Rechnergestützter Entwurf von Hoch

Technische Universität Berlin
Fakultät IV-Elektrotechnik und Informatik
Fachgebiet Mikrowellentechnik
Rechnergestützter Entwurf von
Hoch- und Höchstfrequenzschaltungen
-- HF-Bauelementesimulation mit ADS -Aufgabenstellungen
2.
2.1.
2.2.
2.3.
3.
3.1.
3.2.
3.3.
4.
4.1.
4.2.
4.3.
5.
5.1.
5.2.
6.
6.1.
6.2.
7.
7.1.
7.2.
7.3.
8.
8.1.
8.2.
8.3.
9.
9.1.
9.2.
Einführung: Schwingkreise und Filter (AC-Analyse)....................... 1
Reihen-Resonanzkreis............................................................................... 1
Realer Kondensator .................................................................................. 1
Simulation einfacher Filterstrukturen .......................................................... 2
Einführung: Leitungen (Transient- und S-Parameter Analyse) ........ 3
Untersuchung der Eigenschaften einer verlustlosen Leitung ........................... 3
Leistungsanpassung ................................................................................. 4
Mikrostreifenleitungen .............................................................................. 5
Diode: Kennlinien, Eigenschaften, Anwendungen .......................... 7
Untersuchung der Eigenschaften von Dioden ............................................... 7
Anwendungen Diode - Eintaktmischer ......................................................... 8
Anwendungen Diode - Diodenringmischer ................................................... 9
Transistor: Kennlinien und Parameter ....................................... 10
Kennnlinien und Parameter.......................................................................10
Temperatur-Stabilisierung ........................................................................11
Transistor: Grundschaltungen .................................................. 13
Arbeitspunkteinstellung............................................................................13
Transistor-Grundschaltungen ....................................................................14
Silizium Metal–Oxide–Semiconductor-FETs ................................ 15
Kennlinien ..............................................................................................15
Transit-Frequenzen .................................................................................16
Gehäuster Power-MOSFET ........................................................................17
Si MOSFET: Source-Load-Pull................................................... 19
Ausgangs-Kennlinienfeld ..........................................................................19
Source/Load Impedanzen (S-Parameter Analyse)........................................19
Optimale Source/Load Impedanzen (Source-Load-Pull) ................................20
GaAs MESFET – Nichtlineare Effekte.......................................... 22
Ein-Ton-Aussteuerung .............................................................................22
Zwei-Ton-Aussteuerung, Intermodulation...................................................23
I
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2. Einführung: Schwingkreise und Filter (AC-Analyse)
2.1.
Reihen-Resonanzkreis
a) Bauen Sie in ADS einen Reihenresonanzkreis auf. Der Schwingkreis besteht aus einem
Widerstand von 2 Ω, einem idealen Kondensator der Kapazität 5pF und einer idealen
Spule.
b) Berechnen Sie die Induktivität der Spule derart, dass die Resonanzfrequenz des
Reihenresonanzkreises bei 1GHz liegt.
c) Überprüfen Sie Ihr Ergebnis mit Hilfe einer geeigneten AC-Simulation. Benutzen Sie
anschließend die „Tuning“-Funktionalität, um den Wert der Induktivität derart
abzustimmen, dass der Resonanzkreis eine Schwingfrequenz von 3.5 GHz aufweist.
d) Um die Eigenschaften des Reihenresonanzkreises näher zu untersuchen, erstellen Sie
eine Simulation die: 1. den Betrag der Admittanz und Impedanz darstellt und
2. die Phase der Admittanz und Impedanz darstellt.
e) Bestimmen Sie mit Hilfe der in 2.1 d) erstellten Diagramme die Bandbreite des
Schwingkreises.
f) Untersuchen Sie den Einfluss des Widerstandswertes auf die Bandbreite in dem Sie
einen Parameter-Sweep mit R=0.2 – 5 Ω durchführen.
2.2.
Realer Kondensator
a) Bestimmen Sie mit Hilfe einer geeigneten AC-Simulation die Selbstresonanz der zweier
realer Kondensatoren der Bauformen 0403 und 0805.
Rufen Sie zu diesem Zweck die ADS-Bauelemente-Bibliothek aus dem Schematic-Fenster
auf (InsertComponentComponent Library). Aus der Bibliothek „RF Passive SMT
Library / SMT Capacitor“ wählen Sie folgende Kondensatoren aus und platzieren Sie im
Schematic-Fenster:
SC_avx_ACCU-F_04031J_A_19960828, (Bauform 0403, AVX ACCU-F Serie, 100 V),
SC_avx_ACCU-F_08051J_A_19960828, (Bauform 0805, AVX ACCU-F Serie, 100 V).
Setzen Sie die Werte beider Kondensatoren auf 1.8 pF und stellen Sie die Admittanz
beider Kondensatoren in Betrag und Phase als Funktion der Frequenz dar.
1
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b) Erstellen Sie im Schematic-Fenster ein Hochfrequenz-Ersatzschaltbild für einen realen
Kondensator (Serienschaltung aus Kapazität, parasitärer Induktivität/Widerstand) und
ermitteln Sie die Werte der parasitären Elemente für die Kondensatoren aus 2.2 a) mit
Hilfe der Tuning-Funktionalität.
