Dreiphasiger PV-Wechselrichter kleiner Leistung
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Dreiphasiger PV-Wechselrichter kleiner Leistung Entwicklung eines dreiphasig einspeisenden Wechselrichters für Photovoltaikanlagen kleiner Leistung Abschlußbericht Gefördert durch das Bundesministerium für Wirtschaft und Technologie Förderkennzeichen: 0329842G Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt bei dem Projektleiter. Wuseltronik Forschung & Entwicklung; Erich Bosch, Martin Sauter GbR. Paul-Lincke-Ufer 41 10999 Berlin Entwicklung eines dreiphasig einspeisenden Wechselrichters für Photovoltaikanlagen kleiner Leistung Dieses Entwicklungsvorhaben wurde mit Mitteln des Bundesministerums für Wirtschaft und Technologie gefördert FuE-Vorhaben Nr. 0329842G Abschlußbericht Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt bei dem Projektleiter. Laufzeit des Projektes: 01.07.1999 – 28.02.2001 Berichtszeitraum: 01.07.1999 – 28.02.2001 Projektleitung: Dipl.-Ing. Erich Bosch Beiträge: Dipl.-Ing. Peter Fischer Dipl.-Ing. (FH) Martin Sauter Dipl.-Ing. (FH) Amiram Roth-Deblon Bearbeitendes Unternehmen: Wuseltronik Forschung & Entwicklung, Erich Bosch, Martin Sauter GbR. Paul-Lincke-Ufer 41 10999 Berlin Tel: 030/61 850 71 Fax: 030/61 850 75 www.wuseltronik.com Berlin, August 2000 -I- Akronyme und Abkürzungen Akronym oder Bedeutung Einheit Abkürzung a-Si Amorphes Silizium (Dünnschichtzellen) CIS Kupfer Indium Diselenid (Dünnschichtzellen) CdTe Cadmium Tellurid (Dünnschichtzellen) D Tastverhältnis DfE Design for Environment EMV Elektromagnetische Verträglichkeit f Frequenz IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor IAC Wechselstrom auf der Ausgangseite des Wechselrichters A IDC Gleichtrom auf der Solarseite des Wechselrichters A IF Vorwärtsstrom einer Diode A IL Strom durch eine Spule A IMPP Stom im Punkt maximaler Leistung A IR Reverse current Rückwärtsstrom einer Diode A ISC Kurzschlußstrom einer Solarzelle, oder Panels oder Gen. A ISol Solarstrom IT (ITsek oder ITpri) Strom auf einer Seite eines Transformators Hz A A MOSFET Metalloxid-Feldeffekt Transistor MPP Maximum Power Point n Übersetzungsverhältnis eines Transformators P Leistung W PAC Leistung auf der Netzseite des Wechselrichters W PAuf Leistung ab der der Wechselrichter aufs Netz schaltet W - II - PDC Leistung auf der Solarseite des Wechselrichters W PGenerator Leistung eines Solargenerators W PN Nennleistung W Pspice Simulationssoftware für elektrische Netzwerke PU Polyurethane (Kunststoff) PV (Ein/Aus) Verlustleistung (Eingangs- bzw. Ausgangsstufe) PWM Pulse-Weiten-Modulation REin Widerstand der Eingangsstufe Ω RAus Widerstand der Ausgangsstufe Ω T Periodendauer s tEin Einschaltdauer s UMPP Spannung am Punkt Maximaler Leistung V UMPP+60° Spannung bei 60°C am Punkt Maximaler Leistung V UOC Leerlaufspannung V UOC-10° Leerlaufspannung bei –10°C V USol Solarspannung V UV Verlustspannung V VU Spannungsverstärkungsfaktor Wp Watt Peak Leistung (Angabe der Solarmaximalleistung) ZCS oder ZCT Zero current switching or transition (Schaltentlastung) ZVS oder ZVT Zero voltage switching or transition (Schaltentlastung) ^ Maximalwert ϕ Phasenverschiebungswinkel cos ϕ Leistungsfaktor η Wirkungsgrad ∆ Differenz W W ° - III - Inhaltsverzeichnis Akronyme und Abkürzungen I Inhaltsverzeichnis III Einleitung 1 1 3 Strategien zur Umsetzung der Entwicklungsziele 1.1 Verbesserung der Netzqualität und der MPP-Anpassung.......................... 3 1.2 Kostenreduktion ......................................................................................... 3 1.3 Lebensdauerverlängerung ......................................................................... 4 1.4 Servicefreundliches und recyclinggerechtes Design .................................. 5 2 1.4.1 Problemstoffe in elektronischen Geräten....................................... 5 1.4.2 Richtlinien für ein recyclinggerechtes Design ................................ 6 Anforderungen an den Wechselrichter 8 2.1 Leistungs-und Netzdaten ........................................................................... 8 2.2 Datengrundlage.......................................................................................... 9 2.2.1 Datenbankbasiertes Projektierungswerkzeug ............................... 9 2.3 Solarzellentechnologien ........................................................................... 11 2.4 Konfigurationen verschiedener Solargeneratoren .................................... 12 2.5 Spezifikationen......................................................................................... 16 3 Konzeptioneller Aufbau des Wechselrichters 17 3.1 Gesamtkonzept ........................................................................................ 17 3.2 Eingangsfilter ........................................................................................... 18 3.3 DC/DC-Steller .......................................................................................... 18 3.4 Wechselrichtermodule.............................................................................. 18 3.5 Steuerungs- und Regelmodul .................................................................. 19 - IV - 4 Schaltungskonzepte DC/DC-Steller 20 4.1 Bewertungskriterien für die Leistungselektronik ....................................... 20 4.2 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel ........................... 21 4.2.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung ........................................ 21 4.2.2 Wirkungsgradabschätzung .......................................................... 22 4.3 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ........................... 25 4.3.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung ........................................ 25 4.3.2 Bewertung der einphasigen Schaltung ........................................ 27 4.4 Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ........ 28 4.4.1 Konfiguration der vierphasigen Schaltung ................................... 28 4.4.2 Wirkungsgradabschätzung .......................................................... 31 4.5 Auswahl des Schaltungskonzepts............................................................ 36 5 Schaltungskonzepte Wechselrichtermodul 37 5.1 String-Wechselrichter in B6 Schaltung (1) ............................................... 37 5.2 Hochsetzsteller mit B6 Brücke (2) ............................................................ 39 Sperrwandler mit HF-Trafo und B6 Brücke (3) ................................................. 