HF-Transponder
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HF-Transponder-Technologie Vorlesung RFID Systems Michael Gebhart TU Graz, Sommersemester 2011 Inhalt Energiebetrachtung für den Transponder • • • • Spannung an unbelasteter Antenne Spannung am realen Transponder Ansprechfeldstärke Transponder-System-Eigenschaften: Messung der Resonanzfrequenz und der Güte Quasi-Statische Rückwirkung auf den Reader, „Card Loading“ • • • • Strom in der Transponder-Antenne Magnetisches Moment als Funktion von H Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung Dem Reader entnommene Leistung Leistung für den Transponder-Chip Spezialfälle • • • Mehrere Transponder im Reader-Feld Kleine Transponder-Antennen: Energiebetrachtung Erhöhung der Lastmodulation • Topologie mit Parallelkapazität • Topologie mit Serienkapazität RFID Systems LV 440.417 Seite 2 Ein paar Überlegungen zum Analog-Frontend RFID Systems Seite 3 Funktionen im Transponder-Chip im Überblick Der Transponder kann in den Analog- und Digitalteil unterteilt werden. Der Analogteil ist für die Luftschnittstelle wesentlich und stellt für den Betrieb des Digitalteils nötige Voraussetzungen zur Verfügung. Transponder-Karte, Smart Label Analog-Teil Schleifenantenne Transponder Chip Taktgewinnung Spannungsregler Modulator, Demodulator Digital-Teil Encoder, Decoder Rahmenbildung ZugriffsSteuerung Daten Speicher CPU CRC Analogteil: Digitalteil: Überspannungsschutz, Decoder (erkennt Reader-Kommandos), Resonanzkapazität, Encoder (für Flussrichtung Transponder => Reader), Taktgewinnung (aus 13,56 MHz Träger), Rahmenbildung für Datenübertragung (Puffer...), Spannungsregler (vulgo Limiter), Fehlersicherung (je nach Protokoll z.B. CRC), Demodulator für Reader-Kommandos, Zugriffs-Steuerung (auch Rechte, Verschlüsselung,...), Modulator für Lastmodulation Programm- und / oder Datenspeicher RFID Systems LV 440.417 Seite 4 Versorgung des Chips aus dem Feld Da eine geringe Leistungsaufnahme bei Transpondern ein Schlüsselkriterium ist, werden Schaltungen in MOS-Technologie integriert. Die Antenne des Transponders sieht im Betrieb sehr unterschiedliche H-Feldstärken, während der Digitalteil des Chips mit einer konstanten Spannung betrieben werden soll. Als erster Schritt ist daher eine Regelschaltung zur Begrenzung der Spannung wichtig. Zugleich muss diese Schaltung sinnvoll so implementiert sein, dass wichtige Regeln im Chip-Design eingehalten werden. Als Ausgangspunkt der Überlegung kann die Antenne im Feld als Konstantstromquelle für den Chip betrachtet werden. Einerseits möchte man bei geringer H-Feldstärke schon die zum Betrieb des Chips nötige Spannung erreichen. Andererseits muss bei höherer Feldstärke die Verlustleistung am Chip möglichst gering gehalten werden, da die integrierten Strukturen sehr klein sind und sich nicht zu sehr erhitzen dürfen. Die Verlustleistung ist hier etwa proportional zur Spannung bzw. zum Strom an den AntennenAnschlüssen (nicht quadratisch proportional!). Man möchte daher nicht nur die Spannung (hinter dem Eingangsgleichrichter) für den Digitalteil, sondern auch die Spannung an den Antennenanschlüssen (über einen weiten Feldstärkebereich) möglichst konstant halten. Daher sucht man nach einer möglichst guten Kontrolle über diese Eingangsspannung, nach einer Regelschaltung. RFID Systems LV 440.417 Seite 5 Versorgung des Chips aus dem Feld RFID Systems LV 440.417 Seite 6 Eingangsgleichrichter Der Eingangsgleichrichter der Schaltung besteht aus n-Kanal-MOS-FETs des Anreicherungstyps, welche auf zwei unterschiedliche Arten betrieben werden: Drain Gate Bulk Source Q1, Q2, Q6 und Q7 werden als MOS-Dioden betrieben. Sie arbeiten somit als Dioden, weisen jedoch gegenüber einer PN-Diode eine flachere Kennlinie auf. Kennlinie der PN-Diode ~ ex, Kennlinie der MOS-Diode ~ x² Die Kennlinie der MOS-Diode erlaubt damit bei geringem Strom (in geringerem Feld) eine etwas größere Ausgangsspannung als die PN-Diode, hat jedoch bei größerem Strom im Vergleich zur PNDiode eine geringere Ausgangsspannung. RFID Systems LV 440.417 Seite 7 Eingangsgleichrichter Q3 und Q4 hingegen werden als echte Schalter betrieben, die von der Wechselspannung des jeweils anderen Antennenanschlusses auf natürliche Weise gesteuert werden. An diesen beiden Transistoren fällt daher fast gar keine Spannung ab. Hinweis: Beim Standard-CMOS-Chip Design ist das Substrat immer auf GND gelegt. Es ist eine wichtige Regel, dass am gesamte Chip keine negativere Spannung als am Substrat auftreten darf, da sonst parasitäre Transistoren aufgesteuert werden könnten, die in der Halbleiter-Schichtstruktur immer vorhanden sind! Q1, Q2, Q6 und Q7 könnten prinzipiell auch geschaltet werden, jedoch als N-MOS-Anreicherungstyp wäre dafür eine Steuerspannung nötig, die über der DrainAusgangsspannung liegt (=> woher kommt die höhere Spannung, bei geringem Feld?), ausgeführt als P-MOS-Anreicherungstyp wäre Schalten möglich, jedoch besteht bei „make before breake“ auch die Gefahr von Querströmen, die dem Transponder wieder Leistung entziehen. RFID Systems LV 440.417 Seite 8 Regelschaltung für Konstantspannung Um nun die Spannung „außen“ an den Chip-Anschlüssen zur Antenne, und „innen“ zum Digitalteil hin konstant zu halten, bedient man sich einer Regelschaltung mit Operationsverstärker und steuerbarem Shunt-Widerstand. Im Betrieb des Transponders kann (normalerweise aus einer Bandgap-Referenzquelle) eine sehr konstante (unveränderliche) Spannung als Referenz für den Operationsverstärker erzeugt werden. Der Operationsverstärker vergleicht nun die Spannung für den Digitalteil des Chips (welche durch einen Spannungsteiler geeignet heruntergeteilt wurde) mit der Konstantspannung. Steigt die Spannung für den Digitalteil etwas an, so wird Q5 als regelbarer Shunt etwas niederohmiger, es fließt über ihn etwas mehr Strom nach GND ab. Da wir die Antenne im Feld als Stromquelle betrachten, übernimmt der Zweig mit dem Shunt also das Mehr an Strom, und die Spannung für den Digitalteil bleibt idealerweise konstant. Fällt die Spannung für den Digitalteil etwas ab, so wird der regelbare Shunt hochohmiger, es fließt weniger Strom über diesen Zweig, somit kann die Spannung am Digitalteil (ideal) wieder auf den alten Wert ansteigen. RFID Systems LV 440.417 Seite 9 Regelschaltung für Konstantspannung Man kann die Schaltung daher auch als einen Knoten auffassen, in den ein veränderlicher Strom von der Antenne her einfließt, und aus dem einerseits ein konstanter Strom ausfließt (Zweig zum Digitalteil), andererseits ein zweiter Zweig mit veränderlichem Strom, der alles über den vom Digitalteil benötigten Strom hinaus gegen GND abfließen läßt. Interessant ist nun noch der Aspekt, dass