Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Ablenkverstärker Horizontal Von Florian Lorenzen und Michael Pätzold Ausschnitt aus dem fertiggestellten Horizontalverstärker Seite 9-1 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Gate-Treiber ICL7667 MOSFET Schnelle Diode Monitor Teil 1 Übertrager zur GateAnsteuerung Abblockkon densator Brückenversorgung MOSFET Logikbaustein zur Totzeitgenerierung Schnelle Diode Ablenkverstärker Horizontal Kondensator für Tangenskompensation und Erzegung der neg. Amplitude Anschluß Ablenkspule Einstellung Amplitude Einstellung Linearität Seite 9-2 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Anforderungen Ausgangsstrom von +/-1,5A, Ausgangsspannung von -18V bis 135V. Ein Zeilenrücklauf dauert 4,8 bis 5,2us [Loe/25]. Es wird also eine Bandbreite von 1/(2*4,8us)=104,2kHz benötigt. Eingangssignal von +/-0,5V. Erster Ansatz mit einer Operationsverstärkerschaltung Als erster Ansatz für eine Schaltung wird eine Operationsverstärker-Schaltung mit Strom-SpannungsGegenkopplung gewählt, ähnlich der, die bei der vertikalen Ablenkung zum Einsatz kommt (siehe dort). Da aber die Ströme und Spannungen und deren Schaltfrequenzen für die horizontale Ablenkung sehr viel größer sind als bei der vertikalen Ablenkung, ist zu erst eine Verlustleistungsabschätzung durchzuführen. Für diese Abschätzung wird eine positive Betriebsspannung von Ub+=150V angenommen (die Spulenspannung im Rücklauf ist 135V, siehe [MEH/6]) und eine negative Betriebsspannung von Ub-=24V (die Spulenspannung im Hinlauf ist -18V, siehe [MEH/6]). Verlustleistungsberechnung Weiter ist es sinnvoll, die Ablenkperiode in vier Phasen zu unterteilen und in jeder Phase die über dem OPV abfallende Spannung zu berechnen. Dazu reicht es, die beiden Transistoren der Gegentaktendstufe zu betrachten: Seite 9-3 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Die vier Phasen sind wie folgt unterteilt: Je nach dem, ob nun der Strom I positiv oder negativ ist, ist entweder der PNP resp. der NPN-Transistor aktiv. Deswegen läßt sich das obige Schaltbild für die Phasen A und D (positiver Strom) folgendermaßen vereinfachen: Anolog gilt für die Phasen B und C, in denen der NPN-Transistor den Spulenstrom treibt : Seite 9-4 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Die Verlustleistungsabschätzung vereinfacht sich weiter, wenn mit einem mittleren Strom Im=1,5A/2 gerechnet wird. Dies ist genau der Mittelwert des Spulenstromes, da wir einen linearen Anstieg bzw. Abfall haben. Weiter ist diese Vereinfachung zulässig, da die thermische Zeitkonstante des OPV wesentlich größer ist, als die einzelnen Phasenlängen. Die Länge der Phasen ist nach [Loe/25] etwa (+/- 0,2us): Phase A: tA=tHin/2=59us/2=29,5us Phase B: tB=tHin/2=59us/2=29,5us Phase C: tC=tRück/2=5us/2=2,5us Phase D: tD=tRück/2=5us/2=2,5us Der Spannungsabfall über dem OPV ist, wie in den beiden Prinzipzeichnungen oben zu sehen, UV. Nach der Maschenregel gilt, egal welcher Transistor den Strom treibt, UV=Ub(+/-)-UL. Diese Spannung wird nun für die vier Abschnitte mit den jeweiligen Werten für UL bzw. Ub ausgerechnet. Die Verlustleistung ist dann Pv=U*Im. Phase A: UV=Ub(+)-UL=150V-(-18V)=168V Pv(A)=Im*168V=0,75A*168V=126W Phase B: UV=Ub(-)-UL=-24V-(-18V)=-6V Pv(B)=-Im*(-6V)=-0,75A*(-6V)=4W Phase C: UV=Ub(-)-UL=-24V-135V=-159V Pv(C)=-Im*(-159V)=-0,75A*(-159V)=119W Phase D: UV=Ub(+)-UL=150V-135V=15V Pv(D)=Im*15V=0,75A*15V=11W Es ist deutlich zu sehen, daß diese Verlustleistungen viel zu hoch sind. Selbst, wenn diese Durchschnittsleistungen noch mit ihrer anteiligen Dauer innerhalb der Periode gewichtet werden (was wiederum wegen der wesentlich größeren thermischen Zeitkonstante des OPV zulässig ist), sind die Verluste noch zu hoch: Pv(Ag)=Pv(A)*29,5/64=58W Pv(Bg)=Pv(B)*29,5/64=0,6W Pv(Cg)=Pv(C)*2,5/64=4,6W Pv(Dg)=Pv(D)*2,5/64=0,4W Das ergibt eine Gesamtverlustleistung von Pv=Pv(Ag)+Pv(Bg)+Pv(Cg)+Pv(Dg)=63,6W was die Möglichkeiten eines handelsüblichen bzw. im Rahmen dieses Projekts preislich vertretbaren Operationsverstärker überschreitet. Seite 9-5 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Erläuterung zur Verlustleistungsberechnung Es ist zu sehen, daß der Verlustleistung immer dann besonders hoch ist, wenn Spulenstrom und Spulenspannung entgegengesetztes Vorzeichen haben. Anders gesagt: Daß Strom und Spannung entgegengesetzte Vorzeichen haben, ist der Grund für die hohen Verlustleistungen. Denn der Spulenstrom kann sich nicht sprunghaft ändern, wenn sich die Spannung sprunghaft ändert (u=Ldi/dt). Das bedeutet, daß in der Phase A bspw. ein großer Strom aus der Spule in die positive Versorgung fließt, obwohl die Spannung am Ausgang des OPV negativ ist. Dies gilt umgekehrt ebenso für Phase C. Nur in den Phasen B und D paßt sozusagen die Stromrichtung mit der Ausgangsspannung des OPVs derart zusammen, daß der Strom aus der Versorgung gespeist wird, deren Polarität der Spulenspannung entspricht. Als Ergebnis ist jedenfalls festzuhalten, daß dieser einfache Ansatz keine sinnvolle Lösung für die Horizontalablenkverstärkung bietet. Eine praktikable Lösung beschreibt der nächste Abschnitt. Im darauffolgenden Abschnitt wird diese Lösung noch erweitert. Steuerung der Ablenkung über elektronische Schalter und passive Bauelemente Eine Lösung für das oben beschriebene Problem besteht darin, gar keinen Verstärker einzusetzen, sondern über einen Kondensator und einen getakteten Umschalter die benötigten Spannungsverhältnisse an der Ablenkspule passiv einzustellen (diese Schaltung ist ähnlich, wie beim Originalgerät von EHS, aus dem die eingesetzte Bildröhre stammt): Schaltungsprinzip Zur Erklärung der prinzipiellen Funktionsweise der Schaltung ist es ausreichend, von einem undendlich großen Kondensator C auszugehen. Der getaktete Schalter erzeugt ein Impulsmuster mit einem Maximum von 155V und einem Minimum von 0V, wobei das Tastverhältnis der beiden Abschnitte gerade 5us:59us ist, also genau Rücklauf zu Hinlauf. 