40 5.4 Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit spannungsverdoppler Gleichrichter (4) ................................................................................................ 42 5.4.1 Funktionsweise allgemein ........................................................... 42 5.4.2 Schaltentlastender Betrieb .......................................................... 45 5.5 Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit stromverdoppelnder Halbbrücke (5) .................................................................................................. 48 5.6 Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit spannungsverdoppelnder Halbbrücke (6)......................................................... 54 5.7 Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler Ausgangsvollbrücke (7) .................................................................................... 58 Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit Potentialtrennung und Doppelbrücke (8) .............................................................................................. 61 -V- 5.9 Vergleich der verschiedenen Topologien ................................................. 63 6 Modellierung und Simulation der ausgewählten Topologie 68 6.1 Modell der Gesamtschaltung ................................................................... 68 6.2 Sperrwandler zur Blindleistungsübertragung (Flyback)............................ 69 6.3 Modell der Eingangsstufe (Vollbrücke)..................................................... 70 6.4 Modell der Ausgangsstufe (bidirektionale Vollbrücke).............................. 74 6.5 Simulationsergebnisse ............................................................................. 76 7 6.5.1 Zeitverläufe der Trafospannung und des Trafostroms................. 76 6.5.2 Kommutierung auf der Primärseite.............................................. 78 6.5.3 Ströme und Spannungen im Ausgangskreis ............................... 80 Betriebsführung 84 7.1 Aufbau des Steuer- und Regelmodules ................................................... 84 7.2 Steuermodul............................................................................................. 85 7.3 Regelmodul .............................................................................................. 87 8 Wirkungsgradmessungen 88 8.1 Wirkungsgradmessung eines einphasigen Wechselrichtermoduls .......... 88 9 Platinen und Gehäusedesign 93 9.1 Platinen .................................................................................................... 93 9.2 Gehäusedesign ........................................................................................ 93 10 Zusammenfassung und Ausblick 98 11 Literaturverzeichnis 99 12 Abbildungsverzeichnis 102 13 Tabellen 104 -1- Einleitung Das in diesem Abschlußbericht dokumentierte Projekt befaßte sich mit der Entwicklung eines 3-phasigen Wechselrichters für Photovoltaikanlagen in Netzparallelbetrieb für Leistungen im Bereich von 1kW AC. Motivation Bisher am Markt befindliche Wechselrichter dieser Leistungsklasse speisen lediglich 1-phasig ein. Um eine symmetrische Einspeisung in das öffentliche Netz zu ermöglichen ist ein 3-phasiges Wechselrichtersystem nötig. Außerdem sollte wie in dem Projektantrag beschrieben eine Kostenreduktion von 20% bis 30% erzielt werden. Um die Kosteneinsparungspotentiale von PV-Systemen auszubauen ist es darüber hinaus notwendig die Lebensdauer der Systemtechnik, also insbesondere der Wechselrichter, stärker an die Lebensdauer der Solarmodule (ca. 25 Jahre) anzunähern. Da es sich bei diesem Projekt um eine Neuentwicklung handelte war ein zentraler Bestandteil die konsequente Umsetzung eines recyclinggerechten Designs. Die Gründe für die Neuentwicklung eines neuen 3-phasigen Wechselrichters im Überblick: Ø Symmetrische Netzeinspeisung in alle 3-Phasen des Versorgungsnetzes Ø Verbesserung der MPP-Anpassung durch Vermeidung des 100Hz Rippels der Leistung auf der Solarseite. Ø Kostenreduktion um 20%-30% Ø Lebensdauerverlängerung Ø Servicegerechtes Design Ø Recyclinggerechtes Design Voraussetzungen Bei der Entwicklung dieses Wechselrichters handelte es sich um eine vollständige Neuentwicklung, bei der auf keine bisher bestehende Hard- oder Software zurückgegriffen werden konnte. -2- Planung und Ablauf des Vorhabens Zur Entwicklung des Wechselrichters wurden folgende Schritte durchgeführt: Ø Ermittlung der passenden Verschaltungstechnik des PV-Generators und der daraus resultierenden Systemspannungen und –ströme. Ø Festlegung der Spezifikation des Wechselrichters Ø Vergleich möglicher Schaltungstopologien Ø Simulation der ausgewählten Topologie Ø Entwicklung des modularen Systemkonzeptes Ø Aufbau und Test der Leistungselektronik Ø Aufbau und Test der Steuerungs- und Regelungstechnik Ø Integration der Einzelbaugruppen zum Gerät Eine detaillierte Beschreibung der einzelnen Arbeitsschritte folgt in den nächsten Kapiteln. Literatur (siehe auch Literaturverzeichnis im Anhang) Zur Entwicklung eines geeigneten Schaltungskonzeptes wurde die einschlägige Fachliteratur für Leistungselektronik sowie aktuelle Veröffentlichungen verwendet. Als Berechnungsgrundlage zur Ermittlung der Lebensdauer und zu deren Optimierung dienten die MIL-HNBK-217F MIL-HDBK-217F Normen [1] und [2]. Hierbei flossen die Erkenntnisse der VDI Richtlinie 2243 „recyclinggerechte Konstruktion“ in die Entwicklung ein. -3- 1 Strategien zur Umsetzung der Entwicklungsziele Der zentrale Ansatz zur Realisation der geforderten Entwicklungsziele ist das 3-phasige Wechselrichterkonzept. In den folgenden Unterpunkten wird auf die Umsetzung der einzelnen Entwicklungsziele mit Hilfe dieses Konzeptes eingegangen. 1.1 Verbesserung der Netzqualität und der MPP-Anpassung Im Gegensatz zum 1-phasigen Wechselrichterkonzept ermöglicht eine 3-phasige Topologie, eine symmetrische Netzeinspeisung auf alle 3 Phasen. Durch das 3-phasige Konzept wird über eine Netzperiode eine zeitlich konstante Leistung in das Versorgungsnetz eingespeist, dadurch wird auch auf der Solarseite eine zeitlich konstante Leistung entnommen. Der durch die pulsierende Leistung bei einphasiger Einspeisung entstehende 100Hz Rippel auf der Solarseite wird so konzeptionell vermieden und muß nicht durch kapazitve Energiespeicher (Elkos) auf ein verträgliches Maß gesiebt werden. Deshalb ist die MPP-Anpassung nur noch von dem gewählten Verfahren des Mpp-Trackings und nicht mehr vom Materialeinsatz abhängig. 