PDF Datei - 100% Erneuerbare Energien
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Technische Hochschule Köln Fakultät für Informations-, Medien- und Elektrotechnik (IME) Momentanregelung mit Licht emittierden Dioden (LED) Lampentreibern Masterarbeit vorgelegt von Nora Orsolya Kovacs Matrikelnummer:11107467 Erstprüfer Zweitprüfer Prof.Dr.-Ing. Eberhard Waenschmidt Prof.Dr.-Ing. Christian Dick Köln, 23. Mai 2016 Eidesstattliche Erklärung Ich erkläre hiermit an Eides statt, dass ich die vorliegende Abschlussarbeit selbständig und ohne Benutzung anderer als der angegebenen Hilfsmittel angefertigt habe. Die aus fremden Quellen direkt oder indirekt übernommene Gedanken sind als solche kenntlich gemacht. Die Arbeit wurde bisher in gleicher oder ähnlicher Form keiner anderen Prüfungsbehörde vorgelegt und auch noch nicht veröentlicht. Köln, 23. Mai 2016 Nora Orsolya Kovacs Erklärung zur Veröentlichung Ich bin damit einverstanden, dass meine Abschlussarbeit vom Betreuer im Internet veröffentlicht wird. Die Arbeit wurde bisher in gleicher oder ähnlicher Form keiner anderen Prüfungsbehörde vorgelegt und auch noch nicht veröentlicht. Köln, 23. Mai 2016 Nora Orsolya Kovacs Bildrechte Die folgenden Abbildungen habe ich von anderen Autoren übernommen: Abb. 1 : Weltenergieverbrauch Abb. 2 : Anteil erneuerbarer Energien am gesamten Primärenergieverbrauch und gesamten Endenergieverbrauch Die Nutzungsrechte für die Veröentlichung im Rahmen dieser Masterarbeit sind mir nicht erteilt worden, weil sie Teil öentlicher Studien waren. Köln, 23. Mai 2016 Nora Orsolya Kovacs i Danksagung Ich möchte allen Menschen danken, die mir bei dieser Masterarbeit zur Seite standen. Mein ganz besonderer Dank gilt besonders Herrn Prof. Dr. Waenschmidt, der diese Arbeit erst ermöglicht hat. Denn er stand mir bei Problemen immer zur Verfügung und gab wegweisende Ratschläge und konstruktive Kritik bei schwierigen Fragestellungen und ihren Problemlösungen. Weiterhin möchte ich mich auch bei meinem Korreferenten Herrn Prof. Dr. Christian Dick bedanken, der ebenfalls meine Arbeit mitbetreut hat. An dieser Stelle gilt mein äuÿerster Dank vor allem meiner Familie, die mein Studium erst ermöglicht hat und mir bei der Erstellung dieser Arbeit liebevoll und geduldig zur Seite stand. Ich danke Herrn Prof. Dr. Michael Brunner, dass er mir die Möglichkeit gegeben hat in seinem Labor zu arbeiten und mir für meine Masterarbeit benötigtes Material zur Verfügung gestellt hat. Danken möchte ich auch Herrn Jochen Reichert, M.Sc., dem Wissenschaftlicher Mitarbeiter der Institut für Elektrische Energietechnik und Herrn Sebastian Steneberg, M.Sc., dem Wissenschaftlicher Mitarbeiter der Angewandten Optik und Elektronik für die groÿzügige Hilfsbereitschaft. ii Kurzfassung In der Zukunft wird der Anteil der erneuerbaren Energiequellen in der Stromerzeugung immer gröÿer. Gegenüber konventionellen Kraftwerken haben diese keine rotierende Masse, die plötzliche Leistungsschwankungen im Netz ausgleichen können. Die vorliegende Masterarbeit bietet eine neue Lösung für die Erstellung der im Netz fehlenden Leistung durch den im Lampentreiber bendlichen Umrichter. Basierend auf der neuen Regelung wurde in dieser Abschlussarbeit die Entwicklung, der Aufbau und die Versuchsdurchführung eines Philips LED Lampentreibers durchgeführt. Abstract Recently, there is an increasing demands for the electric power transmission control systems, because the increasing renewable energy in the power grid reduces the amount of conventional available rotating generators. This may aect the grid control, especially the instantaneous reaction using the inertia of rotating generator masses. The current paper presents a method of maintaining the power uctuation in the electrical grid without sufcient instantaneous power from rotating inertia. Contrary to previous approaches, the new method uses LED lamp drivers to cover the required energy using the intermediate capacitor as storage, by modifying a 33 W Philips LED lamp driver. iii Inhaltsverzeichnis Aufgabenstellung 6 1 7 2 Einleitung 1.1 Motivation und Problemstellung 1.2 Zielstellung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.2.1 Der Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 1.2.2 Das Konzept der virtuellen Inertia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 1.2.3 Anforderungen und Bedingungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 Methodik 1.4 Aufbau und Gliederung der Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundlagen des Energieversorgungsnetzes 2.2 4 7 1.3 2.1 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 11 13 Strom- und Spannungsschwankungen im Energieversorgungsnetz . . . . . . 13 2.1.1 Kompensierung durch rotierende Massen . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.1.2 Kompensierung durch Zwischenspeicher . . . . . . . . . . . . . . . . 14 Die Frequenzregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 2.2.1 Grundlagen der Frequenzhaltung 14 2.2.2 Die Denition der Momentanreserve . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 Grundlagen der Licht emittierenden Dioden (LED) 17 3.1 Die Vor- und Nachteile der LED Lampen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 3.2 Der Betrieb von LEDs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 3.3 Funktionsweise der PFC bei LED-Lampentreibern . . . . . . . . . . . . . . 18 3.3.1 Der Denition des Power Factors (PF) . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 3.3.2 Leistungsfaktor bei Brückengleichrichter . . . . . . . . . . . . . . . . 19 3.3.3 Die Verbesserung des Leistungsfaktors . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 3.3.4 Kennwerte von PHILIPS LED Lampen und LED Driver . . . . . . . 21 Die Entwicklung der Regelung 4.1 Stufe 1: Die Realisierung der Steigung am Zwischenkreiskondensator 4.1.1 4.2 23 Messergebnisse und Diskussion . . . . 25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 Stufe 2: Regelung der Kondensatorspannung mit Hilfe eines Potenziometers 26 4.2.1 Messaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 4.2.2 Messergebnisse und Diskussion 27 iv . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3 4.4 Stufe 3: Die Erstellung der Messbarkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 4.3.1 Messaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 4.3.2 Messergebnisse und Diskussion 28 Stufe 4: Regelung des Zwischenkreiskondensators mit der Hilfe eines Funktionsgenerators 4.5 4.6 4.7 5 6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 4.4.1 Messaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 4.4.2 Messergebnisse und Diskussion 29 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stufe 5: Die Entwicklung des Frequenz-Spannung-Umrichters . . . . . . . . 31 4.5.1 Frequenz zu Spannung Umrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 4.5.2 Dimensionierung der Regelwerte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 4.5.3 Die durchgeführte Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 4.5.4 Messung der praktisch aufgebauten Schaltung . . . . . . . . . . . . . 34 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 Stufe6 4.6.1 Die Optimierung der Gröÿe der Regelspannung . . . . . . . . . . . . 35 4.6.2 Die Optimierung der Welligkeit der Regelspannung . . . . . . . . . . 37 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 Stufe7 4.7.1 Die Beschreibung des Messaufbaus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 4.7.2 Der Ablauf des Versuchs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 4.7.3 Messergebnisse und Diskussion 39 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Konstruktion eines universalen PFC Moduls 43 5.1 Die Entwicklung des Layouts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 5.2 Die Wicklung des Transformators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 5.3 Die Herstellung der Platine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 5.4 Messung und Diskussion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 Optimierungsvorschläge und Zukunftsaussichten 47 6.1 Weiterentwicklung des LED-Treibers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 6.2 Neufertigung der Ersatzplatine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 Abstract IESC Conference 2016 49 Abkürzungsverzeichnis 51 Inhalt der CD 51 Bilderverzeichnis 53 Tabellenverzeichnis 54 Anhang 58 v Aufgabenstellung Der Schwerpunkt dieser Abschlussarbeit liegt in der Entwicklung, dem Aufbau und der Versuchsdurchführung eines Treibers für LED Lampen. Im Rahmen dieser Entwicklung wird ein von der Firma Phillips erworbener, schon im Handel bendlicher Lampentreiber analysiert und umgebaut werden, um den erforderten Regelungsprozess zu erhalten. Während der Regelung wird im Umrichter die Spannung des Zwischenkreiskondensators durch die Änderung der Netzfrequenz geregelt. Das Ziel der Regelung ist die in dem elektrischen Netz durch die rotierenden Massen entstehende Momentanreserve zu erzeugen, um einen Ausgleich herzustellen, falls nicht ausreichend Masse im Netz zur Verfügung steht. Dies hat zur Folge, dass die Balance zwischen der Energieerzeugung und dem Energieverbrauch nicht zu jedem Zeitpunkt gewährleistet sein kann. Die Änderung der Netzfrequenz zeigt den Gleichgewichtszustand an, der in festgelegten Grenzen bleiben soll. Um die Netzfrequenz zu beeinussen, wird der in dem Lampentreiber schon eingebaute Umrichter als virtueller Inertia betrachtet und durch die entwickelte Zusatzschaltung geregelt werden. Ein groÿer Teil der Arbeit wird sich mit der Entwicklung verschiedener Erweiterungsplatinen zur Steuerung des Zwischenkreiskondensators beschäftigen und mit dieser Steuerung wird auch die Leistung, welche die Lampe aufbringt, geregelt. Während der Implementierung werden sieben Ersatzstufen für die vorhandene Treiberplatine entworfen und eingesetzt werden. Nach dem Aufbau der Steuerplatinen sollen ausreichende Tests der aufzubauenden Hardware durchgeführt und diese in Betrieb genommen werden. Die hierbei erzielten Ergebnisse sollen dokumentiert werden. Ferner wird gezeigt, wie diese Regelung bei einem allgemeinen Treiber für Lampen benutzt werden könnte, nämlich durch die Realisierung einer Universalschaltung für Lampentreiber. Zur Realisierung des Hardware-Teils besteht der erste Schritt in einer genauen Anforderungsanalyse, die es ermöglicht, passende Hardware-Komponenten auszusuchen. Nach der Auswahl passender Komponenten ist ein entsprechender Schaltplan zu entwerfen. Ein im Anschluss aufzubauender Prototyp soll sicherstellen, dass die gewählten Komponenten und ihre Verschaltung alle Anforderungen erfüllen. Sobald dieser Schritt erfolgreich durchgeführt wurde, kann ein passendes Platinenlayout entwickelt, gefertigt und bestückt werden. Zum Schluss soll die Platine analysiert und die Messergebnisse ausgewertet werden. 