nicht nur die Spannung nach „innen“, zum Digitalteil hin konstant gehalten wird (unter der Annahme, dass der Digitalteil konstanten Strom verbraucht), sondern ebenfalls die Spannung nach „außen“, an den Antennenanschlüssen. Zwischen diesen beiden Spannungen liegt der Spannungsabfall an Q6 / Q7. Wenn wir jedoch konstanten Strom zum Digitalteil hin annehmen, werden diese beiden MOS-Dioden immer im selben Arbeitspunkt betrieben. Der Spannungsabfall über sie bleibt daher - unabhängig vom Antennenstrom - gleich, und wird durch die MOS-Diode und den Strom zum Digitalteil hin bestimmt. Der Regelbereich wiederum ist durch den Spannungsabfall an Q1/2 + Q5 bestimmt. Wenn (bei hoher Feldstärke) der Strom im geregelten Zweig so groß wird, dass alle Spannung an Q1/2 abfällt, kann nicht mehr geregelt werden, und die Spannung am Antennenanschluss steigt wieder an. RFID Systems LV 440.417 Seite 10 Regelung der Versorgungsspannung (für Digitalteil) Iconst IANT IVAR RFID Systems Seite 11 Taktgewinnung (für Digitalteil) Der Takt kann vorteilhaft direkt aus dem H-Feld, aus der 13,56 MHz Trägerfrequenz abgeleitet werden. Für niedrige Taktfrequenzen wird dazu lediglich ein Komparator und gegebenenfalls mehrere TeilerStufen benötigt. Für höhere Taktfrequenzen kann beispielsweise eine PLL verwendet werden. RFID Systems Seite 12 Demodulator (für Reader-Kommando) Es gibt verschiedene Demodulator-Konzepte, der Demodulator könnte direkt auf die Eingangsspannung schauen, oder auf die Regelspannung bzw. den Regelstrom. Es kann ein Komparator oder ein ADC eingesetzt werden, meist wird eine Referenzspannung mit längerer Zeitkonstante dem Feld nachgeregelt. RFID Systems Seite 13 Modulator (für Lastmdodulation) Moduliert werden kann vor oder nach dem Eingangsgleichrichter, es kann die Resonanzkapazität C1 verändert werden, oder wie hier dargestellt, in einem weiteren Zweig ein durch die Modulation veränderlicher Strom eingeführt werden. RFID Systems Seite 14 Energiebetrachtung für den Transponder RFID Systems LV 440.417 Seite 15 Spannung an unbelasteter Antenne Nehmen wir ein magnetisches Wechselfeld (Sinus-Schwingung). Die induzierte Spannung in eine leerlaufende Schleifenantenne ergibt sich nach ui (t ) → Ui dΦ (t ) = − dt = Φ ⋅ω = [B ⋅ AW ]⋅ ω = [(µ ⋅ H ) ⋅ (N ⋅ A)]⋅ ω Haben wir außerdem einen Winkel zwischen Feld-Richtungsvektor und der Antennenfläche, so wirkt nur die Projektionsfläche der Antenne α ω...............Träger-Kreisfrequenz N................Windungszahl H AW.............Antennenwirkfläche µ................Permeabilität H................Feldstärke (homogenes Feld) cosα...........Winkel Antennen-Achse zu Feldvektor U i = ω ⋅ N ⋅ A ⋅ µ ⋅ H ⋅ cos α RFID Systems LV 440.417 Seite 16 Spannung an unbelasteter Antenne Haben wir ein Resonanzsystem, so spielt auch die Güte in dem System entscheidend mit. Die induzierte Spannung erhöht sich um die Systemgüte. Allgemein ergibt sich die Güte als während einer Periodendauer im System gespeicherte Energie (elektrische Energie der Kapazität oder magnetische Energie der Induktivität) pro Verlustleistung. Energie W Q =ω Leistung P → P= ω WE → P= ω WM Q Q = ω CuC 2 = ω L iL 2 2Q 2Q = = ω CU C ,eff 2 Q ω L IL2 Q Mit Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz kann man die überhöhte Spannung (Amplitude, Effektivwert bei Sinussignal) an einer Transponder-Antenne vereinfacht so darstellen U i = ω ⋅ N ⋅ A ⋅ QT ⋅ µ ⋅ H ⋅ cos α QT...............Güte des Transponderschwingkreises (im Betrieb) Für andere Resonanzfrequenzen ist noch eine genauere Betrachtung des Netzwerkes erforderlich: RFID Systems LV 440.417 Seite 17 Spannung am realen Transponder (I) Sehr vereinfacht kann die Antenne und die induzierte Spannung, sowie die wesentlichen Elemente des Transponderchips, wie in folgendem ESB dargestellt werden: LA ui RA uC Antenne R R RFID Systems CC RC Chip RC UC sRC CC + 1 = RC U i R + sL + A A sRC CC + 1 1 sC sL Impedance Laplace 1 1 =−j jωC ωC j ωL LV 440.417 Fourier Seite 18 Spannung am realen Transponder (II) RC sRC CC + 1 UC = Ui ⋅ RC RA s + sLA + sRC CC + 1 UC = Ui ⋅ sRC CC + 1 ⋅ sRC CC + 1 RC (RA + sLA ) ⋅ (sRC CC + 1) + RC UC = Ui ⋅ 1 1 (RA + sLA ) ⋅ sCC + + 1 RC RFID Systems 1 R ⋅ C 1 RC s → jω LV 440.417 Die Gleichung wird umgeformt und vereinfacht. Die Gleichung wird umgeformt und vereinfacht. An dieser Stelle kann man s durch jω ersetzen. Seite 19 Spannung am realen Transponder (III) UC = Ui ⋅ 1 1 (RA + jω LA ) ⋅ jω CC + + 1 RC 1 UC = Ui ⋅ jω C C R A − ω 2 L A C C + 1 UC = Ui ⋅ 1 2 ω jω CC RA + 1 − 2 ω RES UC = Ui ⋅ 1 ω 1 ⋅ j ω RES Q0 2 ω + 1 − 2 ω RES RFID Systems mit mit LACC ≡ mit RA ≡ 1 << jω CC RC 1 ω RES 2 ω RES ⋅ LA Q0 Wenn man den Transponder-Strom vernachlässigt... ...und die ResonanzKreisfrequenz einsetzt... und CC ≡ 1 ω RES 2 LA unter Berücksichtigung der Antennen-Güte (unloaded Q-factor) folgt schließlich die Formel auf der linken Seite: LV 440.417 Seite 20 Spannung am realen Transponder (IV) Für die Spannungsbeträge gilt somit für alle Resonanzfrequenzen (unter Vernachlässigung der Belastung durch den Chip): UC = Ui ⋅ 1 ω 1 j ⋅ ω RES Q0 2 ω + 1 − 2 ω RES Wenn man nun die Resonanz-Kreisfrequenz ωRES der Trägerkreisfrequenz ω gleichsetzt und kürzt, erkennt man den eingangs erwähnten Spezialfall 1 UC = Ui ⋅ j⋅ 1 + (0) Q0 RFID Systems = Q0 ⋅U i LV 440.417 Seite 21 Ansprechfeldstärke (I) Betrachten wir nun den Transponder, ohne den Chip-Strom zu vernachlässigen, und • rechnen die parasitäre parallele Antennenkapazität zur Kapazität von Chip und Verbindung LA CT = C ANT + CCHIP + CCON • ui uC Antenne rechnen den parallelen Antennen-Wirkwiderstand (an 13,56 MHz) zum Chip-Widerstand CT RT Chip RT = R ANT // RCHIP // RCON • die parallele Induktivität der Antenne setzen wir gleich der seriellen Induktivität LA dann folgt mit der vorangegangenen Rechnung für die Spannung am Chip... C Chip RFID Systems LV 440.417 R C Verbindung C R L Antenne Seite 22 Ansprechfeldstärke (II) Wenn nur die Spannung, nicht aber die Phasenlage interessiert, kann der Betrag als Wurzel aus dem Quadrat der beiden Terme angeschrieben werden: UC = Ui ⋅ 1 1 − 2π f 2π f RES 2 2 2 2π f 1 + ⋅ 2π f RES QT mit 1 QT = 2π f RES LA RT Wenn man die induzierte Spannung ui wieder auflöst, gilt somit für die Spannung am Chip-Eingang UC = 2π f µ 0 NAH cos α 2 2 2 1 − f + 2π f LA f RES RT Alternativ läßt sich für die minimal nötige Spannung für die Funktion des Chip die benötigte AnsprechFeldstärke Hmin anschreiben: H MIN 2 2 2π f L 2 f A 1 − + f RES RT = ⋅U C , MIN 2π f µ 0 NA cos α RFID Systems LV 440.417 Seite 23 Ansprechfeldstärke (III) Für typische Werte hat die Ansprechfeldstärke Hmin über variierte Resonanzfrequenz fRES den folgenden typischen Verlauf LA H MIN = 2 2 2π f L 2 f A + 1 − f RES RT ⋅U C , MIN 2π f µ 0 NA ui uC Antenne CT RT Chip Ansprechfelstärke in A/m 0.8 Die Resonanzfrequenz wird in diesem Beispiel über die Chip-Kapazität variiert. 