Stellen Sie wiederum Betrag und Phase der Admittanz als Funktion der Frequenz von
Ersatzschaltbild und Kapazitätsmodell dar.
2.3.
Simulation einfacher Filterstrukturen
Bauen sie zunächst wie aus der Abbildung ersichtlich, den einfachen Filter in ADS auf.
a) Simulieren Sie den Filter. Stellen Sie den Amplitudengang (in dB) sowie den
Phasengang in einem Report im Frequenzbereich 1 kHz – 100 MHz (logarithmische
Skalierung der Frequenzachse) dar. Bestimmen Sie die 3-dB-Grenzfrequenz.
b) Führen Sie eine Optimierung in ADS derart durch, dass der Filter eine Grenzfrequenz
von 0.01 GHz hat (Variation der Kapazität). Benutzen Sie die Optimierungsmethode
„Gradient“. Überprüfen Sie das Ergebnis mit einer Simulation.
c) Fügen Sie an den Filter zwei zusätzliche Filterstufen mit den gleichen Bauelementen an
(Kapazitäten entsprechend 2.3b) und untersuchen Sie die Auswirkungen auf den
Frequenzgang.
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3. Einführung: Leitungen (Transient- und S-Parameter
Analyse)
3.1. Untersuchung der Eigenschaften einer verlustlosen Leitung
(Transient-Analyse)
Ein Generator mit dem Innenwiderstand von 50 Ω liefert im Leerlauf an seinen Klemmen
einen Impuls der Pulsbreite 200 ns und der Amplitude 20 V. Er wird nun über ein 10 m
TRANSIENT
Tran
Tran1
StartTime=0.0 nsec
StopTime=400.0 nsec
MaxTimeStep=1.0 nsec
langes Kabel (ZC = 50 Ω) mit einem Abschlusswiderstand von 75 Ω verbunden. Die
Dielektrizitätskonstante des Dielektrikums beträgt εr = 2.25.
a) Bestimmen Sie analytisch und skizzieren Sie die Signalverläufe der Leistungen,
Spannungen und Ströme am Generator, Kabeleingang und am Kabelende.
Hinweis: Die Kabelgeschwindigkeit beträgt:
Und der Reflexionsfaktor ist:
r=
v kabel =
c
εr
RLast − Z C
RLast + Z C
b) Simulieren Sie den Versuch in ADS und überprüfen Sie Ihre Ergebnisse. Nutzen Sie für
die Simulation als Leitung ein Element des Typs „TLINP“.
3
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c)
Was muss geändert werden, damit am Ausgang die maximale Leistung abgegriffen
werden kann? Überprüfen Sie Ihre Vermutung mit einer Simulation!
d)
Schließen Sie jetzt den Widerstand am Ende der Leitung kurz. Diskutieren Sie das
Ergebnis.
e) Betrachten Sie die Leitung im Leerlauf, vergleichen Sie das Ergebnis mit den vorigen
Ergebnissen.
3.2. Leistungsanpassung
(Transient-Analyse)
Betrachten Sie ein 50 Ω Eingangssystem, das am Ende mit einem Widerstand von 75 Ω
als Last abgeschlossen wird. Ein Sinussignal mit einer Frequenz von 50 MHz und einer
Amplitude von 20 V soll mit maximaler Leistung übertragen werden.
TRANSIENT
Tran
Tran1
StartTime=200.0 nsec
StopTime=300.0 nsec
MaxTimeStep=1.0 nsec
a) Welche Parameter müssen Sie für die Leitung wählen, um reflexionsfrei übertragen zu
können?
b) Simulieren Sie die Schaltung und überprüfen Sie Ihr Ergebnis. Diskutieren Sie den
Verlauf von Strom und Spannung. Ersetzen Sie den Abschlusswiderstand anschließend
durch einen Kurzschluss und Leerlauf.
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3.3. Mikrostreifenleitungen
(S-Parameter-Analyse)
Im
Hochfrequenzschaltungsdesign
werden
Mikrostreifenleitungen
häufig
auf
Keramik/Glasfaser-Substraten implementiert. In diesem Versuchsteil soll das RO4003CSubstrat der Firma Rogers Corp. mit folgenden Eigenschaften verwendet werden.
RO4003C Substrat
Rel. Permittivität εR
3.55
Leitfähigkeit Kupfer
7.55 107 S/m
Substrathöhe
0.51 mm
Verlustfaktor tanδ
0.0027
Metallisierungsdicke Cu
17.5 um
a) Dimensionieren Sie die Breite W und Länge L einer Mikrostreifenleitung (TLinesMicrostrip MLIN) derart, sodass sie bei 6 GHz eine charakteristische Impedanz von
ZC=50 Ohm und eine Länge von l=λ/4 (~ elektrische Länge von 90°) erreicht wird.
Hinweise:
- Starten Sie das Tool „LineClac“ (SchematicToolsLineCalc)
- Editieren Sie die Substrat-Eigenschaften auf der linken Seite des
Line-Calc-Tools entsprechend obiger Tabelle,
- Editieren Sie die Werte für Frequenz, charakteristische Impedanz
(Z0) und elektrische Länge (E_Eff),
- Nach Betätigung
berechnet.
des
5
Synthesize-Buttons
werden
L
und
W
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b) Zum Aufbau eines Bias-Netzwerkes für einen Leistungsverstärker soll die in 3.3 a)
dimensionierte λ/4-Leitung mit einer S-Parameter-Analyse untersucht werden.
