Belegarbeit Schaltungsentwurf und -Simulation Erarbeitet von Isabel

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Belegarbeit
Schaltungsentwurf und -Simulation
Erarbeitet von
Isabel Herr – 18243
Daniel Mothes – 19245
Falk Leithold – 19243
Martin Linnert – 19244
Studiengang
Informationstechnik – 032222
Inhalt
P01 – Regelnetzteil für negative Ausgangsspannung ................ 3
P02 – Passive Dreieck-Sinusformer ............................................. 7
P03 – Spannungslinearisierung.................................................. 11
P04 – Phase Locked Loop (PLL) ................................................. 14
P05 – Frequenzmodulation ......................................................... 18
P06 – Spannungsvervielfacher ohne Transformator ................ 22
P07 – Temperaturauswertung ..................................................... 26
P09 – Sinusgenerator .................................................................. 29
P11 – Komplementär symmetrischer Verstärker 900mW ......... 32
P12 – Komplementär symmetrischer Verstärker 25W .............. 38
P17 – Aktiver Bandpass .............................................................. 45
P18 – Spannungsgesteuertes Resonanzfilter 2. Ordnung ....... 49
Schaltungsentwurf- und Simulation
-2-
P01 – Regelnetzteil für negative
Ausgangsspannung
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
-3-
Funktionsweise
Die Schaltung zeigt ein Regelnetzteil, das Spannungsschwankungen
ausgleicht und eine vernachlässigbare Restwelligkeit aufweist.
Die Dioden [D3-6] sind als Graetz-Brücke geschalten um eine ZweiwegeGleichrichtung von [V1] zu realisieren. Als nächste Stufe schließt sich ein
Kondensator [C1] zur Grobglättung der pulsierenden Spannung an. Die
verbleibende Restwelligkeit wird von den restlichen Schaltungsbestandteilen
kompensiert. Dazu wird ein Stromregler, bestehend aus [Q1], [Q2], [Q3], [R1],
[R2], [R4], [R5], [C2] nachgeschalten. Das Stellglied dieses Reglers bildet eine
Darlington-Schaltung bestehend aus [Q1], [Q2] und [R2]. Über sie wird
Die Restwelligkeit ausgeregelt und der Strom begrenzt. Der Widerstand [R4]
Regelt den Transistor [Q3]. Dieser ist so verschalten, dass mit steigendem Strom
über [R4] der Transistor [Q3] aufsteuert und der Stromfluss über die
Darlington – Schaltung sinkt. Auf diese Art wird der Ausgangsstrom des
Netzteils konstant gehalten und begrenzt. [C2] und [R1] sollen ein Aufschwingen
der Schaltung verhindern und bilden einen Tiefpaß. Die Spannungsreglung
erfolgt über Die Baugruppe [X1], [R8], [R9], [R7] und [C3]. Es handelt sich um
eine OPV-Komperatorschaltung, welche die Momentan-Spannung an [OUT] mit
der über [R9] einzustellenden Referenzspannung vergleicht und gegebenenfalls
nachregelt, indem OPV [X1] die Darlington-Schaltung bei Spannungseinbruch
hochregelt beziehungsweise bei Spannungserhöhung herunterregelt.
Schaltungsentwurf- und Simulation
-4-
Simulation
Spannungsverläufe von oben nach unten:
- Spannungsquelle [V1]
- über Kondensator [C1]
- Ausgang [OUT]
Die Sinus – Spannungsquelle [V1] ist auf eine Frequenz von 50Hz und eine
Amplitude von 50V eingeregelt. Über [C1] wird die gleichgerichtete SinusSpannung von ca. 44V abgenommen; sehr gut zu erkennen ist, dass diese
noch einen Brummanteil (Restwelligkeit) von ca. 4V aufweist
Schaltungsentwurf- und Simulation
-5-
Simulation
Darstellung der Brummunterdrückung. Die Ausgangsspannung an [OUT] ist
nun geregelt und liegt im Maximum bei ca. -42V. Das entspricht einer Last [RL]
von 50Ω. Ist die Last [RL] > 50Ω, bricht die Ausgangsspannung [OUT]
zusammen und es kommt zu Schwingungserscheinungen.
Schaltungsentwurf- und Simulation
-6-
P02 – Passive Dreieck–Sinusformer
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
-7-
Funktionsweise
Die Schaltung zeigt 2 passive Dreieck-Sinusformer, die über eine Quelle [V3]
bzw.[Ein] gespeist werden. Der erste Umformer besteht ausschließlich aus
einem Diodennetzwerk mit dem Ausgang [AusD], der zweite Umformer ist über
einen JFET realisiert und besitzt den Ausgang [AusJ].
