Stromspiegel - Christian Albrecht

Fachhochschule München
University of Applied Sciences
Fachbereich Elektrotechnik
und Informationstechnik
Stromspiegel
und
Differenzverstärker
Ellmann Jan,
E3A,
2a
Fachhochschule München
University of Applied Sciences
Fachbereich Elektrotechnik
und Informationstechnik
Gliederung:
1.
1.1
1.2
1.3
2.
2.1
2.1.1
2.1.2
2.1.3
2.1.4
2.2
2.2.1
2.2.2
2.2.3
3.
4.
Stromspiegel
Statisches Verhalten – Stromverhältnisse, Kennlinien und Innenwiderstand
I/U – Kennlinie
Dynamischer Betrieb – Umkehrverstärker
Differenzverstärker
Grundformen des Differenzverstärkers
Arbeitspunkte
Differenzverstärker
Gleichtaktverstärkung und Gleichtaktunterdrückung
Verhalten bei einseitiger Ansteuerung
Differenzverstärker mit Transistorstromquelle und Stromspiegel
Arbeitspunkt
Kleinsignalverhalten – Differenzverstärkung bei externer Last von 100 kΩ?
Großsignalaussteuerung und Slew Rate
Schlußwort
Literaturangaben
Ellmann Jan,
E3A,
2a
1
1
2
3
4
4
5
6
7
8
10
11
12
13
14
14
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1. Stromspiegel
Stromspiegel ist eine hochohmige Stromquellen, die aus zwei oder mehrere
Transistoren zusammengestellt werden. Der steuernde Transistor ist I/U–
gegengekoppelt. Er verbindet seine Basis mit der Basis der weiteren
Transistoren. Die Spiegelung des Stromes geschied durch den eingeprägten
Referenzstrom Iref des steuernden Transistors. Diese Schaltung ist sehr flexibel
einsetzbar. Man kann durch einen einstellbaren Kollektorwiderstand den Strom
der Quellen einstellen. Der Stromspiegel ist besonders durch einen Aufbau auf
einem Chip als belastbare Stromquelle geeignet.
1.1 Statisches Verhalten – Stromverhältnisse, Kennlinien und Innenwiderstand
Bemerkung:
Bei allen Berechnungen gilt UBE=0,7 V und B I 1.
In diesem Messaufbau wird ein Stromspiegel, aus einem Baustein, verwendet.
Bei dieser Messung ist darauf zu achten, daß die nicht verwendeten Kollektorund Emitteranschlüsse offen bleiben müssen, andernfalls werden die Meßwerte
verfälscht. Hier werden nun die Ströme Iref ,I1 ,I2 und I1 + I2. Vorher werden noch
die Ströme ausgerechnet.
U S − U BE 15V − 0, 7V
=
= 953,3µA
15k Ω
RK
I1 + I 2 = 2,86mA
I1 = 2 ⋅ I ref = 1,906mA
I RE =
U S = U BE + I ref ⋅ RK
I1 = 1 ⋅ I ref = 953,3mV
Die Ergebnisse der Rechnungen
untenstehende Tabelle eingetragen.
Rechnung
Messung
Strom-Verhältnisse:
Ellmann Jan,
E3A,
Iref
0,953 mA
0,965 mA
1:
2a
I1
0,953 mA
1,027 mA
1
und
der
Messung
I2
1,906 mA
2,062 mA
2
[1]
werden
in
I1+I2
2,86 mA
3,089 mA
3
1
die
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1.2 I/U-Kennlinie
In der jetzigen Messung wird der Einfluß des Emitterwiderstandes untersucht.
Beim Stromspiegel im steuernden Transistor, im Arbeitsbereich, ein sehr
konstanter Strom Iref fließt. Die gesteuerten Transistoren reproduzieren den
Strom des steuernden Transistors nur im aktiven Bereich.
In Fall A wird der RE Null gesetzt. Deshalb ist der Innenwiderstand rQ gleich der
Außenwiderstand rCE des Transistors.
rCE =
UY
140V
=
= 146,86k Ω
D
I C 953,3µA
[1]
In Fall B wird der Emitterwiderstand RE zu 100 Ohm gesetzt. Dadurch entsteht
eine Gegenkopplung, die die I/U-Kennlinie verändert. Der Innenwiderstand rQ
der Stromsenke wird dadurch größer und wie folgt berechnet:
(
)
mA
rQ = rCE ⋅ (1 + g m ⋅ RE ) = rCE ⋅ 1 + UI TC ⋅ RE = 146,86k Ω ⋅ (1 + 0,9533
26 mV ⋅ 100Ω ) = 685,33k Ω [1]
R
D
Bei der Messung werden vier verschiedene Spannungswerte an den
gesteuerten Transistor angelegt. Nun wird der Strom durch den Transistor
gemessen. Durch den Durchschnittswert der Ströme kann man dann den
Innenwiderstand errechnen.
