Ablenkverstärker Horizontal

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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Ablenkverstärker Horizontal
Von Florian Lorenzen und Michael Pätzold
Ausschnitt aus dem fertiggestellten Horizontalverstärker
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Gate-Treiber
ICL7667
MOSFET
Schnelle
Diode
Monitor Teil 1
Übertrager zur GateAnsteuerung
Abblockkon
densator
Brückenversorgung
MOSFET
Logikbaustein zur
Totzeitgenerierung
Schnelle
Diode
Ablenkverstärker Horizontal
Kondensator für
Tangenskompensation und
Erzegung der
neg. Amplitude
Anschluß
Ablenkspule
Einstellung
Amplitude
Einstellung
Linearität
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Anforderungen
Ausgangsstrom von +/-1,5A, Ausgangsspannung von -18V bis 135V.
Ein Zeilenrücklauf dauert 4,8 bis 5,2us [Loe/25]. Es wird also eine Bandbreite von 1/(2*4,8us)=104,2kHz
benötigt.
Eingangssignal von +/-0,5V.
Erster Ansatz mit einer Operationsverstärkerschaltung
Als erster Ansatz für eine Schaltung wird eine Operationsverstärker-Schaltung mit Strom-SpannungsGegenkopplung gewählt, ähnlich der, die bei der vertikalen Ablenkung zum Einsatz kommt (siehe
dort). Da aber die Ströme und Spannungen und deren Schaltfrequenzen für die horizontale
Ablenkung sehr viel größer sind als bei der vertikalen Ablenkung, ist zu erst eine
Verlustleistungsabschätzung durchzuführen. Für diese Abschätzung wird eine positive
Betriebsspannung von Ub+=150V angenommen (die Spulenspannung im Rücklauf ist 135V, siehe
[MEH/6]) und eine negative Betriebsspannung von Ub-=24V (die Spulenspannung im Hinlauf ist -18V,
siehe [MEH/6]).
Verlustleistungsberechnung
Weiter ist es sinnvoll, die Ablenkperiode in vier Phasen zu unterteilen und in jeder Phase die über dem
OPV abfallende Spannung zu berechnen. Dazu reicht es, die beiden Transistoren der
Gegentaktendstufe zu betrachten:
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Die vier Phasen sind wie folgt unterteilt:
Je nach dem, ob nun der Strom I positiv oder negativ ist, ist entweder der PNP resp. der NPN-Transistor
aktiv.
Deswegen läßt sich das obige Schaltbild für die Phasen A und D (positiver Strom) folgendermaßen
vereinfachen:
Anolog gilt für die Phasen B und C, in denen der NPN-Transistor den Spulenstrom treibt :
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Die Verlustleistungsabschätzung vereinfacht sich weiter, wenn mit einem mittleren Strom Im=1,5A/2
gerechnet wird. Dies ist genau der Mittelwert des Spulenstromes, da wir einen linearen Anstieg bzw.
Abfall haben. Weiter ist diese Vereinfachung zulässig, da die thermische Zeitkonstante des OPV
wesentlich größer ist, als die einzelnen Phasenlängen.
Die Länge der Phasen ist nach [Loe/25] etwa (+/- 0,2us):
Phase A: tA=tHin/2=59us/2=29,5us
Phase B: tB=tHin/2=59us/2=29,5us
Phase C: tC=tRück/2=5us/2=2,5us
Phase D: tD=tRück/2=5us/2=2,5us
Der Spannungsabfall über dem OPV ist, wie in den beiden Prinzipzeichnungen oben zu sehen, UV.
Nach der Maschenregel gilt, egal welcher Transistor den Strom treibt, UV=Ub(+/-)-UL. Diese Spannung
wird nun für die vier Abschnitte mit den jeweiligen Werten für UL bzw. Ub ausgerechnet. Die
Verlustleistung ist dann Pv=U*Im.
Phase A:
UV=Ub(+)-UL=150V-(-18V)=168V
Pv(A)=Im*168V=0,75A*168V=126W
Phase B:
UV=Ub(-)-UL=-24V-(-18V)=-6V
Pv(B)=-Im*(-6V)=-0,75A*(-6V)=4W
Phase C:
UV=Ub(-)-UL=-24V-135V=-159V
Pv(C)=-Im*(-159V)=-0,75A*(-159V)=119W
Phase D:
UV=Ub(+)-UL=150V-135V=15V
Pv(D)=Im*15V=0,75A*15V=11W
Es ist deutlich zu sehen, daß diese Verlustleistungen viel zu hoch sind. Selbst, wenn diese
Durchschnittsleistungen noch mit ihrer anteiligen Dauer innerhalb der Periode gewichtet werden (was
wiederum wegen der wesentlich größeren thermischen Zeitkonstante des OPV zulässig ist), sind die
Verluste noch zu hoch:
Pv(Ag)=Pv(A)*29,5/64=58W
Pv(Bg)=Pv(B)*29,5/64=0,6W
Pv(Cg)=Pv(C)*2,5/64=4,6W
Pv(Dg)=Pv(D)*2,5/64=0,4W
Das ergibt eine Gesamtverlustleistung von
Pv=Pv(Ag)+Pv(Bg)+Pv(Cg)+Pv(Dg)=63,6W
was die Möglichkeiten eines handelsüblichen bzw. im Rahmen dieses Projekts preislich vertretbaren
Operationsverstärker überschreitet.
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Erläuterung zur Verlustleistungsberechnung
Es ist zu sehen, daß der Verlustleistung immer dann besonders hoch ist, wenn Spulenstrom und
Spulenspannung entgegengesetztes Vorzeichen haben. Anders gesagt: Daß Strom und Spannung
entgegengesetzte Vorzeichen haben, ist der Grund für die hohen Verlustleistungen.
Denn der Spulenstrom kann sich nicht sprunghaft ändern, wenn sich die Spannung sprunghaft ändert
(u=Ldi/dt). Das bedeutet, daß in der Phase A bspw. ein großer Strom aus der Spule in die positive
Versorgung fließt, obwohl die Spannung am Ausgang des OPV negativ ist. Dies gilt umgekehrt
ebenso für Phase C. Nur in den Phasen B und D paßt sozusagen die Stromrichtung mit der
Ausgangsspannung des OPVs derart zusammen, daß der Strom aus der Versorgung gespeist wird,
deren Polarität der Spulenspannung entspricht.
Als Ergebnis ist jedenfalls festzuhalten, daß dieser einfache Ansatz keine sinnvolle Lösung für die
Horizontalablenkverstärkung bietet.
Eine praktikable Lösung beschreibt der nächste Abschnitt. Im darauffolgenden Abschnitt wird diese
Lösung noch erweitert.
Steuerung der Ablenkung über elektronische Schalter und passive
Bauelemente
Eine Lösung für das oben beschriebene Problem besteht darin, gar keinen Verstärker einzusetzen,
sondern über einen Kondensator und einen getakteten Umschalter die benötigten
Spannungsverhältnisse an der Ablenkspule passiv einzustellen (diese Schaltung ist ähnlich, wie beim
Originalgerät von EHS, aus dem die eingesetzte Bildröhre stammt):
Schaltungsprinzip
Zur Erklärung der prinzipiellen Funktionsweise der Schaltung ist es ausreichend, von einem undendlich
großen Kondensator C auszugehen. Der getaktete Schalter erzeugt ein Impulsmuster mit einem
Maximum von 155V und einem Minimum von 0V, wobei das Tastverhältnis der beiden Abschnitte
gerade 5us:59us ist, also genau Rücklauf zu Hinlauf. 155V ist gerade die Summe der Beträge der an
der Spule gemessenen Spannungen bei Hin- und Rücklauf (siehe [MEH/6]). Der Kondensator
subtrahiert den Mittelwert von diesem Eingangssignal, da er keinen Gleichstrom durchläßt.