Die Funktionsweise des Dioden-Dreieck-Sinusformers beruht auf einem
Spannungsteilersystem von Widerständen [R2], [R4], [R6] und [R1], [R3], [R5],
dass die dazwischen hängenden Dioden [D1-4] zu unterschiedlichen Zeitpunkten
durchsteuert in Abhängigkeit des Anstiegs bzw. Abfalls der eingespeisten
Dreieckspannung. Die Durchbruchspannung für Si-Dioden liegt ca. bei 0,7V.
Auf Grund der schrittweisen Durchsteuerung nimmt der Widerstand über den
Dioden ab und die Spannung über [R7] steigt bzw. fällt ab. Dies ist abhängig vom
steuernden Diodenpaar. Je nachdem wie hoch der Pegel der Dreieckspannung
ist steuern entweder [D1], [D3] oder [D2], [D4]. Beide Paare arbeiten in
unterschiedlichen Bereichen der Diodenkennlinie und es wird annähernd die
Form eines Sinussignals am Ausgang [AusD] erreicht.
In der Schaltung des 2. Dreieck-Sinusformers arbeitet ein JFET [J1] als
regelbarer Widerstand, der eine Graetz-Brücke (D5-8] speist die als nichtlinearer
Widerstand aufzufassen ist. Auch hier werden die Dioden zu unterschiedlichen
Zeiten leitfähig und formen die Sinusspannung über [R8].
Die Formel zum berechnen des Klirrfaktors lautet:
U 22  U 32  ...  U n2
K
100
U12  U 22  U 32  ...  U n2
Der Klirrfaktor ist das prozentuale Verhältnis aus dem Effektivwert aller
Oberschwingungen zum Effektivwert aller Oberschwingungen plus
Grundschwingung.
Schaltungsentwurf- und Simulation
-8-
Simulation
Darstellung des 1. Simulationslaufs für [AusD] von oben nach unten:
-
Eingangssignal [Ein]
Ausgangssignal [AusD]
Spektrum von [AusD]
vergrößerter Teil des relevanten Spektrums [AusD]
Man kann erkennen, dass es doch noch einige größere Oberwellen im Spektrum
vorkommen. Auch mit bloßem Auge kann man sehen, dass der geformte Sinus
an [AusD] noch nicht optimal ist (leichtes abknicken im oberen/unteren viertel
des Spannungsverlaufs)
Schaltungsentwurf- und Simulation
-9-
Simulation
Darstellung des 2. Simulationslaufs für [AusJ] von oben nach unten:
-
Eingangssignal [Ein]
Ausgangssignal [AusJ]
Spektrum von [AusJ]
vergrößerter Teil des relevanten Spektrums [AusJ]
Man kann erkennen, dass nur noch kleinere Oberwellen im Spektrum
Vorkommen. Der geformte Sinus an [AusJ] verläuft sehr harmonisch.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 10 -
P03 – U–Linearisierungsschaltung
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 11 -
Funktionsweise
Die Schaltung umfasst 4 Verfahren eine linear ansteigende Spannung zu
erzeugen
Variante 1: Eine Konstantstromquelle lädt einen Kondensator [C4]. Der
Spannungsverlauf ist abhängig vom Ladestrom und kann über
Dem Widerstand [R5] abgenommen werden. Die lineare Spannung
liegt an [A0] an.
Variante 2: Eine Konstantstromquelle speist einen Spannungsfolger [X3].
Die Dioden [D1-2] steuern den Transistor mit einer konstanten
Spannung von etwa 1.4V an. Der Transistor lädt den Kondensator
[C1] nun mit einem konstanten Strom. Das an [C1] anliegende
Potential wird auf den Spannungsfolger OPV [X3] geschalten, der
aus der Differenz von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung
eine Nachregelung des Ausgangs vollzieht. Die linear ansteigende
Spannung kann an [A1] abgenommen werden bis [X3] gesättigt ist.
Variante 3: Diese Variante ist ähnlich Variante 3. nur, dass die
Konstantstromquelle durch einen Widerstand [R3] ersetz wurde,
der den Kondensator [C2] mit einem konstanten Strom von ca.
1mA auflädt. Die Differenz aus Spannung am Kondensator zu
Spannung am Ausgang wird von OPV [X1] ausgeregelt und die
Spannung an [A2] steigt linear bis [X1] gesättigt ist.
