Belegarbeit Schaltungsentwurf und -Simulation Erarbeitet von Isabel
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Belegarbeit Schaltungsentwurf und -Simulation Erarbeitet von Isabel Herr – 18243 Daniel Mothes – 19245 Falk Leithold – 19243 Martin Linnert – 19244 Studiengang Informationstechnik – 032222 Inhalt P01 – Regelnetzteil für negative Ausgangsspannung ................ 3 P02 – Passive Dreieck-Sinusformer ............................................. 7 P03 – Spannungslinearisierung.................................................. 11 P04 – Phase Locked Loop (PLL) ................................................. 14 P05 – Frequenzmodulation ......................................................... 18 P06 – Spannungsvervielfacher ohne Transformator ................ 22 P07 – Temperaturauswertung ..................................................... 26 P09 – Sinusgenerator .................................................................. 29 P11 – Komplementär symmetrischer Verstärker 900mW ......... 32 P12 – Komplementär symmetrischer Verstärker 25W .............. 38 P17 – Aktiver Bandpass .............................................................. 45 P18 – Spannungsgesteuertes Resonanzfilter 2. Ordnung ....... 49 Schaltungsentwurf- und Simulation -2- P01 – Regelnetzteil für negative Ausgangsspannung Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation -3- Funktionsweise Die Schaltung zeigt ein Regelnetzteil, das Spannungsschwankungen ausgleicht und eine vernachlässigbare Restwelligkeit aufweist. Die Dioden [D3-6] sind als Graetz-Brücke geschalten um eine ZweiwegeGleichrichtung von [V1] zu realisieren. Als nächste Stufe schließt sich ein Kondensator [C1] zur Grobglättung der pulsierenden Spannung an. Die verbleibende Restwelligkeit wird von den restlichen Schaltungsbestandteilen kompensiert. Dazu wird ein Stromregler, bestehend aus [Q1], [Q2], [Q3], [R1], [R2], [R4], [R5], [C2] nachgeschalten. Das Stellglied dieses Reglers bildet eine Darlington-Schaltung bestehend aus [Q1], [Q2] und [R2]. Über sie wird Die Restwelligkeit ausgeregelt und der Strom begrenzt. Der Widerstand [R4] Regelt den Transistor [Q3]. Dieser ist so verschalten, dass mit steigendem Strom über [R4] der Transistor [Q3] aufsteuert und der Stromfluss über die Darlington – Schaltung sinkt. Auf diese Art wird der Ausgangsstrom des Netzteils konstant gehalten und begrenzt. [C2] und [R1] sollen ein Aufschwingen der Schaltung verhindern und bilden einen Tiefpaß. Die Spannungsreglung erfolgt über Die Baugruppe [X1], [R8], [R9], [R7] und [C3]. Es handelt sich um eine OPV-Komperatorschaltung, welche die Momentan-Spannung an [OUT] mit der über [R9] einzustellenden Referenzspannung vergleicht und gegebenenfalls nachregelt, indem OPV [X1] die Darlington-Schaltung bei Spannungseinbruch hochregelt beziehungsweise bei Spannungserhöhung herunterregelt. Schaltungsentwurf- und Simulation -4- Simulation Spannungsverläufe von oben nach unten: - Spannungsquelle [V1] - über Kondensator [C1] - Ausgang [OUT] Die Sinus – Spannungsquelle [V1] ist auf eine Frequenz von 50Hz und eine Amplitude von 50V eingeregelt. Über [C1] wird die gleichgerichtete SinusSpannung von ca. 44V abgenommen; sehr gut zu erkennen ist, dass diese noch einen Brummanteil (Restwelligkeit) von ca. 4V aufweist Schaltungsentwurf- und Simulation -5- Simulation Darstellung der Brummunterdrückung. Die Ausgangsspannung an [OUT] ist nun geregelt und liegt im Maximum bei ca. -42V. Das entspricht einer Last [RL] von 50Ω. Ist die Last [RL] > 50Ω, bricht die Ausgangsspannung [OUT] zusammen und es kommt zu Schwingungserscheinungen. Schaltungsentwurf- und Simulation -6- P02 – Passive Dreieck–Sinusformer Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation -7- Funktionsweise Die Schaltung zeigt 2 passive Dreieck-Sinusformer, die über eine Quelle [V3] bzw.