1.8 Unterscheidung EMV-Ferrit ↔ Induktivität 1.9 Funktionsweise

1.8 Unterscheidung EMV-Ferrit ↔ Induktivität
Über die Güte der Induktivität ist im Sprachgebrauch von Würth Elektronik eine klare
Trennung zwischen Induktivitäten und EMV-Ferriten definierbar:
EMV-Ferrite basieren auf Ni-Zn Werkstoffbasis. Im Frequenzbereich ab ca. 20 MHz
aufwärts ist das Kernmaterial auf kleine Güten (Q < 3) – also hohe Verluste getrimmt.
Diese entstehen im Kernmaterial und dienen zur Absorption von EMV-Störungen. Die
Induktivität dieser Bauteile ist bewusst niedrig gehalten.
EMV-Ferrite
Induktivitäten dagegen sollen hohe Güten aufweisen, also möglichst verlustfrei
arbeiten und Energie im Magnetfeld zwischenspeichern. Außerdem sind hier über
einen weiten Frequenzbereich stabile Induktivitätswerte gefordert.
Induktivität
Die hervorgehobene Unterscheidung findet sich auch in der Gestaltung des Kataloges
von Würth Elektronik wieder.
1.9 Funktionsweise eines Übertragers
Ein Übertrager ist aufgebaut aus mindestens zwei Wicklungen mit den jeweiligen
Windungszahlen NP primärseitig und NS sekundärseitig. Der Einfachheit halber betrachten wir einen idealen Übertrager mit einem Übersetzungsverhältnis 1 : 1.
Übertrager
Im ersten Schritt betrachten wir einen Übertrager mit offener Sekundärwicklung NS
(Abbildung 1.32). An Wicklung NP wird ein Spannungsstoß UP angelegt. Dieser erzeugt
wegen der Induktivität der Wicklung einen linear ansteigenden Stromfluss IP. Dieser
Stromfluss erzeugt ein magnetisches Feld H durch die Spule (Ampère’sches Gesetz).
Der magnetische Fluss Φ ist proportional zum Strom IP. Wicklung NS umschließt ebenfalls diesen magnetischen Fluss Φ. Durch die Änderung des magnetischen Flusses
wird in Wicklung NS eine Spannung US induziert (Faraday’sches Gesetz). Die Spannung
US stellt sich nach dem Verhältnis der Windungszahlen ein.
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I Grundlagen
Abb. 1.32: Prinzip eines Übertragers ohne Last. Zur Vernachlässigung von parasitären
Effekten ist dieser ideal bifilar gewickelt
(1.40)
Ein Stromfluss in Wicklung NS findet nicht statt, da die Wicklung offen ist.
Magnetisierungsstrom
44
Schließen wir nun Wicklung NS an einen Lastwiderstand RL an (Abbildung 1.33),
erzeugt die in NS induzierte Spannung US einen Stromfluss durch den Lastwiderstand
(Ohm’sches Gesetz). Der Primärstrom IP setzt sich nun aus dem übersetzten Sekundärstrom und dem bereits ohne Last vorhandenen linear ansteigenden Magnetisierungsstrom zusammen.
Abb. 1.33: Gleicher Übertrager nun mit Last
Der Magnetisierungsstrom wird also nicht auf die Sekundärseite übertragen. Er wird
benötigt, um das Magnetfeld zu erzeugen. Ziel beim Übertragerdesign muss es daher
sein, den Magnetisierungsstrom möglichst klein zu halten.
Hierzu hat man zwei Möglichkeiten:
•฀ Einführen eines hochpermeablen Kerns zur Erhöhung der Primärinduktivität. Dies
hat zur Folge, dass der Magnetisierungsstrom flacher ansteigt und somit kleiner ist
(Abbildung 1.34).
Abb. 1.34: Magnetisierungsstrom bei einem Übertrager mit bzw. ohne hochpermeablen
Kern
•฀ Man erzeugt kürzere Spannungsimpulse mit höherer Frequenz, da der Stromanstieg
am Ende des Spannungsimpulses aufhört und beim nächsten Impuls wieder an der
ursprünglichen Stelle beginnt (Abbildung 1.35).
