschalteten Operationsverstärkers verbunden. Dieser hat 30kΩ eine Verstärkung von G = − R401 R407 = − 1kΩ = −30. Der in Reihe zum Anschluss des rechten Beins angeschlossene hochohmige Widerstand dient der Strombegrenzung (Patientenschutz). Der invertierende Integrator-Block wird ebenfalls durch eine Operationsverstärker-Schaltung realisiert. Die gewählte Grenzfrequenz von f g = 0, 3Hz ist ein Kompromiss, bei dem der Integrator nur einen kleinen Einfluss auf das EKG-Signal hat. Die entstehende Zeitkonstante ist damit auch noch in einem akzeptablen Bereich. Da die Frequenz nicht exakt eingehalten werden muss, reicht hier ein kostengünstiger Keramik-Kondensator der Klasse 2. 29 3 Hardwareentwicklung 7 5P0_Analog 3 EKG_RA EKG_SHIELD RA R408 1 R401 30k0 1% V+ X401 IC400 LT1789-1/SO8 + RG1 2k00 1% OPA2134/SO-8 IC506B - OUT 2 OUT - + EKG_Notch R410 240k 1% RG2 - 6 3 6 5N0_Analog C400 2.2u/10V X5R 8 V+ 1 + EKG_SHIELD 7 REF EKG_DRL 2 8 4 X402 DRL V- R400 300k 1% OUT R409 2k00 1% 5 5 4 R407 1k00 1% V- 5N0_Analog IC401A OPA2134/SO-8 - 5P0_Analog 14 G=-30 X400 LA OUT + OPA4134/SO-14 IC402D EKG_LA EKG_SHIELD G=51 13 12 fg=0,3Hz Abbildung 3.8: Beschaltung des EKG-Differenzverstärkers 3.6.2 50 Hz-Kerbfilter Der Kerbfilter hat die Aufgabe, die 50 Hz-Netzfrequenz bestmöglich aus dem Signal herauszufiltern, ohne dieses zu beeinflussen. Eine Möglichkeit, solch einen Filter mit wenig Bauelementen aufzubauen ist der Doppler-T-Filter bzw. TwinT-Notch-Filter [27], siehe Abbildung 3.9. R R C C R/2 2C Title <Title> Abbildung 3.9: Schaltung eines Doppel-T-Filters Size A3 Date: 4 3 Document Number <Doc> R Saturday, February 16, 2013 2 1 Die Frequenz, bei der die Dämpfung gegen unendlich geht ist gegeben durch: fg = 1 2πRC Sheet (3.3) Bei der Wahl der Bauelemente ist es wichtig, dass möglichst genau die gewünschte Frequenz getroffen wird. Die Toleranzen und Abhängigkeiten der Bauteile gehen linear in die Frequenz ein. Um die niedrige Resonanzfrequenz zu erreichen, muss das Produkt aus Widerstandswerten und Kapazitäten groß werden. Hohe Kapazitäten haben den Nachteil, dass die Kondensatoren groß und teuer werden. Extrem hohe Widerstandswerte erzeugen starke Rauschspannungen [23]. Da Widerstände in vielen Abstufungen und Toleranzen günstig zu beziehen sind, wird zuerst nach einem geeigneten Kondensator recherchiert. Es wird sich für einen KeramikKondensator der Klasse 2 mit einer Kapazität von 470 nF entschieden. Dieses Bauelement ist 30 1 of 1 3 Hardwareentwicklung noch in SMD-Bauform zu einem akzeptablen Preis erhältlich. Die Toleranz liegt bei 5% und das Dielektrikum ist X7R mit einer zulässigen Spannung von 50 V. Die Kapazitätsänderung in Abhängigkeit der Temperatur ist somit nicht so hoch wie bei dem Dielektrikum Y5V [3] und bereitet in dieser Schaltung keine großen Probleme, was in der Fehlerbetrachtung 3.5 gezeigt wird. Die Spannungsabhängigkeit der Kapazität kann in dieser Anwendung vernachlässigt werden, da das gefilterte EKG-Signal sehr geringe Spannungsamplituden gegenüber des spezifizierten Spannungsbereiches des Kondensators aufweist. Der Arbeitspunkt des Kondensators kann somit linearisiert werden und es entstehen keine Harmonischen des EKG-Signals. Alternativ sind auch Folienkondensatoren wegen ihrer weniger starken Spannungs- und Temperaturabhängigkeit eine gute Wahl. Die genutzten Widerstände haben eine Toleranz von 1% und einen Widerstandswert von 6, 8 kΩ. Die resultierende Resonanzfrequenz des Filters ist fg = 1 = 49, 8 Hz 2π · 6800 Ω · 470 nF (3.4) Der Amplitudengang ist in Abbildung 3.10 dargestellt. V(out) 10dB 0dB -10dB -20dB -30dB -40dB -50dB -60dB -70dB -80dB 1Hz 10Hz 100Hz 1KHz --- C:\REPOS\TANDEM\Internship & Thesis\Thesis\Roman\Simulationen\EKG\TwinT\TwinT.raw --- Abbildung 3.10: Amplitudengang des Doppel-T-Filters, simuliert mit LTSpice Die größte mögliche Abweichung von der gewünschten Resonanzfrequenz tritt auf, wenn die jeweiligen Toleranzen zu den Kapazitäten und Widerständen addiert, bzw. subtrahiert werden. Da die Messplatine ausschließlich für Laborzwecke genutzt wird, wird in dieser Fehlerbetrachtung 31 3 Hardwareentwicklung ein Temperaturbereich von T = 0 ◦ C...40 ◦ C angenommen. Die typische Kapazitätsänderung der genutzten Kondensatoren in Abhängigkeit der Temperatur ist in Abbildung 3.11 dargestellt2 . Abbildung 3.11: Typisches Temperaturverhalten der Kondensatoren des 50 Hz-Kerbfilters2 Es wird aus dem Diagramm ein auf Temperaturänderungen zurückzuführender Fehler von ±1% abgelesen. Dieser wird in der Fehlerbetrachtung zusätzlich zu den Bauteiltoleranzen als ∆CTemp berücksichtigt: f gmin = 1 1 = = 46, 49 Hz 2π ( R + ∆R)(C + ∆C + ∆CTemp ) 2π (1, 01 · 6800 Ω)(1, 05 · 1, 01 · 470 nF ) (3.5) f gmax = 1 1 = = 53, 49 Hz 2π ( R − ∆R)(C − ∆C − ∆CTemp ) 2π (0, 99 · 6800 Ω)(0, 95 · 0, 99 · 470 nF ) (3.6) Das Frequenzverhalten des Kerbfilters wurde unter diesen Bedingungen mit dem Programm LTSpice simuliert. Es ergibt sich trotz der Verschiebung der Resonanzfrequenz eine minimale Dämpfung der Netzfrequenz von ca. 28 dB. Diese wird als ausreichend beurteilt. Damit nicht der Strom für die folgenden realisierten Blöcke der EKG-Schaltung durch die großen Widerstände fließt und Spannungsabfälle produziert, wird dem Doppel-T-Filter ein Impedanzwandler nachgeschaltet. Realisiert wird er mit einem Operationsverstärker3 . 2 Aus Datenblatt des Herstellers AVX: https://www.avx.com/docs/catalogs/cx7r.pdf Schaltplan im Anhang. 3 Siehe 32 3 Hardwareentwicklung 3.6.3 Tiefpassfilter Um höhere Störfrequenzen stark zu dämpfen und den Alias-Effekt zu minimieren wird ein Tiefpass zweiter Ordnung genutzt4 . Um auf Induktivitäten verzichten zu können und gleichzeitig eine Verstärkung des Signals vorzunehmen, wird sich für einen aktiven Filter entschieden. Das Ausgangssignal soll für die Weiterverarbeitung des Subtrahierverstärkers invertiert werden. Dazu wird ein Multiple-Feedback-Filter mit Butterworth-Charakteristik gewählt. Die Dimensionierung der Bauelemente wird mit der Software „FilterPro Desktop“ von Texas Instruments5 vorgenommen. Die Wahl der passiven Bauelemente erfolgt wieder nach deren Verfügbarkeit. Die Grenzfrequenz des Filters liegt bei ca. 100 Hz. Sie muss nicht genau sein, was den Einsatz von Keramikkondensatoren der Klasse 2 rechtfertigt. 3.6.4 Subtrahierverstärker Da an den Eingängen des Mikrocontrollers ausschließlich positive Spannungen zulässig sind, müssen die Signale angehoben werden. Es ist sinnvoll, die Spannung des halben Arbeitsbereiches zum Signal zu addieren. Da sich bei dem Mikrocontroller für eine analoge Referenzspannung von U ADC,re f (µC ) = VCC/1, 6 entschieden wurde, muss UO f f set ( Di f f Amp) = VCC /3, 2 = VCC · 0, 3125 zu den Signalen addiert werden. Die Wechselsignale des EKGs sollen zusätzlich um G = 5 verstärkt werden. Die Realisierung erfolgt mit einem Operationsverstärker, der als Subtrahierer geschaltet ist. Abbildung 3.12 zeigt die Grundschaltung [15]. R2 Ue Ue + R1 - R3 R4 OUT Uout + C1 Abbildung 3.12: Operationsverstärker als Subtrahierverstärker Die resultierende Ausgangsspannung der Schaltung unter idealen Bedingungen wird zu Uout = 4 Siehe ( R1 + R2 ) R4 R2 Ue − Ue ( R3 + R4 ) R1 + R1 − (3.7) Schaltplan im Anhang. 5 http://www.ti.com/tool/filterpro/ 33 3 Hardwareentwicklung Da es sich bei Ue+ um die digitale Versorgungsspannung handelt, wird in der Umsetzung zum Entstören der Kondensator C1 parallel zu R4 geschaltet. Die Widerstandswerte werden durch Umstellen der Gleichung ermittelt. Es werden gängige Werte im kΩ-Bereich genutzt. 3.6.5 Simulation Abschließend wird die komplette EKG-Schaltung mit einer AC-Analyse simuliert. Abbildung 3.13 stellt den Amplituden- und Phasengang der Ausgangsspannung dar. Zur Simulation wurde das Programm LTSpice von Linear Technology genutzt. V(diffampout) 80dB 60° Phase 60dB 0° 40dB -60° Gain 20dB -120° 0dB -180° -20dB -240° -40dB -300° -60dB -360° -80dB -420° -100dB -480° -120dB -540° -140dB 1Hz 10Hz 100Hz 1KHz 10KHz -600° 100KHz --- C:\REPOS\TANDEM\Internship & Thesis\Thesis\Roman\Simulationen\EKG\EKG_Komplett\EKG.raw --- Abbildung 3.13: AC-Analyse der EKG-Schaltung Man sieht, dass für sehr niedrige Frequenzen ( f < 10 Hz) die Verstärkung des Eingangssignals fast konstant G ≈ 52 dB beträgt. Bei Frequenzen oberhalb von 100 Hz kann der Einfluss des Tiefpassfilters 2. Ordnung beobachtet werden. Die Verstärkung der Schaltung sinkt um ca. 40 dB/Dekade. Der „Knick“ des Amplitudengangs bei einer Frequenz von ca. 10 kHz ist auf die Charakteristik des Instrumentenverstärkers zurückzuführen. Der Phasengang zeigt im niedrigen Frequenzbereich ( f < 100 Hz) das typische Verhalten des passiven Kerbfilters. 