Gegentakt-Endstufe mit PL509 / PL519

Gegentakt-Endstufe mit PL509 / PL519
Die QRP Freunde mögen mir den Ausrutscher ins QRO Lager verzeihen. Eine nicht
unerhebliche Anzahl von Zeilenendröhren in der Bastelkiste und die momentan miesen
Bedingungen des 80 m Bandes haben diesmal mein Interesse geweckt. Die PL509 / PL519 sind
zwar keine echten Senderöhren, aber diverse Artikel und Bauprojekte im Internet belegen, dass
man damit durchaus eine zufriendstellend funktionierende KW-Endstufe (Linear RF Amplifier)
für wenig Geld bauen kann.
1. Einleitung
Nach vielem Hin und Her bezüglich der Konfiguration, Leistung, Betriebsart, Anzahl Röhren
usw. habe ich mich für die nachstehenden Leistungsmerkmale entschieden.
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Gegentaktbetrieb mit PL509/PL519
Ausschließlich intermittierender Betrieb SSB
Input < 8 W, bedingt durch den TRX
300 ... 600 W PEP Output
1,8 ..... 10 MHz
passive Grid
Ua direkt vom 230 V - Netz durch Vervielfachung (kein Trafo)
Schaltnetzteil für Uf, Ug1 und Ug2
Minimales Volumen, Gewicht und Kosten
1.1 Sicherheitshinweise
Die nachfolgende Schaltung arbeitet am 230 VAC Wechselstromnetz. Aufgrund der
Gleichrichtung liegt an einigen Komponenten eine Gleichspannung von mehr als 960 VDC an.
Arbeiten an der Schaltung sind nur im spannungslosen Zustand auszuführen. Beachten Sie, dass
die Ladekondensatoren auch nach dem Abschalten der Netzspannung noch für einige Minuten
hohe Spannungen führen.
Der Verzicht auf eine galvanische Trennung der Anodenspannung durch einen Trafo bringt
prinzipbedingt ein nicht zu unterschätzendes Gefahrenpotenzial mit sich. Einige Schaltungen
setzen voraus, dass der Netzstecker "richtig" herum in der Steckdose steckt damit das Chassis Nund nicht P-Potenzial führt. Beliebt sind auch spannungsfeste Trennkondensatoren am Ein/Ausgang und Drehkos/Bandwahlschalter mit isolierten Achsen zum Zweck der galvanischen
Trennung.
Besonders wichtig ist in jedem Fall eine gute Isolation der inneren, stromführenden Bauteile
gegenüber dem Chassis, eine gute Befestigung aller Bauteile und eine ordnungsgemäße
Schutzerdung des Chassis. Auf die letzten drei Punkte möchte auch ich nicht verzichten, aber
mein Leben von der Qualität eines Trennkondensators oder der Polung des Netzsteckers
abhängig zu machen, wollte ich nun doch nicht. Die folgende Schaltung zeigt ein etwas anderes
Konzept.
1.2 Aktuelle Stand
In der Erprobungs- und Optimierungsphase befindet sich derzeit ein Zweiröhren-Verstärker 2R
in der Variante D. Die Audioqualität (Modulation) wurden bei ihm, im Gegensatz zum
Vierröhren-Verstärker 4R, durchgängig als "gut" bezeichnet. Bei der 4R-Variante vermute ich
Gleichlaufprobleme, da ich nicht über vier Röhren mit identischen Kennlinen (Ruhestrom,
Steilheit) verfüge.
Historie des 2R-Verstärkers
Variante Schaltungskonzept
A
B
C
D
Beurteilung
Schlechte Linearität aufgrund
Fester Arbeitspunkt:
starker
Ug1 = -45 V, Ia = 30
Übergangsverzerrungen. IamA), Ug2 fest auf 200V ruhe > 30 mA ist aufgrund von
Pa_max=35 W nicht möglich
Verbesserte Linearität (IMD3
Variabler Arbeitspunkt:
= 24 dB) jedoch verbunden
Ug1 = -45 V +/- Uh
mit 20% weniger Leistung.
G2DAF Konzept: ohne - Bislang beste Linearität
Ug1; Ug2 als Funktion
(IMD3 > 30 dB) bei hoher
von Uh
Ausgangsleistung
Verzicht auf das SMPS.