Es fallen also 155V*5/59=13V am Kondensator ab. Dann bleiben noch 155V-13V=142V Spannung,
die an der Spule abfallen. Ziel ist es nun, durch die Einstellung der kurzzeitig zugeschalteten
Spannung und den o. g. Tastverhältnissen, die geforderten Spannungsverhältnisse an der Spule
einzustellen.
Bei vorheriger Beispielrechnung fiel schon auf, daß diese Wert von den am EHS-Monitor gemessenen
(siehe [MEH/6]) abweichen. Da das Tastverhältnis durch das Videosignal festgelegt ist, muß diese
Einstellung also über die zugeschaltete Spannung erfolgen. Im Weiteren wird hier mit 155V
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gearbeitet, da dies gerade die Summe der an der Ablenkspule gemessenen Spannungen ist.
Es ist schon deutlich geworden, daß der Kondensator sozusagen automatisch die richtigen
Spannungsverhältnisse herstellt. Diese haben nun in der Spule einen Strom zur Folge, der dem Gesetz
u=Ldi/dt folgt. Dies ist genau der langsamere lineare Abfall und der schnelle lienare Anstieg des
Spulenstroms, wie er bereits im Abschnitt vorher im Diagramm gezeigt wurde. Da wir von einem
undendlich großen Kondensator ausgehen, kann dieser Strom den Kondensator passieren, da er
keinen Gleichanteil enthält.
Der wichtige Vorteil dieser Schaltung gegenüber einer OPV-Schaltung ist, daß das aktive Element nur
ein Schalter ist, der so ausgelegt werden kann, daß die Verlustleistungen im Durchlaßbetrieb gering
sind, obwohl hohe Ströme fließen, da der Widerstand des Schalters beim Durchschalten sehr klein
sein kann und sollte. Dies ist beim OPV nicht der Fall, da er einen kontinuierlichen Regelbereich
abdecken muß.
Abflachung der Kurvenform des Signals
Nun ist bekannt, daß der Ablenkstrom in der Spule eines handelsüblichen Fernsehgeräts oder
Monitors nicht einfach linear ist, sondern um die Extrema herum abgeflacht ist, um Verzerrungen des
Bildes aufgrund der Geometrie der Frontseite der Bildröhre, die keine Halbkugel ist, zu vermeiden. Bei
einer Steuerung über einen OPV hätte diese Signalanpassung im Ablenkgenerator stattgefunden. In
dem Ansatz mit Schalter und passiven Bauelementen wird nur noch ein Steuerimpuls benötigt, die
Anpassung des Signal muß auf andere Weise erfolgen.
An dieser Stelle kommt zugute, daß der Kondensator keine undendliche Kapazität hat. Wenn im
Stromkreis ein sägezahnförmiger Strom angenommen wird, dann ist nach i=Cdu/dt die Spannung
am Kondensator die Stammfunktion der Stromfunktion. Dieser ist linear, am Kondensator ergeben
sich also Parabelsegmente. Da die Spannung in der o. g. Masche UC=-UL bei offenem Schalter bzw.
Ub=UC+UL bei geschlossenem Schalter ist, ergeben sich an der Spule noch immer die
gewünschten Spannungsverhältnisse, nur daß die Spulenspannung nun nicht mehr rechteckförmig
ist, sondern abgerundete Übergänge hat. Nach u=Ldi/dt bei L=const. ist also bei geringerem u die
Stromänderung kleiner. Also nimmt die Steigung des Spulenstroms zu den Extrema hin ab und der
gewünschte Effekt wird erzielt (siehe für die eben beschriebenen Verläufe auch die nachfolgende
Skizze).
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Da die Schaltung eine Möglichkeiten zur manuellen Justage der Bildlinearität bereitstellen sollte, kann
u. U. eine veränderliche Kapazität benötigt sein. Dies ist aber bei großen Kapazitäten, wie sie hier
benötigt werden, schwer zu realisieren.
Die gewünschte Justagemöglichkeit kann aber ebenso durch eine, der Wirkung des Kondensators
entgegengerichtete, auf einfache Weise einstellbar gestaltbare nichtlineare Induktivität erfolgen.
Diese Spule muß so ausgelegt sein, daß sie bei höheren Amplituden des Ablenkstroms in die
Sättigung gerät. Je gesättigter eine Spule ist, desto kleiner ist ihre Induktivität. Das hat bei gegebenen
Spannungsverhältnissen zur Folge, daß eine größere Stromänderung hervorgerufen wird. Die
Abflachung des Stromes durch den Kondensator kann also durch eine solche Spule kompensiert
werden. Wie schon erwähnt muß diese Spule einstellbar sein, damit die gewünschte Justierung der
Linearität ermöglicht wird. Diese Einstellung geschieht durch die Variation der Einbaulage eines
Permanentmagneten. Auf dem Board des EHS-Monitors ist genau solch eine Spule (dort L2 genannt,
Teile-Nr. AL/1001, siehe [SEH]) eingebaut, die auch in unserer Schaltung zum Einsatz kommen wird.
Das Problem hierbei ist, daß Daten über die Spule nicht verfügbar sind und sie vermutlich
experimentell dimensioniert worden ist, da Berechnungen hier extrem schwierig sind.
Weiterhin muß eine Einstellung der Amlitude des Ablenkstroms möglich sein, um die Bildbreite
einzustellen. Dies könnte zum einen natürlich über die zugeschaltete Spannung erfolgen, was aber
sehr schwierig ist, da i. d. F. wieder an sehr hohen Strömen und Spannungen geregelt werden muß,
was mit diesem Schaltungsansatz aber gerade vermieden werden soll. Eine Lösung hierfür stellt
wieder die EHS-Schaltung zur Verfügung: Es wird wiederum eine einstellbare Spule (dort L1 genannt,
siehe [SEH]) verwendet, so daß durch Änderung ihrer Induktivität der Stromanstieg in der
Gesamtanordnung und damit, bei konstanten Zeiten und konstanter Spannung, die Amplitude des
Ablenkstroms gesteuert werden kann. Sie muß also so ausgelegt sein, daß sie, im Gegensatz zur zur
Linearitätseinstellung verwendeten Spule linear arbeitet, und damit einen vernachläßigbaren Einfluß
auf die Kurvengestalt des Ablenkstroms hat.
Dimensionierung der Bauteile
Die Größe von C801 ist aus dem EHS-Schaltplan übernommen.