155V ist gerade die Summe der Beträge der an der Spule gemessenen Spannungen bei Hin- und Rücklauf (siehe [MEH/6]). Der Kondensator subtrahiert den Mittelwert von diesem Eingangssignal, da er keinen Gleichstrom durchläßt. Es fallen also 155V*5/59=13V am Kondensator ab. Dann bleiben noch 155V-13V=142V Spannung, die an der Spule abfallen. Ziel ist es nun, durch die Einstellung der kurzzeitig zugeschalteten Spannung und den o. g. Tastverhältnissen, die geforderten Spannungsverhältnisse an der Spule einzustellen. Bei vorheriger Beispielrechnung fiel schon auf, daß diese Wert von den am EHS-Monitor gemessenen (siehe [MEH/6]) abweichen. Da das Tastverhältnis durch das Videosignal festgelegt ist, muß diese Einstellung also über die zugeschaltete Spannung erfolgen. Im Weiteren wird hier mit 155V Seite 9-6 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal gearbeitet, da dies gerade die Summe der an der Ablenkspule gemessenen Spannungen ist. Es ist schon deutlich geworden, daß der Kondensator sozusagen automatisch die richtigen Spannungsverhältnisse herstellt. Diese haben nun in der Spule einen Strom zur Folge, der dem Gesetz u=Ldi/dt folgt. Dies ist genau der langsamere lineare Abfall und der schnelle lienare Anstieg des Spulenstroms, wie er bereits im Abschnitt vorher im Diagramm gezeigt wurde. Da wir von einem undendlich großen Kondensator ausgehen, kann dieser Strom den Kondensator passieren, da er keinen Gleichanteil enthält. Der wichtige Vorteil dieser Schaltung gegenüber einer OPV-Schaltung ist, daß das aktive Element nur ein Schalter ist, der so ausgelegt werden kann, daß die Verlustleistungen im Durchlaßbetrieb gering sind, obwohl hohe Ströme fließen, da der Widerstand des Schalters beim Durchschalten sehr klein sein kann und sollte. Dies ist beim OPV nicht der Fall, da er einen kontinuierlichen Regelbereich abdecken muß. Abflachung der Kurvenform des Signals Nun ist bekannt, daß der Ablenkstrom in der Spule eines handelsüblichen Fernsehgeräts oder Monitors nicht einfach linear ist, sondern um die Extrema herum abgeflacht ist, um Verzerrungen des Bildes aufgrund der Geometrie der Frontseite der Bildröhre, die keine Halbkugel ist, zu vermeiden. Bei einer Steuerung über einen OPV hätte diese Signalanpassung im Ablenkgenerator stattgefunden. In dem Ansatz mit Schalter und passiven Bauelementen wird nur noch ein Steuerimpuls benötigt, die Anpassung des Signal muß auf andere Weise erfolgen. An dieser Stelle kommt zugute, daß der Kondensator keine undendliche Kapazität hat. Wenn im Stromkreis ein sägezahnförmiger Strom angenommen wird, dann ist nach i=Cdu/dt die Spannung am Kondensator die Stammfunktion der Stromfunktion. Dieser ist linear, am Kondensator ergeben sich also Parabelsegmente. Da die Spannung in der o. g. Masche UC=-UL bei offenem Schalter bzw. Ub=UC+UL bei geschlossenem Schalter ist, ergeben sich an der Spule noch immer die gewünschten Spannungsverhältnisse, nur daß die Spulenspannung nun nicht mehr rechteckförmig ist, sondern abgerundete Übergänge hat. Nach u=Ldi/dt bei L=const. ist also bei geringerem u die Stromänderung kleiner. Also nimmt die Steigung des Spulenstroms zu den Extrema hin ab und der gewünschte Effekt wird erzielt (siehe für die eben beschriebenen Verläufe auch die nachfolgende Skizze). Seite 9-7 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Da die Schaltung eine Möglichkeiten zur manuellen Justage der Bildlinearität bereitstellen sollte, kann u. U. eine veränderliche Kapazität benötigt sein. Dies ist aber bei großen Kapazitäten, wie sie hier benötigt werden, schwer zu realisieren. Die gewünschte Justagemöglichkeit kann aber ebenso durch eine, der Wirkung des Kondensators entgegengerichtete, auf einfache Weise einstellbar gestaltbare nichtlineare Induktivität erfolgen. Diese Spule muß so ausgelegt sein, daß sie bei höheren Amplituden des Ablenkstroms in die Sättigung gerät. Je gesättigter eine Spule ist, desto kleiner ist ihre Induktivität. Das hat bei gegebenen Spannungsverhältnissen zur Folge, daß eine größere Stromänderung hervorgerufen wird. Die Abflachung des Stromes durch den Kondensator kann also durch eine solche Spule kompensiert werden. Wie schon erwähnt muß diese Spule einstellbar sein, damit die gewünschte Justierung der Linearität ermöglicht wird. Diese Einstellung geschieht durch die Variation der Einbaulage eines Permanentmagneten. Auf dem Board des EHS-Monitors ist genau solch eine Spule (dort L2 genannt, Teile-Nr. AL/1001, siehe [SEH]) eingebaut, die auch in unserer Schaltung zum Einsatz kommen wird. Das Problem hierbei ist, daß Daten über die Spule nicht verfügbar sind und sie vermutlich experimentell dimensioniert worden ist, da Berechnungen hier extrem schwierig sind. Weiterhin muß eine Einstellung der Amlitude des Ablenkstroms möglich sein, um die Bildbreite einzustellen. Dies könnte zum einen natürlich über die zugeschaltete Spannung erfolgen, was aber sehr schwierig ist, da i. d. F. wieder an sehr hohen Strömen und Spannungen geregelt werden muß, was mit diesem Schaltungsansatz aber gerade vermieden werden soll. Eine Lösung hierfür stellt wieder die EHS-Schaltung zur Verfügung: Es wird wiederum eine einstellbare Spule (dort L1 genannt, siehe [SEH]) verwendet, so daß durch Änderung ihrer Induktivität der Stromanstieg in der Gesamtanordnung und damit, bei konstanten Zeiten und konstanter Spannung, die Amplitude des Ablenkstroms gesteuert werden kann. Sie muß also so ausgelegt sein, daß sie, im Gegensatz zur zur Linearitätseinstellung verwendeten Spule linear arbeitet, und damit einen vernachläßigbaren Einfluß auf die Kurvengestalt des Ablenkstroms hat. Dimensionierung der Bauteile Die Größe von C801 ist aus dem EHS-Schaltplan übernommen. Ebenso werden die beiden Justierspulen L801 und L802 aus dieser Schaltung übernommen. Parallel zu den beiden Spulen ist dort noch ein Widerstand mit 2,2kOhm/0,5W vorgesehen. Die Funktion dieses besteht darin, möglicherweise durch die steilen Rücklaufflanken angeregte Schwingvorgänge