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1 Halbleiterdioden Bei inhomogener Dotierung einer Halbleiterschicht entsteht ein elektronisches Bauelement mit der Eigenschaft eines stromrichtungsabhängigen Schalters Entstehung der Sperrschicht bei einem pn-Übergang Abb. 1.1: Diffusionsspannung des pn-Übergangs 1-1 1.1 pn-Übergang mit äußerer Spannung Abb. 1.2: pn-Übergang mit äußerer Spannung Bei Polung in Durchlassrichtung (plus an p) hat die Diode einen sehr niedrigen Widerstandswert, bei Polung in Sperrrichtung (minus an p), ist der Widerstand sehr groß. Die Halbleiterdiode lässt den Strom in einer Richtung durch und sperrt ihn in der anderen Richtung Abb. 1.3: Aufbau einer Diode und Schaltzeichen 1-2 1.1.1 Kennlinie des pn-Überganges Abb. 1.4: Prinzipielle Strom-Spannungskennlinie des pn-Übergangs Ab USchwell nimmt Strom stark zu: Schwellenspannung oder Schleusenspannung Eine Halbleiterdiode ist im Bereich oberhalb der Schwellspannung niederohmig UD > 0 V UR < U < 0 V Durchlassbereich Sperrbereich 1-3 Abb. 1.5: Typische I-U-Kennlinien von Dioden Sperrbereich U = - UR = - US Sperrspannung I = - I R = -IS Sperrstrom Durchlassbereich UD = UF Durchlassspannung Vorwärtsspannung UD (Si) ~ 0,7 V UD (Ge) ~ 0,35 V I = ID = IF Durchlassstrom 1-4 Aus Kennlinie: Widerstandsverhalten Gleichstromwiderstand RD RF RA U I (1.1) A Der Gleichstromwiderstand RF einer Halbleiterdiode ist vom Arbeitspunkt abhängig. RD : 5 200 , Sperrrichtung: M G In halblogarithmischer Darstellung ergibt sich für Kennlinie näherungsweise Gerade U I IS exp D 1 UT für UD 0 (1.2) IS Sättigungssperrstrom 10-12 10-6 A Reale Dioden: U I IS exp D nU T 1 UT Temperaturspannung: UT n Emissionskoeffizient n (1.3) k BT e 26 mV bei 300 K (1.4) 12 1-5 Durchlassbereich: UD » nUT I IS e UD nU T (1.5) differentieller Widerstand rF U F I F Der differentielle Widerstand rF einer Halbleiterdiode hat in jedem Kennlinienpunkt einen anderen Wert aus Arbeitspunktstrom IA berechenbar rF dU dI A UT IA (1.6) 1-6 1.1.2 Temperaturverhalten von Halbleiterdioden Mit steigender Temperatur nimmt der Sperrstrom stark zu dIS 7 % C dT US const. Abb. 1.6: Abhängigkeit des Sperrstromes von der Sperrschichttemperatur bei einer SiDiode Mit zunehmender Temperatur wird die Schwellspannung etwas herabgesetzt dU D dT 1,7 I D const. mV K Abb. 1.7: Abhängigkeit des Verlaufes der Durchlasskennlinien einer Si-Diode von der Sperrschichttemperatur 1-7 1.1.3 Kennwerte und Grenzwerte Grenzwerte sind Werte, die der Anwender nicht überschreiten darf, ohne eine sofortige Zerstörung des Bauelementes zu riskieren Kennwerte sind Werte, die die Eigenschaften des Bauelementes im Betriebsbereich beschreiben Kennwerte sind typische Werte Datenblätter! 1-8 1.2. Spezielle Halbleiterdioden 1.2.1. Z - Dioden besonders dotierte Si-Dioden UZ0: Zenerspannung Z-Dioden werden im Sperrbereich bei Erreichen der Zenerspannung niederohmig Abb. 1.8: I-U-Kennlinie einer Z-Diode und Schaltzeichen Zener-Effekt: Sperrschicht wird durch hohe Feldstärke plötzlich leitfähig Lawinen-Effekt (Avalanche-Effekt): Zahl der freien Ladungsträger steigt lawinenartig an Große Leitfähigkeit der Sperrschicht kann zu einem sehr großen Strom in Sperrrichtung führen 1-9 Nach Zenerdurchbruch ist Begrenzung des Stromes unbedingt erforderlich IZ max darf nicht überschritten werden Abb. 1.9: Durchbruchskennlinie einer Z-Diode mit Angabe der erforderlichen Strombegrenzung. 1-10 1.3 Anwendungen Gleichrichter, Schaltdioden, Modulatoren Oszillatoren Detektoren, Photodioden, Solarzellen, LEDs Diode als Schalter ODER-Glied (ODER-Gatter) Abb. 1.10: ODER-Glied mit Dioden als Schaltelementen Es gibt nur die zwei Zustände 1 und 0. Folgende Festlegung soll gelten: 1 5V 1V 0 OV 1V 1-11 Hat entweder der Eingang A oder der Eingang B den Zustand 1, so hat auch der Ausgang Z den Zustand 1. UND-Glied (UND-Gatter) Abb. 1.11: UND-Glied mit Dioden als Schaltelementen Am Ausgang Z kann nur dann der Zustand 1 = 5 V vorhanden sein, wenn an Eingang A und an Eingang B 5 V anliegen. Hat einer der Eingänge Zustand 0, so zieht er die Ausgangsspannung auf ungefähr 0,5 V herab. Damit hat der Ausgang den logischen Zustand 0. 1-12 2 Bipolartransistoren Zwei Transistorfamilien: Abb. 2.1: Gliederung der verschiedenen Transistorfamilien 2-1 2.1 Arbeitsweise von Bipolartransistoren Bipolare Transistoren: zwei unterschiedlich gepolte pn-Übergänge E Emitter B Basis C Kollektor Abb. 2.2: Zonenfolge, Anschlussbezeichnung, Schaltzeichen bei Bipolartransistoren Arbeitsweise von npn-Transistoren npn-Transistor: p-leitende Zone zwischen zwei n-leitenden Zonen npn-Transistor als Verstärkerbauelement: Der pn-Übergang Emitter - Basis wird in Durchlassrichtung gepolt. Der pn-Übergang Basis - Kollektor wird in Sperrrichtung gepolt. 2-2 drei Spannungen und drei Ströme: UCE : Kollektor-Emitter-Spannung IC Kollektorstrom UBE : Basis-Emitter-Spannung IB Basisstrom: UCB : Kollektor-Basis-Spannung IE Emitterstrom pn-Übergang in Durchlassrichtung geschaltet: "Plus an p-Zone" UBE und UCE müssen positiv sein Abb. 2.3: Prinzip eines bipolaren npn-Transistors 2-3 UBE > 0 Elektronen werden in das Basisgebiet hineingebracht (Ladungsträgerinjektion) UBC < 0 Elektronen werden über die Raumladungszone abtransportiert Flussspannung U BE beeinflusst Rate, mit der Elektronen in das Basisbahngebiet injiziert werden, und damit Strom der am kollektorseitigen Sperrschichtrand ankommt Durch Änderung der Steuerspannung UBE im Eingangskreis kann der Strom IC im Ausgangskreis gesteuert werden (spannungsgesteuerte Stromquelle) Durch unterschiedliche Dotierstoffkonzentrationen in Emitter und Basis wird erreicht, dass ein großer Kollektorstrom durch einen kleinen Steuerstrom (= Basisstrom) gesteuert wird: ND,E = 1019 cm-3, NA,B = 1017 cm-3, ND,C = 1015 cm-3 Ein kleiner Löcherstrom steuert einen großen Elektronenstrom Gleichstromverstärkung B : Verhältnis von Kollektorstrom zu Basisstrom B IC IB (2.1) Kleine Basisstromänderungen gehören zu großen Kollektorstromänderungen oder Kleine Basisspannungsänderungen führen zu großen Kollektorspannungsänderungen 2-4 Betriebszustände a) Stromloser Zustand: b) Aktiver Zustand (Vorwärtsbetrieb): Emitterdiode leitend, Kollektordiode gesperrt. c) Gesättigter Zustand: Emitter- und Kollektordiode leitend. e) Gesperrter Zustand: Emitter- und Kollektordiode gesperrt. f) Inverser Zustand: Emitterdiode gesperrt, Kollektordiode leitend. Arbeitsweise von pnp-Transistoren pnp-Transistor: n-leitende Zone zwischen zwei p-leitenden Zonen Gleiche Polung der pn-Übergänge wie beim npn-Transistor: Der pn-Übergang Emitter - Basis wird in Durchlassrichtung gepolt. Der pn-Übergang Basis - Kollektor wird in Sperrrichtung gepolt Spannungen UBE und UCE müssen anders gepolt sein als beim npn-Transistor 2-5 2.1.1 Spannungen und Ströme beim Transistor alle Spannungen sind auf den Emitter zu beziehen U CE U CB U BE Abb. 2.4: Spannungen am Transistor Festlegung: alle positiv gezählten Ströme fließen in den Transistor hinein Abb. 2.5: Bezugspfeile für Ströme und Spannungen an Transistoren Emitterstrom Summe aus Kollektorstrom und Basisstrom IE IC I B Mit Basisstrom IB und der Basis-Emitter-Spannung UBE wird Transistor gesteuert. 