34 3 Hardwareentwicklung 3.7 Mikrocontroller Aus der Aufgabenstellung, der Spezifikation und dem Blockschaltbild ergeben sich die Anforderungen an die Steuereinheit, den Mikrocontroller. Wichtig, neben den verfügbaren Anschlussmöglichkeiten, sind auch andere Faktoren. So ist es beispielsweise notwendig, dass der Controller kein Exot ist, sondern schnell ab Lager großer Distributoren zu beziehen ist. Außerdem muss das Gehäuse für den Bestücker gut zu Löten sein, BGA-Gehäuse kommen nicht in Frage. Die integrierten Analog/Digital-Wandler müssen in der Lage sein, Signale in angemessener Auflösung und Abtastrate zu digitalisieren. Aufgrund der guten kostenlosen Entwicklungsumgebung, mit der auch erste Erfahrungen gesammelt werden konnten, fällt die Entscheidung vorzugsweise auf einen Mikrocontroller der Firma Atmel. Die Entwicklungsumgebung stellt außerdem gute Hilfestellungen zum Realisieren von USB-Schnittstellen zur Verfügung. Um eine parametrische Suche durchführen zu können, wird zunächst eine Pintabelle (Tabelle 3.1) aufgestellt. So können die benötigten Schnittstellen und die Anzahl der Pins abgeschätzt werden. VersorgungsspannungsPins, Reset-Pins etc. werden dabei noch nicht mit eingerechnet. Schnittstelle SPI USB UART Digital I/O Interner A/D-Wandler JTAG & SPI gesamt Anzahl 3 1 2 6 5 1 Pins jeweils 4 2 2 1 1 5 Pins gesamt 12 2 4 6 5 5 34 Tabelle 3.1: Pintabelle zur Dimensionierung des Mikrocontrollers Es wird sich für den ATxmega256A3BU von Atmel entschieden. Dieser benötigt eine Versorgungsspannung von 3,3 V und wird intern mit 32 MHz getaktet. Die zur Verfügung stehenden 256 kB Programmspeicher werden zwar für die Anwendung bei weitem nicht benötigt, wirken sich jedoch nicht stark auf den Preis aus. Es stehen genügend Analog/Digital-Wandler mit einer Auflösung von 12 Bit und hohen Abtastraten zur Verfügung. Ein externer Quarz wird nicht unbedingt benötigt. Um jedoch zukünftig eine Real-Time-Clock zu realisieren, wird ein 32,768 kHz-Quarz angeschlossen. Eine Knopfzellen-Batterie versorgt die Uhr auch, wenn die Messplatine nicht an eine Spannungsquelle angeschlossen ist. 35 3 Hardwareentwicklung 3.8 Weitere Peripherie In dem Blockschaltbild 3.1 sind in dem Block „Weitere Peripherie“ noch Taster, LEDs und ein SD-Kartenslot eingezeichnet. Eine der LEDs signalisiert, dass sich die Messplatine im EchtzeitMessbetrieb befindet. Den übrigen wurde noch keine feste Funktion zugewiesen, sie stehen für zukünftige Anwendungen zur Verfügung. Bei den LEDs handelt es sich um SMD-LEDs, welche jeweils mit einem seriellen Widerstand beschaltet werden. Der SD-Kartenslot wird über die SPISchnittstelle mit dem Mikrocontroller nach [6] verbunden. 3.9 Spannungsversorgung In der Spezifikation ist festgelegt, dass die Messplatine mit 5 VDC von einem externen medizinischen Netzteil versorgt wird. Für die Versorgung der analogen elektronischen Komponenten werden ±5 VDC und für die digitalen 3, 3 VDC benötigt. Eine Leistungsabschätzung (Tabelle 3.2) erleichtert die Dimensionierung der Spannungsversorgung und die parametrische Suche nach den benötigten Bauteilen. In der Abschätzung werden Wirkungsgrade von η = 0, 8 für die Spannungswandler angenommen. Da für die positive 5 VDC -Versorgung kein Spannungswandler, sondern nur eine Filterung vorgesehen ist, wird deren Wirkungsgrad als η5VDC = 1 angenommen. 36 3 Hardwareentwicklung Baugruppe/-Element Typ Anzahl Spannung/ Strom V max./mA Mikrocontroller Active Mode ADC DAC Flash&EEPROM I/O Pins Sonstiges ATxmega256A3BU Strom Leistung gesamt/mA max./mW 1 2 1 1 10 1 3,3 3,3 3,3 3,3 3,3 3,3 15 3 12 4 1 3 15 6 12 4 10 3 166 50 20 40 13 33 10 EKG Operationsverstärker 2x Operationsverstärker 2x Operationsverstärker 4x Operationsverstärker 4x Instrumentenverstärker Instrumentenverstärker OPA2134 OPA2134 OPA4134 OPA4134 LT1789-1 LT1789-1 1 1 1 1 1 1 5 -5 5 -5 5 -5 10 10 20 20 9 9 10 10 20 20 9 9 390 50 50 100 100 45 45 Digitale Phasenmessung Phasenmess-IC Operationsverstärker 4x AFE4300 OPA4354 1 1 3,3 3,3 1 25 1 25 86 3 83 A/D-Wandlung ADC Instrumentenverstärker Instrumentenverstärker Operationsverstärker 4x Operationsverstärker 4x LTC1865L LT1789-1 LT1789-1 OPA4134 OPA4134 1 2 2 2 2 3,3 5 -5 5 -5 1 9 9 20 20 1 18 18 40 40 583 3 90 90 200 200 USB-Schnittstelle FT2232D 1 5 30 30 150 Gesamtleistung: Gesamtstrom -5 V (ɳ=0,8): Gesamtstrom 3,3 V(ɳ=0,8): Gesamtstrom 5 V: 1,38 W 121 mA 96 mA 127 mA + Gesamtstrom(-5 V)+ Gesamtstrom(3,3 V)·3,3/5 = Tabelle 3.2: Leistungsabschätzung Spannungsversorgung der Messplatine zur 311 mA Dimensionierung der Die Erzeugung der 3,3 V-Spannung geschieht mittels eines LDO-Reglers der Firma Linear Technology, dem LT1129. Da dieser von extern mit 5 V versorgt wird, stellt die Drop-Out-Spannung keine Probleme dar. Das IC ist kostengünstig und liefert ausreichend hohe Ströme. Weitere Vorteile sind, dass die Beschaltung sehr einfach ist, und dass keine hochfrequenten Störungen zu erwarten sind. Einziger Nachteil ist die große Verlustleistung, die bei höheren Strömen über das IC abgegeben wird. Da es sich jedoch um einen Laboraufbau handelt, der nicht auf Energieeffizienz ausgelegt sein muss, ist dies vertretbar. Zur Erzeugung der positiven 5 V für analoge Bauelemente, wird die Spannung des medizinischen Netzteils mit einem Tiefpassfilter6 von Störungen befreit. Es handelt sich um einen passiven Filter zweiter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 7 kHz. Sie reicht aus, um die Störungen 6 Siehe Schaltplan im Anhang. 37 3 Hardwareentwicklung des medizinischen Schaltnetzteils stark genug zu dämpfen. Die negativen 5 V werden ebenfalls aus der Spannung des externen Netzteils erzeugt. Dies geschieht mit einem DC/DC-Converter mit anschließender Tiefpassschaltung. Der Converter, für den sich entschieden wird ist der LT3479 von Linear Technology. Seine maximale Stromabgabe ist ausreichend und es wurden bereits im Rahmen anderer Projekte erste Erfahrungen mit ihm gesammelt. Vorteile gegenüber einer Umsetzung mit einem Switched-Capacitor-IC, ist die deutlich höhere Schaltfrequenz und Strombelastbarkeit [3]. Die Schaltfrequenz liegt weit außerhalb des Frequenzbereiches der analogen Signale. 3.10 Schaltplan Der Schaltplan wurde mit der Software OrCAD Capture von Cadence erzeugt. Dabei wurden die vorhandenen Bauteilbibliotheken der Arbeitsgruppe genutzt und erweitert. Der komplette Schaltplan der Schaltung befindet sich im Anhang auf der beiliegenden CD-ROM. 3.11 Leiterplatten-Layout und gefertigter Prototyp Beim Erstellen des Layouts ist es wichtig, dass an allen Stellen der Leiterplatte eine bestmögliche Verbindung zum GND-Potential gegeben ist. Außerdem müssen die unterschiedlichen Versorgungsspannungen auf der Messplatine verteilt werden, ohne ständig durch Signalleitungen unterbrochen zu werden. Das führt zu dem Entschluss eine 4-Lagen-Leiterplatte zu verwenden. Die obere und untere Lage werden dazu genutzt, Signale zu führen. Die innenliegenden Lagen führen die Versorgungsspannungen und das GND-Potential. Ein Übersprechen zwischen den Signallagen wird somit reduziert [17]. Abbildung 3.14 zeigt schematisch den Lagenaufbau. Isolator Top-Lage GND-Lage Power-Lage Bottom-Lage VIA LeiterplattenMaterial Abbildung 3.14: Schematischer Lagenaufbau der Leiterplatte Beim Entwickeln des Layouts ist es wichtig, die Auswirkungen der hochfrequenten digitalen Signale auf die analogen zu minimieren. Außerdem müssen die geometrischen Abmessungen klein und die Signalwege kurz gehalten werden, um die Signalintegrität zu erhalten. Das Platzieren der Bauelemente geschieht daher so, dass die Leiterplatte in einen digitalen und in einen analogen Bereich unterteilt werden kann. Dieser „Split“ ist in dem Bestückungsplan (Abbildung 3.15) dargestellt. Er trennt die jeweiligen Flächen der Versorgungsspannungen und das GNDPotential. Es gibt nur eine Verbindung zwischen der analogen und der digitalen GND-Fläche. 