Simulationsaufbau:
DC
V_DC
SRC1
Vdc=Vsupply V
MLIN
TL1
Subst="MSub1"
W=Breite mm
L=Länge mm
RF
Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm
DC+RF
Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
DC_Block
DC_Block1
S-PARAMETERS
MSub
MSUB
MSub1
H=0.51 mm
Er=3.55
Mur=1
Cond=7.55e7
T=17.5 um
TanD=0.0027
S_Param
SP1
Start=3 GHz
Stop=9 GHz
Step=0.05 GHz
Erstellen Sie folgende Reports im DataDisplay:
- Transmission: S21 in dB
- Reflexion: S11, S22 in dB
- Reflexion: S11, S22 im Smith-Chart
c) Wie verhält sich qualitativ die Bandbreite des Bias-Netzwerkes wenn
- die λ/4-Leitung eine höhere charakteristische Impedanz ZC=100 Ohm hat,
- die λ/4-Leitung einen kleinere charakteristische Impedanz ZC=25 Ohm hat.
Hinweis:
Nach der Berechnung der Mikrostreifenleitung mit dem LineCalc-Tool können
die Parameter L, W automatisch für die MILN-Komponente im SchematicFenster aktualisiert werden und brauchen nicht per Hand eingetragen
zuwerden. Nach der LineCalc-Berechnung dazu:
- Die MLIN-Komponente im Schematic markieren
- Im Schematic: ToolsLineCalcUpdate Selected Component from LineCalc
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4.
Diode: Kennlinien, Eigenschaften, Anwendungen
4.1.
a)
Untersuchung der Eigenschaften von Dioden
Bauen Sie in ADS die unten abgebildete Schaltung auf. Erstellen Sie eine Simulation,
die die Diodenkennlinie grafisch darstellt.
I_Probe
Id
Diode
DIODE1
Model=DIODEM1
Area=
Periph=
Scale=
Region=
Temp=
Trise=
Mode=nonlinear
V_DC
SRC4
Vdc=Vd V
DC
DC
DC1
Var
Eqn
VAR
VAR1
Vd=1.0
Diode_Model
DIODEM1
Is=
Bv=
Rs=
Ibv=
Gleak= Nbv=
N=
Ibvl=
Tt=
Nbvl=
Cd=
Kf=
Cjo=
Af=
Vj=
Ffe=
M=
Jsw=
Fc=
Rsw=
Imax=
Gleaksw =
Imelt=
Ns=
Isr=
Ikp=
Nr=
Cjsw=
Ikf=
Msw=
Vjsw=
Fcsw=
AllowScaling=no
Tnom=
Trise=
Xti=
Eg=
AllParams=
b)
Welche Änderung der Spannung ist erforderlich, um eine Änderung des DiodenStromes von 1 Dekade zu erreichen.
c)
Variieren Sie die Temperatur im Bereich 0…100°C und dokumentieren Sie den
Einfluss auf die Strom-Spannungskennlinie der Diode.
Hinweis: Die Temperatur ist in ADS bereits als globale Variable „temp“ deklariert.
d)
Vergleichen Sie die Diodenkennlinien folgender realer Dioden aus der ADSKomponenten-Bibliothek:
- PN Diode: Motorola mot_mmbv3102l_19930908 (Vd = 0 … 0.86 V)
- Schottky Diode: Motorola mot_mbd101_19930101 (Vd = 0 … 0.55 V)
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4.2.
a)
Anwendungen Diode - Eintaktmischer
Bauen Sie in ADS einen einfachen Dioden-Eintaktmischer (Abwärtsmischer) wie folgt
auf.
VRF
VLO
R
R2
R=50 Ohm
VtSine
SRC2
Vdc=0 V
Amplitude=0.1 V
Freq=110 MHz
Delay=0 nsec
Damping=0
Phase=0
Diode
DIODE1
Model=DIODEM1
Area=
Periph=
Scale=
Region=
Temp=
Trise=
Mode=nonlinear
PwrSplit2
PWR1
S21=0.707
S31=0.707
R
R3
R=50 Ohm
VtSine
SRC1
Vdc=0 V
Amplitude=1 V
Freq=100 MHz
Delay=0 nsec
Damping=0
Phase=0
I_Probe
Id
R
R4
R=50 Ohm
TRANSIENT
Diode_Model
DIODEM1
Is=
Bv=
Rs=
Ibv=
Gleak= Nbv=
N=
Ibvl=
Tt=
Nbvl=
Cd=
Kf=
Cjo=
Af=
Vj=
Ffe=
M=
Jsw=
Fc=
Rsw=
Imax= Gleaksw =
Imelt= Ns=
Isr=
Ikp=
Nr=
Cjsw=
Ikf=
Msw=
Tran
Tran1
StopTime=50.0 nsec
MaxTimeStep=0.1 nsec
Vjsw=
Fcsw=
AllowScaling=no
Tnom=
Trise=
Xti=
Eg=
AllParams=
b) Veranschaulichen Sie sich die Funktionsweise der Mischers indem Sie
- den IF-Ausgangsstrom, LO-Spannung, RF-Spannung als Funktion der Zeit
gemeinsam in einem Diagramm darstellen (Zeitintervall: 50 ns, Step: 0.1 ns),
- den IF-Ausgangstrom als Funktion der Zeit darstellen
(Zeitintervall: 500 ns, Step: 1 ns)
c) Berechnen Sie die LO-RF-Isolation des Mischers mit Hilfe der Zeitbereichsimulation
aus 4.2b). Vorgehensweise:
- Schließen Sie die RF-Quelle kurz
- Berechnen Sie die LO-Leistung am LO-Port und im RF-Zweig (U²/R) in dBm
- Die Isolation ergibt sich aus: IsodB=LOpower_LOport - LOpower_RFzweig
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4.3.