2-6 npn-Transistor: UCE, UBE, IC, IB positiv, IE negativ pnp-Transistor: UCE, UBE, IC, IB negativ, IE positiv Abb. 2.6: Spannungen und Ströme im Normalbetrieb. Grundsätzlich werden nur Beträge angegeben: Alle Kennlinien und vorzeichenbehafteten Kennwerte gelten sowohl für npn- als auch für pnp-Transistoren jede Transistorverstärkerschaltung muss als Eingang immer die Basis-Emitter-Strecke aufweisen, während der Ausgang vom Kollektorstrom durchflossen wird. drei Schaltvarianten: Abb. 2.7: Die drei Grundschaltungen des npn-Transistors im Normalbetrieb 2-7 Tab. 2.1: Eigenschaften der Transistorschaltungen Emitterschaltung Basisschaltung Kollektorschaltung Eingangswiderstand 10 10 k 10 50 100 k 1000 k Ausgangswiderstand 10 k 50 k 1 k 1000 k 10 300 200 5000 200 5000 <1 10 200 <1 10 200 gering groß groß Spannungsverstärkung Stromverstärkung Grenzfrequenz Emitterschaltung: Allgemeiner Kleinsignalverstärker mit hoher Spannungs- und Stromverstärkung. Basisschaltung: Klassische HF-Verstärkerschaltung Kollektorschaltung (Emitterfolger): Typische Leistungsverstärkerstufe 2-8 2.2 Grundlagen eines Transistorverstärkers in Emitterschaltung 2.2.1 Kennlinienfelder und Kennwerte Ein kleiner Strom im Eingangsstromkreis steuert einen großen Strom im Ausgangstromkreis (Laststromkreis) Abb. 2.8: Verstärkerprinzipschaltung eines npn-Transistors in Emitterschaltung mit Kennlinien quantitativ beschreibbar: drei Stromgrößen: IE, IC und IB drei Spannungsgrößen: UCE, UBE und UCB - Eingangskennlinien I B I B (U BE )U CE = const - Ausgangskennlinien I C I C (U CE )U BE = const oder I C I C (U CE ) I B = const - Stromsteuerungskennlinien I C I C ( I B )U CE = const - Spannungssteuerungskennlinie I C I C (U BE )U CE = const 2-9 Eingangskennlinienfeld Eingangsgrößen: Basisstrom IB und Basis-Emitter-Spannung UBE Eingangskennlinienfeld (IB-UBE-Kennlinienfeld): Zusammenhang zwischen UBE und IB für verschiedene Werte von UCE Abb. 2.9: IB-UBE-Kennlinie mit Berechnung des differentiellen Eingangswiderstandes (links), sowie für verschiedene Kollektor-Emitter-Spannungen (rechts) Transistor stellt Widerstand dar: Der Anstieg der IB-UBE-Kennlinie in einem bestimmten Kennlinienpunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen Eingangswiderstand rBE in diesem Kennlinienpunkt. A Arbeitspunkt differentieller Eingangswiderstand rBE rBE U BE U BE I B I B U CE = const. UT IB (2.2) 2-10 Ausgangskennlinienfeld Ausgangsgrößen: Kollektorstrom IC und Kollektor-Emitter-Spannung UCE. Ausgangskennlinienfeld (IC-UCE-Kennlinienfeld): Zusammenhang zwischen IC und UCE für verschiedene Werte von IB Abb. 2.10: Ausgangskennlinienfeld Der Anstieg der IC-UCE-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen Ausgangswiderstand rCE in diesem Arbeitspunkt rCE U CE U CE I C I C (2.3) I B = const. oder: IC als Funktion von UCE für verschiedene UBE Abb. 2.11: Ausgangskennlinienfeld eines npnTransistors. 2-11 Abb. 2.12: Arbeitsbereiche eines npn-Transistors 1 2 4 5 Verstärkerbereich Übersteuerungsbereich Durchbruchsbereich Sperrbereich Stromsteuerungskennlinienfeld Stromsteuerungskennlinienfeld (IC-IB-Kennlinienfeld): Zusammenhang zwischen IC und IB für bestimmte Werte von UCE Abb. 2.13: Stromsteuerungskennlinienfeld 2-12 Gleichstromverstärkung (statische Stromverstärkung) B B IC IB (2.1) Der Anstieg der IC-IB-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen Stromverstärkungsfaktor in diesem Arbeitspunkt I C I C I B I B U (2.4) CE = const. Analoge Schaltungstechnik: B 2-13 Rückwirkungskennlinienfeld UCE = UCB + UBE Vergrößerung von UCE führt zur Vergrößerung von UCB und UBE Eine Erhöhung (Erniedrigung) der Ausgangsspannung UCE wirkt also auf die Eingangsspannung UBE zurück Unerwünscht! Rückwirkungs-Kennlinienfeld (UBE-UCE-Kennlinienfeld): Zusammenhang zwischen UBE und UCE für bestimmte Werte von IB Abb. 2.14: Rückwirkungskennlinienfeld Der Anstieg der UBE-UCE-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt ergibt den differentiellen Rückwirkungsfaktor D in diesem Arbeitspunkt D U BE U BE U CE U CE I B = const. 2-14 Vierquadrantenkennlinienfeld Abb. 2.15: Vierquadrantenkennlinienfeld 2-15 Übertragungskennlinienfeld (Spannungssteuerkennlinienfeld) Übertragungskennlinienfeld (IC-UBE-Kennlinienfeld): Zusammenhang zwischen IC und UBE für bestimmte Werte von UCE Abb. 2.16: Übertragungskennlinienfeld Der Anstieg der IC-UBE-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt ergibt die Steilheit S in diesem Arbeitspunkt S I C I C U BE U BE U CE = const. IC UT (2.5) S gibt also an wie steil die Übertragungskennlinie im Arbeitspunkt ist UT 26 mV rBE S S 40 mA/VIC, IC in mA (2.6) 2-16 2.2.2 Gleichstromdimensionierung (Wahl des Transistorarbeitspunktes) Kleinsignalbetrieb: Transistor wird in einem Arbeitspunkt A betrieben und mit kleinen Signalen um den Arbeitspunkt angesteuert. näherungsweise lineares Verhalten. Zum Betrieb bestimmte Spannungswerte UCE und UBE und bestimmte Stromwerte für IC und IB notwendig. Zwei der vier Größen UCE, UBE, IC, IB bestimmen den Arbeitspunkt des Transistors. Meistens: UCE und IB Kollektorruhestrom Um auch Verstärkung von sehr kleinen Wechselspannungssignalen möglich zu machen wird dem Transistor eine Gleichstrom-Voreinstellung aufgezwungen Abb. 2.17: Ruhestromeinstellung 2-17 Arbeitswiderstand Am Kollektorwiderstand RC kann der Kollektorstrom einen Spannungsabfall erzeugen! Abb. 2.18: Festlegung des Transistorarbeitspunktes Betriebsspannung UB (Netzteilspannung) liegt meist fest (z.B. UB = 10 V). RC wird so gewählt, dass sich bei dem gewünschten Basisstrom IB die gewählte Kollektor-Emitter-Spannung UCE einstellt (z.B. RC = 1 k) Widerstandsgerade Transistor ist gerade gesperrt: Transistor ist ganz durchgesteuert: IC = 0, UCE = UB = 12 V UCE = 0 V. 2-18 Arbeitspunkt Wir wählen den Arbeitspunkt bei UCE = 5 V. Damit sind auch IC und IB gewählt. U CE UB 2 Aussteuerung : Signalgesteuerte Veränderung des Kollektorstroms: Abb. 2.19: Transistor in Emitterschaltung Arbeitspunkt durch Spannungsteiler R1 R2 eingestellt. 2-19 Einfluss der Temperatur auf den Arbeitspunkt Basis-Emitter-Spannung eines Transistors nimmt um ca. 2 mV je Grad Temperaturerhöhung ab. Abb. 2.20: Ersatzschaltbild für die Wirkung der Basis-Emitter-Spannungsdrift. dU BE 2 mV d Grad (2.7) Kollektorstrom nimmt mit steigender Temperatur zu: I C S dU BE d (2.8) Drift des Kollektorruhepotentials mit Spannungsverstärkung Vu VC A Vu 2 mV K (2.9) Für Vu = 150 nimmt bei einer Temperaturerhöhung um 20 Grad das Kollektorruhepotential um 6 V ab. Untragbar! 