38 3 Hardwareentwicklung Diese befindet sich im Bereich der Spannungsversorgung, unten links in Abbildung 3.15. Erstellt wird das Layout mit der Software OrCAD PCB Editor von Cadence. Als Quelle zur Bedienung Spannungsversorgung Phasenmess-IC Mikrocontroller UART-USBSchnittstelle der Software wird [16] genutzt. Analoge Eingänge Abbildung 3.15: Bestückungsplan der Messplatine mit Trennung, in funktionale Blöcke unterteilt eingezeichneter EKG Analog-Digital- 39 3 Hardwareentwicklung Die vom Dienstleister gefertigte Leiterplatte ist in Abbildung 3.16 zu sehen. Abbildung 3.16: Foto des bestückten Prototyps der Messplatine Die DIP-Schalter und die CR2032-Batterie befinden sich noch nicht auf der Messplatine. Sie können bei Bedarf zukünftig bestückt werden. In der folgenden Tabelle 3.3 wird der Preis einer kompletten Messplatine abgeschätzt. 40 3 Hardwareentwicklung Bauteil Mikrocontroller Phasenmess-IC USB-Schnittstellen-IC Schaltregler 16-Bit-ADC Operationsverstärker Instrumentenverstärker Quarz/Oszillator Stecker Passive Bauteile PCB, Bestückung und Versand Typ/Anwendung ATxmega256A3BU AFE4300 FT2232D LT3479 LTC1865L OPA4134 OPA2134 OPA4354 LT1789-1 Oszillator AFE4300 Quarz ATxmega (RTC) Quarz FT2232D Power BNC USB SD-Kartenslot pauschal Anzahl 1 1 1 1 1 2 1 1 3 1 1 1 1 9 2 1 1 1 Stückpreis/ Gesamt€ preis/€ 6,15 6,15 5,26 5,26 8,44 8,44 6,95 6,95 11,72 11,72 4,17 8,34 2,28 2,28 4,76 4,76 8,18 24,54 4,36 4,36 1,40 1,40 2,74 2,74 1,65 1,65 1,44 12,96 2,11 4,22 4,08 4,08 ca. 20,00 20,00 ca. 100,00 100,00 Gesamtpreis 229,85 € Tabelle 3.3: Kostenabschätzung für eine Messplatine Die Bauteilpreise entsprechen dem Farnell-Preis bei Bestellung der jeweiligen Mindestbestellmenge. Der Preis des Phasenmess-ICs wurde bei Digi-Key ermittelt. 41 4 Softwareentwicklung Die Softwareentwicklung gliedert sich in die Programmierung der Firmware des Mikrocontrollers und die Erstellung einer PC-Software, mit der die Messdaten empfangen, verarbeitet und grafisch dargestellt werden. 4.1 Firmware (Mikrocontroller) Zur Aufnahme von Messwerten, der Steuerung der Schnittstellen und der PC-Anbindung wird der Mikrocontroller genutzt. Die Entwicklung dessen Software wird mit der Entwicklungsumgebung Atmel Studio 6.0 vorgenommen. Das dazugehörige Atmel Software Framework (ASF) beinhaltet viele Programmbeispiele. Außerdem bietet die Umgebung die Möglichkeit fertig programmierte Komponenten komplett in das eigene Software-Projekt zu übernehmen. Beispiele für diese Komponenten sind die USB-Schnittstelle, die SPI-Schnittstelle, Timer etc. Die Parameter, die für jede Anwendung abweichen, sind gut dokumentiert und können schnell angepasst werden. Ein Umstand, an den es sich zu gewöhnen gilt, ist die automatisch generierte Projektstruktur, an die sich der Programmierer zu halten hat. In dem Software-Projekt werden folgende ASF-Komponenten genutzt: • ADC - Analog to Digital Converter • Delay routines • Generic board support • IOPORT - General purpose I/O service • IOPORT - Input/Output Port Controller • RTC32 - Real Time Counter 32 • SPI - Serial Peripheral Interface • TC - Timer Counter • USB Device (CDC als Standard I/O) Der Programmablauf ist in Abbildung 4.1 dargestellt. Die programmierte Software nimmt zuerst die Initialisierungsschritte vor. In der Schleife des Hauptprogrammes werden ständig die Eingangsdaten des USB-Controllers eingelesen. Anschließend wird mit einer Fallunterscheidung bestimmt, in welchem Modus gemessen werden soll. Es stehen zwei Messabläufe zur Verfügung, welche in einem jeweils eigenen Unterprogramm realisiert werden. Unterprogramm 1 führt nur die nötigen Messungen durch, die für das Vergleichen der Phasenmesssysteme benötigt werden. 42 4 Softwareentwicklung Unterprogramm 2 verarbeitet zusätzlich alle weiteren auf der Leiterplatte verfügbaren Messeingänge, was zur Folge hat, dass die Abarbeitung länger dauert und das Datenaufkommen am PC höher ist als bei Nutzung des Unterprogrammes 1. Das vom PC zum Mikrocontroller gesendete Datenpaket besteht stets aus nur einem Zeichen. Wird ein „o“ oder „a“ vom Controller empfangen, so wird einmalig das Unterprogramm 1 bzw. 2 zum Aufnehmen und Versenden der Messungen gestartet. Ein „e“ oder „r“ startet einen Timer, der periodisch einen Interrupt auslöst. Dessen Intervall beträgt für das Unterprogramm 1 TUP1 = 3, 2 ms und für das Unterprogramm 2 TUP2 = 4, 5 ms. Die Unterbrechungsroutine ist das Unterprogramm 1 bzw. 2 zum Aufnehmen und Versenden der Messungen. Diese Zeiten wurden experimentell so bestimmt, dass ein sicheres Abarbeiten des Unterprogramms gewährleistet ist. Die maximal auftretende Zeitabweichung der Messwerte eines Unterprogrammdurchlaufs kann daher nicht größer als 3, 2 ms bzw. 4, 5 ms werden. Durch ein empfangenes „d“ wird der Timer wieder deaktiviert. Das Unterprogramm, bzw. die Unterbrechungsroutine beginnt mit der Aufnahme der Systemzeit in ms. Anschließend werden die Messungen durchgeführt und in einem Datenrahmen über die USB-Schnittstelle übertragen. Das Unterprogramm 2 nimmt zusätzlich die Systemzeit nach Abschluss aller Messungen auf. Das ermöglicht die Ermittlung der kompletten Messdauer aller Werte. Die Unterbrechung einer Interruptroutine durch das Auslösen eines anderen Interrupts ist durch den genutzten „Multi-level Interrupt Controller“ des Frameworks ausgeschlossen. Die benutzten Interrupts haben dieselbe Priorität und können sich somit nicht gegenseitig unterbrechen. Der Fall, dass die Ausführung eines Unterprogrammes länger als dessen Timerintervall andauert ist im normalen Betrieb ausgeschlossen, würde jedoch zu Problemen führen. Da das Senden und Empfangen von der internen USB-Schnittstelle des Controllers nicht durch Interrupts ausgelöst wird, sondern die Zeitpunkte durch das Programm festgelegt werden, treten dadurch ebenfalls keine Timing-Probleme auf. Abbildung 4.1 zeigt das Ablaufdiagramm. 43 4 Softwareentwicklung Unterprogramm 1: Phasenmessungen aufnehmen und versenden Unterprogramm 2: Phasenmessungen + alle ADCs aufnehmen und versenden START START START I/O-Konfiguration Systemzeit aufnehmen Systemzeit „Begin“ aufnehmen Systemtakt-Initialisierung EKG-Messwert aufnehmen EKG-Messwert aufnehmen ADCs des Controllers initialisieren Messwert der analogen PhasenMessschaltung aufnehmen Messwerte der 12 Bit-ADCs aufnehmen Interrupts initialisieren Messwerte des digitalen Phasen-Mess-ICs aufnehmen Messwerte der 16 Bit-ADCs aufnehmen USB-Schnittstelle initialisieren Messwerte über USB versenden Messwert der analogen PhasenMessschaltung aufnehmen Hauptprogramm STOPP Timer initialisieren Systemzeit „Ende“ aufnehmen SPI-Schnittstelle initialisieren Messwerte über USB versenden Phasen-Mess-IC initialisieren Messwerte über USB versenden STOPP USB-Daten einlesen Messparameter empfangen nein ja Parameter=e ja Periodisches Aufrufen von Unterprogramm 1 aktivieren ja Periodisches Aufrufen von Unterprogramm 2 aktivieren ja Periodisches Aufrufen der Unterprogramme deaktivieren ja Unterprogramm 1 ja Unterprogramm 2 nein Parameter=r nein Parameter=d nein Parameter=o nein Parameter=a nein nein Abbildung 4.1: Programmablauf des Mikrocontrollers Das Format, in dem die Daten vom Mikrocontroller über die USB-Schnittstelle zum PC übertragen wird ist vom jeweils ausgeführten Unterprogramm abhängig. Die Messwerte werden nacheinander in einen String kopiert und jeweils von einem Trennzeichen („v“) unterteilt. Das 44 4 Softwareentwicklung Rahmenformat zu Unterprogramm 1 ist in Abbildung 4.2 dargestellt, das zu Unterprogramm 2 in eic he n 5Z zei che n Tre nn eic he n 5Z zei che n eic he n Tre nn zei che n 4Z Tre nn zei che n eic he n Zeitstempel „v“ 5Z Tre nn 10 Z eic he n Abbildung 4.3. 