Variante 4: Eine Integratorschaltung des OPV [X2]. Es ist eine konstant
negative Spannung am invertierenden Eingang angeschlossen.
[C3] wird geladen und die Differenzspannung am OPV nimmt zu,
dieser regelt aus und es kommt am Ausgang des OPV zu einem
linearen Spannungsanstieg bis [X2] gesättigt ist.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 12 -
Simulation
Darstellung der 4 verschiedenen Spannungsrampen von oben nach unten:
-
Variante
Variante
Variante
Variante
1
2
3
4
[A0]
[A1]
[A2]
[A3]
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 13 -
P04 – Phase Locked Loop (PLL)
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 14 -
Funktionsweise
.
Bei der Schaltung handelt es sich um einen Phasengekoppelten Regelkreis
(Phase Locked Loop - PLL). Mit einem PLL-Generator ist es möglich ein
frequenzstabiles (und vervielfachtes) Signal aus einem vorgegebenen
Referenzsignal [V1], welches möglichst hochkonstant, also quarzgesteuert sein
sollte, zu generieren. Der VCO (Voltage Controlled Oscillator) [X1], wandelt aus
der Amplitude einer Spannung ein inhomogenes hochfrequentes Signal
(Frequenzmodulation)
Der VCO muss parametriert werden. In unserem Fall: Amplitude der
Ausgangsspannung – 4V, Trägerfrequenz der Ausgangsspannung – 20kHz,
Frequenzhub der aufmodulierten Ausgangsspannung – 1kHz je 1V.
Der VCO [VCOin] wird mit dem NF-Anteil des FM-Eingangssignals angesteuert,
welches zuvor über einen Tiefpass 1. Ordnung gefiltert [R1], [C1] und durch den
Operationsverstärker [X3] verstärkt wurde. Der VCO wandelt das Signal wieder
in eine frequenzmodulierte Spannung [VCOout], die jedoch gegenüber dem
Eingangssignal phasenverschoben ist. Diese zeitliche Verschiebung der beiden
Signale tritt auf, da durch den Tiefpass und die Wandlungsdauer des VCO
Verzögerungen auftreten. Der Phasendetektor [X2] führt diese beiden Signale
zusammen und erzeugt aus deren Phasenverschiebung eine
amplitudenmodulierte Spannung.
Die jetzt noch vorhandene Trägerschwingung wird durch den 1. Tiefpass
[R1], [C1] vorgefiltert und durch Nachschaltung eines 2. Tiefpasses
[R2], [C2]vollständig eliminiert – beide Filter ergeben einen Filter 2. Ordnung.
Das Ausgangssignal [OUT] ist nun sauber demoduliert.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 15 -
Simulation
Darstellung des Eingangssignals [IN] gegenüber dem Ausgangssignal am VCO
[VCOout]. Gut zu erkennen ist die Phasenverschiebung der beiden Signale
zueinander und die Verstärkung des Signals [IN] gegenüber [VCOout]. Die
Frequenzmodulierung der beiden Signale ist in den unteren beiden Diagrammen
erkennbar.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 16 -
Simulation
Darstellung von [VCOin] gegenüber dem Ausgang [OUT]. [VCOin] weist noch
Überlagerungen mit der Trägerfrequenz auf, die durch die Filterung über die
Tiefpässe ausgefiltert werden. Außerdem kann man erkennen, dass die
Einschwingzeit bzw. Einregelzeit des PLL ca. 5.8ms beträgt.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 17 -
P05 – Frequenzmodulation
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 18 -
Funktionsweise
Die Schaltung entspricht im wesentlich der vorangegangenen PLL-Schaltung,
ist aber um einen weiteren VCO [X5] erweitert, der das Signal, welches über [V1]
eingespeist wird frequenzmoduliert. Das heißt bei großer Amplitude von [V1]
ergibt sich eine große Frequenz am Modulator VCO [X5] und umgekehrt.