Die gefundenen Werte der beiden Widerstände und die Meßwerte werden in die
untenstehende Tabelle eingetragen.
RE = 0 Ω
RE = 100 Ω
U1
I1
I2
12 V
1,041 mA
0,958 mA
9V
1,018 mA
0,953 mA
6V
0,996 mA
0,948 mA
3V
0,969 mA
0,942 mA
Messung: rQ
125 kΩ
562,5 kΩ
Rechnung: rQ
146,86 kΩ
685,33 kΩ
Die Werte der Rechnung decken sich annähernd mit den errechneten Werten.
Dieses Ergebnis ist zufriedenstellend.
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1.3 Dynamischer Betrieb – Umkehrverstärker
In diesem Messaufbau wird dem statischen Betrieb eine Wechselstromaussteuerung überlagert. Dadurch überlagert sich den Strömen Iref und I1 ein
Kleinsignalstrom und der Basis-Emitterspannung UBE am steuernden Transistor
eine Kleinsignalspannung. Dies ergibt:
uBE = u1 ⋅ R2r+mrm ≈ u1 ⋅ Rrm2
[1]
, da R2 I rm und β I 1
Auch am gesteuerten Transistor liegt die Spannung an. Der
Eingangswiderstand dieses Transistors berechnet sich aus βrm und kann
gegenüber dem sehr viel kleineren rm vernachlässigt werden. Gleiches gilt für
rCE, der auch vernachlässigt wird. Somit ergibt sich der Zusammenhang:
u 2 = −u BE ⋅ g m ⋅ ( R3 & rCE ) ≈ −u BE ⋅ g m ⋅ R3
, da R3 4 rCE2
Aus den beiden Gleichungen ergibt sich:
R
u2
≈− 3
u1
R2
[1]
Die beiden Ausgangsspannungen der Transistoren ist vom Betrag her gleich,
doch sie sind gegenphasig. Daher nennt man diese Schaltung Umkehrverstärker oder Phasenumkehrstufe.
Für die folgende Meßschaltung werden noch die Potentiale der Schaltung,
sowie uBE und die Ausgangsspannung u2 benötigt.
ϕ1 = U S − ( I ref ⋅ R1 ) = 15V − ( 0,9533mA ⋅ 8, 2k Ω ) = 7,18V
ϕ2 = uBE = 0, 7V
ϕ3 = U S − ( I1 ⋅ R3 ) = 15V − ( 0,9533mA ⋅ 6,8k Ω ) = 8,51V
[1]
kΩ
u2 = −u1 ⋅ RR32 = −1V ⋅ 6,8
6,8 k Ω = −1V
uBE =
u1 ⋅ U T
1V ⋅ 26mV
=
= 4mV
D
I C ⋅ R3 0,9533mA ⋅ 6,8k Ω
Die berechneten und die gemessenen Werte werden ich die folgende Tabelle
eingetragen.
Rechnung
Messung
ϕ1
7,18 V
7,227 V
ϕ2
0,7 V
0,73 V
ϕ3
8,517 V
8,306 V
u1
1000 mV
1030 mV
uBE
4 mV
4,84 mV
u2
-1000 mV
-1096 mV
Die Berechneten und gemessenen Werte stimmen fast überein. Deshalb ist die
Messung erfolgreich verlaufen.
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2. Differenzverstärker
2.1 Grundformen des Differenzverstärkers
Durch seinen symmetrischen Aufbau besitzt der Differenzverstärker im
Gegensatz zu anderen Verstärkerstufen oft vorteilhafte Eigenschaften. Es wird
nur die Spannungsdifferenz der beiden Eingänge verstärkt. Die
Ausgangsspannung
ist
proportional
zu
seiner
Differenz.