2-20 Stabilisierung durch Temperaturkompensation NTC-Widerstand (Negative Temperature Coefficient) Diode Abb. 2.21: Temperaturkompensation des Arbeitspunktes Transistor und das temperaturabhängige Kompensationselement sollen möglichst die gleiche Temperatur besitzen! 2-21 2.2.3 Vierpolparameter Emitterschaltung: Basis und Emitter bilden die Eingangsklemmen, Kollektor und Emitter die Ausgangsklemmen Abb. 2.22: npn-Transistor in Emitterschaltung U BE f1 ( I B ,U CE ) IC f 2 (U CE , I B ) Linearisierung der Funktionen U BE I C U EB I B I C I B I B A I B A U EB U CE I C U CE U CE A U CE A 2-22 hike Hybridparameter der Emitterschaltung U BE I B I C I B = h11e A = h21e A U BE U CE I C U CE = h12e A = h22e A partiellen Ableitungen: Steigungen der Transistorkennlinien im Arbeitspunkt h11 rBE h12 D h21 rBE S h22 1 rCE Vierpolersatzschaltbild Abb. 2.23: Ersatzschaltbild eines Transistors für kleine Signale bei niedrigen Frequenzen 2-23 2.2.4 Steuerung des Transistors Nach Wahl des Arbeitspunktes können folgende Größen gemessen werden: U CE A , I C A , I B A , U BE A Abb. 2.24: Übertragungsverhalten der Emitterschaltung û e kleine sinusförmige Wechselspannung, die über Koppelkondensator C mit der vorhandenen Transistorschaltung verbunden ist. Anlegen einer sinusförmigen Signalspannung uBE U BE A uˆ e Spiegelung des Signals uBE = f(t) an der Eingangskennlinie iB I B A iˆb 2-24 Spiegelung des Basisstroms an der Stromsteuerungskennlinie iC I C A iˆc Spiegelung von iC an der Widerstandsgeraden RC u CE U CE A uˆce Aus Vierquadranten-Kennlinienfeld können die Verstärkungsfaktoren entnommen werden: Spannungsverstärkung: Vu uˆCE uˆBE (2.10) Stromverstärkung: Vi iˆC iˆB (2.11) Leistungsverstärkung: VP Vu Vi (2.12) Bei Emitterschaltung ist die Ausgangswechselspannung gegenüber der Eingangsswechselspannung um 180° phasenverschoben 2-25 2.2.5 Transistorverlustleistung Kollektor-Emitter-Verlustleistung PCE Basis-Emitter-Verlustleistung PBE. PCE U CE I C PBE U BE I B Gesamtverlustleistung: Ptot U CE IC U BE I B PBE < PCE Datenblätter: Ptot U CE I C (2.13) höchstzulässige Gesamtverlustleistung Für UCE bestimmter Strom ICmax IC =f(UCE) Verlusthyperbel Abb. 2.25: Verlusthyperbel Der Arbeitspunkt eines Transistors muss stets im Gebiet unterhalb der Verlusthyperbel liegen. Liegt er im Gebiet oberhalb der Verlusthyperbel, so wird der Transistor wärmemäßig überlastet und zerstört. 2-26 2.2.6 Frequenzgang Wechselstromverstärker zeigen frequenzabhängigen Verlauf des Spannungsverstärkungsfaktors Vu. Abb. 2.26: Abhängigkeit der Verstärkung von der Frequenz Untere Grenzfrequenz Koppelkondensatoren und Widerständen bilden Hochpässe. Abb. 2.27: Zur Berechnung der unteren Grenzfrequenz Eingangsseitig: fu 1 2 Ce ( Rein R1 ) (2.14) Ausgangsseitig: fu 1 2 Ca ( Raus Ra ) (2.15) 2-27 Obere Grenzfrequenz Verstärkerschaltungen haben obere Grenzfrequenz fo, bei der Rückgang der Spannungsverstärkung Vu einsetzt Dynamischer Stromverstärkungsfaktor zeigt Tiefpassverhalten, nimmt ab der Grenzfrequenz f0 mit 20 dB/Dekade ab Transitfrequenz fT: Frequenz bei der = 1 Abb. 2.28: Frequenzabhängigkeit der dynamischen Stromverstärkung Die Frequenz f ist die Grenzfrequenz, bei der die Stromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung um 3 dB (auf 70,7 %) abgesunken ist. fβ fT (2.16) 2-28 2.2.7 Einstellung des Arbeitspunktes Arbeitspunkteinstellung mit Vorwiderstand Arbeitspunktgrößen mit Index A gekennzeichnet (z.B. I B A ). Arbeitspunkt durch Basisstrom I B A und Widerstand R1 bestimmt IB A U B U BE A R1 UBA R1 const. Abb. 2.29: Arbeitspunkteinstellung mit Basiswiderstand Vorgehen bei Dimensionierung: a) I C A und U CE A gewählt und RC berechnet: RC U B U CE A IC A b) Ermittlung des Basisstromes I B A I B A aus Ausgangskennlinienfeld für Arbeitspunkt ( I C A , U CE A ) entnommen oder bei gegebenem B berechnet I B A IC A B c) Ermittlung der Basis-Emitter-Spannung U BE A : U BE A aus Eingangskennlinienfeld für I B A d) Berechnung von R1: R1 U B U BE A IB A 2-29 U BE A : 0,6 V (Silizium) oder 0,3 V (Germanium). UB » UBE R1 UB IB A Vorteile der Einstellung: 1. Die Schaltung lässt sich zuverlässig dimensionieren, wenn die Stromverstärkung B bekannt ist. Hierbei sind die Exemplarstreuungen von B zu beachten. 2. Bei genügend großer Spannung UB wird die Schaltung mit Stromeinspeisung von I B A betrieben, d.h., der eingespeiste Basisstrom hängt im Wesentlichen von UB und R1 ab und nicht vom Transistor U IB A B R1 3. Der Temperaturgang von UBE hat keinen nennenswerten Einfluss auf die Arbeitspunktstabilität. Nachteile der Einstellung: 1. Bei großen Exemplarstreuungen von B muss der Arbeitspunkt durch Trimmer (R1) fein eingestellt werden. 2. Der Temperaturgang der Stromverstärkung B hat direkten Einfluss auf die Arbeitspunktstabilität 2-30 I C A B I BA ; I B A = konst. Temperaturzunahme bringt Vergrößerung von B und damit von I C A . Arbeitspunkteinstellung mit Spannungsteiler Arbeitspunkt durch Spannungsteiler und Betriebsspannung bestimmt U BE A UB R2 R1 R2 R2 R1 R2 (U B R1 I B A ) const. Zur Einstellung von U BE A ist Querstrom zu wählen I q 310 I B Abb. 2.30: Arbeitspunkteinstellung mit Spannungsteiler Vorgehen bei Dimensionierung: a) I C A und U CE A gewählt und RC berechnet RC U B U CE A IC A b) Ermittlung des Basisstromes I B A : I B A aus Ausgangskennlinienfeld ( I C A ,U CE A ) oder bei gegebenem B berechnet I B A IC A B c) Ermittlung der Basis-Emitter-Spannung U BE A : 2-31 U BE A aus Eingangskennlinienfeld d) Berechnung von R2: Spannungsteiler R1, R2 so zu dimensionieren, dass an R2 U BE A U BE A auftritt: R2 Iq e) Berechnung von R1: R1 U B U BE A Iq I B A f) zur Feineinstellung des Arbeitspunktes müssen R1 bzw. R2 regelbar gestaltet werden Nachteile der Einstellung: 1. Der Arbeitspunkt muss fein eingestellt werden. Dies ist besonders nachteilig bei Serienfertigung der Verstärkerschaltung. 2. Die UBE-Spannung des Transistors ist temperaturabhängig. Damit stimmt die Arbeitspunkteinstellung nur bei einer bestimmten Temperatur. Jede Temperaturänderung verändert den Arbeitspunkt. 3. Der Spannungsteiler R1, R2 setzt den Eingangswiderstand der Schaltung für das Signal herab. Die Schaltung ist ungünstig bezüglich ihrer Temperaturdrift. 2-32 2.2.8 Kleinsignalverhalten der Emitterschaltung Arbeitspunkt der Schaltung festgelegt! Kleinsignalverstärker! Abb. 2.31: Die Emitterschaltung mit ihren Signalersatzschaltbildern Annahme: Der kapazitive Widerstand XC für die Signalwechselströme habe den Wert Null. Gleichspannungsquelle UB mit Ri 0 wirkt auf das Signal wie ein Kurzschluss. 