Ebenso werden die beiden Justierspulen L801 und L802 aus dieser Schaltung übernommen. Parallel
zu den beiden Spulen ist dort noch ein Widerstand mit 2,2kOhm/0,5W vorgesehen. Die Funktion
dieses besteht darin, möglicherweise durch die steilen Rücklaufflanken angeregte Schwingvorgänge
zu bedämpfen. Die Wicklungskapazität der Spulen bildet in Verbindung mit deren Induktivität einen
Schwingkreis, der dann durch die Rücklaufflanken „angestoßen“ wird. Der Widerstand reduziert die
Güte dieses Kreises so weit, daß kein Schwingvorgang mehr möglich ist.
Realisierung des Schalters
Der Schalter soll mit zwei MOSFETs realisiert werden, wobei Q800 im Rücklauf die Verbindung zwischen
der Versorgung und dem Ablenkschaltkreis herstellt (Rücklauf-MOSFET) und Q801 im Hinlauf die
Verbindung zwischen Masse und dem Ablenkschaltkreis herstellt (Hinlauf-MOSFET).
Da die beiden Schalter komplementär durchschalten, werden zwei Eingangssignale, die jeweils das
Invertierte voneinander sind, benötigt. Im folgenden ist Ue1 das Signal für den Rücklauf-MOSFET und
Ue2 das Signal für den Hinlauf-MOSFET.
Auswahl der MOSFETs
Die Schaltung stellt hohe Anforderungen an die Schaltzeit und die Strom- bzw. Spannungsfestigkeit
der MOSFET-Transistoren. Es sollen in diesem Fall selbstsperrende n-Kanal-MOSFETs verwendet werden.
Damit auf einfache Weise ein Kühlblech montiert werden kann, falls es sich als nötig erweisen sollte,
werden zwei IRF740LC im TO-220-Gehäuse verwendet. Der IRF740LC hat als Grenzdaten eine DrainSource-Spannung von 400V und 10A-Dauerstrom, sein Drain-Source-Widerstand ist 0,55Ohm. An
dieser Stelle wird zugunsten kleinerer Kapazitäten innerhalb des MOSFETs der relativ hohe DrainSource-Widerstand in Kauf genommen (ein niedriger Drain-Source-Widerstand hat eine größere
Chipfläche zur Folge, diese größere Fläche zieht analog zum Plattenkondensator größere
Kapazitäten nach sich). Durch die geringeren Kapazitäten werden Schaltverluste aufgrund der bei
den hier vorhandenen großen Spannungen deutlich ins Gewicht fallenden kapazitiv verursachten
Blindströme verringert.
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Verlustleistung an den MOSFETs
Ob diese Schaltung nun tatsächlich die oben beschriebenen Probleme mit der horrenden
Verlustleistung, wie sie bei einer linearen Operationsverstärkerschaltung entstehen würden, löst, muß
natürlich überprüft werden. Entscheidend ist dabei die an den beiden Transistoren anfallende
Verlustleistung. Diese ergibt auch aus Rds*I^2, wobei Rds der Drain-Source-Widerstand von 0,55Ohm
ist.
Die maximal anfallende Momentanleistung ist also
Pv=0,55Ohm*(1,5A)^2=0,55Ohm*2,25A^2=1,24W. Dies ist ein verträglicher Wert, der problemlos
mit einem Kühlblech angeführt werden kann.
Ansteuerung der MOSFETs
Die Ansteuerung der beiden MOSFETs muß auf unterschiedliche Weise erfolgen.
Rücklauf-MOSFET
Der Rücklauf-MOSFET liegt mit seinem Source-Anschluß nicht auf einem konstanten Potential,
deswegen muß mit einem speziellen 1:1-Übertrager T800 (PE-63387 von Pulse Engineering) eine
potential-unabhängige Gate-Source-Spannung sichergestellt werden. Aufgrund der Tastverhältnisse
der vom Ablenkgenerator generierten Impule von 5us:59us (Rücklauf- zu Hinlaufzeit) ist es möglich,
den Transistor direkt mit diesem Signal anzusteuern, wenn es durch einen speziellen Gate-Treiber
ICL7667 (U800) verstärkt wird.
Der ICL7667 konvertiert ein Logik-Signal von 0..5V in ein Signal 0..Ub, wobei Ub die Betriebsspannung
des ICL7667 ist. Es wird in diesem Fall eine Betriebsspannung von 12V gewählt und der Eingang für
eine negative Versorgungsspannung (Pin 3) wird auf Masse gelegt. Da aber der Rücklauf-MOSFET mit
einem Übertrager angesteuert werden muß, ist dem ICL7667 noch ein Kondensator nachzuschalten,
der den Gleichanteil der Impulse blockt, da dieser sonst teilweise gesättigt wird, womit seine
Fähigkeit, Leistung zu übertragen eingeschränkt wird. Hier hat sich erfahrungsgemäß ein
Folienkondensator (wegen des geringen Innenwiderstand und der kleinen Induktivität) mit C800=1uF
als geeignet gezeigt (siehe [HWS] und [INI/7]).
Durch diese Mittelwertbildung ergibt sich eine Ansteuerspannung für den MOSFET von
59:64*12V=11V. (Der Grund hierfür ist, daß die Flächen ober- und unterhalb der 0V-Linie gleich sein
müssen und somit bei einem Tastverhältnis von 5:59 bei einer auf 1 normierten Periodenlänge der
kurze Impuls 59:64 der Amplitude und der lange Impuls 5:64 der Amplitude bekommt.) Da die GateKapazität und die Streuinduktivität des Übertragers zusammen einen Schwingkreis bilden, muß noch
der Widerstand R800 zur Dämpfung vorgesehen werden. Um den MOSFET vor Überspannung zu
schützen, werden zwei Zener-Dioden D802/803 mit 18V-Zener-Spannung in Serie parallel zum
Übertrager geschaltet, die Spannungsspitzen über 18V kurzschließen. Es sollen hier Zener-Dioden von
Philips des Typs BZX85-C18 mit 18V Zener-Spannung eingesetzt werden.
Um die Versorgungsspannung des ICL7667 zu stabilisieren, werden zwei Abblockkondensatoren
CA800/801 parallel zur Versorgung nach Masse geschaltet, deren Dimensionierung [INI/5]
entnommen ist:
CA800=0,1uF
CA801=4,7uF (Tantalelektrolyt-Kondensator)
Der impulsförmige Ladestrom für die Gate-Kapazität wird letzendlich aus diesen Kondensatoren
entnommen.
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Hinlauf-MOSFET
Die Ansteuerung des Hinlauf-MOSFETs ist etwas etwas umständlicher, da hier nicht einfach die zweite
(entgegengesetzt gepolte) Wicklung des Übertragers genutzt werden kann, da aufgrund der
Tastverhältnisse (s. o.) dann zur Ansteuerung nur eine Spannung von etwa 1V bleibt, was nicht
ausreicht, um das Gate durchzusteuern.
Da aber dieser MOSFET mit seinem Source-Anschluß auf Masse, also auf einem konstanten Potential,
liegt, ist eine Ansteuerung mit Transformator auch nicht notwendig und es kann der zweite Ausgang
des ICL7667 (U800) genutzt werden. Da allerdings die beiden Transistoren entgegengesetzt schalten
müssen, ist das Signal vorher zu invertieren. Weiterhin ist auch hier ein Dämpfungswiderstand im
Gatekreis, R803 in der Größenordnung 10 bis 30 Ohm vorzusehen, damit die Schaltung nicht zu
oszillieren beginnt (siehe [INI/5]).