a)
Anwendungen Diode - Diodenringmischer
Bauen Sie in ADS einen Dioden-Ringmischer (Abwärtsmischer) wie folgt auf.
I_Probe
I_out
R
R1
R=50 Ohm
2
2
1
Diode
DIODE2
1
VRF
1
1
Diode
DIODE3
T2
1
1
T2
3
VtSine
SRC1
Vdc=0 V
Amplitude=1 V
Freq=100 MHz
Delay=0 nsec
Damping=0
Phase=0
Diode
DIODE1
Diode
DIODE4
T1
1
VLO
R
R3
R=50 Ohm
1
T1
R
R2
R=50 Ohm
3
3
3
TF3
TF1
T1=2
T2=2
TF3
TF2
T1=2
T2=2
VtSine
SRC2
Vdc=0 V
Amplitude=0.1 V
Freq=110 MHz
Delay=0 nsec
Damping=0
Phase=0
TRANSIENT
Tran
Tran1
StopTime=500.0 nsec
MaxTimeStep=1.0 nsec
Diode_Model
DIODEM1
Is=
Bv=
Rs=
Ibv=
Gleak= Nbv=
N=
Ibvl=
Tt=
Nbvl=
Cd=
Kf=
Cjo=
Af=
Vj=
Ffe=
M=
Jsw=
Fc=
Rsw=
Imax=
Gleaksw =
Imelt=
Ns=
Ikp=
Isr=
Cjsw=
Nr=
Msw=
Ikf=
Vjsw=
Fcsw=
AllowScaling=no
Tnom=
Trise=
Xti=
Eg=
AllParams=
b)
Veranschaulichen Sie sich die Funktionsweise der Mischers analog zu Aufgabe 4.2b).
c)
Berechnen Sie die LO-RF-Isolation des Mischers analog zu 4.2c).
d)
Verstimmen Sie die Symmetrie des Dioden-Ringmischers indem Sie die „Zero-bias
Junction Kapazität Cjo“ einer Diode der Mischers auf 2 pF setzen und untersuchen
Sie den Einfluss auf die Isolation.
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5.
Transistor: Kennlinien und Parameter
5.1.
a)
Kennnlinien und Parameter
Wählen Sie den BJT Transistor (BFQ67W) aus der Component Library
(Insert/Component/Component Library, RF Transistor/Packaged BJT). Achten Sie
darauf, die neuere Fassung des Modelles zu verwenden (voller Name siehe unten).
Ermitteln Sie die Kennlinienfelder IB(VBE), IC(VCE) und IC(IB) mit den üblichen
Parametern. Dies kann in drei getrennten Simulationen geschehen (dies ist
vorteilhaft, da der Schar-Parameter sinnvollerweise in wesentlich gröberen Schritten
simuliert wird als die Variable, die auf der x-Achse aufgetragen wird).
pb_phl_BFQ67W_19921215
Q2
b)
Verwenden Sie nun den „BJT Curve Tracer“ aus dem Menü „Simulations-Instrument“
um die IC(VCE) und IC(IB) Kurvenscharen noch einmal darzustellen und vergleichen
Sie das Ergebnis mit dem aus 5.1 a)
c)
Ermitteln Sie die Transitfrequenz des Transistors bei dem Arbeitspunkt Vcc = 8 V,
IB,A = 90 uA (stellen Sie dafür die Kleinsignalverstärkung
β=
iC
iB
in doppelt
logarithmischem Maßstab dar) und vergleichen Sie Ihr Ergebnis mit dem Datenblatt.
Hinweis: Die Transitfrequenz ist diejenige Frequenz, bei der die
Kurzschlussstromverstärkung eins wird.
10
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5.2.
Temperatur-Stabilisierung
Bauen Sie einen Verstärker in Emitterschaltung mit einem Kollektor-Widerstand Rc auf.
Verwenden Sie dabei den Transistor BFR93 wie in der Abbildung auf der Rückseite
angegeben.
a) Ermittelten Sie für diesen Transistor die DC Kennlinien wie in Aufgabe 5.1 (5.1a
oder 5.1b je nach persönlicher Vorliebe).
b) Ermitteln Sie die optimalen Widerstandswerte für die folgende
Arbeitspunkteinstellung:
Vcc = 20 V
VCE,A = 2.5 V
VBE,A = 816 mV
IC,A = 20 mA
IB,A = 270 uA
c) Stellen Sie den DC-Basis- und Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Temperatur
dar (Sweep über interne Simulatorvariable „temp“, 0 … 100 oC).
d) Kompensieren Sie den beobachteten Effekt durch geeignete Maßnahmen. Was
passiert dadurch mit der Kleinsignal-Spannungsverstärkung (Vout/Vin) der
Schaltung? (betrachten Sie den Frequenzbereich 1 MHz … 5 GHz). Verbessern Sie
die Maßnahmen dergestalt, dass die Verstärkung bei 1 GHz wieder größer wird.