2-33 Spannungsverstärkung Vu Vu ua ue Transistor erzeugt als Stromquelle am Ausgang Wechselstrom: iC = iB es entsteht die Ausgangsspannung: ua iB r CE RC bzw. bei Berücksichtigung des Lastwiderstandes ua iB r CE RC RL Eingangsspannung ue erzeugt den Basiswechselstrom ue rBE iB Vu r R ua CE C S r CE RC ue rBE (2.17) rCE » RC Vu RC S RC rBE (2.18) bzw. mit RL Vu r CE RC RL rBE bzw. Vu RC R L rBE S RC R L (2.19) 2-34 Richtungspfeile von ue und ua einander entgegengesetzt: Zwischen Eingangs- und Ausgangswechselspannung besteht eine Phasenverschiebung von 180°. Die Spannungsverstärkung der Emitterschaltung ist umso größer, je größer der Widerstand RC || RL ist. Verstärkung begrenzt durch Größe des Ausgangswiderstandes rCE und durch die Stromverstärkung . Je nach -Wert Verstärkungswerte bis 200. Die Emitterschaltung hat hohe Spannungsverstärkung Kleinsignal-Betriebsverstärkung Berücksichtigung des Widerstandes Ri der Signalquelle Abb. 2.32: Ersatzschaltbild der Emitterschaltung mit Rg und RL. Die Kleinsignal-Betriebsverstärkung setzt sich zusammen aus der Spannungsverstärkung der Schaltung und den Spannungsteilerfaktoren am Eingang und Ausgang VB ua re RL Vu ui re Ri RL ra (2.20) 2-35 Eingangswiderstand Eingangswiderstand Parallelschaltung aus R1, R2, rBE Abb. 2.33: Eingangswiderstand der Emitterschaltung rBE dU BE U T U B B T dI B IB IC S re R1 R2 rBE re R1 R2 rBE R1 R2 (2.21) (2.22) (2.23) Um Signalquelle möglichst wenig zu belasten, muss der Spannungsteiler R1, R2 sehr hochohmig sein. rBE kann durch Wahl eines besonders kleinen Basisgleichstromes ebenfalls hochohmig werden, allerdings verkleinert man dabei auch die Spannungsverstärkung der Schaltung. Der Eingangswiderstand der Emitterschaltung ist mittelgroß. Er wird vom differentiellen Widerstand rBE bestimmt. rBE ist umso kleiner, je größer der Basisgleichstrom ist (z.B. IB A = 20 µA; rBE 1,5 k). 2-36 Ausgangswiderstand Neben rCE gehört zur Emitterschaltung auch der Kollektorwiderstand RC Abb. 2.34: Ausgangswiderstand der Emitterschaltung Damit wird die Emitterschaltung für den Verbraucher eine Stromquelle mit dem Ausgangswiderstand: ra RC rCE rCE » RC (2.24) ra RC (2.25) Der Ausgangswiderstand der Emitterschaltung wird durch den Kollektorwiderstand RC bestimmt Bei Berücksichtigung des Lastwiderstandes RL ra RC rCE RL (2.26) ra RC RL (2.27) bzw. 2-37 Stromverstärkung Vi ia mit ie ie u e re , re Eingangswiderstand, mit dem Signalquelle belastet wird (Abb. 2.33) R1, R2 sehr hochohmig ie iB Eingangswiderstand durch rBE bestimmt! ue rBE iB verteilt sich auf rCE RC RL (Abb. 2.34) i a iB Vi RC RL < rCE : rCE RC RL RL rCE RC RL ia ie RL Vi RC RC R L (2.28) (2.29) (2.30) Die Emitterschaltung hat eine hohe Stromverstärkung. 2-38 Ankopplung des Verbraucherwiderstandes Kapazitive Ankopplung des Verbraucherwiderstandes Abb. 2.35: Emitterschaltung mit Lastwiderstand RL C wird so gewählt, dass XC RL. iC verteilt sich nun auf die RC und RL. Je größer RC gemacht wird, umso größer ist der Anteil des Signalstromes im Verbraucher RL, umso mehr Signalleistung wird dem Verbraucher zugeführt. Bei der Einstellung des Arbeitspunktes sollte man bestrebt sein, RC möglichst hochohmig auszuführen. 2-39 Es gibt 3 Möglichkeiten den Verbraucherwiderstand RL zu wählen: Möglichst große Spannungsverstärkung: RL Spannungsanpassung Möglichst große Stromverstärkung: RL 0 Stromanpassung Möglichst große Leistungsverstärkung: RL = ra Leistungsanpassung Maximale Spannungsverstärkung: Vu max ra rBE (2.31) Maximale Stromverstärkung: Vi max (2.32) Maximale Leistungsverstärkung: Vp max 2 ra 4 rBE (2.33) 2-40 2.2.9 Stabilisierung durch Gegenkopplung Stabilität des Arbeitspunktes kann durch Reduktion der Verstärkung verbessert werden Die Gegenkopplungsspannung ist dem Ausgangsstrom proportional Stromgegenkopplung Die Gegenkopplungsspannung ist der Ausgangsspannung proportional Spannungsgegenkopplung Gleichstromgegenkopplung In die Emitter-Leitung wird ein Widerstand RE eingebaut. Abb. 2.36: Stabilisierung des Arbeitspunktes durch Gleichstromgegenkopplung U BE A U e U RE U e RE I E A U e RE I C A RE bewirkt, dass die Zunahme von IC bei Temperaturerhöhung selbsttätig ein Abnehmen der UBE-Spannung zur Folge hat Stromanstieg wird nahezu verhindert 2-41 Die Ausgangsgröße I C A wirkt auf den Eingang: Stromgegenkopplung. Vorteile und Nachteile der AP-Stabilisierung durch Stromgegenkopplung: Es ist keinerlei Abgleich sowohl für die Einstellung des Arbeitspunktes als auch für die optimale Stabilisierung erforderlich ist. Die Schaltung regelt Änderungen selbsttätig aus. Widerstand RE wirkt sich u. U. nachteilig auf das Signalverhalten der Schaltung aus. RE wird deshalb häufig durch einen Kondensator kapazitiv kurzgeschlossen. Gleichspannungsgegenkopplung Ein Teil der Ausgangsspannung wird über einen Widerstand R1 auf die Basis zurückgeführt Abb. 2.37: Stabilisierung des Arbeitspunktes durch Gleichspannungsgegenkopplung Spannungsteiler R1, R2 an U CE A angeschlossen UBE verkleinert sich bei Temperaturerhöhung 2-42 weiteres Absinken von UCE wird verhindert Die Ausgangsgröße U CE A wirkt auf den Eingang: Spannungsgegenkopplung Vorteile und Nachteile der Stabilisierung durch GleichspannungsGegenkopplung: Widerstandswerte sind gut vorausberechenbar. Die Arbeitspunktstabilisierung erfolgt durch die Gegenkopplung selbsttätig, erfordert keinen Abgleich. Die Stabilisierungsgüte ist wesentlich schlechter als bei Gleichstromgegenkopplung. Auch hier Einfluss der Gleichspannungsgegenkopplung auf das Signalverhalten der Schaltung. Abhilfe wieder durch Kondensatoren. 2-43 2.2.10 Kleinsignalverhalten der Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung Spannungsverstärkung bei Gegenkopplung: Vu Es sei rCE » RC iC iB iC iE . Arbeitswiderstand nur RC Abb. 2.38: Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung Unterdrückung der Signalgegenkopplung mit C ue liegt nicht unmittelbar an der Basis-Emitter-Strecke! Der Spannungsabfall uE an RE wirkt der Eingangsspannung ue entgegen uBE = ue - uE Signalverstärkung wird kleiner Je kleiner uBE ist, umso kleiner wird auch die Ausgangsspannung ua. 2-44 i E iC iB u BE rBE S u BE u BE IC UT u e u BE i E RE u BE S u BE RE u BE 1 S R E bzw. u BE u e 1 1 S RE (2.34) ua U B RC I C i C RC iC (2.35) Für Signalspannungsverstärkung nur Signalanteil maßgebend i C S u BE S ue 1 S RE ua RC iC S RC u BE Vu S RC u e (2.36) 1 S RE S RC u e S RC ua RC u e u e 1 S RE 1 S RE rBE RE (2.37) Verstärkung um den Gegenkopplungsfaktor (1 S RE ) kleiner wie Verstärkung ohne Gegenkopplung: Signalgegenkopplung Der Emitterwiderstand bewirkt neben der Stabilisierung des Arbeitspunktes gleichzeitig auch eine Signalgegenkopplung, die erwünscht aber auch unerwünscht sein kann. 2-45 rBE und RE in gleicher Größenordnung: Vu RC RE (2.38) Die Stromgegenkopplung bewirkt eine Verkleinerung der Verstärkung. Die Verstärkung ist mit Gegenkopplung durch ein Widerstandsverhältnis bestimmt. Vorteile der Gegenkopplung: Solange RE » rBE ist, kann Verstärkung durch Wahl von RC und RE beliebig eingestellt werden. und rBE Arbeitspunktschwankungen sowie Änderungen von haben kaum Einfluss auf die Signalverstärkung Die Signalverstärkung wird durch Gegenkopplung weitgehend unabhängig von den differentiellen Größen des Transistors. Kaum Signalverzerrungen Durch Gegenkopplung werden die Signalverzerrungen verkleinert. 