[Ein] gespeist werden. Der erste Umformer besteht ausschließlich aus einem Diodennetzwerk mit dem Ausgang [AusD], der zweite Umformer ist über einen JFET realisiert und besitzt den Ausgang [AusJ]. Die Funktionsweise des Dioden-Dreieck-Sinusformers beruht auf einem Spannungsteilersystem von Widerständen [R2], [R4], [R6] und [R1], [R3], [R5], dass die dazwischen hängenden Dioden [D1-4] zu unterschiedlichen Zeitpunkten durchsteuert in Abhängigkeit des Anstiegs bzw. Abfalls der eingespeisten Dreieckspannung. Die Durchbruchspannung für Si-Dioden liegt ca. bei 0,7V. Auf Grund der schrittweisen Durchsteuerung nimmt der Widerstand über den Dioden ab und die Spannung über [R7] steigt bzw. fällt ab. Dies ist abhängig vom steuernden Diodenpaar. Je nachdem wie hoch der Pegel der Dreieckspannung ist steuern entweder [D1], [D3] oder [D2], [D4]. Beide Paare arbeiten in unterschiedlichen Bereichen der Diodenkennlinie und es wird annähernd die Form eines Sinussignals am Ausgang [AusD] erreicht. In der Schaltung des 2. Dreieck-Sinusformers arbeitet ein JFET [J1] als regelbarer Widerstand, der eine Graetz-Brücke (D5-8] speist die als nichtlinearer Widerstand aufzufassen ist. Auch hier werden die Dioden zu unterschiedlichen Zeiten leitfähig und formen die Sinusspannung über [R8]. Die Formel zum berechnen des Klirrfaktors lautet: U 22 U 32 ... U n2 K 100 U12 U 22 U 32 ... U n2 Der Klirrfaktor ist das prozentuale Verhältnis aus dem Effektivwert aller Oberschwingungen zum Effektivwert aller Oberschwingungen plus Grundschwingung. Schaltungsentwurf- und Simulation -8- Simulation Darstellung des 1. Simulationslaufs für [AusD] von oben nach unten: - Eingangssignal [Ein] Ausgangssignal [AusD] Spektrum von [AusD] vergrößerter Teil des relevanten Spektrums [AusD] Man kann erkennen, dass es doch noch einige größere Oberwellen im Spektrum vorkommen. Auch mit bloßem Auge kann man sehen, dass der geformte Sinus an [AusD] noch nicht optimal ist (leichtes abknicken im oberen/unteren viertel des Spannungsverlaufs) Schaltungsentwurf- und Simulation -9- Simulation Darstellung des 2. Simulationslaufs für [AusJ] von oben nach unten: - Eingangssignal [Ein] Ausgangssignal [AusJ] Spektrum von [AusJ] vergrößerter Teil des relevanten Spektrums [AusJ] Man kann erkennen, dass nur noch kleinere Oberwellen im Spektrum Vorkommen. Der geformte Sinus an [AusJ] verläuft sehr harmonisch. Schaltungsentwurf- und Simulation - 10 - P03 – U–Linearisierungsschaltung Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation - 11 - Funktionsweise Die Schaltung umfasst 4 Verfahren eine linear ansteigende Spannung zu erzeugen Variante 1: Eine Konstantstromquelle lädt einen Kondensator [C4]. Der Spannungsverlauf ist abhängig vom Ladestrom und kann über Dem Widerstand [R5] abgenommen werden. Die lineare Spannung liegt an [A0] an. Variante 2: Eine Konstantstromquelle speist einen Spannungsfolger [X3]. Die Dioden [D1-2] steuern den Transistor mit einer konstanten Spannung von etwa 1.4V an. Der Transistor lädt den Kondensator [C1] nun mit einem konstanten Strom. Das an [C1] anliegende Potential wird auf den Spannungsfolger OPV [X3] geschalten, der aus der Differenz von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung eine Nachregelung des Ausgangs vollzieht. Die linear ansteigende Spannung kann an [A1] abgenommen werden bis [X3] gesättigt ist. Variante 3: Diese Variante ist ähnlich Variante 3. nur, dass die Konstantstromquelle durch einen Widerstand [R3] ersetz wurde, der den Kondensator [C2] mit einem konstanten Strom von ca. 1mA auflädt. Die Differenz aus Spannung am Kondensator zu Spannung am Ausgang wird von OPV [X1] ausgeregelt und die Spannung an [A2] steigt linear bis [X1] gesättigt ist. Variante 4: Eine Integratorschaltung des OPV [X2]. Es ist eine