Uf mit 50 Hz Trafo.
wie C
Ux/Ug2 von Ua
abgeleitet.
Uh = Hüllkurvenspannung
Kapitel 2 beschreibt ausschließlich den 2R-Verstärker in der Variante D. Der beschreibende Text
und die zuvor veröffendlichten Schaltpläne der Varianten A bis C wurde entfernt. Die Kapitel
wurden entsprechend den Belangen der Variante D abgeändert.
2. Zweiröhren-Verstärker
Meine Überlegungen gingen in Richtung einer sicheren, hochwertigen galvanischen Trennung
am Ein-/Ausgang des Verstärkers, in der Spannungserzeugung und der Send/Empfangsumschaltung.
2.1 Schaltung
Die geringe Steuerleistung des Transceivers von < 8 Watt über einen kleinen Ringkern an das
Steuergitter der Röhren zu bringen war kein großes Problem. Etwas schwieriger gestaltete sich
da schon die galvanisch getrennte Auskopplung der HF-Leistung an den Anoden. Auf der Suche
nach einem geeigneten, leistungsstarken Ringkern stieß ich auf eine Internetseite, in der Baluns
beschrieben wurden. Von dort aus ging es zum DARC Shop und dann direkt zum Objekt meiner
Begierde. Es war ein großer Ringkern mit der Bezeichnung RK1. Sekundär- und Primärwicklung
wurden gegenüberliegend, mit viel seitlichen Abstand zueinander, aufgebracht. An den anderen
kritischen Stellen übernehmen Relais und ein kleiner Ferritringkern die galvanische Trennung
zum 230 V - Netz.
Die Strichpunkt-Linie umschließt den heisse Bereich der Verstärkerstufe, der P- oder NPotenzial der Netzspannung führt. Diese Kennzeichnung ist auch bei den anderen Plänen zu
beachten. Alle Platinen sind mit Abstand und isoliert zu Chassis zu montieren. Bei sorgfältigem,
fachgerechtem Aufbau dürfte, abgesehen von Sabotage, selbst im Fehlerfall oder einer
Überlastung keine galvanische Verbindung zum Chassis PE entstehen.
Abb. 1: Verstärkerstufe mit 2x PL509/519
L4, C10 und der Bandwahlschalter sind noch nicht installiert. Der im Foto abgebildete Prototyp
(80 m Band) ermöglicht daher z.Z. noch keinen Bandwechsel.
Bauteil Wert
C1,2
1 nF, 100 V
C5
1 nF, 400 V
C3,4
47 nF, 100 V
C6,7,8
C9
0,1 µF, 1 kV
2x 500 pF, 1 kV, Drehkondensator
C10
C11
D1,2
D3
D4
D5
R1,2
R3
R4
R5,6
R8,9
K1
K2
L1,2
L3
L4
T1
T2
T3
V3,4
F1,2
LD1
LD2
1000 pF, 1000 V
3x 500 pF, 250 V, Drehkondensator
(im Foto 2x 365 pF plus
Festkondensator 1 nF)
1N4148
2...5x 1N4001 in Reihe (typ. 3),
Ia_ruhe = 30 mA
siehe D3
1N4001
200 Ohm, induktionsarm, 5x 1 kOhm
parallel, 2 W
1,2 kOhm, 2 W
10 kOhm, 2 W
10 Ohm, 2 W
2,2 kOhm, 1/4 W
12 V Relais, Rs = 360 Ohm, 2
Wechsler, 250 V, 0,5 A
12 V Relais, Rs = 360 Ohm, 1
Wechsler, 250 V, 5 A
UHF-Drossel, 3 Wdg. Cu-Draht
auf R = 47 Ohm, 2 W
T200-2, 22 Wdg. für das 30, 40, 80 m
Band
Prototyp z.Z. noch ohne L4 (160 m)
T50-43, 4 Wdg. prim, 8 Wdg. sek.,
Wicklungen mit >3 mm seitlichem
Abstand
20 Wdg, bifilar auf Ferritstab
D = 10 mm, L = 50 mm
RK1 Ferrit-Ringkern (siehe DARC
Shop)