16 Bit-ADC Phasenmess-IC Phasenmess-IC „v“ EKG-ADC „v“ „v“ CH0 16 Bit-Messwert „I“ 16 Bit-Messwert „Q“ Zeitstempel 1 „v“ eic he n zei che n 10 Z Tre nn eic he n 5Z zei che n Tre nn eic he n 5Z zei che 5Z n eic he n Tre nn zei che n 5Z eic he n Tre nn zei che 4Z n eic he n Tre nn z 4 Z eiche eic he n n Tre nn z 4 Z eiche eic n h Tre en nn z 4 Z eiche eic n h Tre en nn z 4 Z eiche n eic h Tre en nn zei che n Tre nn 10 Z eic he n Abbildung 4.2: Rahmenformat des USB-Datenpakets vom Mikrocontroller zum PC, Unterprogramm 1 16 Bit-ADC 16 Bit-ADC Phasenmess-IC Phasenmess-IC „v“ „v“ EKG-ADC „v“ OPA 0 „v“ OPA 1 „v“ OPA 2 „v“ OPA 3 „v“ „v“ „v“ Zeitstempel 2 CH1 CH0 16 Bit-Messwert „I“ 16 Bit-Messwert „Q“ Abbildung 4.3: Rahmenformat des USB-Datenpakets vom Mikrocontroller zum PC, Unterprogramm 2 Durch die Nutzung von Strings ist die formatierte Datenübertragung und -auswertung zwar einfacher und die Daten für den Menschen gut lesbar, jedoch wird eine höhere Datenrate benötigt. Insbesondere die Konvertierung der Messwerte in einen String verursacht mehr Daten, als die Übertragung in Zahlenformaten. Der Rechenaufwand des Mikrocontrollers steigt durch die Umwandlung ebenfalls. Für die USB-Verbindung stellt es keine großen Probleme dar. In praktischen Versuchen wurde ermittelt, dass mit dem Unterprogramm 1 Datenstrings von bis zu 170 Zeichen übertragen werden können, ohne dass das Ausführintervall des Unterprogrammes gesenkt werden muss. Die maximale Datenrate beträgt daher in diesem Messmodus R Daten,UP1 = 1 TUP1 · 170 Bytes = 53125 Bytes/s = 425 kbit/s (4.1) Die hier gewählte Implementierung mit Strings ist für die Anwendung vollkommen ausreichend. Fallen zukünftig durch Erweiterungen wesentlich mehr Daten an, sollte über ein komplexeres Übertragungsprotokoll nachgedacht werden. 45 4 Softwareentwicklung 4.2 Auswertesoftware (PC) Die Software des Computers hat die Aufgabe, mit der Messplatine zu kommunizieren. Es müssen sowohl Befehle zum Mikrocontroller gesendet werden, welche die Messparameter bestimmen, als auch die Messdaten empfangen werden. Die empfangenen Messwerte sollen anschließend in einem Format speicherbar sein, mit dem eine spätere Auswertung gut möglich ist. Außerdem sollen die Daten in Echtzeit von dem Benutzer-Interface der Software grafisch dargestellt werden. Dazu ist insbesondere die grafische Programmierung mit LabView von National Instruments geeignet. Im Gegensatz zur ereignisgesteuerten Programmierung, wie sie beispielsweise mit C# umgesetzt wird, werden mit LabView Ablaufsteuerungen erstellt. Abbildung 4.4 zeigt einen Screenshot der grafisch programmierten Software. Ein Exportieren der aufgenommenen Daten ist im Excel-Format möglich. Abbildung 4.4: Screenshot des PC-Programms zur Aufnahme der Messwerte Zum gleichzeitigen Auslesen von Debug-Daten aus dem USB-Port A, kann die durch das SchnittstellenIC erzeugte virtuelle serielle Schnittstelle des Computers ausgelesen werden. Dazu kann ein kostenloses Programm, wie beispielsweise Putty1 genutzt werden. Die folgenden Zeilen werden bei einem Reset des Mikrocontrollers und anschließender Echtzeitmessung ausgegeben: 1 http://www.putty.org/ 46 4 Softwareentwicklung S e r i e l l e S c h n i t t s t e l l e ( USB−P o r t A) i n i t i a l i s i e r t RTC i n i t i a l i s i e r t ADC A des XMEGA i n i t i a l i s i e r t ADC B des XMEGA i n i t i a l i s i e r t USB− S c h n i t t s t e l l e ( USB−PORT B ) des XMEGA i n i t i a l i s i e r t SPI− S c h n i t t s t e l l e zum Phasenmess−IC AFE4300 i n i t i a l i s i e r t AFE4300 i n i t i a l i s i e r t Timer f u e r p e r i o d i s c h e Phasen−Messungen i n i t i a l i s i e r t Timer f u e r p e r i o d i s c h e Messungen ( a l l e ADCs + AFE4300 ) i n i t i a l i s i e r t I n i t i a l i s i e r u n g abgeschlossen . . . . . . . . . S t a r t e Realtime −Messung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stoppe Realtime −Messung . . . . . Textausgabe 4.1: Ausgabe der Debug-Schnittstelle Der Punkt wird im Sekundentakt ausgegeben, um feststellen zu können, ob das Programm noch ordnungsgemäß abläuft. 47 5 Verifizierung Die Inbetriebnahme geschieht in mehreren Schritten. Nachdem die Funktionalität der Hard- und Software sichergestellt ist, werden die Messverfahren verifiziert. Nur so ist es möglich, die späteren Ergebnisse richtig zu interpretieren. Erst wenn die Charakteristik des Systems bekannt ist, kann mit den Messungen begonnen werden. Messgeräte werden anhand von drei Kriterien charakterisiert. Es handelt sich dabei um die Messunsicherheit, das statische Verhalten und das dynamische Verhalten [22]. Von Interesse für die späteren Messungen sind insbesondere die Eigenschaften der Phasenmessung. Da die parallel laufende EKG-Messung nur den zeitlichen Verlauf des Herzschlags aufzeichnen soll, wird hier keine spezielle Verifizierung gefordert. Es genügt die Überprüfung des qualitativen Verlaufs. Als Erstes wird eine Messfrequenz festgelegt, bei der mit einer gut messbaren Phasenverschiebung gerechnet werden kann und sowohl das analoge Messsystem, als auch das IC gut arbeiten. Bioimpedanzmessungen werden in der Regel mit einer konstanten Frequenz von f = 50 kHz durchgeführt [14]. Da sowohl bei der analogen Messschaltung, als auch bei dem Mess-IC in diesen Frequenzbereichen keine Probleme zu erwarten sind, findet die Verifizierung mit ähnlichen Frequenzen statt. Es wird sich für f Veri f izierung = 62, 5 kHz entschieden, da diese Frequenz mit dem Phasenmess-IC erzeugt werden kann. 5.1 Statisches Verhalten Das statische Verhalten beschreibt die Abhängigkeit der Ausgangsgröße von der Eingangsgröße unter der Voraussetzung, dass diese zeitlich konstant ist. Die entstehende Funktion kann ein mathematischer Ausdruck sein, oder als Wertetabelle angegeben werden [22]. Die eigentliche Messgröße ist die entstehende Phasenverschiebung an einer Impedanz. Als ausschlaggebender systematischer Messfehler machen sich jedoch auch die sich durch den variablen Betrag ändernden Spannungsamplituden bemerkbar. Dieser Einfluss ist ebenfalls zu bestimmen. Für die Phasenmessung wird daher für beide Messsysteme die jeweilige Charakteristik in Abhängigkeit der Phase ϕ und des Betrages | Z | der Impedanz aufgenommen. Die Verifizierung soll mit bekannten Impedanzen durchgeführt werden. Eine zur Verfügung stehende Messbrücke kann den Betrag und die Phase dieser genutzten Impedanzen nicht mit einer Frequenz von 62,5 kHz bestimmen. Deshalb werden die Impedanzen durch Netzwerke aus einfachen Bauteilen bekannter Größe realisiert. Der Betrag und die Phase werden rechnerisch bestimmt. Der Wert der dazu genutzten Widerstände kann mit der Messbrücke sehr genau gemessen werden. 48 5 Verifizierung Da die exakte Kapazität der Kondensatoren mit der Messbrücke nicht mit einer Frequenz von 62,5 kHz gemessen werden kann, ist es notwendig, komplexe Impedanzen zu nutzen, bei denen der Einfluss der Kapazitätstoleranz gering ist. Die eingesetzte Kapazität sollte eine Toleranz von 1% haben und nahezu temperatur- und spannungsunabhängig sein. Dafür kommt ein Klasse 1Keramikkondesator in Frage. Ein weiterer Vorteil des Einsatzes dieses Kondensators ist dessen Frequenzunabhängigkeit der Kapazität. Dadurch wäre die genauere Bestimmung des Kapazitätswertes mit der Messbrücke auch bei anderen Frequenzen als 62,5 kHz zulässig. Eine Verbesserung der Toleranz kann durch das Parallelschalten mehrerer kleiner Kapazitäten erreicht werden. Dieser Effekt beruht jedoch auf Stochastik und wird nicht in Fehlerbetrachtungen einfließen. Außerdem ist es sinnvoll, den durch die Toleranz entstehenden relativen Fehler zwischen den verschiedenen Impedanzen zu beseitigen. Dies kann geschehen, indem jede erzeugte Impedanz denselben Kondensator nutzt. Dieser muss eine Kapazität besitzen, die einen ausreichend großen Blindwiderstand bei f = 62, 5 kHz erzeugen kann, um die gewünschte Phasenverschiebung zu verursachen. Er sollte aber gleichzeitig möglichst groß gewählt werden, weil dadurch der maximale Fehler der Phasenverschiebung reduziert wird, wie man später an Gleichung 5.9 erkennen kann. Es wird sich für vier parallel geschaltete SMD-Kondensatoren mit einer Kapazität von jeweils 2,7 nF entschieden. 