Spannungsgesteuerter Oszillator SN74S124 - support

EB100B
Spannungsgesteuerter Oszillator
EB100
Spannungsgesteuerter
Oszillator SN74S124
Verfasser: Eilhard Haseloff
Datum: 19. Januar 1987
Rev.: A
Überarbeitet: 14.11.1995
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Spannungsgesteuerter Oszillator
Dieser Bericht beschreibt die Funktion und Anwendung des spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO = voltage controlled oscillator) SN74S124. Nach einer detaillierten
Beschreibung der Funktion dieser integrierten Schaltung werden
verschiedene Anwendungen dieses Bauelementes gezeigt. Abschließend
wird auf mehrere Entwurfsregeln eingegangen, die für eine einwandfreie
Funktion dieser gemischt analog-digitalen Schaltung wichtig sind.
Inhaltsverzeichnis
1 Einleitung .......................................................................................................................3
2 Funktion des Enable-Eingangs ......................................................................................4
3 Funktion der Eingänge RNG und FC .............................................................................5
4 Stabilität des Oszillators .................................................................................................7
5 Phasenwinkelmeßgerät..................................................................................................8
6 Phasengeregelter Oszillator ...........................................................................................11
7 Aufbauhinweise..............................................................................................................12
8 Schlußbemerkung ..........................................................................................................14
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Spannungsgesteuerter Oszillator
1 Einleitung
Dieser Bericht beschreibt die Funktion und Anwendung des spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO = voltage controlled oscillator) SN74S124. Diese integrierte Schaltung
enthält zwei völlig getrennte Oszillatoren, in der digitale (Schottky-TTL) und lineare
Schaltungstechnik kombiniert wurden. Bild 1 zeigt das Blockschaltbild und Bild 2 das
Logikdiagramm dieser Schaltung.
Bild 1: Funktionsschaltbild des spannungsgesteuerten Oszillators SN74S124
Bild 2: Logikdiagramm des spannungsgesteuerten Oszillators SN74S124
Für den Oszillator- und Logikteil sind getrennte Vcc- und GND-Anschlüsse vorgesehen,
um eine gegenseitige Beeinflussung dieser Stufen über die Versorgungsleitungen zu
vermeiden. Auf Maßnahmen, die bei der Versorgungsspannungszuführung zu beachten
sind, wird im Kapitel 7 eingegangen. Die Ausgangsfrequenz wird durch einen externen
Kondensator bestimmt, der die Mittenfrequenz fc festlegt, die durch die
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Spannungseingänge FC und RNG dann variiert werden kann. Diese Mittenfrequenz
errechnet sich nach der Formel:
fc =
mit
fc
Cext
5 ⋅ 10− 4
Cext
= Mittenfrequenz in Hz
= frequenzbestimmender Kondensator in F
Der Frequenzbereich reicht von 0,1 Hz bis 85 MHz (typische Werte), wobei die untere
Frequenzgrenze praktisch nur durch die geometrischen Abmessungen des
Kondensators und seinen Leckstrom bestimmt wird, während die obere Frequenz durch
die Streukapazitäten des Schaltungsaufbaus begrenzt wird (Bild 3).
Bild 3: Diagramm zur Ermittlung der Oszillatorfrequenz
Anmerkung
In älteren Datenblättern des spannungsgesteuerten Oszillators
SN74S124 wurde der Betrieb dieser Schaltung mit einem externen
Quarz anstelle eines frequenzbestimmenden Kondensators
empfohlen. Untersuchungen haben jedoch gezeigt, daß dies in vielen
Fällen zu Problemen führt, da die interne Schaltung dieses
Bauelementes nicht optimal an die Erfordernisse eines
Schwingquarzes angepaßt ist. Die Folge davon sind ein schlechtes
Anschwingverhalten und eine geringe Frequenzstabilität der
Schaltung. Daher sollte diese Schaltungsvariante unter allen
Umständen vermieden werden.
2 Funktion des Enable-Eingangs
Bei diesem Eingang handelt es sich um einen Logikeingang. Liegt an diesem
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Anschluß ein Low-Pegel, so ist der Oszillator und die Ausgangsstufe eingeschaltet. Ein
High-Pegel schaltet beide Teile der Schaltung ab, wobei der Oszillatorausgang High
wird. Eine Synchronisierschaltung der Ausgangsstufe verhindert dabei, daß der auf ein
Enable-Signal folgende Impuls verkürzt oder gedehnt wird. Bild 4 veranschaulicht
dieses Verhalten.