0.6 Erkennbar sind 0.4 0.2 0 7 1.2 .10 1.25 .10 7 1.3 .10 7 1.35 .10 7 1.4 .10 7 1.45 .10 7 1.5 .10 • optimale Energieaufnahme (geringstes Hmin) bei Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz • Anstieg der für die Chip-Funktion benötigten Feldstärke ist bei zu niedriger Resonanzfrequenz viel stärker, als bei zu hoher Resonanzfrequenz 7 Resonanzfrequenz in Hz RFID Systems LV 440.417 Seite 24 Ansprechfeldstärke über Toleranz Typische Werte für 14443 kompatiblen Transponder (Rechenbeispiel): H MIN = f..............................13,56 MHz 2 2 2π f L 2 f A + 1 − f RES RT ⋅U C , MIN 2π f µ 0 NA LA............................6 µH N.............................6 Windungen A.............................0,003 m² RT...........................5 kOhm Ansprechfelstärke in A/m 0.8 UC, MIN.....................4,5 VAC(eff) CT...........................hier 18,7 ... 29 pF 0.6 +∆f -∆f Die integrierte Kapazität und die gefertigte Antenne haben eine Toleranz. 0.4 Um über die Produktstreuung optimale Ansprechfeldstärke zu erreichen, soll der nominelle Werte der Resonanzfrequenz etwas höher als die Trägerfrequenz liegen! 0.2 0 7 1.2 .10 1.25 .10 7 1.3 .10 7 1.35 .10 7 1.4 .10 7 1.45 .10 7 1.5 .10 7 Resonanzfrequenz in Hz RFID Systems LV 440.417 Seite 25 Messung der Ansprechfeldstärke Minimum Operating H-field 0,90 0,80 ISO/IEC 14443 kompatibler ControllerChip • 4-Windungs-Antenne des Reference PICC • Kapazität parallel zum Chip variiert 4-turn Ref. PICC 0,70 H-fiele in A/m (rms) • 0,60 0,50 0,40 Wie interpretieren wir das? 0,30 0,20 0,10 0,00 12,06 12,56 13,06 13,56 14,06 14,56 15,06 (unloaded) resonance frequency in MHz Die „unloaded resonance frequency“ ist gegenüber der Resonanzfrequenz an der Ansprechfeldstärke verschoben! Ursache ist eine geringfügige Änderung der Kapazität im Chip. RFID Systems LV 440.417 Seite 26 Messung der Ansprechfeldstärke Minimum Operating H-field 1,20 4-turn Ref. PICC H-fiele in A/m (rms) 1,00 2-turn Ref. PICC 0,80 0,60 0,40 ISO/IEC 14443 kompatibler Controller-Chip • 4-Windungs-Antenne und 2-Windungs-Antenne • Die parallele externe Kapazität wurde an der 2Windungsantenne entsprechend stark erhöht. Wie interpretieren wir das? 0,20 0,00 12,06 • 12,56 13,06 13,56 14,06 14,56 15,06 (unloaded) resonance frequency in MHz Die Güte des Transponderkreises an Hmin ist bei 2 Windungen höher. Bei Resonanzfrequenz an der Trägerfrequenz wird also weniger H-Feldstärke benötigt, jedoch steigt der Bedarf bei abweichender Resonanzfrequenz stärker an! RFID Systems LV 440.417 Seite 27 Chip-Eigenschaften RX CRES C B R SHUNT AC -dφ dt VDC DC Antenna CHIP Dioden des Eingangsgleichrichters sind noch nicht leitend Chip input capacitance in pF L Parallel input Capacitance Cp, 14443 compliant chip => kaum Stromaufnahme am Chip (nur Verluste an integrierter Kap.) 17,6 17,4 17,2 16,8 16,6 16,4 16,2 16,0 15,8 0,00 => Stromaufnahme steigt RFID Systems 1,00 1,50 2,00 Parallel input Resistance Rp, 14443 compliant chip Chip input resistance in kOhm Spannungsbegrenzung (Limiter) am Chip beginnt zu arbeiten 0,50 Input Voltage Level (V) Dioden werden leitend, Spannung steigt bis zur Ansprechfeldstärke Cp 17,0 40 35 30 Rp 25 20 15 10 5 0 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 Input Voltage Level (V) Seite 28 Transponder System-Eigenschaften => Resonanzfrequenz variiert! Widerstand der Gleichrichterdioden und Spannungsregler für den Digitalteil (Limiter) ändern den Eingangswirkwiderstand => Q-Faktor variiert! L RX CRES C B R SHUNT AC -dφ dt VDC RFID Systems 17,6 17,4 17,2 Cp 17,0 16,8 16,6 16,4 16,2 16,0 15,8 0,00 0,50 1,00 1,50 2,00 Coil Voltage Level (V) Parallel input Resistance Rp, 14443 compliant chip 40 35 30 Rp 25 20 15 10 5 0 0,00 DC Antenna Chip input capacitance in pF Parasitäre Kapazität der GleichrichterDioden variiert Chip Input Capacitance Cp Chip input resistance in kOhm Eingangswirkwiderstand und Kapazität des Chips haben keinen festen Wert, sondern ändern sich mit der Spannung am Chip-Eingang. 0,50 1,00 1,50 2,00 Input Voltage Level (V) CHIP LV 440.417 Seite 29 Resonanzfrequenz-Messung mit Agilent 4395A (I) Gerät einschalten • Preset Verwendung als Impedanz-Analysator • Meas => Analyzer Type => Impedance Analyzer Wahl der Frequenzbereiches 10 – 20 MHz • • • Start => 10 => MHz Stop => 20 => MHz Sweep => number of points => 801 => x1 Messung des Serienwirkwiderstands einstellen • Meas => More => Ser (Rs) Gerät kalibrieren Cal => Cal Kit => 3,5 mm => Return Cal => Calibrate Menu Kalibrierstandard am Meßadapter befestigen, festen Sitz des Adapters kontrollieren Open, Short, Load, Done Kalibrierstandard als 50-Ohm Last angeschlossen lassen und Kalibrierung kontrollieren mit Scale Ref => Autoscale Es soll sich ein horizontaler Verlauf über der Frequenz ergeben. Andernfalls Prozedur wiederholen. RFID Systems LV 440.417 Seite 30 Resonanzfrequenz-Messung mit Agilent 4395A (II) Fixture (Meßadapter) kompensieren Cal => Fixture Compen => Compen Menu ID-1Kalibrierspule als Fixture mit SMA-Buchse befestigen => Short, Done Kontrolle: Ebener Verlauf über Frequenz Eigentliche Messung der Resonanzfrequenz Transponder in ca. 1 cm Distanz auf Fixture auflegen Amplitude bzw. Power Level passend einstellen... Marker => Search => Max Frequenz an max. Wirkwiderstand ablesen RFID Systems LV 440.417 Seite 31 Messung der Resonanzfrequenz und Güte Die Resonanzfrequenz kann mit Impedanz-Analysator als Maximum des Serien-Wirkwiderstandes Rs gemessen werden. Die Güte ergibt sich aus Resonanzfrequenz, geteilt durch die Bandbreite, welche durch die beiden Punkte mit den Werten Rs/2 gegeben ist. RFID Systems LV 440.417 Seite 32 Transponder System-Eigenschaften Messung der Resonanzfrequenz eines Transponders mit unterschiedlichen HFeldstärken (hier als Leistung) zeigt die Variation in der Resonanzfrequenz und in der Güte. Die Feldstärke für Hmin kann ungefähr abgeschätzt werden durch den unsymmetrischen Verlauf der Kurve und die starke Änderung der Güte (hier die beiden grünen Kurven). 