6 Kapitel 1 Einleitung 1.1 Motivation und Problemstellung In den letzten drei Jahrzehnten sind die Preise für fossile Energieträger (Erdöl, Erdgas, etc.) allgemein gestiegen. Die Gründe dafür sind mehrseitig, wie der steigende Energieverbrauch in den Schwellenländern der Kontinente Afrika, Asien und Lateinamerika zeigt (Abb. 1.1) [1]. Um in der Zukunft eine konstante und kostengünstige Energieversorgung für den privaten und industriellen Bereich sicherstellen zu können, soll der Anteil der erneuerbaren Energiequellen in der Energieerzeugung erhöht werden. Abbildung 1.1: Weltenergieverbrauch [3] 7 Mit der Stärkung des öentlichen Umweltbewusstseins und der privaten Unterstützung durch einen bewussten Lebensstil wird die Erweiterung der regenerativen Energieträger, wie etwa Wind, Sonne und Biomasse möglich gemacht. Diese Entwicklung ist auch in Deutschland bemerkbar. Mit der Liberalisierung der Energiemärkte ist im Jahr 2000 das Erneuerbare Energien Gesetz (EEG) in Kraft getreten [1]. Im Primärenergieverbrauchsbereich ist der Anteil von 2,9% im Jahre 2000 auf 11,3% bis zum Jahre 2014 gestiegen. Im Endenergieverbrauchsbereich hat sich dieses Verhältnis auf 13,5% verdreifacht (siehe Abb. 1.2) [2]. Abbildung 1.2: Anteil erneuerbarer Energien am gesamten Primärenergieverbrauch und gesamten Endenergieverbrauch [4] Aufgrund der fehlenden Vorhersagbarkeit erneuerbarer Energieerzeugung ist ein stabiler Betrieb des elektrischen Netzes nur möglich, wenn die auf diese Weise entstehenden kurzfristigen und unvorhersehbaren Schwankungen in der Energieversorgung durch eine groÿe Menge vorgehaltener Reserveleistung ausgeglichen werden können. 1.2 Zielstellung Wegen des immer gröÿeren Anteils erneuerbarer Energien wird immer weniger rotierende, mechanische Schwungmasse auf dem Netz zur Verfügung gestellt. Ohne diese rotierende Inertia kann die Abnahme der Momentanreserve nicht verhindert werden. Die Aufgabe der Momentanreserve ist es die im Netz entstehenden Leistungsschwankungen zu korrigieren. In Kapitel 2 werden die Grundlagen der Leistung- und Frequenzregelung detaillierter erwähnt. 8 1.2.1 Der Stand der Technik Um dieses Leistungsdezit oder den Leistungsüberschuss durch die Virtuelle Synchronmaschine (VISMA) auszugleichen, sind von anderen Instituten die folgenden Fallstudien schon vorgestellt worden: • TU Wien Nachbildung der mechanischen Schwungmasse mit Umrichtern und Zwischenkreisspeichern, • TU Clausthal - Virtuelle Synchronmaschinen (VISMA) zur Einbindung regenerativer Erzeuger in elektrische Netze, • ENERCON Model Inertia Emulation für Windkraftanlagen zur Bereitstellung von gespeicherter Energie des Rotors für den Bedarf der Momentanreserve [5]. Obwohl die Methodik ähnlich ist, ermöglicht das in dieser Arbeit vorgestellte Konzept nicht die Einsatzbereiche Photovoltaik (PV), Blockheizkraftwerke (BHKW), Windenergie, Flexibles Drehstromübertragungssystem (FACTS) und Batteriesysteme, sondern das noch nicht ausgenutzte Potenzial im Bereich Beleuchtung. 1.2.2 Das Konzept der virtuellen Inertia Das Konzept der Virtuellen Schwungmasse (oder Inertia) repräsentiert die Energie, die bereitgestanden oder aufgenommen werden muss. Wenn die Leistungsdierenz negativ ist, verursacht es einen Verbrauchsüberschuss und den Abfall der Frequenz. Wenn die Leistungsdierenz positiv ist, entsteht ein Erzeugungsüberschuss für das Übertragungsnetz und die allgemeine Frequenz steigt an [6]. Abbildung 1.3: Momentan-Leistungsreserve für den Worst-Case eines Lastsprungs von 3 GW im europäischen ENTSO-E-Netz [9] 9 1.2.3 Anforderungen und Bedingungen Vorausgesetzt, dass im Netz nur erneuerbare Energiequellen existieren, kann ein Extremfall mit einem Leistungsverlust von 3 GW im ENTSO-E-Netz (entsprechend 372 MW im deutschen Netz) berechnet werden. Da die Primärregelung beim Störungsfall innerhalb von 20 Sekunden reagieren soll, soll in Deutschland 3720 MWs als Momentanreserve zur Verfügung gestellt werden [7]. Der in dieser Masterarbeit benutzte Lampentreiber kann nur einen sehr kleinen Teil der zusätzlich benötigen Leistung bereitstellen. Grund dafür ist die geringen Kapazität des Kondensators, welche sich in dem Treiber bendet (die Werte sind im Kapitel 4 vorgestellt). 1.3 Methodik Es gibt drei verschiedene Regelungsmöglichkeiten für die Realisation der Problemstellung. Das Ziel, dass die Leistung der Lampe proportional zur Frequenz geregelt werden soll, kann mit dem Verhältnis von Leistung, Spannung und Frequenz beschrieben werden. Die drei Methoden sind: • Möglichkeit 1: df dt ∝ P : die mit dem Netz ausgetauschte Leistung ist proportional zur Frequenzänderung und zur Anlaufzeitkonstante Ta; • Möglichkeit 2: dUC0 (t) ∝ R I(t)dt ∝ P (t): die Spannungsänderung am Kondensator ist proportional zum Integral des Stromes und zur Leistung; • Möglichkeit 3: UC0 = geregelt ∝ I ∝ P : Sollspannungswert am Kondensator wird erstellt und der Strom wird abhängig von der Frequenz erzeugt. In dieser Masterarbeit wird die dritte Methode gewählt. Mit der Hilfe einer Zusatzschaltung wird der Regelung der Spannung am Zwischenkreiskondensator (UC0 ) gelöst (Abb. 1.4). Abbildung 1.4: Momentan-Leistungsreserve für den Worst-Case eines Lastsprungs von 3 GW im europäischen ENTSO-E-Netz [9] Im folgenden Bild (Abb. 1.5) sind die erwartenden Signale eingezeichnet. Die konstante Spannung am Zwischenkreiskondensator, die vor der Zusammenlegung der entwickelten Regelung konstant war, wird abhängig von der Netzfrequenz auf einem bestimmten Sollwert 10 Abbildung 1.5: Funktionsweise der Stuerung des Zwischenkreiskondensators (UC0 ) geregelt werden. Wenn die Steigung des df dt Wertes gröÿer als null ist, wird positive oder negative Leistung erstellt. Der Zwischenkreiskondensator verhält sich wie eine Batterie: er speichert Energie, wenn im Netz ein Erzeugungsüberschuss auftritt und gibt Leistung bei einem Verbrauchüberschuss ab. Um diese Regelung auszubauen, legen drei Lösungsmöglichkeiten vor: • Lösung 1: im Programm MATLAB simulieren; • Lösung 2: im Programm LT Spice simulieren; • Lösung 3: einen existierenden Lampentreiber umbauen. Bei einer Simulierung kommt das Problem vor, dass ein oder mehrere Bauteile vom Hersteller nicht vorgelegt werden. Deswegen ist die dritte Lösung gewählt, obwohl für den LED-Treiber von Philips kein Schaltplan vorliegt. In Abb. 3.6 sind der LED Lampen Treiber und die LED Lampe fotograert. 1.4 Aufbau und Gliederung der Arbeit Die Masterarbeit ist in sechs Kapitel aufgeteilt. Im ersten Teil meiner Arbeit werden die wichtigsten Grundlagen, die für das weitere Verständnis der folgenden Kapitel von Nöten ist, ausführlich erläutert werden. Hierbei werden zunächst die Grundlagen der Frequenzregelung und die Regelung der Momentanreserve erklärt. 11 Abbildung 1.6: LED Lampen Treiber und LED Lampe Der Einstieg über die Funktionsweise und Regelung der LED Lampen und die Denition des Leistungsfaktors, welcher das Hauptelement der Schaltung ist, erfolgt im dritten Kapitel. Dazu wird zuerst der Betrieb der LED Lampe vorgestellt und genauer beschrieben werden. Darauolgend wird die Funktionsweise des PFCs, der für die Regelung des Leistungsfaktors verantwortlich ist, nähererläutert werden. Das vierte Kapitel befasst sich mit dem Testaufbau der stufenweisen Entwicklung des LED Treibers. Für jede Stufe wird die Auswertung und Diskussion erläutert und anschlieÿend wird ein Einblick auf die Messergebnisse der implementierten Zusatzschaltung gewährt. Im fünften Kapitel ndet die Beschreibung der Ersatzplatine der LED Lampe statt. Dazu werden zuerst die Funktion und der Einbau der Leiterplatte beschrieben. Darauolgend wird der selbst entworfene Schaltplan, sowie das erstellte Layout vorgestellt. Anschlieÿend ziehe ich im sechsten Kapitel ein abschlieÿendes Fazit und gebe einen aus den Erkenntnissen der Masterarbeit gewonnenen Ausblick auf zukünftige Arbeiten und Schritte, die für die Weiterentwicklung und Optimierung des LED Lampentreibers notwendig sind. 12 Kapitel 2 Grundlagen des Energieversorgungsnetzes 2.1 Strom- und Spannungsschwankungen im Energieversorgungsnetz 2.1.1 Kompensierung durch rotierende Massen In einem Energieversorgungsnetz, welches mit den leistungsstarken elektrischen Drehmaschinen verbunden ist, können die entstehenden Frequenzänderungen