Die Amplitude des NF-Signals [V1] hat Auswirkungen auf das Frequenzspektrum
des modulierten Signals und somit auf die zur Übertragung benötigte
Bandbreite. Bei einem kleinen Eingangssignal ist die Änderung der
Periodendauer des modulierten Signals [FMSig] sehr klein. Daraus ergibt sich
eine sehr ausgeprägte Grundwelle im Frequenzspektrum und nur wenige
Oberwellen. Die benötigte Bandbreite zum Übertragen eines solchen Signals ist
relativ klein. Allerdings kommt es bei der Demodulation zu Problemen, denn da
das Signal sehr schwach ist, müsste es nachverstärkt werden und auch die
Einschwingzeit für den VCO [X8] des Demodulators ist sehr hoch. Mit einer
größeren Amplitude des Eingangssignals der Modulationsstufe, vergrößert sich
der Frequenzhub, dadurch verliert die Grundwelle an Stärke und es treten
vermehrt Oberwellen auf. Zur korrekten Übertragung dieses Signals ist eine
höhere Bandbreite nötig. Der Vorteil besteht in der Verkürzung der
Einschwingzeit am Demodulator und der größeren Ausgangs-Signal-Amplitude
an [OUT].
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 19 -
Simulation
Darstellung des 1. Simulationslaufs von oben nach unten:
-
NF-Eingangssignal für den Modulator mit der Amplitude 1V [IN]
frequenzmoduliertes Signal [FMSig]
Frequenzspektrum des modulierten Signals [FMSig]
demoduliertes Signal am Ausgang [OUT]
Es ist deutlich zu erkennen, dass der Demodulator ca. 10ms braucht bis er sich
eingeschwungen hat, das liegt am schwachen NF-Signal, welches einen kleinen
Frequenzhub von [FMSig] zur Folge hat. Vorteil: wenige Oberwellen.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 20 -
Simulation
Darstellung des 2. Simulationslaufs von oben nach unten:
-
NF-Eingangssignal für den Modulator mit der Amplitude 5V [IN]
frequenzmoduliertes Signal [FMSig]
Frequenzspektrum des modulierten Signals [FMSig]
demoduliertes Signal am Ausgang [OUT]
Zur vorhergehenden Simulation ist zu erkennen, dass sich die Einschwingzeit
verkürzt hat und jetzt nur noch ca. 1ms beträgt. Die Amplitude ist am
Demodulationsausgang [OUT] noch gut ausgeprägt.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 21 -
P06 – Spannungsvervielfacher ohne
Transformator
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 22 -
Funktionsweise
Die Spannungsvervielfachungsschaltung ist charakterisiert durch eine astabile
Kippstufe und eine Spannungsverdopplungsschaltung. Die astabile Kippstufe
wird mit den Transistoren [Q1], [Q2] sowie [R2], [R3] und [C1], [C2] aufgebaut.
Allerdings wurden die Kollektorwiderstände durch PNP-Transistoren (KollektorEmitter-Strecken) ersetzt. An den Kollektorverbindungspunkten [Coll1] bzw.
[Coll2] der Transistoren kann man eine gegenphasige Rechteckspannung
abnehmen. Die Kondensatoren [C1] und [C2] und die vorgeschaltenen
Widerstände bestimmen die Kippfrequenz der Stufe. Die Gegenphasigkeit
resultiert daraus, dass die beiden Transistorpaare immer abwechselnd
durchgesteuert werden. Entweder es sind [Q1], [Q2] oder [Q3], [Q4]
durchgesteuert. Wenn [Q1] durchsteuert, lädt sich der Kondensator [C3] über
die Diode [D2] auf Betriebspannung, abzüglich der Sättigungsspannung der
Diode. Ist [Q1] gesperrt und [Q2] leitend, dann wird [Q3] niederohmig und der
Kondensator [C3] entlädt sich über die Diode [D1], die wiederum den Ladestrom
für den Kondensator [C5] liefert. [C5] liegt in Reihe mit der
Versorgungsspannung [V1] der Schaltung, dadurch addieren sich beide
Spannungen. Als Summe ergibt sich ungefähr die doppelte Betriebspannung am
Ausgang [OUT]. Der andere Teil der Schaltung wird aktiv, wenn die Schaltung
zurückkippt. Dieser verhält sich ansonsten analog.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 23 -
Simulation
Darstellung von oben nach unten:
- Eingangsspannung [IN]
- Ausgangsspannung [OUT]
- Strom am Ausgang über [RL]
Durch das Stepping von [RL] zwischen 50Ω und 300Ω
lässt sich sehr gut visualisieren, dass die Spannung am Ausgang mit
zunehmender Last steigt und die doppelte Spannung erst bei einem
Lastwiderstand [RL] von etwa 200Ω anliegt. Der Strom wird mit steigender
Last [RL] geringer und beträgt bei 200Ω etwa -50mA. Die Einschwingzeit der
Schaltung ist ebenfalls lastabhängig und nimmt mit steigender Last ab.