45
I Grundlagen
Abb. 1.35: Magnetisierungsstrom bei einem Übertrager bei unterschiedlichen
Taktfrequenzen
Simulationsmodelle
2 Ersatzschaltbilder und Simulationsmodelle
Moderne Messgeräte, wie z.B. der Impedanz-Analysator HP4195A und ähnliche
Geräte, erlauben rechnergestützt einfache Ersatzschaltbilder zu finden und diese zu
optimieren.
Konstante Parameter für die Induktivität L, die Kapazität C und den Widerstand R sind
die Vorbedingung für eine Simulation von elektronischen Schaltungen. Ein falscher Ansatz bei der Festlegung eines Ersatzschaltbildes führt zu mangelhaften oder falschen
Simulationsergebnissen.
Dabei stellen Ersatzbildgrößen in keinem Fall juristisch einklagbare, genau einzuhaltende Eigenschaften dar, sondern zeigen dem Anwender die ungefähre Lage von
Toleranzschwerpunkten. Dass diese Daten bisher nicht verfügbar waren, hängt viel mit
Prüffeld- und Vertriebstraditionen zusammen, die zukünftig durch anwenderfreundliche
Anstrengungen ersetzt werden sollen.
Elektronische Bauelemente, Widerstände, Kondensatoren, Induktivitäten, Leitungen,
näherungsweise Ferritmaterialien und Isolierstoffe können durch Wechselstromgrößen hinreichend genau charakterisiert werden. Voraussetzung ist, dass sie ihre
Eigenschaften bei verschieden hohen Spannungen und Strömen nicht nennenswert
verändern oder im Kleinsignalbereich betrieben werden. Man spricht dann von linearen
Bauelementen im Gegensatz zu nichtlinearen Bauelementen wie Varistoren, Dioden,
Transistoren u.v.m.
Durch die räumliche Ausdehnung im Aufbau der Bauelemente ergeben sich z.B. von
jedem Punkt der Oberfläche eines Leiters zu einem anderen Punkt kleine Teilkapazitäten. Leitungsstücke erzeugen bei Stromdurchfluss Magnetfelder und besitzen wegen
der in diesen Magnetfeldern gespeicherten Energie eine Teilinduktivität.
46
Durch die endliche Leitfähigkeit von Kupfer, Silber, etc. oder die gezielt erzeugte
Leitfähigkeit der Schichtwiderstände, werden Teilwiderstände wirksam. Bei hohen
Frequenzen sind parallel laufende Leiter zudem als Stücke von Hochfrequenzleitern
anzusehen, die einen Wellenwiderstand, eine Signallaufzeit und evtl. eine Signaldämpfung besitzen.
II Bauelemente
3.2 Anforderungen an Daten- bzw. Signalübertrager
Übertrager werden auf Datenleitungen vor allem zur Isolation und Impedanzanpassung
eingesetzt. Das Signal sollte hierbei weitestgehend nicht beeinflusst werden. Aus
Kapitel I/1.9 wissen wir, dass der Magnetisierungsstrom nicht auf die Sekundärseite
übertragen wird. Daher sollte der Übertrager eine möglichst große Hauptinduktivität
haben.
Die Signalformen sind meistens Rechteckimpulse, d.h. sie haben eine große Anzahl an
harmonischen Oberschwingungen. Für den Übertrager bedeutet dies, dass er bis zu
hohen Frequenzen ein möglichst gleiches Übertragungsverhalten haben muss.
Betrachtet man das Trafo-Ersatzschaltbild (Kapitel I/2.3, S. 75 ff.), so erkennt man,
dass die Streuinduktivitäten zu einer zusätzlichen frequenzabhängigen Signaldämpfung
beitragen. Deshalb sollten die Streuinduktivitäten möglichst gering sein.
Signalübertrager
bifilar
Für Signalübertrager werden daher meist Ringkerne mit einer hohen Permeabilität
verwendet. Die Wicklungen werden zumindest bifilar, besser noch mit verdrillten
Drähten gewickelt. Da die zu übertragende Leistung eher klein ist, spielt der RDC keine
große Rolle.
In den Datenblättern von Signalübertragern werden meist nicht die direkten Parameter
wie Streuinduktivität, Koppelkapazität usw., sondern damit verknüpfte Größen wie
Einfügedämpfung (Insertion loss), Rückflussdämpfung (Return loss), usw. angegeben.