durch Rückgri der Generatoren und ihrer Antriebsmaschinen ausgeglichen werden. Die Maschinen vermögen die kinetische Energie mit Hilfe der Drehzahländerung zu speichern. Die Regelung der einspeicherte Leistung ist oft mit deutlichen Drehzahlschwankungen an den Generatoren und die Frequenzänderungen im Netz verbunden. Die motorischen Antriebe wirken dabei mit ihrer mechanischen Trägheit vielfach frequenzstabilisierend [10]. Die zur Kontrolle benötigte relative Leistungsänderung quenzänderung ∆f , die Nennfrequenz f0 ∆P/P0 und Anlaufkonstante lässt sich durch die Fre- TA mit der folgenden Be- ziehung bestimmen: ∆P (t) ∆f (t) d = TA · · [11]. P0 d(t) f0 (2.1) TA ist die Anlaufkonstante, die als jene Dauer deniert ist, die ein leerlaufender GeneratorTurbinen-Satz unter Einwirkung seines Nennmoments benötigt, um aus dem Stillstand auf seine Nenndrehzahl zu beschleunigen. Der typische Wert für eine klassische, zentrale Anlage ist eine Anlaufkonstante von 10 s [11]. Für das europäische Energieversorgungsnetz wird die Formel mit der Anlaufkonstante von 20 s verwendet [12]. Wenn die Leistungsdierenz negativ ist, ergibt sich ein Erzeugungsdezit, beziehungsweise ein Verbrauchsüberschuss. Laut der obigen Gleichung verursacht er mit der Zeit einen negativen Frequenzgradienten. Angenommen die Drehmaschinen sollen nach Absinken der Frequenz mehr Energie erzeugen. Bei einer positiven Leistungsdierenz tritt entweder ein Erzeugungsüberschuss oder ein Verbrauchsdezit ein. Daher ergibt sich für diesen Fall ein positiver Frequenzgradient mit der Zeit und die rotierenden Maschinen müssen weniger 13 Energie im Netz speichern. 2.1.2 Kompensierung durch Zwischenspeicher Wie schon in Kapitel 1.3 erwähnt können kurzfristige Leistungs- beziehungsweise Frequenzänderungen mit Hilfe eines Kondensators als Zwischenspeicher ohne Inertia ausgeglichen werden. Zusätzlich ist es möglich, die Spannungsuktuationen ∆UC (t) am Kondensator mit Hilfe folgender Formel zu berechnen: 1 ∆UC (t) = · C Aus dem Integral des Ladestromes ∆I(t) Z ∆I(t)dt. an der Kapazität (2.2) C ergeben sich die Span- nungsschwankungen am Kondensator. Voraussetzung ist jedoch, dass die Spannung am Kondensator konstant ist. Die an den Kondensator weitergegebene Leistung wird wie folgt kalkuliert: ∆P = ∆I · U0 . (2.3) Daraus folgt mit der Gleichung (2.2): 1 ∆UC (t) = · C Z ∆P (t)dt dt, U0 (2.4) TA · P0 · ∆f (t). C · U0 · f0 (2.5) und mit der Einsetzung der Formel (2.1): ∆UC (t) = Durch die Angabe der Kapazität C kann mit der Gleichung der maximale Energiegehalt E0 beschrieben werden: E0 = 1 · C · U02 , 2 (2.6) sodass für die unten stehende Formel folgt ∆ UC (t) 1 P0 ∆f = TA · · · . U0 2 E0 f0 (2.7) Das Ergebnis zeigt den Zusammenhang zwischen der Spannungsschwankung am Kondensator (∆UC /U0 ) und der Frequenzschwankung (∆f /f0 ) [12]. Mit der in Kapitel 1.3 erklärten dritten Methode wird die Spannung ∆UC geregelt, um die Frequenz zu beein- ussen. 2.2 Die Frequenzregelung 2.2.1 Grundlagen der Frequenzhaltung Um eine hohe Zuverlässigkeit und Qualität bei der Stromverteilung und Stromübertragung zu gewährleisten, soll die Frequenz, die Spannung und die Belastung des Energieversorgungsnetzes innerhalb der zulässigen Grenzwerte zu jedem Zeitpunkt des Stromverbrauchs im Netz gehalten werden. Zwischen der Stromerzeugung und dem Stromverbrauch wird ein 14 Gleichgewicht durch die Übertragungsnetzbetreiber hergestellt. Durch dieses Gleichgewicht erfolgt die Frequenzhaltung von 50 Hz, die die grundlegenden Anforderungen für den stabilen Betrieb erfordern. Dafür stehen den Übertragungsnetzbetreibern die Momentanreserve, die Primäre-Regelenergie, die Sekundäre-Regelenergie und die Minutenreserveleistung zur Verfügung (siehe Abb. 2.1). Abbildung 2.1: Zeitlicher Ablauf der Regelleistung-Bereitstellung mit Momentanreserve Das Ziel ist die Bereitstellung der durch die rotierenden Massen erstellten Momentanreserve, um die Frequenz bis zur Reaktion der Primärregelleistung zu stabilisieren. Die Primärleistung wird automatisch innerhalb von 30 Sekunden vollständig bereitgestellt und bis 15 Minuten kann die Regelung festgehalten werden. Die Aktivierung der Sekundärregelleistung wird auch automatisch ab 30 Sekunden nach dem Störungseintritt erfordert. Die Minutenreserve wird nach dem Lieferungsplan der elektrischen Energie im Netz ersetzt. Es gibt verschiedene Produkte und Maÿnahmen um die Frequenz zwischen den entsprechenden Werten zu halten. Solche Systemdienstleistungsprodukte sind zum Beispiel die Momentanreserve, die Regelleistung, die zu- und abschaltbaren Lasten, der frequenzabhängige Lastabwurf oder die Wirkleistungsreduktion bei Über- und Unterfrequenz. Da die Momentanreserve und Regelenergie heute mehrheitlich durch konventionelle Kraftwerke bereitgestellt werden, besteht der Bedarf mehr und mehr an neueren technischen Lösungen, die die Regelleistung durch virtuelle rotierende Massen zur Verfügung stellen. 2.2.2 Die Denition der Momentanreserve Die Eigenschaft, durch Aufnahme beziehungsweise Abgabe kinetischer Energie, Frequenzänderungen entgegenzuwirken, wird als Momentanreserve bezeichnet. Um diese Frequenzänderung innerhalb der zulässigen Grenzwerte von 50 Hz+/−0,8 Hz (kurzzeitig/dynamisch) beziehungsweise 50 Hz+/−0,2 Hz (stationär) zu halten, soll im europäischen Verbundnetz geprüft werden, ob genügend kinetische Energie für die Regelung der Momentanreserve vorhanden ist. Aus diesem Grund wird ein Last-, beziehungsweise Erzeugungssprung von 3000 MW gelegt [9]. 15 In der dena-Studie wird erklärt, dass bis 2030, wegen der hohen elektrischen Energieeinspeisung und geringen konventionellen Erzeugung, eine Dierenzleistung von rund 254 MW und eine kinetische Energie von 0,68 MWh durch geeignete technische Alternativen für Momentanreserve bereitgestellt werden muss, um die Beteiligung an der Bereitstellung von Momentanreserve konstant halten zu können [9]. Ein anderer Grund für die Wichtigkeit der Erzeugung der Momentanreserve ist, dass der in den erneuerbaren Anlagen sich bendende Umrichter ohne zusätzliche Maÿnahmen keinen Beitrag zur Momentanreserve leisten kann. Der Bedarf an den alternativen Bereitstellungen von Momentanreserve spielt immer mehr eine groÿe Rolle in der Energieerzeugung. In Deutschland ist Photovoltaik eine der am meist geförderten erneuerbaren Energiequellen, die durch den eingebauten Wechselrichtern die Momentanreserve bereitstellen können. Zurzeit sind die Photovoltaikanlagen in den Niederspannungsnetzen nicht steuerbar. Dementsprechend sind neue Regeln und neue Methoden der Energieeinspeisung zwingend notwendig [13]. Das in dieser Abschluss vorgestellte Konzept ermöglicht die Erstellung der Momentanreserve durch Wechselrichtern in LED Lampentreibern. 16 Kapitel 3 Grundlagen der Licht emittierenden Dioden (LED) 3.1 Die Vor- und Nachteile der LED Lampen Bei traditionellen Glühlampen wird nur ein kleiner Teil (weniger als 5%) des Lichtes in sichtbare Beleuchtung umgesetzt [14]. Entgegen des ungünstigen Wirkungsgrades waren diese Leuchtmittel auf dem Markt damals konkurrenzlos, weil die Lampen wegen ihrer Einfachheit, Farbtemperatur und Farbwiedergabe am Anfang ihres Entwicklungsprozesses nicht zurückgegeben werden konnten. Noch weitere Probleme kamen mit der Regelung der Energieversorgung der LEDs vor. Denn wenn sie nicht optimal versorgt wurden, ackerte das Licht, was zur Störung des Sehvermögens führen konnte. Für den Betrieb wird für die LED Beleuchtung eine spezielle Regelschaltung benötigt, damit die optimale Spannung für die LED Lampen geliefert werden kann. Diese Regelschaltung wird LED-Treiber genannt. 3.2 Der Betrieb von LEDs Es gibt zwei Betriebsmöglichkeiten abhängig vom Ausbau der LED Modulen, um eine konstante Spannung (CV) oder einen konstanten Strom (CC) zu gewährleisten. Im ersten Fall gibt es Anwendungen, zum Beispiel modular erweiterbare LED-Leuchtmittel, bei denen die parallel geschalteten LEDs in Gruppen zu positionieren sind. Da alle Gruppen aus der gleichen Anzahl an LEDs bestehen, können alle Gruppen mit der gleichen Spannung betrieben werden. Im anderen Fall sind die LEDs auf der Platine in einer Reihe miteinander verbunden, wobei theoretisch der gleiche Strom ieÿen könnte. Dadurch kann die LEDSchaltung am besten mit einem Treiber betrieben werden, der immer konstanten Strom liefert [14]. Praktisch kann es nicht gewährleistet werden, dass alle LEDs in einer Reihe oder in einer Gruppe keine Abweichungen durch Fertigungstoleranzen aufweisen. Diese konstanten Signale sind in der Realität sehr schwer zu erreichen und diese Aufgabe soll der Treiber 17 während des Betriebs auch lösen. 3.3 Funktionsweise der PFC bei LED-Lampentreibern Wenn eine Glühlampe als ein Widerstand mit dem Leistungsfaktor 1 deniert werden kann, regelt der LED-Treiber unter anderem einen Zwischenkreiskondensator, was zu einer Stromaufnahme am Eingang führt. Diese Stromaufnahme vom Spannungsverlauf weicht am Eingang wesentlich ab und kann damit zu einem verschiedenen Leistungsfaktor, als der Wert von 1 beitragen. Dadurch können unerwünschte Blindströme im Netz entstehen. 