konstant negative Spannung am invertierenden Eingang angeschlossen. [C3] wird geladen und die Differenzspannung am OPV nimmt zu, dieser regelt aus und es kommt am Ausgang des OPV zu einem linearen Spannungsanstieg bis [X2] gesättigt ist. Schaltungsentwurf- und Simulation - 12 - Simulation Darstellung der 4 verschiedenen Spannungsrampen von oben nach unten: - Variante Variante Variante Variante 1 2 3 4 [A0] [A1] [A2] [A3] Schaltungsentwurf- und Simulation - 13 - P04 – Phase Locked Loop (PLL) Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation - 14 - Funktionsweise . Bei der Schaltung handelt es sich um einen Phasengekoppelten Regelkreis (Phase Locked Loop - PLL). Mit einem PLL-Generator ist es möglich ein frequenzstabiles (und vervielfachtes) Signal aus einem vorgegebenen Referenzsignal [V1], welches möglichst hochkonstant, also quarzgesteuert sein sollte, zu generieren. Der VCO (Voltage Controlled Oscillator) [X1], wandelt aus der Amplitude einer Spannung ein inhomogenes hochfrequentes Signal (Frequenzmodulation) Der VCO muss parametriert werden. In unserem Fall: Amplitude der Ausgangsspannung – 4V, Trägerfrequenz der Ausgangsspannung – 20kHz, Frequenzhub der aufmodulierten Ausgangsspannung – 1kHz je 1V. Der VCO [VCOin] wird mit dem NF-Anteil des FM-Eingangssignals angesteuert, welches zuvor über einen Tiefpass 1. Ordnung gefiltert [R1], [C1] und durch den Operationsverstärker [X3] verstärkt wurde. Der VCO wandelt das Signal wieder in eine frequenzmodulierte Spannung [VCOout], die jedoch gegenüber dem Eingangssignal phasenverschoben ist. Diese zeitliche Verschiebung der beiden Signale tritt auf, da durch den Tiefpass und die Wandlungsdauer des VCO Verzögerungen auftreten. Der Phasendetektor [X2] führt diese beiden Signale zusammen und erzeugt aus deren Phasenverschiebung eine amplitudenmodulierte Spannung. Die jetzt noch vorhandene Trägerschwingung wird durch den 1. Tiefpass [R1], [C1] vorgefiltert und durch Nachschaltung eines 2. Tiefpasses [R2], [C2]vollständig eliminiert – beide Filter ergeben einen Filter 2. Ordnung. Das Ausgangssignal [OUT] ist nun sauber demoduliert. Schaltungsentwurf- und Simulation - 15 - Simulation Darstellung des Eingangssignals [IN] gegenüber dem Ausgangssignal am VCO [VCOout]. Gut zu erkennen ist die Phasenverschiebung der beiden Signale zueinander und die Verstärkung des Signals [IN] gegenüber [VCOout]. Die Frequenzmodulierung der beiden Signale ist in den unteren beiden Diagrammen erkennbar. Schaltungsentwurf- und Simulation - 16 - Simulation Darstellung von [VCOin] gegenüber dem Ausgang [OUT]. [VCOin] weist noch Überlagerungen mit der Trägerfrequenz auf, die durch die Filterung über die Tiefpässe ausgefiltert werden. Außerdem kann man erkennen, dass die Einschwingzeit bzw. Einregelzeit des PLL ca. 5.8ms beträgt. Schaltungsentwurf- und Simulation - 17 - P05 – Frequenzmodulation Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation - 18 - Funktionsweise Die Schaltung entspricht im wesentlich der vorangegangenen PLL-Schaltung, ist aber um einen weiteren VCO [X5] erweitert, der das Signal, welches über [V1] eingespeist wird frequenzmoduliert. Das heißt bei großer Amplitude von [V1] ergibt sich eine große Frequenz am Modulator VCO [X5] und umgekehrt. Die Amplitude des NF-Signals [V1] hat Auswirkungen auf das Frequenzspektrum des modulierten Signals und somit auf die zur Übertragung benötigte Bandbreite. Bei einem kleinen Eingangssignal ist die Änderung der Periodendauer des modulierten Signals [FMSig] sehr klein. Daraus ergibt sich eine sehr ausgeprägte Grundwelle im Frequenzspektrum und nur wenige Oberwellen. Die benötigte Bandbreite zum Übertragen eines solchen Signals ist relativ klein. Allerdings kommt es bei der Demodulation zu Problemen, denn da das Signal sehr schwach ist, müsste es nachverstärkt