11
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V_DC
SRC2
Vdc=20 V
R
R3
R=RC Ohm
R
R1
R=R1 Ohm
I_Probe
IC
DC_Block
DC_Block2
I_Probe
Iout
Vout
Vc
R
R4
R=RC Ohm
Vb
Vin
I_Probe
IB
DC_Block
DC_Block1
pb_mot_BFR93_19961218
Q1
V_AC
SRC1
Vac=polar(0.01,0) V
Freq=f req
R
R2
R=R2 Ohm
DC
DC
DC1
AC
AC
AC1
Start=1 MHz
Stop=5 GHz
Step=10 MHz
12
PARAMETER SWEEP
ParamSweep
Sweep1
SweepVar="temp"
SimInstanceName[1]="DC1"
SimInstanceName[2]=
SimInstanceName[3]=
SimInstanceName[4]=
SimInstanceName[5]=
SimInstanceName[6]=
Start=0
Stop=100
Step=1
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6.
Transistor: Grundschaltungen
6.1.
Arbeitspunkteinstellung
a)
Dimensionieren
Sie
die
Widerstände
in
der
Schaltung
zur
Basisstromeinprägung derart, dass der Arbeitspunkt des StandardBipolartransistors BJT-NPN (mit Standard-Model) bei IB,A = 60 µA, VCE,A = 2.4V
liegt. Verwenden Sie eine Betriebsspannung VBB von 20V.
b)
Dimensionieren Sie die Widerstände in der Spannungsteilerschaltung derart, dass
der Arbeitspunkt des Standard-Bipolartransistors BJT-NPN bei VBE,A = 815 mV,
VCE,A = 2.4V liegt. Verwenden Sie eine Betriebsspannung VBB von 20V.
c)
Bauen Sie mit denen von Ihnen dimensionierten Widerständen die Schaltungen auf
und überprüfen Sie in der Simulation ihr Ergebnis.
13
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6.2.
Transistor-Grundschaltungen
a) Emitterschaltung
b) Basisschaltung
Vergleichen Sie beide Schaltungen in einer geeigneten Analyse hinsichtlich
- Eingangswiderstand Zin
- Ausgangswiderstand Zout
und qualitativ in einer hinsichtlich
- Stromverstärkung
- Spannungsverstärkung
- Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung
Hinweise:
Verwenden Sie beim Aufbau der Schaltungen Ihre Ergebnisse aus Aufgabe 6.1 b), um die
beiden Schaltungen im selben Arbeitspunkt zu vergleichen. Verwenden Sie hierbei die
Spannungsteilerschaltung mit Stromgegenkopplung (RE = 66 Ω).
Am Eingang der Schaltungen verwenden Sie eine Wechselspannung mit der Amplitude
von 5 mV und einer Frequenz von 100 MHz.
Beachten Sie, dass eine geeignete Trennung zwischen den Gleichstrom- und
Wechselstromanteilen erfolgen muss.
Als Verbraucher am Ausgang verwenden Sie einen Widerstand der Größe 10 kΩ.
14
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7.
Silizium Metal–Oxide–Semiconductor-FETs
7.1.
a)
Kennlinien
Erstellen Sie einen Report, welcher das Ausgangskennlinienfeld eines Si-nMOSTransistors darstellt (L=0.18 um, W=50 um, VDS= 0 … 2.5 V, VGS=0 … 0.9 V).
Definieren Sie qualitativ folgende Betriebsbereiche:
*Sub-Threshold-Bereich
*Linear-Bereich (Triodenbereich)
*Sättigungsbereich
BSIM4_NMOS
MOSFET2
Model=BSIM4M1
Length=0.18 um
Width=50 um
Nf=
Sa=
Sb=
Sd=
Ad=
As=
Pd=
Ps=
Nrd=
Nrs=
Rbdb=
Rbsb=
BSIM4_Model
BSIM4M2
Rbpb=
Xgw=
Rbps=
Ngcon=
Rbpd=
Trnqsmod=
Acnqsmod=
Rbodymod=
Rgatemod=
Geomod=
Rgeomod=
Temp=
Mode=nonlinear
Sc=
Sca=
Scb=
Scc=
b) Veranschaulichen Sie sich die Transferkennlinie ID(VGS) des obigen Transistors für
VDS=1.2 V (VGS=0 … 0.9 V). Stellen Sie die erste und zweite Ableitung der Kennlinie in
einem Diagramm dar und diskutieren deren Bedeutung.
Hinweis: Die numerische Differentiation einer Funktion kann im ADS-Data-Display
mit Hilfe der Funktion diff() realisiert werden.
c) Wiederholen Sie Simulation 7b) für einen Transistors mit doppelter Weite W=100 um
und vergleichen Sie die Ergebnisse.
15
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7.2.
Transit-Frequenzen
a) Bestimmen Sie mit Hilfe einer S-Parameter-Analyse die Transit-Frequenz fT
verschiedener nMOS-Transistoren für vorgegebene Arbeitspunkte. Nutzen Sie zur
Extraktion der Grenzfrequenzen die S-Parameter-Analyse in ADS.
