Document

Bachelorarbeit
von
Tobias Guggemos
„Entwicklung einer schnellen Messvorrichtung zur Detektion von Fehlerströmen
in einer Umrichteranlage des Kernfusionsexperimentes ASDEX Upgrade“
1. Korrektor: Prof. Dr. rer. nat. Menczigar
2. Korrektor: Prof. Dr.-Ing. Mahnke
Betreuer am IPP: Dr. Teschke
Fakultät 06 – Angewandte Naturwissenschaften
Studiengang Physikalische Technik
Immatrikulationsnummer: 02820709
I
Kurzfassung:
Seit 1960 wird am Max-Planck-Institut für Plasmaphysik (IPP) in Garching der technische Nutzen
von Kernfusionsenergie intensiv erforscht. Dabei wird ein mehrere Millionen Grad heißes Plasma, in
dem die Fusion von Atomkernen stattfindet, mit Hilfe starker Magnetfelder eingeschlossen. Die hohe
Achsensymmetrie der Fusionsgefäßbauform „Tokamak“ führt jedoch zu Störungen des Plasmarandes,
sog. „Edge Localized Modes“ (ELMs). Um diese Instabilitäten zu kontrollieren wird das Plasma durch
schwache, zusätzliche Magnetfelder beeinflusst. Diese schwachen Magnetfelder werden von 16, in
den Tokamak integrierten Spulen bereitgestellt.
Anfang vergangenen Jahres wurde ein Projekt begonnen diese Spulen, statt mit Gleichstrom auch
mit Wechselstrom von bis zu 1 kA zu versorgen. Dafür werden schnelle Umrichter verwendet, die
mithilfe von PWM-Signalen eine beliebige Kurvenform, bei einer maximalen Bandbreite von 500 Hz
ermöglichen.
Teil des Projekts ist die Entwicklung einer Differenzstrommessung zwischen zu- und abfließendem
Strom, der in den vakuumisolierten Zuleitungen der Spulen fließen. Ein Lichtbogen, der durch
Druckschwankungen des Vakuums oder Spannungsspitzen der Umrichter entstehen könnte, hätte im
schlimmsten Fall einen Stillstand des Experiments zur Folge und ist daher schnellstmöglich zu
unterbinden.
Im Rahmen dieser Bachelorarbeit soll ein Prototyp dieser Differenzstrommessung entwickelt und
aufgebaut werden.
Abstract:
Since 1960, scientists at the Max Planck Institute for Plasma Physics (IPP) in Garching have been
researching the technical benefits of nuclear fusion energy. The multi-million degree hot plasma, in
which the fusion of atomic nuclei occurs, is kept in place by strong magnetic fields. The high
symmetry of the fusion vessel design “tokamak” leads to disturbances, the so called “Edge Localized
Modes” (ELMs) in the plasma edge. One way to control these instabilities is an additional weak
magnetic field. These weak magnetic fields are generated by 16 coils, which are integrated in the
tokamak.
Early last year, a project was started to supply these coils with alternating current up to 1 kA,
instead of direct current only. High speed converter, controlled by PWM signals can generate various
waveforms to a maximum bandwidth of 500 Hz.
Part of the project is to develop a differential current measurement which measures the current in
the vacuum isolated conductors that supply the coil. If these currents do not sum to zero, there have to
be a leakage in form of an electric arc. This could happen because of the fluctuations of the pressure in
the vacuum vessel or overvoltage peaks produced in the converters. An arc would stop the experiment
for weeks and has to be deleted as fast as possible.
This Bachelor thesis is about to develop and to build the first prototype of this differential current
measurement.
II
Inhaltsverzeichnis
1
2
3
Einleitung ........................................................................................................................................ 1
1.1
Fusionsforschung .................................................................................................................... 2
1.2
Tokamak .................................................................................................................................. 2
1.3
Zündbedingungen .................................................................................................................... 3
Grundlagen ...................................................................................................................................... 4
2.1
B-Spulen .................................................................................................................................. 5
2.2
Stromversorgung ..................................................................................................................... 7
Entwicklung einer schnellen Abschaltung ...................................................................................... 9
3.1
Anforderungen und Ziele der geplanten Differenzstrommessung ........................................ 10
3.2
Messprinzip ........................................................................................................................... 10
3.2.1
Grundlegende Berechnungsformeln .............................................................................. 12
3.2.2
LEM-Wandler ............................................................................................................... 15
3.3
Auslegung der ersten Messung ............................................................................................. 15
3.3.1
Ringkern ........................................................................................................................ 16
3.3.2
Erste Messung mit Ferritkern ........................................................................................ 17
3.6
Auslegung der Auswerteelektronik ....................................................................................... 20
3.6.1
Messwiderstand ............................................................................................................. 20
3.6.2
Zusätzliche Widerstände ............................................................................................... 20
3.6.3
TVS-Schutzdiode .......................................................................................................... 21
3.6.4
Instrumentenverstärker INA111 .................................................................................... 23
3.6.5
Spannungsversorgung TMR1223 .................................................................................. 24
3.6.6
Operationsverstärker TLE2022 ..................................................................................... 25
3.7
Vergleichsmessung von EPCOS und LEM ........................................................................... 27
3.8
Anbindung an das GIB/CBB ................................................................................................. 29
3.9
Abschaltversuch mit Testplatine ........................................................................................... 32
3.10
Abschaltversuch am realen Teststand ................................................................................... 34
3.11
Verbesserung der Bandbreite durch THS4141 ...................................................................... 35
3.12
Theoretische Abschaltzeit ..................................................................................................... 36
3.13
Simulation und Optimierung der Schaltung in PSpice .......................................................... 38
3.14
Eagle ...................................................................................................................................... 42
3.15
Zusammenfassung der Ergebnisse ........................................................................................ 44
4
Anhang .......................................................................................................................................... 45
5
Quellenangabe ............................................................................................................................... 49
1 Einleitung
In einer Zeit in der die Frage um die zukünftige Deckung des Energiebedarfs immer wichtiger wird,
muss nach geeigneten alternativen zur konventionellen Kraftwerkstechnik und fossilen Energieträgern
gesucht werden. Schottky bemerkte hierzu schon vor 85 Jahren:
„Die Zeit des unbedenklichen Wirtschaftens mit den Energiequellen
und Stofflagern, die uns die Natur zur Verfügung gestellt hat, wird
wahrscheinlich schon für unsere Kinder nur noch die Bedeutung einer
vergangenen Wirtschaftsepoche haben.“
W. Schottky, 1929
[1]
Die Problematik besteht nicht nur in der Beschaffung von Öl und Kohle, denn die bekannten
Vorkommen sichern die Förderung für die nächsten 50 Jahre, sondern vor allem bei der Erhaltung der
Umwelt. Der Klimawandel ist nicht mehr aufzuhalten und die Ozeane versauern, hinzu kommt eine
stetig steigende Erdbevölkerung. Deutschlands Energiepolitik setzt deshalb immer mehr auf
erneuerbare Energien wie Windkraft und Photovoltaik und hat mit seinen Bemühungen eine
Vorreiterrolle in der Welt. Windkraft und Photovoltaik sind jedoch stark Witterungsabhängig, es
bedarf weiterer Grundlastkraftwerke die gleichmäßig Strom liefern. Diese Funktion übernehmen
heutzutage noch Braunkohlekraftwerke, ihr umweltfreundlicherer Vertreter die Atomkraftwerke
wurden wegen großem Widerstand der Bevölkerung weitgehend geschlossen. Ein Hoffnungsträger für
die Zukunft ist der Fusionsreaktor. Es wäre eine Energiequelle ohne Schadstoffemission und ohne
radioaktivem Abfall in Form von lange strahlenden Brennstoffstäben. Das Max-Planck-Institut für
Plasmaphysik hat sich die Erforschung einer solchen Anlage als Ziel gesetzt. [2]
1
1.1
Fusionsforschung
Das Max-Planck-Institut für Plasmaphysik (IPP) in Garching, dass 1960 gegründet und 1971 in die
Max-Planck-Gesellschaft eingegliedert wurde, ist eines der größten Zentren für Fusionsforschung in
Europa. In den derzeit neun wissenschaftlichen Bereichen wird vor allem der Einschluss von heißen
Wasserstoffplasmen durch Magnetfelder, die Heizung des Plasmas, sowie verschiedene Diagnostiken
zur Überwachung der Plasmaparameter erforscht. Zu den größten Erfolgen des IPP zählt die
Entdeckung der H-Mode Anfang der 80er Jahre. Es handelt sich dabei um einen Zustand, in dem die
Wärmeisolation des Plasmas wesentlich verbessert wird und Turbulenzen verringert werden. Zudem
wurden neue Wege gefunden das Plasma zu heizen, die Wandung der Fusionskammer zu beschichten
und das Plasma von störenden Fremdstoffen zu reinigen. Ohne die Grundlegende Arbeit von
Einrichtungen wie dem IPP oder auch JET in England wäre das nächste große Fusionsexperiment
ITER, welches gerade in Frankreich gebaut wird, nicht möglich. [2]
1.2
Tokamak
Das aktuelle Fusionsexperiment in Garching nennt sich ASDEX Upgrade. Es handelt sich dabei um
eine Fusionsanlage vom Bautyp Tokamak (siehe Abbildung 1).
Abbildung 1, Aufbau Tokamak
Der Tokamak hat einen Torus-förmigen Aufbau. Das Plasma wird von mehreren toroidalen
Magnetspulen eingeschlossen. Diese allein können das Plasma jedoch nicht stabilisieren. Das Plasma
muss zusätzlich noch verdrillt werden (in Abbildung 1 angedeutet). Das wird durch ein einfaches
Prinzip erreicht, das Plasma im Tokamak dient als Sekundärwicklung eines Transformators. So kann
ein Plasmastrom eingekoppelt werden, der das Plasma, durch die Lorentzkraft, in Rotation versetzt
und außerdem eine zusätzliche Heizungsmöglichkeit darstellt. Die Lage des Plasmas im Gefäß wird
von poloidalen Magnetspulen gesteuert.
Der Tokamak kann aufgrund des verwendeten Transformatorprinzips nur in Pulsen betrieben werden.
Trotzdem ist es die am besten erforschte Bauform und kommt den Zündbedingungen (siehe Kap. 1.3)
am nächsten. [2]
2
1.3
Zündbedingungen
Für ein brennendes Plasma, also ein Plasma in dem fortlaufend Fusionen stattfinden, werden
Anforderungen an die Temperatur, den Druck und die Wärmeisolierung gestellt. Die
Atomkerne müssen sich stark genug annähern um die Coulombbarriere des anderen Kerns zu
überwinden, das gelingt durch hohe Geschwindigkeit, was nach der kinetischen Gastheorie
einer hohen Temperatur entspricht. Ein Mindestdruck wird benötigt um genug Fusionen
stattfinden zu lassen damit das Plasma von selbst weiter brennen kann. Es werden folgende
Bedingungen an die Parameter gestellt:

eine Plasmatemperatur von mindestens 100 Millionen Grad

eine Energieeinschlusszeit von etwa zwei Sekunden. Dieses Maß für die
Wärmeisolation gibt die Zeit an, die verstreicht, bis die über Heizungen in das Plasma
gepumpte Wärmeenergie wieder nach außen verloren geht.

eine Plasmadichte von ungefähr 1014 Teilchen pro Kubikzentimeter, das ist 250.000fach dünner als die Lufthülle der Erde. Wegen dieser extrem niedrigen Dichte besitzt
ein brennendes Fusionsplasma trotz der hohen Temperatur eine kaum größere
Leistungsdichte als eine normale Glühbirne.