Verzögerung des Durchschaltens der Transistoren
Ganz wichtig ist nun, daß sichergestellt wird, daß auf keinen Fall beide MOSFETs überlappend
durchschalten, da dann sofort ein Kurzschluß zwischen positiver Versorgung (155V!) und Masse
entsteht.
Dies soll dadurch erreicht werden, daß das Einschalten bei beiden Transistoren, also das Laden der
Gate-Kapazität, um etwa 100ns verzögert wird. Für den Rücklauf-MOSFET läßt sich das dadurch
realisieren, daß ein weiterer Widerstand R802 vorgeschaltet wird, der für das Ausschalten, daß ja nicht
verzögert werden soll, mit einer Schottky-Diode überbrückt wird. Eine Schottky-Diode ist deswegen
geeignet, da sie sehr schnell schaltet und gleichzeitig eine geringe Flußspannung hat. Sie sollte eine
Spannungsfestigkeit von 30V haben und einen Durchlaßstrom von 1A zulassen. Die genaue
Dimensionierung der vorgeschalteten Widerstände R800 und R802 muß empirisch erfolgen, als
Ausgangswerte werden R800=4,7Ohm und R802=22Ohm genommen.
Das Verzögern des Durchschalten des Hinlauf-MOSFETs wird mit einer Logikschaltung erfolgen.
Prinzipiell spräche nichts dagegen, auch hier einen mit einer Diode überbrückten Widerstand zu
verwenden, wie es beim Rücklauf-MOSFET der Fall ist. Es muß aber aufgrund von noch unbekannten
Laufzeiten, insb. der Laufzeit des Signals durch den Transformator, Einstellmöglichkeiten der
Schaltverzögerung eines MOSFETs in der Schaltung geben. Eine rein passive Schaltung hat sehr
eingeschränkte Freiheitsgrade in der Dimensionierung der Verzögerung. Die im folgenden vorgestellte
Logik-Schaltung hebt diese Beschränkungen um den Preis größerer Komplexität auf.
Es wird hierbei das vom Ablenkgenerator kommende Signal einmal verzögert und einmal direkt durch
einen Inverter geleitet (74HC132 von Philips, es werden beide Eingänge des NAND-Gatters belegt, so
daß die Schaltung als Inverter arbeitet). Die Verzögerung erfolgt durch einen Tiefpaß aus R804 und
C802. Sinnvolle Werte sind hier R804=1kOhm und C802=220pF; evtl. sind aber auch hier
Optimierungen durch genaue Messungen und entsprechende Anpassung nötig. Mit den beiden
genannten Werten erhält man eine Zeitkonstante von 220ns. Diese beiden Signale werden dann
wiederum auf ein NAND-Gatter geführt. Durch das Verzögern des einen Signals wird im
Ausgangssignal die Zeit, in der HIGH ausgegeben wird, verlängert, und da der ICL7667 ein
invertierender Verstärker ist, wird der MOSFET im Endeffekt um die o. g. Zeit später durchgeschaltet.
Die Dimensionierung der Verzögerung durch den Tiefpaß muß empirisch erfolgen.
Da der 74HC132 vier NAND-Gatter integriert, wird nur ein solcher Baustein benötigt (siehe Schaltplan).
Die Eingangssignale Ue1 und Ue2
Daß die beiden Eingangssignale Ue1 und Ue2 jeweils das Invertierte voneinander sind, wird dadurch
erreicht, daß auf den Eingang für den Rücklauf-MOSFET das Signal vom invertierenden Ausgang des
Ablenkgenerators gelegt wird. Da, wie oben schon erwähnt, der ICL7667 invertiert, hat das Signal am
Übertrager wieder die gewünschte Form. Umgekehrt wird für die Logikansteuerung des HinlaufMOSFETs das Signal des nicht-invertierenden Ausgangs des Ablenkgenerators genommen.
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Freilaufdioden
Weiterhin sind schnelle Freilauf-Dioden D800 und D801 parallel zu beiden MOSFETs vorzusehen, um
die Drain-Source-Diode des Transistors zu überbrücken.
Diese parasitär in jedem MOSFET vorhandene Diodenstrecke hat zum einen eine vergleichsweise
hohe Flußspannung und zum anderen eine vergleichsweise langsame Sperrerholungszeit (trr) im
dreistelligen Nanosekundenbereich. Die vergleichsweise hohe Flußspannung führt zu erhöhten
Durchlaßverlusten, wenn die Diode leitet. Von entscheidender Bedeutung ist jedoch die
Sperrerholungszeit (trr): Der Übergang vom leitenden in den sperrenden Zustand benötigt bei jeder
Diode eine gewisse Zeit, die die Ladungsträger benötigen, um sich aus dem Bereich der Sperrschicht
zu entfernen. Wenn nun, durch das Schalten des „gegenüberliegenden“ MOSFETs eine soeben noch
in Vorwärtsrichtung stromführende Diode in Sperrichtung unter die hier vergleichsweise hohe
Spannung von 155V gesetzt wird, wirkt die Diode für die Zeit trr zunächst wie ein Kurzschluß. Die noch
in der Sperrschicht befindlichen Ladungsträger verursachen einen Stromfluß von einigen -zig
Nanosekunden Dauer in einer Stärke vom mehrern Ampere. Dabei entstehen erhebliche
Verlusteleistungen, die den Mosfet typischerweise innerhalb weniger Minuten zerstören.
Ein Rechenbeispiel: 155V*15A*200ns*15626 Schaltvorgänge / 1 s = 7,3 W (!). Das ist erheblich mehr
als alle anderen Verluste am Mosfet zusammengenommen (die 15625 Schaltvorgänge entsprechen
625 Zeilen bei 25Hz).
Das Leitendwerden der Mosfet-internen Diodenstrecke wird dadurch vermieden, daß die
parallelgeschalteten, externen Dioden eine geringere Flußspannung als die Mosfet-interne
Diodenstrecke haben. Um die Verlustleistungen in den externen Dioden gering zu halten, werden hier
spezielle Dioden mit extrem kurzer Sperrerholungszeit eingesetzt.
Es sollen hier folgende Dioden für D800/801 zum Einsatz kommen:
MUR2020CT von International Rectifier mit trr=35ns, Uf=1,14 und Imax=10A und Umax=200V.
Weiterhin haben diese Dioden auch noch die Aufgabe, in dem kurzen Moment des Umschaltens
zwischen den Transistoren, also dann, wenn beide MOSFETs sperren, den Stromfluß zu gewährleisten.
Übersicht über die Schaltzeitpunkte
Nachfolgend nun noch eine Übersichtstabelle, welcher MOSFET und welche Diode zu welchem
Zeitpunkt leitet (l) bzw. sperrt (s). Die Phasen A bis D sind zu verstehen, wie im Abschnitt
„Verlustleistungsberechnung“ bezeichnet (DQxxx sind die Drain-Source-Dioden der MOSFETs).
Phase
Q800
Q801
D800
D801 DQ800 DQ801
A
s
l
s
l
s
l
B
s
l
s
s
s
l
C
l
s
l
s
l
s
D
l
s
s
s
l
s
Dabei sind die Zeitpunkte, in denen der Stromfluß ausschließlich durch die Freilaufdioden erfolgt weil
beide Mosfets gesperrt sind, die Übergänge von B nach C (für Q801) und und von D nach A (für
Q800).