2-46 Mit Verbraucherwiderstand RL ergibt sich: Vu RC R L (2.39) RE Soll Einfluss der Gegenkopplung auf Verstärkung des Signals verhindern werden, muss RE durch einen Kondensator überbrückt werden Der Kondensator muss so groß gewählt werden, dass uE klein wird gegen uBE. Es muss gelten: XC « rBE Eingangswiderstand Ohne Gegenkopplung hat der Transistoreingang den Widerstand re Tr = rBE. Mit Gegenkopplung: re Tr ue iB rBE iB RE iB iB re Tr rBE R E rBE 1 S R E (2.40) Für RE in der Größenordnung von rBE und » re Tr RE (2.41) Mit = 100 und RE = 1 k ergibt sich: re Tr 100 k. 2-47 Durch Stromgegenkopplung wird der Eingangswiderstand der Emitterschaltung erheblich vergrößert. re R1 R2 re Tr (2.42) Der Transistoreingang wird so hochohmig, dass der Eingangswiderstand re im Wesentlichen bestimmt wird von R1 || R2 Ausgangswiderstand: r 'a RE U A U CE rCE 1 rCE I C I C r BE (2.43) Er strebt mit wachsender Gegenkopplung gegen RC. ra' RC RL (2.44) 2-48 2.2.11 Zusammenfassung Die Emitterschaltung kann ohne Gegenkopplung, mit Stromgegenkopplung oder mit Spannungsgegenkopplung betrieben werden. Abb. 2.39: Varianten der Emitterschaltung ohne mit mit Gegenkopplung Stromgegenkopplung Spannungsgegenkopplung Vu re ra RC rBE RC RE R2 R1 rBE rBE R E R1 RC R2 R 2 1 r BE R1 RC 2-49 Die Verstärkung der Emitterschaltung ohne Gegenkopplung ist stark vom Arbeitspunkt abhängig. Deshalb ist eine genaue und temperaturstabile Einstellung des Arbeitspunktes besonders wichtig. Bei Gegenkopplung wird die Verstärkung in erster Näherung durch zwei Widerstände bestimmt und hängt deshalb praktisch nicht vom Arbeitspunkt des Transistors ab. Die Arbeitspunkteinstellung ist weniger aufwendig. Allerdings kann man beim Einsatz einer wirksamen Gegenkopplung nur eine deutlich geringere Verstärkung erzielen. Bei gleichem Kollektorstrom hat die Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung den größten Eingangswiderstand, belastet also die Signalquelle am wenigsten. Es folgen die Emitterschaltung ohne Gegenkopplung und die Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplung. Der Ausgangswiderstand ist bei der Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplung wesentlich geringer als bei den anderen Varianten. Bei niederohmigen und kapazitiven Lasten ist dies vorteilhaft. 2-50 Anwendungen der Emitterschaltung Universalverstärkerschaltung. Sie wird im Niederfrequenzbereich zur Erzeugung sehr hoher Spannungsverstärkung benutzt. In der Regel wird die Schaltung mit stabilisiertem Arbeitspunkt durch Gleichstromgegenkopplung betrieben. Bei zunehmender Signalfrequenz wird Verstärkung aber frequenzabhängig. Die Emitterschaltung ist die einzige Transistorschaltung mit einer Phasendrehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung von 180°. 2-51 2.2.12 Transistordaten Kennwerte Die Kennwerte geben die Betriebseigenschaften des Transistors an. Dynamische Kenndaten (Signalkennwerte) differentieller Eingangswiderstand rBE = h11e differentieller Ausgangswiderstand rCE = differentieller Stromverstärkungsfaktor ß differentieller Rückwirkungsfaktor 1 h22e = h21e D = h12e Kennwerte gelten stets nur für einen bestimmten Arbeitspunkt! Gleichstromverstärkung (Gleichstromverhältnis) B IC IB Wird meist für verschiedene Arbeitspunkte angegeben 2-52 Restströme und Durchbruchspannungen Restströme kennzeichnen das Sperrverhalten der Transistorstrecken. Durchbruchspannung für bestimmten Strom. Dies ist ein Stromwert, bei dem der Transistor noch nicht zerstört wird. Kollektor-Emitter-Reststrom (Basis mit Emitter verbunden) ICES Kollektor-Basis-Reststrom bei offenem Emitter ICBO. Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung U(BR)CEO (Basis offen), Emitter-Basis-Durchbruchspannung U(BR)EBO (Kollektor offen), KollektorEmitter-Durchbruchspannung U(BR)CES (Emitter mit Basis verbunden) Sperrschichtkapazitäten Kollektor-Basis-Kapazität (Emitteranschluss offen, UCB = 10 V) CCBO = 6 pF Emitter-Basis-Kapazität (Kollektoranschluss offen, UEB = 0,5 V) CEBO = 25 pF Grenzfrequenzen Bei hohen Frequenzen machen sich die Sperrschicht-kapazitäten ungünstig bemerkbar. Der differentielle Stromverstärkungsfaktor ß wird von einer bestimmten Frequenz ab geringer. Transistoren haben also Grenzfrequenzen. 2-53 Wärmewiderstände Rauschmaß Transistor-Schaltzeiten 2-54 Grenzwerte Grenzwerte sind Werte, die nicht überschritten werden dürfen. Werden sie trotzdem überschritten, so ist eine sofortige Zerstörung des Bauteiles wahrscheinlich. Höchstzulässige Sperrspannungen maximale Sperrspannungen UCBO, UCEO und UEBO, UCES Höchstzulässige Ströme Maximaler Kollektorstrom ICmax Kollektorspitzenstrom ICM Maximaler Basisstrom IBmax Höchstzulässige Verlustleistungen Höchstzulässige Temperaturen Datenblätter 2-55 2-56 2-57 2-58 2-59 2-60 2-61 2-62 2-63 2.3 Kollektorschaltung (Emitterfolger) Abb. 2.40: Kollektorschaltung mit Signalansteuerung Arbeitspunkteinstellung entspricht der Gleichstromgegenkopplung ohne Kollektorwiderstand bei der Emitterschaltung. RE ist fester Bestandteil der Schaltung. Damit besitzt die Kollektorschaltung immer eine Stabilisierung durch Gegenkopplung. 2-64 2.3.1 Kleinsignalverhalten der Kollektorschaltung Im Unterschied zur Emitterschaltung kann die Signalgegenkopplung bei der Kollektorschaltung nicht unterdrückt werden, sie gehört immer zur Schaltung. Abb. 2.41: Signalersatzschaltbild der Kollektorschaltung Basis-Emitter-Strecke kann für Signal durch rBE nachgebildet werden Spannungsverstärkung Bei der Kollektorschaltung sind Eingangs- und Ausgangswechselspannung phasengleich. Daher der Name Emitterfolger. Das Emitterpotential folgt dem Basispotential nach. ua ue u BE I E RE du a du e 1 1 dI E du e du a S S RE 2-65 du a S RE 1 Vu 1 du e 1 S RE S RE (2.45) S RE >>1 Vu ua 1 ue (2.46) Die Ausgangsspannung der Kollektorschaltung ist immer etwas kleiner als die Eingangsspannung. Die Verstärkung ist näherungsweise 1. Unter Berücksichtigung der Spannung uBE sowie des Lastwiderstandes RL: Vu 1 rBE 1 (1 ) RE RL (2.47) Stromverstärkung: diC diB diE Vi iE iB (2.48) Die Kollektorschaltung hat eine hohe Stromverstärkung 2-66 Eine genauere Rechnung ergibt Vi (1 ) 1 1 RL RE (2.49) Eingangswiderstand re re ue ie Abb. 2.42: Eingangswiderstand der Kollektorschaltung re R1 R2 re Tr (2.50) mit re Tr ue uBE ua iB rBE (1 ) iB RE R L iB iB iB re Tr rBE (1 ) R E R L (2.51) Dieser Widerstand kann extrem große Werte annehmen. 