Gleichtaktspannungen, die an den beiden Eingängen mit gleicher Amplitude
und Phase wirken, werden dadurch nicht verstärkt. Dies ist der Grund, warum
der
Differenzverstärker
hauptsächlich
zur
Unterdrückung
von
Gleichtaktstörsignalen verwendet wird.
Bild 1 zeigt die einfachste Form des Differenzverstärkers.
Bild 1: Grundform des Differenzverstärkers
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2.1.1 Arbeitspunkte
Zu Beginn wird die Grundform des Differenzverstärkers untersucht. Die
Arbeitspunkteinstellung erfolgt durch Erdung der beiden Eingänge u1a und u1b.
Aufgebaut wird die Meßschaltung mit dem Transistorarray CA3096 (siehe
Anleitung). Auf dem Board befinden sich drei npn- und zwei pnp-Transistoren,
deren Kenndaten gegeben sind. Es ist somit möglich, die Spannungen und
Ströme im Arbeitspunkt zu ermitteln.
Durch den symmetrischen Aufbau der Schaltung und bei Vernachlässigung
des Basisstromes IB kommt man zu dem Entschluß, daß der Emitterstrom IE
doppelt so groß sein muß, wie einer der zwei Kollektorströme IC (Beide
Kollektorströme sind dementsprechend gleich groß).
Es folgt:
I
I RE = 1,1mA
I C = RE1 = I C1 = I C 2 = 0,55mA
2
ϕ1 = U S+ − ( I RE 2 ⋅ RC ) = 5V − (1,1mA 2 ⋅ 2, 7k Ω ) = 3,515V
[1]
ϕ2 = U S − ( I
RE
2
⋅ RC ) = 5V − ( 1,1mA 2 ⋅ 2, 7k Ω ) = 3,515V
ϕ3 = U S + ( I RE ⋅ RE ) = −5V + (1,1mA ⋅ 3,9k Ω ) = 0, 71V
−
1
extra für Form B:
ϕ 4 = ϕ5 + U BE = −4, 483V + 0, 7V = −3, 783V
ϕ5 = U S + ( I RE ⋅ RE ) = −5V + (1,1mA ⋅ 470Ω ) = −4, 483V
−
[1]
2
Der Strom IRE1 kann mit Hilfe des Ohmschen Gesetzes am Widerstand RE1
berechnet werden (siehe Vorbereitung, Blatt V1).
Die Messungen wurden mit dem Digitalmultimeter (DMM) durchgeführt und mit
den berechneten Werten in der nachfolgenden Tabelle verglichen (siehe Blatt
M1).
ϕ1
3,515 V
3,530 V
Form A
Rechnung
Messung
Form B
Rechnung
Messung
ϕ1
3,515 V
3,58 V
ϕ2
3,515 V
3,57 V
ϕ2
3,515 V
3,521 V
ϕ3
-0,7 V
-0,69 V
ϕ3
-0,71 V
-0,695 V
ϕ4
-3,783 V
-3,893 V
IC1
0,55 mA
0,567 mA
ϕ5
-4,483 V
-4,663 V
IC2
0,55 mA
0,57 mA
IC1
0,55 mA
0,548 mA
IRE1
1,1 mA
1,138 mA
IC2
0,55 mA
0,55 mA
IRE1
1,1 mA
1,1 mA
Der Vergleich der berechneten mit den gemessenen Werten zeigt, daß die
Werte recht gut übereinstimmen.
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2.1.2 Differenzverstärkung
In diesem Kapitel wird die Differenzverstärkung AD, auch Nutzverstärkung
genannt, genauer untersucht. Dabei muß die Schaltung mit einer
Kleinsignalspannung angesteuert werden. Die Eingangsspannungen u1a und
u1b sind um 180° phasenverschoben. Wir haben es also hier mit einer reinen
Gegentaktaussteuerung zu tun (u1a = -u1b).
Auf dem Board im Praktikumlabor befinden sich zwei Vorverstärker, welche
die gegenphasigen Spannungen +0,1∗u1 und -0,1∗u1 erzeugen.