Nachfolgend werden die wichtigsten Größen definiert:
Einfügedämpfung
•฀ Einfügedämpfung (Insertion loss IL): Maß für die vom Übertrager verursachten
Verluste
(2.42)
Uo = Ausgangsspannung
Ui = Eingangsspannung
Rückflussdämpfung
•฀ Rückflussdämpfung (Return loss RL): Maß für die vom Übertrager aufgrund
mangelnder Impedanzanpassung zurückgespiegelte Energie
(2.43)
ZS = Quellimpedanz
ZL = Lastimpedanz
232
•฀ Common Mode Rejection: Maß für die Unterdrückung von Gleichtaktstörungen
•฀ Total Harmonic Distortion: Verhältnis der gesamten Energie der harmonischen Oberschwingungen und der Energie der Grundschwingung
•฀ Bandbreite: Frequenzbereich, in dem die Einfügedämpfung kleiner als 3 dB ist
Common Mode
Rejection
Total Harmonic
Distortion
Bandbreite
3.3 Auswirkungen der Eigenschaften eines Übertragers auf die
Reflexionsdämpfung
Reflexionsdämpfung
Reflexionsdämpfung
Die Reflexionsdämpfung ist der in Dezibel (dB) ausgedrückte Wert, der in einer Übertragungsleitung durch eine nicht angepasste Last reflektierten Leistung, im Vergleich
zur Stärke des ursprünglich zu übertragenden Signals, angibt. Das reflektierte Signal
stört die Signalübertragung, so dass es ab einer bestimmten Größe zu Übertragungsfehlern in Datenleitungen führen oder die Tonqualität der Stimmübertragung beeinträchtigen kann.
Zur Berechnung der Reflexionsdämpfung aus der charakteristischen komplexen
Leitungsimpedanz ZO und der tatsächlichen komplexen Last ZL dient die folgende
Gleichung:
(2.44)
Wenn wir diese Formel um Widerstands- und Blindwiderstandswerte erweitern, erhalten wir:
(2.45)
Da die Reflexionsdämpfung von der Leitungs- und Lastimpedanz abhängt, wird sie
von der jeweiligen charakteristischen Impedanz eines Transformators, einer Spule
oder Drossel beeinflusst. Bei einer einfachen Impedanzprüfung eines magnetischen
Bauteils wird deutlich, dass die Impedanz je nach Frequenz unterschiedlich hoch
ausfällt. Die Reflexionsdämpfung hängt also auch von der genutzten Frequenz ab. Auf
die Auswirkungen eines Transformators auf die Reflexionsdämpfung gehen wir später
ein. Schauen wir uns zunächst die Beziehung zwischen der Reflexionsdämpfung und
anderen häufig verwendeten Reflexionseigenschaften an.
Reflexionsfaktor
Dieser wird mit dem römischen Buchstaben G, häufiger jedoch mit dem entsprechenden griechischen Γ symbolisiert. Der komplexe Reflexionsfaktor Γ hat die Amplitude ρ
(Rho) und den Phasenwinkel Φ (Phi). Der Radius des Kreises um das Smith-Diagramm
ist ρ = 1.
Reflexionsfaktor
233
II Bauelemente
Der Reflexionsfaktor Gamma wird als Verhältnis des reflektierten zum ursprünglichen
Spannungssignal definiert. Dabei gilt die folgende Gleichung:
(2.46)
Gamma ist genauso wie die Impedanz eine komplexe Zahl, muss also entweder in
Polarform mit Rho und Phi oder in kartesischer Form ausgedrückt werden:
Γ = ρ∠Φ = Γr + jΓi
(2.47)
Die folgende Formel verdeutlicht die Reflexionsdämpfung in Abhängigkeit von Gamma:
RL = –20 Log10 |Γ|฀dB
Stehwellenverhältnis
(2.48)
Stehwellenverhältnis
Die von Fehlanpassungen der Impedanz verursachten Reflexionen einer Übertragungsleitung treten als Hüllkurve der kombinierten vor- und rücklaufenden Wellen in
Erscheinung. Das Stehwellenverhältnis (VSWR) ist das Verhältnis des Höchstwertes
dieser entstehenden Hülle EMAX zu ihrem kleinsten Wert EMIN.