22 Wdg. prim, 16 Wdg. sek.
Wicklungen mit >10 mm seitlichem
Abstand
PL509/519, Pentode, TVZeilenendröhre
12 V PC-Netzteil-Lüfter
LED, 3 mm, rot (ON AIR)
LED, 3 mm, gelb (STBY)
Die Endstufe darf im Sendebetrieb nie ohne Kühlung betrieben werden, da sonst die
Röhrenglaskolben schmelzen. Für die Kühlung sorgen zwei 12 V Lüfter die die Röhren
anblasen. Die Lüfter erhalten nur ca. 9 V und laufen dadurch sehr leise und stören somit nicht
beim Empfang. Damit man beim Betrieb der Endstufe nicht vergisst die Lüfter einzuschalten,
bekommen die Lüfter ihre Versorgungsspannung direkt vom Transceiver. Letzteres erspart die
Bereitstellung einer 12 V Hilfsspannung durch die Endstufe. Wenn der LINEAR Schalter in
Stellung QRP steht bleibt die PA in Bereitschaft STBY; die 8 W Steuerleistung werden direkt
zur Antenne durchgereicht.
2.2 Eingangsschaltung
Bei 8 Watt Steuerleistung und Verzicht auf eine Treiberstufe bietet sich nur die passiv Grid
Konfiguration an. Letztere benötigt aufgrund der Niederohmigkeit am Steuergitter keinen
Neutralisation. Die aktuell zur Anwendung gekommene Schaltung von G2DAF benötigt nur eine
geringe Steuerleistung von P_inp < 8 W. Da der größte Teil der Steuerleistung in R1 und R2
"verbraten" wird, sieht der Transceiver im wesentlichen eine ohmsche Last und nur wenig von
der Eingangsimpedanz der Röhre. Die Gitter-1-Steuerleistung für eine PL509/519 beträgt nur ca.
1 W. Im Unterschied zu den Varianten A und B, die mit einer negativen Gittervorspannung
arbeiteten, fließt hier ein prinzipbedingter Gitterstrom. Die positive Halbwelle steuert die Röhren
durch und die negative dient zur Erzeugung des der Hüllkurve für die Ug2-Steuerstufe. Im
Bereich von 1,8 bis 10,2 MHz zeigt die Schaltung ein eingangsseitiges SWR von unter 1,5.
Berechnung von R1,2 für P_inp = 6 W
Ug1_eff = 0,707 * 50 V = 35 V
R1,2 = Ug1_eff ^ 2 / Pin = 35 V ^ 2 / 6 W = 1225 / 6 = 204 Ohm
Die G2DAF Schaltung geht von Steuerleistungen im Bereich von 25...50 W aus, weil daraus die
Schirmgitterspannung Ug2 generiert wird. Da mein TRX diese Leistung nicht breitstellen kann,
wurde die nachstehende Steuerstufe entworfen. Sie benötigt nur das Hüllkurvensignal als
Steuersignal Ust und eine 320 V Hilfsspannung Ux. Ohne negative Steuerspannung am Eingang
beträgt Ug2 nur ca. +4 V.
Abb.2: Ug2-Steuerstufe
Bauteil
R1
R2
R3
Wert
39 kOhm, 1/4 W
330 Ohm, 1/4 W
100 kOhm, 2 W
R4
R5
P1
D1
Q1
Q2
220 kOhm, 2 W
82 Ohm, 2 W
Trimmer, 10 kOhm, linear, 1/4 W
5,6 V Z-Diode 1/2 W
BF271, BF871 o.ä. , NPN HochvoltTransistor, Uce_max = 300 V,
Ic_max = 0,1 A, hfe > 50
MosFet IRF830 mit Kühlkörper (ca.
6 cm2)
2.3 Gegentaktendstufe
Die Dioden D3,4 dienen zur Einstellung des Ruhestroms. In Stand-by sind die Röhren gesperrt,
da zusätzlich zur Flußspannung der Dioden noch die Spannung über R4 wirksam ist. Die anderen
Bauteile, wie z.B die Drosseln an den Anoden oder die 10 Ohm Widerstände an Gitter 1, sind
alte Bekannte. Alles in allem eine fast klassische Gegentaktstufe mit 2 Röhren.