Führen Sie die Simulationen für verschiedene L und W durch. Wie verhalten sich die
Transit-Frequenz in Abhängigkeit
I. der Weite W bei L=konst. (W= 25 … 100 um; L=0.18 um)
II. und der Länge L bei W=konst. (L=0.09 … 0.25 um; W=50 um).
L
L1
mH
L=1.0 nH
R=
V_DC
SRC1
Vdc=0.6 V
R
R1
R=10 kOhm
Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm
V_DC
SRC2
Vdc=1.2 V
C
C2
BSIM4_NMOS C=1.0 uF
MOSFET1
Model=BSIM4M1
Length=Lg um
Width=Wg um
C
C1
C=1.0 uF
Var
Eqn
S-PARAMETERS
S_Param
SP1
Start=0.5 GHz
60 GHz
Stop=50
Step=0.5 GHz
Vorgehensweise:
Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
VAR
VAR1
Wg=50
Lg=0.18
BSIM4_Model
BSIM4M1
*Hybridparameter H21 aus S-Parametern berechnen
*H=stoh(S) H21dB=dB(H(2,1))
*Nulldurchgang gesucht: H21dB(fT)=0 dB!
*cross() liefert Nullstelle einer Funktion
b) Sweepen Sie die Gate-Bias-Spannung Vg=0.4 … 1 V und stellen Sie
Transitfrequenz als Funktion des Drain-Stromes dar (L=0.18 um, W=50 um).
16
die
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7.3.
Gehäuster Power-MOSFET
a) Bestimmen Sie die max. Oszillationsfrequenz eines gehäusten Power-MOS-FETs (ADSBibliothek: RF Transistor Library Packaged Power MOSFETs) in Abhängigkeit des
Arbeitspunktes. Ermitteln Sie hierfür fMAX im ADS-Data-Display mit Hilfe des
„MaxAvailableGain“ für verschiedene Arbeitspunkte (Vg=5 … 9 V). Tragen Sie die
ermittelten fMAX als Funktion des Drain-Stromes Id auf.
V_DC
SRC1
Vdc=Vg V
R
R1
R=20 kOhm
L
L2
L=1.0 mH
R=
V_DC
SRC2
Vdc=28 V
I_Probe
Id
C
C2
C=1.0 uF
Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm
mf_phi_LF2802A_19930106
M1
C
C1
C=1.0 uF
Var
Eqn
S-PARAMETERS
S_Param
SP1
Start=0.5 GHz
Stop=10.5 GHz
Step=0.5 GHz
VAR
VAR1
Vg=6.0
PARAMETER SWEEP
ParamSweep
Sweep1
SweepVar="Vg"
SimInstanceName[1]="SP1"
SimInstanceName[2]="DC1"
SimInstanceName[3]=
SimInstanceName[4]=
SimInstanceName[5]=
SimInstanceName[6]=
Start=5
Stop=9
Step=0.2
DC
DC
DC1
MaxGain
MaxGain
MaxGain1
MaxGain1=max_gain(S)
Hinweis:
Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
*Die Nullstelle von MaxGain(f) kann wiederum mit der Funktion
cross() im Data-Display bestimmt werden.
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b) Berechnen Sie die Rauschparameter des Transistors. Wie verhält sich die minimale
Rauschzahl NFmin als Funktion der Frequenz für Vg=7 V.
Hinweise:
*Die Berechnung der Rausch-Parameter kann in der S-Parameter-Simulation wie folgt
aktiviert werden.
Die Einstellungen dienen der Definition des Eingang- und Ausgangsports, der
Rauschquellenverteilung und der Messbandbreite.
*Rausch-Parameter:
Die minimale Rauschzahl NFmin wird erreicht, wenn der Eingang des Transistors mit
dem Quellenreflexionsfaktor Sopt abgeschlossen ist. Um die Änderung der Rauschzahl
bei Abweichungen von Sopt zu beschreiben dient der äquivalente Rauschwiderstand
Rn. Dieser beschreibt die Änderung der Rauschzahl bei Abweichungen von Sopt.
c) Stellen Sie den konjugiert komplexen Eingangsreflexionsfaktor conj(S11) sowie den
Quellen-Reflexionssfaktor Sopt für minimales Rauschen gemeinsam im Smith-Chart
dar (f=0.8-1 GHz). Welche Aussagen können anhand des Diagramms für den Entwurf
eines rauscharmen Leistungsverstärkers getroffen werden.
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8.
8.1.
Si MOSFET: Source-Load-Pull
Ausgangs-Kennlinienfeld
Wählen Sie den MOSFET Leistungs-Transistor (LF2805A) aus der Component Library
(Insert/Component/Component Library, RF Transistor/Packaged Power MOSFETs).
Verwenden Sie den „FET Curve Tracer“ aus dem Menü „Simulations-Instrument“ um das
Ausgangskennlinienfeld IDS(VDS) darzustellen. Sweepen Sie die Gate-Source Spannung
VGS von 4 V bis 8 V (0.5 V Schrittweite), und die Drain-Source Spannung VDS von 0 V bis
35 V.
8.2.
Source/Load Impedanzen (S-Parameter Analyse)
Bauen Sie einen Verstärker in Sourceschaltung auf. Verwenden Sie dabei den Transistor
LF2805A wie in der Abbildung angegeben.