zu bedämpfen. Die Wicklungskapazität der Spulen bildet in Verbindung mit deren Induktivität einen Schwingkreis, der dann durch die Rücklaufflanken „angestoßen“ wird. Der Widerstand reduziert die Güte dieses Kreises so weit, daß kein Schwingvorgang mehr möglich ist. Realisierung des Schalters Der Schalter soll mit zwei MOSFETs realisiert werden, wobei Q800 im Rücklauf die Verbindung zwischen der Versorgung und dem Ablenkschaltkreis herstellt (Rücklauf-MOSFET) und Q801 im Hinlauf die Verbindung zwischen Masse und dem Ablenkschaltkreis herstellt (Hinlauf-MOSFET). Da die beiden Schalter komplementär durchschalten, werden zwei Eingangssignale, die jeweils das Invertierte voneinander sind, benötigt. Im folgenden ist Ue1 das Signal für den Rücklauf-MOSFET und Ue2 das Signal für den Hinlauf-MOSFET. Auswahl der MOSFETs Die Schaltung stellt hohe Anforderungen an die Schaltzeit und die Strom- bzw. Spannungsfestigkeit der MOSFET-Transistoren. Es sollen in diesem Fall selbstsperrende n-Kanal-MOSFETs verwendet werden. Damit auf einfache Weise ein Kühlblech montiert werden kann, falls es sich als nötig erweisen sollte, werden zwei IRF740LC im TO-220-Gehäuse verwendet. Der IRF740LC hat als Grenzdaten eine DrainSource-Spannung von 400V und 10A-Dauerstrom, sein Drain-Source-Widerstand ist 0,55Ohm. An dieser Stelle wird zugunsten kleinerer Kapazitäten innerhalb des MOSFETs der relativ hohe DrainSource-Widerstand in Kauf genommen (ein niedriger Drain-Source-Widerstand hat eine größere Chipfläche zur Folge, diese größere Fläche zieht analog zum Plattenkondensator größere Kapazitäten nach sich). Durch die geringeren Kapazitäten werden Schaltverluste aufgrund der bei den hier vorhandenen großen Spannungen deutlich ins Gewicht fallenden kapazitiv verursachten Blindströme verringert. Seite 9-8 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Verlustleistung an den MOSFETs Ob diese Schaltung nun tatsächlich die oben beschriebenen Probleme mit der horrenden Verlustleistung, wie sie bei einer linearen Operationsverstärkerschaltung entstehen würden, löst, muß natürlich überprüft werden. Entscheidend ist dabei die an den beiden Transistoren anfallende Verlustleistung. Diese ergibt auch aus Rds*I^2, wobei Rds der Drain-Source-Widerstand von 0,55Ohm ist. Die maximal anfallende Momentanleistung ist also Pv=0,55Ohm*(1,5A)^2=0,55Ohm*2,25A^2=1,24W. Dies ist ein verträglicher Wert, der problemlos mit einem Kühlblech angeführt werden kann. Ansteuerung der MOSFETs Die Ansteuerung der beiden MOSFETs muß auf unterschiedliche Weise erfolgen. Rücklauf-MOSFET Der Rücklauf-MOSFET liegt mit seinem Source-Anschluß nicht auf einem konstanten Potential, deswegen muß mit einem speziellen 1:1-Übertrager T800 (PE-63387 von Pulse Engineering) eine potential-unabhängige Gate-Source-Spannung sichergestellt werden. Aufgrund der Tastverhältnisse der vom Ablenkgenerator generierten Impule von 5us:59us (Rücklauf- zu Hinlaufzeit) ist es möglich, den Transistor direkt mit diesem Signal anzusteuern, wenn es durch einen speziellen Gate-Treiber ICL7667 (U800) verstärkt wird. Der ICL7667 konvertiert ein Logik-Signal von 0..5V in ein Signal 0..Ub, wobei Ub die Betriebsspannung des ICL7667 ist. Es wird in diesem Fall eine Betriebsspannung von 12V gewählt und der Eingang für eine negative Versorgungsspannung (Pin 3) wird auf Masse gelegt. Da aber der Rücklauf-MOSFET mit einem Übertrager angesteuert werden muß, ist dem ICL7667 noch ein Kondensator nachzuschalten, der den Gleichanteil der Impulse blockt, da dieser sonst teilweise gesättigt wird, womit seine Fähigkeit, Leistung zu übertragen eingeschränkt wird. Hier hat sich erfahrungsgemäß ein Folienkondensator (wegen des geringen Innenwiderstand und der kleinen Induktivität) mit C800=1uF als geeignet gezeigt (siehe [HWS] und [INI/7]). Durch diese Mittelwertbildung ergibt sich eine Ansteuerspannung für den MOSFET von 59:64*12V=11V. (Der Grund hierfür ist, daß die Flächen ober- und unterhalb der 0V-Linie gleich sein müssen und somit bei einem Tastverhältnis von 5:59 bei einer auf 1 normierten Periodenlänge der kurze Impuls 59:64 der Amplitude und der lange Impuls 5:64 der Amplitude bekommt.) Da die GateKapazität und die Streuinduktivität des Übertragers zusammen einen Schwingkreis bilden, muß noch der Widerstand R800 zur Dämpfung vorgesehen werden. Um den MOSFET vor Überspannung zu schützen, werden zwei Zener-Dioden D802/803 mit 18V-Zener-Spannung in Serie parallel zum Übertrager geschaltet, die Spannungsspitzen über 18V kurzschließen. Es sollen hier Zener-Dioden von Philips des Typs BZX85-C18 mit 18V Zener-Spannung eingesetzt werden. Um die Versorgungsspannung des ICL7667 zu stabilisieren, werden zwei Abblockkondensatoren CA800/801 parallel zur Versorgung nach Masse geschaltet, deren Dimensionierung [INI/5] entnommen ist: CA800=0,1uF CA801=4,7uF (Tantalelektrolyt-Kondensator) Der impulsförmige Ladestrom für die Gate-Kapazität wird letzendlich aus diesen Kondensatoren entnommen. Seite 9-9 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Hinlauf-MOSFET Die Ansteuerung des Hinlauf-MOSFETs ist etwas etwas umständlicher, da hier nicht einfach die zweite (entgegengesetzt gepolte) Wicklung des Übertragers genutzt werden kann, da aufgrund der Tastverhältnisse (s. o.) dann zur Ansteuerung nur eine Spannung von etwa 1V bleibt, was nicht ausreicht, um das Gate durchzusteuern. Da aber dieser MOSFET mit seinem Source-Anschluß auf Masse, also auf einem konstanten Potential, liegt, ist eine Ansteuerung mit Transformator auch nicht notwendig und es kann der zweite Ausgang des ICL7667 (U800) genutzt werden. Da allerdings die beiden Transistoren entgegengesetzt schalten müssen, ist das Signal vorher zu invertieren. Weiterhin ist auch hier ein Dämpfungswiderstand im Gatekreis, R803 in der Größenordnung 10 bis 30 Ohm vorzusehen, damit die Schaltung nicht zu oszillieren beginnt (siehe [INI/5]). Verzögerung des Durchschaltens der Transistoren Ganz wichtig ist nun, daß sichergestellt wird, daß auf