werden und auch die Einschwingzeit für den VCO [X8] des Demodulators ist sehr hoch. Mit einer größeren Amplitude des Eingangssignals der Modulationsstufe, vergrößert sich der Frequenzhub, dadurch verliert die Grundwelle an Stärke und es treten vermehrt Oberwellen auf. Zur korrekten Übertragung dieses Signals ist eine höhere Bandbreite nötig. Der Vorteil besteht in der Verkürzung der Einschwingzeit am Demodulator und der größeren Ausgangs-Signal-Amplitude an [OUT]. Schaltungsentwurf- und Simulation - 19 - Simulation Darstellung des 1. Simulationslaufs von oben nach unten: - NF-Eingangssignal für den Modulator mit der Amplitude 1V [IN] frequenzmoduliertes Signal [FMSig] Frequenzspektrum des modulierten Signals [FMSig] demoduliertes Signal am Ausgang [OUT] Es ist deutlich zu erkennen, dass der Demodulator ca. 10ms braucht bis er sich eingeschwungen hat, das liegt am schwachen NF-Signal, welches einen kleinen Frequenzhub von [FMSig] zur Folge hat. Vorteil: wenige Oberwellen. Schaltungsentwurf- und Simulation - 20 - Simulation Darstellung des 2. Simulationslaufs von oben nach unten: - NF-Eingangssignal für den Modulator mit der Amplitude 5V [IN] frequenzmoduliertes Signal [FMSig] Frequenzspektrum des modulierten Signals [FMSig] demoduliertes Signal am Ausgang [OUT] Zur vorhergehenden Simulation ist zu erkennen, dass sich die Einschwingzeit verkürzt hat und jetzt nur noch ca. 1ms beträgt. Die Amplitude ist am Demodulationsausgang [OUT] noch gut ausgeprägt. Schaltungsentwurf- und Simulation - 21 - P06 – Spannungsvervielfacher ohne Transformator Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation - 22 - Funktionsweise Die Spannungsvervielfachungsschaltung ist charakterisiert durch eine astabile Kippstufe und eine Spannungsverdopplungsschaltung. Die astabile Kippstufe wird mit den Transistoren [Q1], [Q2] sowie [R2], [R3] und [C1], [C2] aufgebaut. Allerdings wurden die Kollektorwiderstände durch PNP-Transistoren (KollektorEmitter-Strecken) ersetzt. An den Kollektorverbindungspunkten [Coll1] bzw. [Coll2] der Transistoren kann man eine gegenphasige Rechteckspannung abnehmen. Die Kondensatoren [C1] und [C2] und die vorgeschaltenen Widerstände bestimmen die Kippfrequenz der Stufe. Die Gegenphasigkeit resultiert daraus, dass die beiden Transistorpaare immer abwechselnd durchgesteuert werden. Entweder es sind [Q1], [Q2] oder [Q3], [Q4] durchgesteuert. Wenn [Q1] durchsteuert, lädt sich der Kondensator [C3] über die Diode [D2] auf Betriebspannung, abzüglich der Sättigungsspannung der Diode. Ist [Q1] gesperrt und [Q2] leitend, dann wird [Q3] niederohmig und der Kondensator [C3] entlädt sich über die Diode [D1], die wiederum den Ladestrom für den Kondensator [C5] liefert. [C5] liegt in Reihe mit der Versorgungsspannung [V1] der Schaltung, dadurch addieren sich beide Spannungen. Als Summe ergibt sich ungefähr die doppelte Betriebspannung am Ausgang [OUT]. Der andere Teil der Schaltung wird aktiv, wenn die Schaltung zurückkippt. Dieser verhält sich ansonsten analog. Schaltungsentwurf- und Simulation - 23 - Simulation Darstellung von oben nach unten: - Eingangsspannung [IN] - Ausgangsspannung [OUT] - Strom am Ausgang über [RL] Durch das Stepping von [RL] zwischen 50Ω und 300Ω lässt sich sehr gut visualisieren, dass die Spannung am Ausgang mit zunehmender Last steigt und die doppelte Spannung erst bei einem Lastwiderstand [RL] von etwa 200Ω anliegt. Der Strom wird mit steigender Last [RL] geringer und beträgt bei 200Ω etwa -50mA. Die Einschwingzeit der Schaltung ist ebenfalls lastabhängig und nimmt mit steigender Last ab. Bei [RL] = 200Ω beträgt sie ca. 8ms. Schaltungsentwurf- und Simulation - 24 - Simulation Darstellung des gegenphasigen Schaltverhaltens der Transistorpaare an ihren Kollektorstrecken von oben nach unten - Kollektorstrecke [Q1] und [Q3] am Punkt [Coll1] - Kollektorstrecke [Q2] und [Q4] am Punkt [Coll2] Schaltungsentwurf- und Simulation - 25 - P07 – Temperaturauswertung Schaltung Schaltungsentwurf- und Simulation - 26 - Funktionsweise Die Kennlinie des Temperatursensors, der in unserer Schaltung durch [R6] dargestellt wird, ist durch eine Polynomfunktion approximiert. Die Spannungsänderung der Schaltung läuft zwischen 0 – 5V für einen Temperaturbereich von 0 – 100°C. Das entspricht 50mV/K. Temperaturkennlinie des SI-Sensors KTY 81: Temperatur-Sensor-Kennline KTY 81 y = 1E-06x 3 + 0,0181x 2 + 6,7858x + 819,25 2500 2000 1500 Widerstand [Ohm] Polynomisch (Widerstand [Ohm]) 1000 500 0 -100 -50 0 50 100 150 200 Geeicht wird die Schaltung durch einstellen der beiden Potentiometer [X3] und [X4]. [X4] muss bei einer Temperatur von 0°C so eingeregelt werden, dass am Ausgang [OUT] 0V anliegen. [X3] muss für 100°C auf eine Ausgangsspannung [OUT] von 5V geregelt werden. Beim einstellen sollte sorgfältig vorgegangen werden. Es ist möglich die Schaltung so gut einzustellen, dass sie nur 0.2K Temperaturabweichung aufweist, deswegen darf die Abweichung der beiden Grenzwerte höchstens 10mV betragen. Die Schaltung basiert auf einer Wheatstonebrücke, die über die Diode [D1] mit einer Referenzspannung versorgt wird. Diese ist über das Potentiometer [X3] einstellbar. Im veränderlichen Teil der Wheatstonebrücke befindet sich der Temperatursensor [R6] zusammen mit dem Widerstand [R5]. Der unveränderliche Teil besteht aus den Widerständen [R7], [R8] und dem Potentiometer [X4]. Durch Änderung des Widerstands des Temperatursensors fließt in der Wheatstonebrücke eine Spannung , die an den Differenzverstärker [X2] geführt ist. Am anderen Eingang des Differenzverstärkers ist die Referenzspannung angelegt. Am Ausgang [OUT] kann nun die zur Temperatur proportionale Spannung abgenommen werden. Schaltungsentwurf- und Simulation - 27 - Simulation Darstellung der Temperatur von 0 – 100°C am Sensor und der zugehörigen Ausgangsspannung [OUT] von 0 – 5V. Beide Größen verlaufen direkt proportional zueinander. Schaltungsentwurf- und Simulation - 28 - P09 – Sinusgenerator Schaltung Funktionsweise Schaltungsentwurf- und Simulation - 29 - Der dargestellte Sinusgenerator besteht aus einem Wien-Brücken-Oszillator, einer Amplitudenbegrenzung und einem Ausgangsverstärker. Die Frequenzbestimmenden Bauteile des Sinusgenerators [R7] und [C6] liegen im Rückkoppelzweig von OPV [X3]. Das verschaltene Wienglied dämpft um den Faktor 3 und muss kompensiert werden. Das wird über die Widerstände [R3], [R6] und das Potentiometer [X2] erreicht. Die Kondensatoren [C5] und [C6] stabilisieren die Betriebsspannung. Der Feldeffekttransistor [J1] regelt die Amplitude des Sinussignals. Der Arbeitspunkt dieser Regelung ist über das Potentiometer [X4] einstellbar und ist außerdem durch [R4] und [R5] bestimmt. Zur Gleichrichtung der negativen Halbwelle werden die Dioden [D1], [D2] und der Kondensator [C3] eingesetzt. Die Ausgangsspannung der Kollektorstufe [Q1] kann über das Potentiometer [X1] eingestellt werden und ist über [OUT] abnehmbar. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 30 - Darstellung von oben nach unten: - Sinussignal am Ausgang [OUT] - Frequenzspektrum des Sinussignals am Ausgang [OUT] - vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] Nach einer Einschwingzeit von ca. 12ms hat sich eine konstante Sinusspannung am Ausgang [OUT] aufgebaut. Die Frequenz des Signals liegt bei 1,578 kHz. Die anderen Frequenzanteile kommen durch Unregelmäßigkeiten im Schwingverhalten des Sinusgenerators und durch das Einschwingen zustande. Gut zu erkennen ist auch die 1. größere Oberwelle der 2 fachen Grundschwingung 3,156KHz. Schaltungsentwurf- und Simulation - 31 - P11 – Komplementär symmetrischer Verstärker 900mW