Die Formel für die Differenzverstärkung symmetrischer Auskopplung lautet:
AD =
u2 a − u2 b
= − g m ⋅ ra (1 + ps ⋅ pr ) ≈ − g m ⋅ ra
u1a − u1b
(
⋅(
u2 a = u1a ⋅ − g m ⋅ ( rCE & RC ) = u1a ⋅ − UI TC ⋅
UY
u2 a = u1b ⋅ − g m ⋅ ( rCE & RC ) = u1b ⋅ − UI TC
UY
D
D
I DC
I DC
mit
)
) = −10mV ⋅ −
mA
80V
& RC = 10mV ⋅ − 0,55
26 mV ⋅ ( 0,55 mA & 2, 7 k Ω ) = −560, 75mV
& RC
u1D = u1a − u1b = 10mV − ( −10mV ) = 20mV
0,55 mA
26 mV
80V
⋅ ( 0,55
mA & 2, 7 k Ω ) = 560, 75mV
[1]
Diese kann deswegen angenähert werden, da die relative Abweichung (ps, p)
vom Mittelwert der Steilheit gm und die des Ausgangswiderstandes ra
vernachlässigt werden können.
Im obigen Fall bezieht sich das Signal nicht auf Masse. Da aber dies meistens
benötigt wird, muß die Ausgangsspannung (gewählt wird u2b) noch zusätzlich
ausgekoppelt werden.
Die Formel für die Differenzverstärkung unsymmetrischer Auskopplung lautet:
u2 a −560, 7mV
=
= −28, 04
20mV
u1D
AD = 2 ⋅ ADa = 2 ⋅ −28, 04 = −56, 07
ADa =
ADa =
u2 a
A
= D
2 ⋅ u1a
2
[1]
Während der Messung wurde an den Eingängen eine Sinusspannung
(f=1kHz) mit einem Effektivwert von U1a/1b = 10 V (eingestellt mit dem DMM)
eingespeist. Die Spannungen u1a und u1b waren dabei um 180°
phasenverschoben.
Die Phasenlage der beiden Ausgangsspannungen wurde mit Hilfe eines
Oszilloskops überprüft. Man stellte fest, daß auch u2a und u2b gegenphasig
verlaufen.
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Die Kleinsignalspannung am Knoten 3 (ϕ3) geht gegen 0, da dort, wegen der
180° Phasenverschiebung der beiden Eingangsspannungen, der Knoten 3
quasi Masse ist, das heißt, auf konstantem Potential liegt.
Die Messungen werden mit den berechneten Werten in der nachfolgenden
Tabelle verglichen (siehe Blatt M1).
Rechnung
Messung
Form A
Messung
Form B
U1a
10 mV
10 mV
u1b
-10 mV
-10 mV
uMitte
0
1,29 mV
u2a
U2b
-560,75 mV 560,75 mV
-527,8 mV
528 mV
AD
-56,07
-52,79
ADa
-28,04
-26,39
10 mV
-10 mV
1,24 mV
-512,9 mV
-51,3
-25,66
513,4 mV
2.1.3 Gleichtaktverstärkung und Gleichtaktunterdrückung
Nun wird die Fehlverstärkung dieser Verstärkungsstufe überprüft, indem man
die Schaltung mit einem reinen Gleichtaktsignal u1a = u1b = uGl aussteuert.
Die Gleichtaktverstärkung AGla müßte bei unsymmetrischer Auskopplung im
Idealfall Null sein. Die Berechnung aber zeigt deutlich, daß das nicht ganz der
Fall ist.
u2 a
u1G
= − 2R⋅RCE = −346,15m
Form A:
AGa =
Form B:
rSQ = rCE ⋅ 1 + g m3 ⋅ RE2 ≈ 1, 5M Ω
AGa =
u2 a
u1G
(
)
[1]
kΩ
= − 2R⋅rCQ = − 2⋅2,7
1,5 M Ω = −900 µ
Es wurde berechnet:
AGla = -0,346. Aus diesem Wert kann nun die
sogenannte Gleichtaktunterdrückung aCMR(a) und CMMR(a) ermittelt werden.
Form A:
aCMR ( a ) =
ADa
−28, 04
=
= 81, 0
AGla −0,3461
[1]
CMMR( a ) = 20 ⋅ log aCMR ( a ) = 20 ⋅ log 81, 0 = 38,17 dB
Form B:
aCMR ( a ) =
ADa −28, 04
=
= 31,15k
AGla −900µ
[1]
CMMR( a ) = 20 ⋅ log aCMR ( a ) = 20 ⋅ log 31,15k = 89,87 dB
Diese Kenngrößen sind ein wichtiges Merkmal, da sie die Qualität eines
Differenzverstärkers
zeigen.