keinen Fall beide MOSFETs überlappend durchschalten, da dann sofort ein Kurzschluß zwischen positiver Versorgung (155V!) und Masse entsteht. Dies soll dadurch erreicht werden, daß das Einschalten bei beiden Transistoren, also das Laden der Gate-Kapazität, um etwa 100ns verzögert wird. Für den Rücklauf-MOSFET läßt sich das dadurch realisieren, daß ein weiterer Widerstand R802 vorgeschaltet wird, der für das Ausschalten, daß ja nicht verzögert werden soll, mit einer Schottky-Diode überbrückt wird. Eine Schottky-Diode ist deswegen geeignet, da sie sehr schnell schaltet und gleichzeitig eine geringe Flußspannung hat. Sie sollte eine Spannungsfestigkeit von 30V haben und einen Durchlaßstrom von 1A zulassen. Die genaue Dimensionierung der vorgeschalteten Widerstände R800 und R802 muß empirisch erfolgen, als Ausgangswerte werden R800=4,7Ohm und R802=22Ohm genommen. Das Verzögern des Durchschalten des Hinlauf-MOSFETs wird mit einer Logikschaltung erfolgen. Prinzipiell spräche nichts dagegen, auch hier einen mit einer Diode überbrückten Widerstand zu verwenden, wie es beim Rücklauf-MOSFET der Fall ist. Es muß aber aufgrund von noch unbekannten Laufzeiten, insb. der Laufzeit des Signals durch den Transformator, Einstellmöglichkeiten der Schaltverzögerung eines MOSFETs in der Schaltung geben. Eine rein passive Schaltung hat sehr eingeschränkte Freiheitsgrade in der Dimensionierung der Verzögerung. Die im folgenden vorgestellte Logik-Schaltung hebt diese Beschränkungen um den Preis größerer Komplexität auf. Es wird hierbei das vom Ablenkgenerator kommende Signal einmal verzögert und einmal direkt durch einen Inverter geleitet (74HC132 von Philips, es werden beide Eingänge des NAND-Gatters belegt, so daß die Schaltung als Inverter arbeitet). Die Verzögerung erfolgt durch einen Tiefpaß aus R804 und C802. Sinnvolle Werte sind hier R804=1kOhm und C802=220pF; evtl. sind aber auch hier Optimierungen durch genaue Messungen und entsprechende Anpassung nötig. Mit den beiden genannten Werten erhält man eine Zeitkonstante von 220ns. Diese beiden Signale werden dann wiederum auf ein NAND-Gatter geführt. Durch das Verzögern des einen Signals wird im Ausgangssignal die Zeit, in der HIGH ausgegeben wird, verlängert, und da der ICL7667 ein invertierender Verstärker ist, wird der MOSFET im Endeffekt um die o. g. Zeit später durchgeschaltet. Die Dimensionierung der Verzögerung durch den Tiefpaß muß empirisch erfolgen. Da der 74HC132 vier NAND-Gatter integriert, wird nur ein solcher Baustein benötigt (siehe Schaltplan). Die Eingangssignale Ue1 und Ue2 Daß die beiden Eingangssignale Ue1 und Ue2 jeweils das Invertierte voneinander sind, wird dadurch erreicht, daß auf den Eingang für den Rücklauf-MOSFET das Signal vom invertierenden Ausgang des Ablenkgenerators gelegt wird. Da, wie oben schon erwähnt, der ICL7667 invertiert, hat das Signal am Übertrager wieder die gewünschte Form. Umgekehrt wird für die Logikansteuerung des HinlaufMOSFETs das Signal des nicht-invertierenden Ausgangs des Ablenkgenerators genommen. Seite 9-10 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Freilaufdioden Weiterhin sind schnelle Freilauf-Dioden D800 und D801 parallel zu beiden MOSFETs vorzusehen, um die Drain-Source-Diode des Transistors zu überbrücken. Diese parasitär in jedem MOSFET vorhandene Diodenstrecke hat zum einen eine vergleichsweise hohe Flußspannung und zum anderen eine vergleichsweise langsame Sperrerholungszeit (trr) im dreistelligen Nanosekundenbereich. Die vergleichsweise hohe Flußspannung führt zu erhöhten Durchlaßverlusten, wenn die Diode leitet. Von entscheidender Bedeutung ist jedoch die Sperrerholungszeit (trr): Der Übergang vom leitenden in den sperrenden Zustand benötigt bei jeder Diode eine gewisse Zeit, die die Ladungsträger benötigen, um sich aus dem Bereich der Sperrschicht zu entfernen. Wenn nun, durch das Schalten des „gegenüberliegenden“ MOSFETs eine soeben noch in Vorwärtsrichtung stromführende Diode in Sperrichtung unter die hier vergleichsweise hohe Spannung von 155V gesetzt wird, wirkt die Diode für die Zeit trr zunächst wie ein Kurzschluß. Die noch in der Sperrschicht befindlichen Ladungsträger verursachen einen Stromfluß von einigen -zig Nanosekunden Dauer in einer Stärke vom mehrern Ampere. Dabei entstehen erhebliche Verlusteleistungen, die den Mosfet typischerweise innerhalb weniger Minuten zerstören. Ein Rechenbeispiel: 155V*15A*200ns*15626 Schaltvorgänge / 1 s = 7,3 W (!). Das ist erheblich mehr als alle anderen Verluste am Mosfet zusammengenommen (die 15625 Schaltvorgänge entsprechen 625 Zeilen bei 25Hz). Das Leitendwerden der Mosfet-internen Diodenstrecke wird dadurch vermieden, daß die parallelgeschalteten, externen Dioden eine geringere Flußspannung als die Mosfet-interne Diodenstrecke haben. Um die Verlustleistungen in den externen Dioden gering zu halten, werden hier spezielle Dioden mit extrem kurzer Sperrerholungszeit eingesetzt. Es sollen hier folgende Dioden für D800/801 zum Einsatz kommen: MUR2020CT von International Rectifier mit trr=35ns, Uf=1,14 und Imax=10A und Umax=200V. Weiterhin haben diese Dioden auch noch die Aufgabe, in dem kurzen Moment des Umschaltens zwischen den Transistoren, also dann, wenn beide MOSFETs sperren, den Stromfluß zu gewährleisten. Übersicht über die Schaltzeitpunkte Nachfolgend nun noch eine Übersichtstabelle, welcher MOSFET und welche Diode zu welchem Zeitpunkt leitet (l) bzw. sperrt (s). Die Phasen A bis D sind zu verstehen, wie im Abschnitt „Verlustleistungsberechnung“ bezeichnet (DQxxx sind die Drain-Source-Dioden der MOSFETs). Phase Q800 Q801 D800 D801 DQ800 DQ801 A s l s l s l B s l s s s l C l s l s l s D l s s s l s Dabei sind die Zeitpunkte, in denen der Stromfluß ausschließlich durch die Freilaufdioden erfolgt weil beide Mosfets gesperrt sind, die Übergänge von B nach C (für Q801) und und von D nach A (für Q800). Seite 9-11 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Berechnung der Stromaufnahme Spannung +155V: Die Schaltung nimmt lediglich in der zweiten Hälfte des Rücklaufs Energie aus der +155V Versorgung auf. Es wird davon ausgegangen, daß ein hinreichend großer Kondensator CA802 parallel zur +155V-Versorgung geschaltet ist, so daß das Netzteil nur den durchschnittlichen Strom aufbringen muß: Unter der Annahme einer Rücklaufzeit von 5us ergibt sich der folgende Durchschnittsstrom: 2,5us/64us*750mA=29,2mA. Das entspricht einer Leistungsaufnahem von 155V * 29,2mA = 4,5W. Da wir nicht alle Einflußgrößen genau genug kennen, legen wir das Netzteil vorsichtshalber für 60mA aus. Nun soll noch der Abblockkondensator CA802 bestimmt werden. Es wird festgesetzt, dass die Versorgungsspannung sich bei einer Stromänderung um 1,5A in 5us um nicht mehr als 1V verändern darf. Es gilt: i=C*dU/dt -> C=i*dt/dU=1,5A*5 us/ 1V= 1,5uF. Um hier ausreichende Reserven zu haben wird ein Folienkondensator 10uF / 250V vorgesehen. Spannung +5V: Einge grobe, aber hinreichende Abschätzung aus Erfahrungswerten ist 1 mA. Spannung +12V: Es wird angenommen, daß die Gate-Kapazität unserer Mosfets 1nF sei und daß diese Kapazität auf 10V aufgeladen wird. Die hierbei eingebrachte Ladung ist: Q=C*U=10V*1nF=10-8 As Dieser Aufladevorgang findet 15625 mal in der Sekunde statt: Qges = 1,5625*104 *10-8 As=1,6*10-4 As (gerundet) Hieraus kann der Strom bestimmt werden: i=Q/t=1,6*10-4 As/1s = 0,16 mA. Es sind 2 Mosfets vorhanden, womit sich ein Strom von 0,32mA ergibt. Dies ist allerdings ein eher theoretischer Wert, da die tatsächliche Situation hier stark idealisiert wiedergegeben ist. Der maximale Eigenstrom des ICL7667 ist 8mA (siehe [INI/2]). Es ist sinnvoll, hier 10mA anzusetzen. Seite 9-12 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Steuerung über Schalter und OPV-Stromquelle OPV-Stromquelle als Regler Da zum gegenwärtigen Zeitpunkt nicht mit Sicherheit feststeht, ob die vorstehend beschriebene Schaltung mit passiven Kompensationselementen eine ausreichende Linearität der Ablenkung gewährleistet, wird noch eine aktive Korrekturschaltung mit einem Operationsverstärker vorgesehen, die, um die hierbei entstehende Verlustleistung zu begrenzen, jedoch nur einen eingeschränkten Korrekturbereich hat. Es wird zum einen davon ausgegangen, daß die bereits beschriebene Schaltung bereits weitgehend die erwünschte Kurvenform abgibt. Zum anderen ist eine exakte Kurvenform nur während des Hinlaufs von Interesse, der Weg des Strahls während des Rücklaufs ist ohnehin unsichtbar. Da die Spannung während des Hinlauf wesentlich geringer als während des Rücklaufs ist, reicht ein sehr geringer Spannungsbereich am Ausgang des Operationsverstärkers aus, um die gewünschten Korrekturen zu gewährleisten. Diese Schaltung bekommt als Eingangssignal eine modifizierte Sägezahnspannung, die eine abgeflachte Kurvencharakteristik zur Korrektur des Einflusses der nicht radiusförmigen Bildschirmfläche hat, vom Ablenkgenerator. Die Schaltung arbeitet ähnlich wie im Vertikalverstärker als spannungsgesteuerte Stromquelle. Da die Ablenkspule aufgrund der restlichen Schaltung nicht im Gegenkopplungszweig des Verstärkers untergebracht werden kann, muss eine kompliziertere Schaltung als beim Vertikalverstärker realistert werden, die als potentialungebundene, spannungsgesteuerte Stromquelle arbeitet (siehe [KSW/353]). Die Schaltung wird so realisiert, daß sie optional zugeschaltet werden kann (siehe „Schaltplan“). Bestimmung der Versorgungsspannungen und der Stromaufnahme Die Schaltung soll mit etwa 10% der Vorlaufspannung regelnd eingreifen. Da am Netzteil Versorgungsspannungen von 12V und -8V zur Verfügung stehen, werden diese genutzt. Daraus folgt: Ubp=12V und Ubn=-8V. Der PA02 hat folgende maximale/minimale Aussteuerbereiche (siehe [APX/2]): Bei Ia=5A: Uamax=Ubp-4V, Uamin=Ubn+4V Bei Ia=2A: Uamax=Ubp-2V, Uamin=Ubn+2V Daraus folgt bei Spulenstrom Ia=1,5A: Uamax=10V und Uamin=-6V. Diese Spannungen reichen immer noch aus, um den hier benötigten Regelbereich zu gewährleisten. Die Stromaufnahme der Schaltung ist gegeben durch den Spulenstrom von 1,5A und den Ruhestrom des OPV. Der Ruhestrom ist nach [APX/2] maximal 40mA. Zusammen ergibt das einen maximalen Momentanwert der Stromaufnahme Ia von 1,54A. Da die zeitliche Verteilung der Stromaufnahme auf die positive und die negative Versorgung zum gegenwärtigen Zeitpunkt nicht vorhergesagt werden kann, wird für beide Stromversorgungen angenommen, daß der mittlere Ablenkstrom von 0,75A die volle Zeit fließt. Damit sind alle möglichen Fälle abgedeckt. Der Ausgleich des Stromflusses während der Periodendauer der Ablenkfrequenz wird durch, direkt dem Verstärker parallelgeschaltete, Kondensatoren vorgenommen: Es wird festgesetzt, dass die Versorgungsspannung sich bei einer Stromänderung um 1,5A in 64us um nicht mehr als 0,1V verändern darf. Es gilt: i=C*dU/dt -> C=i*dt/dU=1,5A*64 us/0,1V=960 uF. Es ist sinnvoll, hier noch von der Baugröße her hinreichend kleine Kondensatoren mit 2200 uF einzusetzen, und mittels eines Serienwiderstands von 1Ohm diesen Versorgungskreis von den anderen Verbrauchern zu entkoppeln. Bei der Auswahl der Kondensatoren muß darauf geachtet werden, daß diese HF-geeignet sind. Seite 9-13 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Die 4 Kondensatoren CA807-810 (jeweils symmetrisch an den Versorgungsleitungen) dienen zur Stabilisierung der Versorgungsspannung. CA807 und CA810 sollen nach 10uF/A*Ia dimensioniert werden (siehe [APN/2]). Daraus folgt CA807=CA810=15uF (Tantalum). Weiterhin liest man in [APN/2]: CA808=CA809=0,1uF. Diese beiden Kondensatoren sollen im Layout so nah wie möglich an Pin 2 und 7 liegen. Überprüfung der Eingangsspannungen Der OPV erlaubt folgende Eingangsspannungen (nach [APX/2]): Uemax=Ubp-6,0V=12V-6,0V=6,0V Uemin=Ubn-6,0V=-8V-6,0V=-2,0V Das Eingangssignal von +/-0,5V ist also unproblematisch (für die Bestimmung der +/-0,5V siehe „Eingangsspannungsteiler“). Überprüfung der Bandbreite Die maximal zu verstärkende Frequenz ist 104,2kHz (siehe „Anforderungen