Bei [RL] = 200Ω beträgt sie ca. 8ms.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 24 -
Simulation
Darstellung des gegenphasigen Schaltverhaltens der Transistorpaare an ihren
Kollektorstrecken von oben nach unten
- Kollektorstrecke [Q1] und [Q3] am Punkt [Coll1]
- Kollektorstrecke [Q2] und [Q4] am Punkt [Coll2]
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 25 -
P07 – Temperaturauswertung
Schaltung
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 26 -
Funktionsweise
Die Kennlinie des Temperatursensors, der in unserer Schaltung durch [R6]
dargestellt wird, ist durch eine Polynomfunktion approximiert.
Die Spannungsänderung der Schaltung läuft zwischen 0 – 5V für einen
Temperaturbereich von 0 – 100°C. Das entspricht 50mV/K.
Temperaturkennlinie des SI-Sensors KTY 81:
Temperatur-Sensor-Kennline KTY 81
y = 1E-06x 3 + 0,0181x 2 + 6,7858x + 819,25
2500
2000
1500
Widerstand [Ohm]
Polynomisch (Widerstand
[Ohm])
1000
500
0
-100
-50
0
50
100
150
200
Geeicht wird die Schaltung durch einstellen der beiden Potentiometer [X3]
und [X4]. [X4] muss bei einer Temperatur von 0°C so eingeregelt werden, dass
am Ausgang [OUT] 0V anliegen. [X3] muss für 100°C auf eine
Ausgangsspannung [OUT] von 5V geregelt werden.
Beim einstellen sollte sorgfältig vorgegangen werden. Es ist möglich die
Schaltung so gut einzustellen, dass sie nur 0.2K Temperaturabweichung
aufweist, deswegen darf die Abweichung der beiden Grenzwerte höchstens
10mV betragen.
Die Schaltung basiert auf einer Wheatstonebrücke, die über die Diode [D1] mit
einer Referenzspannung versorgt wird. Diese ist über das Potentiometer [X3]
einstellbar. Im veränderlichen Teil der Wheatstonebrücke befindet sich der
Temperatursensor [R6] zusammen mit dem Widerstand [R5]. Der
unveränderliche Teil besteht aus den Widerständen [R7], [R8] und dem
Potentiometer [X4]. Durch Änderung des Widerstands des Temperatursensors
fließt in der Wheatstonebrücke eine Spannung , die an den Differenzverstärker
[X2] geführt ist. Am anderen Eingang des Differenzverstärkers ist die
Referenzspannung angelegt. Am Ausgang [OUT] kann nun die zur Temperatur
proportionale Spannung abgenommen werden.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 27 -
Simulation
Darstellung der Temperatur von 0 – 100°C am Sensor und der zugehörigen
Ausgangsspannung [OUT] von 0 – 5V. Beide Größen verlaufen direkt
proportional zueinander.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 28 -
P09 – Sinusgenerator
Schaltung
Funktionsweise
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 29 -
Der dargestellte Sinusgenerator besteht aus einem Wien-Brücken-Oszillator,
einer Amplitudenbegrenzung und einem Ausgangsverstärker.
Die Frequenzbestimmenden Bauteile des Sinusgenerators [R7] und [C6] liegen
im Rückkoppelzweig von OPV [X3]. Das verschaltene Wienglied dämpft um den
Faktor 3 und muss kompensiert werden. Das wird über die Widerstände [R3],
[R6] und das Potentiometer [X2] erreicht. Die Kondensatoren [C5] und [C6]
stabilisieren die Betriebsspannung. Der Feldeffekttransistor [J1] regelt die
Amplitude des Sinussignals. Der Arbeitspunkt dieser Regelung ist über das
Potentiometer [X4] einstellbar und ist außerdem durch [R4] und [R5] bestimmt.
Zur Gleichrichtung der negativen Halbwelle werden die Dioden [D1], [D2] und
der Kondensator [C3] eingesetzt. Die Ausgangsspannung der Kollektorstufe [Q1]
kann über das Potentiometer [X1] eingestellt werden und ist über [OUT]
abnehmbar.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 30 -
Darstellung von oben nach unten:
- Sinussignal am Ausgang [OUT]
- Frequenzspektrum des Sinussignals am Ausgang [OUT]
- vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT]
Nach einer Einschwingzeit von ca. 12ms hat sich eine konstante
Sinusspannung am Ausgang [OUT] aufgebaut. Die Frequenz des Signals liegt
bei 1,578 kHz. Die anderen Frequenzanteile kommen durch Unregelmäßigkeiten
im Schwingverhalten des Sinusgenerators und durch das Einschwingen
zustande. Gut zu erkennen ist auch die 1. größere Oberwelle der 2 fachen
Grundschwingung 3,156KHz.