1.2 Kostenreduktion Die in der Einleitung definierten Kosteneinsparungen von 20%-30% lassen sich mit Hilfe mehrerer Ansätze realisieren. Einer davon ist das man die Größe der Speicherund Glättungsdrosseln verringert. Dies läßt sich über eine Erhöhung der Schaltfrequenz (100kHz-500kHz) der Leistungshalbleiter erreichen. Um die notwendigen hohen Schaltfrequenzen zu erzielen ohne erhebliche Schaltverluste zu verursachen wird ein schaltentlastetes Konzept benötigt. Weiteres Einsparungspotential besteht in der Möglichkeit die galvanische Trennung zwischen DC und AC Seite ohne einen NF-Ringkerntrafo zu realisieren. Darüber hinaus bietet die 3-phasige Ausführung die Möglichkeit auf die Elektrolytkondensatoren als Eingangszwischenspeicher zu verzichten, da die abgegebene Leistung im Idealfall konstant ist. Hier können statt der üblicherweise verwendeten hochkapazitiven Elektrolytkondensatoren wesentlich kleinere Folienkondensatoren zum Einsatz kommen. -4- Zusammenfassend lassen sich die wichtigsten Kosteneinsparungspotentiale definieren: I. Verzicht auf einen NF-Ringkerntrafo bei gleichzeitiger Beibehaltung der galvanischen Trennung. II. Hochfrequenter Betrieb (100kHz-500kHz) der Leistungshalbleiter mit einer schaltentlastend arbeitenden Schaltungstopologie. III. Verzicht auf große Zwischenkreiskondensatoren (Elektrolytkondensatoren) aufgrund der über mehrer Netzperioden konstanten Leistungsaufnahme bzw. abgabe. 1.3 Lebensdauerverlängerung Da die Lebensdauer eines Gerätes durch die Bauelemente mit der geringsten Lebensdauer bestimmt wird ist der erste Ansatz der Verzicht oder die Substitution dieser Bauelemente. In diesem Fall sind die Elektrolytkondensatoren, die als Zwischenkreisfilter fungieren, der limitierende Faktor. Im Gegensatz zu den meisten in einem Wechselrichter verwendeten Leistungsbauteile (Halbleiter, Drosseln) ist die Lebensdauer der Elektrolytkondensatoren nicht nur von der elektrischen Belastung abhängig, sondern auch von dem physikalisch-chemischen Aufbau dieser Kondensatoren. Der flüssige Elektrolyt in den Kondensatoren trocknet mit der Zeit aus, dies führt abhängig von den Umgebungs- und den elektrischen Betriebsparametern zu einem kontinuierlichen Kapazitätsverlust. Dieser Vorgang führt im Anfangsstadium meist nicht zum Ausfall des Gerätes sondern zu einer Degradation der Mpp-Anpassung und somit zur Verringerung des Systemwirkungsgrades, die meist erst sehr spät bemerkt wird. Aufgrund der 3-phasigen Topologie kann wie in vorigem Punkt gezeigt auf die Elektrolytkondensatoren verzichtet werden. Damit ist bereits ein essentieller Schritt zur Verlängerung der Lebensdauer bei gleichbleibenden Wechselrichtereigenschaften getan. Weitere Optimierungsmöglichkeiten ergeben sich bei Anwendung der Normen MILHDBK-217F [1] und MIL-HNBK-217F [2], mit deren Hilfe sich die theoretische Lebensdauer eines elektrischen Gerätes ermitteln läßt. Bereits bei der Ermittlung der -5- Lebensdauer wird sichtbar wo die Schwachstellen des Gerätes liegen und es lassen sich dann Strategien zur Optimierung entwickeln. 1.4 Servicefreundliches und recyclinggerechtes Design Da davon auszugehen ist, daß für elektronische Geräte in Deutschland in naher Zukunft einer Rücknahmepflicht seitens der Hersteller besteht, war eine essentielle Aufgabe dieses Projektes die Berücksichtigung der Aspekte eines recyclinggerechten und servicefreundlichen Designs (Design for Environment DfE). Wenn im folgenden von recyclinggerechtem Design gesprochen wird, ist immer auch Servicefreundlichkeit impliziert, da z. B. ein einfaches Zerlegen eines Gerätes in Teilbaugruppen sowohl für den Service vor Ort als auch für ein späteres Recycling von großer Bedeutung ist. 1.4.1 Problemstoffe in elektronischen Geräten Komplexe elektronische Geräte wie sie heute Standard sind, bieten nur minimale Recyclingmöglichkeiten, während sie gleichzeitig sehr problematische Inhaltsstoffe enthalten. Die Hauptverursacher dieser Problematik sind die Flachbaugruppen (bestückte Leiterplatten) die nach Ende der Lebensdauer als Elektronikschrott anfallen. „Diese Flachbaugruppen bestehen zu 30%-50% aus duromeren Kunststoffen, die als nicht recyclingfähig gelten. Zudem werden in der Elektronik vielfach Polyurethane (PU) und Epoxidharze als Vergußmassen eingesetzt, beispielsweise bei Printtrafos und Drosseln, die nicht nur beim Materialrecycling Probleme bereiten, sondern bereits bei der Herstellung die Umwelt schädigen können“ [6] Seite 46. Bei der Produktion von PU werden Diisocyanat und Formaldehyd eingesetzt. Für die Herstellung von Diisocyanat wiederum wird der Problemstoff Phosgen benötigt. „Weiterhin bereiten die organischen Halogenverbindungen (Tetrabrombisphenol A) oder das krebserzeugende Antimontrioxid Probleme. Diese Stoffe werden in die Basismaterialien und Vergußmassen als Flammschutzmittel eingebracht und können beim thermischen Recycling bewirken, das Furane beziehungsweise Dioxine enstehen“ [6] Seite 46. -6- 1.4.2 Richtlinien für ein recyclinggerechtes Design Grundsätzlich läßt sich recyclinggerechtes Design in drei zu berücksichtigende Punkte aufteilen: I. Vermeidung von Problemstoffen II. Umweltgerechte Werkstoffauswahl (u.a. Primärenergiebedarfsreduzierung) III. Service- und demontagegerechte Konstruktion Zu Punkt I: Die Vermeidung von Problemstoffen wie sie innerhalb der vorherigen Überschrift beschrieben wurden läßt sich zum einen mit dem Verzicht auf bestimmte Bauelemente und durch Substitution bedenklicher Materialien erzielen. Bei letzterem sollten wo immer möglich als Ersatzwerkstoffe Materialien aus nachwachsenden Rohstoffen verwendet werden. So gibt es bereits Biopolymere die zum Beispiel einen geringeren Primärenergiebedarf während der Herstellung besitzen als die bisher verwendeten Kunststoffe auf Erdölbasis. Darüber hinaus sind solche Biopolymer-Vergußmassen als CO2 neutral anzusehen. Die Inhaltsstoffe bestehen zum Beispiel aus Soyapolyole und Vielfachzuckern (Maisstärke). Das heißt Ihre biologische Verträglichkeit ist ebenfalls gewährleistet. Mit diesen Vergußmassen werden die mechanischen die elektrischen und die Flammschutzanforderungen der Elektronik erfüllt. Letzteres wird durch Zusatz von mineralischen Zuschlagstoffen erzielt. Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß Alternativen für viele Problemstoffe im Elektronikbereich vorhanden sind. Es sind also nicht technische Probleme die den Serieneinsatz von neuen umweltverträglichen Werkstoffen verhindern sondern eher Akzeptanzhemmnisse seitens der Komponentenhersteller. Zu Punkt II: Dieser Punkt ist separat aufgeführt, da außer der biologischen Ungefährlichkeit auch darauf geachtet werden muß, daß bei der Werkstoffauswahl der Primärenergiebedarf berücksichtigt wird. Das heißt es sollen Werkstoffe bevorzugt werden bei deren Herstellung und Verarbeitung ein möglichst geringer Primärenergiebedarf besteht. Au- -7- ßerdem ist darauf zu achten, daß möglichst langlebige Komponenten zum Einsatz kommen. Diese gewährleisten die Möglichkeit eines hohen Anteils von Produktrecycling1 und verringern das Abfallaufkommen insgesamt. Zu Punkt III: Dieser Punkt stellt die eigentliche Herausforderung für die Entwickler von elektronischen Baugruppen dar. Von Beginn des Entwicklungsprozesses an ist zu berücksichtigen daß das Gerät am Ende seiner Lebensdauer möglichst komplett demontiert und einem Produktrecycling 1 zugeführt werden soll. Teile die nicht wiederverwertet werden können, sollen dem Wertstoffkreislauf durch Materialrecycling2 zugeführt werden. Neben den Erfordernissen für das Recycling ist ein zentraler Bestandteil des recyclinggerechten Designs ein konstruktiver Aufbau der einen einfachen „vor Ort Service“ durch eine Elektrofachkraft ermöglicht. Einzelne defekte Baugruppen sollen ohne weiteres ausgetauscht werden können. Kalibrationen oder andere komplexe Reparaturerfordernisse die beim Hersteller zu erfolgen haben, müssen durch eine entsprechende Konstruktion minimiert oder besser ausgeschlossen werden. Aus diesen Anforderungen lassen sich folgende Richtlinien für ein recyclinggerechte Konstruktion ableiten: • Minimierung der Werkstoffvielfalt • Modularität der Baugruppen (einfacher Service) • Einfache Demontage • Möglichkeit einer Separation nach Werkstoffen nach der Demontage • Minimierung von Baugruppen mit hohem Verschleiß (Lüfter etc.) 1 Recyclingmethode bei der funktionsfähige Einheiten wiederverwertet werden. Methode mit der höchsten Wertschöpfung innerhalb der Recyclingtechniken. 2 = Recyclingmethode bei der das Recyclingmaterial in seine Grundmaterialien getrennt wird und am Ende recyceltes Rohmaterial (z.B. Glas) wiedergewonnen wird. -8- 2 Anforderungen an den Wechselrichter Die an den Wechselrichter gestellten Anforderungen ergeben sich zum einen aus den in der Einleitung genannten Forderungen an eine Neuentwicklung sowie aus den Bedingungen für den Netzparallelbetrieb von Eigenerzeugungsanlagen (VDEW Richtlinie [7], DIN IEC 38 und die Normen für den Gehalt an Oberschwingungen [8]). Eine weitere essentielle Spezifikationsgöße ist der Klimabereich in dem der Wechselrichter arbeiten können muß. 2.1 Leistungs-und Netzdaten Ø Maximale Eingangsleistung PDC Ø Ausgangsnennleistung PAC Ø Ausgangsspannung UNetz ± ∆UNetz Ø Ausgangsfrequenz fNetz ± ∆fNetz Ø Maximale Phasenwinkeldifferenz 1 ∆ϕ 1,2kWp 1kW AC 400V/230V ± 10% 50Hz ± 0,5Hz ± 10° Wie aus den Spezifikationen klar erkennbar ist wird der Wechselrichter für die europäische Spannungs- und Frequenzebene entwickelt. Über diese Parameter hinaus sind folgende Bedingungen für eine Netzaufschaltung zu erfüllen: Ø Die Schaltorgane müssen innerhalb von 5s nach Unterbrechung der Netzleitung zum Versorgungstransformator die Einspeisung des Wechselrichters ins Netz trennen (Verhinderung einer Inselnetzbildung) Ø Spannungsteigerungs und –rückgangsschutz muss bei UN –15%/+10% innerhalb von 0,2s eine Netztrennung bewirken Ø Frequenzsteigerungs und –rückgangsschutz muss bei einer Frequenzabweichung von ±0,5Hz innerhalb von 1s zur Netztrennung führen Zwei weitere wesentliche Größen sind bisher nicht aufgeführt; die Eingangsspannung UDC ± ∆UDC und der Eingangsstrom IDC ± ∆IDC. -9- Dies hat den Grund das zuerst definiert werden muß für welche Solargeneratoren der Wechselrichter in erster Linie konzipiert werden soll. Dazu ist es notwendig eine Recherche über die aktuelle Marktsituation und eine Prognose über die künftige Entwicklung von Solargeneratoren zu erstellen. 2.2 Datengrundlage Um die in der Recherche gesammelten Daten übersichtlich aufzubereiten und auch außerhalb dieser Recherche sinnvoll nutzen zu können wurde im Rahmen des Forschungsprojektes ein datenbankbasiertes Projektierungsprogramm für Solaranlagen erstellt. Dies erwies sich als sehr hilfreich, da es eine große Anzahl von Solarmodulherstellern und dementsprechend eine wesentlich größere Zahl von verschiedenen Modultypen gibt. 2.2.1 Datenbankbasiertes Projektierungswerkzeug Wie bereits erwähnt, wurde innerhalb dieses Projektes ein datenbakbasiertes Projektierungswerkzeug erstellt in dem die Kenndaten von Solarmodulen gespeichert und übersichtlich dargestellt werden. Mit Hilfe dieses Werkzeuges sollten dann die Parameter der Eingangsstufe des Wechselrichters UDC und IDC bestimmt werden. Das Programm „Solarmodule“, das in diesem Rahmen entwickelt wurde, besteht aus einer Datenbank in der die Solarmodule nach Herstellern sortiert sind. Jeder Datensatz enthält alle wichtigen Informationen über das jeweilige Modul, so zum Beispiel die Nennleistung, die MPP-Spannung, den Strom im MPP und die Leerlaufspannung bei –10°C eines Modules. Welche Moduldaten das Programm außerdem anzeigt ist auf der nächsten Seite mit einem Screenshot der Ein/Ausgabemaske dargestellt. Eine weitere Funktion des Programmes besteht in der Berechnung zusätzlicher Modulparameter die zur Projektierung einer PV-Anlage notwendig sind. So zum Beispiel die Leerlaufspannung des Generators UOC bei –10° und die MPP-Spannung UMPP bei +60°. Desweiteren schlägt das Programm eine Generatorkonfiguration für bestimmte Wechselrichterparameter (PN, UDC, IDC) vor. - 10 - Abbildung 2-I Screenshot des Programmes „Solarmodule“ Ausgangspunkt für die Recherche waren die Marktanalysen von Armin Räuber „Weltweite Perspektiven der Photovoltaik“ 1999 [9] und Wolfram Wettling „Die PV-Szene Heute – Technologie, Industrie, Markt“ 2001 [10]. Anhand der gesammelten Daten war es nun möglich für bestimmte Modulkonfigurationen typische Generatorspannungen und Ströme zu bestimmen. Die maximale Leistung der Beispielkonfigurationen ist wie in Punkt 2.1 dargestellt auf 1,2kWp festgelegt. Bevor jedoch eine Auswahl der möglichen Gerneratorkonfigurationen möglich ist müssen die verschiedenen Technologien von PV-Modulen beschrieben werden. - 11 - 2.3 Solarzellentechnologien Die zur Zeit am Markt befindlichen Solarzellentechnologien lassen sich grundsätzlich in zwei Gruppen aufteilen: I. Zellen aus kristallinem Silizium II. Dünnschichtzellen Zu Punkt I: Bei dieser Art von Zellen wird zwischen monokristallinem und multi- oder polykristallinem Silizium unterschieden. Module