an die Verstärkerschaltung“). Aus Sicherheitsgründen rechnen wir mit 150kHz. Die Transitfrequenz des OP ist fT=4,5 MHz (siehe [APX/2]). Unsere Frequenz ist also unkritisch und es ergibt sich eine Verstärkung Vd=fT/150KHz=30=29dB (siehe [APX/3], Diagramm „Small Signal Response“). Überprüfung der Flankensteilheit Beim Übergang vom Vorlauf zum Rücklauf muß der Verstärker im vollen Aussteuerbereich einen Spannungssprung von ca. 6V+2V=8V vornehmen (siehe [MEH/6]). Die maximale Flankensteilheit (slew rate) des OPV ist 13V/us (siehe [APX/2]). Der Verstärker benötigt also 8V/13V/us=0,62us für diese Spannungsdifferenz. Dies ist weniger als 13% der Rücklaufzeit von 4,8us und damit unproblematisch. Dimensionierung der Spannungsgesteuerten Stromquelle Wir setzen fest: R808=R809=R810=R811=10kOhm. Da die Schaltung symmetrisch arbeitet, müssen die Widerstände eine geringe Toleranz aufweisen (0,1%). Es gilt: R808=Ue/Ia für R808>>R812 (siehe [KSW/353]). Mit Ablenkstrom Ia=1,5A (siehe [MEH/6]) folgt R812=0,334Ohm. Der maximale Momentanwert der Verlustleistung an diesem Widerstand ist PR812=0,5V*1,5A=0,75W. Die mittlere Verlustleistung (mittlerer Strom=0,75A) ist P=I^2*R=0,375W. Allerdings weicht die Eingangsbeschaltung bei unserer Schaltung von der Standardbeschaltung ab, denn es muß hier das Eingangssignal an den invertierenden Eingang angeschlossen werden, der nicht-invertierende Eingang liegt über den Widerstand R809 an Masse. Der Grund ist der folgende: Der Ausgangsstrom ist Ia=Ue/R808. Wenn also die Eingangsspannung positiv ist, wird ein positiver Strom getrieben. In den Zeiten aber, in denen das Eingangsregelsignal positiv ist, fließt der Strom in den Operationsverstärker hinein. Dies ist zum einen aus dem Schaltplan ersichtig und zum anderen aus der Tatsache ableitbar, daß die OPV-Schaltung dort an die Spule angeschlossen wird, wo bei rein passiver Regelung der Masse-Anschluß ist. Analog gilt, daß in den Zeiten, in denen das Eingangsregelsignal negativ ist, der Strom aus dem Operationsverstärker hinausfließt (negativer Spulenstrom). Dies ist aber gerade entgegengesetzt den Sromrichtungen, die der Operationsverstärker nach Ia=Ue/R808 liefert. Danach fließt nämlich der Ausgangsstrom bei positiver Eingangsspannung aus dem OPV hinaus und bei negativer Eingangsspannung hinein. Aus diesem Grunde muß das Eingangssignal an den invertierenden Eingang angschlossen werden, was einen Ausgangsstrom Ia=-Ue/R808 liefert, der nun die gewünschte Polarität hat. Seite 9-14 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Impedanzwandler Wie im vorherigen Abschnitt bereits erwähnt, dürfen die Widerstände R808-811 nur geringfügig voneinander abweichen. Die vorhergehende Schaltung (der Ablenkgenerator) ist mit der OPVSchaltung über R808 verbunden. Damit die Ausgangimpedanz (i. d. F. ein Spannungsteiler) des Ablenkgenerators keinen Einfluß auf die Eingangsimpedanz der OPV-Schaltung an dieser Stelle hat, wird vor den Widerstand noch ein Impedanzwandler geschaltet. Hierzu wird der Operationsverstärker OP27EP von Analog Devices in Spannungsfolgerschaltung verwendet. Bandbreitenbegrenzung im Gegenkopplungszweig Um die Stabilität der Schaltung zu gewährleisten und das Phasenverhalten zu optimieren, wird ein Kondensator C804 und ein Widerstand R813 in den Gegenkopplungszweig eingefügt. Genaue Erläuterungen dazu sind der Vertikalablenkverstärkerdokumentation zu entnehmen. Beide Bauteile können können nur empirisch ermittelt werden, da es hier viele unbekannte Einflüsse gibt. Strombegrenzung und Überspannungsschutz Der PA02 bietet die Möglichkeit, über einen Widerstand R814/R815 den Ausgangsstrom zu begrenzen. Die Größe des Widerstandes ist laut [APN/3] nach der Formel R814 (in Ohm) = R815 (in Ohm)= 0,65/Imax (in A) zu bestimmen. Wir setzen die Strombegrenzung bei Imax=3A fest. Es folgt R814=R815=0,65/3=0,216Ohm. Es wird der Normwert 0,22 Ohm gewählt. Da der Ausgangsstrom durch diese Widerstände fließt, ist die Verlustleistung in diesen zu berücksichtigen (ebenfalls nach [APX/3]): Pv=0,65*Imax=1,95W. Es werden vom Verstärkerausgang zu den beiden Versorgungen Clamp-Dioden D805/D806 geschaltet, um den Verstärker vor Überspannung bei Überschreitung des möglichen Regelbereichs zu schützen. Die Dioden müssen einen Strom von Imax=3A vertragen, schnell schalten und eine maximale Sperrspannung von 50V aufweisen. Verlustleistungsberechung und Kühlung Im schlimmsten Fall, d. h. zu Beginn des Hinlaufes, wenn der Verstärkerausgang auf der negativen Betriebsspannung liegt, der Strom aber in die positive Betriebsspannung fließt, ist die Verlustleistung Pv=(|Ubn|+|Ubp|)*Imax = 8V*1,5A=12W. Da der Verstärker aber nicht sationär in diesem Zustand verharrt, ist die durchschnittliche Verlustleistung geringer (eine ausführliche Betrachtung der Verlustleistungsberechnung befindet sich in der Schaltungsdokumentation zum Vertikalalablenkungsverstärker). Die 12W stellen somit eine obere Schranke der möglichen Verlustleistung dar, diese wird zur Berechnung des Kühlelements verwendet. Zur Bestimmung des notwendigen Kühlbleches gehen wir von einer Umgebungstemperatur von TA=40°C aus und setzen fest, daß die Sperrschichttemperatur Tc=100°C (SOA-Diagramm, [APX/4]) nicht überschreiten darf. Bei den gegebenen Bedingungen von einem Ausgangsstrom von 1,5A und einer Versorgungsspannung von 12V bzw. -8V arbeitet der Verstärker noch im SOA-Bereich unterhalb der Tc=125°C-Linie (siehe [APX/4]). Die Sperrschichttemperatur ist Tc=TA+Pv*tja, wobei tja der Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung ist (junction to ambient air). Nach [BBH/1] gilt für TO-Gehäuse tja=tjc+tca, wobei tca der Wärmewiderstand des Kühlkörpers ist, der jetzt bestimmt werden muß. Aus den beiden Beziehungen ergibt sich der maximale Wärmewiderstand des Kühlkörpers zu tca=(Tc-TA)/Pv-tjc. In [APX/2] ist ein maximaler Wärmewiderstand tjc (junction-to-case) von 2,6°C/W angegeben. Der Seite 9-15 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal maximale