Das Schöne an einer Gegentaktendstufe ist, dass an den Anoden prinzipbedingt schon ein fast
sinusförmiges Signal ansteht und der nachgeschaltete Collinsfilter nur wenig Oberwellenleistung
(Unterdrückung der geradzahligen Oberwellen) zu vernichten hat. Seine Güte kann daher, wenn
gewünscht, auf einen geringeren Wert als 11 reduziert werden.
2.4 Ausgangangstrafo und Collinsfilter
Durch den Einsatz eines HF-Breitbandtrafos T3 am Ausgang der Verstärkerstufe anstelle eines
Schwingkreises gibt es zwischen den Anoden auch keine Drehkondensatoren, Festkondensatoren
oder Spulen mit Anzapfungen für die Bandwahl bzw. Abstimmung. T3 ermöglichte die
Verlagerung der Bauteile des Oberwellenfilters auf die Sekundärseite. Die Bauteile liegen somit
einseitig an Schutzleiter-Potenzial PE. Eine Isolierung der Drehkondensator- und
Bandwahlschalterachse ist somit nicht notwendig.
Ein weiterer Vorteil von T3 ist die Möglicheit der Spannungsreduzierung und weitgehend freie
Wahl der Impedanz über das Windungsverhältnis. Dadurch konnte ich z.B. einen vorhandenen
Drehkondensator C9 mit nur 1 KV Spannungsfestigkeit verwenden. Im Fall einer
Umdimensionierung ist von einem Ausgangswiderstand Ra der Verstärkerstufe von ca. 2 kOhm
auszugehen. Ich transformiere z.B. von 2 kOhm auf 1 kOhm herunter und gehe dann mit diesem
Wert in die Berechnung des Collinsfilters. Die Berechnung des Filters der 2R-Schaltung basiert
auf Rin = 1 kOhm, Rout = 50 Ohm, Q = 11, Ca = 400 pF, Cb = 1,6 nF und L = 5,8 uH. Mit T3
ist eben alles etwas einfacherer.
3. Spannungsversorgung
3.1 Anoden-, Heiz- und Hilfsspannung
Ein geringes Volumen und Gewicht erreicht man nur, wenn man auf den schweren Anodentrafo
verzichtet. Aus diesem Grund erzeuge ich die Anodenspannung - ohne galvanische Trennung direkt aus dem Netz. Das gleich gilt für die Hilfsspannung Ux der Transistor-Steuerstufe.
lediglich die 40 VAC Heizspannung Uf kommt von einen kleinen 25 VA Trafo. Das zuvor für
Uf und Ug2 entwickelt Schaltnetzteil ist somit nur noch optional und ein eventueller Nachbau
gestaltet sich damit wesentlich einfacher. Nachstehend zwei Schaltungen zur Erzeugung der
Anodenspannung:
Abb.3: 630 V Anodenspannung
Abb.4: 960 V Anodenspannung
D3,4 mit C7,8 bilden eine auf Masse bezogenen Verdopplerschaltung (Villard). Die Masse ist
dabei der Knotenpunkt zwischen C5 und C6, also die halbe Spannung einer symetrischen
Verdopplerschaltung (Delon) bestehend aus D1,2 und C5,6. Die Kombination der beiden
Schaltungen bewirkt eine Verdreifachung der Netzspannung. Wer möchte kann die
Verdreifacherschaltung mit 680 uF HV-Elkos aufbauen und dann den Verstärker wahlweise mit
630 V oder 960 V betreiben. Die Überwachungsschaltung ist dann entsprechend anzupassen.
Wenn Uf eine Gleichspannung sein sollte, kann man auf D5 verzichten.