3.3.1 Der Denition des Power Factors (PF) Der Leistungsfaktor ist das Verhältnis vom Betrag der Wirkleistung S P zur Scheinleistung oder - wenn die Signale Spannung und Strom sinusförmig sind - der Kosinus des Pha- senverschiebungswinkels ρ (siehe Abb. 3.1). Abbildung 3.1: Der Leistungsfaktor λ Darstellung der Scheinleistung, Wirkleistung und Blindleistung lässt sich durch folgende Beziehung bestimmen [16]: λ = cos ρ. (3.1) Wenn am Eingang eines Netzteils ein Brückengleichrichter sich bendet, kann die Gleichung (3.1) wegen der zusätzlichen Oberschwingungen nicht verwendet werden. In diesem Fall ergibt sich die Gleichung in dieser Form: λ= P W irkleistung = . S Scheinleistung (3.2) Der Wert des Leistungsfaktors liegt zwischen 0 und 1 und kann die Charakteristik der Last entweder induktiv (ρ > 0) oder kapazitiv (ρ < 0) denieren. Wenn die Phasenverschie- bung zwischen Strom- und Spannungssignal null ist, wird der Leistungsfaktor den Wert 1 (cos(ρ = 0) = 1) bestimmen. Wenn dies erreicht wird, wird die Schaltung als nahezu rein ohmsch betrachtet. 18 3.3.2 Leistungsfaktor bei Brückengleichrichter In der vereinfachten Schaltung eines Gleichrichters und Zwischenkreis-Kondensators (siehe Abb. 3.2) wird die Wechselspannung gleichgerichtet und durch einen Kondensator geglättet. Die Gröÿe des Kondensators soll gemäÿ der Wechselspannung gewählt werden. Dieser wird mit jeder Halbwelle bis zur Spitze aufgeladen und gibt einen Teil der gespeicherten Energie bis zur nächsten Halbwelle wieder ab. Der Strom kann nur dann ieÿen, wenn der Spannungswert am Gleichrichter gröÿer ist als der Spannungswert über dem Kondensator. Es verursacht zwei kurzzeitige, pulsierende Stromspitzen, die eine Rückwirkung auf die Netzversorgung erzeugen [18]. Abbildung 3.2: Spannungs- und Stromverlauf am Brückengleichrichter Diese Problematik ist ausschlieÿlich der Tatsache geschuldet, dass die Wechselspannung am Eingang gleichgerichtet und geglättet werden muss. Der oben erklärte pulsierende Stromuss beinhaltet aber auch die Störstrahlung des Netzteils, die von höheren Frequenzanteilen mit jeweils ungerade-zähligen Vielfachen der Grundfrequenz entstehen und verschlechtert die Problematik der Zuschaltung eines getakteten Netzteils, das eine Konstantstromquelle speist [?]. 3.3.3 Die Verbesserung des Leistungsfaktors Um die Oberwelle zu reduzieren und den Leistungsfaktor zu erhöhen wird ein PFC mit der Kontrollmethode PWM (Pulse Width Modulator) zusammen verwendet. Die Lösung des Problems ist, durch geeignete Schaltungsmaÿnahmen, den Leistungsfaktor so zu kor- 19 rigieren, dass die Oberwellen auf ein Minimum reduziert werden. Ohne die Korrektur von PFC würde der Leistungsfaktor, das Verhältnis von Wirk- zu Scheinleistung, irgendwo im Bereich 0,7 - auch bei reinen ohmschen Lasten, stehen [20]. Abbildung 3.3: Die Funktionsweise eines LED Treibers Der Zwischenkreiskondensator wird mit der Verwendung des PFCs nicht direkt an den Gleichrichter gekoppelt, sondern mit einem PFC-Kreis zusammengeschaltet (siehe Abb. 3.3). Die vereinfachte PFC Schaltung besteht aus einer Induktivität, einem MOSFET und einer Steuerschaltung, die diese Bestandteile gemäÿ der Leistungsfaktorerhöhung regelt. Abbildung 3.4: Die Entstehung der pulsierende Stromuss Die Abbildung 3.4 zeigt die Funktion des Induktors, die die Hochspannung erzeugen 20 kann. Da am Anfang des Ladeprozesses die Induktivität nicht aufgeladen ist, ist die Ausgangsspannung Uaus gleich wie die Eingangsspannung Uein . Mit dem Beginn des Anlaufs steigt der Strom an der Spule linear und die Spannung exponentiell. Die Spannung auf der Eingangsspannung Uein und der Imax Ui wird auf dem Wert null stabilisiert. Praktisch bleibt die Gröÿe des Spannungssprungs niemals unbegrenzt, weil die Induktivität in den nicht idealen Fall seriell geschaltete Widerstände enthält. Wenn eine Diode und Kapazität zusammengekoppelt wird, wird die Kapazität auf Hochspannung geladen [19]. Mit der PWM werden die von der Eingangsspannung synchronisierten Stromimpulse so gesteuert, dass sich der Ladestrom zu einer sinusförmigen Form annähert. Abbildung 3.5: Die Stromaufnahme einer Glühbirne und einer LED Lampe Der entsprechend geregelte PFC kann den Leistungsfaktor bis auf die Werte von 0,95 steigern. Die Schaltung löscht nicht nur die Oberwelle des Stromsignals, sondern regelt auch die Energieaufnahme aus dem Netz. Bei kleinerem Leistungsfaktor steigt die Stromaufnahme der Lampe und da der Wirkungsgrad des Treibers sich nicht verändert, gibt er einen Teil der Leistung ins Netz zurück. Abbildung 3.5 zeigt die Stromaufnahme einer 100 WGlühbirne und einer 25 W LED Lampe [18]. Die Regelung der in dieser Abschlussarbeit entwickelten Zusatzschaltung nutzt diesen Verhalten aus, und sie regelt den Leistungsfaktor beziehungsweise den Energieaufnahme des Treibers. 3.3.4 Kennwerte von PHILIPS LED Lampen und LED Driver Der fortan geforschte Treiber ist der Philips Fortimo LED Driver 1100-2000 TDII (siehe Anhang), der aus zwei Stufen besteht. In der ersten Stufe bendet sich der Filter, der Gleichrichter und der PFC-Kreis, der mit einem Zwischenkreiskondensator verbunden ist (siehe Abb. 3.6). Die zweite Stufe besteht aus der Regelung, die verantwortlich für die störungsfreie Stromlieferung zur LED Lampe ist. In dieser Diplomarbeit wird die erste Stufe bis zu den Zwischenkreiskondensatoren untersucht. Bei den vorgestellten Messungen ist die Helligkeitsänderung der Lampe mit bloÿem Auge nicht erkennbar, deshalb ist es sicher, dass die im Folgenden ausgebaute Regelungsmethode den Antrieb der Lampe nicht verhindert. 21 Abbildung 3.6: Der Aufbau des LED-Treibers Fortimo von Philips Die Tabelle 3.1 enthält die Ein- und Ausgangswerte des Philips LED-Treibers. Un In Pn fn 220V. . . 240V 0,08A. . . 0,24A 18W. . . 52W 50Hz. . . 60Hz Tabelle 3.1: Uo ut Io ut Po ut λ 20V. . . 80V 0,2A. . . 0,7A 14W. . . 46W 0,9 Kennwerte des LED-Treibers von Philips 22 Kapitel 4 Die Entwicklung der Regelung Im Rahmen dieser Entwicklung wurde der LED-Treiber mit Hilfe des PFCs TDA4863 gesteuert. Der Entwurf ermöglicht die Korrektur des Leistungsfaktors durch eine BoostKonverter Topologie, sowie durch einen MOSFET, um eine Zwischenkreisspannungsebene von bis zu 450 V zu erreichen. Um die Leistung und dadurch den Leistungsfaktor des Treibers, abhängig von der Netzfrequenz, regeln zu können, musste die Spannung am Zwischenkreiskondensator regelbar erstellt werden. Für diese Steuerung wurde die Spannung an Pin 1 (VSENSE) durch eine Zusatzschaltung realisiert. Abbildung 4.1: Der Aufbau des PFCs TDA4863 [21] Der PFC steuert den LED-Treiber mit der Hilfe einer Induktivität Kapazität C0 den MOSFET T1 L1 , Diode D1 und zusammen (siehe Abb. 4.1). Der Strom des MOSFETs wird durch die Shunt-Widerstände gemessen. Ähnlich wird an dieser Stelle die Spannung gemessen und zu Pin 4 zugeführt. Diese Erfassungsspannung wird im Vergleich zur internen Steuerspannung kompensiert. Das Kompensationsnetzwerk an Pin 1 ermöglicht die Rückkopplung von verschiedenen Lastbedingungen, wodurch eine stabile Steuerung bereitgestellt werden kann [?]. Da für den Treiber kein Schaltplan zur Verfügung steht, wurde mit Hilfe des Datenblatts und der erhaltenen Treiberplatine die folgende Schaltung realisiert (Abb. 4.2). 23 Abbildung 4.2: Der Schaltplan der zu entwickelnden Schaltung Um das gewünschte Leistungsniveau am Zwischenkreiskondensator zu erstellen, muss Pin 1 verwendet werden. An dieser Stelle ist der Eingang über einen Wiederstandsteiler an die Kapazität gekoppelt. Durch die Änderung des an dieser Stelle gemessenen Spannungsniveaus wird auch die Spannung am Zwischenkreiskondensator durch den PFC verändert. Während der folgenden Entwicklungsstufen wurde wird die Spannungsebene am VSENSE beeinusst. Wenn die Spannungsebene am Zwischenkreiskondensator steigt (zum Beispiel auf Grund einer Lastabnahme), steigt gleichzeitig die VSENSE Spannung an. Der PFC verringert in diesem Fall die Zwischenkreisspannung und gleichzeitig die Spannung am VSENSE, um die Spannung UV SEN SE konstant zu halten. Sofern die Zwischenkreisspannung sinkt (zum Beispiel auf Grund einer Lastaufnahme), sinkt der Wert von UV SEN SE . Der PFC regelt die Erhöhung der Kondensatorspannung, wodurch die Spannung am VSENSE konstant bleibt. Der Ausarbeitung der zusätzlichen Regelung ist durch sieben Entwicklungsstufen, die in Abbildung 4.3 angegeben sind, realisiert. Jeder Abschnitt enthält einen Überblick über die Maÿnahmen zur Einbau der Funktionsweise der Regelung, den Aufbau der Schaltung und die Diskussion der Messergebnisse. 24 Abbildung 4.3: Der Aufbau der Entwicklung 4.1 Stufe 1: Die Realisierung der Steigung am Zwischenkreiskondensator In diesem Schritt ist Pin 1 VSENSE zusammen mit einer Ersatzschaltung durch einen Potenziometer, Widerstand und Schalter gekoppelt (siehe 4.4). Im Grundzustand POS2 ist der Schalter mit der Masse verbunden und liefert somit keine positive Spannung zum VSENSE. In POS1 wird das Potential durch den Potenziometer und Widerstand auf Erdpotenzial gezogen. Erwartet wird, dass die Zwischenkreisspannung durch den PFC erhöht wird, sobald die VSENSE Spannung sinkt, sodass diese auf konstantem Wert gehalten werden kann. Abbildung 4.4: Stufe 1: Der Aufbau der Entwicklung Abbildung 4.5 zeigt den Messaufbau mit Trenntransformator und Oszilloskope und die realisierte Zusatzschaltung mit Widerstand, Potenziometer, und Schalter. 4.1.1 Messergebnisse und Diskussion Wie erwartet steigt die Zwischenkreisspannung durch Betätigendes Schalters in Position POS1, während gleichzeitig die Spannung VSENSE nicht verändert wird. Der gemessene Netzstrom zeigt den Verlauf der Regelung (Abb. 4.6) an. Die Spannung Uvsense wurde auch bei dem Widerstandswert von 600kΩ (4.1) gemessen und bei dem Wert von 2,5V bestimmt. 