Um
so
höher
der
Wert
der
Gleichtaktunterdrückung
ist,
desto
besser
sind
auch
seine
Verstärkereigenschaften.
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Form A:
u2 a = AGa ⋅ u1G = −346,1m ⋅ 500mV = −173mV
u2b = AGa ⋅ u1G = −346,1m ⋅ 500mV = −173mV
[1]
Form B:
u2 a = AGa ⋅ u1G = −900µ ⋅ 500mV = −450µV
u2b = AGa ⋅ u1G = −900µ ⋅ 500mV = −450µV
[1]
Bei der Messung wurde wie folgt vorgegangen.
Die beiden Eingänge wurden verbunden und an eine Sinusspannung (f =
1kHz) angelegt. Die Effektivspannung bei unserer Messung betrug UGl = 500,8
mV (siehe M1), die mit Hilfe des Digital-Multimeter eingestellt wurde. Das
Oszilloskop zeigte keine Phasenverschiebung an.
Die Spannung UMitte beträgt nun 0,5 V. Im Gegensatz zur
Gegentaktaussteuerung, haben wir nun hier bei der Gleichstaktaussteuerung
sehr wohl eine Mittenspannung, da sich die beiden gleichphasigen
Sinusschwingungen nicht mehr aufheben. Es kann so ein Spannungsabfall an
RE1 entstehen.
Folgende Tabelle stellt die gemessenen mit den berechneten Werten
gegenüber.
Rechnung
Form B
Messung
Form A
Rechnung
Form B
Messung
Form B
u1a = u1b
= u1G
500 mV
uMitte
u2a
U2b
AGla
aCMR(a)
CMMR(a)
0,5 V
-173 mV
-173 mV
-0,346
81,0
38,17 dB
501,5 mV
498,4 mV
-174,07mV
-175,48 mV
-384,3 m
75,6
37,57 dB
500 mV
500mV
-0,45mV
-0,45mV
900µ
31,15k
89,87 dB
501,5 mV
0,501 V
0,53 mV
0,49 mV
-1,02 m
25,23 k
88 dB
Der Vergleich zeigt, daß aufgrund der nicht 100 %igen Symmetrie der
Meßschaltung (geringe Abweichung der Bauteile) es zu leichten Differenzen,
hauptsächlich bei den Ausgangsspannungen u2a und u2b kommt.
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2.1.4 Ansteuerung bei einseitiger Aussteuerung
Bei einseitiger Aussteuerung wird nur ein Eingang mit einem Signal
angesteuert und der andere auf Masse gelegt. In unserem Fall wird u1a mit 10
V beschaltet und u1b geerdet.
Bei der Berechnung wird folgende Überlegung angewandt. Man ersetze die
einseitige Aussteuerung durch eine Gegentaktspannung und eine
Gleichtaktspannung. Es gilt hierbei u1a = -u1b = 5 mV bei Gegentakt und u1a =
u1b = 5 mV bei Gleichtakt. Durch Anwendung des Überlagerungssatzes
entsteht nun am Eingang a eine Spannung von 10 mV und am Eingang b eine
von 0 V.
Dadurch erhält man:
uMitte =
u1a
2
= 10 mV
= 5mV
2
u2 a = ADa ⋅ u1a + AGa ⋅ u1G = −28, 04 ⋅10mV + 0,3461⋅10mV = −276,94mV
u2b = ADa ⋅ u1b − AGa ⋅ u1G = −28, 04 ⋅10mV − 0,3461⋅10mV = −283,86mV
[1]
Bei der Messung war zu beachten, daß die Schaltung mittels des
Vorverstärkers ausgesteuert wurde. Die Überprüfung der Phasenlage der
beiden Ausgangsspannungen ergab eine Differenz von 180°.
Auch hier werden wieder die Rechen- und Meßwerte verglichen (siehe Blatt
M1).
Rechnung
Messung
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U1a
10 mV
10,02 mV
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U1b
0
0,18 mV
uMitte
-5 mV
-4,93 mV
u2a
-276,94 mV
-275,51 mV
u2b
-283,86 mV
271,60 mV
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2.2 Differenzverstärker mit Transistorstromquelle und Stromspiegel
Zusätzlich zu der Transistorstromquelle wird nun noch anstelle der beiden RCWiderstände ein Stromspiegel zugeschaltet. Der Stromspiegel besteht aus
den beiden pnp-Transistoren T4 und T5. Diese Anordnung überträgt die
Stromänderungen des linken auf den rechten Zweig.