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Ablenkverstärker Horizontal
Berechnung der Stromaufnahme
Spannung +155V:
Die Schaltung nimmt lediglich in der zweiten Hälfte des Rücklaufs Energie aus der +155V Versorgung
auf. Es wird davon ausgegangen, daß ein hinreichend großer Kondensator CA802 parallel zur
+155V-Versorgung geschaltet ist, so daß das Netzteil nur den durchschnittlichen Strom aufbringen
muß:
Unter der Annahme einer Rücklaufzeit von 5us ergibt sich der folgende Durchschnittsstrom:
2,5us/64us*750mA=29,2mA.
Das entspricht einer Leistungsaufnahem von 155V * 29,2mA = 4,5W.
Da wir nicht alle Einflußgrößen genau genug kennen, legen wir das Netzteil vorsichtshalber für 60mA
aus.
Nun soll noch der Abblockkondensator CA802 bestimmt werden.
Es wird festgesetzt, dass die Versorgungsspannung sich bei einer Stromänderung um 1,5A in 5us um
nicht mehr als 1V verändern darf.
Es gilt: i=C*dU/dt -> C=i*dt/dU=1,5A*5 us/ 1V= 1,5uF.
Um hier ausreichende Reserven zu haben wird ein Folienkondensator 10uF / 250V vorgesehen.
Spannung +5V:
Einge grobe, aber hinreichende Abschätzung aus Erfahrungswerten ist 1 mA.
Spannung +12V:
Es wird angenommen, daß die Gate-Kapazität unserer Mosfets 1nF sei und daß diese Kapazität auf
10V aufgeladen wird.
Die hierbei eingebrachte Ladung ist:
Q=C*U=10V*1nF=10-8 As
Dieser Aufladevorgang findet 15625 mal in der Sekunde statt:
Qges = 1,5625*104 *10-8 As=1,6*10-4 As (gerundet)
Hieraus kann der Strom bestimmt werden:
i=Q/t=1,6*10-4 As/1s = 0,16 mA.
Es sind 2 Mosfets vorhanden, womit sich ein Strom von 0,32mA ergibt. Dies ist allerdings ein eher
theoretischer Wert, da die tatsächliche Situation hier stark idealisiert wiedergegeben ist. Der maximale
Eigenstrom des ICL7667 ist 8mA (siehe [INI/2]).
Es ist sinnvoll, hier 10mA anzusetzen.
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Ablenkverstärker Horizontal
Steuerung über Schalter und OPV-Stromquelle
OPV-Stromquelle als Regler
Da zum gegenwärtigen Zeitpunkt nicht mit Sicherheit feststeht, ob die vorstehend beschriebene
Schaltung mit passiven Kompensationselementen eine ausreichende Linearität der Ablenkung
gewährleistet, wird noch eine aktive Korrekturschaltung mit einem Operationsverstärker vorgesehen,
die, um die hierbei entstehende Verlustleistung zu begrenzen, jedoch nur einen eingeschränkten
Korrekturbereich hat.
Es wird zum einen davon ausgegangen, daß die bereits beschriebene Schaltung bereits weitgehend
die erwünschte Kurvenform abgibt. Zum anderen ist eine exakte Kurvenform nur während des
Hinlaufs von Interesse, der Weg des Strahls während des Rücklaufs ist ohnehin unsichtbar.
Da die Spannung während des Hinlauf wesentlich geringer als während des Rücklaufs ist, reicht ein
sehr geringer Spannungsbereich am Ausgang des Operationsverstärkers aus, um die gewünschten
Korrekturen zu gewährleisten.
Diese Schaltung bekommt als Eingangssignal eine modifizierte Sägezahnspannung, die eine
abgeflachte Kurvencharakteristik zur Korrektur des Einflusses der nicht radiusförmigen Bildschirmfläche
hat, vom Ablenkgenerator.
Die Schaltung arbeitet ähnlich wie im Vertikalverstärker als spannungsgesteuerte Stromquelle. Da die
Ablenkspule aufgrund der restlichen Schaltung nicht im Gegenkopplungszweig des Verstärkers
untergebracht werden kann, muss eine kompliziertere Schaltung als beim Vertikalverstärker realistert
werden, die als potentialungebundene, spannungsgesteuerte Stromquelle arbeitet (siehe [KSW/353]).
Die Schaltung wird so realisiert, daß sie optional zugeschaltet werden kann (siehe „Schaltplan“).
Bestimmung der Versorgungsspannungen und der Stromaufnahme
Die Schaltung soll mit etwa 10% der Vorlaufspannung regelnd eingreifen. Da am Netzteil
Versorgungsspannungen von 12V und -8V zur Verfügung stehen, werden diese genutzt. Daraus folgt:
Ubp=12V und
Ubn=-8V.
Der PA02 hat folgende maximale/minimale Aussteuerbereiche (siehe [APX/2]):
Bei Ia=5A: Uamax=Ubp-4V, Uamin=Ubn+4V
Bei Ia=2A: Uamax=Ubp-2V, Uamin=Ubn+2V
Daraus folgt bei Spulenstrom Ia=1,5A:
Uamax=10V und
Uamin=-6V.
Diese Spannungen reichen immer noch aus, um den hier benötigten Regelbereich zu gewährleisten.
Die Stromaufnahme der Schaltung ist gegeben durch den Spulenstrom von 1,5A und den Ruhestrom
des OPV. Der Ruhestrom ist nach [APX/2] maximal 40mA. Zusammen ergibt das einen maximalen
Momentanwert der Stromaufnahme Ia von 1,54A.
Da die zeitliche Verteilung der Stromaufnahme auf die positive und die negative Versorgung zum
gegenwärtigen Zeitpunkt nicht vorhergesagt werden kann, wird für beide Stromversorgungen
angenommen, daß der mittlere Ablenkstrom von 0,75A die volle Zeit fließt. Damit sind alle
möglichen Fälle abgedeckt. Der Ausgleich des Stromflusses während der Periodendauer der
Ablenkfrequenz wird durch, direkt dem Verstärker parallelgeschaltete, Kondensatoren vorgenommen:
Es wird festgesetzt, dass die Versorgungsspannung sich bei einer Stromänderung um 1,5A in 64us um
nicht mehr als 0,1V verändern darf.
Es gilt: i=C*dU/dt -> C=i*dt/dU=1,5A*64 us/0,1V=960 uF.
Es ist sinnvoll, hier noch von der Baugröße her hinreichend kleine Kondensatoren mit 2200 uF
einzusetzen, und mittels eines Serienwiderstands von 1Ohm diesen Versorgungskreis von den anderen
Verbrauchern zu entkoppeln. Bei der Auswahl der Kondensatoren muß darauf geachtet werden, daß
diese HF-geeignet sind.
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Die 4 Kondensatoren CA807-810 (jeweils symmetrisch an den Versorgungsleitungen) dienen zur
Stabilisierung der Versorgungsspannung. CA807 und CA810 sollen nach 10uF/A*Ia dimensioniert
werden (siehe [APN/2]). Daraus folgt CA807=CA810=15uF (Tantalum).