Bild 4: Funktionsweise und Verzögerungszeit des Enable-Eingangs
Die Verzögerungszeit tpdHL vom Enable-Eingang zum Ausgang berechnet sich für
Frequenzen < 20 MHz nach der folgenden Formel:
t pdHL =
1,4
fo
(fo < 20MHz)
Für Frequenzen oberhalb von 20 MHz beträgt die Verzögerungszeit typisch 70 ns. Die
Vorhaltezeit tsetup beträgt unabhängig von der Frequenz 30 ns. Es handelt sich hierbei
um die minimale Zeit, um die der Enable-Eingang vor dem Beginn des nächsten
Ausgangsimpulses auf High umschalten muß, um zu verhindern, daß ein weiterer
Impuls am Ausgang erscheint. Wird diese Zeit unterschritten, so läßt die
Synchronisierschaltung einen weiteren Impuls passieren.
3 Funktion der Eingänge RNG und FC
Wie in Bild 1 gezeigt, führen die Eingänge RNG und FC zu einem Analog-Multiplizierer,
dessen Ausgang dann den spannungsgesteuerten Oszillator ansteuert. Mit einer
Spannung von 0 bis 5 Volt an diesen Eingängen läßt sich
die Frequenz etwa im Verhältnis 4 : 1 ändern. Wird die Spannung am Eingang FC
konstant gehalten, so sinkt die Frequenz mit steigender Spannung am RNG-Eingang.
Umgekehrt erhöht sich die Frequenz des Oszillators mit steigender Spannung am FCEingang, wenn die Spannung am RNG-Eingang konstant gehalten wird. In einem
Phasenregelkreis (phase locked loop) kann daher einer der beiden Eingänge zur
Zuführung der Regelspannung entsprechend ihrer Polarität gewählt werden. Mit einer
Spannung am anderen Eingang kann dann die Regelsteilheit oder der Regelbereich der
gesamten Schleife eingestellt werden.
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3.5 kHz
VRNG=1V
3.0 kHz
VRNG=2V
2.5 kHz
2.0 kHz
VRNG=3V
VRNG=4V
1.5 kHz
VRNG=5V
1.0 kHz
0.5 kHz
0.0 kHz
0.0 V
1.0 V
2.0 V
3.0 V
4.0 V
5.0 V
VFC/V
Bild 5: Oszillatorkennlinie bei Cext = 150 nF
3.0 MHz
VRNG=1V
2.5 MHz
VRNG=2V
2.0 MHz
VRNG=3V
1.5 MHz
VRNG=4V
VRNG=5V
1.0 MHz
0.5 MHz
0.0 MHz
0.0 V
1.0 V
2.0 V
3.0 V
4.0 V
5.0 V
VFC/V
Bild 6: Oszillatorkennlinie bei Cext = 180 pF
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18 MHz
VRNG=1V
16 MHz
VRNG=2V
14 MHz
12 MHz
VRNG=3V
10 MHz
VRNG=4V
8 MHz
VRNG=5V
6 MHz
4 MHz
2 MHz
0 MHz
0 V
1 V
2 V
3 V
4 V
5 V
VFC/V
Bild 7: Oszillatorkennlinie bei Cext = 22 pF
Außerdem können die beiden Eingänge bei entsprechender Wahl der
Steuerspannungen zum Grob- bzw. Feinabgleich der Oszillatorfrequenz benutzt
werden. Bei einer Spannung VRNG = 1 V ergibt sich eine sehr feine und lineare
Einstellmöglichkeit der Oszillatorfrequenz mit Hilfe der Spannung am FC-Eingang.
Anderseits ermöglicht eine Spannung VRNG = 5 V eine Frequenzänderung über den
gesamten Bereich von etwa 4 : 1 (Bild 5, 6 und 7).
4 Stabilität des Oszillators
Der Einfluß von Betriebsspannungs- und Temperaturänderungen auf die Frequenz ist
sehr gering wie die Bilder 8 und 9 zeigen.
1.5 %
1%
0.5 %
0%
-0.5 %
-1 %
-1.5 %
4.5 V
4.7 V
4.9 V
5.1 V
5.3 V
5.5 V Vcc
Bild 8: Änderung der Frequenz bei Betriebsspannungsänderungen
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1 %
0 %
-1 %
-2 %
-3 %
-4 %
-5 %
-6 %
-40
-20
0
20
40
60
80
°C
Bild 9: Änderung der Frequenz bei Temperaturänderungen
Die Stabilität der Frequenz bei Temperaturänderungen wird in erster Linie durch den
Temperaturkoeffizienten des externen Kondensators bestimmt. Der bei dieser Messung
verwendete Styroflexkondensator hatte einen Temperaturkoeffizienten Tk = -100 … 250 ppm. In der Praxis ist somit der Temperaturkoeffizient des Kondensators meist
erheblich größer als der der Oszillatorschaltung.