Schaltung Funktionsweise Schaltungsentwurf- und Simulation - 32 - Diese Schaltung basiert auf der Grundschaltungsidee eines Gegentaktverstärkers, der mit den Transistoren [Q3], [Q4] und einer Last, in diesem Fall dem Lautsprecher [RL], [L1] realisiert ist. In dieser Grundschaltung arbeiten die Transistoren im Komplementärbetrieb und werden abwechselnd mit der positiven [Q3] und der negativen [Q4] Halbwelle angesteuert. Ein Gegentaktverstärker lässt sich im B- und AB-Betrieb betreiben. Das NF-Eingangssignal von [V6] wird über [R9] und [C4] in die Basis von [Q1] eingekoppelt. Die Arbeitspunkteinstellung von [Q1] wird durch die Widerstände [R5] und [R6] vorgenommen. [Q1] wird über einen Basis-Spannungsteiler, der sich aus [R1], [R4], [R7] und dem Potentiometer [X2] zusammensetzt positiv vorgespannt. Der Arbeitspunkt von [Q1] muss so gewählt werden, dass das eingekoppelte NFWechselsignal symmetrisch verstärkt wird. Deswegen ist es günstig hier [Q1] mit der halben Betriebsspannung zu versorgen. Die Kondensatoren [C2] und [C3] in Kombination mit [R8] fungieren als Stützkondensatoren. Der Transistor [Q5] treibt die beiden Endstufentransistoren [Q3] und [Q4]. Die Ruhestromeinstellung dieser Transistoren und die Stärke der Übernahmeverzerrung wird von der Einstellung des Potentiometers [X1] bestimmt. Die Auskopplung des verstärkten Signals wird über [C5] realisiert. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 33 - Darstellung von oben nach unten: - Amplitudenverlauf am Eingang [IN] - Amplitudenverlauf nach der Verstärkung am Ausgang [OUT] Bei zunehmender Amplitude am Ausgang nimmt die Verstärkung zu, jedoch kommt es bei Amplituden am Eingang [IN] > 100mV zu Verzerrungen am Ausgang [OUT], da die Endstufentransistoren ihren Sättigungsbereich erreichen. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 34 - Darstellung von oben nach unten: - Eingangssignal [IN] - die Ausgangssignale für die beiden Verstärkungen an [OUT] - Die Nennleistung für beide Varianten über dem Lastwiderstand [RL] Simuliert wurden die beiden möglichen Leistungsvarianten des Verstärkers. Zum einen für ca. 800mW bei einem Widerstandswert für [R8] von 15Ω und zum anderen für die doppelte Leistung von ca. 1,6W für [R8] = 10Ω. Beide Varianten laufen mit kleinem Klirrfaktor, wie am Ausgangssignal [OUT] zu erkennen ist. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 35 - Darstellung von oben nach unten: - Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] für die Verstärkung von 800mW - vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] Im Vergleich zum Ausschlag der Grundwelle im Frequenzspektrum bei 1kHZ, ist die Oberwellenentwicklung sehr gering. Eine ausgeprägtere Oberwelle wurde in die Darstellung mit aufgenommen. Sie entsteht als vielfaches der Grundwelle bei 2kHz und ist vernachlässigbar klein. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 36 - Darstellung von oben nach unten: - Verstärkung am Ausgang [OUT] - Phasengang am Ausgang [OUT] Anhand der Werte von Phasengang und Verstärkungsverhältnis am Ausgang [OUT] ist die Schaltung im Bereich von ca. 100Hz bis 200kHz linear, d.h. Verstärkung und Phase bleiben konstant. P12 – Komplementär symmetrischer Schaltungsentwurf- und Simulation - 37 - Verstärker 25W Schaltung Funktionsweise Die vorliegende Schaltung ist der vorangegangenen (P11) im Aufbau ähnlich Schaltungsentwurf- und Simulation - 38 - und arbeitet ebenfalls nach dem Gegentaktprinzip. Der Operationsverstärker [X1] ist rückgekoppelt mit dem Verstärkerausgang [OUT] und arbeitet als nichtinvertierender Verstärker. Das Eingangssignal [IN] wird über den Kondensator [C9] eingekoppelt und kann in seiner Amplitude mit dem Potentiometer [X2] geregelt werden. Danach wird das Signal über einen Tiefpass [C8],[R7] vorgefiltert und gelangt an den OPV [X1]. Damit der Verstärker nicht anfängt zu oszillieren, ist im Rückkoppelzweig des OPV [X1] ein Hochpass integriert, bestehend aus [R8] und [C7]. Die Transistoren [Q1] und [Q2] bilden eine Konstantstromquelle, die die beiden Transistoren [Q3] und [Q4] speisen. Die Basis-Vorspannung der Transistoren erfolgt über die Dioden [D13-16] und [D9-12]. Diese Art der Schaltung ist demnach temperaturkompensiert, wenn Dioden und Transistoren der gleichen Temperatur ausgesetzt sind, z.B. durch Kopplung über ein Wärmeleitblech. Die Beiden Transistoren [Q5] und [Q6] arbeiten als Gegentaktverstärker und treiben den Lautsprecher am Ausgang [OUT]. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 39 - Darstellung von oben nach unten: - Die Amplitude des Eingangssignals [IN] - Die Amplitude des Ausgangssignals [OUT] abh. vom Potentiometer [X2] Die Amplitude des Eingangssignals [IN] wird über das Potentiometer [X2] eingestellt. Das Potentiometer dient also als Lautstärkeregler für den Verstärker. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 40 - Darstellung der Abhängigkeit des Ausgangssignals [OUT] von der Amplitude des Eingangssignals [IN] im Bereich von 0.9V – 1.3V bei Potentiometerstellung Von [X2] auf 50kΩ („rechts Anschlag“). Es ist zu erkennen, dass die maximale Ausgangsspannung des Verstärkers bei einer Amplitude des Eingangssignals [IN] Von 1.1V erreicht wird. Amplituden > 1.1V führen zu Verzerrungen. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 41 - Darstellung von oben nach unten: - Amplitude des Ausgangssignals [OUT] in Abhängigkeit von Pot. [X2] - zur Amplitude des Ausgangssignals [OUT] zugehörige Nennleistung Der Verstärker liefert je nach Einstellung am Potentiometer [X2] unterschiedliche Nennleistungen, dabei werden ca. 25W bei 45kΩ an [X2] erreicht. Die Maximale Leistung liegt bei rund 40W bei 50kΩ an [X2]. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 42 - Darstellung von oben nach unten: - Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] für die Verstärkung von 40W - vergrößertes Frequenzspektrum am Ausgang [OUT] Im Vergleich zum Ausschlag der Grundwelle im Frequenzspektrum bei 1kHZ, ist die Oberwellenentwicklung sehr gering. Die Oberwellen der vielfache der Grundschwingung sind sichtbar für 2kHz, 3kHz und 4kHz. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 43 - Darstellung von oben nach unten: - Verstärkung am Ausgang [OUT] - Phasengang am Ausgang [OUT] Anhand der Werte von Phasengang und Verstärkungsverhältnis am Ausgang [OUT] ist die Schaltung im Bereich von ca. 20Hz bis 300kHz linear, d.h. Verstärkung und Phase bleiben konstant. P17 – Aktiver Bandpass Schaltungsentwurf- und Simulation - 44 - Schaltung Funktionsweise Die Übertragungsfunktion eines aktiven Filters 2. Ordnung mit Schaltungsentwurf- und Simulation - 45 - Bandpassverhalten enthält als charakteristische Größe die Resonanzfrequenz f o , die Polgüte Q und die Verstärkung V ( fo ) bei der Resonanzfrequenz. Infolge der Toleranzempfindlichkeit dieser Größe bezüglich der frequenzbestimmenden Bauelemente treten praktisch immer Schwierigkeiten auf, vorgegebene Werte dieser Größe möglichst genau zu erreichen. Die folgenden Filterschaltung ist aus der Forderung entstanden, mit einem minimalen Aufwand an aktiven und passiven Bauelementen einen Bandpass mit leicht abgleichbarer Resonanzfrequenz und Güte zu realisieren. Das Filter besteht aus einem invertierenden Operationsverstärker [X1] bzw. [X4], in dessen Gegenkopplungszweig eine RC - Parallelschaltung gelegt wird [C1], [R1] bzw. [C3], [R3]. Die Eingangsbeschaltung ist als RC – Serienschaltung ausgebildet [C2], [R2] bzw. [C4], [R4], während ein variabler Spannungsteiler [X2], [X5] zwischen Ausgang und Masse zum P-Eingang des Operationsverstärkers führt. Im Gegensatz zu andern Filterausführungen