1 Zusammenfassung des 1. Kapitels
Werbung
Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Zusammenfassung des 1. Kapitels Weiter Ende 1 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 1 Zusammenfassung des 1. Kapitels Die modellmäßige Beschreibung von Bauelementen und Quellen ist die Grundlage dafür, daß elektronische Schaltungen einer mathematischen Beschreibung zugänglich gemacht werden können. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 1 Zusammenfassung des 1. Kapitels Die modellmäßige Beschreibung von Bauelementen und Quellen ist die Grundlage dafür, daß elektronische Schaltungen einer mathematischen Beschreibung zugänglich gemacht werden können. Eine mathematische Beschreibung wiederum stellt die Basis für die Analyse bzw. die Simulation elektronischer Schaltungen dar. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 1 Zusammenfassung des 1. Kapitels Die modellmäßige Beschreibung von Bauelementen und Quellen ist die Grundlage dafür, daß elektronische Schaltungen einer mathematischen Beschreibung zugänglich gemacht werden können. Eine mathematische Beschreibung wiederum stellt die Basis für die Analyse bzw. die Simulation elektronischer Schaltungen dar. Begonnen haben wir mit einer Zusammenstellung passiver Eintore, die insbesondere auch Bedeutung bei der Modellierung von Halbleiterbauelementen haben, welche bei modernen elektronischen Schaltungen eine zentrale Stellung einnehmen. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Element Symbol i Wider– stand u ...................... R i u i Kapa– zität q + u ...................... i C u i Indukti– vität u ...................... L i u Strom–Spannungs– Beziehung allgemein i = i(u) bzw. u = u(i) ...................... linear u=R·i allgemein q = q(u) i = dq/dt ...................... linear i = C · du/dt allgemein ϕ = ϕ(i) u = dϕ/dt ...................... linear u = L · di/dt Weiter Ende 2 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 3 Als Grundbausteine für Modellierungen sind ferner Quellen — insbesondere gesteuerte Quellen — wichtig. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 3 Als Grundbausteine für Modellierungen sind ferner Quellen — insbesondere gesteuerte Quellen — wichtig. Als erste haben wir ideale unabhängige Quellen behandelt. Quellentyp Symbol e Spannungs– bzw. Strom–Beziehung i Ideale Spannungsquelle u=e u j i Ideale Stromquelle i=j u Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Daran schloß sich die Behandlung realer unabhängiger Quellen an. Äquivalente Quelle Quelle R i e i u e R R i j R u R j u R i u Weiter Ende 4 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Daran schloß sich die Behandlung realer unabhängiger Quellen an. Äquivalente Quelle Quelle R i e i u e R R i j R u R j Als letzte haben wir gesteuerte Quellen betrachtet. u R i u Weiter Ende 4 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Quellentyp Strom–/Spannungs– Beziehung Symbol i1 =0 Spannungs– gesteuerte Spannungs– quelle i2 u2 e u1 allgemein u2 = e = f (u1 ) linear u2 = e = Ku1 i1=0 Spannungs– gesteuerte Strom– quelle allgemein i2 = j = f (u1 ) linear i2 = j = Gu1 i2 u1 u2 j i1 Strom– gesteuerte Spannungs– quelle i2 u1 =0 u2 e allgemein u2 = e = f (i1 ) linear u2 = e = Ri1 i1 Strom– gesteuerte Strom– quelle i2 u1 =0 j u2 allgemein i2 = j = f (i1 ) linear i2 = j = Ki1 Weiter Ende 5 Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Als einfachstes Halbleiter–Bauelement haben wir die Sperrschicht–Diode behandelt. 