Transistor - Hirnablage

3.Transistor
Christoph Mahnke
27.4.2006
1 Bipolartransistor.
Für den Transistor (Nr.4) stand ein Kennlinienfeld zu Verfügung, auf dem ein Arbeitspunkt
gewählt werden sollte.
1.1 Dimensionierung
Abbildung 1: Aufbau Transistorverstärker
Abbildung 2: Auschnitt aus dem Kennlinienfeld
Ein Transistorverstärker mit einem Bipolartransistor sollte gemäÿ Abb. (1) realisiert werden. Die Schaltung arbeitet nach dem Prinzip
der Gleichstromgegenkopplung. Die Betriebsspannung UB ist eine Gleichspannung. Hierbei
wirkt dem Anstieg des Kollektorstromes IC ein
gleichzeitig auftretender Anstieg der Spannung
UE = RE IE entgegen. Dieses Ansteigen beeinuÿt dann die Gröÿe des Basisstroms IB , welcher dann kleiner wird und dem Anstieg von
IC entgegenwirkt.
Hierbei waren 2 Parameter frei zu wählen, welche dann den Arbeitspunkt festlegten. Es wurde eine Spannung zwischen Kollektor und Emitter von 5 V und ein Basisstrom von IB = 80 µA gewählt, daraus ergeben sich dann die weiteren Parameter (IC =
6, 32 mA; UBE = 655 mV).
Die einstellbaren Widerstände R1 , R2 , RC und
RE fungieren in dieser Schaltung als Stromund Spannungsteiler, um die Parameter zu realisieren. Zu den Arbeitspunktgröÿen muÿ dann
noch das Stromteilungsverhältnis IIRB = n1 so1
wie eine Spannung (z.B. RE ) gewählt werden.
Dann läÿt sich das Gleichungssystem für die
Widerstände lösen (siehe Anhang und Tabelle
1).
Als Steuerspannung für den Verstärker wird
eine Wechselspannung Ue verwendet. Damit
diese Spannung nicht durch die Gegenkopplung ausgeglichen wird, werden die Kondensatoren CK1 und CK2 verwendet, welche für einen
durch ihre Kapazität bestimmten Frequenzbereich des Wechselsstroms einen sehr geringen
Widerstand haben.
1
U
-Methode
2
Tabelle 1: Betriebsparameter
nung zu
für eine sinusförmige Eingangspan-
Ra = 600 Ω
Arbeitspunkt
IB = 80 µA
IC = 6, 32 mA
UBE = 655 mV
UCE = 5 V
frei wählbare Gröÿen
n=5
UB = 2 · UCE = 10 V
URE = 1 V
resultierende Widerstände
R1 = 20, 8 kΩ
R2 = 5, 17 kΩ
RC = 633 Ω
RE = 156 Ω
bestimmt. Jetzt ist es möglich die Verhältnisse von Ausgansgsspannung( -Strom, -Leistung)
zur Eingangsspannung (-Strom, -Leistung)
Vu , Vi und Vp sowie den Eingangswiderstand
bei Variation des Lastwiderstandes zu bestimmen. Die Eingangsspannung war konstant
Ue = 35, 0 mV.
Tabelle 2: Messwerte und Verhältnisse
RL /Ω
∞
1,2 k
600
300
60
1.2 Kontrolle des Arbeitspunktes und Bestimmung der Betriebsparameter
Ua /V
3,75
2,56
1,84
1,21
0,325
Re /Ω
420
410
420
440
430
Vu
107
73,2
52,7
34,8
9,29
Vi
0
25,0
36,9
51,1
66,5
Vp
0
1832
1943
1779
617,9
Die in Tab.1 aufgeführten Widerstände sowie
die Betriebsspannung UB wurden eingestellt.
Dann wurden IC und UCE gemessen. Die Werte
stimmten bis auf kleine Abweichungen überein. Wie erwartet ist die Leistunsgverstärkung am
Durch Korrektur des Widerstandes R1 auf
gröÿten, wenn der Lastwiderstand gleich dem
Ausgangswiderstand ist.