25 Abbildung 4.5: Stufe 1: Der Messaufbau und die realisierte Schaltung R = R1,50% + R2 = 500kΩ + 100kΩ = 600kΩ Abbildung 4.6: (4.1) Die Steigung der Kondensatorspannung und Leistung am Treiber bei Einschaltung der Zusatzregelung Orange: Spannund am Zwischenkreiskondensator. Rot: Leistungsaufnahme des Treibers 4.2 Stufe 2: Regelung der Kondensatorspannung mit Hilfe eines Potenziometers In der nächsten Stufe wurde der Potenziometer zwischen die Masse (GND) und die Versorgungsspannung (VCC) mit dem Wert von 15 V zwischengeschaltet. Um mit der Umschaltung das Spannungsniveau UV SEN SE = 2, 5 V nicht zu verringern oder zu erhöhen, wurde der Wert des Widerstands mit Hilfe der Formel (4.2) berechnet. Der Potenziometer erstellt 50% Abgri in beide Richtungen (nach VCC und GND) und der erreicht damit den Widerstandswert von 500 kΩ: UV SEN SE = UV CC · 100 kΩ + 500 kΩ , 600 kΩ + 500 kΩ + R1 R1 = 2, 5 M Ω. 26 (4.2) (4.3) 4.2.1 Messaufbau Mit den berechneten Werten des Widerstands um die Steuerungsspannung UV SEN SE R1 wurde die folgende Schaltung ausgebaut, nicht zu beeinussen. Die selbstentworfene und auf- gebaute SChaltung und Steuerplatine ist in Abbildung 4.7 dargestellt. Abbildung 4.7: Stufe 2: Die entworfene und realisierte Schaltung Während des zweiten Teils der Messung wurde der Abgri des Potenziometers zum Anschlag gebracht, um durch die dementsprechenden Widerstände die minimale und maximale Auswirkung zu messen. 4.2.2 Messergebnisse und Diskussion Nach in Betriebnahme der Ersatzplatine mit den obengenannten Werten verursacht die entworfene Schaltung keine Rückwirkung auf den PFC. Durch die Drehung des Potenziometers sind der Minimalwert von 0,423 V und der Maximalwert von 4,305 V entstanden. Abbildung 4.7 zeigt die durchgeführte Messung. Abbildung 4.8: Stufe 2: Messungsdurchführung 27 4.3 Stufe 3: Die Erstellung der Messbarkeit 4.3.1 Messaufbau In diesem Schritt wurde auf Grund der Messbarkeit der Regelspannung Widerstand auf die Platine gelötet. Wenn sich kein Innenwiderstand UREGEL R1 in der Schaltung bendet und die Spannungen R1 für die Ersatzspannungsquelle UV SEN SE und UREGEL parallel geschaltet sind, wird die Gröÿe der Spannungen identisch. Mit einem Innenwiderstand R1 soll die Schaltung so umgerechnet werden, dass ihr Verhalten durch eine Spannungsquelle und den Innenwiderstand abgebildet werden kann. Die Gröÿe des Innenwiderstands wurde durch das Verfahren empirisch bestimmt. Abbildung 4.9: Stufe 3: Die entworfene Schaltung und ihre Ersatzschaltung Neben der Abstimmung des Innenwiderstands sollte auch die Gröÿe des Spannungsbereichs mit optimierten Steuerwerten erhöht und gemessen werden. 4.3.2 Messergebnisse und Diskussion Während des ersten Verfahrens wurde ein Widerstands von 100 kΩ verwendet. Da es ein schlechter Ersatz für den Innenwiderstand war, wurde zur Gewährleistung eines sicheren Betriebs ein Wert von 470 kΩ gewählt. Der Spannungsbereich wurde auch erhöht, sodass R2 ausgelötet wurde, und somit gleich Null gesetzt wurde. Mit dem Widerstandswert von 470 kΩ ist das gemessene Spannungsniveau am Zwischenkreiskondensator zwischen den Anschlägen des Potenziometers zu gering, deswegen wurde ein Widerstand mit dem Wert von 10 kΩ aufgelötet. Die gewählten und gemessenen Messwerte sind in der Tabelle 4.1 gezeigt. Tabelle 4.1: R3 UC,min UC,max 470 kΩ 417 V 442 V 10 kΩ 380 V 443 V Stufe 3: Die verschiedenen Zwischenkreisspannungswerte bei 470 kΩ und 10 kΩ 28 4.4 Stufe 4: Regelung des Zwischenkreiskondensators mit der Hilfe eines Funktionsgenerators 4.4.1 Messaufbau Das folgende Ziel war es nun die im dritten Schritt entworfene Schaltung mit einem Funktionsgenerator zusammenzukoppeln. Statt des Spannungsteilers (Potenziometer) wurde mit dem Funktionsgenerator die Eingangsspannung für den Operationsverstärker (OP) erzeugt und durch die Spannung UREGEL bereitgestellt. Während der Planung wurde der OP LM741CN (siehe Anhang) gewählt und als nichtinvertierendes Bauteil mit der Verstärkung von 1 verwendet (Abb. 4.10). Abbildung 4.10: Stufe 4: Die entworfene Schaltung Um den Verstärkungswert von 1 zu erreichen, wurden die Widerstände mit der Hilfe der Formel (4.4) berechnet. UOP,aus = UOP,ein · (1 + R2 ), R3 Um die Verstärkung von 1 zu erreichen muss die Gröÿe des Widerstands als der Widerstand R2 (4.4) R3 viel gröÿer gewählt werden. Mit dieser Berücksichtigung wurden die wie folgt gewählt: R2 = 100 Ω R3 = 1 M Ω 4.4.2 Messergebnisse und Diskussion Nach dem Aufbau der oben gezeigten Schaltung wurde der Funktionsgenerator zusammen mit der Ersatzplatine gekoppelt. Die verschiedenen rechteckigen und dreieckigen Steuerspannungssignale wurden von dem Funktionsgenerator mit den in der Tabelle 4.2 gezeigten Werten erstellt. Die Abbildung 4.11 zeigt die Mess- und Regelsignale ohne Beeinussung der entworfenen Regelschaltung. Die Leistungsaufnahme des Treibers beträgt 34 W. Mit der Einschaltung 29 Tabelle 4.2: Amplitude Oset Frequenz Dreieck 8 V 6 V 2 Hz Viereck 8 V 6 V 2 Hz Stufe 4: Die Kennwerte der von dem Funktionsgenerator erstellten Regelungssignale der Ersatzschaltung wurde erwartet, dass die Leistung abhängig vom erstellten Steuersignal UREGEL sich verändert. Abbildung 4.11: Stufe 4: Signale ohne Regelung Magenta: Leistungsaufnahme des Treibers. Rot: Netzspannung. Orange: Netzstrom. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Mit der Einschaltung des dreieckigen Spannungssignals vom Funktionsgenerator mit der Amplitude von 8 V, dem Osetwert von 6 V und der Frequenz von 2 Hz wurde die Spannung am Zwischenkreiskondensator verändert (Abb. 4.12). Während der Messung wurden die erwartete Zwischenkreisspannungs- und Leistungssignale erhalten. Der Versuch wurde auch mit dem Oset von 0 V durchgeführt, aber die Kennlinie des OPs ermöglich die Verfolgung der Eingangsspannung, die nicht näher als 2 V von beiden Versorgungsebenen kommt (siehe Abb. 4.13) [entw1]. Diese Dysfunktion kann mit einem Rail-to-rail OP verbessert werden, da ein solches Bauteil bei niedrigen Versorgungsspannungen näher an den Grenzen des Versorgungspannungsbereichs arbeiten kann. Für die Weiterentwicklung könnte der Operationsverstärker OP484 die kleinen Eingangsspannungen ausreichend weiterbeliefern. In der Abbildung 4.14 wird gezeigt, wie ist der Verlauf der Ausgangssignale mit der Steuerung des zweiten viereckigen Signals verhält. Durch den Versuch konnte die Zeitkonstante die Regelung gemessen werden. Die Steigung und der Fall der Zwischenkreisspannung betragen 30 Millisekunden. Da der OP sich als Spannungsfolger verhält, kann diese 30 Abbildung 4.12: Abbildung 4.13: Stufe 4: Dreieckige Regelungsspannung Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Rot: Regelspannung. Orange: Leistungsaufnahme des Treibers. Schwarz: Ideale Leistungsaufnahme des Treibers. Stufe 4: Fehler bei niedrigen Regelungsspannungen Rot: Regelspannung. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Zeitkonstante als die Dauer der Treiberschaltung ausgelegt werden. Das Ziel des zusätzlichen Regelprozesses ist, dass sich seine Zeitkonstante möglichst nahe an 30 Millisekunden bendet. 4.5 Stufe 5: Die Entwicklung des Frequenz-Spannung-Umrichters Die fünfte Stufe beinhaltet den Frequenz-Spannung Umrichter, damit die frequenzabhängige Steuerspannung erstellt werden kann (Abb. 4.15). Für die Umwandlung wurde der LM2908 (siehe Anhang) in der Ersatzschaltung verwendet, und zum OP gekoppelt. 4.5.1 Frequenz zu Spannung Umrichter Beim LM2908 handelt es sich um einen kompakten Frequenz-zu-Spannung-IC der Firma Texas Instruments, welcher für die Wandlung von Frequenz zu Spannung für LED Lampen ausgelegt ist. Er beinhaltet zwei Sektionen; eine für den Tachometer mit Komparator und eine für den OP und die Ladungspumpe (siehe 4.16). Mit Hilfe des Komparators 31 Abbildung 4.14: Stufe 4: Viereckige Regelungsspannung Rot: Stromaufnahme des LED-Treibers. Orange:: Regelspannung. Abbildung 4.15: Stufe 5: Die entworfene Schaltung wird die runtertransformierte, sinusförmige Spannung in ein rechteckiges Signal umgewandelt. Die Ladungspumpe ist verantwortlich für die Umwandlung von Eingangsfrequenz zu Gleichspannung. Die Berechnung der Ausgangspannung deniert als: Uaus = fein · fein · UV CC · R1 · C1 ) [?], wobei Uaus ist die Ausgangspannung, fein ist die Eingangsfrequenz, gewählte Werte sind. Die Gröÿe der Kapazität onszeit der Regelung. Um C2 C2 (4.5) R1 und C1 selbst- ist abhängig von der erlaubten Reakti- zu berechnen, wird die folgende Formel benutzt: UW elligkeit = UV CC C1 UV CC · fein · C1 · · (1 − ) [23]. 2 C2 I2 32 (4.6) Abbildung 4.16: Stufe 5: Die Funktionsweise des Frequenz-Spannung Umrichters [?] 