6 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 6 Als einfachstes Halbleiter–Bauelement haben wir die Sperrschicht–Diode behandelt. Bild a zeigt das Symbol, Bild b eine typische ID –UD –Kennlinie. ID/mA 8 ID UD 4 -0.4 a 0 0.4 UD/V b Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Das ID –UD –Verhalten wird prinzipiell durch die folgenden Gleichungen beschrieben: ID UD /UT = IS e −1 7 Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Das ID –UD –Verhalten wird prinzipiell durch die folgenden Gleichungen beschrieben: ID UD /UT = IS e −1 UT = kT /e 7 Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Das ID –UD –Verhalten wird prinzipiell durch die folgenden Gleichungen beschrieben: ID k e T UD /UT = IS e −1 = = = 1.3807 · 10−23VAs/K 1.6022 · 10−19As (absolute) Temperatur UT = kT /e (Boltzmann– Konstante ) (Elementarladung ) 7 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 8 Zur Untersuchung des dynamischen Verhaltens haben wir das folgende Modell kennengelernt. qD + RV iD uD Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 8 Zur Untersuchung des dynamischen Verhaltens haben wir das folgende Modell kennengelernt. qD + RV iD uD Es enthält die nichtlineare Kapazität ∂qD τtIs u /U = · e D T +C0 cD (uD ) = ∂t UT uD −m 1− φB Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 8 Zur Untersuchung des dynamischen Verhaltens haben wir das folgende Modell kennengelernt. qD + RV iD uD Es enthält die nichtlineare Kapazität ∂qD τtIs u /U = · e D T +C0 cD (uD ) = ∂t UT uD −m 1− φB Der Widerstand RV repräsentiert die in der Diode auftretenden Verluste. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 9 Anhand der folgenden Diodenschaltungen haben wir wichtige Vorgehensweisen diskutiert, die insbesondere auch für Transistorschaltungen Gültigkeit haben. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 9 Anhand der folgenden Diodenschaltungen haben wir wichtige Vorgehensweisen diskutiert, die insbesondere auch für Transistorschaltungen Gültigkeit haben. R E0+e(t) I0+i(t) U0+u(t) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 9 Anhand der folgenden Diodenschaltungen haben wir wichtige Vorgehensweisen diskutiert, die insbesondere auch für Transistorschaltungen Gültigkeit haben. R E0+e(t) I0+i(t) U0+u(t) Für das Gleichstromverhalten ist der Arbeitspunkt (U0,I0) — Schnittpunkt von Dioden– Kennlinie und Widerstands–Gerade — eine charakteristische Größe. I E0 R DiodenKennlinie I0 WiderstandsGerade 0 U0 E0 U Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Für das Kleinsignal–Verhalten spielt der differentielle Diodenleitwert GD eine wichtige Rolle, ∂I = ∂U I=I0 Weiter Ende 10 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Für das Kleinsignal–Verhalten spielt der differentielle Diodenleitwert GD ∂I = ∂U I=I0 eine wichtige Rolle, er ist die Steigung der Dioden–Kennlinie im Arbeitspunkt. Ende 10 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 10 Für das Kleinsignal–Verhalten spielt der differentielle Diodenleitwert GD ∂I = ∂U I=I0 eine wichtige Rolle, er ist die Steigung der Dioden–Kennlinie im Arbeitspunkt. Für GD ergibt sich GD = I0 UT Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 10 Für das Kleinsignal–Verhalten spielt der differentielle Diodenleitwert GD ∂I = ∂U I=I0 eine wichtige Rolle, er ist die Steigung der Dioden–Kennlinie im Arbeitspunkt. Für GD ergibt sich GD = I0 UT Mit RD = 1/GD läßt sich die folgende lineare Schaltung als Modell für das Kleinsignal– Verhalten angeben: R e(t) i(t) u(t) RD Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 11 Bipolar–Transistoren werden als npn–Transistoren (linkes Symbol) oder pnp–Transistoren (Rechtes Symbol) hergestellt. C C B B E E Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 11 Bipolar–Transistoren werden als npn–Transistoren (linkes Symbol) oder pnp–Transistoren (Rechtes Symbol) hergestellt. C C B B E E Die Anschlüsse tragen die Bezeichnungen B = b Basis, C = b Kollektor, E = b Emitter. Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 11 Bipolar–Transistoren werden als npn–Transistoren (linkes Symbol) oder pnp–Transistoren (Rechtes Symbol) hergestellt. C C B B E E Die Anschlüsse tragen die Bezeichnungen B = b Basis, C = b Kollektor, E = b Emitter. Bipolar–Transistoren werden sowohl in analogen als auch in digitalen Schaltungen eingesetzt. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 12 Ein stark idealisiertes Transistor–Modell ist das von Ebers und Moll entwickelte Injektions– Modell. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 12 Ein stark idealisiertes Transistor–Modell ist das von Ebers und Moll entwickelte Injektions– Modell. Folgende positive Zählrichtungen wurden für Ströme und Spannungen festgelegt: C UBC IC B IB UCE IE UBE E IB Basisstrom IC Kollektorstrom IE Emitterstrom UBC Basis-Kollektor-Spannung UBE Basis-Emitter-Spannung UCE Kollektor-Emitter-Spannung Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 12 Ein stark idealisiertes Transistor–Modell ist das von Ebers und Moll entwickelte Injektions– Modell. Folgende positive Zählrichtungen wurden für Ströme und Spannungen festgelegt: C UBC IC B IB UCE IE UBE E IB Basisstrom IC Kollektorstrom IE Emitterstrom UBC Basis-Kollektor-Spannung UBE Basis-Emitter-Spannung UCE Kollektor-Emitter-Spannung Dann gelten für den Emitterstrom IE und den Kollektorstrom IC eines npn–Transistors die Beziehungen UBE /UT UBC /UT IE = −IES e − 1 + αR ICS e −1 UBE /UT UBC /UT IC = αV IES e − 1 − ICS e −1 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 13 Aus diesen Gleichungen hatten wir ein statisches Großsignal–Modell für npn–Transistoren hergeleitet: E IE IC R IC V IE UBE UBC B C Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 13 Aus diesen Gleichungen hatten wir ein statisches Großsignal–Modell für npn–Transistoren hergeleitet: E IE IC R IC C V IE UBE UBC B Für pnp–Transistoren gilt ein entsprechendes Modell mit veränderten Richtungen für Spannungen und Ströme. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 13 Aus diesen Gleichungen hatten wir ein statisches Großsignal–Modell für npn–Transistoren hergeleitet: E IE IC R IC C V IE UBE UBC B Für pnp–Transistoren gilt ein entsprechendes Modell mit veränderten Richtungen für Spannungen und Ströme. Die Steuerungskoeffizienten der gesteuerten Quellen αV und αR (V = b Vorwärts, R = b Rückwärts) heißen Stromverstärkungsfaktoren. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 14 Häufig sind neben den Transistorgleichungen sogenannte Kennlinienfelder nützliche Darstellungen, Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 14 Häufig sind neben den Transistorgleichungen sogenannte Kennlinienfelder nützliche Darstellungen, besonders für die Basis–Schaltung (a) und für die Emitter–Schaltung (b). UBC IC UBE a UCE IB IE b Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 14 Häufig sind neben den Transistorgleichungen sogenannte Kennlinienfelder nützliche Darstellungen, besonders für die Basis–Schaltung (a) und für die Emitter–Schaltung (b). UBC IC UBE a UCE IB IE b IC –UCB –Ausgangskennlinienfeld eines npn–Transistors in Basis–Schaltung: IC/mA IE=-9mA 8 IE=-7mA 6 IE IC IE=-5mA 4 IE=-3mA 2 IE=-1mA 0 5 10 UCB/V UCB Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Für die Emitter–Schaltung ergibt sich ein IC –UCE –Kennlinienfeld der folgenden Form: IC/mA 5 IB=50µA 4 IB=40µA 3 IB=30µA 2 IB=20µA 1 IB=10µA 0 1 2 3 UCE/V IC IB UCE 15 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 16 Reale Transistoren zeigen ein abweichendes Verhalten gegenüber dem durch die Ebers–Moll– Gleichungen beschriebenen. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 16 Reale Transistoren zeigen ein abweichendes Verhalten gegenüber dem durch die Ebers–Moll– Gleichungen beschriebenen. Insbesondere spielen parasitäre Widerstände und Kapazitäten — bei sehr hohen Freuquenzen auch zunehmend Induktivitäten — eine Rolle. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 16 Reale Transistoren zeigen ein abweichendes Verhalten gegenüber dem durch die Ebers–Moll– Gleichungen beschriebenen. Insbesondere spielen parasitäre Widerstände und Kapazitäten — bei sehr hohen Freuquenzen auch zunehmend Induktivitäten — eine Rolle. Ein anderer wichtiger, unerwünschter Effekt ist der sogenannte Early–Effekt durch den ein Ansteigen des Kollektorstroms mit wachsender Kollektor–Emitter–Spannung bewirkt wird. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 16 Reale Transistoren zeigen ein abweichendes Verhalten gegenüber dem durch die Ebers–Moll– Gleichungen beschriebenen. Insbesondere spielen parasitäre Widerstände und Kapazitäten — bei sehr hohen Freuquenzen auch zunehmend Induktivitäten — eine Rolle. Ein anderer wichtiger, unerwünschter Effekt ist der sogenannte Early–Effekt durch den ein Ansteigen des Kollektorstroms mit wachsender Kollektor–Emitter–Spannung bewirkt wird. Qualitatives Aussehen des IC –UCE –Kennlinienfeldes eines npn–Transistors in Emitter– Schaltung: IC -UEarly 0 UCE Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 17 Werden Bipolar–Transistoren für die Verarbeitung von zeitlich veränderlichen Signalen eingesetzt, etwa zur Verstärkung von sinusförmigen Spannungen in linearen Schaltungen oder zur Verarbeitung von rechteckförmigen Signalen in Digitalschaltungen, so muß ihr dynamisches Verhalten bei der Modellbildung Berücksichtigung finden. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 17 Werden Bipolar–Transistoren für die Verarbeitung von zeitlich veränderlichen Signalen eingesetzt, etwa zur Verstärkung von sinusförmigen Spannungen in linearen Schaltungen oder zur Verarbeitung von rechteckförmigen Signalen in Digitalschaltungen, so muß ihr dynamisches Verhalten bei der Modellbildung Berücksichtigung finden. Dynamisches Großsignal–Modell eines npn–Transistors: CC CE iE Re iV iR Rc iC C E R iR Rb B V iV Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 18 In linearen Schaltungen sind Kleinsignal–Modelle für Bipolar–Transistoren von besonderer Bedeutung. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 18 In linearen Schaltungen sind Kleinsignal–Modelle für Bipolar–Transistoren von besonderer Bedeutung. In diesen Schaltungen werden Transistoren nahezu ausschließlich im sogenannten aktiven Bereich vorwärts betrieben. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 18 In linearen Schaltungen sind Kleinsignal–Modelle für Bipolar–Transistoren von besonderer Bedeutung. In diesen Schaltungen werden Transistoren nahezu ausschließlich im sogenannten aktiven Bereich vorwärts betrieben. Für tiefe Frequenzen haben wir sowohl für npn– als auch für pnp–Transistoren das folgende einfache Kleinsignal–Modell hergeleitet: Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 18 In linearen Schaltungen sind Kleinsignal–Modelle für Bipolar–Transistoren von besonderer Bedeutung. In diesen Schaltungen werden Transistoren nahezu ausschließlich im sogenannten aktiven Bereich vorwärts betrieben. Für tiefe Frequenzen haben wir sowohl für npn– als auch für pnp–Transistoren das folgende einfache Kleinsignal–Modell hergeleitet: E iE RE iE iC iB uBC uBE B C Zurück Weiter Ende c 2002 Prof. Dr. H. Wupper 19 Die mit Hilfe dieses Modells berechneten Eigenschaften der drei linearen Grundschaltungen mit Bipolar–Transistoren sind in der folgenden Tabelle zusammengefaßt. Basis– Schaltung Spannungs– V =α· verstärkung ≈ RL RE RL RE Eingangs– widerstand Re = RE Innenwiderstand Ri → ∞ Emitter– Schaltung −αRL (1 − α)R0 + RE R0 RL , RE ≈− RE β V = RE 1−α ≈ βRE Re = Ri → ∞ Kollektor– Schaltung RL RL +(1−α)R0 +RE R0 RL ≈ 1, RE + β V= RE + RL 1−α ≈ β(RE + RL ) Re = Ri = RE + (1 − α)R0 ≈ RE + R0 /β Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Weiter Ende 20 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, • daß im einen Fall beide Dioden leitend sind, Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, • daß im einen Fall beide Dioden leitend sind, • während sie im anderen Fall beide gesperrt sind. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, • daß im einen Fall beide Dioden leitend sind, • während sie im anderen Fall beide gesperrt sind. Eine sehr grobe Vereinfachung der Modelle, mit der man sich aber häufig die grundsätzliche Wirkungsweise einer Schaltung veranschaulichen kann, besteht in der Annahme Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, • daß im einen Fall beide Dioden leitend sind, • während sie im anderen Fall beide gesperrt sind. Eine sehr grobe Vereinfachung der Modelle, mit der man sich aber häufig die grundsätzliche Wirkungsweise einer Schaltung veranschaulichen kann, besteht in der Annahme • eines Kurzschlusses zwischen Kollektor und Emitter für den durchgeschalteten Transistor und Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 20 Bipolar–Transistor–Modelle für den Schalterbetrieb Zwei besonders wichtige Zustände von Bipolar–Transistoren in Digitalschaltungen sind dadurch gekennzeichnet, • daß im einen Fall beide Dioden leitend sind, • während sie im anderen Fall beide gesperrt sind. Eine sehr grobe Vereinfachung der Modelle, mit der man sich aber häufig die grundsätzliche Wirkungsweise einer Schaltung veranschaulichen kann, besteht in der Annahme • eines Kurzschlusses zwischen Kollektor und Emitter für den durchgeschalteten Transistor und • einer Unterbrechnung zwischen Kollektor und Emitter für den gesperrten Bipolar–Transistor. Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. Ende 21 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G Von links nach rechts: S B G G S B B B G D D D D S S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Die Anschlußklemmen sind Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Die Anschlußklemmen sind • Drain (D) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Die Anschlußklemmen sind • Drain (D) • Gate (G) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Die Anschlußklemmen sind • Drain (D) • Gate (G) • Source (S) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 21 Nach den Bipolar–Transistoren haben wir Feldeffekt–Transistoren behandelt. MOS–Transistoren sind die wichtigsten Vertreter dieses Transistor–Typs. MOS–Transistoren finden vorzugsweise in digitalen Schaltungen Anwendung. Es gibt vier verschiedene Symbole: G S B G G S B B B G D D D D S S Von links nach rechts: n–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), n–Kanal–Transistor (Verarmungstyp), p–Kanal–Transistor (Anreicherungstyp), p–Kanal–Transistor (Verarmungstyp) Die Anschlußklemmen sind • • • • Drain (D) Gate (G) Source (S) Substrat (B = b Bulk) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 22 Neben MOS–Feldeffekt–Transistoren haben wir Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren kennengelernt. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 22 Neben MOS–Feldeffekt–Transistoren haben wir Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren kennengelernt. Symbole: D D G G S S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 22 Neben MOS–Feldeffekt–Transistoren haben wir Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren kennengelernt. Symbole: D D G G S Links: n–Kanal, S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 22 Neben MOS–Feldeffekt–Transistoren haben wir Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren kennengelernt. Symbole: D D G G S Links: n–Kanal, rechts: p–Kanal S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 22 Neben MOS–Feldeffekt–Transistoren haben wir Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren kennengelernt. Symbole: D D G G S S Links: n–Kanal, rechts: p–Kanal Da der pn–Übergang zwischen Gate und Kanal stets in Sperrichtung betrieben werden muß, sind Sperrschicht–Feldeffekt–Transistoren immer vom Verarmungstyp. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 23 Bei den Beziehungen für das statische Verhalten von MOS–Transistoren gelten — für n–Kanal– Transistoren — die folgenden positiven Zählrichtungen: Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 23 Bei den Beziehungen für das statische Verhalten von MOS–Transistoren gelten — für n–Kanal– Transistoren — die folgenden positiven Zählrichtungen: D ID G UDS IG UGS IS S Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 23 Bei den Beziehungen für das statische Verhalten von MOS–Transistoren gelten — für n–Kanal– Transistoren — die folgenden positiven Zählrichtungen: D ID G UDS IG UGS IS S Es werden drei Bereiche unterschieden: Bereich I : UGS − UT < 0 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 23 Bei den Beziehungen für das statische Verhalten von MOS–Transistoren gelten — für n–Kanal– Transistoren — die folgenden positiven Zählrichtungen: D ID G UDS IG UGS IS S Es werden drei Bereiche unterschieden: Bereich I : UGS − UT < 0 Bereich II : 0 < UDS < UGS − UT Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 23 Bei den Beziehungen für das statische Verhalten von MOS–Transistoren gelten — für n–Kanal– Transistoren — die folgenden positiven Zählrichtungen: D ID G UDS IG UGS IS S Es werden drei Bereiche unterschieden: Bereich I : UGS − UT < 0 Bereich II : 0 < UDS < UGS − UT Bereich III : 0 < UGS − UT < UDS Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Bereich I: ID = 0 Weiter Ende 24 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Bereich I: ID = 0 Bereich II (Anlaufstrom–Bereich): ID UDS = KUDS UGS − UT − 2 Weiter Ende 24 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Bereich I: ID = 0 Bereich II (Anlaufstrom–Bereich): ID UDS = KUDS UGS − UT − 2 Bereich III (Sättigung): ID (UGS − UT )2 =K· 2 Weiter Ende 24 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Konstante K : K= µnε0εoxW doxL Weiter Ende 25 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Konstante K : K= µn ε0 εox W dox L µnε0εoxW doxL Elektronenbeweglichkeit (µp bei p–Kanal–Transistoren) absolute Dielektrizitätskonstante relative Dielektrizitätskonstante des Gateoxids Kanalweite (–breite) Dicke der Oxidschicht Kanallänge Ende 25 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Statische Kennlinien eines n–Kanal MOS–Transistors ID/mA 8 UDS=8V 6 ID/mA 8 UGS - UT UGS=7V 6 UDS=2V 4 4 2 2 0 0 2 6 UGS/V 4 a UGS=6V UGS=5V UGS=4V UGS=3V 0 0 2 4 6 b 8 UDS/V Ende 26 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Statische Kennlinien eines n–Kanal MOS–Transistors ID/mA 8 UDS=8V 6 ID/mA 8 UGS - UT UGS=7V 6 UDS=2V 4 4 2 2 0 0 2 6 UGS/V 4 a Eingangskennlinien (a), UGS=6V UGS=5V UGS=4V UGS=3V 0 0 2 4 6 b 8 UDS/V Ende 26 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Statische Kennlinien eines n–Kanal MOS–Transistors ID/mA 8 UDS=8V 6 ID/mA 8 UGS - UT UGS=7V 6 UDS=2V 4 4 2 2 0 0 2 6 UGS/V 4 UGS=6V UGS=5V UGS=4V UGS=3V 0 0 a Eingangskennlinien (a), Ausgangskennlinien (b) 2 4 6 b 8 UDS/V Ende 26 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Schematische Kennlinienfelder für die vier verschiedenen MOS–Transistor–Typen: ID ID ID ID UGS UGS UDS UGS UGS a ID ID UDS UGS -UGS c UDS ID ID UDS UGS b -UGS d Ende 27 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Schematische