Weiterhin liest man in [APN/2]: CA808=CA809=0,1uF. Diese beiden Kondensatoren sollen im Layout
so nah wie möglich an Pin 2 und 7 liegen.
Überprüfung der Eingangsspannungen
Der OPV erlaubt folgende Eingangsspannungen (nach [APX/2]):
Uemax=Ubp-6,0V=12V-6,0V=6,0V
Uemin=Ubn-6,0V=-8V-6,0V=-2,0V
Das Eingangssignal von +/-0,5V ist also unproblematisch (für die Bestimmung der +/-0,5V siehe
„Eingangsspannungsteiler“).
Überprüfung der Bandbreite
Die maximal zu verstärkende Frequenz ist 104,2kHz (siehe „Anforderungen an die
Verstärkerschaltung“). Aus Sicherheitsgründen rechnen wir mit 150kHz. Die Transitfrequenz des OP ist
fT=4,5 MHz (siehe [APX/2]). Unsere Frequenz ist also unkritisch und es ergibt sich eine Verstärkung
Vd=fT/150KHz=30=29dB (siehe [APX/3], Diagramm „Small Signal Response“).
Überprüfung der Flankensteilheit
Beim Übergang vom Vorlauf zum Rücklauf muß der Verstärker im vollen Aussteuerbereich einen
Spannungssprung von ca. 6V+2V=8V vornehmen (siehe [MEH/6]).
Die maximale Flankensteilheit (slew rate) des OPV ist 13V/us (siehe [APX/2]). Der Verstärker benötigt
also 8V/13V/us=0,62us für diese Spannungsdifferenz. Dies ist weniger als 13% der Rücklaufzeit von
4,8us und damit unproblematisch.
Dimensionierung der Spannungsgesteuerten Stromquelle
Wir setzen fest: R808=R809=R810=R811=10kOhm. Da die Schaltung symmetrisch arbeitet, müssen
die Widerstände eine geringe Toleranz aufweisen (0,1%).
Es gilt: R808=Ue/Ia für R808>>R812 (siehe [KSW/353]). Mit Ablenkstrom Ia=1,5A (siehe [MEH/6]) folgt
R812=0,334Ohm. Der maximale Momentanwert der Verlustleistung an diesem Widerstand ist
PR812=0,5V*1,5A=0,75W. Die mittlere Verlustleistung (mittlerer Strom=0,75A) ist P=I^2*R=0,375W.
Allerdings weicht die Eingangsbeschaltung bei unserer Schaltung von der Standardbeschaltung ab,
denn es muß hier das Eingangssignal an den invertierenden Eingang angeschlossen werden, der
nicht-invertierende Eingang liegt über den Widerstand R809 an Masse. Der Grund ist der folgende:
Der Ausgangsstrom ist Ia=Ue/R808. Wenn also die Eingangsspannung positiv ist, wird ein positiver
Strom getrieben. In den Zeiten aber, in denen das Eingangsregelsignal positiv ist, fließt der Strom in
den Operationsverstärker hinein. Dies ist zum einen aus dem Schaltplan ersichtig und zum anderen
aus der Tatsache ableitbar, daß die OPV-Schaltung dort an die Spule angeschlossen wird, wo bei
rein passiver Regelung der Masse-Anschluß ist. Analog gilt, daß in den Zeiten, in denen das
Eingangsregelsignal negativ ist, der Strom aus dem Operationsverstärker hinausfließt (negativer
Spulenstrom). Dies ist aber gerade entgegengesetzt den Sromrichtungen, die der
Operationsverstärker nach Ia=Ue/R808 liefert. Danach fließt nämlich der Ausgangsstrom bei positiver
Eingangsspannung aus dem OPV hinaus und bei negativer Eingangsspannung hinein. Aus diesem
Grunde muß das Eingangssignal an den invertierenden Eingang angschlossen werden, was einen
Ausgangsstrom Ia=-Ue/R808 liefert, der nun die gewünschte Polarität hat.
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Impedanzwandler
Wie im vorherigen Abschnitt bereits erwähnt, dürfen die Widerstände R808-811 nur geringfügig
voneinander abweichen. Die vorhergehende Schaltung (der Ablenkgenerator) ist mit der OPVSchaltung über R808 verbunden. Damit die Ausgangimpedanz (i. d. F. ein Spannungsteiler) des
Ablenkgenerators keinen Einfluß auf die Eingangsimpedanz der OPV-Schaltung an dieser Stelle hat,
wird vor den Widerstand noch ein Impedanzwandler geschaltet. Hierzu wird der Operationsverstärker
OP27EP von Analog Devices in Spannungsfolgerschaltung verwendet.
Bandbreitenbegrenzung im Gegenkopplungszweig
Um die Stabilität der Schaltung zu gewährleisten und das Phasenverhalten zu optimieren, wird ein
Kondensator C804 und ein Widerstand R813 in den Gegenkopplungszweig eingefügt. Genaue
Erläuterungen dazu sind der Vertikalablenkverstärkerdokumentation zu entnehmen.
Beide Bauteile können können nur empirisch ermittelt werden, da es hier viele unbekannte Einflüsse
gibt.
Strombegrenzung und Überspannungsschutz
Der PA02 bietet die Möglichkeit, über einen Widerstand R814/R815 den Ausgangsstrom zu
begrenzen. Die Größe des Widerstandes ist laut [APN/3] nach der Formel
R814 (in Ohm) = R815 (in Ohm)= 0,65/Imax (in A)
zu bestimmen. Wir setzen die Strombegrenzung bei Imax=3A fest. Es folgt
R814=R815=0,65/3=0,216Ohm. Es wird der Normwert 0,22 Ohm gewählt.
Da der Ausgangsstrom durch diese Widerstände fließt, ist die Verlustleistung in diesen zu
berücksichtigen (ebenfalls nach [APX/3]):
Pv=0,65*Imax=1,95W.
Es werden vom Verstärkerausgang zu den beiden Versorgungen Clamp-Dioden D805/D806
geschaltet, um den Verstärker vor Überspannung bei Überschreitung des möglichen Regelbereichs
zu schützen. Die Dioden müssen einen Strom von Imax=3A vertragen, schnell schalten und eine
maximale Sperrspannung von 50V aufweisen.
Verlustleistungsberechung und Kühlung
Im schlimmsten Fall, d. h. zu Beginn des Hinlaufes, wenn der Verstärkerausgang auf der negativen
Betriebsspannung liegt, der Strom aber in die positive Betriebsspannung fließt, ist die Verlustleistung
Pv=(|Ubn|+|Ubp|)*Imax = 8V*1,5A=12W. Da der Verstärker aber nicht sationär in diesem Zustand
verharrt, ist die durchschnittliche Verlustleistung geringer (eine ausführliche Betrachtung der
Verlustleistungsberechnung befindet sich in der Schaltungsdokumentation zum
Vertikalalablenkungsverstärker).
Die 12W stellen somit eine obere Schranke der möglichen Verlustleistung dar, diese wird zur
Berechnung des Kühlelements verwendet.
Zur Bestimmung des notwendigen Kühlbleches gehen wir von einer Umgebungstemperatur von
TA=40°C aus und setzen fest, daß die Sperrschichttemperatur Tc=100°C (SOA-Diagramm, [APX/4])
nicht überschreiten darf. Bei den gegebenen Bedingungen von einem Ausgangsstrom von 1,5A und
einer Versorgungsspannung von 12V bzw. -8V arbeitet der Verstärker noch im SOA-Bereich unterhalb
der Tc=125°C-Linie (siehe [APX/4]).