Stellen Sie folgenden Arbeitspunkt ein: VDS=28 V, VGS=5.125 V (IDS=50 mA).
Führen Sie eine S-parameter Simulation durch (freq 500 … 1500 MHz). Stellen Sie den
Eingangsreflektionsfaktor (S11) sowie den Ausgangsreflektionsfaktor (S22) in einem
Smith-Diagramm dar. Ermitteln Sie die Eingangs- sowie Ausgangsimpedanzen (Zin, Zout)
des Transistors bei 1.0 GHz.
Führen Sie nun eine Harmonic-Balance (HB) Simulation für die Sourceschaltung durch,
verwenden Sie für die Last die Impedanze ZL=Zout*, und die Impedanze Zs=Zin* als
Innenwiderstand des Generators. (Hinweis: Verwenden Sie einen P1_Tone Generator für die
HB Simulation). Sweepen Sie die Generator Leistung Pavs von 20 dBm bis 30 dBm, stellen
Sie in einem Diagramm die Ausgangsleistung (Pout), Leistungsverstärkung (Gain) sowie
die power-added efficiency (PAE) dar. Wie Groß sind Pout und PAE bei Pavs=30 dBm?
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I_Probe
Is_low
I_Probe
Is_high
Vs_low
V_DC
SRC2
Vdc=Vlow
L
L2
L=1 uH
R=
L
L1
L=1 uH
R=
Vs_high
V_DC
SRC1
Vdc=Vhigh
I_Probe
Iload
C
C1
C=1.0 uF
P_1Tone
PORT1
Num=1
Z=
P=polar(dbmtow(Pav s),0)
Freq=1 GHz
8.3.
Vload
C
C2
C=1.0 uF
mf _phi_LF2805A_19930106
M1
Var
Eqn
VAR
STIMULUS
Pavs=30_dBm
Vhigh=28
Vlow =5.125
Term
Term2
Num=2
Z=
Optimale Source/Load Impedanzen (Source-Load-Pull)
Öffnen Sie das Design Schematic ‘HB1Tone_Loadpull’ aus dem Example Project
Loadpull_prj (Example Projects Ordner: RF_board).
Verwenden Sie den LF2805A Transistor, stellen Sie folgende Parameter ein:
Pavs=30 dBm
RFfreq=1 GHz
Vhigh=28
Vlow=5.125
Für die Impedanz Sweep auf dem Smith Diagramm, stellen Sie folgende Parameter ein:
S11_rho=0.99
S11_center=0+j0
Pts= 300
Z0=50
Für den Generator Innenwiderstand, nehmen Sie den optimalen Wert (wie im Datenblatt)
von Z_s_fund=2.2+j*2.75 Ω.
Führen Sie die Simulation durch, ermitteln Sie auf dem Smith Diagramm (unten rechts)
die Optimale Lastimpedanz ZL, opt, bei denen die Maximale Ausgangsleistung Pdel erreicht
ist, ermitteln Sie auch die PAE bei ZL, opt.
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Verwenden Sie nun die von dem Datenblatt sowie der Load-Pull Simulation ermittelten
optimalen Impedanzen Z_s_fund, ZL, opt als Source-/Lastimpedanzen in der SourceSchaltung und führen Sie die HB-Simulation noch einmal durch.
Ermitteln Sie Pout und PAE bei Pavs=30 dBm, vergleichen Sie die Ergebnisse mit den
Ergebnissen aus Aufgabe 8.2.
Hinweis:
Gleichungen:
Ausgangsleistung: Pout [W]=0.5*real(Vout*conj(Iout.i))[1]
DC-Leistung
: Pdc=Vhigh*Is_high.i[0]+Vlow*Is_low.i[0]
PAE
: PAE [%]=(Pout-dbmtow(Pavs))/Pdc*100
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9.
GaAs MESFET – Nichtlineare Effekte
9.1.
Ein-Ton-Aussteuerung
a) Ermitteln Sie für folgenden GaAs-MESFET-Transistor die Transferkennlinie für Vds=3V
und Vg=-2.5 … 0.5 V.
ADS-Component-Lib. RF Transistor Lib. Packaged GaAs FET Agilent ATF21170
b) Prüfen Sie mit einer geeigneten Analyse, für welche Arbeitfrequenz der nachfolgende
GaAs-MESFET-Verstärker ausgelegt worden ist, wenn die Systemimpedanz 50 Ohm
beträgt.
V_DC
SRC4
Vdc=-0.9 V
L
L4
L=9.0 nH
R=
C
C3
C=1.0 uF
L
L3
L=16.7 nH
R=
R
R2
R=65 Ohm
R
R1
R=5000 Ohm
L
L2
L=1.1 nH {t}
R=
L
L5
L=4.7 nH {t}
R=
V_DC
SRC5
Vdc=3 V
C
C4
C=1uF
pf_hp_ATF21170_19931015
A1
C
C6
C=1.8 pF
c) Stellen Sie die Verstärkung sowie die Ausgangsleistung für die ermittelte Frequenz als
Funktion der Eingangsleistung dar und ermitteln Sie den 1-dB-Kompressionspunkt.
Verwenden Sie eine Harmonic-Balance-Simulation wie nachfolgend dargestellt ist.