5.1.1 Vergleich von RC-Netzwerken zur Verifizierung Das genutzte RC-Netzwerk benötigt mindestens zwei Widerstände um die Parameter Betrag und Phase variieren zu können. Es entstehen zwei sinnvolle Möglichkeiten zur Erzeugung eines solchen Netzwerks (Abbildung 5.1). Ihre Charakteristika werden im Folgenden untersucht und miteinander verglichen. Da sich stets die Kapazität auf die Phasenverschiebung auswirkt, kann der Einfluss der Toleranz nicht vollständig beseitigt werden. R1 R1 Z Variante A R2 C R2 Z Variante B C Abbildung 5.1: Verglichene RC-Netzwerke für die Verifizierung der Messverfahren 49 5 Verifizierung Die entstehenden Übertragungsfunktionen lauten: ZVarianteA = R1 + ZVarianteB = R2 1 + jωR2 C (5.1) R2 + jωR1 R2 C 1 + jωC ( R1 + R2 ) (5.2) Daraus resultieren die Phasenverschiebungen ! ϕVarianteA = − arctan ωR22 C R2 + R1 (1 + (ωR2 C )2 ) ! ϕVarianteB = − arctan ωR2 C 1 + (ωC )2 ( R1 R2 + R21 ) (5.3) (5.4) und die Beträge der Impedanz. s | ZVarianteA | = s | ZVarianteB | = ( R1 + R2 )2 + (ωR1 R2 C )2 1 + (ωR2 C )2 (5.5) R22 + (ωR1 R2 C )2 1 + (ωC )2 ( R1 + R2 )2 (5.6) Aus den Gleichungen ist nicht auf Anhieb erkennbar, welche Schaltung unempfindlicher gegenüber Toleranzen ist. Deshalb wird eine Fehlerabschätzung vorgenommen. Diese geschieht mit Hilfe des Totalen Differentials. Da der Vergleich für die anschließende Verifizierung durchgeführt wird, findet eine Abschätzung der maximalen absoluten Abweichung der Phasenverschiebung der Impedanz statt. Eine Abschätzung des wahrscheinlichsten Fehlers macht hier keinen Sinn, da auch ein unwahrscheinlicher, aber großer Fehler für die Verifizierung fatal wäre. Für die Widerstände, welche eine Toleranz von 1% besitzen, wird wegen des zusätzlichen Abgleichs mit der Messbrücke eine Toleranz von 0,1% angenommen. Als realistische Parameter einer Bioimpedanz wird ein Betrag von 300 Ω und eine Phasenverschiebung von -7◦ angenommen. Zum Vergleich der beiden RC-Netzwerke wird daher das Totale Differential auf die jeweilige Impedanz von ZVergleich = | Z | · e jϕ = 300 Ω · e j(−7 ◦) (5.7) angewendet. Die zur Realisierung dieser Impedanz benötigten Widerstandswerte R1 und R2 wurden numerisch ermittelt. Variante A: R1 = 213 Ω; R2 = 101 Ω 50 5 Verifizierung Variante B: R1 = 720 Ω; R2 = 486 Ω Die Kapazität beträgt stets C = 10, 8 nF Das totale Differential für die Phasenverschiebung der Schaltungsvariante A lautet ∂ϕVarianteA ∂ϕVarianteA ∂ϕVarianteA ∆R1 + ∆ϕmaxVarianteA = ∆R2 + ∆C ∂R1 ∂R2 ∂C 2 ωR2 C = ∆R1 ( R1 + R2 )2 + (ωR1 R2 C )2 − ωR C 2R + R ( ) 2 2 1 + ∆R2 2 2 2 2 (ωR2 C ) (ωR1 R2 C ) + ( R1 + R2 ) + R21 + ( R1 + R2 ) ωR22 R1 (ωR2 C )2 − R1 − R2 + ∆C 4 2 2 2 2 2 R1 (ωR2 C ) + (ωR2 C ) R1 + ( R1 + R2 ) + ( R1 + R2 ) (5.8) (5.9) Durch das Einsetzen der Zahlenwerte ergibt sich: ∆ϕmaxVarianteA −1, 79 · 10−3 rad 405 · 10−6 rad 213 Ω · 0, 1% + 101 Ω · 0, 1% = Ω Ω −8, 70 · 10−3 rad + 10, 8 nF · 1% nF = 86, 2 · 10−6 rad + 181 · 10−6 rad + 940 · 10−6 rad ∧ = 1, 20 · 10−3 rad = 0, 069◦ (5.10) (5.11) (5.12) Analog wurde die maximale Abweichung des Betrages abgeschätzt: ∆| Z |maxVarianteA = 0, 51 Ω (5.13) Für den Aufbau des RC-Netzwerkes nach Variante B ergibt sich folgende Fehlerabschätzung: ∆ϕmaxVarianteB = 76, 5 · 10−3 ◦ = 0, 077◦ (5.14) ∆| Z |maxVarianteB = 0, 47 Ω (5.15) Der Vergleich der beiden Netzwerke zeigt, dass beide Vor- und Nachteile aufweisen. Bei Variante A ist die Phasenverschiebung etwas unempfindlicher gegenüber den Bauteiltoleranzen, als bei Variante B. Variante B hat dafür den Vorteil, dass der gewünschte Betrag weniger durch die Toleranzen beeinflusst wird. Bereits erste Erfahrungen während der Inbetriebnahme der Phasenmessschaltungen zeigten, dass die Ergebnisse der Phasenmessungen nicht vollständig unabhängig von dem Betrag der Impedanz sind. Aus diesem Grunde ist es für die Verifizierung auch wichtig, dass der Betrag genau bestimmt werden kann. Wegen der stabileren Phasenver- 51 5 Verifizierung schiebung wird sich jedoch für die weitere Verifizierung für das RC-Netzwerk nach Variante A entschieden. Die hier festgestellten Charakteristika treffen natürlich nur auf diesen einen untersuchten Punkt zu und beweisen nicht eindeutig, dass die Variante A tatsächlich die beste Wahl ist. Der Betrag und die Phasenverschiebung der Schaltung sind nicht linear abhängig von R1 und R2 . Das hat zur Folge, dass ein nichtlineares Gleichungssystem mit zwei Unbekannten entsteht. Für die Erzeugung von Impedanzen mit vorgegebenen Beträgen und Phasenverschiebungen muss daher ein numerisches Verfahren gewählt werden. Deterministisch können die Werte von R1 und R2 nicht bestimmt werden. Es kann jedoch der Vorteil genutzt werden, dass zur Aufnahme einer Kennlinie der Phasenmessschaltungen die Phasenverschiebungen und Beträge nicht exakt äquidistant sein müssen. Aus diesem Grunde reicht es aus, das nichtlineare Gleichungssystem grafisch zu lösen. Dazu sind in Abbildung 5.2 jeweils die Gleichung für den Betrag und für die Phasenverschiebung des RC-Netzwerks in Abhängigkeit von R1 und R2 dargestellt. Abbildung 5.2: Abhängigkeit der Phase und des Betrages von den Widerständen R1 und R2 Im rechten Plot kann der Verlauf des gewünschten Betrages in Abhängigkeit von R1 und R2 ermittelt werden, im linken der Verlauf der gewünschten Phasenverschiebung. Da die Skalen für die Widerstände in beiden Plots identisch sind, können die Plots übereinander gelegt werden und aus dem Schnittpunkt des gewünschten Betrages und der gewünschten Phasenverschiebung R1 und R2 ermittelt werden. Insbesondere für Impedanzen mit höheren Beträgen kann das Verfahren gut genutzt werden. Die Widerstände werden unter Berücksichtigung der Verfügbarkeit so ausgewählt, dass die Beträge | Z | = 50 Ω, | Z | = 400 Ω und | Z | = 700 Ω jeweils mit Phasenverschiebungen von 52 5 Verifizierung ϕ = 0◦ ...12◦ realisiert werden können. Die Phasenverschiebungen sind dabei in Schritten von einem Grad variierbar. Damit nicht für jede einzelne Messung die jeweiligen Widerstände an die Kondensatoren gelötet werden müssen, wird eine Lochrasterplatine entworfen, die das Schalten der Widerstände ermöglicht. Abbildung 5.3 zeigt diese. Abbildung 5.3: Foto der Kalibrierplatine Da es sich um keine idealen Schalter handelt ist ihr Widerstand weder im geschlossenen Zustand Ron = 0 Ω, noch im geöffneten Zustand Ro f f = ∞ Ω. Dies wird dadurch berücksichtigt, indem die Widerstände erst im eingelöteten Zustand und inklusive der Schalterwiderstände mit der Messbrücke bestimmt werden. Die Zeitvarianz der Schalterwiderstände wird jedoch nicht berücksichtigt. 5.1.2 Durchführung der Verifizierung des statischen Verhaltens Für die Verifizierung werden zunächst die Widerstände der Kalibrierplatine gemessen. Dies geschieht mit dem Wayne Kerr Precision Component Analyzer 6425. Die Messungen erfolgen nach den im dazugehörigen Handbuch beschriebenen Parametern zum Erreichen von einer Genauigkeit von 0, 1% Phasenmess-IC Die Messungen fanden am 11.02.2013 in der Fachhochschule Lübeck statt. Bei der genutzten Messplatine handelt es sich um die Seriennummer 1, sie wurde von einem medizinischen Netzteil mit 5 VDC versorgt. Die Spannungsmessung des ICs fand wie in Abbildung 3.4 mit der Instrumentenverstärkerschaltung statt. Nachdem der Messaufbau in Betrieb genommen wurde, wurde eine Stunde vor Aufnahme der ersten Ergebnisse gewartet. Das hat das Ziel, thermische Änderungen der Elektronik während der Messungen zu minimieren. Die Messwertaufnahme 53 5 Verifizierung geschieht mit der LabView-Software mit einem Messintervall von 5 ms. Es wird einige Sekunden gewartet, bis ein stabiler Messwert vorliegt. Dieser wird über 10 Sekunden gemittelt. Die Umrechnung der empfangenen Messwerte „I“ und „Q“ des ICs in die entsprechende Phasenverschiebung wurden ebenfalls von der LabView-Software vorgenommen. Die Messergebnisse sind in Abbildung 5.4 dargestellt. Das Diagramm zeigt die mit dem IC ermittelten Phasenverschiebungen in Abhängigkeit der tatsächlichen Phasenverschiebung. Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -12,00 -10,00 -8,00 -6,00 -4,00 -2,00 0,00 -15,00 -20,00 -25,00 -30,00 -35,00 -40,00 Gemessene Phasenverschiebung φ(AFE4300) / ° -10,00 -45,00 |Z|=50 Ω |Z|=400 Ω |Z|=700 Ω Abbildung 5.4: Ergebnisse der statischen Verifizierung des Phasenmess-ICs, ϕ = 0◦ ... − 12◦ In der Abbildung ist auf Anhieb zu erkennen, dass ein großer Phasenoffset vorliegt. Dieser ist zusätzlich Abhängig vom Betrag der Impedanz. Außerdem liegt ein Vorzeichenfehler der Phasenverschiebung vor. Die Messung scheint erst bei Phasenverschiebungen von mindestens ϕ = −4◦ linear zu funktionieren. Aus diesem Grunde wird in der folgenden Abbildung 5.5 bloß dieser Bereich dargestellt. Zusätzlich sind die jeweiligen Regressionsgeraden und deren Formeln eingezeichnet. 54 5 Verifizierung Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -11,00 -10,00 -9,00 -8,00 -7,00 -6,00 -5,00 -4,00 -10,00 -15,00 y = -1,3055x - 28,206 -20,00 y = -1,3214x - 28,444 -25,00 -30,00 -35,00 y = -1,0981x - 44,376 -40,00 |Z|=50 Ω |Z|=400 Ω |Z|=700 Ω Linear (|Z|=50 Ω) Linear (|Z|=400 Ω) Gemessene Phasenverschiebung φ(AFE4300) / ° -12,00 -45,00 Linear (|Z|=700 Ω) Abbildung 5.5: Ergebnisse der statischen Verifizierung des Phasenmess-ICs mit Regressionsgeraden, ϕ = −4◦ ... − 12◦ An den Steigungen der Regressionsgeraden lässt sich erkennen, dass sie für Impedanzen mit höheren Beträgen sich zwar anpassen, bei niedrigen Beträgen jedoch stark abweichen. Da mit der I/Q-Demodulation gleichzeitig auch der Betrag der Impedanz bestimmt werden kann1 , stellen die unterschiedlichen Steigungen und Phasenoffsets keine großen Probleme dar. Von Interesse sind die Abweichungen der Messwerte von der Regressionsgeraden. Sie werden in den Fehlerkennlinien in Abbildung 5.6 prozentual dargestellt. 1 Die Betragsmessung wird im Rahmen dieser Arbeit nicht näher untersucht. 55 5 Verifizierung Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -12,00 -11,00 -10,00 -9,00 -8,00 -7,00 -6,00 -5,00 -4,00 8,00 6,00 4,00 0,00 -2,00 Linearitätsfehler / % 2,00 -4,00 -6,00 -8,00 Linearitätsfehler (|Z|=50 Ω) Linearitätsfehler (|Z|=400 Ω) -10,00 Linearitätsfehler (|Z|=700 Ω) Abbildung 5.6: Darstellung der Linearitätsfehler der Phasenmessung mit dem AFE4300, ϕ = −4◦ ... − 12◦ Die niedrigsten Linearitätsfehler über den betrachteten Bereich treten bei einem Betrag von | Z | = 50 Ω auf. Die Impedanzen mit höheren Beträgen weisen teilweise Linearitätsfehler von weit über 5% über den gesamten Messbereich verteilt auf. Ein Messen von Phasenverschiebungen mit einer linearisierten Kennlinie würde also große Fehler verursachen. Analoge Phasenmessschaltung Die Verifizierung der analogen Phasenmessschaltung erfolgte am 13.02.2013 in der Fachhochschule Lübeck. Es wurde die bereits für die Verifizierung des Phasenmess-ICs genutzte Kalibrierplatine verwendet. Die Messung der Shunt-Widerstände geschah mit dem Wayne Kerr Precision Component Analyzer 6425. Die analoge Phasenmessschaltung wurde mit ±15 VDC von dem Netzteil Toellner TOE8433 versorgt. Mit dem Funktionsgenerator Toellner TOE7401 und einer auf dem IC AD8130 von Analog Devices basierende spannungsgesteuerte Stromquelle wurde ein Wechselstrom erzeugt. Dieser hatte eine Frequenz von f i = 62, 5 kHz und eine Amplitude von 640 µA. Das entspricht etwa den Daten der Stromquelle des Phasenmess-ICs. Als Messplatine diente die Seriennummer 1. Sie wurde von einem medizinischen Netzteil mit einer Spannung von 5 VDC versorgt. Ihre Messdaten wurden mit der LabView-Software alle 5 ms aufgenommen. Um Effekte der Temperaturänderung zu minimieren begannen die ersten Messungen eine Stunde nach Einschalten des Messaufbaus. Bei der Aufnahme der Messwerte wurde zunächst einige 56 5 Verifizierung Sekunden gewartet, bis der Messwert stabil ist und dieser über 10 Sekunden gemittelt. Anders als beim Phasenmess-IC wird für die Bestimmung der Phasenverschiebung ein ShuntWiderstand benötigt. Die beiden Spannungseingänge der analogen Phasenmessschaltung können jeweils durch einen Instrumentenverstärker verstärkt werden. In der ersten Messung wurde einmalig ein Shunt-Widerstand von RShunt = 700 Ω ausgewählt und die Verstärkungen der Instrumentenverstärker auf G I N A,RShunt = G I N A,ZMess = 1 eingestellt. Das entspricht dem idealen Arbeitsbereich der analogen Phasenmessschaltung bei Impedanzen mit Beträgen von | Z Mess | = 700 Ω[13]. Die Messungen wurden unter der ausschließlichen Variation der zu messenden Impedanzen durchgeführt. Abbildung 5.7 stellt die Ergebnisse grafisch dar. -12,00 -10,00 Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -8,00 -6,00 -4,00 -2,00 0,00 60.000 50.000 40.000 30.000 20.000 10.000 |Z|=400 Ω |Z|=700 Ω Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 70.000 0 Abbildung 5.7: Messung der Phasenverschiebung mit der analogen Phasenmessschaltung mit konstanten Messparametern, ϕ = 0◦ ... − 12◦ Wie man sieht ist die Kennlinie für einen Betrag von | Z Mess | = 50 Ω nicht und für | Z Mess | = 400 Ω nur teilweise dargestellt. Grund dafür ist, dass die analoge Phasenmessschaltung bei großen Spannungsunterschieden instabil wird. Außerdem kann man erkennen, dass der Offset zwischen den Kennlinien sehr groß ist. Es konnte die Erfahrung gemacht werden, dass beide Instrumentenverstärker mit der gleichen Verstärkung arbeiten sollten, damit sich deren eigene Phasenverschiebung minimal auf das Ergebnis auswirkt. In der folgenden Abbildung 5.8 wurde die Phasenmessung wiederholt. Dabei wurden für jeden Betrag der Impedanz als Shunt-Widerstand RShunt = | Z Mess | verwendet und die Verstärkung der Instrumentenverstärker angepasst. 57 5 Verifizierung -12,00 -10,00 Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -8,00 -6,00 -4,00 -2,00 0,00 50.000 40.000 30.000 20.000 10.000 |Z|=50 Ω |Z|=400 Ω |Z|=700 Ω Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 60.000 0 Abbildung 5.8: Messung der Phasenverschiebung mit der analogen Phasenmessschaltung mit angepassten Shunt-Widerständen und INA-Verstärkungen, ϕ = 0◦ ... − 12◦ Durch die vorgenommenen Einstellungen sollten die Kurven übereinander liegen, da die Ausgangssignale der Instrumentenverstärker betragsunabhängig sein sollten. Ein erster Verdacht, weshalb diese Offsets entstehen, sind die noch immer an den Eingängen der Instrumentenverstärker während einer Messung vorliegenden Spannungsdifferenzen. Deshalb wurde eine Messreihe für | Z | = 400 Ω aufgenommen, bei der der Shunt-Widerstand um mehr als 2% variiert wird. Die Messergebnisse sind in Abbildung 5.9 zu sehen. 58 5 Verifizierung -12,00 Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -8,00 -6,00 -4,00 -10,00 -2,00 0,00 50.000 40.000 30.000 20.000 10.000 R_Shunt=391,7 Ω R_Shunt=400,4 Ω R_Shunt=411,8 Ω Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 60.000 0 Abbildung 5.9: Messung der Phasenverschiebung mit der analogen Phasenmessschaltung unter Variation des Shunt-Widerstandes, ϕ = 0◦ ... − 12◦ Man erkennt, dass die großen Offsets in Abbildung 5.8 vermutlich nicht durch Spannungsdifferenzen zwischen den beiden Eingängen der analogen Phasenmessschaltung entstehen. Es kommt daher nur in Frage, dass die Offsets durch die Eigenschaften der Instrumentenverstärker entstehen, oder durch Lastabhängigkeiten der Stromquelle. Weitere Untersuchungen finden aus zeitlichen Gründen nicht statt. Wie bereits bei dem Phasenmess-IC werden auch für die Kennlinien der analogen Phasenmessschaltung die Regressionsgeraden und deren Formeln in das Diagramm 5.10 eingezeichnet. 