Bauteil
C1,4
C2,3
C5,6,7,8
D1,2,3,4
Wert
0,22 µF, 400V
47 nF, 400 V
330 µF, 400 V, HV-Elko
Si-Gleichrichterdiode, universal
D5
R1
R2,3,4
R5
L1
LD1
NTC
Si1
Si2,3
Si4
Tr
Ur = 1000 V, If = 3 A
1N4148
1 kOhm, 5 W, Draht-Keramik
220 kOhm, 2 W
8,2 kOhm, 1/4 W
Netzdrossel, 230 VDC, 5 A
LED, 3 mm, grün (PWR)
Heissleiter 5 Ohm
Sicherung, 2 x 20, 5 A träge
Sicherung, 2 x 20, 2 A träge
Sicherung, 2 x 20, 0,5 A träge
230 VAC prim, 40 VAC sek, 25
VA
Hinweis: Da Trafos mit 25 VA und 40 VAC sek. kein Standardtypen sind, kann man alternativ
einen mit 2 x 15 V bzw 2 x 16 V nehmen und einen Brückengleichrichter plus 2200 uF Ladeelko
dazu schalten. Es steht dann eine Gleichspannung von ca. 42 V zur Verfügung.
3.2 Betriebsüberwachung
Wenn die Spannungen Ua und Ux vorhanden sind und einer Wartezeit von ca. 2 Minuten
(Heizung) abgelaufen ist, schaltet K3 die PA in den aktiven Betriebszustand. Der Kontakt K3_1
überbrückt den Anlaufwiderstand und ermöglicht damit erst eine Leistungsabgabe des
Verstärkers. Zeitgleich gibt der in Reihe mit dem PTT-Kontakt liegende Kontakt K3_2 die
Ansteuerung der PA durch den Tranceiver frei.
Abb.5: Überwachung und Anzeige
Am Anzeigeinstrument kann man die Anodenspannung Ua und den Anodenstrom Ia ablesen.
Zur Anzeige weiterer Werte wie z.B. das SWR (Vor-/Rücklauf, optional) kann man anstelle des
Umschalters einen N-poligen Drehschalter mit 2 Ebenen verwenden. Bei Drehschaltern ist
darauf zu achten, dass der Schleifer beim Umschalten keine benachbarten Kontakte verbindet.
Alle Schalter müssen zudem eine ausreichende Spannungsfestigkeit aufweisen. Die Spannung an
P2 und R6 ist weit unterhalb der 15 V Zener-Spannung von D3. Die Z-Diode hat nur
Schutzfunktion für das Gate von Q1
Bauteil
C1
R1
Wert
100 uF, 25V
0,5 Ohm, 2 W
R2
10 kOhm, 2 W
2x 330 kOhm, 2 W,
in Reihe
3x 330 kOhm, 2 W,
Ua = 960 V
in Reihe
820 kOhm, 1/4 W
10 kOhm, 1/4 W
Trimmer, 5 kOhm, linear, 1/4 W
Trimmer, 100 Ohm, linear, 1/4 W
1N4148
Z-Diode, 15 V, 1/4 W
MosFet IRF830
230 V Relais, 2 Wechsler
250 V, 5 A, Rs = 30 kOhm
Umschalter mit 2 Wechslern oder
Stufe-Drehschalter
Drehspul-Instrument 100 uA
Ua = 630 V
R3
R5
R6
P1
P2
D2
D3
Q1
K3
S1
I
4. Mechanik
Ein gut durchdachter und ausgeführter Aufbau ist die Voraussetzung für den sicheren Betrieb der
Endstufe. Die Bereiche mit P/N-Potenzial sind von denen mit PE-Potenzial durch entsprechen
Abstand zu trennen. Wo das nicht möglich ist, müssen hochwertige Isoliermaterialien verwendet
werden.
4.1 Neues Design
Das neue Design wird passend zur Kenwood Line ausgeführt (geplant). Ähnlichkeiten mit der
bekannten TL922 von Kenwood sind nicht rein zufällig, sondern gewollt. Mir gefiel die
übersichtliche Anordnung der Bedien- und Anzeigeelemente auf der Front.
Abb.6: Frontansicht
Nach Anfertigung des Chassis und der Trennwand aus 2 mm Aluminiumblech erfolgte die
Anbringung aller Ausschnitte und Bohrungen. Im Nachhinein muss ich zugeben, dass die
Abmessungen (H = 93, B = 200, T = 235) sehr knapp gewählt sind und mehrere Versuche
notwendig waren die Bauteile unter Berücksichtigung ihrer Größe, Funktion,
Betriebstemperatur, Luft-/Kriechstrecken usw. optimal anzuordnen. Die nachstehende Skizze
zeigt das Ergebnis des Puzzels.