mit einem invertierenden Operationsverstärker liegt hier der P- Eingang des Operationsverstärkers nicht auf Masse, sondern es wird eine positive (ohmsche) Rückkopplung verwendet, wodurch man einen Freiheitsgrad für die Güte mit den Potentiometern, [X2] in Schaltung 1 bzw. mit [X5] in Schaltung 2, eingestellt werden kann. Für tiefe Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz f o wirkt die Schaltung als Differentiator mit einem Verstärkungsanstieg von 6 dB/Oktave. Für hohe Frequenzen oberhalb f o wirkt sie als Integrator mit einem Verstärkungsabfall von 6 dB/Oktave. Bei der Resonanzfrequenz dagegen kommt infolge der positiven Rückkopplung eine ausgeprägte Überhöhung des Verstärkungsverlaufs zustande. Um die Resonanzfrequenz mit einem einzigen Bauelement einstellbar zu gestalten, werden die beiden Widerstände in zwei Teilwiderstände aufgeteilt welche über ein Potentiometer [X3] verbunden sind. Wird eine Stern-DreieckTransformation angewendet so erhält man Schaltung 2. Hierdurch wird das Filter zwar nicht durchstimmbar gemacht, jedoch kann die Resonanzfrequenz mit einem einzigen Widerstand über einen gewünschten Frequenzbereich verschoben werden. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 46 - Darstellung von oben nach unten für Schaltung 2: - Verstärkung (also Durchlass) einzelner Frequenzen durch Pot. [X3] - Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen Darstellung der Durchstimmbarkeit der Mittenfrequenz mittels des Potentiometers [X3]. Bei gleizeitig hoher Polgüte (große Flankensteilheit des Filters) ist zu erkennen, dass es zu einem Phasensprung von ca. -270° kommt. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 47 - Darstellung von oben nach unten für Schaltung 2: - Polgüte, eingestellt durch Pot. [X5], einer Frequenz (eingestellt über [X3]) - Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen Darstellung der Flankensteilheit des Filters bezogen auf eine bestimmte Mittenfrequenz, die in diesem Fall ca. 1,82KHz beträgt. Bei hoher Flankensteilheit kommt es zu einem Phasensprung von ca. -270°. P18 – Spannungsgesteuertes Schaltungsentwurf- und Simulation - 48 - Resonanzfilter 2. Ordnung Schaltung Funktionsweise Der aktive Resonanzfilter 2. Ordnung ist mehrfachgegengekoppelt. Die beiden Schaltungsentwurf- und Simulation - 49 - Widerstände, die zum einstellen der Resonanzfrequenz notwendig sind, wurden durch zwei FET’s ersetzt [J1] und [J2], deren Drain-Source-Strecken über die Steuerspannung [Uc] am Gate geregelt werden und somit steuerbare Widerstände darstellen. Dadurch wird der Filter Frequenzvariabel. Die Widerstände [R6] und [R3] wirken als Gegenkopplungswiderstände für die FET’s. Über das Potentiometer [X2] kann die Polgüte variiert werden. Das besondere ist, dass über das durchstimmbare Fequenzband , die Polgüte unbeeinflusst beleibt und nicht nachgeregelt werden muss, wie z. B. bei P17. Durch den Einsatz der FET’s ist dieser Filter elektronisch steuerbar. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 50 - Darstellung von oben nach unten: - Durchlasskurve des Filters in Abhängigkeit von [Uc] - Phasengang der einzelnen Frequenzeinstellungen Die Mittenfrequenz der Durchlasskurve ist über [Uc] regelbar. Der regelbare Bereich umfasst ca. 300Hz. Die Polgüte und die Dämpfung des Filters ändern sich dabei nur vernachlässigbar klein. Simulation Schaltungsentwurf- und Simulation - 51 - Darstellung von oben nach unten: - Polgüte des Filters in Abhängigkeit von Potentiometer [X2] - Phasengang des Filters für die gewählten Polgüten Durch Änderung des Potentiometers [X2] ist die Polgüte einzustellen. Auffällig ist, dass sich dadurch auch die Mittenfrequenz ändert, was ein Nachregeln von [Uc] zur Folge hat, um zur gewünschten Mittenfrequenz zurückzukehren. Schaltungsentwurf- und Simulation - 52 -