2-67 Näherungsweise gilt: re Tr RE R L (2.52) RE RL re R1 R2 RE RL (2.53) Die Kollektorschaltung hat einen sehr hohen Eingangswiderstand. Er wird durch die Parallelschaltung aus R1, R2 und β RE RL gebildet. Ausgangswiderstand ra Signalquelle mit Ris, der Spannungsteiler R1, R2 wird dabei als Parallelwiderstand dem Ri zugerechnet Abb. 2.43: Ausgangswiderstand der Kollektorschaltung ra ua ia RE rCE rBE Ri rCE R E rBE Ri RE 1 1 (2.54) 2-68 Die Kollektorschaltung hat den niedrigen Ausgangswiderstand: rBE + Ri ra β RE kann meist vernachlässigt werden. Der Ausgangswiderstand ist umso kleiner, je kleiner rBE ist. Sehr kleine Ausgangswiderstände erfordern deshalb hohe Basisgleichströme bzw. Kollektorgleichströme im Arbeitspunkt. 2-69 2.4. Basisschaltung Abb. 2.44: Basisschaltung, Arbeitspunktstabilisierung durch RE Über den Kondensator C3 liegt die Basis auf dem Signal-Null-Potential. Die Kondensatoren C1, C2 trennen jeweils das Signal von den Gleichspannungen der Schaltung ab. Gleichstrommäßig entspricht die Schaltung völlig der Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung. Arbeitspunkteinstellung Die Arbeitspunkteinstellung der Basisschaltung entspricht grundsätzlich der bei Emitterschaltung. Besonderheiten: Die Basis muss immer wechselstrommäßig auf dem Signal-Null-Potential liegen. 2-70 2.4.1. Kleinsignalverhalten der Basisschaltung Eingangswechselstrom ie entspricht annähernd dem Emitterwechselstrom iE. Der Ausgangswechselstrom ia ist bei großem RC etwa gleich dem Kollektorwechselstrom iC. iB iE iC ie ia Die Basisschaltung besitzt also immer eine SignalStromgegenkopplung mit allen Vorzügen, aber auch Nachteilen einer Gegenkopplung. Abb. 2.45: Signalersatzschaltung der Basisschaltung Eingangswiderstand re RE re Tr (2.55) Eingangswiderstand des Transistors: re Tr re Tr iB rBE uBE iB rBE iE iB iC iB iB rBE 1 (2.56) 2-71 re R E rBE 1 rBE (2.57) Die Basisschaltung hat einen sehr kleinen Eingangswiderstand: rBE re β Ausgangswiderstand Am Ausgang ähnelt die Basisschaltung sehr der Emitterschaltung: Die Basisschaltung hat einen hohen Ausgangswiderstand, er wird durch RC bestimmt. Näherungsweise kann als Ausgangswiderstand bei tiefen Frequenzen gelten: ra RC (2.58) 2-72 Spannungsverstärkung Ausgangs- und Eingangswechselspannung der Basisschaltung sind phasengleich. Signalspannung liegt direkt als Steuerspannung uBE am Transistor: u e uBE iB rBE Ausgangswechselspannung: ua ia RL iC RL RC mit iC iB Vu Vu ua iB RL RC ue iB rBE R L RC rBE S RC (2.59) Mit Berücksichtigung des Lastwiderstandes RL Vu R L RC rBE S R L RC (2.60) Die Basisschaltung hat hohe Spannungsverstärkung, sie entspricht der Emitterschaltung. 2-73 Besitzt Signalquelle einen Innenwiderstand Ri, so wirkt der Wechselspannungsabfall an Ri als Gegenkopplungsspannung. Vu RL RC (2.61) Ri re Tr Abb. 2.46: Gegenkopplungswirkung durch Ri bei der Basisschaltung Für Ri > re Tr Vu R L RC Ri (2.62) Ri wirkt somit als Gegenkopplungswiderstand. Die Spannungsverstärkung ist nahezu unabhängig von den differentiellen Transistorgrößen und damit besonders stabil und verzerrungsarm. Anwendung der Basisschaltung Die Basisschaltung ist eine typische Verstärkerschaltung für hohe Frequenzen. 2-74 2.5 Der Transistor als Schalter Transistor-Schalterstufen werden zum kontaktlosen schnellen Schalten kleiner und mittlerer Leistungen eingesetzt. Abb. 2.47: Transistorschalter IB = 0: Kollektor-Emitterstrecke gesperrt wird ausgeschaltet. Transistorschalter IB > 0: Kollektor-Emitterstrecke leitend wird eingeschaltet. Transistorschalter Die zugehörige Kennlinie soll die Widerstandsgerade für R im Übersteuerungsbereich schneiden. Transistor befindet sich im Übersteuerungszustand, d.h. Kollektordiode und Emitterdiode werden in Durchlassrichtung betrieben. Wechselt die Eingangsstrom zwischen IB = 0 und IBE, so schaltet die Ausgangsspannung zwischen den Spannungswerten UA und UE um. 2-75 2.6 Anwendungen 2.6.1 Konstantstromquelle Abb. 2.48: Stromquelle mit bipolarem Transistor Kollektorschaltung: Transistor liefert konstante Spannung: U E U Z U BE . konstanter Strom: I E UE . RE Lässt man diesen Strom durch den Verbraucher fließen, so wirkt die Schaltung als Konstantstromquelle. IE I B IC . mi I B IC B 1 I E I C 1 B I E IC 2-76 Der Kollektorstrom ist weitgehend unabhängig vom Lastwiderstand RL, damit verhält sich der Transistor am Kollektor wie eine Konstantstromquelle mit dem Strom: IL IC U Z - U BE RE (2.63) Die ideale Konstantstromquelle hat einen unendlich großen Innenwiderstand. Der Innenwiderstand des Kollektorausgangs ist jedoch endlich. Grund dafür ist die Änderung der UCE-Spannung des Transistors bei veränderter Last. Auch bei konstantem Basisstrom nimmt der Kollektorstrom ab, wenn UCE kleiner wird RE r i rCE 1 rBE RE (2.64) rCE hat die Größenordnung M. Temperaturkompensation durch Kombinationen aus Gleichrichter und Z-Dioden. 2-77 2.6.2 Stromspiegel Referenzspannung der Konstantstromquelle kann auch durch einen Transistor vorgegeben werden Abb. 2.49: Schaltung eines Stromspiegels mit zwei identischen Transistoren Für Strom I1 gilt: I1 I C 2 I B bzw. I1 U B U BE 2 I C 2 I B 1 I C R IC U B U BE U B 0.7V R 2 R 1 (2.65) (2.66) Transistoren sollen möglichst exakt dieselben Kennlinien aufweisen und auch dasselbe Temperaturverhalten haben. 2-78 2.6.3 Darlington-Schaltung Die Kollektorschaltung ist nur sehr hochohmig am Eingang, wenn die Parallelschaltung R E R L einen genügend großen Wert hat. Ist der Eingangswiderstand der Kollektorschaltung verhältnismäßig klein, entnimmt sie der Signalquelle eine beträchtliche Leistung und die Stromverstärkung eines einzelnen Transistors reicht nicht mehr aus. Oft muss ein von einer hochohmigen Quelle geliefertes Signal auf einen niederohmigen Verbraucher gegeben werden (Koaxialkabel mit einem Wellenwiderstand von Z0 = 50 ) . Abhilfe schafft hier eine zweite, gleichsam in Reihe geschaltete Kollektorschaltung. Diese Kombination heißt DarlingtonSchaltung . Abb. 2.50: Darlington-Schaltung In erster Näherung ist die Stromverstärkung gleich dem Produkt der Stromverstärkungen der einzelnen Transistoren Vi ges I C ges I B1 2 I B2 I B1 2 I E1 I B1 2 1I B1 I B1 1 2 (2.67) 2-79 Es sind Stromverstärkungen von vielen tausend erreichbar. (2.51) für Eingangswiderstand * rBE rBE1 1 rBE 2 2rBE1 (2.68) Mit (2.2) folgt unter der Annahme I C* I E* I E 2 * rBE 2Vi ges UT I C* 21 2 UT I C* (2.69) Die Darlington-Schaltung ist unter der Bezeichnung Darlington-Transistor als Bauelement mit eigenem Gehäuse für Leiterplattenmontage verfügbar. Dabei werden die Anschlüsse wie bei einem Einzeltransistor mit Basis, Emitter und Kollektor bezeichnet. 2-80 2.6.4 Differenzverstärker Für die Verstärkung von Gleichspannungen kommt es sehr darauf an, dass auch kleinste Änderungen in der Arbeitspunkteinstellung vermieden werden. Beim Differenzverstärker wird die Temperaturdrift der BasisEmitter-Spannung durch einen zweiten Transistor, der unter gleichen Bedingungen arbeitet, kompensiert. Abb. 2.51: Grundschaltung des Differenzverstärkers Es wird eine völlig symmetrische Schaltung vorausgesetzt! Eine an der Basis von T1 angelegte kleine positive Spannung führt zu einem positiven Ausgangssignal (nichinvertierender Eingang). Eine positive Spannungsänderung an der Basis von T2 bewirkt ein Absinken der Kollektorspannung (invertierender Eingang). 