5 Phasenwinkelmeßgerät
Als ein Beispiel für die Anwendung des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO)
SN74S124 zeigt Bild 11 die Schaltung eines Phasenmeßgerätes, welches die
Phasendifferenz zweier Signale gleicher Frequenz fin1 und fin2 in Grad anzeigt. Das
Kernstück dieser Schaltung bilden der in Bild 10 gezeigte Phasenregelkreis (Phase
locked loop), bestehend aus einem Phasenvergleicher, einem nachgeschalteten
Tiefpaß, und dem spannungsgesteuerten Oszillator SN74S124, dessen Ausgangssignal
- in einem Teiler um den Faktor 360 : 1 heruntergeteilt - einem der Eingänge des
Phasenvergleichers wieder zugeführt wird. Der Phasenkomparator liefert am Ausgang
eine Spannung, deren arithmetischer Mittelwert proportional zur Phasendifferenz der
beiden Frequenzen f1 und f2 ist. Diese Spannung wird über ein Tiefpaßfilter dem
Eingang FC des Oszillators zugeführt. Sie regelt diesen Oszillator so nach, daß seine
Frequenz fOSC stets 360 mal größer (bedingt durch den Teiler) ist als die
Eingangsfrequenz f1. Wenn sich das Eingangssignal f1 ändert, folgt damit nachgeführt
durch die Regelschleife die Frequenz f2 der Eingangsfrequenz f1, solange der
Stellbereich des Oszillators (ca. 4 : 1) nicht überschritten wird.
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Bild 10: Blockschaltbild des Phasenregelkreises (PLL)
Das vollständige Schaltbild des Phasenwinkelmeßgerätes ist in Bild 11 wiedergegeben.
Mit diesem Gerät wird der Phasenwinkel zwischen den beiden Eingangssignale fin1 und
fin2 direkt in Grad angezeigt. Handelt es sich bei den zu untersuchenden Signalen um
sinusförmige Signale, so ist in jeden Eingang ein Schmitt-Trigger vorzuschalten, um
eine ausreichende Flankensteilheit an den Takteingängen der Flipflops U4A und U4B
sicherzustellen. Das Meßgerät arbeitet nach folgendem Verfahren: Man geht davon
aus, daß im Ruhezustand das Flipflop U4A gesetzt ist (Q = Low) und das Flipflop
U4B zurückgesetzt ist (Q = High). Durch eine positive Flanke der Eingangsfrequenz fin2
wird das Flipflop U4B gesetzt, welches darauf das Tor U11B des Zählers U1, U2 und U3
einschaltet. Dieser Zähler zählt nun die vom Oszillator U6 kommenden Impulse, bis
durch die positive Flanke der Eingangsfrequenz fin1 das Flipflop U4A gesetzt wird und
damit das Flipflop U4B zurückgesetzt wird. Damit ist die eigentliche Messung beendet.
Bezeichnet man die Meßzeit mit t, die während dieser Zeit gezählten Impulse mit n und
die Periodendauer der Eingangsfrequenz mit T, so gilt, wenn die Oszillatorfrequenz
f = 360 × fin2 ist:
n=
t
⋅ 360
T
Die im Zähler stehende Zahl entspricht also exakt der Phasendifferenz in Grad der
beiden Eingangssignale. Der Ausgangsimpuls der monostabilen Kippstufe U5A überträgt
nun den gemessenen Wert in den in der Anzeigeschaltung TIL306 (U1, U2, U3)
enthaltenen Speicher (Strobe-Signal), worauf der Ausgangsimpuls der zweiten
monostabilen Kippstufe U5B den Zähler wieder löscht (Clear-Signal) und ihn damit für
die nächste Messung vorbereitet.
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Bild 11: Schaltbild des Phasenwinkelmeßgerätes
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6 Phasengeregelter Oszillator
Beim Aufbau von Graphikprozessoren werden oft Taktgeneratoren
benötigt,
die synchron zu der vorgegebenen Zeilenablenkfrequenz eines Monitors ein Taktsignal
erzeugen, das die Darstellung der einzelnen Bildpunkte auf dem Bildschirm steuert.
Um ein stehendes Bild zu erhalten, muß dieser Taktgenerator phasenstarr mit der
Horizontalablenkung laufen. Die Realisierung solcher Oszillatoren durch Start-StopOszillatoren, die vom Horizontalsynchronimpuls synchronisiert werden, stößt dabei
auf Schwierigkeiten. R/C-Oszillatoren haben keine ausreichende Stabilität, so daß
das dargestellte
Bild instabil ist.