Die Sperrschichttemperatur ist Tc=TA+Pv*tja, wobei tja der Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht
und Umgebung ist (junction to ambient air). Nach [BBH/1] gilt für TO-Gehäuse tja=tjc+tca, wobei tca
der Wärmewiderstand des Kühlkörpers ist, der jetzt bestimmt werden muß. Aus den beiden
Beziehungen ergibt sich der maximale Wärmewiderstand des Kühlkörpers zu tca=(Tc-TA)/Pv-tjc.
In [APX/2] ist ein maximaler Wärmewiderstand tjc (junction-to-case) von 2,6°C/W angegeben. Der
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
maximale Wärmewiderstand des Kühlbleches darf also (60°C/12W)-2,6°C/W=2,4K/W sein.
(Anmerkung: °C und K können hier synonym verwendet werden, da es sich um
Temperaturdifferenzen handelt und die Skalierung der beiden Einheiten identisch ist).
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Nachträgliche Korrektur der Stromquellenschaltung:
Während der Ausarbeitung dieses Berichts stellte sich heraus, daß die Signalpolaritäten innerhalb der
Stromquellenschaltung vertauscht wurden. Daher muß dann bei der inbetriebnahme die folgende
Korrektur vorgenommen werden:
Im Schaltplan:
Aktive Stromregelung (Option)
+1V
+1V
0V
R810
10K
+1V
R815
0R22
+
5
-
3
2
1
6
U803
PA02
4
-1V
+1V
R812
0R33
0V
+0V
7
8
Eingangssignal
R808
10K
R814
0R22
R813
??
R809
10K
+1V
C804
???
R811
10K
0V
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
In der Bestückung:
Bestückung lt. Bestückungsplan
R811
R809
R808
R810
Korrigierte Bestückung
R811
R809
R808
R810
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Inbetriebnahme
Die digitalen Steuersignale /RL_HORZ und /HL_HORZ werden über Steckbrücken, J502 und J503,
zugeführt. Um ein ungewolltes Ansteuern der MOSFETs bei versehentlich offenen Brücken zu
vermeiden, wurden die beiden Eingänge der Schaltung, /RL_HORZ und /HL_HORZ, mit Pull-UpWiderständen (10K) nach +5V versehen.
Die Ansteuersignale für die MOSFETs wurden überprüft. Hierbei wurde eine nur ungenügende Totzeit
beim Übergang vom Hinlauf in den Rücklauf festgestellt. Die „passive“ Lösung mit R802 brachte nicht
die benötigte Verzögerung.
Daher wurde eine zusätzliche Verzögerungslogik mit U802D eingefügt Hierbei ergibt sich als
„Nebeneffekt“, daß das Signal /RL_HORZ gar nicht mehr gebraucht wird. Daher wurde J502 wieder
aus der Schaltung entfernt.
Es stellte sich heraus, daß die tatsächlichen Verzögerungszeiten stark voneinander und von den
berechneten Zeiten abwichen. Es wurden ca. 100 ns und ca. 400 ns an den jeweiligen
Zustandsübergängen gemessen, erwartet wurden jeweils 200 ns. Mit dem Austausch des zunächst
verwendeten 74HCT132 gegen einen 74HC132 wurden nahezu symmetrische Verzögerungszeiten
von ca. 220ns erreicht. Grund: Beim 74HC132 sind die Schaltschwellen um Vcc/2 symmetriert, beim
74HCT132 sind sie um ca. 1,5 V herum symmetriert. Im Zusammenspiel mit den exponentialförmigen
Spannungsverläufen an dem zur Verzögerung benutzten RC-Glied ergibt das erhebliche
Zeitunterschiede zwischen dem Pegelwechsel des Eingangssignals und dem Schalten des Bausteins
je nach dem ob es sich um dem Lade- oder den Entladevorgang handelt.
Durch Entfernen von J502
/RL_HORZ
U802D
CD74HCT132E
+5V
74HC132
13
11
12
10K
74HC132
U802C
CD74HCT132E
3
/HL_HORZ
U801
ICL7667
74HC132
6
1
2
9
8
R804
1K
10
2
4
INA
INB
V+
U802A
CD74HCT132E
OUTA
OUTB
6
3
5
V-
4
C802
220pF
U802B
CD74HCT132E
74HC132
Modifikation der Logik zur Generierung der Totzeit
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7
5
Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Es stellte sich heraus, daß die Pinbelegung der Dioden MUR2020 zwischen den Herstellern IR und ONSemiconductor unterschiedlich ist. Daher wurden die Pins 2 und 3 der verwendeten Dioden von IR
miteinander kurzgeschlossen. Da die Diode ohnehin strommäßig stark überdimensioniert ist, kann auf
die damit kurzgeschlossene zweite Diodenstrecke problemlos verzichtet werden.
Anschließend wurde die Versorgungsspannung +155V angelegt. Die Schaltung abeitete sofort
einwandfrei. Der Strom durch die Ablenkspule wurde mittels einem zwischen die Pins 2 und 3 von
J801 geschalteten Shunt gemessen. Es wurde zunächst ein Drahtwiderstand mit ca. 10 cm langen
Zuleitungen verwendet. Hierbei traten deutliche Meßfehler auf, der erwartete Sägezahn war mit
einem Rechtecksignal überlagert. Die anschließende Wiederholung der Messung mit einem
induktionsfreien Metallfolienwiderstand mit nur 2 cm langen Zuleitungen zeigte dann die erwartete
sägezahnförmige Kurvengestalt. Die Amplitude und Kurvengestalt des Stromverlaufs entsprach den
Erwartungen. Die Einstellung der Amplitude mit der eintellbaren Induktivität L801 funktionierte
problemlos, die Einstellung der Linearität konnte mangels Spezialschlüssel nicht getestet werden. Der
Spannungsverlauf an der Ablenkspule entsprach ebenfalls den Erwartungen.
Die Stromaufnahme der Schaltung wurde durch überschlägige Integration des pulsförmigen
Stromverlaufs durch R911 bestimmt. Der Spannungsabfall an diesem Widerstand wurde mittels ACMessung mit dem Oszilloskop bestimmt. Hierbei ergab sich eine durchschnittliche Stromaufnahme
von 9,9mA, was einer Leistungsaufnahme von 155V * 9,9mA = 1,5W entspricht. Dies ist deutlich
weniger als die erwartete Leistungsaufnahme von 4,5W. Die gemessene Leistung korrespondiert mit
der Beobachtung, daß alle Bauelemente und Kühlelemente der Horizontalverstärkerschaltung keine
signifikante Erwärmung zeigen.