Abb.7: Anordnung der wesentlichen Komponenten
Der Platz hinter dem Anzeigeinstrument ist für einen kleinen 25 VA Ringkerntrafo oder ein
Schaltnetzteil reserviert. Er bzw. es liefert die Heizspannung für die beiden Röhren. Unterhalb
der Drehkos gibt es einen Freiraum mit einer Höhe von ca. 35 mm. Dort sollen später die 160 m
Induktivität L4 des Collinsfilters, der Bandwahlschalter und der Schalter für das
Anzeigeinstrument untergebracht werden. Das Problem wird wahrscheinlich die Beschaffung
eines Keramik-Miniatur-Bandwahlschalters mit den entsprechenden elektrischen Daten sein. Die
80 x 80 x 25 Lüfter waren zu groß für diesen Aufbau und wurden durch zwei 70 x 70 x 15 Typen
ersetzt (nicht montiert). Die neuen Lüfter arbeiten jedoch nicht mit 6 V, so dass aus der
ursprünglichen Serienschaltung eine Parallelschaltung mit Vorwiderstand wurde.
Der Ferritstab zwischen den Röhren ist der HF-Trafo T2. Die Platine unterhalb den
Röhrensockeln trägt T1, die Bauteile der Eingangsschaltung und die Ug2-Steuerstufe. In der
Seitenansicht ist unschwer die Platine zur Erzeugung der Anodenspannung zu erkennen. Direkt
neben den PL-Buchsen, befindet sich die kleine Platine mit den beiden Relais K1 und K2.
Zur Erhöhung der Sicherheit wurde die Kammer mit den Platinen zur Spannungsversorgung
komplett mit Isoliermaterial ausgelegt. Eine weiteres Stück Isoliermaterial befindet sich
unterhalb der Eingangsschaltung.
4.2 Fotogalerie
4.3 Platinen
5. Messungen
Messungen an den P/N-Potenzial führenden Schaltungsteilen in Betrieb, sind zu unterlassen. Sie
können im schlimmsten Fall TÖDLICH enden. Man sollte sich keinesfalls auf die Funktion des
Fehlerstromschalters FI verlassen. Meßgeräte-Gehäuse (Oszilloskop etc.) sind üblicherweise mit
dem Schutzleiter PE verbunden.
Bitte die 1- bzw. 2-Ton Tests/Messung nur wenige Sekunden < 10s ausführen und danach eine
Pause von > 1 Min einlegen. Bei Sprache, die PTT nach dem Sprechen wieder loslassen um eine
unnötige Erwärmung der Röhren durch den Ruhestrom zu vermeiden.
5.1 Abgleich
Zum Abgleich der Steuerstufe gibt man mit dem RF-Gain Poti des TRX eine Eingangsleistung
Pin von ca. 6 W vor. Danach P1 so einstellen, dass das Oszilloskop die beste Kurvenform eines
Zweitonsignals bei 365/530 W (je nach Ua) Output darstellt. Abgeflachte Spitzen der Hüllkurve
zeigen eine Übersteuerung an. Die Ursache ist eine eventuell doch zu hohe Eingangsleistung Pin,
eine zu hohe Ug2 Spannung oder beides. Ein wechselseitiger Abgleich mit RF-Gain und P1
bringt Abhilfe. Messungen an einer 50 Ohm Dummy Load ergeben, je nach Anodenspannung
eine Spitzenspannung von ca. 190/230 Vs bei der maximalen Ausgangsleistung von 365/530 W.
Die Stellung des RF Gain Potis sollte man sich unbedingt merken und bei einer Aussendung
immer so vorgeben.
5.2 Ausgangsleistung
Je nach Anodenspannung Ua habe ich an der 50 Ohm Dummy Load die in der Tabelle gelisteten
Leistungswerte gemessen. Die Leistung in Sprachspitzen ist um 15..20 % höher als die eines 2Ton Signals. Der Grund dafür ist, dass bei Sprache SSB für die Röhren die maximal mögliche
Anodenspannung Ua_max verfügbar ist. Bei einer, wenn auch nur kurzen Ansteuerung mit
einem kontinuierlichen Signal, ist das nicht der Fall. PL519 haben einen etwas höheren
Anodenspitzenstrom als PL509 und bringen daher auch etwas mehr Ausgangsleistung.