1 OHM / REF 4 OHM CH1 Rs Power Rs - 20 dBm 8,0005 Ohm 17,4625 MHz - 10 dBm 7,9983 Ohm 17,4750 MHz - 5 dBm 7,3512 Ohm 17,3375 MHz 0 dBm 6,6344 Ohm 16,9875 MHz 5 dBm 4,4739 Ohm 16,9000 MHz 10 dBm 2,8075 Ohm 16,8375 MHz 15 dBm 2,0540 Ohm 16,6250 MHz START 10 MHz RFID Systems Frequency LV 440.417 STOP 20 MHz Seite 33 Quasi-statische Rückwirkung auf den Reader “Card Loading” RFID Systems LV 440.417 Seite 34 Ersatzschaltbild und Grundüberlegung Ausgangspunkt der Betrachtung ist die zuvor berechnete Eingangsspannung am Chip für das vereinfachte Transponder-Ersatzschaltbild, jedoch wird der Chip-Strom hier nicht vernachlässigt und Betriebsgüte QT verwendet: UC = Ui ⋅ LA 1 2 1 ω ω ⋅ + 1 − j 2 ω RES QT ω RES ui uC Antenne CT RT Chip Der Transponder im Betrieb erzeugt ein eigenes H-Feld, welches in der Sendespule des Readers eine Spannung induziert und einen Strom treibt. Dieses H-Feld des Transponders läßt sich durch ein Magnetisches Dipolmoment beschreiben. Für das magnetische Moment des Transponders ist wiederum der Strom in der Antennenspule entscheidend. Dieser wird daher im ersten Schritt ausgerechnet. M D = N ⋅ AANTENNE ⋅ I ANTENNE RFID Systems LV 440.417 Seite 35 Spannungen im Transponder-ESB Der Strom in der Antennenspule ergibt sich zu I= U Z → IL = LA UC −Ui jω L A ui uC Antenne CT RT Chip Wir formen die Bedingung für die Chip-Spannung etwas um... UC = Ui ⋅ ω RES ⋅ − jQ T 2 ω ω ω 1 j ⋅ + 1 − ω RES QT ω RES 2 1 ...und erhalten die beiden Spannungen uC=f(ui) und ui = f(H) als Zwischenergebnis. ω RES ω UC = Ui ⋅ ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES − jQT RFID Systems U i = − jω µ0 ANH cos(α ) LV 440.417 Seite 36 Strom in der Transponder-Antenne Der Strom in der Transponder-Antenne kann als Funktion der induzierten Spannung und der ChipEingangsspannung berechnet werden... IL IL = = UC −Ui jω L A ω − jQT RES Ui ω ⋅ jω L A ω ω − RES 1 + jQT ω ω RES − 1 = ω ω RES ω RES − − − − jQ 1 jQ T T ω ω Ui ω RES ⋅ jω L A ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES ... ausmultiplizieren, kürzen und ui nach der äquivalenten homogenen HREADER auflösen... ω ω RES Ui ⋅ jω L A ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES 1 + jQT IL = RFID Systems ω ω RES jω µ 0 ANH cos(α ) ⋅ jω L A ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES 1 + jQT = LV 440.417 Seite 37 Magnetisches Moment als Funktion von H Der Strom in der Transponder-Antenne als Funktion des (äquivalenten homogenen) HFeldes des Readers ergibt sich damit zu Das magnetische Moment ergibt sich damit als Funktion des H-Feldes des Readers ω µ0 ANH cos(α ) ω RES = ⋅ LT ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES 1 + jQT IL ω µ 0 A2 N 2 H cos(α ) ω RES = ⋅ LT ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES 1 + jQT Als Vereinfachung bei Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz und sehr hoher Güte ergibt sich daraus MT ≈ µ 0 A2 N 2 H cos(α ) LT = NI L ⋅ A = MT Das maximale magnetische Moment des Transponders ist damit MT ≈ ⋅ ( jQT ) µ 0 A2 N 2 H LT ⋅ QT Das unbekannte QT kann durch das bekannte Q0 angenähert werden, solange die Spannung am Transponder ungehindert mit ansteigendem Reader-Feld steigen kann! RFID Systems LV 440.417 Seite 38 Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung Die Spannung am Transponder wird im normalen Betrieb durch den Limiter begrenzt, der für den Digitalteil des Chip eine konstante Spannung zur Verfügung stellt, und über den Eingangsgleichrichter (Spannungsabfall!) auch die Wechselspannung am Eingang des Chip konstant hält, sobald der Mindest-Wert erreicht ist. Durch die Spannungsregelung wird die SystemGüte QT vermindert. ω − jQT RES ω UC = Ui ⋅ ω ω 1 + jQT − RES ω ω RES IL = ω ω RES 1 + jQT − ω ω RES → Ui = ω RES − jQT ω ω ω RES − 1 + jQT ω ω 1 RES ⋅U C ⋅ 1 − ω RES jω LT − jQ T ω RFID Systems ω 1 + jQT ω RES = − UC ⋅ ω RES ω LT Q ω LV 440.417 Seite 39 Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung ... neu anordnen mit IL MT = − UC ⋅ ω LT 1 + jQT QT ω ω RES ω RES ω µ 0 A2 U C N 2 = ⋅ LT µ 0 Aω ⋅ µ0 A µ0 A ⋅ 1 ω ω2 ⋅ +j 2 Q ω ω RES T RES Als Vereinfachung bei Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz und sehr hoher Güte ergibt sich daraus µ0 A N 2 MD ≈ LT 2 1 ω QT ω0 UC ⋅ ⋅ ( j) µ0 Aω Das maximale magnetische Moment des Transponders ist damit M T , MAX ≈ 1,4 ⋅ µ 0 A2 N 2 LT UC ⋅ µ 0 Aω Diese Formel gilt, sobald der Transponder in stabilem Betrieb die Eingangsspannung begrenzt auf einen bekannten Wert! RFID Systems LV 440.417 Seite 40 Magnetisches Moment und Güte eines realen Transponders Beim realen Transponder ergibt sich bei geringer Feldstärke zunächst der erste Fall der unlimitierten Spannung (Magnetisches Moment als Funktion von H). Die Güte ist hoch, begrenzt nur durch Wirkwiderstände in Antenne und Verlusten an der integrierten Kapazität. Die Rückwirkung auf den Reader ist - prozentual zur abgegebenen H-Feldstärke - am höchsten. Mit zunehmender H-Feldstärke steigt die Spannung am Chip, es ändert sich etwas die Kapazität (=> Verschiebung der Resonanzfrequenz). Schließlich wird das Spannungslimit zur Versorgung des Digitalteiles am Chip erreicht, und die Spannungsbegrenzung wird wirksam. Hier beginnt der zweite Fall der konstanten Spannung (Magnetisches Moment als Funktion der Transponder-Spannung). Die Güte des Transponders wird in erster Linie durch den Chip bestimmt, der als immer niederohmigerer Parallel-Wirkwiderstand erscheint. Damit nimmt die Güte mit zunehmender HFeldstärke ab und ebenso wird die Rückwirkung auf den Reader - prozentual zur abgegebenen HFeldstärke - geringer. RFID Systems LV 440.417 Seite 41 Dem Reader entnommene Leistung (I) Mit dem magnetischen Moment des Transponders wird wieder eine Spannung in die ReaderAntenne induziert. Diese läßt sich mit Hilfe der Gegeninduktivität bzw. dem Koppelfaktor beschreiben: M TR k= LR LT dω und U = − ⋅ M TR ⋅ I T i , READER dt U i , READER = − jω ⋅ k LR LT ⋅ I L (U ) 2 i , READER (U ) = ω 2 ⋅ k 2 (LR LT ) ⋅ I L ω LR mit 2 k....................Koppelfaktor zw. Reader- und Transponderantenne 2 1 ω LR MTR................Gegeninduktivität Reader Transponder LR..................Induktivität Reader-Antenne 2 i , READER → U i , READER = − jω ⋅ M TR ⋅ I T = ω ⋅ k LT ⋅ I L 2 2 LT..................Induktivität Transponder-Antenne IT...................Strom in Transponder-Antenne ω..................Träger-Kreisfrequenz Der linke Ausdruck hat nun die Dimension einer Leistung in Watt. Dies ist die dem Reader vom Transponder-Kreis entnommene Leistung, die nun nicht mehr zur emittierten H-Feldstärke beitragen kann! RFID Systems LV 440.417 Seite 42 Dem Reader entnommene Leistung (II) Wir haben nun eine Reduktion der Reader-Leistung durch den Strom in der Transponder-Antenne ausgedrückt. Mit Hilfe der Definition der Güte läßt sich die Beziehung umformen in einen Strom in der Reader-Antenne. Dieser wirkt dem Reader-Antennenstrom im unbelasteten Fall entgegen. Energie Q =ω⋅ Leistung Mit (U ) 2 i , READER ω LR 2 ≡ ω LR I R 2 QR → I R = QR ⋅ k 2 ⋅ I RL → P= = ω ⋅ k ⋅ LT ⋅ I T LT 2 ⋅ IT LR LT = I R 0 − k ⋅ QR ⋅ ⋅ IT LR RFID Systems 2 ωE = Q ω LI2 Q folgt für den Reader-Antennenstrom 1 ω Das ist der Strom, um den der Reader-Antennenstrom reduziert wird! → mit µ 0 AT N T H QT MT