4.5.2 Dimensionierung der Regelwerte In der Regelschaltung wurde die Kapazität Kapazität C2 die Gröÿen C2 genommen und der Widerstand C1 , C2 und R1 auch berechnet werden. Wert Abkürzung Eingangsfrequenz (nominal) 50 Hz Versorgungspannung 15 V Kapazität C1 N.A. fein UV CC C1 C2 C3 R1 R2 R3 Uaus N.A. Kapazität C3 0,1 µF Widerstand R1 N.A. Widerstand R2 12 kΩ Widerstand R3 100 kΩ gewünschte Ausgangspannung 4 V Tabelle 4.3: Stufe 4: Regelwerte des Frequenz zu Spannung Umrichters Für die Berechnung der Gröÿe der Kapazität R1 und die tauschbar gebaut. Mit denen in die Tabelle 4.3 genommenen Werten sollten Kapazität C2 Wert R1 C1 und des Widerstands von 100 kΩ festgelegt. Aus Gleichung (4.5) wurde der Wert C1 = C1 R1 wurde der berechnet: Uaus , fein · UV CC (4.7) mit dem Ergebnis 53 nF. Da nur Kondensatoren mit 47 nF und 68 nF erhältlich waren, wurde ein Kondensator von 47 nF gewählt. Obwohl damit die Ausgangspannung 4 V nicht erreicht wurde, war diese Abweichung durch Veränderung des Widerstands R1 kompensiert werden. Zur Dimensionierung von C2 wurde kein fester Wert bestimmt. Zwischen der Welligkeit und Kapazität besteht eine reziproke Proportionalität (4.6). Je kleiner der Kapazitätswert 33 C2 ist, desto kleiner wird die Welligkeit in der Signalform der Ausgangsspannung. Die Zusammenfassung der berechneten Regelwerte bendet sich in der Tabelle 4.4. Kapazität C1 Wert Abkürzung 47 nF C1 C2 R1 Kapazität C2 120 nF (tauschbar) Widerstand R1 100 kΩ (tauschbar) Tabelle 4.4: Stufe 4: Die berechnete Regelwerte 4.5.3 Die durchgeführte Simulation Bevor die Schaltung praktisch ausgebaut wurde, wurde eine Simulation im Programm LTSpice durchgeführt. Das Programm wurde gewählt, weil darin der benötigte FrequenzSpannungs-Umrichter ausndig war. Den Verlauf der Frequenzänderung mit der berechneten Zeitkonstante von 80 Millisekunden zeigt die Abbildung 4.17. Abbildung 4.17: Stufe 5: Die durchgeführte Simulation 4.5.4 Messung der praktisch aufgebauten Schaltung Nach der Simulation wurde die Steuerung mit Hilfe der entwickelten Platine durchgeführt. Diagramm 4.18 zeigt die gemessenen Uaus Ausgangspannungswerte, deren Welligkeit zu 34 groÿ war. Da die praktisch gemessenen Daten von den simulierten abweichen, war die Verbesserung der tauschbaren Steuerwerte C2 und R1 zwingend notwendig. Die Optimierung der Werte wird in Kapitel 4.6 erklärt. Abbildung 4.18: Stufe 5: Die Welligkeit der Ausgangsspannung 4.6 Stufe6 Nach dem Versuch, wie schon in Kapitel 4.5 erwähnt wurde, stand fest, dass die Kapazität C2 und der Widerstand R1 kann die Ausgangsspannung des Frequenz-zu-Spannung Umrichters verändert werden, die Kapazität C1 R1 falsch gewählt wurden. Mit der Anpassung des Widerstands ist für die Welligkeit der Spannung verantwortlich. 4.6.1 Die Optimierung der Gröÿe der Regelspannung Die Verbesserung des Regelspannungswertes besteht aus zwei Teilen: die Auswahl des ausreichenden Widerstands R1 und die Erhöhung des Regelbereichs. Ohne die Optimierung wurde bei 49,0 Hz der Wert von 3,28 V und bei 51,0 Hz der Wert von 3,41 V gemessen (siehe Abb. 4.19). Um diese Dierenz von 0,13 V zu vergröÿern, soll ein anderer Widerstandswert benutzt werden. Da die Uaus Ausgangspannung nicht gröÿer als 12,5 V sein kann, wurde aus Sicherheitsgründen der Widerstandswert von 330 kΩ gewählt. Abbildung 4.19: Stufe 6: Der Verlauf der Ausgangsspannung Abhängig von der Frequenz 35 Die mit den verschiedenen Widerständen gemessenen Spannungswerte sind im Diagramm 4.20 dargestellt. Abbildung 4.20: Stufe 6: Ausgangsspannung mit dem Widerstand von 100 kΩ (oben) Ausgangsspannung mit dem Widerstand von 330 kΩ (unten) Wegen der geringen Frequenzänderung, die zwischen 49 Hz und 51 Hz war, hatten die Spannungsebenen zwischen den beiden Grenzwerten auch einen sehr schmalen Änderungsbereich. Um diesen Spannungsbereich zu vergröÿern, wurde die in der Abb. 4.21 vorgestellte Schaltung praktisch ausgebaut. Abbildung 4.21: Stufe 6: 404 Die Aufgabe des zweiten OPs ist die durch den Spannungsteiler erstellte konstante Span- 36 nung von der Ausgangsspannung des Umwandlers zu subtrahieren und mit dem erstem OP (OP1) weiter verstärken zu lassen (siehe Abb. 4.2). Mit Hilfe des Dierenzverstärkers wurde die Spannungsdierenz von 2 V auf 6 V, und simultan auch die Welligkeit des Frequenz-zu-Spannung Umrichters, erhöht. 4.6.2 Die Optimierung der Welligkeit der Regelspannung Da der Umrichter die Eingangsfrequenz wegen der möglichen niedrigen Welligkeit doppelt, wird sich die Welligkeit der Frequenz an der Ausgangsspannung auch verdoppeln. Im Fall der 50 Hz Netzspannung wird auf der gleichgerichteten Regelspannung eine Wechselspannung mit der Frequenz 100 Hz gemessen (Abb. 4.22). Abbildung 4.22: Stufe 6: Die verdoppelte Welligkeit der Regelspannung Rot: Regelspannung (100 Hz). Schwarz: Netzfrequenz (50 Hz). Um das dynamische Verhalten des wellenförmigen Regelsignals zu untersuchen, wurde eine einstellbare Kapazität C2 von dem Wert zwischen 0,1 nF und 1 uF in der Schaltung verwendet (siehe Abb. 4.23). Abbildung 4.23: 37 Stufe 6: 404 Für die weitere Entwicklungs- und Versuchsphase wurde der Wert von 0,7uF gewählt, da das eigene Verhalten der Welligkeit und Zeitkonstante bei dieser Gröÿe entsprechend war. In Diagramm 4.24 wird der Frequenzsprung von 50 Hz auf 51 Hz mit der Zeitkonstante von 281 Millisekunden und in Diagramm 4.25 wird der Frequenzsprung von 50 Hz auf 49 Hz mit dem Wert von 201,4 Millisekunden dargestellt. Abbildung 4.24: Stufe 6: Frequenzsprung von 50 Hz auf 51 Hz Orange: Regelspannung. Rot: Mittelwert der Regelspannung. Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Schwarz: Mittelwert der Kondensatorspannung. 4.7 Stufe7 In der nächsten Entwicklungsstufe wurden die Ersatzschaltung und der Treiber mit der gleichen, über einem Synchrongenerator eingestellten Spannungsquelle betrieben. Vor der Messung wurden die Eingänge des Treibers und der Ersatzschaltung zusammengekoppelt und mit der Spannung existierender Stromnetze betrieben. Die Wichtigkeit der Messung liegt an der Unabhängigkeit der zwei Regelungen: die Regelung an der Ersatzschaltung und der LED Lampentreiber-Schaltung. 4.7.1 Die Beschreibung des Messaufbaus Während des letzten Versuchs wurde ein Synchrongenerator für die Erzeugung der Netzspannung benutzt. Das dynamische Verhalten des Synchrongenerators wurde mit dem Erregerstrom über dem Stelltransformator ST gesetzt und mit der fremderregten Gleichstrommaschine FGM angetrieben. Der ganze Maschinensatz ist mit einem dreiphasigen Belastungswiderstand zusammengekoppelt, dessen einstellbare Gröÿe in Stufen von 1 kW eingesetzt werden konnte. Der LED Lampentreiber und die entworfene Ersatzschaltung wurden 38 Abbildung 4.25: Stufe 6: Frequenzsprung von 50 Hz auf 49 Hz Orange: Regelspannung. Rot: Mittelwert der Regelspannung. Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Schwarz: Mittelwert der Kondensatorspannung. von der zweiten Phase versorgt und wurden mit Hilfe der Oszilloskope und dem Messdatenerfassungssystem gemessen und auf einem Bildschirm dargestellt (siehe Abb. 4.26). Abbildung 4.26: Stufe 7: Der Messaufbau 4.7.2 Der Ablauf des Versuchs Nach der Betriebnahme des Synchrongenerators wurde dessen Nenndrehzahl während des Versuchs per Hand gesteuert. Mit der Änderung der Drehzahl konnte die Ausgangsfrequenz des Generators geregelt werden (siehe Abb. 4.27) . 4.7.3 Messergebnisse und Diskussion Am Ende des Entwicklungsprozesses wurden die Daten gemessen und wie folgt unterteilt: langsame Frequenzänderung mit kleinem oder groÿem Frequenzänderungsgradient ( df dt ), beziehungsweise schnelle Frequenzänderung mit denselben Eigenschaften der Amplitude 39 Abbildung 4.27: Stufe 7: Der Ablauf des Versuchs (siehe Diagramm 4.28 - 4.31). Die in schwarz gezeichnete Regelspannung steuert die Zwischenkreisspannung (magenta) in Abhängigkeit von der Netzfrequenz (rot). Da die Steuerung nur für Frequenzen zwischen 49 Hz und 51 Hz ausgelegt wurde, beläuft sich die Regelspannung bei Unterschreitung dieser Grenze auf 14,2 V und bei Überschreitung auf 8,2 V. Die Grenzwerte für die Zwischenkreisspannung betragen 388 V und 410 V. Mit den oben beschriebenen Daten wurde die möglichst gröÿte Leistungsänderung mit dem Wert von 2 W erreicht (Abb. 4.32). Abbildung 4.32: Stufe 7: Durch den Versuch gemessene Leistung Die Verläufe der Regelspannung und Zwischenkreisspannung entsprechen den Erwartungen, dass sich mit steigender Netzfrequenz die Spannungen verringern und umgekehrt dementsprechend auch. Entsprechend des Verhältnisses der Spannung am Kondensator und der Leistungsaufnahme des Treibers ( df dt ∝ P) ihr bezogen. 40 wird Leistung in das Netz gespeist oder aus Abbildung 4.28: Stufe 7: Langsame Frequenzänderung mit kleiner Steigung Abbildung 4.29: Stufe 7: Langsame Frequenzänderung mit groÿer Steigung Abbildung 4.30: Stufe 7: Schnelle Frequenzänderung mit kleiner Steigung Abbildung 4.31: Stufe 7: Schnelle Frequenzänderung mit groÿer Steigung 41 (maximale) Zeitkonstante Abb. 4.28 0,21 s Langsam, kleine Steigung Abb. 4.29 1,19 s Langsam, groÿe Steigung Abb. 4.30 0,51 s Schnell, kleine Steigung Abb. 4.31 0,15 s Schnell, groÿe Steigung Tabelle 4.5: Stufe 7: Durch den Versuch gemessene Zeitkonstante Die Tabelle 4.5 zeigt die zu verschiedenen Frequenzverläufen gehörenden Zeitkonstanten. Bemerkbar ist, dass mit Erhöhung der Geschwindigkeit die Zeitkonstante immer kleiner wird. Der Anwuchs dieses Wertes geht mit der Verlangsamung der Regelung einher. Der Abbildung 4.33 zeigt die angefertigte Zusatzplatine. Abbildung 4.33: Stufe 7: Die angefertigte Zusatzplatine 42 Kapitel 5 Konstruktion eines universalen PFC Moduls Dieses Kapitel behandelt den praktischen Ausbau eines PFCs, dessen Ziel die Bestätigung der Funktionalität der Ersatzschaltung ist. Da die Entwicklung der Regelung mit einem existierenden Philips LED Lampentreiber durchgeführt wurde, wurde auch eine generelle PFC Schaltung mit Hilfe des TDA4863 Datenblatts geplant. Für die Fertigung wurde das Layout der Platine entworfen und die entsprechende Komponente bestellt und gelötet. Der in der Schaltung benutzte Transformator wurde selbst gewickelt, um gemäÿ den angegebenen Dimensionen gefertigt zu werden. Da während der Versuchsdurchführung Probleme auftraten, war die komplette Freigabe des PFCs nicht möglich. 5.1 Die Entwicklung des Layouts Das Layout wurde mit dem Programm NI Multisim (Version 11.0) von National Instruments entworfen und in das Programm Ultiboard übertragen, wo das Leiterplattenlayout erstellt wurde. Da sich die bei der Schaltung benutzte PFC Komponente (TDA4863) nicht in der Bibliothek des Programms bendet, war das Ausführen einer interaktiven Simulation in der Software NI Multisim nicht veriziert. Es hat aber kein Problem beim Aufbau dargestellt, weil die ausgebaute Schaltung gemäÿ des Anwendungsbeispiels (Application Note) in Anspruch genommen wurde [21]. Der gezeichnete Schaltplan bendet sich im Anhang. 