Bild 5 zeigt die neue Schaltungsvariante des Differenzverstärkers.
Bild 4: Differenzverstärker mit Transistorstromquelle und Stromspiegel
Was bewirkt nun diese Neuerung?
Hauptsächlich zeigt sich, daß die Differenzspannung am Eingang in ein
Ausgangsstrom mit entsprechender Verstärkung (Transadmittanz-Verstärker)
umgesetzt wird. Dies ist, im Gegensatz zu den vorigen Schaltungsvarianten,
eine grundlegende Änderung, da der Ausgang ab sofort keine
Spannungsquelle mehr, sondern eine Stromquelle hervorruft.
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2.2.1 Arbeitspunkt
Auch hier wird der Differenzverstärker wieder mit dem Ruhestrom IC3 = 1,1 mA
betrieben. Transistor T4 ist quasi eine Diodenschaltung. Deshalb ergibt sich
für das Potential ϕ1 = 5 V – 0,7 V eine Spannung von 4,3 V. Das Potential ϕ2
kann nicht berechnet werden, da die Schaltung an diesem Punkt sehr
hochohmig ist. Also:
ϕ1 = U S − uBE = 5V − 0, 7V = 4,3V
ϕ3 = −U BE = −0, 7V
ϕ 4 = ϕ5 + U BE = −4, 483V + 0, 7V = −3, 783V
+
ϕ5 = U S + ( I RE ⋅ RE2 ) = −5V + (1,1mA ⋅ 470Ω ) = −4, 483V
[1]
−
Das Digital-Multimeter half auch hier wieder bei der Messung.
Der Vergleich der gemessenen mit den berechneten Werten wird in der nun
folgenden Tabelle dargestellt.
Rechnung
Messung
Rechnung
Messung
ϕ1
4,3 V
4,41 V
IC1
0,55 mA
0,56 mA
ϕ2
xxx
3,31 V
IC2
0,55 mA
0,547 mA
ϕ3
-0,7 V
-0,689 V
IC3
1,1 mA
1,1 mA
ϕ4
-3,783 V
-3,89 V
ϕ5
-4,483 V
-4,6 V
Berechnete und gemessene Werte stimmen wieder, bis auf die bekannten
Ursachen, recht gut überein.
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2.2.2 Kleinsignalverhalten – Differenzverstärkung bei ext. Last von 100 kΩ?
Anstatt CL wird nun eine externe Last RL von 100kΩ zugeschaltet. Diese
besteht im einzelnen aus einem Spannungsteiler RL1 = 90 kΩ, RL2 = 10 kΩ
und einem Koppelkondensator Ck = 330 nF.
Das Verhalten des Differenzverstärkers wird bei einer Frequenz von 1 kHz
untersucht. Wegen der recht hohen Frequenz kann der Koppelkondensator als
Kurzschluß betrachtet werden. Wir untersuchen nun die KleinsignalDifferenzverstärkung AD.
Die Formel für AD lautet:
UY2 = 80 V (npn-Transistor); UY5 = 60 V (pnp-Trans.)
80V
UY 2
=
= 145, 45k Ω,
°
I C 0,55mA
RL1 = 90 K Ω,
RL2 = 10 K Ω
rCE 2 =
rCE 5 =
UY 5
60V
=
= 109,1kΩ
°
I C 0,55mA
[1]
r´a = ( RL1 + RL2 ) & rCE 2 & rCE 5 = 100k Ω & 109,1k Ω & 145, 45k Ω = 38, 4k Ω
gm =
I °C 0,55mA
=
= 21,15mS
UT
26mA
[1]
u2
AD =
= − g m ⋅ r´a = −21,15mS ⋅ 38, 4k Ω = −812,3
u1a − u1b
Man erhält den Wert AD = -812,3 = 58,19 dB (siehe Blatt V5)
Die meßtechnische Ermittlung forderte folgende Vorgehensweise.
Die Ausgangsspannung u2 musste durch das Spannungsteilerverhältnis 10:1
ermittelt werden. Dies musste auf diese Art und Weise durchgeführt werden,
da, durch die hohe Impedanz im Knoten 2, die Spannung u2 nicht direkt
gemessen werden konnte. Also Spannung u3 am Widerstand RL2 messen und
für u2 den Wert der Spannung u3 mal 10 nehmen.