IT = = NT ⋅ AT LT LV 440.417 Seite 43 Dem Reader entnommene Leistung (III) I RL = I R 0 − k ⋅ QR ⋅ µ0 AT N T H QT LR ⋅ LT IRL ist der Reader-Antennenstrom unter Belastung durch den Transponder. Mit dem reduzierten Antennenstrom läßt sich z.B. mit Biot-Savart, oder mit dem Magnetischen Moment, die H-Feldstärke unter Belastung ausrechnen. Problem dabei: H ist rekursiv enthalten! Für eine Näherung ist es jedoch oft ausreichend, das unbelastete H einzusetzen. Betrachtet man das Moment, gilt übrigens auch folgende einfachere Näherung: M RL = M R 0 − k QR M T IRL..................Strom in Reader-Antenne unter Belastung IR0..................Strom in Reader-Antenne ohne Belastung LR..................Induktivität Reader-Antenne LT..................Induktivität Transponder-Antenne AT.................Fläche der Transponder-Antenne QR..................Güte der Reader-Antenne QT..................Güte der Transponder-Antenne MRL..............Magnet. Moment des Readers unter Belastung MT...............Magnet. Moment des Tranponders RFID Systems LV 440.417 Seite 44 Parameter in der Simulation (I) Um eine bessere Vorstellung vom Verlauf der interessanten Parameter über Feldstärke zu bekommen, ist eine einfache Simulation mit den behandelten Zusammenhängen hilfreich. Transponder Momentum Transponder Q-factor 5 4 3 2 1 0 0 0.5 1 1.5 2 .10 4 1.5 .10 4 1 .10 4 5 .10 5 0 0 H-field in A/m(rms) . 0.5 1 1.5 H-field in A/m(rms) 4 Die Güte des Transponders hat ihren höchsten Wert an der Ansprechfeldstärke, danach ergibt sich starker Abfall. Transponder mit kleineren Antennen erreichen höhere Güte, damit fallen einerseits Verluste in der Antenne noch stärker ins Gewicht, andererseits werden die empfangenen Pulse für den Demodulator stärker verzerrt. Das Moment wiederum bleibt nach Erreichen der Limter-Spannung konstant. RFID Systems LV 440.417 Seite 45 Parameter in der Simulation (II) Die Reduktion der H-Feldstärke des Readers ergibt sich in absoluten Werten, und relativ: 1 H-field reduction due to Loading Reader H-field (unloaded to loaded) 1.5 1 0.5 0.9 0.8 0.7 0.6 0 0 0.5 1 0 0.5 1 1.5 1.5 H-field in A/m(rms) H-field in A/m(rms) Bei geringen Feldstärken ist die Auswirkung (relativ) am größten, mit Erreichen des konstanten Transponder-Momentes ergibt sich ein gleichbleibender Offset in den Absolutwerten. RFID Systems LV 440.417 Seite 46 Parameter in der Simulation (III) Der Strom im Shunt-Widerstand des Transponders wiederum ergibt sich durch die Regelung: Available Chip Current (mA) over H-field 8 6 4 2 0 0 0.5 1 1.5 H-field in A/m(rms) Der Strom nimmt also linear mit der Feldstärke zu. Das entspricht der Erfahrung, dass die thermische Belastung des Transponders durch die Verlustleistung ebenso linear mit der Feldstärke ansteigt (konstante Spannung mal linear ansteigender Strom = linear ansteigende Leistung). RFID Systems LV 440.417 Seite 47 Zusammenfassung über die Rückwirkung Zusammenfassend läßt sich über die Rückwirkung des Transponders also sagen: • Rückwirkung steigt mit dem magnetischen Moment des Transponders an, und dieses • • Rückwirkung steigt mit der Güte der Reader-Antenne an, • • • • steigt mit der Fläche der Antenne an, steigt mit Q-Faktor (Güte im Betrieb) des Transponders an, Q steigt mit der Spannung am Transponder an, Q steigt mit dem Strom (insbesondere Blindstrom) an. Rückwirkung steigt mit der Kopplung Reader - Transponder an. RFID Systems LV 440.417 Seite 48 Leistung für den Transponder-Chip RFID Systems LV 440.417 Seite 49 Leistung für die Transponder-Operation (I) Die gesamte vom Transponder aufgenommene Leistung teilt sich auf in die Verlustleistung, welche hauptsächlich im parasitären Wirkwiderstand der Antenne, sowie als Verluste in der integrierten Kapazität abgebaut wird, und in die Leistung, welche von den funktionalen Elementen des integrierten Chips verbraucht wird. Man kann die beiden Teile über eine Betrachtung der Güte aufschlüsseln: Energie E Q =ω Leistung P → P= ωE Q = ω CuC 2 2Q = ω CU C ,eff 2 Q Man kann nun die Verlustleistung des Resonanzkreises messen, wenn man die Wechselspannung am Eingang des Chips so wählt, dass die Dioden des Eingangsgleichrichters noch sperren (z.B. < 0,3 Vpp). Der Chip nimmt damit praktisch keine Leistung auf. Hier läßt sich der „unloaded Quality factor Q0“ bestimmen. Bei hoher Feldstärke ist dagegen der Stromverbrauch des Chips dominierend (Limiter verbraucht so viel Strom, dass die Spannung auf einem niedrigen, konstanten Wert bleibt), und Verluste des Resonanzkreises können vernachlässigt werden. Q wird hauptsächlich durch den Chip bestimmt. RFID Systems LV 440.417 2π f C CU C ,eff 2 ≅ P0 Q0 2π f C CU C ,eff QCHIP 2 ≅ PCHIP Seite 50 Leistung für die Transponder-Operation (II) Im Allgemeinen kann man somit auf zwei Güten aufteilen und schreiben: 2π f C CU C ,eff 2 1 1 + = P0 + PCHIP Q0 QCHIP Es wirkt also wie eine Parallel-Schaltung der beiden bestimmenden Güten im System. Besonders interessant ist nun der Grenzfall der Ansprechfeldstärke, wenn also die Spannung am Chip gerade den mindest nötigen Wert erreicht. Hier gilt QT , MIN = Q0 ⋅ QCHIP , MAX Q0 + QCHIP , MAX = 2π f C CU MIN ,eff 2 P0 + PCHIP , MIN Für Resonanzfrequenz gleich Trägerfrequenz gilt U i = 2 π f C NAµ 0 µ r H ⋅ QT Damit erhält man für die Ansprechfeldstärke einen Ausdruck, der auf Verlustleistung im Resonanzkreis, und auf die mindest nötige Leistung für den Chip aufteilt: H MIN , RMS 1 1 = + Q0 QCHIP , MAX RFID Systems (U CHIP , MIN )eff ⋅ 2π f C NAµ0 µ r LV 440.417 = (U ) CHIP , MIN eff 2π f C QT , MAX NAµ0 µ r Seite 51 Lastmodulation als Rückwirkung auf den Reader RFID Systems LV 440.417 Seite 52 Prinzip Lastmodulation Lastmodulation ist eine externe Modulation, die durch gezielte Änderung der Rückwirkung auf die Reader-Antenne, verursacht durch das magnetische Moment des Transponders, zustande kommt. Wirkung ist ähnlich wie der Empfang modulierter Signale auf oberer und unterer Hilfsträgerfrequenz. Hilfsträger fc / 16 = 847,5 kHz Datenstrom in Kanalocodierung (z.B. Manchester) UND - fdata modulierter (ein-/ausgeschalteter) Hilfsträger 0 Hz + fdata Frequenz Lastmodulation HF-Träger mit fc = 13,56 MHz (Sinuswelle) - 848 kHz k + 848 kHz 0 Hz 13.56 MHz H-Feld Träger (13,56 MHz) mit Lastmodulation 0 Hz RFID Systems LV 440.417 12.71 MHz 14.41 MHz Seite 53 Kurvenform / Konversionsfaktor Der Transponder erzeugt Lastmodulation, indem • • entweder ein Wirkwiderstand (Shunt) parallel zum Limiter geschaltet wird, was Q vermindert, oder eine Kapazität parallel zur Resonanzkapazität geschaltet wird, was die Resonanzfrequenz und ebenfalls Q ändert. Bei Verwendung eines Hilfsträgers entsteht ein Rechteck-Signal mit welchem die Spannung am Chip, sowie der Q-Faktor