5.2 Die Wicklung des Transformators Da im Anwendungsbeispiel nur der Gehäusetyp des Transformators, das Eisenkernmaterial und die Anzahl der Wicklung pro Primär- und Sekundärseite gegeben wurde, sollte der Transformator selbst gewickelt und ausgebaut werden (siehe Abb. 5.1). Statt der gegebenen Werte von 0,1 mm und 0,3 mm für den Durchmesser des Lackkupferdrahts wurde für die Primärwicklung der Durchmesser 0,22 mm und für die Sekundärwicklung der Durchmesser 0,44 mm genommen. Der Unterschied zwischen den Gröÿen spielt keine groÿe Rolle bei der Wandlung der 43 Abbildung 5.1: Der selbst gewickelte Transformator Spannung, weil der Zusammenhang mit dem Durchmesser nur von der Stromgröÿe abhängig ist [22]. 5.3 Die Herstellung der Platine Nach der Fertigung der Platine wurden alle Bauteile manuell auf die Unter- und Oberseite der Platine aufgelötet. Dabei wurde auf die Polarität der Bauteile geachtet. Die folgenden Abbildungen 5.2 zeigen den fertigbestückten Ausbau. Abbildung 5.2: Die leere und fertigbestückte PFC Platine Die Platine sieht zwei Steckleisten vor: Eine davon für den Anschluss der Netzversorgung, die andere zur Implementierung der Last. Wegen der Simplizität der Lötung wurden keine SMD Bauteile ausgewählt. Da die Verbindung der bedrahteten Bauteile ohne die Verwendung beider Seiten der Platine nicht möglich war, war die Verwendung von Durchkontaktierungen unvermeidlich. Neben den Leiterbahnen sind auf dem Layout diverse Beschriftungen zu erkennen, welche angeben, welcher Stecker zu welchem Ein- oder Ausgang gehört. Beziehungsweise gibt 44 es den Namen der Platine und den Namen des Erstellers sowie die Angaben der Version an. Diese Angaben helfen bei der neuen Anfertigung oder Erweiterung der Platine. Für die Durchkontaktierungen mit Innendurchmesser 0.8 mm wurden Bohrlöcher mit 1 mm Durchmesser vorgesehen, was dem Auÿendurchmesser der verwendeten Nieten entspricht. Die dazugehörigen Lötaugen haben einen Durchmesser von 1.7 mm. Schlieÿlich ist noch ein Bohrloch mit Durchmesser 6 mm vorgesehen, welches zur späteren Befestigung der Schaltung dient. 5.4 Messung und Diskussion Durch die Messung wurde der entworfene PFC mit Hilfe eines Trenntransformators von der Spannungsebene null langsam hochgefahren. Bei der Netzspannung ca. 150 V ist ein Fehler aufgetreten und hat die Verbrennung der Leiterbahn verursacht (siehe Abb. 5.3). Abbildung 5.3: Die durchgeführten Messungen mit dem universalen PFC Treiber Rot: Netzspannung. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Eine möglich häugere Ursache ist die nicht-gemäÿe Fertigung der Platine, wenn die Masseäche durch kleine leitfähige Durchkontaktierungen mit der Leiterbahn verbunden ist. In Abb. 5.4 können diese Unregelmäÿigkeiten betrachtet werden. Der Ort der verbrannten Leiterbahn ist auch relevant, weil dieser sich zwischen dem Kondensator mit dem Wert von 450 V und der Masse bendet. Abbildung 5.4: Die verbrannten Leiterbahnen Nach der Reparatur wurde der Versuch wieder durchgeführt, aber der Fehler kam wie- 45 der an einem anderen Ort vor. Der Durchschlag erfolgt beim Eingangsspannungswert von 205 V, auch an der gleichen Potenzialstelle. 46 Kapitel 6 Optimierungsvorschläge und Zukunftsaussichten Ziel der Abschlussarbeit war die Entwicklung und der Aufbau eines Regelungsmoduls in Hardware für einen Treiber für LED Lampen. Nach erfolgreichem Ausbau der entwickelten Zusatzschaltung wurde die Schaltung ausreichend getestet. Die gewonnenen Ergebnisse wurden zum Schluss vorgestellt und dokumentiert. Die in dieser Arbeit nicht vorgestellte zweite Stufe der Regelung von LED-Treibern ist für die Erzeugung des Gleichstroms verantwortlich. Eine künftige Aufgabe könnte es sein, das Lastmanagement des Treibers zu erforschen. Dazu gehört, ob sich die Helligkeit der LED Lampe mit der Änderung der erstellbaren Zwischenkreiskondensatorspannung verändert oder ob von der Managemenseite die Regelung der gespeisten Energie sinnvoll verbraucht werden kann. 6.1 Weiterentwicklung des LED-Treibers Zur Fortsetzung der durchgeführten Arbeiten besteht der nächste Schritt in der Erweiterung der Steuerungseinheit des Treibers, um die Zeitkonstante und die Welligkeit der Regelspannung zu verbessern. Dadurch wäre es möglich die Reaktion der Regelung zu beschleunigen und im Endeekt eine Platine mit zusätzlichem Filter für die Abschwächung und Unterdrückung der ungewünschten Signalanteile anzufertigen. 6.2 Neufertigung der Ersatzplatine Ein weiterer Vorschlag ist die Neuanfertigung der Ersatzplatine von PFC. Für den erneuten Ausbau sind die folgenden Hinweise zu empfehlen: • die Vergröÿerung der Bohrlöcher wegen der Erleichterung der Montierung, • die zusätzliche Verwendung eines 8-DIP Sockels für den TDA4863, • der Einbau einer externen Kontaktierung für die Zusatzregelung, 47 • der Ausbau des Leiterbahnnetzes statt der Masseäche, • die Verwendung tauschbarer Sicherungen. Mit den oben genannten Umbauvorschlägen können die weiteren Tests mit Hilfe verschiedener Lastgröÿen durchgeführt werden. 48 Abstract IESC Conference 2016 Publication Note: In case the below presented abstract is selected for presentation and publication it will be available on the International Energy and Sustainability Conference 2016 on June 30th and July 1st 2016. At that time, all information is considered public. Virtual inertia grid control with LED lamp driver Nora Kovacs, Eberhard Waenschmidt, [email protected], [email protected], TH-Köln (Cologne University of Applied Sciences), Betzdorferstraÿe 2, 50679 Köln, Germany Recently, there is an increasing demand for the electric power transmission control systems, because the increasing renewable energy in the power grid reduces the amount of conventional available rotating generators. This may aect the grid control, especially the instantaneous reaction using the inertia of rotating generator masses. The current paper presents a method of maintaining the power uctuation in the electrical grid without sufcient instantaneous power from rotating inertia. To get requirements the available inertia in the European ENTSO-E grid is taken as base. As a result, decentralized sources for virtual inertia must be able to provide power of 5 W and energy of 50 Ws per installed kW of power in the worst case of a 3 GW load step. The additional power can easily be handled in addition by power converters and the energy relates to energy, which is available in a typical intermediate voltage capacitor. During daily operation the frequency variations lead to a power uctuation in the range of +/- 0.1% and a variation of the intermediate voltage of about +/- 4%, which could be handled without hardware modications. Abbildung 6.1: Measurement on the modied controller during operation. Magenta: Control signal. Blue: Intermediate capacitor voltage. Black: Input power. Contrary to previous approaches, which concentrate on generators, here contributions of the load side are investigated. The approach uses LED lamp drivers to cover the required 49 energy using the intermediate capacitor as storage. By a modication of the rectier control, the system is able to force the power ow of the driver depending on the uctuations of the frequency in the electrical grid. The approach has been realized by modifying a 33 W Philips LED lamp driver. Figure 1 shows a measurement on the modied controller during operation. The triangular waveform as control signal (green) represents the uctuation of the grid frequency. The voltage of the intermediate capacitor (yellow) follows precisely the control signal. The red curve represents the power ow. The variations should represent the time derivation of the grid frequency to emulate a virtual inertia behavior. The gure shows that this is the case, because the height of the rectied peaks behaves proportional to a rectangular function. 50 Abkürzungsverzeichnis Abkürzung Englisch Deutsch LED Light-emitting diode Leuchtdiode PFC Power Factor Correction Blindleistungskompensation OP Operational amplier Operationsverstärker PWM Pulse Width Modulation Pulsweitenmodulation VCC Voltage (at the common collector) Versorgungsspannung GND Ground Masse Inhalt der CD Diese Ausarbeitung bendet sich als PDF-Datei im Stammverzeichnis der beiliegenden CD. Der weitere Inhalt der CD ist zur besseren Übersicht in diverse Unterordner aufgeteilt: • Masterarbeit als PDF; • Datenblatt TDA4863; • Datenblatt LM2943; • Datenblatt LM2709; • Datenblatt Philips Fortimo; • Schaltplan; • Platinenlayout. 51 Abbildungsverzeichnis 1.1 Weltenergieverbrauch [3] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2 Anteil erneuerbarer Energien am gesamten Primärenergieverbrauch und gesamten Endenergieverbrauch [4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3 8 Momentan-Leistungsreserve für den Worst-Case eines Lastsprungs von 3 GW im europäischen ENTSO-E-Netz [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4 7 9 Momentan-Leistungsreserve für den Worst-Case eines Lastsprungs von 3 GW im europäischen ENTSO-E-Netz [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 1.5 Funktionsweise der Stuerung des Zwischenkreiskondensators (UC0 ) . . . . . 11 1.6 LED Lampen Treiber und LED Lampe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.1 Zeitlicher Ablauf der Regelleistung-Bereitstellung mit Momentanreserve . . 15 3.1 Darstellung der Scheinleistung, Wirkleistung und Blindleistung . . . . . . . 