Abb. 2.63: Stehwellenverhältnis
234
Die folgende Gleichung verdeutlicht das Stehwellenverhältnis als Funktion des Reflexionsfaktors:
(2.49)
Übertragungsverlust
Übertragungsverlust
Abschließend wollen wir noch kurz den Übertragungsverlust ansprechen. Dieser
entspricht dem Verhältnis der an die Last übertragenen Leistung zur Stärke des zugeführten Signals. In einem verlustfreien Netzwerk lässt sich der Übertragungsverlust
folgendermaßen in Abhängigkeit vom Reflexionsfaktor darstellen:
TL = –10 Log10 (1–|Γ|) dB
(2.50)
In Publikationen und Dokumenten zum Thema der Reflexion wird häufig auch die
Amplitude von Gamma (|Γ|) Rho (ρ) verwendet.
Verwandte Begriffe
Aus der Formel des komplexen Reflexionsfaktors wird deutlich, dass dieser umso
kleiner wird, je enger die Lastimpedanz ZL mit der charakteristischen Leitungsimpedanz ZO abgestimmt ist. Nimmt die Fehlanpassung zwischen den beiden Impedanzen
zu, steigt auch der Reflexionsfaktor, bis er schließlich seine maximale Amplitude von
Eins erreicht.
Die folgende Tabelle verdeutlicht die Beziehung zwischen den verschiedenen komplexen Reflexionsfaktoren und den entsprechenden Werten für das Stehwellenverhältnis,
die Reflexionsdämpfung und den Übertragungsverlust. Eine perfekte Anpassung führt
zu einem VSWR von 1 und einer unendlich großen Reflexionsdämpfung. Eine offene
oder kurzgeschlossene Verbindung erzeugt andererseits ein unendlich großes Stehwellenverhältnis und eine Reflexionsdämpfung von 0 dB.
235
Übertrager-Parameter
Kernmaterial
PC44, Luftspalt für ALG von 139nH/l2
Spulenkörper
Horizontal 10Pin, EE16
Wicklungsdetails
Schirmwicklung: 16Tsx2, ∅ AWG32
Primärwicklung: 100Ts, ∅ AWG33
Feedbackwicklung: 13Ts, ∅ AWG24
Sekundärwicklung: 14Ts, ∅ TIW24
Wicklungsanordnung
Schirm (Pin 1-NC), Primär (Pin 4-1),
Feedback (Pin 3-2), Sekundär (Pin 10-6)
Primärinduktivität
1,545 mH, ±10%
Resonanzfrequenz der
Primärinduktivität
500 kHz (min.)
Streuinduktivität
70 µH (max.)
Übertrager Parameter: AWG = American Wire Gauge; TIW = Triple Insulated Wire;
NC = No Connection
Tab. 3.20: Übertrager-Parameter
9.2.5 LinkSwitch-II-LED-Treiber Schaltung 350 mA, 12 V
Funktionsbeschreibung
Abbildung 3.271 zeigt das Schaltbild eines Universal Eingangsspannungs Netztteils
mit 12 V, 350 mA Ausgang zur LED Ansteuerung. Hier kommt der LNK605DG der
LinkSwitch-II Reihe zum Einsatz und steuert einen Transformator mit Mittelanzapfung
an. Die Schaltung arbeitet ohne galvanische Trennung und wird im AbwärtswandlerModus betrieben. Eine mittelangezapfte Abwärtswandlertopologie ist ideal für Wandler
mit einem hohen Tastverhältnis von Eingangsspannung zu Ausgangsspannung. Sie
bietet eine Strommultiplizierung am Ausgang, die es dieser Variante der Abwärtswandler Topologie möglich macht, für Anwendungen zu nutzen, bei denen Ausgangströme
größer als zweimal die Strombegrenzung des IC benötigt werden. Diese Topologie
führt zu sehr kleinen Schaltungen somit kleineren Induktivitäten und hat eine große
Effizienz (80% bei maximaler Last). Die EMI Befilterung ist hier recht einfach. Diese
Schaltung erfordert normalerweise eine Klemmschaltung auf der Primärseite. Doch auf
Grund des 700 V Mosfets integriert in U1, ist eine Klemmschaltung nicht notwendig.
IC U1 besteht aus einem Leistungsschalter (700 V MOSFET), einem Oszillator, einer
hoch integrierten Konstantspannung-(CV)/Konstantstrom-(CC) Kontrolleinheit sowie
Anlauf- und Sicherheitsfunktionen. Der MOSFET hat einen ausreichenden Spannungsbereich für Universaleingangspannungsanwendungen einschließlich Netzspannungsspitzen. Die Dioden D3, D4, D5 und D6 richten den Wechselstromeingang gleich und
werden mit L1 und den Kondensatoren C4 und C5 in PI (π) Filterschaltung gefiltert.