Der Forschungsreaktor ITER soll das erste Fusionsprojekt werden, bei dem ein
Nettoenergiegewinn erzielt wird. [2]
Abbildung 2, Zündbedingung
3
2 Grundlagen
Die Gruppe um das Projekt BUSSARD (Bayerischer Umrichter schnell schaltend für ASDEXUpgrade’s rasche Drehfelder) hat es sich zur Aufgabe gemacht die Versorgung der B-Spulen (in
Abbildung 3 als BU und BL gekennzeichnet)
von reinem Gleichstrombetrieb auf
Wechselstrombetrieb mit beliebig wählbarer
Kurvenform umzustellen. Mithilfe der
insgesamt 16 einzelnen B-Spulen (8 oben, 8
unten) im ASDEX Upgrade lassen sich
Störungen im Plasma („ELMs“) beeinflussen
und man erwartet sich von der ACAnsteuerung eine Verbesserung der Stabilität
des Plasmas. Die eingezeichneten A-Spulen
sind in Planung aber noch nicht in das Gefäß
eingebaut (Stand April 2014). Sie sollen
ähnlich wie B-Spulen für eine erhöhte
Abbildung 3, Lage der B-Spulen
Stabilität sorgen. [3]
4
2.1
B-Spulen
Die Anordnung der oberen 8 B-Spulen zur Erzeugung des Drehfeldes ist in Abbildung 4 zu sehen.
Wie angedeutet ist das Ziel des Projekts BUSSARD jede Spule einzeln mit einem Wechselstrom
beliebiger Form versorgen zu können.
Das Plasma wird vor allem im Randbereich
gestört. Durch die neue Versorgung der Spulen
mit Drehstrom der Plasmarand zusätzlich
deformiert werden. Diese Deformation des
Plasmarandes werden die „ELMs“ in kleinere
„zerfasert“ und ein Plasma mit besserer
Wärmeisolation entsteht.
Die Zuleitungen zu den B-Spulen erfolgt durch
zwei vakuumisolierte Kupferleitungen von 1,3 m
Länge. In Abbildung 5 ist die Zuleitung
schematisch dargestellt. Links am unteren
Bildrand ist die B-Spule zu erkennen. Die BSpulen befinden sich direkt im Torus, also im
Hochvakuum bei ca. 10-7 mbar. Deren
Anschlüsse werden über einen Flansch in die
Durchführung geführt. In der Durchführung
herrscht ein Restdruck von 10-4 – 10-2 mbar. Das
Vakuum in der Durchführung wird durch eine
Abbildung 4, Skizze des Torus mit eingezeichneten B-Spulen
Pumpe aufrechterhalten (in Abbildung 5 sitzt die
Pumpe am Stutzen, der oben rechts zu sehen ist). Über einen weiteren Flansch werden die Kabel in die
Torushalle geführt. [3]
Die Spannungsfestigkeit der Zuleitungen hängt von der Qualität des Vakuums in der Durchführung
(siehe Abbildung 6), aber wichtiger von den eingestreuten Magnetfeldern ab (siehe Abbildung 7).
Abbildung 5, B-Spulen Flansch
5
Paschen Kurve:
Nur im perfekten Vakuum sind keine
Teilchen mehr vorhanden. Die Qualität
des Vakuums gibt an wie viele Teilchen
sich noch im Vakuum befinden. Paschen
stellte als erster eine Gleichung auf wie
sich die Anzahl der Restteilchen (genauer
der Druck, den die Restteilchen
verursachen multipliziert mit der
Durchschlagsstrecke) zu der
Durchschlagsfestigkeit des Vakuums
verhält. In Abbildung 6 sind die Kurven
für verschiedene Gase aufgetragen. Für
sehr gutes Vakuum ist auch die
Isolationswirkung sehr gut. Das
Abbildung 6: Paschenkurve für verschiedene Gase
Minimum bei relativ geringem Druck
kommt zustande, da genug Elektronen zwischen den Elektroden vorhanden sind. Die Elektronen
werden beschleunigt und ionisieren weitere Atome. Durch diese Stoßionisation nimmt die Anzahl der
leitfähigen Ladungsträger zwischen den Platten zu. Bei höheren Drücken nimmt dieser Effekt wieder,
da die Elektronen in ihrer Beschleunigung durch die Elektronen behindert werden und so nicht die
benötigte Energie für einer Stoßionisation erreichen. Die Paschenkurve ist für ein gegebenes Gas
vorgegeben und kann berücksichtigt werden, hiervon geht die kleinere Gefahr aus. [4]
Starke Magnetfelder:
Das kritischere Problem sind die starken
Magnetfelder in den Durchführungen.
Diese entstehen durch die Spulen, die das
Plasma einschließen her. Dieses Feld
streut auch in die Durchführung der BSpulen ein. Lokal können magnetische
Felder von bis zu 3 T entstehen. Ohne
diese Felder wäre die
Durchschlagsfestigkeit der Durchführung
bei 3 kV. Während des Experiments
verringert sich dieser Wert aber auf einige
100 V. Am IPP wurde eine eigene
Messreihe durchgeführt um die maximale
Durchschlagsfestigkeit bei gegebenem
Abbildung 7: Durchschlagsfestigkeit bei hohen Magnetfeldern
Magnetfeld zu ermitteln. In Abbildung 7
( 2,4 - 2,5 T) in der Durchführung der B-Spulen
sind die Messergebnisse dargestellt. Es
wurde der Druck gegen die Testspannung aufgetragen, dabei markieren rote Punkte einen Durchschlag
und blaue Punkt eine Messung ohne Durchschlag. Es ergibt sich eine logarithmische Abhängigkeit
vom Druck. Problematisch ist nicht die Betriebsspannung sondern die Überspannung beim
Umschalten der Umrichter. Eine Ausgangsfilterung vom Umrichter zum Kabel ist dringend
erforderlich um einen Sicherheitsfaktor einzuhalten. [5]
6
2.2
Stromversorgung
Die Stromversorgung wurde über einen 3-Level-Wechselrichter (Schematisch in Abbbildung 8
dargestellt) realisiert. Je nachdem welche Kombination geschlossener Schalter gewählt wird sieht die
Last die positive oder die negative Versorgungsspannung von bis zu 400 V oder Masse. Die drei
Powerblöcke sind kommerziell erhältliche
Produkte der Firma Semikron.
Die Anbindung an den Industrie-PC, der die
PWM-Signale steuert findet über zwei
Einschubkarten, dem „Controller Breakout
Board“ (CBB) und dem „Gatedriver Interface
Board“ (GIB) statt. So kann am Computer die
gewünschte Signalform, Frequenz, Amplitude
eingegeben werden, dieser rechnet die Eingabe
in ein entsprechendes PWM-Signal um. Das
PWM-Signal wird über das CBB an das GIB
und dann an die Powerblöcke übergeben. Dabei
haben die Einschubkarten folgende Aufgaben:
Abbildung 8: 3-Level_Wechselrichter
CBB („Controller Breakout Board“):



Das CBB filtert die Analog Signale.
Die Signale der Meilhaus Multi-I/O-Karte werden auf das GIB angepasst.
Zusätzlich findet hier eine Potentialtrennung statt.
GIB („Gatedriver Interface Board“):



Hauptaufgabe ist die Realisierung von Eigensicherheit, auch ohne Controller kann der
Teststand kontrolliert und im Notfall abgeschaltet werden
Das GIB hat die Aufgabe die Signallevel der Powerblöcke an das CBB anzupassen.
Auf dem GIB sind verschiedene Messungen für Ausgangsspannung, Zwischenkreisspannung
und Laststrom und die Überwachung dieser Parameter
aufgebracht.
In Abbildung 9 ist die Erzeugung des Wechselstroms für die BSpulen schematisch dargestellt. Die beiden PWM-Signale 1 und
2 steuern die Schalter. In 3 ist dargestellt welche Spannung die
Last sieht und der Strom den diese erzeugt. Durch die
Steuerung der Pulsweite lässt sich so der Strom regeln. So kann
der Strom verschiedenen Signalformen angenähert werden.
Die DC Spannungsversorgung für die B-Spulenversorgung
liefert eine nur noch wenig, vor allem für kleine Experimente
genutzte Quelle, der sogenannten Gruppe 0. Damit ist man
Abbildung 9: Schematische
Funktionsweise eines 3-Level
Umrichters
7
unabhängig von dem großen Schwungradgenerator „EZ4“ der das Experiment versorgt
Als Ort für den BUSSARD wurde die Nordwand der Torushalle gewählt. Die magnetischen Störungen
durch das Experiment sind dort schon gering.
Schematisch ist der Aufbau in Abbildung 10 dargestellt. Die Gruppe 0 versorgt die
Zwischenspannungskreise, die auf die Umrichter gehen. Es wird nach den Ausgängen des
Powerblocks 1 und 2 gefiltert und am Ausgang des 3. Powerblocks befindet sich ein Filter, der
Kabelausgangsfilter. Direkt danach wird die Messung für den Differenzstrom stattfinden. Über das
Kabel das in die Torushalle führt werden daraufhin die B-Spulen versorgt.
Abbildung 10: Schematischer Aufbau des Teststands mit rot umrandeter Position der Messung
8
3 Entwicklung einer schnellen
Abschaltung
Für das oben angesprochene Problem der geringen Durchschlagsfestigkeit in der B-Spulenversorgung
in der Durchführung, durch die starken Magnetfelder des Experiments ist es wichtig eine Messung zur
Überwachung des Differenzstroms zu entwickeln. Wenn es zu einem Durchschlag und daraus
resultierenden Lichtbogen kommt muss die Messung möglichst schnell den Strom abschalten und so
die Schäden am Torus so gering wie möglich zu halten oder im Idealfall gänzlich zu vermeiden. In
folgendem Kapitel sollen die Schritte, die nötig waren um diese Messung zu realisieren aufgezeigt
werden.
9
3.1
Anforderungen und Ziele der geplanten Differenzstrommessung
Wie schon in der Kurzfassung erwähnt soll eine schnelle Differenzstrommessung zum Schutz vor
einem Lichtbogen in der Durchführung der B-Spulen realisiert werden. Es gilt herauszufinden wie
eine zuverlässige Messung, trotz der starken Störungen durch die Schaltmomente realisiert werden
kann.
Teile der Entwicklung sind:





3.2
Finden eines Messprinzips
Auslegung der Schaltung
Ermittlung der Störeinflüsse durch den Umrichter
Ermitteln der Abschaltzeit
Design einer Platine
Messprinzip
Das erste Messprinzip, dass bei einer Strommessung in den Sinn kommt ist einen Widerstand (Shunt)
einzubauen und den Spannungsabfall über diesem zu messen. Das Problem mit einem Shunt sind die
kleinen Messspannungen. Es muss ein sehr kleiner Widerstand eingebaut werden, da der hohe Strom
sonst zu großen Verlustleistungen führt. Um die Messung zu installieren muss außerdem das Kabel
aufgetrennt und die Messung angebracht werden. Es gibt spezielle Shuntwiderstände die solche
Messungen möglich machen, dabei handelt es sich aber um teure Spezialwiderstände mit einer
kostspieligen Auswerteelektronik. Der große Vorteil eines Shunts liegt in der nahezu idealen
Wiedergabe des Originalsignals.
Eine andere Möglichkeit ist die Messung des Magnetfeldes, das durch bewegte Ladungen erzeugt
wird. Gerade bei großen Strömen kann dieses Feld gut gemessen werden. Dazu stehen mehrere
Verfahren zur Verfügung:



Luftspule (Rogowski)
Hallwandler
Flusswandler
Die Grundlagen dieser Messarten sollen kurz angesprochen werden:
Luftspule (Rogowskispule):
Bei einer Rogowskispule handelt es sich um eine
Luftspule, also eine Spule ohne magnetischen Kern.