18 3.2 Spannungs- und Stromverlauf am Brückengleichrichter . . . . . . . . . . . . 19 3.3 Die Funktionsweise eines LED Treibers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 3.4 Die Entstehung der pulsierende Stromuss . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 3.5 Die Stromaufnahme einer Glühbirne und einer LED Lampe . . . . . . . . . 21 3.6 Der Aufbau des LED-Treibers Fortimo von Philips . . . . . . . . . . . . . . 22 4.1 Der Aufbau des PFCs TDA4863 [21] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 4.2 Der Schaltplan der zu entwickelnden Schaltung 4.3 Der Aufbau der Entwicklung . . . . . . . . . . . . . . . . 24 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 4.4 Stufe 1: Der Aufbau der Entwicklung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 4.5 Stufe 1: Der Messaufbau und die realisierte Schaltung 26 4.6 Die Steigung der Kondensatorspannung und Leistung am Treiber bei Ein- . . . . . . . . . . . . schaltung der Zusatzregelung Orange: Spannund am Zwischenkreiskondensator. Rot: Leistungsaufnahme des Treibers . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7 Stufe 2: Die entworfene und realisierte Schaltung 4.8 Stufe 2: Messungsdurchführung 4.9 Stufe 3: Die entworfene Schaltung und ihre Ersatzschaltung 26 . . . . . . . . . . . . . . . 27 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 . . . . . . . . . 28 4.10 Stufe 4: Die entworfene Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 4.11 Stufe 4: Signale ohne Regelung Magenta: Leistungsaufnahme des Treibers. Rot: Netzspannung. Orange: Netzstrom. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 30 4.12 Stufe 4: Dreieckige Regelungsspannung Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Rot: Regelspannung. Orange: Leistungsaufnahme des Treibers. Schwarz: Ideale Leistungsaufnahme des Treibers. . . . . . . . . . . . . 31 4.13 Stufe 4: Fehler bei niedrigen Regelungsspannungen Rot: Regelspannung. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. . . . . . . . . . . . . . . 31 4.14 Stufe 4: Viereckige Regelungsspannung Rot: Stromaufnahme des LED-Treibers. Orange:: Regelspannung. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 4.15 Stufe 5: Die entworfene Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 4.16 Stufe 5: Die Funktionsweise des Frequenz-Spannung Umrichters [?] . . . . . 33 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 4.18 Stufe 5: Die Welligkeit der Ausgangsspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 4.19 Stufe 6: Der Verlauf der Ausgangsspannung Abhängig von der Frequenz 35 4.17 Stufe 5: Die durchgeführte Simulation . . 4.20 Stufe 6: Ausgangsspannung mit dem Widerstand von 100 kΩ (oben) Ausgangsspannung mit dem Widerstand von 330 kΩ (unten) . . . . . . . . . . 36 4.21 Stufe 6: 404 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 4.22 Stufe 6: Die verdoppelte Welligkeit der Regelspannung Rot: Regelspannung (100 Hz). Schwarz: Netzfrequenz (50 Hz). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4.23 Stufe 6: 404 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 4.24 Stufe 6: Frequenzsprung von 50 Hz auf 51 Hz Orange: Regelspannung. Rot: Mittelwert der Regelspannung. Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Schwarz: Mittelwert der Kondensatorspannung. . . . . . . . . . . 38 4.25 Stufe 6: Frequenzsprung von 50 Hz auf 49 Hz Orange: Regelspannung. Rot: Mittelwert der Regelspannung. Magenta: Spannung am Zwischenkreiskondensator. Schwarz: Mittelwert der Kondensatorspannung. . . . . . . . . . . 39 4.26 Stufe 7: Der Messaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 4.27 Stufe 7: Der Ablauf des Versuchs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 4.32 Stufe 7: Durch den Versuch gemessene Leistung . . . . . . . . . . . . . . . . 40 4.28 Stufe 7: Langsame Frequenzänderung mit kleiner Steigung . . . . . . . . . . 41 4.29 Stufe 7: Langsame Frequenzänderung mit groÿer Steigung . . . . . . . . . . 41 4.30 Stufe 7: Schnelle Frequenzänderung mit kleiner Steigung . . . . . . . . . . . 41 4.31 Stufe 7: Schnelle Frequenzänderung mit groÿer Steigung . . . . . . . . . . . 41 4.33 Stufe 7: Die angefertigte Zusatzplatine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 5.1 Der selbst gewickelte Transformator 44 5.2 Die leere und fertigbestückte PFC Platine 5.3 Die durchgeführten Messungen mit dem universalen PFC Treiber Rot: Netz- . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . spannung. Schwarz: Spannung am Zwischenkreiskondensator. 44 . . . . . . . . 45 5.4 Die verbrannten Leiterbahnen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 6.1 Measurement on the modied controller during operation. Magenta: Control signal. Blue: Intermediate capacitor voltage. Black: Input power. 53 . . . . . . 49 Tabellenverzeichnis 3.1 Kennwerte des LED-Treibers von Philips . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 4.1 Stufe 3: Die verschiedenen Zwischenkreisspannungswerte bei 470 kΩ und 10 kΩ 28 4.2 Stufe 4: Die Kennwerte der von dem Funktionsgenerator erstellten Regelungssignale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 4.3 Stufe 4: Regelwerte des Frequenz zu Spannung Umrichters . . . . . . . . . . 33 4.4 Stufe 4: Die berechnete Regelwerte 34 4.5 Stufe 7: Durch den Versuch gemessene Zeitkonstante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 . . . . . . . . . . . . . 42 Literaturverzeichnis [1] Lehnho, Sebastian, Wiesbaden, Dezentrales vernetztes Energiemanagement: Ein Ansatz auf Basis eines verteilten adaptiven Realzeit-Multiagentensystems, Vieweg+Teubner Verlag / GWV Fachverlage GmbH, Wiesbaden, 2010 [2] http://www.umweltbundesamt.de/daten/energiebereitstellung-verbrauch/ anteil-erneuerbarer-energien-am-energieverbrauch, angerufen: 09.04.2016, 16:30 [3] Bundesamt für Energie, Schweizerische Gesamtenergiestatistik 2010 http://www.bfe.admin.ch/themen/00526/00541/00542/00631/index.html, angerufen: 12.05.2016, 20:46 [4] Bundesministerium für Wirtschaft und Energie, Bundesministerium für Wirtschaft und Energie auf Basis AGEE-Stat Stand: 08.2015, http://www.umweltbundesamt.de, angerufen: 10.05.2016, 20:50 [5] Isa, Borner, Breker, Momentanreserve mit virtuellen Inertia, Cologne University of Applied Sciences, 02.2016 Erfahrungen aus Pilotprojekten zur Erbringung von Systemdienstleistungen aus dezentralen EE-Anlagen, http://www.dena.de/fileadmin/userupload/Veranstaltungen/2014/ Dialogforum-15.05.14/04-Beck-BELECTRIC.pdf, [6] BELECTRIC Trading GmbH angerufen: 15.05.2016, 10:12 [7] Waenschmidt, Momentan-Regelung mit Photovoltaik-Wechselrichtern, Cologne University of Applied Sciences, 12.2015 [8] Waenschmidt, Instantaneous grid power control with PV inverters using DC-link capacitors, Cologne University of Applied Sciences 55 [9] Agricola, et al., dena-Studie Systemdienstleistungen 2030 Sicherheit und Zuverlässigkeit einer Stromversorgung mit hohem Anteil erneuerbarer Energien, Deutsche EnergieAgentur GmbH (dena), Berlin, Germany, 02.2014 [10] Mrugowsky, Wiesbaden, Drehstrommaschinen im Inselbetrieb, Springer Fachmedien, Wiesbaden, 2015 [11] Boxleitner, Brauner, Virtuelle Schwungmasse, IEWT 2009 - Energie, Wirtschaft und technologischer Fortschritt in Zeiten hoher Energiepreise, 2009 [12] Waenschmidt, Momentanreserve durch PV-Anlagen, ECPE Seminar, Netzbetrieb bei hohem Anteil an Leistungselektronik, Würzburg, 8.-9.07.2015 [13] VDE (Verband der Elektrotechnik, Elektronik und Informationstechnik,), https://www.vde.com/de/fg/ETG/Arbeitsgebiete/V2/Aktuelles/Oeffenlich/ Seiten/Netzregelung2011-Bericht.aspx, angerufen: 10.05.2016, 19:36 [14] Baer, et al., Beleuchtungstechnik, Huss-Media GmBH, Berlin, 2006 [15] Hagemeyer, Grundlagen von LED-Treibern, https://www.vde.com/de/fg/ETG/Arbeitsgebiete/V2/Aktuelles/ Oeffenlich/Seiten/Netzregelung2011-Bericht.aspx, angerufen: 16.05.2016, 09:56 [16] Quaschning, Regenerative Energiesysteme, Hauser Verlag, München, 2009 [17] ON Semiconductor, Power Factor Correction (PFC) Handbook, http://www.onsemi.com/pub-link/Collateral/HBD853-D.PDF, angerufen: 21.05.2016, 14:34 [18] Roberts, Zimmermann, Netzversorgte LED-Treiber Einuss des Leistungsfaktors, 56 http://www.elektroniknet.de/optoelektronik/ledlighting/artikel/78312/, angerufen: 12.05.2016, 21:45 [19] Mietke, Sperrwandler, http://elektroniktutor.de/analogtechnik/sperrwdl.html, angerufen: 10.05.2016, 19:36 [20] Fairchild Semiconductor, Application Note 42047, https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-42047.pdf, angerufen: 30.04.2016, 17:06 [21] Inneon, TDA 4863 - Getting started with TDA4863, http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-TDA4863-DS-v01-01-en.pdf, angerufen: 20.03.2016, 10:01 [22] Paige Electric, Wire Size Calculator, http://www.paigewire.com/pumpWireCalc.aspx?AspxAutoDetectCookieSupport=1, angerufen: 04.05.2016, 13:08 [23] Texas Instruments, LM2907/LM2917 Frequency to voltage Converter, Datenblatt, 2013, http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/lm2907-n.pdf, angerufen: 02.04.2016, 12:38 57 Anhang • Datenblatt TDA4863; • Datenblatt LM741; • Datenblatt LM2907; • Datenblatt Philips Fortimo; • Philips LED-Treiber Schaltplan; • Platinenlayout. 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 HDR1X4 1 4 Filter 2 3 L1 C11 47µF 120Ω R14 1.2mH C10 3.3nF C9 47µF SOIC 1Ω Gleichrichter R3 9.1kΩ R2 470kΩ R1 470kΩ C1 47µF C2 220nF 120kΩ R6 3.3nF D5 1N4148 R4 R7 R9 9.1kΩ R8 33kΩ C5 1µF TDA4863 120kΩ C4 1µF C6 10nF T1 470Ω 8 1 X1 FUSE 2 3 D4 1N4148 C3 7 2 J1 C8 3.3nF 1 4 1 3 0 6 3 2 5 4 R10 12Ω R5 0.5Ω Q1 2SK3069 MR856 D3 R13 10kΩ R11 820kΩ R12 820kΩ C7 47µF HDR1X4 J2 70