Kennlinienfelder für die vier verschiedenen MOS–Transistor–Typen: ID ID ID ID UGS UGS UDS UGS UGS a ID ID UDS UGS -UGS c a. n–Kanal (Anreicherungstyp), UDS ID ID UDS UGS b -UGS d Ende 27 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Schematische Kennlinienfelder für die vier verschiedenen MOS–Transistor–Typen: ID ID ID ID UGS UGS UDS UGS UGS a ID ID UDS UGS -UGS c UDS ID ID UDS UGS b -UGS d a. n–Kanal (Anreicherungstyp), b. n–Kanal (Verarmungstyp), Ende 27 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 27 Schematische Kennlinienfelder für die vier verschiedenen MOS–Transistor–Typen: ID ID ID ID UGS UGS UDS UGS UGS a ID ID UDS UGS -UGS c UDS ID ID UDS UGS b -UGS d a. n–Kanal (Anreicherungstyp), b. n–Kanal (Verarmungstyp), c. p–Kanal (Anreicherungstyp), Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Ende 27 Schematische Kennlinienfelder für die vier verschiedenen MOS–Transistor–Typen: ID ID ID ID UGS UGS UDS UGS UGS a ID ID UDS UGS -UGS c UDS ID ID UDS UGS b -UGS d a. n–Kanal (Anreicherungstyp), b. n–Kanal (Verarmungstyp), c. p–Kanal (Anreicherungstyp), d. p–Kanal (Verarmungstyp) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 28 Bei realen MOS–Transistoren wirkt sich die sogenannte Kanallängenmodulation ähnlich aus wie der Early–Effekt bei Bipolar–Transistoren. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 28 Bei realen MOS–Transistoren wirkt sich die sogenannte Kanallängenmodulation ähnlich aus wie der Early–Effekt bei Bipolar–Transistoren. Modifizierte Gleichungen: Bereich II: ID = KUDS (1 + λUDS )(UGS − UT − UDS /2) Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 28 Bei realen MOS–Transistoren wirkt sich die sogenannte Kanallängenmodulation ähnlich aus wie der Early–Effekt bei Bipolar–Transistoren. Modifizierte Gleichungen: Bereich II: ID = KUDS (1 + λUDS )(UGS − UT − UDS /2) Bereich III: ID = K 2 (1 + λUDS )(UGS − UT ) 2 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 28 Bei realen MOS–Transistoren wirkt sich die sogenannte Kanallängenmodulation ähnlich aus wie der Early–Effekt bei Bipolar–Transistoren. Modifizierte Gleichungen: Bereich II: ID = KUDS (1 + λUDS )(UGS − UT − UDS /2) Bereich III: ID = K 2 (1 + λUDS )(UGS − UT ) 2 Die Größe 1/λ entspricht der Early–Spannung bei Bipolar–Transistoren. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Dynamisches Modell für MOS–Transistoren: D RD CGD’ qBD’ D’ uGD’ uBD’ iBD’ iD uD’S’ iBS’ B G uBS’ uGS’ S’ qBS’ CGS’ CGB RS S Weiter Ende 29 Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 30 MOS–Transistoren werden insbesondere in Digitalschaltungen eingesetzt, lassen sich aber auch in linearen Schaltungen verwenden. Zurück c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Weiter Ende 30 MOS–Transistoren werden insbesondere in Digitalschaltungen eingesetzt, lassen sich aber auch in linearen Schaltungen verwenden. In ihnen läßt sich das folgende MOS–Transistor– Modell für geringe Aussteuerung einsetzen. D CGB RD’ CGD’ D’ G uGS’ CBD’ RBD’ CGS’ + GmBS uGS’ GmBS uBS’ RD’S’ CBS’ RBS’ S’ RS’ S uBS’ B Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Einfaches dynamisches Kleinsignal–Modell für tiefe Frequenzen im Bereich III: G uGS S D Gm uGS’ S Ende 31 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Einfaches dynamisches Kleinsignal–Modell für tiefe Frequenzen im Bereich III: G uGS S D Gm uGS’ S Gm = b Steilheit: Gm ∂iD = ∂uGS 0 i = K(UGS 00 − UT ) D =ID0 Ende 31 Zurück Weiter c 2002 Prof. Dr. H. Wupper Kleinsignal–Eigenschaften von linearen MOS–Transistor–Schaltungen: Gate– Schaltung Source– Schaltung Drain– Schaltung Spannungs– verstärkung V = RL Gm V = −RL Gm Eingangs– widerstand Re = 1/Gm Re → ∞ Re → ∞ Innen– widerstand Ri → ∞ Ri → ∞ Ri = 1/Gm V = RL Gm 1 + RL Gm Ende 32