Ansteuerung
1 Ton
2 Ton
Sprache
1 Ton
2 Ton
Sprache
1 Ton
2 Ton
Sprache
Typ,
Ua Ausgangsleistung
Hersteller [V] Pout [W]
325 W
180 Vs
365 W
PL509
630
190 Vs
PEP
Siemens
V
440 W
210 Vs
PEP
485 W
220 Vs
530 W
PL509
960
230 Vs
PEP
Siemens
V
625 W
250 Vs
PEP
400 W
200 Vs
440 W
PL519
630
210 Vs
PEP
Valvo
V
530 W
230 Vs
PEP
Da mir 440/530 W PEP bei SSB vollkommen ausreichen, betreibe ich die Endstufe momentan
mit 630 V Anodenspannung. Die Leistungsreduzierung kommt den Röhren, den Nachbarn und
der Stromrechnung zugute. Die Röhren werden in den Spitzen "nur" um den Faktor 3,14
überlastet. Bei einer maximal zulässigen Anodenverlustleistung von 35 W einer PL519 und
einem Wirkungsgrad von 66 % macht diese Röhre maximal 70 W Dauerleistung als Output. Die
Gegenstation wir den Unterschied zwischen 625 W und 440/530 W wohl kaum bemerken.
5.3 Signalqualität
Der Zweitontest der 2R Variante C zeigt eine optisch gutes Zweitonsignal bei maximaler
Ausgangsleistung. Anhand dieses Tests eine quantitative Aussage über die Linearität abzugeben
ist nicht möglich; dazu bedarf es eines Spektrumanalysers. Es blieb mir somit zuerst nur die
Beurteilung der QSO-Partner; die allesamt eine gute Modulation bestätigten.
Abb.8: Ausgangssignal bei 530 W PEP (230 Vs) und Ua_nom = 960 V
Aktuelle Messungen mit einem Analyser ergaben einen Intermodulationsabstand IMD3 von
mehr als 30 dB (bezogen auf PEP gemäß EIA Standard).
6. Annex
Die in diesem Kapitel beschriebenen Schaltungen und Konstruktionen waren aus heutiger Sicht
lediglich nur Zwischenstufen auf dem Weg zur finalen Endstufe, falls es einen gibt (;-).
6.1 Daten der PL519 und des Verstärkers
Das Datenblatt listet die Grenzwerte der PL519. In dem Verstärker wird der maximal mögliche
Kathodenstrom von Ik_max = 1,5 A ausgenutzt. Die damit theoretisch erreichbare
Ausgangsleistung von zwei Röhren (2 x) berechnet sich unter Einhaltung der Bedingung
(Ia_max + Ig2_max < 1,5 A) zu:
P_in = 2 x (Ia_max * 0,707 * Ua_max)
P_in = 2 x (Ik_max - Ig2_max) * 0,707 * (Ua_dc - Ua_rest)
P_in = 2 x (1,5 A - 0,25 A) * 0,707 * (600 V - 60 V) = 954 W
P_out = P_in * 0,6 = 572 W
Ua_dc = 600 V, unter Last gemessen
Ua_rest = 60 V, Anodenrestspannung
Ig2_max = 0,25 A, gemäß Kennlinie bei Ug2 = 190 V, Ua = 60 V, Ua = 1,25 A
n = 60 % Wirkungsgrad
Der Ausgangswiderstand einer Röhre (0,5 x) beträgt:
R_out = Ua_max ^ 2 / (0,5 x P_out)
R_out = 540 V ^ 2 / (0,5 x 572 W)
R_out = 1019 Ohm
In einer Gegentaktschaltung liegen die Ausgangswiderstände der einzelen Röhren in Reihe und
bei einen Parallelschaltung parallel. Für die von mir gewählte Konfiguration gilt also:
Ra = 2 x R_out = 2 x 1019 Ohm = 2038 Ohm
Ich gehe davon aus, dass die Berechnung stimmt, da die Daten mit den gemessenen Daten recht
gut übereinstimmen. Die effektive Ausgangsleistung ergibt sich nach Abzug der Verluste in RK1
und im Collinsfilter. Bei max. 10% Abzug würde man dann 515 W Output erhalten. Falls sich in
die o.g. Berechnungen doch eine Gedankenfehler eingeschlichen haben sollte, bitte ich um
Berichtigung.