des Transponders moduliert wird. Die Kurvenform ist jedoch nicht rechteckförmig, da wegen der Güten im Resonanzsystem Zeitkonstanten an den Übergangsflanken wirksam werden. Diese können mit einem Konversionsfaktor miteinbezogen werden. U OFFEN − U GESCHLOSSEN m= = U OFFEN QHOCH − QNIEDER = QHOCH mit m......................Modulationsgrad UOFFEN..............Limiter-Spannung im normalen Betrieb UGESCHLOSSEN.....Limiter-Spannung mit Shunt, QHOCH................Q-Faktor im normalen Betrieb, QNIEDER..............Q-faktor bei geschlossenem Shunt RFID Systems LV 440.417 Seite 54 Konversionsfaktor Die Amplitude der Grundwelle des Hilfsträger-Signals ist U SC 4 U OFFEN − U GESCHLOSSEN 2 = ⋅ = ⋅ ∆U CHIP π 2 π Der Q-Faktor des Transponders hat ebenfalls Einfluß auf die Kurvenform der Rückmodulation. Ein guter Ausgangspunkt ist die Wahl eines mittleren Q-Faktors. Damit ergibt sich insgesamt ein Konversionsfaktor für beide Hilfsträger zu g KONV = m π 1 ⋅ 1 + QHOCH 2 2−m 2 2 f 0 ± f SC f0 − f0 f 0 ± f SC Lastmodulation als Rückwirkung auf die Reader-Antenne kann schließlich wie zuvor für die statische Belastung mit dem magnetischen Moment des Transponders auf die Reader-Antenne abgeschätzt werden. RFID Systems LV 440.417 Seite 55 Spezialfälle RFID Systems LV 440.417 Seite 56 Mehrere Transponder im Reader-Feld (I) Oft befinden sich mehrere Transponder nahe beisammen (z.B. Karten in einer Geldbörse) im Ansprechbereich eines Readers. Dazu vorab ein Experiment: 5 SmartCard 1 Resonanzfrequenz 13,6 MHz 4,5 SmartCard 2 Resonanzfrequenz 16,6 MHz Ansprechfeldstärke, H-Feld in A/m 4 SmartCard 3 Resonanzfrequenz 16,6 MHz Low Q ISO-Limit 3,5 3 2,5 2 1,5 1 0,5 Wie interpretieren wir das? 0 0 1 2 3 4 5 6 Anzahl gestapelter Karten RFID Systems LV 440.417 Seite 57 Mehrere Transponder im Reader-Feld (II) Es besteht nennenswerte Kopplung zwischen zwei Transponder-Antennen, die so nahe beieinander sind. Der Koppelgrad k kann als rein geometrische Größe dargestellt werden, für koaxiale Anordnung ist er M r1 ⋅ r2 ⋅ cos φ = ... = 2 L1 ⋅ L2 r1 ⋅ r2 ⋅ r1 + x 2 2 k= Parameter: 2 ( ) 3 r1 .... Reader-Antennenradius r2..... Transponder-Antennenradius Φ .... Winkel zueinander (0 ° für koaxiale Anordnung) x ..... Distanz zwischen Antennenmittelpunkten Die Resonanzfrequenzen der beiden Transponder-Schwingkreise ändern sich dadurch. Die Resonanzfrequenz jedes Kreises teilt sich auf 2 Resonanzen auf, von denen mit zunhemender Kopplung eine zu einer höheren Frequenz, die andere zu einer niedrigeren Frequenz wandert. Im Grenzfall, bei k = 1, strebt die höhere Resonanz gegen unendlich, die niedrigere zu einem endlichen Wert, gegeben durch 1 f RES , MIN = 2π 1 ∑ i =1 2 π f RES , i n RFID Systems 2 LV 440.417 Seite 58 Mehrere Transponder im Reader-Feld (III) Die Resonanzfrequenz jedes Kreises teilt sich auf 2 Resonanzen auf, von denen mit zunehmender Kopplung eine zu einer höheren Frequenz, die andere zu einer niedrigeren Frequenz wandert. Im Grenzfall, bei k = 1, strebt die höhere Resonanz gegen unendlich, die niedrigere zu einem endlichen Wert. Calculated limit 60 k=0 k=0. 8 k=0. 7 40 k=0. 1 k=0. 2 k=0. 3 20 k=0. 4 k=0. 5 0 4MHz 8MHz V( R120: 2) / I ( R120) 12MHz 16MHz 20MHz k=0. 6 24MHz 28MHz Fr e que nc y RFID Systems LV 440.417 Seite 59 Mehrere Transponder im Reader-Feld (IV) Dieser Aspekt der Verstimmung durch lose Kopplung gedämpfter Schwingkreise ist vor allem bei Systemen mit geringer Distanz (Proximity, ISO/IEC14443, FeliCa, NFC,...) bedeutend. Rechenbeispiel: 2 fest gekoppelte Transponder mit je 13,6 MHz Resonanzfrequenz: 1 f RES , MIN = 2π 1 ∑ i =1 2 π f RES , i n 2 1 = 2 2π 1 1 + 6 6 2 π 13,6 ⋅10 2 π 13,6 ⋅10 2 = 9,62 MHz Für eine Resonanzfrequenz einer einzelnen Karte von 16,6 MHz ergibt sich damit ca. 11,7 MHz als gemeinsame untere Resonanz. In der Praxis findet man zwischen Karten tatsächlich Koppelgrade von 1 ... 90 %. Die untere gemeinsame Resonanzfrequenz liegt damit jeweils noch etwas höher, als der so berechnete Grenzwert. Durch höhere Resonanzfrequenz der einzelnen Karte ist es also möglich, mehrere Karten energetisch besser zu versorgen. Auch zwischen Reader- und Transponderantenne kommt es zu einer ählichen Verstimmung. Man wird die Resonanzfrequenz des Readers jedoch trotzdem auf die Trägerfrequenz abstimmen, da bei starker Kopplung ohnehin viel Energie übertragen wird, und bei schwacher Kopplung bzw. größerer Distanz zwischen Reader und Transponder die Verstimmung zu vernachlässigen ist. RFID Systems LV 440.417 Seite 60 Mehrere Transponder im Reader-Feld (V) Es ist aus diesem Zusammenhang heraus offensichtlich von Vorteil, die Resonanzfrequenz einer Transponder-Karte deutlich höher, als auf Resonanzfrequenz abzustimmen, wenn das energetisch für die einzelne Karte möglich ist. Das gelingt wiederum besser für Transponder mit geringer Eingangskapazität, weil dabei der Anstieg der mindest nötigen Feldstärke (Ansprechfeldstärke) relativ flach ist. Neben der Auslegung des HF-Systems für mehrere Transponder im Feld (gestapelte Karten) ist auch ein zuverlässiger Anti-Kollisions-Mechanismus im Protokoll notwendig, um eine einzelne Transponderkarte selektieren und sicher ansprechen zu können. RFID Systems LV 440.417 Seite 61 Kleine Transponder-Antennen Für das häufig eingesetzte, standardisierte Karten-Format ID-1 (86,5 x 56 x 0,76 mm) hat sich eine übliche Antennengröße für Transponder etabliert, die als Klasse 1 durch die technischen Arbeitsgruppen ebenfalls beschrieben und standardisiert wurde [5]. Äußere Grenze: 81 x 49 mm Innere Grenze: 64 x 34 mm Rand der Karte ~ 3 mm PICC antenna zone Es gibt in machen Karten allerdings Hindernisse, welche es nicht erlauben, die übliche Antennengröße einzubauen (z.B. Embossing in Kontaktlos-Kreditkarten). Ebenso kann es interessant sein, Transponder in verschiedene Objekte einbauen zu können, die ebenfalls Form und Fläche der Antenne beschränken. Daher wird der Aspekt anderer, insbesondere kleinerer Transponder-Antennen immer wichtiger. Für die HF-Funktion ist es wieder wesentlich, die Aspekte • • Energieversorgung Lastmodulation zu betrachten. Auch ist es derzeit noch eine offene Frage, ob jeder Reader auch sehr kleine Transponder ansprechen können muss, oder ob sowohl auf Seite der Transponder, als auch auf Seite der Reader eine neue Einteilung getroffen wird. RFID Systems LV 440.417 Seite 62 Energie kleiner Transponder-Antennen (I) Für gleiche Versorgungsspannung des Transponders aus Antennen unterschiedlicher Fläche würde man einerseits die induzierte Spannung betrachten: Ui = ω ⋅ N ⋅ A ⋅ QT ⋅ µ ⋅ H ⋅ cos α => ~ N⋅A die Versorgungsspannung ist direkt proportional zu Windungszahl x Fläche, also könnte man die Windungszahl entsprechend erhöhen. Jedoch