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend)
Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend)
Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend)
Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend)
Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt
(andere Zeitmaßstab)
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend)
Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend)
Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt
(andere Zeitmaßstab)
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Oben: Gate-Source-Spannung an Q801 (nach Masse schaltend)
Unten Gate-Source-Spannung an Q800 (nach +155V schaltend)
Beide Strahlen mit 5V/DIV dargestellt
(andere Zeitmaßstab)
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Spannung „vor“ C801
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Spannung „hinter“ C801
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Ablenkverstärker Horizontal
Spannung „hinter“ C801
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Ablenkverstärker Horizontal
Spannung parallel zur Ablenkspule
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Ablenkverstärker Horizontal
Spannung parallel zur Ablenkspule
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Ablenkverstärker Horizontal
Strom durch die Ablenkspule, gemessen als Spannungsabfall an einem nichtinduktiven Widerstand
0,1 Ohm mit ca. 2 cm langen Anschlußdrähten
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Strom durch die Ablenkspule, „gemessen“ als Spannungsabfall an einem Drahtwiderstand 1 Ohm
mit ca. 10 cm langen Anschlußdrähten. Deutlich ist der dem di/dt-proportionale Spannungsanteil
(Rechteck) zu erkennen, der dem eigentlicj korrekten Meßwert überlagert ist.
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Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Am 14.01.2005 wurde die zweite Schaltungsvariante, die aktive Stromregelung mit einem
Operationsverstärker, getestet. Im Laufe der Arbeiten stellte sich jedoch heraus, daß diese (vom
Lehrbeauftragten vorgeschlagene) Schaltung von ihrem Wirkungsprinzip her in der vorliegenden
Form nicht arbeitet.
Hierbei sind folgende Gesichtspunkte maßgeblich:
Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung an der Ablenkspule:
Die hier aufgebaute spannungsgesteuerte Stromquelle liefert eine Spannung als Stellgröße, die
dann, im Sinne der ursprünglich angestrebten Wirkungsweise, den Augenblickswert des Stroms durch
die Ablenkspule beeinflussen sollte. Im hier vorliegenden Fall ist jedoch der Zusammenhang zwischen
der Spannung über der Ablenkspule und dem durch ihr fließenden Strom nicht direkt, sondern um
90° phasenverschoben. Das Ausgangssignal des hier vorgesehenen Regelverstärkers ist jedoch zur
Regelabweichung proportional. Dieses Verhalten führte dann zu einem Aufschwingen des Reglers.
Idealerweise müßte die Stellgröße des Reglers proportional zur Zeitableitung der Regeldifferenz sein.
Es wurde dementsprechend ein D-Anteil in den Regelkreis eingefügt (Parallelschalten einer
Serienschaltung aus Widerstand und Kondesator zu R809). Es wurden verschiedene
Wertekombinationen ausprobiert. Hierbei konnte jedoch zunächst kein zufriedenstellendes Ergebnis
erzielt werden. Da die „passive“ Schaltung jedoch hervorragend arbeitete und die aktive
Stromregelung daher für die Funktion des Monitors gar nicht benötigt wurde, wurde aus Zeitgründen
auf eine eingehende Beschäftigung mit dieser Thematik verzichtet, die Experimente wurden
abgebrochen.
Man stellt sich jetzt natürlich die Frage, warum dann die spannungsgesteuerte Stromquellenschaltung
für die Vertikalablenkung überhaupt funktionieren kann. Hierzu noch einige Gedanken:
-
Die Induktivität der Vertikalablenkspule ist 7 mH.
Der ohmsche Widerstand der Vertikalablenkspule ist 4,5 Ohm
Der Shunt zur Stromerfassung hat einen Wert von 4,3 Ohm
Die drei genannten Elemente bilden einen R/L-Tiefpaß zwischen dem Ausgeng des verwendeten
Operationsverstärkers und dessen invertierenden Eingang.
Die Grenzfrequenz díeses Tiefpasses aus 7mH und 8,8 Ohm ist ca. 200 Hz, also das 4-fache der
Grundfrequenz der Ablenkung von 50 Hz.
Daher ist die Pasenverschiebung deutlich unterhalb von 45°, eine direkte Regelung des Stroms über
die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers ist also möglich.
Bei der Horizontalablenkung herrschen dagegen die folgenden Verhältnisse:
Die Induktivität der Horizontalalablenkspule ist 0,25 mH.
Die wirksamen ohmschen Widerstände können mit 1 Ohm angenommen werden
Die Grenzfrequenz eines R/L.Tiefpasses aus 0,25mH und 1 Ohm ist ca. 640 Hz, also das 0,04-fache
der Grundfrequenz der Ablenkung von ca. 16 kHz. Daher hat man eine Phasenverschiebung von 90°,
die eine „unmittelbare“ Regelung vereitelt.
Wechselwirkung zwischen der Stromquelle und der Brückenschaltung sowie den passiven
Korrekturelementen
Bei der Konzeption der Schaltung wurde nicht bedacht, daß die von Brücke und
Kompensationselementen abgegebene Spannung nicht eine gleichsam „starre“ Spannung aus einer
idealen Spannungsquelle ist, sondern daß eine Rückwirkung der Stromquellenschaltung auf die
Verhältnisse der „passiven“ Seite der Schaltung besteht.
Durch das um 90° phasenverschobene Verhalten der aktiven Regelschaltung wurde, wenn die
„Sollamplitude“ des Ablenkstroms unter der tatsächlichen Stromamplitude lag, Energie aus der
Versorgung des Operationsverstärkers entnommen und, über den Koppelkondensator C801 in die
Versorgung der MOSFET-Brücke rückgespeist. Hiedurch kam es dann zu einer Spannungsüberhöhung
an der MOSFET-Brücke, die dann wiederum zu einer höheren Amplitude des Ablenkstroms führte. Die
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
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Ablenkverstärker Horizontal
Rückspeisung führte dann in der Konsequenz zu einer Überlastung des Spannungsreglers im Netzteil,
der dadurch zerstört wurde.
Wenn die „Sollamplitude“ des Ablenkstrom über der tatsächlichen Amplitude des Ablenkstroms lag,
führte dies, durch die um 90° phasenverschobene „Antwort“ des Reglers dazu, daß dieser der
Aufladung von C801 entgegenwirkte, womit keine Erhöhung der Amplitude möglich war.
Spannung aus
Brücke
Strom durch
Ablenkspule
Istwert
Sollwert
Regelabweichung
Ausgang
Regelverstärker
hier
zus.
Aufladung
von CA802
aus OPVVersorgung
hier
zus.
Aufladung
von C801
aus OPVVersorgung
Veranschaulichung der (fehlerhaften) Wirkungsweise der realisierten Schaltung mit besonderer
Betrachtung der Rückspeisung in die Brückenversorgung aus der OPV-Versorgung
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Abschlußbericht CAE-Labor WS 2004/5
Monitor Teil 1
Ablenkverstärker Horizontal
Quellen
[KSW]: Kories / Schmidt-Walter, Taschenbuch der Elektrotechnik, Harri Deutsch
[MEH]: F.Lorenzen, M.Pätzold, H. Westphal, Messung am Monitor-Kit von EHS
[APX]: Datenblatt zu PA02 von Apex
[APN]: Apex Application Note 1, General Operation Consideration,
http://eportal.apexmicrotech.com/mainsite/pdf/AN01U.pdf
[HWS]: H. Westphal, 5V Schaltregler Prototypentwurf
[INI]: Intersil, Datenblatt des ICL7667, http://www.intersil.com/data/fn/fn2853.pdf
[Loe]: F. Möhring, Schaltungstechnik der Loewe Opta-Fernsehempfänger
[SEH]: Schaltplan des EHS-Monitors
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