R1,korr = 19, 8 kΩ
Tabelle 3: theoretische Verhältnisse für RL =
wurde eine Übereinstimmung mit dem theo- 600 Ω
retischen Arbeitspunkt erreicht. Zur Überprüfung der Verstärkereigenschaft wurde ein 1Vi 26,69
kHz-Sinusspannung übertragen : Abb (3).
Vu 41,78
Re 383 Ω
Ra 385 Ω
Es zeigt sich zudem, dass die aus den hParametern bestimmten (siehe Anhang) Werte zumindest qualitativ (ob der groben Fehler
beim graschen Auswerten des Kennlinienfeldes) mit den Messwerten übereinstimmen.
Abbildung 3: Verstärkung am Transistor
1.3 Grenzfrequenzen.
Die Sinuskurve wird als solche übertragen und
Die Kapazitäten im Schaltkreis (Abb.1) stelihre Amplitude verstärkt (Kanal 1 : Eingangslen für Wechselstrom frequenzabhängige Wispannung, Kanal 2 : Ausgangsspannung).
derstände dar. Gesucht werden nun die obeHiernach waren die Betriebsparameter zu be- ren und unteren Grenzfrequenzen, d.h. die Frestimmen. Dazu wurde zunächst der Ausgangs- quenzen, an denen Eingangs- und Ausgangssiwiderstand des Transistorverstärkers nach der gnal um ±45◦ verschoben sind.
2
2 FET.
An diesen Punkten beträgt die Ausgangsspannung den √12 ten Spannungswert der Maximalspannung Umax im Frequenzfenster fg,u ¿ f ¿
fg,o . Die Frequenzen für die Phasenverschiebungen wurden mit den Spannungswerten aufgenommen :
Im Folgenden wurde mit Feldeektransitoren
gearbeitet. Der Vorteil diese Transistoren ist,
dass sie fast strom- und damit leistungsfrei
schalten können.
2.1 Kleinsignalverhalten
Verstärkers mit FET
Tabelle 4: Grenzfrequenzen, Ausgangsspannungen
ϕ/◦
-45
0
+45
f /Hz
96
5k
614k
U·
eines
√
2/Umax
1,04
√
2
0,89
Es zeigt sich näherungsweise das vorhergesagte Verhältnis der Spannungen. Die theoretische
untere Grenzfrequenz von fg,u,(theo) = 18 Hz ist
kleiner als die gemessene. Hierzu ist aber zu sagen, dass sowohl Phasenverschiebung und Fre- Abbildung 5: FET Verstärker in Sourceschalquenzen bei der Messung für solche kleinen und tung
groÿen Freuenzen stark schwankten.
Der Eingangswiderstand ist hier gleich Re =
1 MΩ. Der Ausgangswiderstand wurde nach
der U2 -Methode bestimmt als :
Bei der Messung der oberen Grenzfrequenz
zeigte sich eine Bestätigung der Filtereigenschaften: Beim Funktionsgenerator traten im
hohen Frequenzbereich Störungen mit MHzFrequenzen auf (siehe Abb.4), welche dann
im Ausgangssignal (unten) nicht mehr auftraten, also durch den Transistor nicht übertragen
wurden.
Ra = 9, 0 kΩ
Für einen Lastwiderstand von RL = ∞ und
einer sinusförmigen 1 kHz Eingangsspannung
wurden folgende Spannungen gemessen und
Verhältnisse gebildet :
Tabelle 5: Spannungen, Verhältnisse für RL =
∞
Ue / mV
41,0
Ua /mV
356
Vu
8.69
Vi
965
Vp
8391
Es zeigt sich, dass das Leistungsverhältnis des
FET-Verstärkers etwa viermal gröÿer ist als
Abbildung 4: auftretende Oberfrequenzen wer- das zuvor untersuchten Bipolartransistorverden nicht verstärkt
stärkers.
3
2.2 FET als Analogschalter
Der FET wurde auf seine Eigenschaft als Analogschalter hin untersucht. Das Eingangssignal
war hierbei ein Sinussignal, das Steuersignal eine Rechteckspannung, deren Periode etwa eine Gröÿenordnung gröÿer war als die des Eingangssignals.
Hierzu wurde der Schalter zunächst im ParalAbbildung 8: Analogschalter im Serienbetrieb
lelbetrieb aufgebaut (Abb. 6).