die aus Zellen eines dieser beiden Materialien bestehen haben vergleichbare Modulspannungen. Diese liegen im Bereich von ca. 10V bis ca. 60V. Auch die Ströme sind vergleichbar. Da hier die Größen Eingangsspannung und Strom des Wechselrichters definiert werden sollen, können die kristallinen Zellen als eine Gruppe angesehen werden. Der Markanteil von Zellen aus kristallinem Silizium liegt heute nach wie vor weltweit bei über 80%. und wird auch in absehbarer Zukunft dominierend bleiben. Zu Punkt II: Bei Solarmodulen aus Dünnschichtzellen unterscheidet man zwischen Zellen aus amorphem Silizum (a-Si), aus Cadmiumtellurid (CdTe) oder aus Kupfer Indium Diselenid (CIS). Bei diesen Technologien wird das halbleitende Material in der Regel auf ein Substrat aufgedampft. So soll eine kostengünstige Produktion ermöglicht werden. Die Wirkungsgrade liegen zur Zeit bei Serienmodulen zwischen 9% und 11%. Damit wird zwar eine größere Fläche benötigt als mit kristallinen Zellen, aber dafür ist der Herstellungspreis pro Wp geringer. Neben fertigungstechnischen Problemen bei allen drei Materialien ist die Langzeitkonstanz des Wirkungsgrades von a-Si ein Problem. Es wird allerdings davon ausgegangen das sich die Dünnschichttechnologie einen festen Platz auf dem Solarmodulmarkt erobern kann. Die Ausgangsspannungen von Modulen dieser Technologien liegen zwischen ca. 70V bis 150V und in Zukunft evtl. noch höher. - 12 - 2.4 Konfigurationen verschiedener Solargeneratoren In der Tabelle auf der nächsten Seite sind Konfigurationen für Generatoren der marktführenden Anbieter und für kooperierende Unternehmen angegeben. Im Hinblick auf eine Kooperation mit der Firma Borsig Solar (Firma Antec, CdTeZellen) wurde besonderes Interesse auf Kompatibilität des Wechselrichters mit Dünnschichtzellen (CdTe, CIS, a-Si) gelegt. Die fett gedruckten Parameter sind von besonderem Interesse, da sie die Limitierungen des Wechselrichters bestimmen. Da der Wechselrichter Modular aufgebaut sein wird kann der Eingangsspannungsbereich zu einem späteren Zeitpunkt durch eine Anpassung der Eingangsstufe variiert werden. Außer dem aktuellen Überblick über die Marktsituation hinaus mußte die voraussichtliche Marktentwicklung einbezogen werden. Die folgenden Zeichnungen zeigen mögliche Generatorkonfigurationen. Die Zeichnungen sind stark vereinfacht und enthalten weder Klemmenkästen noch jegliche Sicherheitseinrichtungen. Wechselrichter Sinus Abbildung 2-II PV-Generator parallel Wechselrichter Sinus Abbildung 2-III PV-Generator in Mischverschaltung - 13 - Modulparameter Hersteller Generatorparameter Module pro Strang PGenerator UOC-10°C in W In V 24 1 1200 101,03 300 2 2 1200 14,9* 85 2 7 24,6 12,72 170 1 0,69 113,32 59,68 50 16,9 7,1 24,37 14,03 21 16,9 7,7 k.a. 21,8 17,3 4,17 21,7 17,5 21 13,3 UOC UMPP IMPP UOC-10°C UMPP+60°C P in V in V in A in V in V in Wp 90 65 0,77 101,03 53,98 50 60 51,2 5,9 67,98 43,22 22,1 18 4,7 25 22,03 18 9,44 101 72 21,5 UMPP+60° UMPP IMPP In V in A 53,98 65 18,48 135,96 86,44 102,4 11,8 1190 175,3 104,5* 126 9,4 7 1190 172,2 89,4 126 9,44 24 1 1200 113,32 59,68 72 16,56 120 2 5 1200 121,85 70,15 84,5 14,2 k.a. 120 2 5 1216,8 <200 >50 84,5 15,4 24,43 14,68 72,2 2 8 1155,2 195,44 117,68 138 8,34 6,3 24,3 15,41 110 2 6 1210 130,2 92,46 105 12,6 17 5,9 23,5 14,98 100 2 6 1200 141 89,98 102 11,8 11,1 4,5 15,2 9,1* 50 2 12 1200 181,8 109,23 133,2 9 Stränge C In V ANTEC ATF 50 CdTe ASE 300DG-FT/50 poly BP Solar BP585 BP Solar BP5200 mo. BP Solar MST-50 aSi Kyocera KC 120-1 poly Kyocera PV-120 mono Sharp NT50A72E/ S mono Siemens SM110 mono Siemens M100 mono Solarwerk Solo 50W Tabelle 2-I Übersicht möglicher Modulkonfigurationen 3 Bei 70°C - 14 - Aus dieser Tabelle wurden die Parameter UDC und IDC abgeleitet. Da mit sehr großer Wahrscheinlichkeit davon ausgegangen werden kann, daß in den Regionen in denen der Wechselrichter eingesetzt werden wird die Temperaturen der Module bei Sonnenschein nicht weit unterhalb von –10°C fallen werden ist eine Sicherheitsmarge von ca. +5% auf die maximale Leerlaufspannung UOC-10°C ausreichend. Bei der unteren Spannungsbegrenzung die durch die MPP-Spannung bei +60°C definiert ist wird ebenfalls eine Sicherheitsmarge von –5% eingerechnet. UDCMax = 200V UDCMin = 49V Bei einer Sicherheitsmarge von 5% für den maximalen Strom aus Tabelle 2-I auf Seite 13 ist der maximale Eingangsstrom IDCMax ≈ 19,5A. Als Eingangsmaximum wird daher 20A festgelegt. IDCMax = 20A Eine untere Begrenzung gibt es bei dieser Größe nicht. Der Spannungwert bei diesem Strom und der Maximalleistung berechnet sich deshalb wie folgt: U DC min = PDCMax 1200W = = 60V I DCMax 20 A Bei Eingangsspannungen die oberhalb dieser Wertes liegen muß der Eingangsstrom begrenzt werden damit die Maximalleistung nicht überschritten wird. Der Zusammenhang der beiden Eingangsparameter ist in Abbildung 2-IV Leistung und Strom als f(USol) grafisch dargestellt. Bei der Verschaltung der Module wurde darauf geachtet das kein Generatoranschlußkasten verwendet werden muß. Das heißt es darf maximal zwei Strings mit mehr als einem Modul geben, oder beliebig viele direkt parallel verschaltete Module (wenn der Modulhersteller dafür das Modul spezifiziert hat). - 15 - Um die Spezifikationen für die Neuentwicklung zu komplettieren werden noch die folgenden Größen benötigt: Ø Aufschaltleistung PAuf Erzeugte Leistung ab der der Wechselrichter mit dem Netz verbunden wird und Energie einspeist. Ø Maximaler Ausgangsstrom IACMax Maximal ins Netz eingespeister Strom Ø Schutzklasse Gehäuseschutz gegen Staub und Feuchtigkeit Auf der nächsten Seite werden nochmals alle Spezifikationen des Wechselrichters aufgeführt. PSol ISol P USol = 60V ISol = 20A PSol = 1200W I = P/U USol Abbildung 2-IV Leistung und Strom als f(USol) - 16 - 2.5 Spezifikationen Netzparameter: Ausgangsnennleistung: PAC = 1kW AC Ausgangsspannung: UNetz ± ∆UNetz = 400V/230V ± 10% Ausgangsfrequenz: fNetz ± ∆fNetz = 50Hz ± 0,5Hz Maximale Phasenwinkeldifferenz: ∆ϕ = ± 10° Gleichspannungsparameter: Maximale Eingangsleistung: PDC = 1,2kWp Eingangsspannungsbereich: USol = 49V – 200V Maximaler Eingangsstrom: ISolMax = 20A Allgemeine Anforderungen: Netztrennung: Schutztrennung DC zu AC - Seite Temperaturüberwachung: Leistungsreduktion bei Übertemperatur anschließend Abschaltung Statusanzeigen: Gerät hat Netzverbindung = Grün (LED) Gerät speist ein = Gelb (LED) Betriebsfehler = Rot (LED) Temperaturbereich: -20° bis +45°C Maximale Kühlkörpertemperatur: 70°C Schutzklasse: IP 54 - 17 - 3 Konzeptioneller Aufbau des Wechselrichters Um ein recyclinggerechtes Design zu realisieren soll der Wechselrichter modular aufgebaut werden. Im folgenden wird der geplante Aufbau des Wechselrichters und die Funktionen der einzelnen Module wird beschrieben. 