Diese wird um das Kabel mit dem zu messenden
Strom gelegt, der in der Spule eine Spannung
induziert. Durch die fehlende Verstärkung des
Magnetkerns ist die Spannung so gering, dass eine
Verstärkerschaltung, die als Integrator dient benötigt
wird um das Messsignal auszulesen (siehe
Abbildung 11). Auch eine Erhöhung der
Sekundärwicklungszahl hilft hier nicht, da der
10
Abbildung 11: Rogowskispule mit Beschaltung
Kopplungsfaktor mit steigern Zahl der Wicklungen schlechter wird. Dieses Messprinzip hat in der
Technik ein weites Einsatzgebiet da die Messung sehr leicht anzubringen ist. Es muss lediglich die
Spule um das Kabel gelegt werden und nicht, wie in den anderen Fällen, das Kabel durch den
magnetischen Ringkern der Messung geführt werden. So kann die Messung auch nachträglich noch an
schwer zu erreichende Orte angebracht werden. Ein weiterer großer Vorteil ist, dass die Messung nicht
auf einen magnetischen Kern angewiesen ist. Die Nichtlinearitäten eines Kerns beeinflussen das
Übertragungsverhalten was sich negativ auf die Messwerte auswirkt. Ein Nachteil dieser
Messmethode ist die benötigte Beschaltung
Hallsensorwandler:
Ein Hallsensorwandler basiert auf dem Halleffekt und benutzt einen magnetischen Ringkern zur
Wandlung des Primärstroms. In den Ringkern ist ein Luftspalt eingebracht, sodass der Kern geteilt
wird. In diesem Luftspalt treten die Magnetfeldlinien aus dem Kern aus. In diesen Luftspalt wird ein
Leiterplättchen gesetzt und kontaktiert (Beispiel siehe Abbildung 12). Fließt ein Strom werden die
Ladungen im Leiterplättchen durch die Lorentzkraft abgelenkt und es entsteht eine Spannung:
𝑈𝐻 = 𝐴𝐻
𝐼𝐵
𝑑
UH ist die Hallspannung, AH die Hallkonstante, I der fließende Strom durch das Plättchen, B das
Magnetfeld im Spalt und d die Dicke des Plättchens (siehe Halleffekt).
Diese Spannung ist meist so gering, dass es einer Verstärkerschaltung Bedarf um sie auszulesen und in
elektronischen Systemen nutzbar zu machen.
Der große Vorteil dieses Wandlers liegt darin, dass auch DC-Primärströme gemessen werden können.
Nachteile des Wandlers sind die Nichtlinearitäten des Messkerns und der eingeschränkte
Frequenzbereich. Probleme bei höheren Frequenzen treten wegen dem Luftspalt auf, hier wird
magnetische Energie gespeichert. Die Hysteresekurve des Materials wird also automatisch breiter,
heißt hartmagnetischer, was bei hohen Frequenzen zu Problemen bei der Übertragung führt.
Außerdem ist die Genauigkeit eines passiven Hallsensorwandlers sehr schlecht. Das liegt an dem
Magnetkern. Mit aktiven Hallsensorwandler, wie in Abbildung 12 dargestellt lässt sich dieser Nachteil
beheben.
Stromwandler:
Ein Stromwandler besteht aus zwei Spulen die über einen magnetischen Ringkern miteinander
gekoppelt sind. Der Primärstrom erzeugt einen magnetischen Fluss im Ringkern. In der zweiten Spule
induziert der magnetische Fluss einen Strom, der zum Primärstrom proportional ist. Ein Stromwandler
stellt also einen belasteten Transformator dar. Die Grundlagen des Transformators und dessen
Berechnung werden in Kapitel 3.2.1 besprochen.
Die Vorteile dieses Messprinzips sind der einfache Aufbau und das Zusammenbrechen der
Übertragung wenn der Kern sättigt oder die Änderung des Flusses zu gering wird.
11
Moderne Wandler
Die grundlegenden Messprinzipien
wurden über die Jahre weiter entwickelt.
Einige Ansätze bietet die Infobroschüre
von LEM. Durch entsprechende
Beschaltung lassen sich Temperaturdrift
und den Offset zu beseitigen. Zusätzlich
lassen sich die Nichtlinearitäten des
Kerns unterbinden, indem der
Gesamtfluss im Kern gleich null ist. In
Abbildung 12 ist das für einen
Halleffektwandler schematisch
dargestellt. Die Spannung die der
Abbildung 12: moderner Hallwandler mit aktiver Kompensation
Halleffektsensor liefert wird verstärkt
und über eine Endstufe wird der Strom IS durch die Sekundärspule geleitet. Diese baut gerade ein so
großes Feld auf, dass das Feld des Primärstroms IP kompensiert wird und im Kern der magnetische
Gesamtfluss zu null wird. Der Strom IS ist damit proportional zum Primärstrom IP und wird über den
Messwiderstand RM gemessen. Dieses Prinzip nennt sich „Closed Loop“ und ist auch bei
Stromwandlern möglich. Da diese Schaltung bei hohen Frequenzen Probleme hat, gibt es zusätzlich
die Option das Prinzip des Hallwandlers und des Stromwandlers zu kombinieren, um einen weiten
Frequenzbereich abzudecken. Dazu muss ein zweiter Ringkern in die Messung integriert werden der
als Stromwandler beschaltet ist.
Der Stromwandler stellt einen einfachen Aufbau dar, bei dem die Sättigung des Kerns ausgenutzt
werden kann um die Leistung in den Messwiderständen zu begrenzen. Eine Rogowskispule wäre eine
weitere Option die Messung zu realisieren, wenn die fertige Spule gekauft wird und nur die
Beschaltung entworfen wird. Der Hallsensor ist im Frequenzbereich nach oben begrenzt und lohnt sich
nur wenn die Messung auch DC-Signale messen können soll. Im Rahmen der Bachelorarbeit habe ich
mich entschieden das Prinzip des Stromwandlers zu verfolgen und eine Messung aufgrund dieses
Messprinzips zu verwirklichen [6,7,8,9].
3.2.1 Grundlegende Berechnungsformeln
Wie schon erwähnt stellt der Stromwandler einen belasteten realen Transformator dar. Für die
Dimensionierung des ersten Messaufbaus wird aber mit den Formeln des idealen Transformators
gerechnet um ein Gefühl für das Verhalten von Transformatoren zu bekommen. Ein Transformator
besitzt eine Primärseite und eine Sekundärseite. Zwischen diesen beiden Seiten Wandeln sich die
Größen, im Fall des Idealen Transformators wie folgt:
𝑈𝑆 =
𝑁𝑆
𝑈
𝑁𝑃 𝑃
𝐼𝑆 =
𝑁𝑃
𝐼
𝑁𝑆 𝑃
12
Die Indizies S, P bedeuten Sekundärseitig und Primärseitig, die Primärseite ist in unserem Fall das
Kabel mit dem zu messenden Strom. N ist die Wicklungszahl, wobei NP = 1 gilt. U ist die Spannung
und I der Strom der jeweiligen Seite.
Legt mein einen Übertragungsfaktor w wie folgt fest 𝑤 =
𝑁𝑆
𝑁𝑃
und teil beide Seiten durcheinander
erhält man:
𝑅𝑆 = 𝑤 2 𝑅𝑃
Diese Formel dient zur Auslegung des Messwiderstands. Es ist wichtig darauf zu achten, dass der
Messwiderstand den Strom der B-Spulenversorgung nicht beeinflusst. Es muss gelten 𝑍𝑀 ≪ 𝑍𝐿 mit
ZM als komplexen Messwiderstand den die Messung sieht und ZL dem komplexen Lastwiderstand der
B-Spule.
Praktisch lässt sich ein idealer Transformator nicht realisieren, deshalb muss kurz geklärt werden ob
überhaupt mit der idealen Näherung gerechnet werden darf. Der Unterschied zwischen idealem und
realem Transformator ist folgender:





Kabelwiderstände und parasitäre Kapazitäten der Wicklungen
Nicht der Gesamte Fluss der Primärwicklung koppelt in die Sekundärwicklung ein
Energieverluste durch Ummagnetisierung und Wirbelströme
Permeabilität ist Frequenzabhängig
Es gibt Sättigungseffekte im Kern
Das Ersatzschaltbild eines belasteten Transformators ist in Abbildung 13 zu sehen. Dabei sind Lσ die
Streuinduktivitäten, RKabel die Leitungswiderstände der Wicklungen, Lh die Hauptinduktivität und RKern
der Leitwiderstand des Kerns.
Abbildung 13: Ersatzschaltbild des belasteten Transformators
Die zusätzlichen parasitären Kapazitäten und Widerstände sind sehr klein, gerade bei kleiner
Wicklungszahl, sie beeinflussen den Messaufbau nicht. Die Kopplung der beiden Spulen ist durch den
gemeinsamen Eisenkern sehr gut und wurde mit k = 0,96 bestimmt, heißt nur 4% des magnetischen
Flusses wird nicht in die Sekundärseite eingekoppelt und geht verloren. Die Energieverluste durch
Wirbelströme werden durch die Verwendung des Ferrits unterbunden, die Verluste durch
Ummagnetisierung sind Materialabhängig. Die Frequenzabhängigkeit der Permeabilität spielt in dem
geringen Frequenzbereich in dem wir uns bewegen noch keine Rolle, es sollte trotzdem daran gedacht
werden, dass die Permeabilität komplex ist und für hohe Frequenzen stark abnimmt. Zuletzt wären
noch Sättigungseffekte des Kerns.
Von Sättigung spricht man, wenn alle Elementarmagnete ausgerichtet sind und auch eine Erhöhung
des äußeren Feldes H nur noch zu einer geringen Zunahme des B-Feldes führt. Zu sehen ist das am
13
Abknicken der Hysteresekurve. Das Übertragungsverhalten des Transformators nimmt dadurch
drastisch ab. Ein zweiter Effekt der bei einer Messung auf der Sekundärseite ähnlich aussieht ist, wenn
die zeitliche Flussänderung Φ zu gering wird. Auch dann nimmt das Übertragungsverhalten stark ab.
Die Sättigung ist meist unerwünscht, in unserem Fall soll sie aber dazu dienen, die Leistung im
Messwiderstand zu begrenzen.
Um den Strom zu berechnen der den Kern sättigt muss die 3. Maxwell’sche Gleichung, das
Durchflutungsgesetzt gelöst werden:
⃗
𝑑𝐷
𝑑𝐴)
𝐴 𝑑𝑡
⃗ 𝑑𝑠 = ∬ 𝑗 𝑑𝐴 + (∬
∮ 𝐻
𝑑𝐴
𝐴
Durch Integrieren beider Seiten erhält man:
𝐻𝐹𝑒 𝑙𝐹𝑒 = 𝑁 𝐼
Dabei ist HFe die magnetische Feldstärke und lFe die mittlere Weglänge der Magnetfeldlinien im Kern.
Das Integral ∬𝐴
⃗
𝑑𝐷
𝑑𝑡
𝑑𝐴 wird in magnetischen Materialen sehr klein und kann in der Rechnung
vernachlässigt werden.
Über die Beziehung für Materialien in magnetischen Feldern 𝐵𝐹𝑒 = µ𝑟 µ0 𝐻𝐹𝑒 und der Forderung das
BFe ≤ BSättigung sein muss ergibt sich eine Formel für den Strom der den Kern sättigen lässt:
𝐼≤
𝐵𝑆ä𝑡𝑡𝑖𝑔𝑢𝑛𝑔 𝑙𝐹𝑒
𝐻𝐹𝑒 𝑙𝐹𝑒
=
𝑤
µ0 µ𝑟 𝑁
Mit dieser Formel kann der Sättigungsstrom für einen unbelasteten Transformator berechnet werden.
Lässt der Sekundärkreis einen Stromfluss zu, kompensiert der Sekundärstrom die Wirkung des
Primärstroms. Erst wenn, durch Streufluss und Energieverlust, die Sekundärseite den Primärstrom
nicht mehr kompensieren kann kommt es zur Sättigung, dieser Wert ist am einfachsten Experimentell
bestimmbar.
Der reale Transfomator ist ein äußerst komplexes Thema, es kann hier nicht Ansatzweise so
ausführlich erklärt werden wie es ihm zusteht. Für weitere Informationen finden sich einige Bücher im
Anhang.
14
3.2.2 LEM-Wandler
Für die Messaufgabe gibt es ein kommerziell erhältliches Produkt der Firma LEM mit der
Bezeichnung CD1000. Er ist dafür
ausgelegt einen Differenzstrom von
wenigen Ampere zwischen Hin- und
Rückleiter zu messen. Im Fall eines
Differenzstroms können auf der
Primärseite bis zu 3 kA Strom fließen
ohne die Elektronik zu beschädigen. Die
Messung hat eine Bandbreite von 10kHz
und eine sehr gute Linearität, aufgrund
des aktiv geregelten Wandlers. Ein
Schematisches Bild des Messaufbaus
befindet sich in Abbildung 14 (Anhang
A).