(P_1Tone als Signal-Quelle, Pin = -15…10 dBm)
P_1Tone
PORT1
Num=1
Z=50 Ohm
P=polar(dbmtow(Pin),0)
Freq=RFfreq GHz
Hinweis:
HARMONIC BALANCE
HarmonicBalance
HB1
Freq[1]=RFfreq GHz
Order[1]=5
SweepVar="Pin"
Start=-15
Stop=10
Step=0.25
Die Ausgangsleistung über einer 50-Ohm-Last kann mit Hilfe der Spannung
berechnet werden. Die Funktion dBm() liefert den Leistungspegel für eine
gegebene Spannung/Last (z.B. Pout=dBm(Vout[1],50)).
d) Stellen Sie außerdem den Wirkungsgrad als Funktion der Eingangsleistung dar:
(1) den Drain-Wirkungsgrad η=100%*PoutWatt/Pdc,
(2) die Power-Added-Efficiency PAE=100%*(PoutWatt-PinWatt)/Pdc.
e) Variieren Sie die Gate-Versorgungspannung im Bereich Vg=-0.9…-0.1 V mit Hilfe
eines Parameter-Sweeps. Wie verändert sich der Drain-Wirkungsgrad.
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9.2.
Zwei-Ton-Aussteuerung, Intermodulation
Simulieren Sie den Verstärker aus Aufgabe 9.1 bei Zwei-Ton-Anregung mit einem
Trägerabstand von 1 MHz. Simulationsaufbau:
V_DC
SRC4
Vdc=Vg V
L
L4
L=9.0 nH
R=
C
C3
C=1.0 uF
L
L3
L=16.7 nH
R=
R
R2
R=65 Ohm
R
R1
R=5000 Ohm
L
L2
L=1.1 nH {t}
R=
L
V_DC
L5
SRC5
L=4.7 nH {t}
Vdc=3 V
I_Probe
R=
Id
C
C4
C=1uF
Vout
pf _hp_ATF21170_19931015
A1
Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
C
C6
C=1.8 pF
HARMONIC BALANCE
P_nTone
PORT1
Num=1
Z=50 Ohm
Freq[1]=f 1 GHz
Freq[2]=f 2 GHz
P[1]=polar(dbmtow(Pin),0)
P[2]=polar(dbmtow(Pin),0)
HarmonicBalance
HB1
MaxOrder=4
Freq[1]=f 1 GHz
Freq[2]=f 2 GHz
Order[1]=5
Order[2]=5
SweepVar="Pin"
Start=-20
Stop=15
Step=1
Var
Eqn
VAR
VAR2
f 1=RFf req+0.0005
f 2=RFf req-0.0005
a) Berechnen Sie für Vg=-0.75 V die Ausgangsleistung der Grundwelle f1 sowie der
Intermodulationsprodukte dritter Ordnung (2*f1-f2). Stellen Sie die ermittelten Werte
in Abhängigkeit der Eingangsleistung dar.
Hinweis: Spannungen und Ströme werden in ADS für jede Mischfrequenz definiert.
D.h. bei Zweitonaussteuerung wird für jede Mischfrequenz (q*f1+p*f2) eine
Ausgangsspannung berechnet und in Matrix-Form Vout[q*f1 , p*f2]
gespeichert.
Um
die
richtige
Spannung
zur
Berechnung
der
Ausgangsleistung aus der Matrix zu suchen, kann die Funktion mix()
verwendet werden. Ist beispielsweise die Ausgangsspannung der
Grundwelle f1 von Interesse gilt:
- Vout_grundwelle=mix(Vout,{1,0})
( Mischfrequenz=1*f1+0*f2).
Entsprechend gilt für die 2. Harmonische
- Vout_IM2=mix(Vout,{2,0}),
( Mischfrequenz=2*f1+0*f2),
und dem Intermodulationsprodukt dritter Ordnung
- Vout_IM3=mix(Vout,{2,-1}),
( Mischfrequenz=2*f1-1*f2).
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Fachgebiet Mikrowellentechnik
b) Ermitteln Sie den IP3 am Ausgang des Verstärkers (OIP3).
(1) Zeichnerisch im Diagramm – Definieren Sie ausgehend vom ersten Leistungswert
für Grundwelle (IM3-Produkt) eine Gerade Lin1 (Lin3) mit der Steigung 1 (3). Der
Schnittpunkt der beiden Geraden ist der IP3.
Eqn Lin1=Pgrundw[0]+Pin-Pin[0]
Eqn Lin3=Pim3[0]+3*(Pin-Pin[0])
Pout [dBm]
Lin1
Grundwelle
Lin3
IM3-Produkt
Pin [dBm]
(2) Analytisch mit Hilfe einer vorgefertigten ADS-Funktion:
Eqn OIP3=ip3_out(Vout,{1,0},{2,-1},50)
c) Fügen Sie einen Parameter-Sweep ein, der die Gate-Versorgungsspannung im Bereich
Vg=-1…0 V mit einer Schrittweite von 0.25 V variiert.
Tragen Sie den Intermodulationsabstand IM3=Pgrundw-P_IM3 als Funktion der
Eingangsleistung auf (Pin=-20…-5 dBm). Was kann qualitativ zur Linearität des
Verstärkers bei den verschiedenen Arbeitspunkten festgestellt werden.
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