Wärmewiderstand des Kühlbleches darf also (60°C/12W)-2,6°C/W=2,4K/W sein. (Anmerkung: °C und K können hier synonym verwendet werden, da es sich um Temperaturdifferenzen handelt und die Skalierung der beiden Einheiten identisch ist). Seite 9-16 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Nachträgliche Korrektur der Stromquellenschaltung: Während der Ausarbeitung dieses Berichts stellte sich heraus, daß die Signalpolaritäten innerhalb der Stromquellenschaltung vertauscht wurden. Daher muß dann bei der inbetriebnahme die folgende Korrektur vorgenommen werden: Im Schaltplan: Aktive Stromregelung (Option) +1V +1V 0V R810 10K +1V R815 0R22 + 5 - 3 2 1 6 U803 PA02 4 -1V +1V R812 0R33 0V +0V 7 8 Eingangssignal R808 10K R814 0R22 R813 ?? R809 10K +1V C804 ??? R811 10K 0V Seite 9-17 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal In der Bestückung: Bestückung lt. Bestückungsplan R811 R809 R808 R810 Korrigierte Bestückung R811 R809 R808 R810 Seite 9-18 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Inbetriebnahme Die digitalen Steuersignale /RL_HORZ und /HL_HORZ werden über Steckbrücken, J502 und J503, zugeführt. Um ein ungewolltes Ansteuern der MOSFETs bei versehentlich offenen Brücken zu vermeiden, wurden die beiden Eingänge der Schaltung, /RL_HORZ und /HL_HORZ, mit Pull-UpWiderständen (10K) nach +5V versehen. Die Ansteuersignale für die MOSFETs wurden überprüft. Hierbei wurde eine nur ungenügende Totzeit beim Übergang vom Hinlauf in den Rücklauf festgestellt. Die „passive“ Lösung mit R802 brachte nicht die benötigte Verzögerung. Daher wurde eine zusätzliche Verzögerungslogik mit U802D eingefügt Hierbei ergibt sich als „Nebeneffekt“, daß das Signal /RL_HORZ gar nicht mehr gebraucht wird. Daher wurde J502 wieder aus der Schaltung entfernt. Es stellte sich heraus, daß die tatsächlichen Verzögerungszeiten stark voneinander und von den berechneten Zeiten abwichen. Es wurden ca. 100 ns und ca. 400 ns an den jeweiligen Zustandsübergängen gemessen, erwartet wurden jeweils 200 ns. Mit dem Austausch des zunächst verwendeten 74HCT132 gegen einen 74HC132 wurden nahezu symmetrische Verzögerungszeiten von ca. 220ns erreicht. Grund: Beim 74HC132 sind die Schaltschwellen um Vcc/2 symmetriert, beim 74HCT132 sind sie um ca. 1,5 V herum symmetriert. Im Zusammenspiel mit den exponentialförmigen Spannungsverläufen an dem zur Verzögerung benutzten RC-Glied ergibt das erhebliche Zeitunterschiede zwischen dem Pegelwechsel des Eingangssignals und dem Schalten des Bausteins je nach dem ob es sich um dem Lade- oder den Entladevorgang handelt. Durch Entfernen von J502 /RL_HORZ U802D CD74HCT132E +5V 74HC132 13 11 12 10K 74HC132 U802C CD74HCT132E 3 /HL_HORZ U801 ICL7667 74HC132 6 1 2 9 8 R804 1K 10 2 4 INA INB V+ U802A CD74HCT132E OUTA OUTB 6 3 5 V- 4 C802 220pF U802B CD74HCT132E 74HC132 Modifikation der Logik zur Generierung der Totzeit Seite 9-19 7 5 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Es stellte sich heraus, daß die Pinbelegung der Dioden MUR2020 zwischen den Herstellern IR und ONSemiconductor unterschiedlich ist. Daher wurden die Pins 2 und 3 der verwendeten Dioden von IR miteinander kurzgeschlossen. Da die Diode ohnehin strommäßig stark überdimensioniert ist, kann auf die damit kurzgeschlossene zweite Diodenstrecke problemlos verzichtet werden. Anschließend wurde die Versorgungsspannung +155V angelegt. Die Schaltung abeitete sofort einwandfrei. Der Strom durch die Ablenkspule wurde mittels einem zwischen die Pins 2 und 3 von J801 geschalteten Shunt gemessen. Es wurde zunächst ein Drahtwiderstand mit ca. 10 cm langen Zuleitungen verwendet. Hierbei traten deutliche Meßfehler auf, der erwartete Sägezahn war mit einem Rechtecksignal überlagert. Die anschließende Wiederholung der Messung mit einem induktionsfreien Metallfolienwiderstand mit nur 2 cm langen Zuleitungen zeigte dann die erwartete sägezahnförmige Kurvengestalt. Die Amplitude und Kurvengestalt des Stromverlaufs entsprach den Erwartungen. Die Einstellung der Amplitude mit der eintellbaren Induktivität L801 funktionierte problemlos, die Einstellung der Linearität konnte mangels Spezialschlüssel nicht getestet werden. Der Spannungsverlauf an der Ablenkspule entsprach ebenfalls den Erwartungen. Die Stromaufnahme der Schaltung wurde durch überschlägige Integration des pulsförmigen Stromverlaufs durch R911 bestimmt. Der Spannungsabfall an diesem Widerstand wurde mittels ACMessung mit dem Oszilloskop bestimmt. Hierbei ergab sich eine durchschnittliche Stromaufnahme von 9,9mA, was einer Leistungsaufnahme von 155V * 9,9mA = 1,5W entspricht. Dies ist deutlich weniger als die erwartete Leistungsaufnahme von 4,5W. Die gemessene Leistung korrespondiert mit der Beobachtung, daß alle Bauelemente und Kühlelemente der Horizontalverstärkerschaltung keine signifikante Erwärmung zeigen. Seite 9-20 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend) Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend) Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt Seite 9-21 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend) Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend) Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt (andere Zeitmaßstab) Seite 9-22 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend) Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend) Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt (andere Zeitmaßstab) Seite 9-23 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend) Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend) Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt (andere Zeitmaßstab) Seite 9-24 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Spannung „vor“ C801 Seite 9-25 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Spannung „hinter“ C801 Seite 9-26 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Spannung „hinter“ C801 Seite 9-27 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Spannung parallel zur Ablenkspule Seite 9-28 