muss man bedenken, dass die Systeme mit Hilfe deutlicher Resonanzüberhöhung arbeiten. Der Transponder mit kleinerer Antenne soll also auch wieder eine bestimmte Resonanzfrequenz erreichen. Da die Chip-Eingangskapazität eine feste Größe haben soll, muss die AntennenInduktivität wieder einen bestimmten Wert erreichen. LS ( N ) = π ⋅ r N 2 ⋅ µ 0 ⋅ r ⋅ ln ~ 4⋅d N2 Man erkennt, beide Bedingungen sind nicht gemeinsam erreichbar, da die Induktivität mit der Windungszahl stärker anwächst. RFID Systems LV 440.417 Seite 63 Energie kleiner Transponder-Antennen (II) Man kann nun die Antennen-Induktivität als Kriterium heranziehen und gleich lassen. Wegen der damit nötigen geringeren Antennen-Wirkfläche N x A verzichtet man damit auf einen Teil der Versorgungsspannung des Transponders. Die Ansprechfeldstärke steigt damit für kleinere Flächen folgendermaßen an [8]: H MIN = 2 2 2π f L 2 f A 1 − + f RES RT ⋅U C , MIN 2π f µ 0 NA cos α ~ konst N⋅A Man kann also N x A für unterschiedliche Antennenflächen ins Verhältnis setzen, um ausgehend von der Ansprechfeldstärke bei Klasse 1 für eine kleinere Antenne entsprechend höhere Ansprechfelstärke zu finden. Die Resonanzfrequenz der unterschiedlichen Antennen bleibt dabei konstant gleich. H MIN ,CLASS X ~ (N ⋅ A)CLASS 1 (N ⋅ A)CLASS X ⋅ H MIN ,CLASS 1 Dieser Ansatz stellt implizit den Anspruch auf Änderung der Anforderungen an die ReaderInfrastruktur. RFID Systems LV 440.417 Seite 64 Energie kleiner Transponder-Antennen (III) Man kann alternativ dazu die Anforderungen an die Reader-Infrastruktur gleich belassen, und die Resonanzfrequenz verändern, sodass sich mit gleichem Chip bei größerer und kleinerer Antenne wiederum gleiche Ansprech-Feldstärken ergeben. Man wird dabei die Resonanzfrequenz der kleinsten Antenne nahe an die Trägerfrequenz legen, und die Resonanzfrequenz größerer Antennen entsprechend höher ansetzen. Dieses Konzept hat zusätzlich den Vorteil, bei ID-1 großen Antennen die Verstimmung bei mehreren gekoppelten Karten besser auszugleichen, sie setzt jedoch Chips mit sehr niedriger Leistungsaufnahme voraus, die mit standardkonformer Ansprechfeldstärke auch bei höherer Resonanzfrequenz betrieben werden können. RFID Systems LV 440.417 Seite 65 Lastmodulation kleiner Transponder-Antennen Ebenfalls vermindert sich bei kleineren Außenabmessungen von Transponder-Antennen die Lastmodulation, durch ein geringeres magnetisches Moment einerseits, und durch geringere Kopplung zu einer (im Allgemeinen) größeren Reader-Antenne. Bei gleichbleibender Empfindlichkeit des Readers hat das eine Verminderung der Kommunikations-Distanz zur Folge. Dem kann man entgegenwirken • durch eine Erhöhung des magnetischen Moments des Transponders M D = N ⋅ AANTENNE ⋅ I ANTENNE → I↑ das bedeutet, den Blindstrom in der Antenne zu erhöhen (und damit Q), oder andererseits • durch eine Erhöhung der Güte des Transponders (im Betrieb bei gleicher Feldstärke), da die Güte im Betrieb vor allem durch die Limiter-Spannung bestimmt wird, bedeutet das eine Erhöhung der Spannung an der Transponder-Antenne. RFID Systems LV 440.417 Seite 66 2 Topologie-Optionen: R C C R CP RP C R ext. Cap. Chip Connection C LP R C R C R Chip Antenna ext. Cap. Connection CP RP LP Antenna Zusätzliche Parallel-Kapazität Zusätzliche Serien-Kapazität - Blindströme erhöhen - Impedanz-Transformation => magnetisches Moment erhöhen, => Spannung an Antenne erhöhen => Q erhöhen, => Q erhöhen, => Rückwirkung erhöhen (auch ∆Q)! => Rückwirkung erhöhen (auch ∆Q)! R C R CP C R Chip RFID Systems Connection RP LP Antenna LV 440.417 Seite 67 Topologien: Parallele Kapazität (I) Man kann zunächst die Induktivität und seriellen Wirkwiderstand der Antenne, z.B. einer kreisrunden Schleife, durch Formeln beschreiben π ⋅ r LS ( N ) = N ⋅ µ 0 ⋅ r ⋅ ln ~ 4⋅d 2 RS ( N ) = N ⋅ RS (1turn) ~ N2 N Serielle Impedanzen werden dann mit Hilfe der Formel für die Güte in parallele Impedanzen umgeformt (gilt nur an der Trägerfrequenz!) R ( N ) + (ωLS (N )) RP ( N ) = S RS (N ) 2 2 µ0 = 4π10-7 Vs/Am......Magnetische Feldkonstante r .................................Radius Transponder-Antenne R (N ) + (ωLS ( N )) LP (N ) = S ω 2 LS ( N ) 2 RFID Systems Werte: 2 d = 0.15 mm...............Drahtdurchmesser N.................................Anzahl der Windungen ω = 2π 13.56 MHz.......Träger-Kreisfrequenz Seite 68 Topologien: Parallele Kapazität (II) Chip-Widerstand und Antennenwirkwiderstand, sowie die gesamte Kapazität werden aufaddiert Values: RSUM ( N ) = Chip input Capacitance CIC ~ 17 pF Chip resistance RIC ~ 4000 Ohm RIC ⋅ RP ( N ) RIC + RP ( N ) parasitic Antenna Capacitance CAP ~ 4 pF C SUM = C IC + C AP + C EXT external parallel Capacitance must be added to achieve resonance frequency ~ carrier frequency Der Q-faktor des gesamten Transponders ergibt sich damit zu Um Q zu maximieren, gibt es eine optimale Windungszahl für die jeweiligen Verhältnisse! Ein hohes Q ergibt hohe quasi-statische Belastung des Transponders und erlaubt auch hohes ∆Q und damit hohe Lastmodulation! 15 Transponder Q-factor (Antenna + Chip) R (N ) QT ( N ) = SUM ω ⋅ LP ( N ) radius 2.2 cm radius 3 cm 10 5 0 0 2 4 6 8 10 Transponder circular Antenna turns N RFID Systems Seite 69 Topologien: Parallele Kapazität (III) Für eine höhere parallele Kapazität ist also der Strom wichtig. Ein Transponder arbeitet normalerweise mit einer Limitierung der Betriebsspannung für den Digitalteil, sodass sich (mit zusätzlichem Spannungsabfall am Eingangsgleichrichter) auch eine annähernd konstante Spannung am Antennenanschluss bzw. an der Kapazität ausbildet. Vernachlässigen wir Zuleitungswiderstände, dann gilt für den Strom an der gesamten Kapazität I= U Z → I C SUM = U 1 jω C Für 13,56 MHz ergibt sich damit I CAP mA = U ⋅ 0,0852 ⋅ C pF Man muss also auf ausreichend hohe Strombelastbarkeit der Zuleitungswege achten, besonders falls die gesamte Kapazität integriert werden soll. Geringe Zuleitungswiderstände sind außerdem wichtig, damit die parallele Kapazität ihren Zweck erfüllen kann und sich hohe Blindströme ausbilden. RFID Systems Seite 70 Topologies: Parallel Capacitance (3) 10 Energy Consideration: 8 Maximum Coil Voltage V U TRANSP = 2π f C ⋅ M ⋅ iREADER ⋅ QC Quality factor: When the induced voltage gets too high, a voltage regulator limits the Chip voltage. This also limits the Q-factor of the Transponder. 