3.1 Gesamtkonzept Der Wechselrichter läßt sich im ersten Schritt in die vier folgenden logischen Einheiten aufteilen: Ø Eingangsfilter Ø Optionaler DC/DC Steller Ø Drei 1-phasige oder ein 3-phasiges Leistungsmodul Ø Steuer- und Regelmodul 3-phasen Wechselrichter Steuer- und Regelmodul Steuerleitungen A Eingangsfilter C B DC AC DC/DC Steller Wechselrichtermodul L1 L2 L3 N Abbildung 3-I Block Diagramm des Wechselrichters Im Falle der 3-phasigen Ausführung des Leistungsteiles ist lediglich ein Leistungsmodul vorhanden. Im folgenden werden die Funktionen der einzelnen Stufen beschrieben. Durch die Aufteilung in drei Leistungsmodule erzielt man einen positiven - 18 - Serieneffekt, da alle Bauteile in dreifacher Ausfertigung benötigt werden und man bei der Fertigung die dreifache Menge an Baugruppen in Auftrag geben kann. Dies kann unter Umständen signifikante Kostenvorteile freisetzen. 3.2 Eingangsfilter Der Eingangsfilter sorgt dafür, dass keine Störungen vom Wechselrichter zum Solargenerator eingekoppelt werden. Darüber hinaus dient der Eingangsfilter als Speicher, da selbst bei dem 3-phasigen Konzept die Leistungsabgabe des Wechselrichters nicht völlig konstant ist. 3.3 DC/DC-Steller Diese optionale Baugruppe soll implementiert werden um den Wechselrichter mit kleinstmöglichem Bauteilaufwand an Variationen der Eingangsspannung anzupassen. Bei der Basiskonfiguration ist dieses Modul nicht implementiert. Allerdings wird bereits bei dem Design des Wechselrichters eine Einbaumöglichkeit für diese Komponente vorgesehen. 3.4 Wechselrichtermodule In diesem Schaltungsteil findet die komplette Wechselrichtung statt. Die DCSpannung wird hier zu einer 3-phasigen Wechselspannung transformiert. Im Falle von 1-phasigen Modulen generieren die einzelnen Leistungsteile jeweils eine Phase bei einem 3-phasigen Modul wird dies von einem Modul getan. Bei 1-phasigen Konzepten ist die Spannung innerhalb eines Leistungsteiles bezogen auf den Neutralleiter. Da die Leistungsteile aus mehreren komplexen Schaltungen bestehen ist es sinnvoll diese Module nochmals in logische Einheiten aufzuteilen. Dies kann aber erst geschehen, wenn ein Schaltungskonzept ausgewählt wurde. - 19 - 3.5 Steuerungs- und Regelmodul Innerhalb dieser logischen Einheit findet die gesamte Betriebsführung des Wechselrichters statt. Dieser Schaltungsteil läßt sich nochmals in zwei Untermodule aufteilen. I. Steuerungsteil II. Regelungsteil Zu I: Diese Einheit übernimmt die sicherheitstechnischen Aufgaben der Netz- und Generatorüberwachung und sorgt dafür, dass der Wechselrichter nur dann ins Netz einspeist, wenn alle Parameter innerhalb ihrer Toleranzen liegen. Er initiiert die Freischaltung im Fehlerfall und startet die Netzaufschaltung sobald der Solargenerator die Mindesteinspeiseleistung erzeugt. Zu II: Das Regelmodul sorgt dafür, daß der Solargenerator wann immer möglich in seinem optimalen Arbeitspunkt betrieben wird. Das heißt er übernimmt die Aufgabe des MPP-Trackings. Als Ausgangsgrößen werden hier die Augenblickssollwerte der einzelnen Phasenströme generiert. Eine detailliertere Beschreibung der Funktionsweise der einzelnen Module wird später bei dem jeweiligen Design angegeben. - 20 - 4 4.1 Schaltungskonzepte DC/DC-Steller Bewertungskriterien für die Leistungselektronik Der DC/DC-Wandler soll zwei Spannungsquellen unterschiedlicher Quellenspannung miteinander koppeln. Um eine gute Ausnutzung der verwendeten Bauteile und somit einen hohen Wirkungsgrad zu gewährleisten, soll hier das Übersetzungsverhältnis maximal zwei betragen. Um einen Vergleich mehrerer Konzepte durchführen zu können, müssen zuerst Kriterien festgelegt werden, anhand derer die einzelnen Topologien verglichen werden sollen. Hier sollen einige Bewertungskriterien für den benötigten DC/DC-Wandler aufgelistet werden: • Es soll sowohl im Teillastbereich als auch bei Nennlast ein möglichst hoher Wirkungsgrad erreicht werden. • Es sollen zur Verkleinerung der benötigten Energiespeicher hohe Schaltfrequenzen möglich sein (mindestens 20 kHz, Hörgrenze). Weiterhin sind hier miteinander gekoppelte Anforderungen zu berücksichtigen, so daß der Anforderungskatalog noch um einige Punkte erweitert werden muß: • Die Gehäusegröße wird vor allem durch die Größe der benötigten kapazitiven und induktiven Energiespeicher sowie die des Kühlkörpers festgelegt. Die Größe der Energiespeicher wird durch die Erhöhung der Schaltfrequenz verkleinert. Dadurch steigt aber wiederum die Schaltverlustleistung und der erforderliche Kühlkörper muß vergrößert werden. • Weiterhin beeinflußt die Größe der Energiespeicher und die Schaltfrequenz den Aufwand der für EMV-Filter zum Dämpfen leitungsgebundener Störungen betrieben werden muß. • Der Wirkungsgrad ist wiederum von der Schaltfrequenz, von der Anzahl der gleichzeitig im Leistungspfad vom Strom durchflossenen Halbleiter sowie von der Größe und von der Güte der induktiven und kapazitiven Energiespeicher abhängig. - 21 - • Der Preis des Gerätes ist wesentlich von der Gerätegröße (Gehäuse, Kühlkörper), von der Größe und Güte der Energiespeicher und von der Anzahl der benötigten Halbleiterschalter abhängig. Der Aufwand für die Entwicklungstätigkeiten spielt bei kleineren Stückzahlen auch eine große Rolle. • Die Schaltungstopologie gibt die Anzahl der Energiespeicher und Halbleiterschalter vor, sie ist abhängig von dem vorgegebenen Übersetzungsverhältnis, ob Potentialtrennung gefordert wird und ob eine Schaltentlastung vorgesehen wird. Im folgenden sollen mehrere Schaltungstopologien miteinander verglichen werden, um eine passende Topologie zu finden. 4.2 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel 4.2.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung Hier wird die einfachste Topologie zur Kopplung zweier unterschiedlicher Spannungsquellen für bidirektionalen Leistungsfluß vorgestellt. Diese Schaltung ist eine Verbindung aus Tiefsetz- und Hochsetzsteller, die in der Fachliteratur hinreichend beschrieben sind[21] und [22]. Hier wird die Schaltung als Hochsetzsteller mit Synchrongleichrichter betrieben. M1 CAus L USol CEin UAus M2 Abbildung 4-I Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel - 22 - Diese Schaltung besticht vor allem durch die einfache Struktur, die Anzahl der Energiespeicher ist auf ein Minimum reduziert. Die Schaltung wirkt, je nachdem welcher Schalter angesteuert wird als einfacher Tiefsetzsteller (M1wird angesteuert, M2 bleibt ausgeschaltet) oder als Hochsetzsteller (M2 wird angesteuert, M1 bleibt ausgeschaltet). Die Freilaufdiode für den Drosselstrom ist jeweils die Rückstromdiode des Schalters, zur Verringerung der Durchlassverluste der Diode wird der Schalter mit eingeschaltet werden. Die Welligkeit des Solarstromes kann durch die Dimensionierung des Eingangsfilters (L, CEin) festgelegt werden. Bei den Steuerverfahren für die Ansteuerung der Schalter ist sowohl eine Zweipunktregelung als auch das übliche PWM-Verfahren möglich. 