Abbildung 14: Schematik des CD1000
Dieser Messwandler erfüllt die
Anforderungen der Messaufgabe sehr gut, wird aber wegen der etwas geringen Bandbreite von 10 kHz
und dem hohen finanziellen Aufwand nicht verwendet. Er kann aber sehr gut als Referenzmessung für
die ersten Tests des eigenen Messaufbaus verwendet werden. Das Ziel ist es diesen Wandler in
Abschaltgeschwindigkeit zu übertreffen, bei gleichzeitiger Kostenminimierung. Dabei ist der Faktor
Linearität weniger wichtig und es kann auf eine aktive Beschaltung des eigenen Kerns verzichtet
werden.
3.3
Auslegung der ersten Messung
Nachdem klar ist welches Messprinzip verwendet werden soll, kann die erste Messung geplant
werden. Der Flusswandler stellt einen belasteten Transformator dar, anhand der Formeln für diesen
kann die Wicklungszahl der Sekundärspule (Primärspule hat immer die Wicklungszahl N = 1) und der
Messwiderstand dimensioniert werden.
Wichtig für die erste Auslegung ist, dass der Messwiderstand den Laststrom nicht beeinflusst. Dieser
Punkt muss besonders beachtet werden, da der komplexe Lastwiderstand (bei 100 Hz) nur etwa 40
mΩ beträgt. Für den Teststand verhält sich der eigene Messaufbau wie eine zusätzliche ohmsche Last.
Die sekundärseitigen Größen müssen mit dem Übertragungsfaktor w auf primärseitige Größen
umgerechnet werden. Für die erste Auslegung wurde ein Widerstand mit 4 Ω verwendet. Das hatte
praktische Gründe, 4 Ω waren in der Elektronik als Kohleschichtwiderstände verfügbar. Kleinere
Widerstände gab es nur in SMD-Bauform, die die hohe Leistung im Fehlerfall wahrscheinlich nicht
verkraftet hätte. Mit der relativ großen Bauform der Kohleschichtwiderstände kann entstehende
Wärme gut abgeführt werden.
Die Wicklungszahl ergibt sich aus der Forderung, dass der Lastwiderstand sehr viel größer sein muss,
als der primärseitige Messwiderstand. Der Primärseitige Messwiderstand berechnet sich mit der
Formel: 𝑅𝑃 = 𝑤 2 𝑅𝑆 =
1
𝑁𝑆2
𝑅𝑆 . Dieser Widerstand RP muss wesentlich kleiner als 40 mΩ sein. Für
15
eine erste Auslegung der Messung mit 150 Sekundärwicklungen ergibt sich ein primärseitiger
Messwiderstand von 𝑅𝑃 =
1
𝑁𝑆2
𝑅𝑆 =
1
1502
4 Ω = 0,178 mΩ. Dieser zusätzliche Widerstand kann
vernachlässigt werden.
Es sollte noch kurz berechnet werden bei welchem Primärstrom der Ringkern in Sättigung gehen
würde. Dazu wird die in Kap. 3.2.1 hergeleitete Formel verwendet. Diese gilt für einen unbelasteten
Transformator!
𝐼=
𝐵𝑆ä𝑡𝑡𝑖𝑔𝑢𝑛𝑔 𝑙𝐹𝑒
490 mT × 209,5 mm
=
= 37,13 A
N
µ0 µ𝑟 𝑁
4𝜋10−7 2 × 2200 × 1
A
Ist der Transformator unbelastet führt ein Primärstrom von 37,13 A zur Sättigung des Ringkerns. Wird
er mit einem Widerstand belastet fließt im Sekundärkreis ein Strom, der diesen Strom kompensiert.
Die Sättigung findet nicht bei 37,13 A statt sondern erst wesentlich später. Die Wirbelstromverluste
und die Streuung müssen so hoch sein, dass der Sekundärstromkreis den Primärstromkreis nicht mehr
kompensieren kann, erst dann sättigt der Kern.
3.3.1 Ringkern
Der Ringkern ist für das Messprinzip des Stromwandlers essentiell. Er koppelt die Spule mit dem zu
messenden Strom, also der Primärseite, mit der Spule zur Messanordnung, der Sekundärseite. Dazu
muss das Material des Ringkerns magnetisch sein, so kann der magnetische Fluss gebündelt werden.
Es gibt also zwei wichtige Anforderungen: Der Ringkern muss aus magnetischem Material bestehen
und der Ringkern muss eine geeignete Geometrie aufweisen. Die Anforderung an die Geometrie mag
banal klingen, aber Ringkerne in dieser Größenordnung sind nicht mehr ganz so einfach zu beziehen.
Es muss noch entschieden werden ob der Ringkern aus hartmagnetischem oder weichmagnetischem
Material bestehen soll.
Der Unterschied zwischen magnetisch weich und magnetisch hart besteht darin, welches äußere Feld
angelegt werden muss um den Magnetisierungszustand des Magneten zu ändern. Ein Magnet besteht
aus vielen kleinen Elementarmagneten (den Atomen die
durch den Bahndrehimpuls der Elektronen ein
magnetisches Moment erhalten). Um ein
ferromagnetisches Material zu magnetisieren müssen die
Weiß’schen Bezirke ausgerichtet werden, dass geschieht
mithilfe eines äußeren Magnetfeldes. Je nachdem wie
leicht dieses Ausrichten möglich ist spricht man von
magnetisch hart/weich.
In Abbildung 15 sind zwei Hysteresekuven zu sehen. Das
äußere Feld H erzeugt ein magnetisches Feld B in den
Abbildung 15: Hysteresekurven, a: magnetisch
Magneten. Wird das äußere Feld entfernt bleibt ein
weicher Werkstoff, b: magnetisch harter
Werkstoff
gewisses Magnetfeld B bestehen, dieses nennt sich
Remanenz. Daraus ist bereits abzulesen das sich magnetisch harte Werkstoffe besonders für
Permanentmagnete eignen, wegen der hohen Remanenz. Magnetisch Weiche Werkstoffe finden vor
allem in der Elektrotechnik Anwendung, z.B. als Transformatorkern, Übertrager und Drosseln, dass
16
liegt an den geringen Hystereseverlusten (proportional zur Fläche unter der Kurve) die bei der
Ummagnetisierung entstehen.
Das Abknicken der Hysteresekurve zeigt, dass der magnetische Kern in Sättigung geht. Die
Elementarmagnete des ferromagnetischen Materials sind vollständig ausgerichtet. Die Anfangs hohe
Permeabilität µr verschwindet und die Gerade steigt nur noch mit der magnetischen Feldkonstante µ0.
Ein Transformator wird generell nicht in diesem Bereich betrieben, da es zur Verfälschung des
Ursprungssignals kommt. In unserem Fall ist dieser Effekt aber wünschenswert, da er die maximale
Leistung begrenzt.
Ein weiterer Effekt im Transformatorkern sollte kurz angesprochen
werden. Da im Kern ein realer Strom fließt und dieser auch ein
Magnetfeld hervorruft, das die fließenden Elektronen beeinflusst
kommt es zu Wirbelströmen. Diese sind gänzlich unerwünscht weil
sie als reine Verlustleistung den Kern erwärmen. Entgegenwirken
kann man diesem Effekt indem der Transformatorkern aus mehreren
Blechen, die gegeneinander isoliert sind, aufgebaut wird. Die
Wirbelströme werden dadurch nicht gänzlich vermieden aber
wesentlich in ihrer räumlichen Ausdehnung begrenzt. Ein anderer
Weg Wirbelströme zu unterbinden ist der Einsatz von Keramischen
Werkstoffen die ferromagnetisches Verhalten zeigen, wie zum
Beispiel Ferrit. Unter Ferrit versteht man ein bestimmtes Material
aus dem der Magnet, meist im Sinterprozess hergestellt wird. Ferrite
sind keramische Werkstoffe und somit nicht leitend, damit werden
Wirbelstromverluste unterbunden. Weichmagnetische Ferritkerne
Abbildung 16: Hysteresekurve des
Ringkerns aus dem Material N87
finden, dank ihrer geringen Wirbelstrom und Hystereseverluste vor
allem in der Hochfrequenztechnik ein weites Einsatzgebiet. Aus oben genannten Gründen bietet sich
ein weichmagnetischer Ferritkern als Messübertrager an.
Ringkern von EPCOS:
Als Ferritkern habe ich mich für einen Ferritkern von EPCOS entschieden. Er ist ein
weichmagnetischer Ferritkern, bestehend aus dem Material Mangan-Zink mit der Bezeichnung „N87“.
Seine Permeabilität im Ursprung beträgt µr = 2200. Es gibt ihn mit dem Innenradius von 2,59 cm,
damit passt er um das Kabel. Seine Hysteresekurve ist in Abbildung 16 zu sehen (Anhang B).
3.3.2 Erste Messung mit Ferritkern
Ziel des Versuchs ist es, sich mit dem Übertragungsverhalten des Ferritkerns vertraut zu machen,
ferner sollte eine erste Einschätzung des Messsignals vorgenommen und die erste Auslegung der
Wicklungszahl und des Messwiderstands kontrolliert werden. Die Messung besteht aus einer
Differenzsignalmessung bei der ein eigenes Signal (Sinus) eingespeist wird und einer weiteren
Einleitermessung, um abschätzen zu können wie das Signal im Fehlerfall aussieht und ob der
Messwiderstand den hohen Belastungen des verhältnismäßig großen Stroms standhält.
17
Messung #1: Differenzsignal + Sinus (f = 500 Hz, Ieff = 10 A)
Abbildung 17: Differenzsignal + Sinus
Das blaue Signal ist der Laststrom, das rote zeigt die Stromzange als Referenzmessung und das rote
Signal ist die Messung über den Widerstand am Ferritkern. Als Laststrom ist ein Rechtecksignal
eingestellt, dieses wird gut nachgebildet und zeigt seinen typischen Verlauf. Die Zwischenkreise
werden abwechselnd belastet und es entsteht eine Art Sägezahn, die vom Regler herrührt. Auch das
erste Überschwingen am Anfang des Rechtecks zeigt gut, dass es sich um einen geregelten Vorgang
handelt. Die Stromzange und die eigene Messung sehen von diesem Signal natürlich nichts, da sie
über Hin- und Rückleiter gelegt sind, also eine Differenzmessung vornehmen. Der Laststrom ist
eingetragen um die Zeitpunkte der Schaltmomente zu erkennen. Am Anfang jedes kleinen
„Sägezahns“ wird auf die positive oder negative Zwischenkreisspannung geschalten und das Signal
steigt steil an. An der Spitze des „Sägezahns“ wird auf Masse geschalten und das Signal fällt langsam
ab. Dabei erzeugt das Schalten auf die Zwischenkreisspannung eine Störung die in die eigene
Messung einkoppeln könnte. Wenn das orangene Signal betrachtet wird ist bei jedem Schaltmoment
auf die Zwischenkreisspannung eine Störung des Sinussignals zu sehen. Diese Störungen misst die
Stromzange, die als Referenz dient jedoch nicht. Die Schaltmomente stören das eingespeiste Signal
also. Das einkoppeln dieser Störungen kann nicht unterbunden werden, aber durch entsprechende
Beschaltung kann eine Auslösung unterdrückt werden.
18
Messung #2: Einleitermessung
Abbildung 18: Messung 2, Einleitermessung
In Messung 2 wird nur eine Leitung gemessen. Das Rechtecksignal ist immer noch das gleiche wie in
Messung 1. In dieser Messung wird der Ferritkern nur um einen der beiden Leiter gelegt. Es entsteht
ein Nettostrom der ungleich null ist. Die Stromzange kann bei dieser Messung nicht als Referenz
dienen, da ihre Elektronik dauerhaft beschädigt werden könnte. Mit dieser Messung kann eine erste
Einschätzung gegeben werden wie sich der Stromwandler im Fehlerfall verhält.