5 2 4 6 Transponder circular Antenna turns N RFID Systems 8 2 0 2 4 6 8 25 radius 2.2 cm radius 3 cm 0 4 10 Transponder circular Antenna turns N 10 0 6 0 Transponder Q-factor (Antenna + Chip) Transponder Q-factor (Antenna + Chip) 15 radius 2.2 cm radius 3 cm Limit Operational 10 4 turns 6 turns 20 15 10 5 0 0 5 10 15 20 25 30 Transponder circular Antenna radius (mm) Seite 71 Topologies: Parallel Capacitance (4) Load Modulation at the reader antenna is produced by a change of the Transponder system Q-factor! L CB R CRES RX R AC -dφ dt DC Antenna CHIP If Q is high for the nonmodulated case, ∆Q can be high. => high loadmodulation amplitude! => find optimum for both conditions, individual Chip, specific application. Load Modulation Amplitude in mV(pp) There must also be sufficient voltage for Chip operation! 80 60 40 20 0 0 2 4 6 8 10 Transponder circular Antenna turns N RFID Systems Seite 72 Topologie: Serielle Kapazität (1) Anstatt die Windungszahl zu reduzieren, kann man sie auch erhöhen. C R CP RP C R Das hat zunächst eine unerwünschte Reduktion der Resonanzfrequenz zur Folge, auch unter 13,56 MHz. Chip ext. Cap. Connection LP Antenna 3000 Impedance in Ohm =>Lösung: Ein Kondensator in Reihe erlaubt, die Parallelresonanz zu gewünschten, höheren Frequenzen zu schieben (und führt auch noch eine weitere Resonanzstelle ein). R C 2000 1000 Impedance with Cserial = 18p F Impedance without Cserial 0 7 7 7 7 7 7 7 7 7 7 7 1 .10 1.15 .10 1.3 .10 1.45 .10 1.6 .10 1.75 .10 1.9 .10 2.05 .10 2.2 .10 2.35 .10 2.5 .10 RFID Systems LV 440.417 Seite 73 Topologie: Serielle Kapazität (2) Die Anordnung aus serieller und paralleler Kapazität kann nun auch als ein Anpassnetzwerk gesehen werden, das den Chip (mit begrenzter Betriebs-Spannung) an eine Antenne mit höherer Impedanz ankoppelt. C Antenna Matching C R Chip Wesentlich ist dabei, dass die Spannung an der Antenne nun viel höher als am Chip sein darf. Die Güte des Transponders ist bei gleicher H-Feldstärke entsprechend höher. Die quasi-statische Rückwirkung, aber auch die Lastmodulation wird damit wesentlich größer. RFID Systems LV 440.417 Seite 74 Topologie: Serielle Kapazität (3) Praktische Messung der Lastmdoulation an einer kleinen, kreisförmigen Transponder-Antenne: =>Lastmodulation zu niedrig! 40,00 Lower SBL 35,00 Sideband Levels in mV(p) Normale Topologie Load Modulation (Sideband Levels) small antenna normal Topology Upper SBL ISO-Limit Class 1 30,00 25,00 20,00 15,00 10,00 5,00 0,00 1 2 3 4 5 6 7 8 H-field in A/m (rms) RFID Systems LV 440.417 Seite 75 Topologie: Serielle Kapazität (4) Praktische Messung der Lastmdoulation an einer kleinen, kreisförmigen Transponder-Antenne: =>Lastmodulation mehr als ausreichend! 40,00 35,00 Sideband Levels in mV(p) Topologie mit serieller Kapazität Load Modulation (Sideband Levels) small antenna C serial 30,00 Lower SBL 25,00 Upper SBL 20,00 ISO-Limit Class 1 15,00 10,00 5,00 0,00 1 2 3 4 5 6 7 8 H-field in A/m (rms) RFID Systems LV 440.417 Seite 76 Referenzen [1] An Introduction to Circuit Analysis, Donald E. Scott, McGraw-Hill 1987, ISBN 007-100309-6 [2] ISO/IEC JTC1/SC17/WG8/TF2 N394, LETI/CEA Grenoble, T. Thomas [3] SC17 WG8 TF2 N597 Multiple PICCs in a single Operating Field (IFX, 2008) [4] ICode Coil Design Guide, Philips Semiconductors Application Note, Rev. 3.0, 2002 [5] ISO/IEC JTC1/SC17/WG8/TF2 N 415R1, ISO/IEC JTC1/SC17/WG8 N 947R1 [6] N553 Measurement methods for antenna classes (NXP, 06/2007) [7] N554 Introducing generic concept to classify PICC antennas (NXP, 06/2007) [8] N567 Small Antenna Classes, Classification, Requirements and Measurement methods (IFX, 04/2008) RFID Systems LV 440.417 Seite 77 Trainingsfragen zur Verständniskontrolle • • Wie ergibt sich die induzierte Wechselspannung an einem Transponder (Einflussfaktoren)? • • Welche Vor- und Nachteile hat eine hohe Eingangskapazität? • Wie verläuft die Ansprechfeldstärke eines Transponders bezogen auf seine Resonanzfrequenz? Soll man die Resonanzfrequenz eher über, oder unter die Trägerfrequenz legen? Wie optimiert man für Bauteil-Streuung? Hat ein unlimitierter Parallelresonanzkreis mit Resonanz auf der Trägerfrequenz mit mehr oder weniger Antennen-Windungen stärkere quasi-statische Rückwirkung auf den Reader? Warum? Was kann man tun, um die Lastmodulation eines Transponders zu erhöhen? RFID Systems LV 440.417 Seite 78 Messreihe zur quasi-statischen Rückwirkung unlimitierter Transponder Sendeantenne Q = 12 Sendeantenne Q = 19 Sendeantenne Q = 35 Rückwirkung auf ISO/IEC10373-6 PCD-Antenne Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder: Ohm 100000 10000 1800 470 100 100000 10000 1800 470 100 100000 10000 1800 470 100 RFID Systems Q total 57,03 25,00 6,51 1,83 0,40 57,03 25,00 6,51 1,83 0,40 57,03 25,00 6,51 1,83 0,40 Anzahl Windungen Transponder-Antenne (78,6 x 23 mm) 6 5 4 H-Reduktion Q total H-Reduktion Q total H-Reduktion Q total 0,893 67,42 0,893 86,73 0,861 107,17 0,867 30,94 0,883 41,49 0,854 57,79 0,939 8,28 0,929 11,40 0,904 17,34 0,978 2,35 0,973 3,25 0,963 5,08 0,992 0,51 0,992 0,71 0,989 1,12 0,869 67,42 0,879 86,73 0,835 107,17 0,872 30,94 0,852 41,49 0,810 57,79 0,926 8,28 0,909 11,40 0,881 17,34 0,975 2,35 0,968 3,25 0,957 5,08 0,994 0,51 0,992 0,71 0,989 1,12 0,789 67,42 0,757 86,73 0,671 107,17 0,790 30,94 0,758 41,49 0,693 57,79 0,884 8,28 0,855 11,40 0,816 17,34 0,958 2,35 0,943 3,25 0,927 5,08 0,983 0,51 0,981 0,71 0,979 1,12 LV 440.417 3 H-Reduktion 0,784 0,795 0,871 0,948 0,987 0,740 0,733 0,847 0,938 0,984 0,557 0,610 0,760 0,898 0,971 Seite 79 Messreihe zur quasi-statischen Rückwirkung unlimitierter Transponder (II) Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder: 120,00 100,00 80,00 60,00 40,00 20,00 0,00 100000 10000 6 Windungen RFID Systems 1800 5 Windungen 470 4 Windungen 100 3 Windungen LV 440.417 Seite 80 Quasi-Statische Rückwirkung unlimitierter Transponder Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder: Reduktion der Feldstärke der Q35 Antenne durch Rückwirkung des Transponders 1,00 6 Windungen 5 Windungen 4 Windungen 3 Windungen Reduktion der H-Feldstärke 0,95 0,90 0,85 0,80 0,75 0,70 0,65 0,60 0,55 0,50 0 20 40 60 80 100 Güte des Transponders RFID Systems LV 440.417 Seite 81 Quasi-Statische Rückwirkung unlimitierter Transponder Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder: Reduktion der Feldstärke der Q19 Antenne durch Rückwirkung des Transponders 1,00 6 5 4 3 Reduktion der H-Feldstärke 0,95 0,90 Windungen Windungen Windungen Windungen 0,85 0,80 0,75 0,70 0,65 0,60 0,55 0,50 0 20 40 60 80 100 Güte des Transponders RFID Systems LV 440.417 Seite 82 Quasi-Statische Rückwirkung unlimitierter Transponder Abhängig von der Windungszahl ergeben sich mit externem Parallel-Wirkwiderstand die folgenden Güten am Transponder: Reduktion der Feldstärke der Q12-Antenne durch Rückwirkung des Transponders 1,00 6 5 4 3 Reduktion der H-Feldstärke 0,95 0,90 Windungen Windungen Windungen Windungen 0,85 0,80 0,75 0,70 0,65 0,60 0,55 0,50 0 20 40 60 80 100 Güte des Transponders RFID Systems LV 440.417 Seite 83 RFID Systems Seite 84