4.2.2 Wirkungsgradabschätzung Eine Abschätzung des mit vertretbarem Aufwand erreichbaren Wirkungsgrades läßt sich wie folgt durchführen: Diese Betrachtung soll bei ungünstigsten Bedingungen durchgeführt werden, d.h. bei kleinster Eingangsspannung (USol = 49V) und größter Ausgangsspannung (UAus = 2x49V ). Es ergeben sich für diesen Betriebspunkt folgende Parameter: Das maximale Tastverhältnis dieses Hochsetzsteller berechnet sich für diesen Fall wie folgt: DMin = t Ein U 49V = 1 − Sol = 1 − = 0,5 T U Aus 98V Mit tEin ist die Einschaltzeit des Schalters M2 gemeint. Angenommene Welligkeit des Drosselstroms: ∆I L ≈ 0,2 ⋅ I SolMax = 4 A Drossel: Daraus ergibt sich für die Speicherinduktivität nach 21 [11]: L= (U Aus − U Sol ) ⋅ U Sol (98V − 49V ) ⋅ 49V = ≈ 300 µH ∆I L ⋅ f Schalt ⋅ U Aus 4 A ⋅ 20kHz ⋅ 98V - 23 - Nun lassen sich die Verluste abschätzen indem man den Wirkwiderstand einer Drossel dieser Größe abschätzt: (ESRL ≈ 100mΩ) PVLMax = I SolMax ⋅ ESR L = (20A ) ⋅ 100mΩ = 40 W 2 2 Verluste in der Drossel: 40W Schalter: Die Auswahl der Schalter erfolgt nach folgenden Gesichtspunkten: • U DS , min ≥ U Leerlauf ,max = 200V • I DMax ≥ I SolMax = 20 A • mit integrierten "ultrafast-recovery" Dioden • Preis für alle Leistungshalbleiter sollte kleiner als 100 DM/Gerät bei einer 100er Charge sein. (0,4DM/WattNenn) Für dieses Projekt wurde aufgrund der obengenannten Anforderungen und aus Kompatibilitätsgründen zu dem im Gesamtprojekt vorgesehenen Wechselrichter der N-Kanal-Power-Mosfet FQP34N20-3 von Fairchild ausgewählt. Die wichtigsten Kenndaten dieses Transistors sind: UDSS 200V ID,AV,max 31A RDson 75mΩ trr 150ns Durchlassverluste (stromabhängig, bei maximalem Strom) PVSchalterMax = RDSOnMax ⋅ I SchalterMax = 75mΩ ⋅ (20 A) = 30W 2 2 Durchlassverluste in den Schaltern: • 30W Schaltverluste (spannungs- und stromabhängig) aus Vergleichsmessungen ermittelter Erfahrungswert für diesen Mosfet bei 100V; 20A; 20kHz gilt, Schaltverluste ≈ 0,6 * Durchlassverluste: 18W - 24 - Kondensatoren: • An dem Kondensator auf der Solarseite treten nur sehr geringe Verluste auf, da die Stromwelligkeit sehr klein ist. • Kondensatoren für die hohe Spannungsebene CAus (zugelassene Spanngungswelligkeit 1V, Maximalstrom I SolMax = 20A, Nennspannung bei diesem Strom USol = 60V). Deren Verluste bestehen hauptsächlich aus Stromwärmeverlusten. Diese können wie folgt abgeschätzt werden Q = C ⋅ ∆U = I C ⋅ t ein I C = I Last = I Sol ⋅ (1 − D ) = 20 A ⋅ (1 − 0,39) = 12,2 A D60V = 1 − U Sol 60V = 1− = 0,388 U Aus 98V C Min = t Ein = D ⋅ T = D f Schalt = 0,39 = 19,5µs 20kHz I C ⋅ t Ein 12,2 A ⋅ 19,5µs = = 238µF ∆U 1V Ein Kondensator dieser Größe müßte als Elektrolytkondensator ausgeführt werden. Um die Verluste abschätzen zu können benötigt man den Serienersatzwiderstand (ESR). Laut Datenblattangaben handelsüblicher Kondensatoren wird der ESR mit 70mΩ abgeschätzt. 2 PVC = (I L − I Aus ) ⋅ ESR ⋅ (1 − D )+ I Aus ⋅ ESR ⋅ D 2 PVC = (20 A − 12,2 A) ⋅ 70mΩ ⋅ (1 − 0,39 )+ (12,2 A) ⋅ 70mΩ ⋅ 0,39 2 2 PVC = 6,7W Verluste der Ausgangskapazität: 7W Sonstige Verluste werden aufgrund von Erfahrungswerten abgeschätzt: • Für Meß- und Regeltechnik vorgesehene Leistung: Annahme: • Leiterbahnen und Klemmstellen pauschal Summe der kalkulierten Verluste 4W 10W 109W - 25 - Die Summe der Verluste ist unalkzeptabel hoch und das obwohl schon eine sehr große Güte der Drossel angenommen wurde. Bei den Schaltern könnten die Durchlaßverluste durch parallel geschaltete MOSFETs verringert werden, jedoch würde dadurch der relative Anteil der Schaltverluste vergrößert und die Kosten würden steigen. Nachteilig sind ferner die hohen Werte der Drossel und des Ausgangskondensators. Die oben ermittelten Werte sollen als Referenz für die folgende Schaltung eingesetzt werden. 4.3 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung Die Topologie dieser Schaltung Abbildung 4-II ist nahezu gleich zur Schaltung Abbildung 4-I. Jedoch wird die Ansteuerung der Leistungshalbleiter verändert. In der Literatur werden Schaltungen dieser Art als pseudo-resonante oder resonant-kommutierende Schaltungen beschrieben. [22] S. 280ff). 4.3.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung Im Gegensatz zur in 4.2 beschriebenen hartkommutierenden Schaltung soll hier durch eine entsprechende Dimensionierung der Energiespeicher und der Einschaltdauern der Schalter sowohl eine Einschaltentlastung als auch eine Ausschaltentlastung realisiert werden. - 26 - M1 CAus L USol C1 UAus CEin M2 C2 Abbildung 4-II Halbbrücke mit Schaltentlastung durch Stromumkehr in der Drossel Grundlage für die Schaltentlastung ist eine Stromumkehr in der Drossel. Der Drosselstrom ist dreieckförmig und enthält während einer Periode sowohl positive als auch negative Anteile. Ausgangssituation: M2 ist eingeschaltet, es fließt ein Strom von USol über den Transistor M2 durch die Drossel L1. Diese Stromrichtung in der Drossel soll im folgenden als positiv definiert werden. Die Spannung am Mittelpunkt, am Knoten zwischen den Transistoren und der Drossel, ist nahezu Masse. Der Strom in der Drossel steigt an. Abschnitt 1: Bei Erreichen der gewünschten Stromamplitude wird der Transistor M2 ausgeschaltet. Die Spannung an M2 ändert sich während des Auschaltens nur langsam, da der Strom in die parasitären Kondensatoren der MOSFETs kommutiert (verlustlose Snubber). Der in der Drossel gespeichert Strom lädt die Kapazitäten mit einer durch die Umschwingfrequenz des so gebildeten Parallelschwingkreises um. Während dieser Phase sind beide Transistoren ausgeschaltet. Die Spannung am Mittelpunkt steigt auf die Ausgangsspannung an. Abschnitt 2: Bei Überschreiten der Ausgangsspannung wird die Rückstromdiode von M1 leitend, der Strom kommutiert von den Umschwingkondensatoren in die Diode. Wenn dieser Vorgang abgeschlossen ist, kann der Transistor M1 spannungs- und stromlos eingeschaltet werden, dadurch werden die Durchlaßverluste in der Diode verringert. Da sich jetzt die Spannung an der Drossel umgekehrt hat, nimmt der - 27 - Strom in der Drossel ab. Der Strom in der Drossel wird mit geringer Steilheit negativ, die Diode wird sanft ausgeschaltet, dadurch fallen in der Diode keine Ausschaltverluste an. Abschnitt 3: Wenn der Strom ausreichend negativ ist um ein sicheres und schnelles Umladen der Resonanzkondensatoren zu gewährleisten, wird M1 ausgeschaltet. Auch dieser Ausschaltvorgang verläuft nahezu verlustlos, weil ähnlich wie in Abschnitt 1 die Spannungsänderung am Transistor durch die Kondensatoren begrenzt wird. Mit der Kommutierung des Stromes auf die Kapazitäten wird wieder ein Umschwingvorgang angestoßen, der das Potential des Mittelpunkts auf Masse absenkt. Abschnitt 4: Bei Erreichen von Massepotential wird die Rückstromdiode von M2 leitend, die Spannung am Mittelpunkt wird auf Masse geklemmt. Nun kann M2 stromlos und spannungslos eingeschaltet werden und der Vorgang beginnt von neuem. 