2-81 Kopplung zwischen Transistoren umso besser, je größer Widerstand RE. Für RE bleibt Gesamtstrom über RE konstant. Gleichtaktmode: Ue1 = Ue2 Für gleiche Eingangsspannungen, Ue1 = Ue2, fließt jeweils I/ 2 durch T1 und T2 und erzeugt an den Kollektorwiderständen RC1 und RC2 den gleichen Spannungsabfall. Die Differenzspannung zwischen den Kollektoren Ua ist somit gleich Null. I 0 I C1 I B1 I C2 I B2 I C1 I C2 (2.70) Identische Eingangssignale: I C1 I C2 I0 2 (2.71) Die Konstantstromquelle sorgt also im Gleichtaktmode dafür, dass unabhängig von der Eingangsspannung keine Änderung der Ausgangsspannung auftritt (Gleichtaktunterdrückung). Differenzmode: Ue1 Ue2 Ist Ue1 > Ue2 , dann fließt ein größerer Strom durch T1 als durch T2 und I1 > I2. An den Kollektorwiderständen fallen unterschiedliche Spannungen ab und zwischen den Kollektoren besteht eine Spannungsdifferenz. Die Ausgangsspannung Ua ist direkt proportional der Differenz der Eingangsspannungen. Der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers ist gleich dem eines einstufigen Transistorverstärkers in Emitterschaltung. 2-82 Gleichtaktspannung UGl : Differenzspannung UD: U D U e1 U e2 UD 2 U U Gl D 2 U e1 U Gl U e2 (2.72) Differenzaussteuerung Bei schiefsymmetrischer Aussteuerung mit einer Differenzspannung UD ändert sich die Stromverteilung Die Ausgangsspannungen sind bei Differenzaussteuerung nicht konstant. Differenzverstärkung (differential gain): AD1 dU a1 dU D U AD2 Gl =const. dU a2 dU D U (2.73) Gl =const. Stromverteilung zwischen Kollektorströmen hängt von Differenzspannung ab Änderung der BasisEmitterspannung der Transistoren: 1 U e1 U e2 U D 2 2-83 Emitterspannung bleibt konstant! dU e1 dU BE1 und dU e2 dU BE2 Stufe zerfällt in zwei Emitterschaltungen Gesamte Differenzverstärkung wie bei Emitterschaltung AD RC U aD S RC UD rBE AD1 AD2 dU a1 dU a1 1 S RC dU D 2dU BE1 2 dU a2 dU a2 1 S RC dU D 2dU BE2 2 (2.74) AD - 10 - 1000 Streng genommen müsste neben RC auch der Ausgangswiderstand rCE des Transistors berücksichtigen werden: 1 rCE RC AD S 2 rCE RC (2.75) Für rCE » RC ist aber die Näherung (2.74) gut erfüllt. 2-84 Gleichtaktaussteuerung: Eine Änderung von UGl ändert nichts an der Stromverteilung Die Ausgangsspannungen bleiben bei Gleichtaktaussteuerung konstant. Gleichtaktverstärkung (common mode gain): AGl dU a1 dU Gl U D 0 dU a2 dU Gl U (2.76) D 0 Reine Gleichtaktverstärkung (UD = 0, IE1 = IE2, d.h. I0 = 2 IE2 2 IC2) Wegen RE (oder Innenwiderstand der Stromquelle) bleibt bei Veränderung der Eingangsspannung im Gleichtkatmode Summe der Emitterströme nicht konstant: dI 0 dU Gl . RE Änderung der Ausgangsspannung dU a1 dU a2 RC dI C AGl RC dU Gl 2 RE RC 2 RE (2.77) Im Idealfall Null. In der Praxis: AGl - 10-4 - 1. 2-85 Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio, CMRR): Verhältnis von Differenzverstärkung und Gleichtaktverstärkung G AD AGl 2 RE G 20 log rBE 2S RE AD AGl (2.78) (2.79) Die Gleichtaktunterdrückung gibt in dB das Verhältnis der Gleichtaktspannung zur Differenzspannung an, welche die gleiche Ausgangsspannung bewirkt, wie die Gleichtaktspannung Im Idealfall: AGl - 0 und damit G . Reale Differenzverstärker : G 103 105 (60 – 100 dB) Der Differenzverstärker verstärkt das Gleichtaktsignal um einen Faktor G schwächer als das Differenzsignal, er unterdrückt also ein eventuell vorhandenes Gleichtaktsignal. 2-86 Zentrale Eigenschaft des Differenzverstärkers: Der Differenzverstärker verstärkt die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen unabhängig von der Gleichtaktspannung, solange diese innerhalb eines zulässigen Bereichs liegt. Ausgangsspannungen hängen nur vom Strom der Stromquelle ab. Damit ist auch der Arbeitspunkt weitgehend unabhängig von UGl Temperaturbedingte Änderungen in den beiden Zweigen werden unterdrückt, da diese wie eine Gleichtaktaussteuerung wirken. Eingangswiderstände Gleichtaktmode: IB I E I0 2 Schaltung wirkt wie ein Emitterfolger. (2.41) rGl dU Gl 2 RE dI B (2.80) Werte in G-Bereich! 2-87 Gegentaktmode: rD dU D 2rBE dI B (2.81) Doppelter Wert wie bei Emitterschaltung! 2-88 3. Feldeffekt (Unipolare) Transistoren Laststrom fließt nur durch eine Halbleiterschicht desselben Ladungstyps Sperrschicht-FET (JFET): Steuerelektrode durch pn-Übergang vom leitenden Kanal getrennt MOS-FET: Oxid (SiO2) dient als Isolierung zwischen leitendem Kanal und Gate 3-1 3.1. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFET) n-Kanal-Typ Abb. 3.1: Prinzip des Sperrschicht-Feldeffekttransistors D: Drain, S: Source, G: Gate Nach Anlegen einer Spannung UDS zwischen Drain und Source dehnt sich Sperrschicht in den n-leitenden Kanal aus. Bei einer bestimmten Spannung (UP = Pinchoff-Voltage, Abschnürspannung, Kniespannung) berühren sich die Sperrzonen. Der Kanal ist abgeschnürt. Der FET ist gesperrt. Bis zu diesem Punkt steigt der Drain-Strom linear mit der Drain-Source-Spannung an. Steuerung des Drain-Stromes durch negative Gate-SourceSpannung: Sperrzone um p-Gebiete wird verbreitert. 3-2 Der Drainstrom wird durch Sperrschichten gesteuert, daher die Bezeichnung Sperrschicht-FET. n-Kanal-Typ p-Kanal-Typ Abb. 3.2: Benennung der Elektroden und Schaltsymbole für den JFET Source Emitter Drain Kollektor Gate Basis Gate ist Steuerelektrode Spannungen meist auf Source bezogen: UDS Drainspannung bezogen auf Source UGS Gatespannung bezogen auf Source 3-3 Beim Sperrschicht-FET vom n-Kanal-Typ ist die Drainspannung UDS positiv und die Gatespannung UGS negativ (gegen Source). Beim Sperrschicht-FET vom p-Kanal-Typ ist die Drainspannung UDS negativ und die Gatespannung UGS positiv (gegen Source). Steuerung des Drain-Stromes erfolgt über Sperrschicht sehr hoher Eingangswiderstand: 108 ... 