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 31 -
P11 – Komplementär symmetrischer
Verstärker 900mW
Schaltung
Funktionsweise
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 32 -
Diese Schaltung basiert auf der Grundschaltungsidee eines
Gegentaktverstärkers, der mit den Transistoren [Q3], [Q4] und
einer Last, in diesem Fall dem Lautsprecher [RL], [L1] realisiert ist. In dieser
Grundschaltung arbeiten die Transistoren im Komplementärbetrieb und werden
abwechselnd mit der positiven [Q3] und der negativen [Q4] Halbwelle
angesteuert.
Ein Gegentaktverstärker lässt sich im B- und AB-Betrieb betreiben.
Das NF-Eingangssignal von [V6] wird über [R9] und [C4] in die Basis von [Q1]
eingekoppelt. Die Arbeitspunkteinstellung von [Q1] wird durch die Widerstände
[R5] und [R6] vorgenommen. [Q1] wird über einen Basis-Spannungsteiler, der
sich aus [R1], [R4], [R7] und dem Potentiometer [X2] zusammensetzt positiv
vorgespannt.
Der Arbeitspunkt von [Q1] muss so gewählt werden, dass das eingekoppelte NFWechselsignal symmetrisch verstärkt wird. Deswegen ist es günstig hier [Q1] mit
der halben Betriebsspannung zu versorgen. Die Kondensatoren [C2] und [C3] in
Kombination mit [R8] fungieren als Stützkondensatoren. Der Transistor [Q5]
treibt die beiden Endstufentransistoren [Q3] und [Q4]. Die Ruhestromeinstellung
dieser Transistoren und die Stärke der Übernahmeverzerrung wird von der
Einstellung des Potentiometers [X1] bestimmt. Die Auskopplung des verstärkten
Signals wird über [C5] realisiert.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 33 -
Darstellung von oben nach unten:
- Amplitudenverlauf am Eingang [IN]
- Amplitudenverlauf nach der Verstärkung am Ausgang [OUT]
Bei zunehmender Amplitude am Ausgang nimmt die Verstärkung zu, jedoch
kommt es bei Amplituden am Eingang [IN] > 100mV zu Verzerrungen am
Ausgang [OUT], da die Endstufentransistoren ihren Sättigungsbereich erreichen.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 34 -
Darstellung von oben nach unten:
- Eingangssignal [IN]
- die Ausgangssignale für die beiden Verstärkungen an [OUT]
- Die Nennleistung für beide Varianten über dem Lastwiderstand [RL]
Simuliert wurden die beiden möglichen Leistungsvarianten des Verstärkers.
Zum einen für ca. 800mW bei einem Widerstandswert für [R8] von 15Ω und
zum anderen für die doppelte Leistung von ca. 1,6W für [R8] = 10Ω. Beide
Varianten laufen mit kleinem Klirrfaktor, wie am Ausgangssignal [OUT] zu
erkennen ist.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 35 -
Darstellung von oben nach unten:
- Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] für die Verstärkung von 800mW
- vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT]
Im Vergleich zum Ausschlag der Grundwelle im Frequenzspektrum bei 1kHZ, ist
die Oberwellenentwicklung sehr gering. Eine ausgeprägtere Oberwelle wurde in
die Darstellung mit aufgenommen. Sie entsteht als vielfaches der Grundwelle bei
2kHz und ist vernachlässigbar klein.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 36 -
Darstellung von oben nach unten:
- Verstärkung am Ausgang [OUT]
- Phasengang am Ausgang [OUT]
Anhand der Werte von Phasengang und Verstärkungsverhältnis am Ausgang
[OUT] ist die Schaltung im Bereich von ca. 100Hz bis 200kHz linear, d.h.
Verstärkung und Phase bleiben konstant.
P12 – Komplementär symmetrischer
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 37 -
Verstärker 25W
Schaltung
Funktionsweise
Die vorliegende Schaltung ist der vorangegangenen (P11) im Aufbau ähnlich
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 38 -
und arbeitet ebenfalls nach dem Gegentaktprinzip.
Der Operationsverstärker [X1] ist rückgekoppelt mit dem
Verstärkerausgang [OUT] und arbeitet als nichtinvertierender Verstärker.