Quarzoszillatoren sind nicht als Start-StopOszillatoren zu betreiben, weil sie bei richtiger Dimensionierung auf Grund der
hohen Güte eine extrem lange Anschwingzeit haben. Die bei den angesprochenen
Anwendungen gestellten Forderungen
lassen
sich
am besten mit einem
phasengeregelten Oszillator (Bild 12) realisieren. Als Taktgenerator wird der
spannungsgesteuerte Oszillator SN74S124 (U1) verwendet. Seine Ausgangsfrequenz
wird durch zwei hintereinandergeschaltete programmierbare 8-Bit Zähler (U2, U3) um
das Verhältnis heruntergeteilt, das durch die an deren Eingängen anliegende Binärzahl
vorgegeben ist. Bei der hier gezeigten Schaltung lassen sich Teilerverhältnisse
zwischen 1:1 und 65536:1 einstellen. Der Teiler arbeitet als Abwärtszähler. Erreicht er
die Stellung 0, so wird der Übertragsausgang RCO der zweiten Zählerschaltung aktiv
(Low). Mit dem nächsten Taktimpuls des Oszillators wird einmal der Zähler wieder auf
den Wert gesetzt, der durch die an seinen Eingängen vorgegebene Kombination
vorgegeben ist, zum anderen wird das Flipflop U4A im Phasenkomparator gesetzt. Das
zweite Flipflop U4B des Phasenkomparators wird von der extern zugeführten
Horizontalfrequenz angesteuert. Entsprechend der Phasenlage der beiden Signale wird
der Integrator Q1 nachgesteuert. Die an seinem Ausgang abgegebene Regelspannung
wird wieder auf den Spannungseingang FC des Oszillators U1 zurückgeführt. Bei
eingeschwungener Regelschleife gilt dann:
fosz = fh ⋅ n
mit
fosz
fh
n
= Oszillatorfrequenz U1
= Horizontalfrequenz
= Teilerverhältnis
Die maximale Oszillatorfrequenz fosz wird zum einen von der maximal möglichen
Frequenz der integrierten Schaltung SN74S124 bestimmt. Diese liegt bei über 60 MHz.
Der zweite limitierende Faktor ist die maximale Taktfrequenz der Teilerschaltung U2
und U3. Sie wird bestimmt von der Verzögerungszeit vom Takteingang zum Ausgang
RCO (13 ns + 9 ns) und der Vorhaltezeit (set-up time) am LOAD-Eingang (10 ns). Damit
errechnet sich die maximale Taktfrequenz zu:
fosz max =
1
= 31MHz
13ns + 9ns + 10ns
Der Fangbereich der Regelschleife wird dabei von dem Frequenzbereich bestimmt,
über den sich die Oszillatorschaltung U1 durchstimmen läßt. Bei einem
frequenzbestimmenden Kondensator C1 = 10 pF überstreicht die Schaltung einen
Frequenzbereich von 10 bis 30 MHz.
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Bild 12: Phasengeregelter Oszillator
7 Aufbauhinweise
Beim Aufbau der Schaltung ist darauf zu achten, daß die analogen Schaltungsteile - der
Integrator sowie der spannungsgesteuerte Oszillator - nicht durch Störungen aus dem
Digitalteil beeinflußt werden. Daher muß man bei der Verlegung der Masseleitungen im
analogen Schaltungsteil besondere Sorgfalt walten lassen. In Bild 13 ist daher die
Leitungsführung besonders der Versorgungsspannungsleitungen detailliert dargestellt.
Besonders ist dabei auf die Verbindung der Erdpunkte zu achten. Dabei müssen die
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analogen und digitalen Schaltungsteile strikt voneinander getrennt werden. Die
Grundregel dabei lautet, daß über Leitungen im Analogteil keine Ströme der digitalen
Schaltungsteile fließen. Diese Gefahr besteht, wenn auf eine sorgfältige Trennung der
Schaltungsteile nicht geachtet wird. Die verhältnismäßig hohen Ströme der digitalen
Signale überlagern sich dann den empfindlichen analogen Signalen und führen so meist
zu untragbaren Störungen.