Abbildung 6: Analogschalter im Parallelbetrieb
Abbildung 9: Schaltverhalten Serienbetrieb
Mann kann nun die Übertragunsgverhältnisse
Er zeigt hierbei folgendes Schaltverhalten bzw. die Dämpfung aus Messung der Ein- und
(Abb. 7) : Bei geschlossenem Schalter wird Ausgangsspannungen gewinnen :
das Eingangssignal (Sinuspannung) übertragen, bei oenem Schalter wird die Eingangsspannung stark gedämpft.
Tabelle 6: Übertragungsverhalten und Dämpfung
Ue,geschlossen
Ua,geschlossen
Übertragung. UUae
Ue,offen
Ua,offen
Dämpfung 20 log10 UUae
Abbildung 7: Schaltverhalten im Parallelbetrieb : Steuerspannung, Ausgangsspannung
parallel
9,375 V
9,313 V
0,99
9,375 V
30 mV
-49,0 dB
seriell
9,375 V
9,360 V
0,99
9,375 V
62 mV
-43,5 dB
Beim Übertragungsverhalten und bei der
Dämpfung unterscheiden sich die beiden Aufbauten nur geringfügig. Zusätzlich wurden EinDer serielle Betrieb unterscheidet sich durch und Ausschaltzeiten bestimmt, also die Zeieinen veränderten Aufbau (Abb. 8). Man be- ten, in denen das Signal nach Umschalten der
achte das leicht unterschiedliche Schaltverhal- Steuerspannung auf 70% (30%) des maximalen
ten zwischen parallelen und seriellen Betrieb. Spannungswertes gestiegen (gefallen) ist.
4
Weiterhin werden folgende Faustregeln verwendet :
UB = 2 UBE
n ∈ {1..10}
B) Grenzfrequenz
Auf der Schaltplatine waren die Kapazitäten
bereits vorgegeben : CK1 = CK2 = 22 µF
Abbildung 10: Messung einer Einschaltzeit
Eine Phasenverschiebung von ϕ = 45◦ ist dann
realisiert, wenn
Tabelle 7: Ein- und Ausschaltzeiten
Einschaltzeit /µs
Ausschaltzeit /µs
parallel
1,26
1,46
(
seriell
0,796
1,50
fg,u (theo) = 18 Hz
Die obere Grenzfrequenz entstammt der Transistorkapazität (wird hier nicht berechnet).
A) Dimensionierung des Bipolartransistors
C) h-Parameter und theoretische
Betriebsparameter
Für die Dimensionierung des Transistors können folgende Knoten- und Maschenregeln verwendet werden :
=
=
=
=
=
=
Die grasche Auswertung des Kennlinienfeldes
ergab folgende h-Parameter :
UR1 + UR2
URc + UCE + URe
UBE + URE
IB + (n − 1) IB
n IB
IC + IB
Tabelle 8: h-Parameter
BE
h11 = ∆U
∆IB
∆UBE
h12 = ∆U
CE
C
h21 = ∆I
∆IB
∆IC
h22 = ∆U
CE
Mit R = UI können nun damit die Widerstandswerte berechnet werden :
RC
RRE
383, 3 Ω
≈0
68,33
2, 60 mS
Eingangswiderstand
Spannungsrückwirkung
Stromverstärkung
Ausgangsleitwert
Mit einem Lastwiderstand von RL = 600 Ω ergibt sich die Stromverstärkung :
UB − UBE − URE
n IB
UBE + URE
=
(n − 1) · IB
UCE + URE
=
IC
URE
=
IC + IB
R1 =
R2
¶−1 )
gilt. Mit den gegebenen Werten und einem Innenwiderstand des Spannungsgenerators von
50 Ω ergibt sich eine Grenzfrequenz von
Anhang
UB
UB
U R2
IR1
IR1
IE
µ
1
1
1
1
= Ri +
+
+
ωCk1
R1 R2 h11
Vi =
h21
= 26, 69
1 + h22 RL
Für die Spannungsverstärkung gilt :
Vu =
5
h21 RL
= 41, 78
h11 + (h11 h22 − h12 h21 )RL