Abb.A1: Auszug aus dem Datenblatt
6.2 Schaltnetzteil
Zur Erzeugung der Heizspannung Uf, Schirmgitterspannung Ug2 und -Ug1 hatte ich
ursprünglich ein unstabilisiertes Schaltnetzteil SMPS entworfen. Es ist mehr ein Zerhacker als
ein Netzteil, aber mit der Bezeichnung "Netzteil" muß ja nicht zwingend eine
Spannungsstabilisierung verbunden sein. Das SMPS ist ein Resonanzwandler bei dem L1, die
Streuinduktivität von N1 und C5//C6 einen Reihenschwingkreis bilden. Die durch die passiven
Bauteile und Last bestimmte Resonanzfrequenz ist ca. 50 kHz. Mit P1 ist auch genau diese
Frequenz vorzugeben. Eine Sychronisierung erfolgt mit Hilfe der Steuerspannung an D2/3.
Aufgrund des hohen Wirkungsgrades und damit geringen Verluste benötigen Q1,2 keinen
Kühlkörper. Trotz der prinzipbedingten, geringen HF-Emmission ist eine gute Abschirmung zu
empfehlen. Eine Platine von 5 x 5 cm nimmt alle Bauteile der Schaltung auf.
Ab Verstärker-Variante D wird Ug2(Ux) am Ladeelko C2 in der Anodenspannungserzeugung
abgenommen. Durch Anwendung des G0DAF Schaltungskonzepts entfiel -Ug1. Da auch nur
noch 2 Röhren im Einsatz sind und die PL's auch mit Wechselspannung geheizt werden können,
reicht dazu ein kleiner 25 VA Trafo mit 40 VAC / 0,6A. Der optionale Einsatz des SMPS würde
somit lediglich das Gewicht des Verstärkers um ca. 0,4 kg reduzieren, mehr nicht.
Abb.A2 : Schaltnetzteil für +Uh, +Ug2 und -Ug1
Wer möchte kann die Ug1 auf -40 V und Uf auf 6,3/12,6 V reduzieren. Es sind dann alle
Spannungen vorhanden, die man benötigt um mit dem SMPS z.B. einen kleinen 2x 12 W AudioRöhrenverstärker (EL84) zu versorgen.
Bauteil
B
C1
Wert
Brückengleichrichter, 230 VAC,
1A
330 µF, 400 V, HV-Elko
C2
C3
C4
C5,6
1 nF, 60 V
10 µF, 25 V, Elko
0,1 uF, 60 V
0,1 uF, 400 V
C7,8
0,22 uF, 100 V
C9
C10,11
C12
D1,2,3,4,5,8,9
D6,7
1 uF, 60 V
0,1 uF, 160 V
1 nF, 400 V
UF4006
BYV150
IR2153(S), Self-oscillating halfbridge driver
Trimmer, 10 kOhm linear
IRF730, MOSFET
4,7 kOhm, 1/4 W
82 kOhm, 2 W
22 Ohm, 1/4 W
47 Ohm, 2 W
Sicherung 2x20, 1A träge
T68-26, weiss/gelb, 40 uH
30 Wdg. 1 mm Cu-Draht
Ferrit-Trafo aus einem PCNetzteil
2x E-Kern je 15 x 34 x 12
(H,B,T), ohne Luftspalt
vom Kern nach aussen (a=> f)
gesehen
a. N1a, 19 Wdg. prim.
b. Cu-Folie, Schirmung
c. N2/3, 2x 11 Wdg. sek. bifilar
20 Wdg. sek. für
Ug2 = 160 V
d. N4
25 Wdg. sek. für
Ug2 = 200 V
e. Cu-Folie, Schirmung
f. N1b, 19 Wdg. prim.
IC1
P1
Q1,2
R1
R2
R3,4
R5
Si1
L1
N
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