Das blaue Signal ist der Laststrom und das rote Signal ist die Spannung die über den Messwiderstand
des Ferritkerns abfällt. Wie gut zu sehen ist werden die Flanken des Laststroms gut abgebildet und
sind dem Ursprungssignal proportional. Auch die einzelnen Schaltmomente werden gut
wiedergegeben. Nach kurzer Zeit ist die Flussänderung zu gering und das Übertragungsverhalten des
Stromwandlers, der wie ein Transformator funktioniert nimmt stark ab. Damit ist das Signal nahezu
null, nur die Schaltmomente sind noch sichtbar. Das ist in unserem Fall erwünscht. Der
Messwiderstand wird dadurch nicht mit der vollen Leistung belastet.
Das Ergebnis der Messung ist zufriedenstellend, der Flusswandler reagiert gut auf schnelle
Stromänderungen, wie sie auch im Fehlerfall vorkommen würden. Bei langsamen Signalen wird die
Übertragung schlecht und die Leistung die die Beschaltung verkraften muss wird begrenzt. Die
Schaltmomente bringen Schwingungen ins Signal, die evtl. durch geeignete Schaltung noch verringert
werden müssen.
19
3.6
Auslegung der Auswerteelektronik
Nun da das Übertragungsverhalten des Ringkerns bekannt ist muss eine Verstärkerschaltung
entwickelt werden. In Abbildung 19 ist der Schaltplan für die erste Auslegung einer
Auswerteelektronik dargestellt. Die Funktion der einzelnen Bauteile wird im Folgenden Kapitel
beschrieben [10].
Abbildung 19: Schaltbild der Elektronik
Die Zahlenwerte in den Rechtecken entsprechen dem Widerstandswert in Ohm. Die zwei letzten
Operationsverstärker sind beide vom Bauteil TLE2022.
Bauteile der Auswerteelektronik sind:





Messwiderstand
TVS-Diode
Instrumentverstärker INA111
Spannungsversorgung TMR1223
Operationsverstärker TLE2022
3.6.1 Messwiderstand
Als Messwiderstand kann ein normaler Kohleschichtwiderstand verwendet werden. Das einzig
kritische wäre die hohe Leistung die der Widerstand aushalten muss. Die Messungen haben allerdings
gezeigt, dass die Kohleschichtwiderstände das können.
3.6.2 Zusätzliche Widerstände
Es werden zu den 8 Ω Messwiderstand noch zweimal 4 Ω eingebaut. Sollte die Diode durchbrechen
würde sonst ein hoher Kurzschlussstrom fließen. Bei 1 kA Primärstrom wären das etwas weniger
(Flusswiderstand der Diode + Kabelwiderstand wirken begrenzend) als 5,5 kA.
Von den 16 Ω im Sekundärkreis „sieht“ der Primärkreis nur 𝑅 =
1
1802
𝑅′ =
1
1802
16Ω = 0,5 mΩ. Im
Verhältnis zum Lastwiderstand R = 16,6 mΩ und dem komplexen Widerstand der Spule bei 100 Hz
20
von 𝑍𝐿 = 2𝜋𝑓 𝐿 = 2𝜋 × 100Hz × 40µF = 25,1 mΩ kann dieser Vernachlässigt werden. Die
Widerstände der Messung beeinflussen den Aufbau also nicht.
3.6.3 TVS-Schutzdiode
Kommt es zum Fehlerfall wird im Sekundärkreis des Stromwandler ein hoher Strom induziert. Trotz
der eingebauten Widerstände die diesen begrenzen fällt über dem Messwiderstand eine große
Spannung, gemäß dem Ohm’schen Gesetz ab. Vor diesen hohen Spannungsspitzen ist der
Operationsverstärker zu schützen.
Der OPV ist bis maximal 𝑉𝐶𝐶,+ + 15 𝑉 = 30 𝑉 am nichtinvertierenden und 𝑉𝐶𝐶,− − 0,7 𝑉 = −15,7 𝑉
am invertierenden Eingang belastbar, dabei ist 𝑉𝐶𝐶,+ die positive und 𝑉𝐶𝐶,− die negative
Versorgungsspannung.
Es gibt zwei Möglichkeiten den OPV vor Überspannungen zu
schützen:


Dioden: mit vier Dioden wird der OPV vor
Überspannungen von 0,7 V unter/über der
negativen/positiven Versorgungsspannung geschützt.
Durch zusätzliche Widerstände wird der Strom der in den
OPV bzw. in die Versorgung begrenzt (siehe Abbildung
20, Dioden Schutzbeschaltung ).
Abbildung 20, Dioden
TVS-Dioden (Transient Voltage Suppressor Diode): Diese
Schutzbeschaltung
Dioden sind speziell für den Schutz empfindlicher Bauteile
konzipiert, sie werden leitend wenn eine Spannungsschwelle überschritten wird (siehe
Abbildung 21, TVS-Dioden Schutzschaltung).
Abbildung 21, TVS-Dioden
Schutzschaltung
Das Datenblatt des INA111 empfiehlt die erste Variante um die
Eingänge zu schützen, trotzdem ist sie in diesem Fall nicht
Zweckmäßig da hohe Ströme über den Messwiderstand fließen und
diesen thermisch stark belasten. Die TVS-Dioden sind für hohe Stromund Spannungspulse entwickelt und bieten hier eine sehr gute Lösung
bei der kein erhöhter Strom über den Messwiderstand fließt.
Von Multicomp gibt es eine solche Diode (Bezeichnung: P6KE8.2CA). Interessant ist diese Diode vor
allem durch ihren geringen Leckstrom, der geringen Kapazität, der hohen Schaltgeschwindigkeit und
dem geringen Preis. Die Durchbruchspannung ist nicht so relevant, sie muss unter den maximal von
der Schaltung verträglichen Werten liegen und darf die Messung selbst nicht beeinflussen, daraus
ergibt sich ein weiter Bereich.
Wichtige Daten der TVS-Diode P6KE8.2CA
Bruchspannung
8,2 V
Maximale Belastbarkeit
600 W
Schaltgeschwindigkeit
5 ns
21
Maximalbelastung der Z-Diode: Diese ergibt sich aus der Durchbruchspannung und dem fließendem
Strom.
Abbildung 22, Maximalbelastung der Z-Diode
Die Messung in Abbildung 22, Maximalbelastung der Z-Diode23 ist eine Messung der Spannung über
dem Messwiderstand ohne Schutzbeschaltung. Der Primärstrom (Rechteck, IP = 800 A, f = 500 Hz)
sorgt für einen Sekundärstrom der im Widerstand obiges Spannungssignal hervorruft. Gut zu sehen ist
auch dass die Hauptinduktivität sättigt und kein Rechteck widergegeben wird.
Für eine erste Näherung der Leistung der die TVS-Diode standhalten muss kann folgende Überlegung
weiterhelfen. Die Leistung errechnet sich mit 𝑃 = 𝑈𝐼, wobei P die Leistung, U die Spannung und I der
Strom ist. Wenn die Diode durchbricht wird die Spannung bei der Durchbruchspannung fixiert, es
ändert sich der Strom, die Spannung kann nicht mehr steigen. Dieses Signal wurde zwar nicht
aufgenommen aber das Ohm’sche Gesetz besagt: 𝐼(𝑡) =
𝑈(𝑡)
𝑅
Das muss auch bei zeitlichen Verläufen von I und U noch gelten. Es soll der mittlere Wert für einen
Durchbruch errechnet werden:
𝑃 = 𝑈𝐵𝑟𝑢𝑐ℎ
1
𝐹𝑙ä𝑐ℎ𝑒⁄
∫ 𝑈(𝑡)𝑑𝑡
1
𝑍𝑒𝑖𝑡
𝑇
∫ 𝐼(𝑡) 𝑑𝑡 = 𝑈𝐵𝑟𝑢𝑐ℎ
= 𝑈𝐵𝑟𝑢𝑐ℎ
𝑇
𝑅
𝑅
17,841 𝑉𝑚𝑠⁄
0,974 𝑚𝑠
=8𝑉
= 16,3 𝑊
9Ω
Die Z-Diode ist mit einer Belastung von Durchschnittlich 16,3 W bei weitem nicht an der
Belastungsgrenze. Sie kann bedenkenlos verwendet werden.
22
3.6.4 Instrumentenverstärker INA111
Bei einem Instrumentenverstärker handelt es sich um eine spezielle Schaltung von
Operationsverstärkern. Das Schaltungsprinzip wird hier anhand des später verwendeten
Verstärkerbausteins INA111 näher erläutert. Der innere Aufbau ist in Abbildung 23 dargestellt.
Die Instrumentenverstärkerschaltung besteht in der Regel aus den drei Operationsverstärkern A1, A2
und A3. Um eine bessere Gleichtaktunterdrückung zu erzielen, wird die hohe Spannungsverstärkung
von den Stufen A1 und A2 übernommen. Die Differenzverstärkerstufe A3 arbeitet meist mit einem
Verstärkungsfaktor von 1, dass auch am Schaltbild des INA111 zu sehen ist. Der Vorteil eines
Instrumentenverstärkers liegt in den guten Werten für Gleichtaktunterdrückung und den hohen
Eingangswiderständen.
Von Gleichtaktstörungen spricht man, wenn Spannungs- oder Stromsignale auf zwei Leitungen der
Schaltung, in unserem Fall der positive und negative Eingang des Operationsverstärkers mit dem
gleichen Störsignal belastet sind. Wenn zum Beispiel einer der Umrichter schaltet und ein Störfeld
erzeugt wird es, wegen der geringen räumlichen Trennung in beide Leiter gleich eingekoppelt. Abhilfe
schafft ein Operationsverstärker mit guter Gleichtaktunterdrückung, wie z.B. der INA111.
Der Verstärkungsfaktor G berechnet sich über:
𝐺 =1+
50 kΩ
𝑅𝐺
Der Widerstand RG dient zur Einstellung des Verstärkungsfaktors.
Nach den Berechnungsformeln in Kapitel 3.2.1 wird nun der Wert für RG berechnet. Der
Messwiderstand soll 8Ω betragen und die Messung soll 1 V für 1 A Primärstrom ausgeben.
𝑅=
1 ′
1
𝑅 =
8Ω = 0,25 mΩ
𝑤2
1802
Der Spannungsabfall über den vom Primärkreis gesehenen Widerstand:
𝑈 = 𝑅 𝐼 = 0,25 mΩ × 1 A = 0,25 mV
Im Sekundärkreis sind das:
𝑈 ′ = 0,25 mV × 180 = 44 mV
1 V soll 1 A entsprechen:
𝐺=
1V
= 22,5
44 mV
Mit der Berechnungsformel für die Verstärkung ergibt sich:
𝑅𝐺 =
50 kΩ
50 kΩ
=
= 2,325 kΩ
𝐺−1
22,5 − 1
23
Abbildung 23: Auszug aus dem Datenblatt des INA111
3.6.5 Spannungsversorgung TMR1223
Für die Versorgung des Operationsverstärkers ist es ratsam eine Dual-Supply mit ±15V zu verwenden.
Da -15V nicht auf dem 15-pol AUX Port, an den die Messung angebunden werden soll zu finden ist
muss diese selbst erzeugt werden. Das Bauteil TMR1223 von Tracopower ist perfekt geeignet. Dabei
handelt es sich um ein Schaltnetzteil das aus +15V eine Spannung von ±15V macht. Außerdem ist der
Eingang vom Ausgang galvanisch getrennt, was einen zusätzlichen Schutz bietet.
Abbildung 24: Schematischer Aufbau des TMR1223
In Abbildung 24 ist der Schematische Aufbau des TMR 1223 gezeigt.
24
Ein weiterer Vorteil einer eigenen Spannungsversorgung ist deren Stabilität. Der TMR hat nach
Messungen eine Welligkeit von 35 mV, die Spannungsversorgung vom Board hat eine Welligkeit von
52 mV. Jeder Operationsverstärker ist zusätzlich noch an den Versorgungen mit Kondensatoren
gestützt. Typisch sind hier ein kleiner Kerko mit 100nF zum Puffern von hochfrequenten Störungen
und ein Elko mit 10µF zur Verminderung der Restwelligkeit.