Zum letzten Male werden die gemessenen Werte mit den berechneten
gegenübergestellt.
Rechnung
Messung
38,4 kΩ
r´a =
u1a = 0,75 mV
u1b = 0,75 mV
u2 = 920 mV
AD =
AD =
-812,3
1,23 k
aD =
aD =
58,19 dB
61,79 dB
Durch die recht gute Übereinstimmung der Werte AD erkennt man, daß die von
uns gewählte Eingangsspannung kaum Verzerrungen aufwies.
Ellmann Jan,
E3A,
2a
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Fachbereich Elektrotechnik
und Informationstechnik
University of Applied Sciences
2.2.3 Großsignalaussteuerung und Slew Rate
Bei der Betrachtungsweise der Großsignalaussteuerung und der Slew Rate
wird der Ausgang mit einem Kondensator CL = 1nF belastet. Der maximale
Ausgangsstrom bei einseitiger Übersteuerung beträgt 1,1 mA. Die Berechnung
der Slew Rate befindet sich in der Vorbereitung V5.
Bei einer kapazitiven Belastung und einer genügend großen
Rechteckspannung als Aussteuerung, lädt sich der Kondensator während der
Pulsdauer mit dem maximalen konstanten Ausgangsstrom i2 auf. Einen
gewissen Zeitraum braucht der Kondensator also, bis die maximale
Ausgangsspannung anliegt. Die sogenannte Slew Rate ist demnach die
Anstiegszeit der Ausgangspannung u2, die durch die Kapazität hervorgerufen
wird. Diese Steilheit wird in V/µs angegeben.
Während des Meßvorgangs wurde am Eingang u1a eine Rechteckspannung, f
= 50 kHz, mit einer Amplitude von 200 mV angelegt und der andere Eingang
u1b auf Masse gelegt. Zu beachten war noch, daß parallel zur Last die
Kapazität des Oszilloskopeingangs ( Cin = 25 pF) und die des Tastkopfes
(CTastkopf = 40 pf) vorhanden war. Diese mussten aufaddiert werden, so daß
die eigentliche Last um 65 pF größer ausfiel. Die Slew Rate wurde daher
etwas kleiner.
Nun wird die Slew Rate aus den Werten i2max und CL berechnet:
SR =
iC 2max
CL
=
1,1⋅10−3
V
= 1,1
−9
1, 0 ⋅10
µs
[1]
Berechnet man die Slew Rate nochmals mit der Summe der Kapazitäten der
Last und des Oszilloskops, so erhält man einen verbesserten Wert.
Ctot = 1, 0nF + 65 pF = 1, 065nF
SR =
iC 2max
Ctot
=
1,1⋅10−3
V
= 1, 033
−9
1, 065 ⋅10
µs
[1]
In der nun folgenden Tabelle werden die gemessenen und berechneten Werte
miteinander verglichen.
Rechnung
Verbesserte Rechnung
Messung
Ellmann Jan,
E3A,
2a
i2max =
1,1 mA
XXXXXX
XXXXXX
CL =
Ctot =
1 nF
1,065 nF
XXXXXXX
SR = 1,1 V/µs
SR = 1,033 V/µs
SR = 0,99 V/µs (steigend)
SR = 0,967 V/µs (fallend)
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Fachbereich Elektrotechnik
und Informationstechnik
3. Schlußwort
Der Stromspiegel ist in der Schaltungstechnik so gut wie überall zu finden. Da
der so erzeugten Stromquellen leicht herzustellen sind und eine gut regelbare
Stromquelle darstellt, wird er auch so oft verwendet z.B. als
Ausgangsstromquelle bei Verstärkerstufen (Differenzverstärker).
Der Differenzverstärker hat in der Verstärkertechnik eine große Bedeutung
erlangt. Nicht zuletzt durch seine, in diesem Bericht häufig untersuchte, gute
Eigenschaft als Koppel- und Verstärkerstufe. Darüber hinaus läßt er sich auch
als Modulator und Begrenzer einsetzen.
Er bildet durch seine positiven Eigenschaften eine der wichtigsten
Schaltungen für die Elektrotechnik: Den OPERATIONSVERSTÄRKER.
4. Literaturangaben
[1]
Ellmann Jan,
Skript der Elektronischen Schaltungen, Prof. Dr.-Ing. Hans L. Zapf,
FH München, 3. Auflage 2001
E3A,
2a
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