59 5 Verifizierung -12,00 -10,00 Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -8,00 -6,00 -4,00 -2,00 0,00 50.000 40.000 30.000 20.000 10.000 y = -3793,1x + 7811,6 y = -3891,7x + 4388,8 y = -3871,8x + 2169 |Z|=50 Ω |Z|=400 Ω |Z|=700 Ω Linear (|Z|=50 Ω) Linear (|Z|=400 Ω) Linear (|Z|=700 Ω) Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 60.000 0 Abbildung 5.10: Messung der Phasenverschiebung mit der analogen Phasenmessschaltung mit angepassten Shunt-Widerständen und INA-Verstärkungen inkl. Regressionsgeraden, ϕ = 0◦ ... − 12◦ Die daraus resultierenden Fehlerkennlinien sind in Abbildung 5.11 dargestellt. -12,00 -10,00 Tatsächliche Phasenverschiebung φ / ° -8,00 -6,00 -4,00 -2,00 0,00 4,00 3,00 1,00 0,00 Linearitätsfehler / % 2,00 -1,00 -2,00 Linearitätsfehler (|Z|=50 Ω) Linearitätsfehler (|Z|=400 Ω) -3,00 Linearitätsfehler (|Z|=700 Ω) Abbildung 5.11: Darstellung der Linearitätsfehler der Phasenmessung mit der analogen Phasenmessschaltung, ϕ = 0◦ ... − 12◦ 60 5 Verifizierung Man erkennt, wie die vorherigen Plots vermuten ließen, deutlich bessere Fehlerkennlinien als mit dem Phasenmess-IC. Insbesondere bei den Messungen mit | Z Mess | = 400 Ω und | Z Mess | = 700 Ω bleibt der Linearitätsfehler fast während des gesamten Messbereichs unter 1%. Die schlechten Ergebnisse für | Z Mess | = 50 Ω können mit den kleinen auftretenden Spannungen an Z Mess und RShunt erklärt werden, die stark verstärkt werden. Während der Aufnahme der statischen Kennlinien fiel auf, dass sowohl die Messwerte der analogen Phasenmessschaltung, als auch die des Phasenmess-ICs in einem Zeitintervall von 10 Sekunden um ca. 0,1◦ ...0,3◦ schwanken. Es handelt sich dabei nicht um eine hochfrequentes Rauschen. Die Schwankungen des Phasenmess-ICs haben ein sprunghaftes Verhalten, welches mit steigenden Beträgen der Impedanz zunimmt. Bei der analogen Phasenmessschaltung handelte es sich um ein sehr niederfrequentes Schwingen ( f Schwing ≈ 0, 1Hz) Dieses Driften der Messwerte konnte nicht eliminiert werden und hat für beide Verfahren eine Messgenauigkeit von 0,3◦ zur Folge. 5.2 Dynamisches Verhalten Das dynamische Verhalten eines Messgerätes beschreibt die Abhängigkeit der Messergebnisse von zeitlichen Änderungen. Schnelle Änderungen der Phasenverschiebung lösen beispielsweise schnelle Änderungen der Ausgangsspannung der analogen Phasenmessschaltung aus. Da deren Ausgang jedoch aus einem Tiefpass mit großer Zeitkonstante besteht, wird eine gewisse Reaktionszeit benötigt, bis die Ausgangsspannung korrekt ausgegeben wird. Erfolgen die Phasenänderungen zu schnell, werden die Messungen verfälscht. Diese Art von Verzögerungen werden durch Verzögerungsglieder verursacht [22]. Zum Vergleich der beiden Messschaltungen wird jeweils die Reaktion auf den gleichen Phasensprung aufgenommen. Dieser Sprung wird bei einer Impedanz von | Z | = 700 Ω durchgeführt. Realisiert wird dieser Sprung durch das Schalten eines Widerstandes auf der Kalibrierplatine. Die Änderung des Betrages der Impedanz ist gering genug, um sie für diese Messung vernachlässigen zu können. In den Abbildungen 5.12 und 5.13 sind die Sprungantworten dargestellt. 61 5 Verifizierung Zeit / s 0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70 0,80 0,90 1,00 44,00 43,00 42,00 41,00 40,00 39,00 38,00 37,00 36,00 Gemessene Phasenverschiebung φ(AFE4300) / ° 45,00 35,00 Phasensprung 8° -> 12°, |Z|=700 Abbildung 5.12: Aufgenommene Sprungantwort des Phasenmess-ICs bei einem Phasensprung von 8◦ nach 12◦ Zeit / s 0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70 0,80 0,90 1,00 53.000 51.000 49.000 47.000 45.000 43.000 41.000 39.000 37.000 Phasensprung 8° -> 12°, |Z|=700 Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 55.000 35.000 Abbildung 5.13: Aufgenommene Sprungantwort der analogen Phasenmessschaltung bei einem Phasensprung von 8◦ nach 12◦ 62 5 Verifizierung Man erkennt, dass die Messung mit dem Phasenmess-IC wesentlich träger ist, als die der analogen Phasenmessschaltung. Während bei der analogen Phasenmessschaltung nur ca. 0,06 Sekunden zum Erreichen eines stabilen Messwertes benötigt werden, benötigt das Phasenmess-IC mehr als 0,3 Sekunden. Die lineare Steigung der Messwerte der analogen Phasenmessschaltung kommt nicht durch ihr elektrisches Verhalten zustande. Verantwortlich dafür die 10-fache gleitende Mittelwertbildung, die auch bei der Aufnahme der Sprungfunktionen genutzt wird. Abbildung 5.14 zeigt den zeitlichen Verlauf ohne Mittelwertbildung. Die roten Markierungen stellen die Messpunkte dar. Zeit / s 0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70 0,80 0,90 1,00 53.000 51.000 49.000 47.000 45.000 43.000 41.000 39.000 37.000 Phasensprung 8° -> 12°, |Z|=700 Gemessene Phasenverschiebung φ(analoge Phasenmessschaltung) / ADC-Wert 55.000 35.000 Abbildung 5.14: Aufgenommene Sprungantwort der analogen Phasenmessschaltung bei einem Phasensprung von 8◦ nach 12◦ Man erkennt, dass die Dauer der Messwertänderung zu gering ist, um sie mit der Abtastrate der Messplatine aufzeichnen zu können. Das bedeutet, dass die analoge Phasenmessschaltung sehr schnelle Phasenänderungen detektieren könnte. Auf eine Mittelwertbildung kann jedoch wegen des Rauschens des Signals nicht verzichtet werden. Während einer 14-stündigen Langzeitmessung wurde bei dem Phasenmess-IC ein Drift des Messwertes um 3◦ festgestellt. Ein regelmäßiges Kalibrieren scheint unabdinglich zu sein. Ein weiteres Problem ist, dass die IQ-Demodulation des AFE4300 scheinbar nicht mit der Stromquelle synchronisiert ist. Nach jedem Reset des Bauelements ändert sich der Phasenoffset und das IC muss neu kalibriert werden. Nach Angaben von Texas Instruments-Mitarbeitern im InternetForum ‘"TI E2E“2 wird demnächst ein Application Report zum richtigen Messen mit dem AFE4300 veröffentlicht. 2 http://e2e.ti.com/ 63 5 Verifizierung 5.3 Beurteilung der Messsysteme Um die Ergebnisse der Verifizierung beurteilen zu können, muss bekannt sein, in welchen Bereichen bei den späteren Messungen eine Variation der Phasenverschiebung zu erwarten ist. Dazu werden Messungen mit dem aktuell von der Arbeitsgruppe verwendeten Verfahren [10][11] aufgenommen. Da es kein EKG als zeitlichen Bezug aufnehmen kann, wird die Pulskurve dazu genutzt. Bei dem Verfahren handelt es sich um ein FPGA-basiertes Messsystem mit einem PCInterface. Die Auswertung der Messungen erfolgt im PC. Zur Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung werden die Signale digitalisiert und mittels einer komplexen diskreten Fourier-Transformation in den Frequenzbereich transformiert. Das jeweils im Spektrum entstehende Maximum stellt die Grundfrequenz des ungestörten Signals dar, dessen Phasen voneinander subtrahiert werden können [1]. Die beiden folgenden Abbildungen zeigen den zeitlichen Verlauf von Pulskurve und Phasenverschiebung der Bioimpedanz. Die Messung zu Abbildung 5.15 wurde mit einer Vierpunktmessung von Handgelenk zu Schulter aufgenommen. Abbildung 5.16 zeigt die Ergebnisse einer Vierpunktmessung zwischen dem linken und dem rechten Handgelenk. Die jeweiligen Messwerte entstehen aus der Mittelung über 50 Perioden und haben eine Abtastrate von 1,3 kHz. Die so entstehenden Werte der Phasenverschiebung werden erneut 50-fach gleitend gemittelt. Zeit/ s 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 2,50 -6,852 3,00 3,50 4,00 169,00 -6,854 168,95 168,90 -6,858 168,85 Betrag / Ω Phase / ° -6,856 -6,86 168,80 -6,862 -6,864 168,75 Betrag Phasenverschiebung Abbildung 5.15: Herkömmliche Phasenmessung [1] mit Pulskurvenmessung als zeitlichen Bezug, Vierpunktmessung zwischen Handgelenk und Schulter 64 5 Verifizierung Zeit/ s 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 2,50 3,00 3,50 4,00 -5,476 364,95 -5,477 -5,478 364,85 364,75 -5,48 364,65 -5,481 -5,482 Betrag / Ω Phase / ° -5,479 364,55 -5,483 364,45 -5,484 -5,485 Betrag Phasenverschiebung 364,35 Abbildung 5.16: Herkömmliche Phasenmessung [1] mit Pulskurvenmessung als zeitlichen Bezug, Vierpunktmessung zwischen den beiden Handgelenken Man erkennt insbesondere bei der Messung zwischen den Handgelenken äquidistante Maxima und Minima der Phasenverschiebung. Die ermittelten Änderungen der Phasenverschiebung betragen jedoch weniger als 0,01◦ . Diese Auflösung kann mit den beiden in dieser Arbeit verglichenen Verfahren bei weitem nicht dargestellt werden. 65 6 Messungen In diesem Abschnitt der Arbeit werden die entwickelten Messverfahren am Menschen durchgeführt. Begonnen wird mit der EKG-Schaltung. Anschließend werden das Phasenmess-IC und die analoge Phasenmessschaltung miteinander verglichen. 