Der maximale Strom der vom TMR1223 geliefert werden kann beträgt laut Datenblatt 65mA (siehe
Abbildung 25).
Abbildung 25: Auszug aus dem Datenblatt des TMR1223
3.6.6 Operationsverstärker TLE2022
Das Signal des INA kann auf den Analog Eingang des 15pol Dsub gelegt werden. Um aber die
Störanfälligkeit durch kapazitive und induktive Störungen zu verringern soll ein differenzielles Signal
erzeugt werden.
Differenzielles Signal:
Diese Art der Signalübertragung wurde in der Telekommunikationstechnik eingeführt. Es ersetzte die
Übertragung des Signals mit Bezug auf Ground („Single Ended“), da bei größeren
Übertragungsdistanzen das Nutzsignal sehr schnell kleiner wird als das Rauschen. Die größten
Probleme waren die teilweise unterschiedlichen Bezugsniveaus und die Gleichtaktstörungen, sowohl
kapazitiver als auch induktiver Natur. Statt das Signal „Single-Ended“ zu übertragen wird es
Differentiell übertragen. Das Signal wird, durch entsprechende Beschaltung in +Signal/2 und –
Signal/2 gewandelt. Bezieht man beide aufeinander erhält man das Ursprungssignal. Der große Vorteil
ist die gute Gleichtaktunterdrückung wenn am Eingang ein Differenzoperationsverstärker eingesetzt
wird. Durch die geringe räumliche Trennung der Kabel koppeln induktive und kapazitive Störungen
gleichermaßen in beide Adern des Kabels ein.
Abbildung 26: Beschaltungsschematik des TLE2022
25
Zur Erzeugung des differenziellen Ausgangs wird der OPV „TLE2022“ verwendet. Er wird auf dem
GIB bereits verwendet um die Grenzwerte für den Komparator einzustellen.
Abbildung 26 zeigt Schematisch die Beschaltung des TLE2022. Es handelt sich dabei um einen
Invertierer mit dem Verstärkungsfaktor -½ und -1. Über dem ersten Operationsverstärker wird das
Signal halbiert, da 10kΩ||10kΩ = 5kΩ ist. Der zweite OPV invertiert das Signal noch einmal. Nach
diesem Operationsverstärker ist das Ausgangssignal bipolar und wird über verdrillte Kabel an den
AUX-Port des GIB geführt. Die Verdrillung der Kabel minimiert die aufgespannte Fläche der Kabel,
so können induktive Störungen schlechter einkoppeln. Der bipolare Ausgang in Kombination mit der
Gleichtaktunterdrückung die auf dem CBB aufgebaut ist macht auch kapazitiv gekoppelte Störungen
wesentlich geringer.
26
3.7
Vergleichsmessung von EPCOS und LEM
Ziel der Messung ist ein Vergleich der eigenen Ergebnisse mit dem Messwandler der Firma LEM.
Der schematische Versuchsaufbau sah wie folgt aus:
Abbildung 27: Schematischer Aufbau des Versuchs
In Abbildung 27: Schematischer Aufbau des Versuchs sind drei Bauelemente zu sehen: Eine
Signalquelle die für den Umrichter steht, einem Widerstand der die komplexe Last des B-Spulen
Dummys darstellt und ein Leistungsschalter. Mit dem Leistungsschalter können die Messungen des
EPCOS und des LEM (rot dargestellt) überbrückt werden damit ein der Differenzstrom nicht mehr
gleich null ist.
In der ersten Messung (siehe Abbildung 28) wurde der Leistungsschalter noch nicht geschlossen und
nur das Differenzsignal das Annähernd null sein sollte beobachtet: In der Messung ohne
Abbildung 28: Messung ohne Leistungsschalter
Leistungsschalter sind das blaue Signal des Umrichters, das pinke Signal steht für die Messung des
EPCOS. Das Signal beider Messungen rauscht nur sehr gering. Bei der Messung mit der eigenen
Platine sind es maximal 200 mA, es wird in den Schaltmomenten angestoßen und klingt dann schnell
ab.
27
Messung mit Leistungsschalter:
Abbildung 29: Messung mit Leistungsschalter
Die Signale in Abbildung 29 sind die gleichen wie in der Messung ohne Leistungsschalter, es kommt
aber noch der LEM-Wandler als orangenes Signal hinzu. Das Schließen des Leistungsschalters löst
einen starken Anstieg der Signale bis zur Vollaussteuerung aus. Die Schaltmomente beeinflussen die
Messung stark, in dem Kapitel Abschaltkriterien wird darauf näher eingegangen.
Abbildung 30: Anstiegszeit
Ergebnis: Es ist eine große Ähnlichkeit der Messung des EPCOS mit der Messung des LEM
festzustellen. Bei genauem Hineinzoomen in den Schaltmoment des Leistungsschalter ist ein minimal
28
schnellerer Anstieg des EPCOS zu erkennen (Abbildung 30: Anstiegszeit), was natürlich freut, aber
nicht signifikant ist.
Leider kann mit den Messungen noch keine voraussage gemacht werden wie lange die Detektion eines
Fehlerstroms dauert, da kein Signal vorhanden ist wann der Leistungsschalter ausgelöst hat. Es ist nur
eine vergleichende Messung möglich, mit deren Ergebnis man aber zufrieden sein kann. Der nächste
Schritt ist jetzt die Auslegung eines Bipolaren Ausgangs, damit das Ausgangssignal weniger
störanfällig ist, mehr dazu im nächsten Kapitel.
3.8
Anbindung an das GIB/CBB
Schematische Darstellung der Abschaltung durch die Messung:
GIB
Messsignal
15-poligen
Dsub
Differenzverstärker
Backplane
des CBB
Sample &
Hold
Komparator
Backplane
des GIB
FPGA
CBB
Um das Messsignal auswerten zu können muss
es mit der bestehenden Elektronik verbunden
werden. Hierfür steht auf dem CBB ein 15poliger DSub Anschluss zur Verfügung. Die
Beschaltung ist in Abbildung 31 zu sehen. Die
Eingänge in die Schaltung sind rot und die
Ausgänge grün gekennzeichnet.
Abbildung 31: DSub Belegungsplan
29
Die Schaltung kann über den DSub mit Spannung versorgt werden und es stehen vier Digitale
Ausgang und zwei Analoge Ausgänge zur Verfügung. Außerdem sind drei differenzielle
Analogeingänge vorhanden. Auf dem GIB sind zwei freie Komperatoren vorhanden, die mit den
Eingängen AUX_AI0± und AUX_AI1± verbunden werden können. Eingang AUX_AI2± wird schon
anderweitig verwendet, auf ihm liegt ein Echosignal um interne Signallaufzeiten einschätzen zu
können.
Für die eigene Signalverarbeitung wird
der Eingang AUX_AI0± verwendet.
Dieses Signal geht auf eine
Operationsverstärkerschaltung, die das
bipolare Eingangssignal des OPV auf
den Analogen Ground der Platine
bezieht. Außerdem wird über die zwei
Kondensatoren C21 und C22 eine
Tiefpassfilterung vorgenommen. Die
Sicherung der Eingänge ist durch
Clampdioden gelöst.
Abbildung 32: OPV
Das Signal wird weiter an die
Backplane geführt. Der Widerstand R131 ist nicht bestückt (10 GΩ) und muss überbrückt werden. Das
Signal liegt nun an der Backplane an und kann
an das GIB geführt werden.
Über den Filter geht das Signal außerdem direkt
an die Meilhaus I/O Karte (einer
Präzisionsmesskarte die als Schnittstelle
zwischen Industrie-PC und CBB/GIB dient) und
kann hier kontrolliert werden. Der Filter ist
vorgesehen aber noch nicht bestückt, er kann
also überbrückt werden um die Bandbreite des
Signals nicht zu beeinflussen.
Abbildung 33: Durchführung an die Backplane
Die Verbindung zum GIB muss an der Backplane hergestellt werden, es werden Pin A22 mit Pin B25
verbunden.
Abbildung 34: Sample & Hold
Auf dem GIB geht das Signal, über einen Impendanzwandler auf ein Sample & Hold (S&H) Glied.
Der S&H ist nach einer Schaltflanke für die Umrichter für 10 µs geöffnet. Es dient als
30
Sicherheitsmechanismus, wenn wirklich eine Störung die Differenzstommessung auslöst ist das nur
möglich wenn der Fehler auch 10 µs später noch anliegt.
Weiter geht es auf ein
Komparator mit einstellbarer
Auslöseschwelle. R197 und
R196 wirken als
Spannungsteiler und sorgen
dafür, dass das Verhältnis
der Grenzen passt. Durch die
sehr große Verstärkung des
Operationsverstärkers ohne
Rückkopplung wird, sobald
BP_AO_SPARE0_I eine der
Grenzwerte überschreitet,
Abbildung 35: Komparator
der Ausgang voll
ausgesteuert. Die Widerstände R201/R200 bzw. R199/R198 dienen als Spannungsteiler um die 5 V
am Ausgang in die, für den FPGA verträgliche Spannung von 3,3 V zu wandeln.
Zuletzt geht das Signal direkt auf den FPGA dessen
Programmierung eine sofortige Abschaltung der
Gatetaktsignale einleitet wenn an einem der ALARMEingänge High anliegt.
Das Signal könnte auch, wie schon erwähnt, sehr viel
früher von der MIO abgegriffen und ausgewertet werden.
Der FPGA bietet den Vorteil einer reinen Hardwarelösung,
die sich durch hohe Geschwindigkeit auszeichnet.
Außerdem kann so auf Software verzichtet werden, was
Allgemein bei Sicherheitsrelevanten Systemen von Vorteil
ist. Software kann abstürzen bzw. in Berechnungsroutinen
festhängen und wäre somit eine Schwachstelle, die bei
einem System, dass Ströme bis zu 1 kA kontrolliert
möglichst klein gehalten werden muss.
Abbildung 36: FPGA
Für eine funktionierende Messung fehlen noch die Grenzwerte für den Komperator (Signal:
BP_AI2_SPARE0_LIMIT/2), diese werden in folgender Schaltung erzeugt:
Abbildung 38: Analogausgänge
der MIO
Abbildung 37: Grenzwert, Durchführung an BP
31
Der über die Software einstellbare Grenzwert wird an der MIO ausgegeben und geht über einen
Entstörfilter an die Backplane. Über die Verbindung CBB_C20 auf GIB_C20 und von da in eine OPV
Schaltung die das Signal halbiert und invertiert.
Abbildung 39: Erzeugung von BP_AI2_SPARE0_LIMIT/2
3.9
Abschaltversuch mit Testplatine
Ziel des Versuchs ist es die Abschaltung der Umrichter zu prüfen und die Abschaltzeit zu messen.
Zuerst soll ein Signal mit großer Flankensteilheit
erreicht werden, dafür wurde eine kleine
Schaltung bestehend aus einem MOSFET einer
Kapazität und einem Ladewiderstand aufgebaut
(siehe Abbildung 40). Die Quelle läd die
Kapazität, über den strombegrenzenden
Ladewiderstand auf. Mit einem Puls des
Rechteckgenerators wird der MOSFET leitfähig
und es fließt ein Kurzschlussstrom von 14 A
(Kabelwiderstand und Flusswiderstand des
Abbildung 40: Schaltplan der Stromerzeugerplatine
MOSFET wirken begrenzend). Der Vorteil
dieses Aufbaus ist, dass die Anstiegsgeschwindigkeit des Strom nur von der Flanke des
Rechteckgenerators abhängt. Mit diesem Signal wird ein Strompuls erzeugt der von dem Messaufbau
registriert wird und so die Umrichter abschaltet.
Für den ersten Test der Abschaltung wird eine Testplatine verwendet. Sie bildet die Last des
Teststandes nach. Bei dieser Testplatine wird statt einer Induktivität eine Kapazität als komplexe Last
verwendet. Die Wirkung von Strom im Teststand übernimmt also auf der Testplatine die Spannung.