Das Eingangssignal [IN] wird über den Kondensator [C9] eingekoppelt und
kann in seiner Amplitude mit dem Potentiometer [X2] geregelt werden. Danach
wird das Signal über einen Tiefpass [C8],[R7] vorgefiltert und gelangt an den
OPV [X1]. Damit der Verstärker nicht anfängt zu oszillieren, ist im Rückkoppelzweig des OPV [X1] ein Hochpass integriert, bestehend aus [R8] und [C7]. Die
Transistoren [Q1] und [Q2] bilden eine Konstantstromquelle, die die beiden
Transistoren [Q3] und [Q4] speisen. Die Basis-Vorspannung der Transistoren
erfolgt über die Dioden [D13-16] und [D9-12]. Diese Art der Schaltung ist
demnach temperaturkompensiert, wenn Dioden und Transistoren der gleichen
Temperatur ausgesetzt sind, z.B. durch Kopplung über ein Wärmeleitblech. Die
Beiden Transistoren [Q5] und [Q6] arbeiten als Gegentaktverstärker und treiben
den Lautsprecher am Ausgang [OUT].
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 39 -
Darstellung von oben nach unten:
- Die Amplitude des Eingangssignals [IN]
- Die Amplitude des Ausgangssignals [OUT] abh. vom Potentiometer [X2]
Die Amplitude des Eingangssignals [IN] wird über das Potentiometer [X2]
eingestellt. Das Potentiometer dient also als Lautstärkeregler für den Verstärker.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 40 -
Darstellung der Abhängigkeit des Ausgangssignals [OUT] von der Amplitude des
Eingangssignals [IN] im Bereich von 0.9V – 1.3V bei Potentiometerstellung
Von [X2] auf 50kΩ („rechts Anschlag“). Es ist zu erkennen, dass die maximale
Ausgangsspannung des Verstärkers bei einer Amplitude des Eingangssignals [IN]
Von 1.1V erreicht wird. Amplituden > 1.1V führen zu Verzerrungen.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 41 -
Darstellung von oben nach unten:
- Amplitude des Ausgangssignals [OUT] in Abhängigkeit von Pot. [X2]
- zur Amplitude des Ausgangssignals [OUT] zugehörige Nennleistung
Der Verstärker liefert je nach Einstellung am Potentiometer [X2]
unterschiedliche Nennleistungen, dabei werden ca. 25W bei 45kΩ an [X2]
erreicht. Die Maximale Leistung liegt bei rund 40W bei 50kΩ an [X2].
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 42 -
Darstellung von oben nach unten:
- Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] für die Verstärkung von 40W
- vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT]
Im Vergleich zum Ausschlag der Grundwelle im Frequenzspektrum bei 1kHZ, ist
die Oberwellenentwicklung sehr gering. Die Oberwellen der vielfache der
Grundschwingung sind sichtbar für 2kHz, 3kHz und 4kHz.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 43 -
Darstellung von oben nach unten:
- Verstärkung am Ausgang [OUT]
- Phasengang am Ausgang [OUT]
Anhand der Werte von Phasengang und Verstärkungsverhältnis am Ausgang
[OUT] ist die Schaltung im Bereich von ca. 20Hz bis 300kHz linear, d.h.
Verstärkung und Phase bleiben konstant.
P17 – Aktiver Bandpass
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 44 -
Schaltung
Funktionsweise
Die Übertragungsfunktion eines aktiven Filters 2. Ordnung mit
Schaltungsentwurf- und Simulation
- 45 -
Bandpassverhalten enthält als charakteristische Größe die Resonanzfrequenz f o ,
die Polgüte Q und die Verstärkung V ( fo ) bei der Resonanzfrequenz. Infolge der
Toleranzempfindlichkeit dieser Größe bezüglich der frequenzbestimmenden
Bauelemente treten praktisch immer Schwierigkeiten auf, vorgegebene Werte
dieser Größe möglichst genau zu erreichen. Die folgenden Filterschaltung ist aus
der Forderung entstanden, mit einem minimalen Aufwand an aktiven und
passiven Bauelementen einen Bandpass mit leicht abgleichbarer
Resonanzfrequenz und Güte zu realisieren.