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Spannung parallel zur Ablenkspule Seite 9-29 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Strom durch die Ablenkspule, gemessen als Spannungsabfall an einem nichtinduktiven Widerstand 0,1 Ohm mit ca. 2 cm langen Anschlußdrähten Seite 9-30 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Strom durch die Ablenkspule, „gemessen“ als Spannungsabfall an einem Drahtwiderstand 1 Ohm mit ca. 10 cm langen Anschlußdrähten. Deutlich ist der dem di/dt-proportionale Spannungsanteil (Rechteck) zu erkennen, der dem eigentlicj korrekten Meßwert überlagert ist. Seite 9-31 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Am 14.01.2005 wurde die zweite Schaltungsvariante, die aktive Stromregelung mit einem Operationsverstärker, getestet. Im Laufe der Arbeiten stellte sich jedoch heraus, daß diese (vom Lehrbeauftragten vorgeschlagene) Schaltung von ihrem Wirkungsprinzip her in der vorliegenden Form nicht arbeitet. Hierbei sind folgende Gesichtspunkte maßgeblich: Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung an der Ablenkspule: Die hier aufgebaute spannungsgesteuerte Stromquelle liefert eine Spannung als Stellgröße, die dann, im Sinne der ursprünglich angestrebten Wirkungsweise, den Augenblickswert des Stroms durch die Ablenkspule beeinflussen sollte. Im hier vorliegenden Fall ist jedoch der Zusammenhang zwischen der Spannung über der Ablenkspule und dem durch ihr fließenden Strom nicht direkt, sondern um 90° phasenverschoben. Das Ausgangssignal des hier vorgesehenen Regelverstärkers ist jedoch zur Regelabweichung proportional. Dieses Verhalten führte dann zu einem Aufschwingen des Reglers. Idealerweise müßte die Stellgröße des Reglers proportional zur Zeitableitung der Regeldifferenz sein. Es wurde dementsprechend ein D-Anteil in den Regelkreis eingefügt (Parallelschalten einer Serienschaltung aus Widerstand und Kondesator zu R809). Es wurden verschiedene Wertekombinationen ausprobiert. Hierbei konnte jedoch zunächst kein zufriedenstellendes Ergebnis erzielt werden. Da die „passive“ Schaltung jedoch hervorragend arbeitete und die aktive Stromregelung daher für die Funktion des Monitors gar nicht benötigt wurde, wurde aus Zeitgründen auf eine eingehende Beschäftigung mit dieser Thematik verzichtet, die Experimente wurden abgebrochen. Man stellt sich jetzt natürlich die Frage, warum dann die spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung für die Vertikalablenkung überhaupt funktionieren kann. Hierzu noch einige Gedanken: - Die Induktivität der Vertikalablenkspule ist 7 mH. Der ohmsche Widerstand der Vertikalablenkspule ist 4,5 Ohm Der Shunt zur Stromerfassung hat einen Wert von 4,3 Ohm Die drei genannten Elemente bilden einen R/L-Tiefpaß zwischen dem Ausgeng des verwendeten Operationsverstärkers und dessen invertierenden Eingang. Die Grenzfrequenz díeses Tiefpasses aus 7mH und 8,8 Ohm ist ca. 200 Hz, also das 4-fache der Grundfrequenz der Ablenkung von 50 Hz. Daher ist die Pasenverschiebung deutlich unterhalb von 45°, eine direkte Regelung des Stroms über die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers ist also möglich. Bei der Horizontalablenkung herrschen dagegen die folgenden Verhältnisse: Die Induktivität der Horizontalalablenkspule ist 0,25 mH. Die wirksamen ohmschen Widerstände können mit 1 Ohm angenommen werden Die Grenzfrequenz eines R/L.Tiefpasses aus 0,25mH und 1 Ohm ist ca. 640 Hz, also das 0,04-fache der Grundfrequenz der Ablenkung von ca. 16 kHz. Daher hat man eine Phasenverschiebung von 90°, die eine „unmittelbare“ Regelung vereitelt. Wechselwirkung zwischen der Stromquelle und der Brückenschaltung sowie den passiven Korrekturelementen Bei der Konzeption der Schaltung wurde nicht bedacht, daß die von Brücke und Kompensationselementen abgegebene Spannung nicht eine gleichsam „starre“ Spannung aus einer idealen Spannungsquelle ist, sondern daß eine Rückwirkung der Stromquellenschaltung auf die Verhältnisse der „passiven“ Seite der Schaltung besteht. Durch das um 90° phasenverschobene Verhalten der aktiven Regelschaltung wurde, wenn die „Sollamplitude“ des Ablenkstroms unter der tatsächlichen Stromamplitude lag, Energie aus der Versorgung des Operationsverstärkers entnommen und, über den Koppelkondensator C801 in die Versorgung der MOSFET-Brücke rückgespeist. Hiedurch kam es dann zu einer Spannungsüberhöhung an der MOSFET-Brücke, die dann wiederum zu einer höheren Amplitude des Ablenkstroms führte. Die Seite 9-32 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Rückspeisung führte dann in der Konsequenz zu einer Überlastung des Spannungsreglers im Netzteil, der dadurch zerstört wurde. Wenn die „Sollamplitude“ des Ablenkstrom über der tatsächlichen Amplitude des Ablenkstroms lag, führte dies, durch die um 90° phasenverschobene „Antwort“ des Reglers dazu, daß dieser der Aufladung von C801 entgegenwirkte, womit keine Erhöhung der Amplitude möglich war. Spannung aus Brücke Strom durch Ablenkspule Istwert Sollwert Regelabweichung Ausgang Regelverstärker hier zus. Aufladung von CA802 aus OPVVersorgung hier zus. Aufladung von C801 aus OPVVersorgung Veranschaulichung der (fehlerhaften) Wirkungsweise der realisierten Schaltung mit besonderer Betrachtung der Rückspeisung in die Brückenversorgung aus der OPV-Versorgung Seite 9-33 Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5 Monitor Teil 1 Ablenkverstärker Horizontal Quellen [KSW]: Kories / Schmidt-Walter, Taschenbuch der Elektrotechnik, Harri Deutsch [MEH]: F.Lorenzen, M.Pätzold, H. Westphal, Messung am Monitor-Kit von EHS [APX]: Datenblatt zu PA02 von Apex [APN]: Apex Application Note 1, General Operation Consideration, http://eportal.apexmicrotech.com/mainsite/pdf/AN01U.pdf [HWS]: H. Westphal, 5V Schaltregler Prototypentwurf [INI]: Intersil, Datenblatt des ICL7667, http://www.intersil.com/data/fn/fn2853.pdf [Loe]: F. Möhring, Schaltungstechnik der Loewe Opta-Fernsehempfänger [SEH]: Schaltplan des EHS-Monitors Seite 9-34