Durch die PWM-Signale des Powerblocks 1 und 3 bringt die kapazitive Last zum Schwingen. Das ist
zulässig da gilt 𝜏 =
𝐿
𝑅
=
1
𝑅𝐶
1
. Die Zeitkonstante der Last ist also gleich wenn gilt 𝐶 = 𝐿. Im Anhang
ist ein Schaltungsplan der Testplatine hinterlegt. Sie ist oft hilfreich um erste Messungen ohne
Leistung zu machen (siehe Anhang C).
32
Die Platine ist über ein Flachband an den 15-pol Dsub des CBB angeschlossen und die Grenze für die
Abschaltung auf 5.0 A gesetzt. Kontrolliert wird das Gate-PWM Signal der Umrichter, sobald dieses
nicht mehr getaktet ist hat die MIO abgeschaltet.
Abbildung 41: Abschaltmoment
In Abbildung 41 ist die Messung zur Ermittlung der Abschaltzeit zu sehen. Das grüne Signal ist das
Gatesignal und die blaue Kurve stellt die Spannung über den Messwiderstand des Ringkerns dar. Vom
Beginn des Spannungsanstiegs am Messwiderstand bis das Gatesignal nicht mehr getaktet wird
vergehen 9 µs. Das ist dem theoretischen Wert, der in Kapitel 3.12 ermittelt wird sehr nahe. Als
nächstes soll gemessen werden welches Signal die Verzögerung verursacht.
Messung der Anstiegsgeschwindigkeit der einzelnen Signale auf der Platine:
Abbildung 42: Signale auf der Messplatine
33
In Abbildung 42 ist deutlich zu sehen, dass alle Signale sehr schnell Ansteigen, nur der Ausgang des
TLE2022 ist sehr langsam. Ein Blick in das Datenblatt zeigt, dass dessen Slewrate 𝑆𝑅 = 0,45
𝑉
µ𝑠
beträgt. Das ist für diese Messung zu gering, vor allem wenn er so stark ausgesteuert wird. Wenn
dieses Bauteil gewechselt wird, könnte man die Bandbreite der Messung gesteigert weden. Außerdem
ist es nicht von Vorteil die gesamte Verstärkung dem INA111 zu überlassen. Wird in zwei Stufen
verstärkt kann nochmals Geschwindigkeit gewonnen werden. Nachdem der TLE2022 den Grenzwert
überschritten hat dauert es noch 3,48 µs bis das Gatesignal nicht mehr getaktet wird, also das FPGA
abgeschaltet hat. Diese Zeit kommt von den Bauteilen des CBB und des GIB.
Ergebnis: Die Abschaltung funktioniert, doch die Geschwindigkeit noch nicht optimal, dies kann
durch das Ersetzen des TLE2022 noch optimiert werden.
3.10 Abschaltversuch am realen Teststand
Die Ergebnisse der Testplatine sollen nun am realen Teststand überprüft werden. Die Abschaltung
sollte wie bei der Testplatine verlaufen, interessant ist vor allem der Einfluss der Umrichter auf den
Messaufbau und wie sich der Strom verhält. Der Strom wird nicht sofort auf null fallen, sondern mit
einer Zeitkonstante τ sinken.
Abbildung 43: Abschalten des Teststandes
In Abbildung 43 ist das Abschalten des Teststandes dargestellt. Das grüne Signal ist der Laststrom,
das blaue Signal ist das Gatesignal des Powerblocks 3 und das gelbe Signal ist das Gatesignal des
Powerblocks 1. Kurz nach dem Nullpunkt schaltet die Messung den Testaufbau ab, die Gatesignale
werden zu null und der Laststrom geht mit einer Zeitkonstante, die durch die Induktivität der Spule
bestimmt ist gegen null. Sollte es zum Fehlerfall kommen und ein Lichbogen in der Durchführung
entstehen würde das Stromsignal wesentlich schneller zu null werden. Das liegt daran das der
Lichbogen die Induktivität der Spule überbrückt und somit nur eine sehr geringe Induktivität durch die
Kabel vorhanden wäre.
34
3.11 Verbesserung der Bandbreite durch THS4141
Die Bandbreite muss verbessert werden um eine schnellstmögliche Abschaltung zu erreichen. Der
Baustein THS4141 von Texas Instruments verbindet die Vorteile des INA111 mit denen des
TLE2022. Er besitzt einen Differenzeingang wie der INA111 und hat einen differentiellen Ausgang
wie es nach der Beschaltung des TLE2022 wäre. Außerdem hat das Bauteil den Vorteil, dass sich die
Schaltung wesentlich kleiner realisieren lässt und das Ausgangssignal Symmetrisch behandelt wird.
Mit Symmetrisch ist gemeint, dass bei der Beschaltung des TLE2022 (siehe Abb. 26) das positive
Signal über zwei Operationsverstärkerschaltungen geht und das negative Signal nur über einen. Da der
TLE2022 kein Rail-to-Rail OPV ist geht automatisch Signal verloren. Der THS4141 stellt also eine
schnelle und kompakte Lösung für die Messung dar, der Nachteil ist, dass er mehr Strom braucht als
die Bauteile INA111 und TLE2022 zusammen.
Der Abschaltversuch soll mit dem neuen Baustein wiederholt und die Verbesserung der Abschaltzeit
überprüft werden.
Abbildung 44: Messung mit neuem Bauteil THS4141
In Abbildung 44 ist das Ergebnis der neuen Messung dargestellt. Der Ausgang des TLE2022 verzögert
das Signal des Ringkerns nicht mehr. Der Ausgang der eigenen Messung wird genauso schnell
Ausgesteuert wie das Signal des Ringkerns. Die bleibende Verzögerungszeit bis zur Abschaltung des
Teststandes ist somit nur noch von dem Signalweg auf dem GIB und CBB abhängig, siehe Kap. 3.12.
Durch eine Optimierung des restlichen Signalweges kann die Abschaltzeit weiter verringert werden.
Das Bauteil THS4141 leistet gute Dienste und hilft mit seinem differentiellen Ausgang einkoppelnde
Störungen zu unterdrücken. Dieses Bauteil soll nun statt dem INA111 und dem TLE2022 verwendet
werden.
35
3.12 Theoretische Abschaltzeit
Die theoretische Abschaltzeit ermittelt sich aus der Geschwindigkeit der einzelnen Komponenten. Der
Signalweg verläuft wie folgt:
Eigene Platine
GIB
Ringkern
Ausgang
THS4141
TLE2022
S&H Glied
Eingangsverstärker
INA105
Komparator
AD790
CBB
Zur Ermittlung der theoretischen Abschaltzeit müssen die Verzögerungszeiten der einzelnen Glieder
addiert werden. Die Verzögerungen werden Maßgeblich von der Bandbreite (es wird bei
Operationsverstärkern die -3dB-Grenzfrequenz angegeben) und der Slewrate bestimmt. Die einzelnen
Signallaufzeiten können, aufgrund der geringen Leiterbahnlänge, vernachlässigt werden.
Zuerst soll das Frequenzverhalten des Ringkerns betrachtet werden. Im Datenblatt des Ringkerns von
EPCOS, der aus dem Material mit der Bezeichnung N87 besteht, findet sich ein empfohlener
Frequenzbereich von 25 – 500 kHz. Außerdem findet sich noch eine Messung der komplexen
Permeabilität gegen die Frequenz, der Realteil nimmt ab einer Frequenz von 1 MHz stark ab und der
Imaginärteil nimmt stark zu. Der Imaginärteil steht für die Wirbelstromverluste im Kern und begrenzt
somit die Bandbreite.
Der THS4141 ist ein Operationsverstärker mit sehr gutem Ansprechverhalten. Aus dem Datenblatt ist
eine Bandbreite von 100 MHz zu entnehmen. Diese findet sich in der Grafik auf Seite 6 des
Datenblatts „Large Signal Frequenzy Response“. Die Slewrate beträgt 450 V/µs. Dieses Bauteil hat
eine sehr gute Performance und verzögert das Signal kaum, das geht natürlich zu Lasten des
Stromverbrauchs.
Der Eingangsverstärker INA105 des GIB hat eine Bandbreite von 50 kHz („Full Power Bandwidth“
aus dem Datenblatt) und eine Slewrate von 3 V/µs. Dieses Bauteil ist eher langsam und verursacht
sicherlich einen Teil der Verzögerung.
Der TLE2022 der als Impendanzwandler für das Sample&Hold Glied auf dem CBB dient hat eine
Bandbreite von 2,8 MHz und eine Slewrate von 0,65 V/µs. Beide Werte sind für eine duale
Versorgung mit ±15 V.
Das S&H Glied sollte eine Verzögerung von 10 µs nach einem Schaltmoment erzeugen. Laut
Datenblatt erzeugt eine Kapazität von 1 nF aber nur eine Haltezeit von nur 4 µs. Dabei erhält das S&H
Glied während jedem Schaltvorgang einen logischen Puls der den Signalweg öffnet. In dieser Zeit
wird die Kapazität mit einem definierten Ladestrom geladen und erst wenn die Kapazität bis zu einem
bestimmten Wert geladen ist wird der Signalweg wieder geschlossen. Die Verzögerung der einzelnen
Bauteile ist bis zum S&H Glied schon so hoch, dass die 4 µs Verzögerung gar nicht gemessen werden
36
können. Erst nach dem Austauschen der langsamen Bauteile kann überprüft werden ob das S&H Glied
Ordnungsgemäß arbeitet.
Der Komparator AD790 ist ein Hochgeschwindigkeitsbauteil, es reagiert innerhalb von 45 ns auf eine
Änderung der Zustände, also einem überschreiten des Grenzwerts am Eingang. Dieser Wert ist im
Datenblatt unter „Propagation Delay“ zu finden. Daher ist der Komparator nur in vernachlässigbarem
Rahmen für die Verzögerung des Signals verantwortlich.
Die Bandbreite der einzelnen Komponenten ist sehr hoch, daher wird die Messung eher durch die
Slewrate der Bauteile und der Verzögerungszeit des S&H Glieds bestimmt. Die Verstärkung des
THS4141 ist so ausgelegt, dass 1 A Differenzstrom 1 V am Ausgang entspricht. Jedes Bauteil muss
also auf 5 V, der Softwareseitig eingestellten Abschaltgrenze, ausgesteuert werden.
Bauteil
Slewrate in V/µs
THS4141
INA105
TLE2022
Gesamtverzögerungszeit
450
3
0,65
Verzögerungszeit verursacht durch
die Slewrate in µs
0,01
1,7
7,7
9,41
Als Ergebnis wird die Verzögerungszeit, die die einzelnen Bausteine der Signalkette verursachen, vor
allem von dem Eingangsverstärker INA105 und dem Impendanzwandler TLE2022 verursacht. Diese
Bauteile sind durch scnellere zu ersetzten um die Abschaltzeit zu verbessern.
37
3.13 Simulation und Optimierung der Schaltung in PSpice
Um eine optimale Kombination aus Messwiderstand und Wicklungszahl
der Sekundärseite des Transformators zu finden soll die Schaltung
simuliert werden. Durch grundlegende Überlegungen wurden die ersten
Werte für die Auslegung der Bauteile ermittelt, diese gilt es jetzt zu
Optimieren. Zur Verfügung steht das Programm OrCAD das mithilfe des
Schaltungsanalyseprogramms PSpice die Schaltung simuliert. Dabei ist es
wichtig die Simulation immer wieder auf Übereinstimmung mit der
Realität zu prüfen, sonst schleichen sich leicht Fehler ein, gerade bei
etwas komplexeren Simulationsaufgaben.
Der erste Schritt ist die Übertragung des Ringkerns von EPCOS nach
PSpice. Hierfür wurde das Bauteil „XFRM_NONLINEAR“ aus der
Bibliothek „Breakout“ gewählt. Dabei handelt es sich um einen
nichtlinearen Transformator bei dem das magnetische Verhalten des
Abbildung 45, Hysteresekurve N87
Ringkerns vorgeben kann. Die Hysteresekurve des Materials N87 (siehe Abbildung 45,
Hysteresekurve N8743) aus dem Datenblatt von EpCOS (im Anhang) hat die typisch schmale Form
eines Ferritkerns. Diese muss nun in das PSpice Modell des Kerns übertragen werden. Mit Rechtsklick
auf das Bauteil kommt man mit „Edit Spice Model“ in das richtige Menü. Hier können Punkte der
Hysteresekurve eingegeben werden, der Computer berechnet sich aus diesen Daten die korrekte Form.