Bild 13: Leitungsführung der Versorgungsspannungsleitungen und Erdpunkte
Bild 14 zeigt einen Vorschlag für die Entflechtung der Leiterplatte. Der
frequenzbestimmende Kondensator Cext wird in unmittelbarer Nähe der integrierten
Schaltung angeordnet, um die durch Verbindungsleitungen bedingten Schaltkapazitäten
so klein als möglich zu halten. Dadurch wird auch eine Einkopplung störender Signale in
diesen Schaltungsteil verhindert. Links anschließend liegen die Abblockkondensatoren
Cba1 und Cba2, die die Versorgungsspannung des analogen Schaltungsteils glätten. Es
hat sich als vorteilhaft erwiesen, neben einem an dieser Stelle üblichen
Keramikkondensator
Cba1 = 0,1 µF
zusätzlich
einen
weiteren,
größeren
Abblockkondensator Cba2 = 10 µF (Tantalkondensator) vorzusehen, der auch
niederfrequente Störungen ausreichend unterdrückt. Daneben ist der Integrator
(Tiefpaß) angeordnet, wobei der Bezugspunkt dieser Schaltung (Emitter des Transistors
Q) über eine getrennt geführte Masseleitung mit dem analogen Bezugspunkt verbunden
wird. Auf diese Weise werden die unweigerlich über die Abblockkondensatoren
fließenden Ströme von diesem Verstärker ferngehalten. Die Verbindung zwischen dem
analogen und dem digitalen Schaltungsteil erfolgt zwischen den beiden
Masseanschlüssen OSC-GND (Anschluß 8) und LOG-GND (Anschluß 9) der
integrierten Schaltung. An dieser Stelle erfolgt dann auch die Verbindung zur übrigen
Schaltung des Systems. Der analogen OSC-VCC- (Anschluß 15) und der digitale LOGVCC-Versorgungsspannungsanschluß (Anschluß 16) des spannungsgesteuerten
Oszillators sind über die Drossel L = 100 µH von einander entkoppelt. Der
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Abblockkondensator Cbd ist dann auf kürzestem Wege mit den dazugehörenden
Versorgungsspannungsanschlüssen verbunden. Grundsätzlich ist zu beachten, daß
empfindliche analoge Schaltungen - und das gilt in gleicher Weise auch für den hier
besprochenen Oszillator - nicht in unmittelbarer Nähe störender Digitalschaltungen
angeordnet werden sollten. Vielmehr wird man sinnvollerweise am Rande der
Leiterplatte eine besonders ruhige Zone schaffen, die dann die störempfindlichen
Schaltungsteile aufnimmt.
Bild 14: Leiterbahnverlegung und Masseführung beim spannungsgesteuerten Oszillator
SN74S124
In manchen Anwendungen wird man nur einen der in der hier beschriebenen
integrierten Schaltung enthaltenen Oszillatoren verwenden. Dann muß dafür Sorge
getragen werden, daß der unbenutzte Schaltungsteil in einen definierten Ruhezustand
versetzt wird. Der in Frage kommende Oszillator wird abgeschaltet, indem man an den
dazugehörenden Enable-Eingang einen High-Pegel legt. Dies geschieht im einfachsten
Falle in der Form, daß dieser Enable-Eingang über einen Vorwiderstand Rv = 1 kΩ an
die Versorgungsspannung Vcc angeschlossen wird. Eine direkte Verbindung dieses
Anschlusses mit der positiven Versorgungsspannung wird nicht empfohlen, da das
vorliegende Bauelement wie alle anderen integrierten Schaltungen der Serie SN74S
Multiemitter-Eingänge enthält, deren Durchbruchspannung nur wenig über 5,5 V liegt.
Die Steuereingänge FC und RNG werden dann mit Masse verbunden, die Anschlüsse
für den externen Kondensator Cext bleiben unbeschaltet. Bild 15 zeigt die Beschaltung
eines unbenutzten Oszillatorteils.
Bild 15: Beschaltung eines unbenutzten Oszillatorteils.
8 Schlußbemerkung
Der spannungsgesteuerte Oszillator SN74S124 ist ein universelles und preiswertes
Bauelement, das in vielen Anwendungen wie Taktgebern, Start-Stop-Oszillatoren,
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Phasenregelkreisen (PLL) und anderen Applikationen vorteilhaft eingesetzt werden
kann. Hervorzuheben ist der geringe Bauelementeaufwand, da nur ein einzelner
externer frequenzbestimmender Kondensator benötigt wird. Auf Grund der guten
Eigenschaften der integrierten Schaltung wird die endgültige Qualität des Oszillators
(kurzzeitige Frequenzstabilität, Jitter usw.) im wesentlichen von einem störungsarmen
Schaltungsaufbau bestimmt. Daher muß der Entwickler - wie oben angeführt - an dieser
Stelle besondere Sorgfalt walten lassen.
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