6.1 EKG-Messung Um kontrollieren zu können, ob der qualitative Verlauf des gemessenen EKG-Signals realistisch ist, wird er mit einem idealen EKG-Signal vergleichen. Dazu dient Abbildung 6.1. Abbildung 6.1: Idealer EKG-Signalverlauf [20] Das mit der Messplatine aufgenommene Signal ist ungefiltert in Abbildung 6.2 dargestellt. Die in der LabView-Software genutzte Abtastzeit beträgt TMessEKG = 4 ms. 66 6 Messungen Zeit / s 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 2,50 3,00 3.600 3.400 3.000 2.800 2.600 EKG-Signal / ADC-Wert 3.200 2.400 2.200 2.000 EKG-Signal Abbildung 6.2: Ungefiltertes EKG-Signal, gemessen mit der Messplatine Beim Vergleich des realen EKG-Signals mit dem idealen kann eine große Ähnlichkeit entdeckt werden. An der vertikalen Skala in Abbildung 6.2 kann außerdem festgestellt werden, dass ein großer Teil des Aussteuerbereiches des 12-Bit-ADCs genutzt wird, was eine feine Abstufung der Messwerte zur Folge hat. Werden die Elektrodenanschlüsse RA und LA vertauscht, kann noch immer das gesamte EKG invertiert vom ADC abgetastet werden. 6.2 Messung der Phasenverschiebung Bei den Messungen mit dem bisherigen Verfahren der Arbeitsgruppe (Abbildungen 5.15 und 5.16) entstanden wesentlich deutlichere Ergebnisse bei der Messung zwischen den beiden Handgelenken. Deshalb werden die folgenden Messungen mit dem Phasenmess-IC und der analogen Phasenmessschaltung auch als Vierpunktmessung zwischen den beiden Handgelenken stattfinden. Abbildung 6.3 zeigt die Messdaten des Phasenmess-ICs. Die Werte der Phasenverschiebung sind 10-fache gleitende Mittelwerte. 67 6 Messungen Zeit/ s 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 2,50 24,45 3,00 2.900 2.800 24,4 2.700 Phase / ° 2.500 24,3 2.400 EKG / ADC-Wert 2.600 24,35 2.300 24,25 2.200 24,2 EKG Phasenverschiebung 2.100 Abbildung 6.3: Messergebnisse der Phasenmessung mit dem Phasenmess-IC, Vierpunktmessung zwischen den beiden Handgelenken Man kann zwar zeitabhängige Variationen der gemessenen Phasenverschiebungen erkennen, jedoch handelt es sich bei ihnen um Messfehler. Die bei der Verifizierung festgestellte Messgenauigkeit von 0,3◦ reicht bei weitem nicht aus, um die auftretenden Variationen messen zu können. Betrachtet man das EKG-Signal als zeitliche Referenz, sieht man, dass die Schwankungen der Messwerte nicht mit dem Herzschlag korrelieren. Die deutliche Verschlechterung des EKGSignals ist auf den durch den Körper fließenden Wechselstrom zurückzuführen. Abbildung 6.4 stellt die Messwerte der analogen Phasenmessschaltung dar. Auch bei diesen Messwerten handelt es sich um 10-fache gleitende Mittelwerte. 68 6 Messungen Zeit/ s 0,00 0,50 1,00 1,50 23450 2,00 2,50 3.300 23400 3.100 2.900 23300 2.700 23250 2.500 EKG / ADC-Wert Phase / ADC-Wert 23350 23200 2.300 23150 23100 EKG Phasenverschiebung 2.100 Abbildung 6.4: Messergebnisse der Phasenmessung mit der analogen Phasenmessschaltung, Vierpunktmessung zwischen den beiden Handgelenken Wie bereits beim Phasenmess-IC reicht auch hier die Messgenauigkeit von 0,3◦ nicht aus. Es ist daher kein Zusammenhang zwischen dem Herzschlag und der gemessenen Phasenverschiebung erkennbar. Eine Umrechnung der ADC-Werte in Phasenverschiebungen ist daher nicht nötig. Da der Betrag der Impedanz zudem nicht bestimmt wurde, kann die absolute Phasenverschiebung nicht korrekt ermittelt werden. 69 7 Zusammenfassung und Ausblick Bei der Bioimpedanzmessung handelt es sich um ein Verfahren, welches die Impedanz von organischem Gewebe zwischen Elektroden bestimmt. In der Medizintechnik wird es in vielen Anwendungen, wie zum Beispiel zur Bestimmung der Gewebezusammensetzung, genutzt. Die Messung der Bioimpedanz in Abhängigkeit der Zeit ermöglicht die Aufzeichnung einer durch das Herz verursachten Veränderung des Betrages der Impedanz. Diese zeitlichen Betragsänderungen entstehen durch die Herzpulsation und geben Anlass zur Annahme, dass auch eine Variation der Phasenverschiebung stattfindet. Ziel dieser Bachelorarbeit war es, zwei Verfahren zur zeitabhängigen Bestimmung der Phasenverschiebung von Bioimpedanzen zu vergleichen. Es handelte sich bei ihnen um ein in einer vergangenen Projektarbeit entwickeltes Verfahren und um eine Lösung in Form einer integrierten Schaltung. Das Verfahren der Projektarbeit ist die Subtraktion zweier phasenverschobener Signale mittels einer analogen elektronischen Schaltung. Das in dem IC AFE4300 von Texas Instruments genutzte Verfahren zur Bestimmung der Phasenverschiebung arbeitet mit der I/QDemodulation. Um beide Messprinzipien miteinander zu vergleichen wurde eine Hardware entwickelt, die in der Lage ist, mit beiden Verfahren Messungen aufzunehmen und diese mittels eines Mikrocontrollers an einen PC zur Auswertung zu senden. Um einen zeitlichen Bezug zum Herzschlag detektieren zu können, wurde zusätzlich eine EKG-Schaltung realisiert. Es wurde anschließend ein Leiterplatten-Layout entworfen und die Mess-Platine von einem externen Dienstleister gefertigt. Die Programmierung der Mikrocontroller-Firmware erfolgte in der Programmiersprache C. Die PC-Software zur grafischen Auswertung der Messungen wurde mit LabView erstellt. Nachdem beide Messsysteme erfolgreich in Betrieb genommen wurden, stellte sich bei den Verifizierungen heraus, dass ihre Auflösungen unter den Erwartungen liegen. Die erzielbaren Messgenauigkeiten reichen zwar für viele Anwendungen zur Bestimmung der Gewebezusammensetzung aus, können jedoch eine zeitliche Variation der Phasenverschiebung in Abhängigkeit des Herzschlages nicht detektieren. Sowohl mit dem Phasenmess-IC, als auch mit der analogen Phasenmessschaltung können, nachdem die Systeme kalibriert wurden, Phasenänderungen mit einer Auflösung von 0,1◦ bis 0,3◦ bestimmen. Benötigt wird für das Detektieren der zeitlichen Änderungen der Phasenverschiebung aber mindestens die zehnfache Auflösung. Bei der Aufnahme der Messungen fiel auf, dass beide Verfahren Schwachstellen aufweisen. Das Phasenmess-IC muss nach derzeitigem Kenntnisstand nach jedem Reset neu kalibriert werden. Außerdem driften die Messwerte über Zeiträume von mehreren Stunden um einige Grad. Das beobachtete Messverhalten in Abhängigkeit der Zeit lässt keine weiteren großen Verbesserungen der Ergebnisse durch Mittelwertbildungen vermuten. 70 7 Zusammenfassung und Ausblick Die analoge Phasenmessschaltung hat noch Verbesserungspotential. Da deren Ausgangssignal von Rauschen überlagert ist, welches durch den passiven Tiefpass des Ausganges nicht beseitigt wird, sollte ein Filter höherer Ordnung gewählt werden. Den größten Einfluss auf die Messungenauigkeit hat jedoch ein sehr niederfrequentes Schwingen mit einer Periodendauer von ca. TSchwing ≈ 15 s. Wird die Ursache behoben, steigt vermutlich die Messgenauigkeit des Systems erheblich. Eine weitere Verbesserung verspricht der Aufbau der Schaltung auf einer PCB mit SMD-Komponenten, anstatt auf einer Lochrasterplatine. Der Vergleich der dynamischen Eigenschaften ergab, dass das Phasenmess-IC wesentlich träger auf Phasenänderungen reagiert als die analoge Phasenmessschaltung. Die EKG-Aufzeichnung funktioniert sehr gut und kann als zeitliche Referenz problemlos genutzt werden. Es gilt jedoch noch zu untersuchen, wie stark sich das Aufnehmen des EKGs auf die Phasenmessung auswirkt und umgekehrt. Die Firmware des Mikrocontrollers und die Kommunikation mit dem PC funktionieren zwar zuverlässig, können aber noch optimiert werden. Ein besser implementiertes Protokoll würde die Datenrate stark reduzieren. Außerdem könnte durch Firmwareänderungen eine SD-Karte zur Datenaufzeichnung genutzt werden, um so portable Langzeitmessungen zu ermöglichen. 71 Literaturverzeichnis [1] A RDELT, G. : Untersuchung der Elektrode-Haut-Impedanz mit kohlenstoffbasierten Elektroden, Fachhochschule Lübeck, Diplomarbeit, 2012 [2] A XELSON, J. : USB Handbuch für Entwickler. 1. Auflage. 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Vieweg Verlag, 2006. – ISBN 3-528-04126-9 x A CD Inhalt Die beigefügte CD 1 beinhaltet das folgende Material : • Bachelorarbeit Diese Bachelorarbeit und eine Zusammenfassung dieser Bachelorarbeit in den Formaten .pdf und als LATEXQuellen (.tex). • Schaltplan & Layout OrCAD Capture- und OrCAD PCB-Projektdateien und den Schaltplan im .pdf-Format. • Simulationen LTSpice-Simulationsdateien zu analogen Schaltungskomponenten. • Quellcodes Atmel Studio 6.0-Projekt der Mikrocontroller-Firmware und das National Instruments LabView 2012-Projekt der PC-Auswertesoftware. • Messergebnisse Alle Messergebnisse in Form von Microsoft Excel 2010-Dateien. 1 Die CD kann bei den Betreuern der Bachelorarbeit eingesehen werden. xi