Diese Konfiguration ermöglicht es, die EMI Normen EN55015 Klasse B mit 10 dB
Bandbreite einzuhalten, ohne einen Y Kondensator zu verwenden. Der Sicherungswiderstand (nicht entflammbarer Widerstand) RF1 begrenzt den Einschaltstrom und
sorgt für die Absicherung der Schaltung im Kurzschluss- bzw. Fehlerfalle.
641
III Anwendungen
Abb. 3.271: Schaltbild eines 4,2 LED
642
Wenn der Schalter in U1 schließt, steigt der Strom an und fließt durch die Last und
die Induktivität. Kondensator C1 filtert den Laststrom. Diode D1 schaltet nicht durch, da
sie in Sperrrichtung betrieben wird. Der Strom steigt weiterhin an bis die Stromgrenze
von U1 erreicht ist. Sobald der Strom die Grenze erreicht, öffnet der Schalter. Wenn der
Schalter offen ist, induziert die in Induktivität T1 gespeicherte Energie einen Strom, der
in die Ausgangsseite fließt: (PIN8-Pin7). Der Strom in der Ausgangswicklung steigt um
den Faktor 4,6 (dem Übersetzungsverhältnis) und fließt von der Ausgangsseite der Induktivität durch die Freilaufdiode hin zur Last. Bei niedriger Streuinduktivität (zwischen
den Induktivitäten 4-1 und 8-7) kann auf ein Snubber Netzwerk zur Spannungsbegrenzung am Drain von U1 verzichtet werden.
Die LED’s werden mit einem Konstantstrom betrieben, daher betreibt man U1 im
Konstantstrom-Modus während des normalen Betriebs. Im CC Modus ist die Schaltfrequenz als Funktion der Ausgangsspannung abgestimmt (abgetastet über Wicklung
Pin 5 und 6), um den Laststrom konstant zu halten. Die Eigenschaft der Konstantspannung bietet inhärenten Überspannungsschutz am Ausgang im Fall einer Leitungsunterbrechung der LED’s oder einer Lastunterbrechung.
Abb. 3.272: Effizienz bei voller Last
Designhinweise
•฀ T1 hat ein Übersetzungsverhältnis von 4,6, um zu gewährleisten, dass diese Schaltung bei unterer Eingangspannung (85 VAC) im diskontinuierlichen Modus arbeitet
(DCM), D1 hat eine Durchsteuerzeit von mindestens 4,5 µs.
•฀ Die Feedback-Widerstände R1 und R2 sollten eine Toleranz von 1% haben
•฀ RF1 arbeitet als Sicherung: Er sollte so gewählt sein, dass die Einschaltstrom-Pulse
nicht zur Zerstörung führen
•฀ Vorlast Widerstand R4 hält die Ausgangsspannung im lastseitigen Fehlerfalle aufrecht
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III Anwendungen
Abb. 3.273: Funkstörspannungsmessung
Drossel-Parameter
Kernmaterial
PC44, Luftspalt für AL von 86,3 nH/l2
Spulenkörper
Horizontal 8Pin, EE10
Wicklungsdetails
Hauptinduktivität: 97Ts, ∅ AWG34
Biaswicklung: 27Ts, ∅ AWG33
Feedbackwicklung: 27Ts, ∅ AWG24
Wicklungsanordnung
Hauptinduktivität (Pin 4-1), Biaswicklung (Pin 4-1)
Feedback (Pin 6-5),
Primärinduktivität
1,32 mH, ±10%
Resonanzfrequenz der
Primärinduktivität
1,1 MHz (min.)
Streuinduktivität
–
Übertrager Parameter: AWG = American Wire Gauge; TIW = Triple Insulated Wire
Tab. 3.21: Drossel-Parameter
9.2.6 25 W Quasi-Resonanz-Netzteil
Dieser Abschnitt beschreibt eine Lösung für ein Schaltnetzteil mit einer Ausgangsleistung von 25 W. Als Steuerbaustein wird der Green Mode FPS™ FSQ0365RL von
Fairchild verwendet. Der Eingangsspannungsbereich liegt zwischen 160–265 VRMS mit
einer DC Ausgangsspannung von 12 V/2,1 A.
Als Topologie verwendet das Netzteil einen Quasi-Resonanz-Wandler.
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