1010 Steuerung wird hier durch eine Spannung erreicht 3-4 3.1.1 Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte n-Kanal Ausgangskennlinienfeld ID-UDS-Kennlinienfeld: Zusammenhang zwischen ID und UDS für verschiedene Werte von UGS Abb. 3.3: ID-UDS-Kennlinienfeld eines n-Kanal-Sperrschicht-FET UDS (P) = UP pinch-off voltage. Der Anstieg der ID-UDS-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen Ausgangswiderstand rDS in diesem Arbeitspunkt rDS U DS U DS I D I D U (3.1) GS = const. Übliche Werte: rDS 80 k bis 200 k, rDS ~ I D 3-5 Übertragungskennlinienfeld ID-UGS-Kennlinienfeld: Zusammenhang zwischen ID und UGS für bestimmte Werte von UDS Abb. 3.4: ID-UGS-Kennlinie eines n-Kanal-Sperrschicht-FET Zusammenhang zwischen Steuerspannung UGS und Drainstrom ID nicht linear U I D I DS 1 GS UP 2 (3.2) IDS Drainstrom, bei UGS = 0 V 3-6 Der Anstieg der ID-UGS-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt ergibt die Steilheit S in diesem Arbeitspunkt S I D I D U GS U GS U S S 3 2 I DS U P2 (3.3) DS = const. U GS U P 2 I DS I D UP (3.4) mA mA bis 10 bei Strömen von einigen mA V V S < als bei Bipolartransistoren Vu max = S rDS « als bei Bipolartransistoren Vu max : 50 300 Differentieller Eingangswiderstand Zwischen Gate und Source liegt zwar eine Spannung, es fließt aber so gut wie kein Strom rGS U GS U GS I G I G (3.5) rGS annähernd konstant: rGS 1010 bis 1014 3-7 Sperrstrom ISperr 5 nA bis 20 nA Grenzwerte Grenzwerte von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren: Maximale Drainspannung gegen Source UDSmax Maximale Gate-Source-Spannung UGSmax Maximaler Drainstrom IDmax Maximale Verlustleistung Ptot Höchste Sperrschichttemperatur Tj Ungefähre Werte (n-Kanal-Sperrschicht-FET): UDSmax 30V UGSmax - 8V IDmax 20 mA Ptot 200 mW Tj 135 °C 3-8 3-9 3-10 3-11 3-12 3-13 3.2 MOS-Feldeffekttransistoren (IG-FET) MOS: Metal-Oxide-Semiconductor, Metall-Oxid-Halbleiterbauteil IG: isoliertes Gate (Insulated Gate FET) Abb. 3.5: Aufbau des MOSFET In das p-dotierte Halbleitermaterial werden zwei stark n-dotierte Inseln eingebracht (Source und Drain). Oberfläche wird oxidiert und oberhalb des Gebietes zwischen den n-Inseln wird Metallkontakt auf das Oxid angebracht (Gate). Bei positiver Spannung am Gate, werden unterhalb des Gates Elektronen angereichert Ladungstyp unterhalb des Gates kehrt sich um zwischen Source und Drain leitender n-Kanal (Uth: Schwellspannung) 3-14 Abb. 3.6: MOSFET bei positiver Gatespannung. Mit steigender Drain-Source-Spannung nimmt der Strom linear zu. MOSFET zeigt gleiches Verhalten wie Sperrschicht-FET Anreicherungstyp (selbst sperrender MOSFET) Bei Gate-Spannung Null oder bei offenem Gate ist die Strecke von Source nach Drain gesperrt. 3-15 Verarmungstyp (selbstleitender MOSFET) Brücke zwischen Source und Drain durch schwache n-Dotierung Abb. 3.7: Grundaufbau eines MOSFET (n-Kanal-Verarmungstyp) Ein selbst leitender MOSFET kann sowohl durch negative als auch durch positive Gate-Spannungen UGS gesteuert werden. Abb. 3.8: MOSFET-Typen und Schaltsymbole 3-16 3.2.1 Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte Ausgangskennlinienfeld (ID-UDS-Kennlinienfeld) Übertragungskennlinienfeld (ID-UGS-Kennlinienfeld) selbst sperrend (n-Kanal-Typ) Abb. 3.9: ID-UGS-Kennlinienfeld und ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbst sperrenden MOSFET (n-Kanal-Typ) Drainstrom ID im ohmschen Bereich: I D U GS U th U DS : Kennlinienkonstante (3.6) 10-6 bis 10-2 A/V2 an. Abschnürbereich: ID U GS U th 2 1 U DS U GS U th 2 2 2 (3.7) : Kanallängenverkürzungsparameter ~ 10-2 V-1 3-17 Anstieg einer ID-UGS-Kennlinie: S I D U GS U th 2 I D U GS S5 (3.8) mA mA bis 12 V V Differentiellen Ausgangswiderstand: rDS 10 k bis 50 k selbst leitend n-Kanal-Typ: Abb. 3.10: ID-UGS-Kennlinienfeld und ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbst leitenden MOSFET (n-Kanal-Typ) Bei UGS = 0 V fließt bereits ein bestimmter Drainstrom ID rGS 1014 3-18 Der Gateanschluss bildet mit Substrat Kapazität CGS 2 pF bis 5 pF MOSFET sehr empfindlich gegenüber statischen Aufladungen des Gates gegen das Substrat Grenzwerte Maximale Drainspannung gegen Source Maximale Drainspannung gegen Substrat Maximale Gatespannung gegen Source Maximaler Drainstrom Maximale Verlustleistung (bei 25 °C Umgebungstemperatur) Höchste Sperrschichttemperatur Tj UDSmax UDBmax UGSmax IDmax Ptot Ungefähre Werte (selbstleitender MOSFET, n-Kanal-Typ): UDSmax 35 V UDBmax 35 V UGSmax 10 V IDmax 50 mA Ptot 150 mW Tj 150 °C 3-19 Temperaturabhängigkeit MOS-Feldeffekttransistoren zeigen nur eine geringe Temperaturabhängigkeit. Verlustleistung Beim Stromdurchgang durch den Kanal und die anderen Kristallbahnen wird elektrische Energie in Wärme umgewandelt. Ptot U DS I D (3.9) 3-20 3-21 3-22 3-23 3-24 3-25 3-26 3.3 Unipolartransistor als Schalter In Digitaltechnik werden vor allem selbst sperrenden MOSFET verwendet. Sowohl n-Kanal als auch p-Kanal MOSFET eignen sich als Schalter. Abb. 3.11: MOSFET als Schalter UGS < Uth: Drain-Source-Strecke gesperrt Transistor wird ausgeschaltet UGS > Uth: Drain-Source-Strecke leitend Transistor wird eingeschaltet Wechselt die Gate-Source-Spannung zwischen UGS < Uth und UGS > Uth, dann schaltet der Transistor zwischen gesperrt und leitend oder UDS zwischen UA und UE. Der Vorteil von MOSFETs als Schalter gegenüber bipolaren Transistoren besteht darin, dass sie leistungslos angesteuert werden. 3-27 3.4 Anwendungen Feldeffekttransistoren werden hauptsächlich für Verstärkerund Schaltstufen verwendet. Ein besonderer Vorteil der FET ist der große Eingangswiderstand, der eine leistungslose Steuerung ermöglicht. Abb. 3.12: Eingangs- und Ausgangspole bei den drei Verstärkergrundschaltungen 3-28 3.4.1 Verstärkerstufe in Source-Schaltung Die Source-Schaltung entspricht der Emitterschaltung bei bipolaren Transistoren. Es wird eine Gatevorspannung von - 2 V und eine Arbeitswiderstand RL von 1 k gewählt. Damit ist der Arbeitspunkt festgelegt. Die Eingangswechselspannung soll einen Scheitelwert von 1 V haben. Die Gate-Spannungsversorgung und die Einstellung des Arbeitspunktes erfolgt mit den Widerständen R1 und RG Abb. 3.13: Verstärkerstufe mit FET in Sourceschaltung Abb. 3.14: Verstärkerstufe mit MOSFET in Sourceschaltung 3-29 Abb. 3.15: Verstärkungsvorgang Abb. 3.16: Verstärkungsvorgang 3-30 Korrespondenzen: IC ID S S IE IS rBE rGS IB IG rCE rDS U CE U DS S rGS U BE U GS 0 Spannungsverstärkung Vu S RL rDS S RL rDS RL rDS (3.10) Für RL » rDS folgt für die Maximalverstärkung: Vu max S rDS (3.11) Eingangswiderstand: re RG rGS RG rGS rGS R G rGS (3.12) Da rGS sehr groß ist, ergibt sich auch ein großer differentieller Eingangswiderstand der Schaltung. 3-31 Ausgangswiderstand: ra R L rDS R L rDS R L rDS rDS R L RL (3.13) 3-32 3.4.2 Inverter in MOS-Technologie Abb. 3.17: Grundschaltung des Inverters mit MOS-Transistor Ist die Eingangsspannung ue groß, d.h. logisch Eins, so soll die Ausgangsspannung ua klein, d.h. logisch Null sein. Kleine Ausgangsspannung UDS für UDS kleiner als wirksame Steuerspannung UGS – Uth. U DS U B I D RL (3.15) Aus (3.6) folgt, dass erst für einen Widerstand RL von etwa 275 k UDS im Bereich der logischen Null liegt. Widerstand muss unrealistisch groß werden Transistor ersetzt. Wird durch 3-33 Abb. 3.18: CMOS-Inverter UI = 0 V: T1: |UGS| > |Uth| und T2: |UGS| < |Uth| , d.h. T1 ist leitend und T2 gesperrt. UI = + UB: Verhältnisse für UGS der Transistoren kehren sich um, d.h. T1 ist gesperrt und T2 leitend. Da immer ein Transistor gesperrt ist, fließt praktisch kein Strom und die Ausgangsspannung an UQ ist +UB oder 0 V. Inverter arbeitet im Idealfall ohne Verlustleistung! 3-34 3.5 Zusammenfassung Abb. 3.19: Typen von Feldeffekttransistoren 3-35 Tab. 3.1: Polarität der Spannungen und Ströme bei normalem Betrieb 3-36