Für kleine Änderungen kann auch probiert werden die Variablen MS, A, C, K selbst leicht zu ändern
und die Veränderung der Kurve zu beobachten. Auf das genaue Berechnungsmodel das sich hinter
diesen Buchstaben versteckt soll hier nicht genauer eingegangen werden. Es kann z.B. im PSpice
Reference Guide nachgelesen werden.
http://www.seas.upenn.edu/~jan/spice/PSpice_ReferenceguideOrCAD.pdf
Die Kurve sieht nicht exakt wie die Originalkurve aus (siehe Abbildung 46, Screenshot der
Hysteresekurve aus OrCAD), das liegt an den Einheiten der Achsen. Das Magnetfeld B wird in Gauß
angegeben und die magnetische Feldstärke H in Örsted wobei gilt:
1 T ≙ 104 Gs und 1 Oe ≙ 79,577 A/m.
Abbildung 46, Screenshot der Hysteresekurve aus OrCAD
38
In Abbildung 47 sind die von
OrCAD berechneten
Parameter der
Hysteresekurve.
Nachdem das Verhalten des
Messübertragers nachgebildet
wurde kann die restliche
Abbildung 47, Parameter der Kurve
Beschaltung eingefügt
werden. Dafür wurden 2 Stromquellen eingebunden, eine für die Signalform und eine zweite um die
Welligkeit in den Schaltmomenten nachzubilden. Die komplexe Last der B-Spule wurde mit einem
Widerstand und einer Spule mit real gemessenen Werten abgebildet. Das Schaltbild der ersten
Simulation ist in Abbildung 48 zu sehen.
Abbildung 48: Schaltplan der Simulation
Der zu optimierenden Variablen ist als Parameter angelegt. Dieser kann über eine Analysevariante,
dem Parametric Sweep variiert werden, dadurch kann der optimale Wert ermittelt werden. Es kann
immer nur ein Parameter verändert werden. Es gilt eine gute Kombination aus Messwiderstand und
Wicklungszahl zu finden.
Zuerst soll der Laststrom korrekt nachgebildet werden und das Ergebnis der Simulation mit der
Realität verglichen werden. Hierfür wurde die obige Schaltung aufgebaut, also der Messübertrager mit
einem Widerstand belastet. Die Messung findet nach dem Kabeleingangsfilter statt, so wie die
Messvorrichtung später auch eingebaut werden soll. Die aufgezeichneten Daten werden in Famos
exportiert.
Ein Screenshot der Messdaten ist in Abbildung 50 zu sehen. Zum Vergleich ist in Abbildung 49 das
Simulationsergebnis dargestellt, die Übereinstimmung ist deutlich zu sehen. Der maximale
Spannungsmesswert stimmt gut überein und auch die Sättigung der Hauptinduktivität (siehe
Ersatzschaltbild) wird sehr gut nachgebildet. Mit dieser sehr guten Simulation lässt sich eine
Optimierung starten.
39
Abbildung 49: Simulationsergebnis
Für die Optimierung der Schaltung wird nacheinander die Sekundärwicklungszahl (L2_opt) verändert
und die Messergebnisse für verschiedene Werte des Messwiderstandes betrachtet. Es können nur fünf
verschiedene Werte für L2_opt gleichzeitig dargestellt werden, da PSpice ansonsten Probleme alle
errechneten Werte zu speichern, außerdem wird der entstehende Graph sonst sehr unübersichtlich.
Abbildung 50, Messergebnis
Simulation: Wie besprochen wird die Wicklungszahl verändert und die Spannung über dem
Messwiderstand beobachtet. In Abbildung 51 ist die Simulation dargestellt.
Allgemein gilt: umso mehr Wicklungen die Sekundärseite des Transformators besitzt, desto höher
kann der Messwiderstand sein, ohne dass die Hauptinduktivität zu schnell sättigt. Das sättigen der
Hauptinduktivität des Transformators ist erwünscht, da so die eingekoppelte Energie begrenzt wird.
Im Fehlerfall, bei der der Primärstrom auf bis 1kA ansteigen kann, müssen die TVS-Dioden also nur
40
Abbildung 51: Simulation mit verschiedenen Sekundärwicklungszahlen
für einen kurzen Moment die volle Leistung aushalten. Ein höherer Messwiderstand lässt eine höhere
Spannung über diesem abfallen. Zu hoch sollte diese Spannung nicht werden, denn auch wenn der
OPV INA111 durch die TVS-Diode geschützt ist bringt es keinen Vorteil. Es sollen schon
Differenzstromwerte von wenigen A erkannt werden, der Spitzenwert beim Fehlerfall ist deshalb nicht
so wichtig für die Messung, sondern eher für die Sicherheit der Beschaltung. Wichtiger ist das
möglichst schnell reagiert werden kann, sollte es zum Fehlerfall kommen.
Eine gute Kombination aus Wicklungszahl und Widerstand ist:
N = 180, R = 16 Ω
41
3.14 Eagle
Für den Messaufbau muss jetzt noch eine Platine entworfen werden. Dafür bietet sich das
Layoutprogramm Eagle an. Es können vorgefertigte Bauteile in Eagle integriert werden. Diese werden
von den Herstellern oder von den Firmen, die die Bauteile vertreiben zur Verfügung gestellt. Es
besteht auch die Möglichkeit eigene Bauteile in Eagle zu implementieren, so Beispielsweise für die
TVS-Diode oder die Spannungsversorgung, für die es kein passendes Eagle Modell gibt.
Bauteilliste:







1x 15-poliger DSub Stecker
1x Spannungsversorgung TM1223
10x SMD Widerstände
1x TVS-Diode
2x Kondensator 0,1 µF
2x Kondensator 10 µF
1x THS4141
Der Schaltplan ist in Abbildung 49 abgebildet. Dabei können die grünen Verbindungskabel benannt
werden. Diese werden von Eagle dann automatisch verbunden, dass schafft einen übersichtlichen
Schaltplan. Die Pads dienen zum Abgreifen und kontrollieren der Versorgungsspannungen genutzt
werden.
Abbildung 52: Eagle Schaltplan der Platine
42
Ist der Schaltplan erstellt kann in eine Layoutansicht gewechselt werden. Die zu verbindenden Pins
sind durch eine gelbe Linie verbunden. Die Bauteile sind so zu platzieren, dass möglichst wenig Platz
benötigt wird. Sind die Leiterbahnen so kurz wie möglich können auch nur wenig Störungen
einkoppeln. Ein Aufbau aus SMD-Bauteilen macht die Schaltung sehr kompakt, da von zwei Seiten
bestückt werden kann.
Die Stützkapazitäten für den THS4141 sind möglichst nah an den Versorgungspins anzubringen, um
einkoppelnde Störungen abzufangen. Die Groundfläche, die blau gestrichelt dargestellt ist, sorgt für
eine zusätzliche Enstörung und vereinfacht das Routen. Das Ergebnis ist in Abbildung 50 zu sehen.
An PAD 1 und PAD 2 werden die Enden der Sekundärwicklung des Stromwandlers eingelötet. Von da
aus läuft das Signal über die Messwiderstände zum THS4141 und dann auf den DSub-Stecker. Die
Platine hat außerdem vier Löchern zum Befestigen in einem Gehäuse und eine Kennzeichnung um
welche Platine es sich handelt.
Damit wäre die Entwicklung des Messaufbaus abgeschlossen.
Abbildung 53: Eagle Layoutplan der Platine
43
3.15 Zusammenfassung der Ergebnisse
Das Ziel der Bachelorarbeit war es eine schnelle Abschaltung der B-Spulenversorgung im Falle eines
Lichtbogens zu realisieren. Dafür wurde eine Differenzstrommessung über Hin- und Rückleiter der
Versorgung entworfen und gebaut. Diese besteht aus einem Stromwandler, der mithilfe eines
Ferritkerns den entstehenden Differenzstrom detektiert. Die Auswertung findet durch eine Platine mit
dem Differenzverstärker THS4141 statt. Der Verstärker besitzt einen differenziellen Ausgang um
Störungen, die in den Schaltmomenten unvermeidbar sind und in die Messung einkoppeln zu
unterbinden. Die Einschubkarten, die die B-Spulenversorgung steuern wurden so modifiziert, dass
eine Abschaltung möglich ist. Gibt die Messung ein Signal von über 5 V aus, was einem
Differenzstrom von 5 A entspricht schaltet der FPGA automatisch die Versorgung ab. Dieser Vorgang
dauert momentan 3,41 µs, dieser Wert kann aber durch eine Optimierung der Bauteile im Signalweg
noch weiter verbessert werden. Für die Messung wurde in Eagle eine Platine entworfen, bei der darauf
geachtet wurde sie möglichst gut vor EMV-Einflüssen zu schützen.
Die nächsten Schritte sind die Montage am Standort der B-Spulenversorgung und die Inbetriebnahme
bei echten Experimenten um zu überprüfen ob auch die Felder des Fusionsexperiments keinen
Einfluss auf die Messung haben. Da die Felder an der Nordwand, also dem Standpunkt der
Spulenversorgung aber schon sehr schwach sind sollte das kein Problem darstellen.
Der Entwurf einer schnellen Differenzstrommessung für die schnellschaltenden Umrichter der BSpulenversorgung am ASDEX Upgrade wurde mit Erfolg beendet.
44
4 Anhang
Anhang A: LEM Wandler CD1000
45
Anhang B: EPCOS Ferritkern N87
46
Anhang C: Schaltplan der Reglerplatine am B-Spulenteststand
Abbildung 54: Schaltplan der Testplatine für leistungslose Versuche am Teststand der BSpulenversorgung
47
Erklärung
Hiermit erkläre ich, gemäß §35 Abs. 7 der Rahmenprüfungsordnung für Fachhochschulen in Bayern,
dass ich die Arbeit mit dem Titel
„Entwicklung einer schnellen Messvorrichtung zur Detektion von Fehlerströmen in einer
Umrichteranlage des Kernfusionexperimentes ASDEX Upgrade“
selbstständig verfasst, noch nicht anderweitig für Prüfungszwecke vorgelegt, keine anderen als die
angegebenen Quellen oder Hilfsmittel benutzt sowie wörtliche und sinngemäße Zitate als solche
gekennzeichnet habe.
____________________________
Ort, Datum
____________________________
Unterschrift
48
5 Quellenangabe
Literaturquellen:
[1]
„Gerthsen Physik“, Dieter Meschede, Springer Verlag, 23. Auflage, S. 883
[2]
www.ipp.mpg.de (Stand 17.08.2014)
[3]
IPP-Intranet der B-Spulenversorgung (Passwortgeschützt)
[4]
www.wikipedia.org/wiki/Paschen-Gesetz (Stand 17.08.2014)
[5]
„Power Inverter Design for ASDEX Upgrad Saddle Coils“, IPP-Paper, W. Suttrop
[6]
„Breitbandige und präzise Stromwandler“, Horst Bezold, Test in der Elektronik-Entwicklung
[7]
„Wechselstrommessung mit Mikrocontroller und Stromwandler mit Hallelement“, Peller,
2004
[8]
„Messtechnik“, Bechtloff, 2011
[9]
www.lem.com/images/stories/files/Products/P1_5_1_industry/ch24101.pdf, LEM Infopaper
[10]
„Analoge Schaltungstechniken der Elektronik“, Tenten, 2012
Weitere Literatur:
„Gerthsen Physik“, Dieter Meschede, Springer Verlag
„Plasmaphysik und Fusionsforschung“, Michael Kaufmann, Springer Spektrum, 2 Auflage
„Elektrotechnik für Ingenieure, Rainer Ose, 2014
„Energietechnik“, Richard Zahoransky, Springer Verlag, 6. Auflage
49