Das Filter besteht aus einem invertierenden Operationsverstärker [X1] bzw. [X4],
in dessen Gegenkopplungszweig eine RC - Parallelschaltung gelegt wird
[C1], [R1] bzw. [C3], [R3]. Die Eingangsbeschaltung ist als RC – Serienschaltung
ausgebildet [C2], [R2] bzw. [C4], [R4], während ein variabler Spannungsteiler
[X2], [X5] zwischen Ausgang und Masse zum P-Eingang des
Operationsverstärkers führt. Im Gegensatz zu andern Filterausführungen mit
einem invertierenden Operationsverstärker liegt hier der P- Eingang des
Operationsverstärkers nicht auf Masse, sondern es wird eine positive (ohmsche)
Rückkopplung verwendet, wodurch man einen Freiheitsgrad für die Güte mit den
Potentiometern, [X2] in Schaltung 1 bzw. mit [X5] in Schaltung 2, eingestellt
werden kann.
Für tiefe Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz f o wirkt die Schaltung als
Differentiator mit einem Verstärkungsanstieg von 6 dB/Oktave. Für hohe
Frequenzen oberhalb f o wirkt sie als Integrator mit einem Verstärkungsabfall von
6 dB/Oktave. Bei der Resonanzfrequenz dagegen kommt infolge der positiven
Rückkopplung eine ausgeprägte Überhöhung des Verstärkungsverlaufs
zustande. Um die Resonanzfrequenz mit einem einzigen Bauelement einstellbar
zu gestalten, werden die beiden Widerstände in zwei Teilwiderstände aufgeteilt
welche über ein Potentiometer [X3] verbunden sind. Wird eine Stern-DreieckTransformation angewendet so erhält man Schaltung 2. Hierdurch wird das
Filter zwar nicht durchstimmbar gemacht, jedoch kann die Resonanzfrequenz
mit einem einzigen Widerstand über einen gewünschten Frequenzbereich
verschoben werden.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Darstellung von oben nach unten für Schaltung 2:
- Verstärkung (also Durchlass) einzelner Frequenzen durch Pot. [X3]
- Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen
Darstellung der Durchstimmbarkeit der Mittenfrequenz mittels des
Potentiometers [X3]. Bei gleizeitig hoher Polgüte (große Flankensteilheit
des Filters) ist zu erkennen, dass es zu einem Phasensprung von ca. -270°
kommt.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Darstellung von oben nach unten für Schaltung 2:
- Polgüte, eingestellt durch Pot. [X5], einer Frequenz (eingestellt über [X3])
- Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen
Darstellung der Flankensteilheit des Filters bezogen auf eine bestimmte
Mittenfrequenz, die in diesem Fall ca. 1,82KHz beträgt.
Bei hoher Flankensteilheit kommt es zu einem Phasensprung von ca. -270°.
P18 – Spannungsgesteuertes
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Resonanzfilter 2. Ordnung
Schaltung
Funktionsweise
Der aktive Resonanzfilter 2. Ordnung ist mehrfachgegengekoppelt. Die beiden
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Widerstände, die zum einstellen der Resonanzfrequenz notwendig sind, wurden
durch zwei FET’s ersetzt [J1] und [J2], deren Drain-Source-Strecken über die
Steuerspannung [Uc] am Gate geregelt werden und somit steuerbare
Widerstände darstellen. Dadurch wird der Filter Frequenzvariabel.
Die Widerstände [R6] und [R3] wirken als Gegenkopplungswiderstände für die
FET’s. Über das Potentiometer [X2] kann die Polgüte variiert werden.
Das besondere ist, dass über das durchstimmbare Fequenzband , die Polgüte
unbeeinflusst beleibt und nicht nachgeregelt werden muss, wie z. B. bei P17.
Durch den Einsatz der FET’s ist dieser Filter elektronisch steuerbar.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Darstellung von oben nach unten:
- Durchlasskurve des Filters in Abhängigkeit von [Uc]
- Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen
Die Mittenfrequenz der Durchlasskurve ist über [Uc] regelbar.
Der regelbare Bereich umfasst ca. 300Hz. Die Polgüte und die Dämpfung des
Filters ändern sich dabei nur vernachlässigbar klein.
Simulation
Schaltungsentwurf- und Simulation
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Darstellung von oben nach unten:
- Polgüte des Filters in Abhängigkeit von Potentiometer [X2]
- Phasengang des Filters für die gewählten Polgüten
Durch Änderung des Potentiometers [X2] ist die Polgüte einzustellen.
Auffällig ist, dass sich dadurch auch die Mittenfrequenz ändert, was ein
Nachregeln von [Uc] zur Folge hat, um zur gewünschten Mittenfrequenz
zurückzukehren.
Schaltungsentwurf- und Simulation
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