4.3.2 Bewertung der einphasigen Schaltung Eine entsprechende Ansteuerung mittels Zweipunktregelung ermöglicht somit eine Schaltentlastung für die Schalter und eine begrenzte Spannungssteilheit während der Kommutierung. Dadurch entfallen die Schaltverluste und die Elek- tro-Magnetische-Verträglichkeit (EMV) der Schaltung wird verbessert. Die Ausgangskapazität der MOSFETs geht anteilig in die Resonanz Kondensatoren ein. Weiterhin entfallen die Rückstromverluste in den Freilaufdioden der MOSFETs. Nachteilig an dieser Schaltungsvariante ist die große Welligkeit und die mit größer werdender Leistung abnehmende Schaltfrequenz. Dadurch muß der Eingangskondensator CEin sehr groß dimensioniert werden. Auch die Welligkeit im Ausgangsstrom ist doppelt so groß wie bei der hartschaltenden Variante, wobei natürlich dieselbe Energiemenge während der Einschaltdauer entnommen wird. Auf Grund dieses Verhaltens wird die obige Schaltung als einphasige Schaltung nicht mehr näher untersucht, sondern eine mehrphasige Variante dieser Schaltung betrachtet. Die Vorteile der mehrphasigen Schaltung werden im nächsten Abschnitt beschrieben. - 28 - 4.4 Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung 4.4.1 Konfiguration der vierphasigen Schaltung Die Problematik der großen Stromwelligkeit sowohl im Solar- als auch im Ausgangskreis kann durch eine mehrphasige Ausführung der Schaltung Abbildung 4-II entschärft werden. Wie in [23] beschrieben, kann durch eine gleichmäßige zeitliche Aufteilung der Ansteuerung (Mehrphasenbetrieb) mehrerer Grundelemente (Halbbrücke mit Drossel) die Welligkeit des Ausgangsstroms stark verringert werden. Weiterhin wird durch diese Maßnahme die Frequenz des Schaltrippels vervielfacht, so daß eine weitere Verkleinerung der benötigten Kapazitäten ermöglicht wird. Eine solche Konfiguration ist auch im Teillastbereich vorteilhaft, da durch das Abschalten einzelner Teilmodule der Wirkungsgrad der Gesamtschaltung bei kleinen Leistungen erhöht wird. Das folgende Bild zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung UAus CEin USol CAus Abbildung 4-III Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung - 29 - Um einen möglichst kleinen Stromrippel (Spitze/Spitze-Wert) zu erreichen und lastangepasste Abschaltung einzelner Module zu ermöglichen, soll die hier betrachtete Schaltung mit 4 Teilmodulen aufgebaut werden (siehe [23]). Mit Hilfe des nachstehend gezeigten Diagramms wird deutlich wie sich die eingangs- und ausgangsseitigen Stromrippel in Abhängigkeit des Tastverhältnisses für verschiedene Topologien verhalten. Die nachfolgend gezeigten Diagramme sind aus dem Datenblatt eines Ansteuer IC’s entnommen (Linear Technologies Application Note 77) und zeigen das Verhalten des Ausgangs- und Eingangsstromrippels eines hart schaltenden Tiefsetzstellers. Durch Vertauschen der Ein- und Ausgangsseite und Inversion des Tastverhältnisses kann auf das Verhalten des Hochsetzstellers geschlossen werden. Abbildung 4-IV Normalisierter Ausgangsstromrippel als f(D) - 30 - Abbildung 4-V Normalierter Eingangsstromrippel als f(D) Wie man erkennen kann verringert sich der Stromrippel mit der Anzahl der eingesetzte Phasen. Für bestimmte Tastverhältnisse verschwindet der Rippel sogar vollständig. Durch die Reduktion der Welligkeit im 4 phasigen Betrieb und die um den Faktor 4 erhöhte Rippelfrequenz kann der Kondensator C Aus sehr viel kleiner dimensioniert werden. - 31 - Abbildung 4-VI Simulation der Stromwelligkeit bei 4 überlagerten Teilmodulen Die Amplitude des Dreieckimpulsstromes am Ausgang ist verglichen mit der einphasigen hartschaltenden Variante nur noch halb so groß und die Pulsfrequenz ist auch hier vervierfacht, dadurch entstehen auch auf dem hohen Spannungsniveau Vorteile. Zur Dimensionierung der einzelnen Teilmodule müssen folgende Randbedingungen berücksichtigt werden. Die maximale Stromamplitude des dreieckförmigen Stromes ist etwas mehr als doppelt so groß wie der arithmetische Mittelwert, dadurch werden die Stromwärmeverluste um ca. 33% größer als im hartschaltenden Betrieb, jedoch entfallen die Schaltverluste. Bei der Verwendung der gleichen Mosfets wie in 4.2.2 können die zusätzlichen Resonanzkondensatoren entfallen, da die minimale mittlere Ausgangskapazität der Schalter bei einer Ausgangsspannung von 98V ungefähr 1.2nF beträgt, bei 50V Eingangsspannung ist sie ungefähr 1.6nF. Die Verdopplung der Kosten für die Halbleiterschalter muß in der abschließenden Bewertung mit berücksichtigt werden. 4.4.2 Wirkungsgradabschätzung Äquivalent zu 4.2.2 soll auch hier eine Wirkungsgradabschätzung durchgeführt werden. Dazu sollen zuerst einige grundsätzliche Betrachtungen durchgeführt werden. • Das Tastverhältnis des Einzelmoduls beim Hochsetzsteller im selben Betriebsfall wie in 4.2.2 angenommen, berechnet sich auch hier wie folgt: - 32 - D =1 − U Sol 49V =1 − = 0,5 U Aus 98V Für die Berechnung der Induktivität der Drossel sollen folgende Abschätzungen gemacht werden: • Um ein sicheres Umschwingen zu gewährleisten soll die untere Stromgrenze auf einen negativen Strom von 2A festgelegt werden. • Der maximale Strom pro Modul auf der Solarseite berechnet sich wie folgt: ∆I = I SolarMax ⋅ • 2 + 2 ⋅ 2 A = 14 A 4 Durch den schaltentlasteten Betrieb kann die Frequenz wesentlich höher gewählt werden fSchalt ≥ 100kHz). Läßt man die Zeiten, die für das Umschwingen benötigt werden unberücksichtigt, ergeben sich folgende Berechnungsformeln: t low = L ⋅ ∆I U Sol t high = L ⋅ ∆I U Aus − U Sol U Aus = TSchalt = t low + t high = L ⋅ ∆I ⋅ f Schalt U Sol ⋅ (U Aus − U Sol ) U ⋅ (U Aus − U Sol ) 49V ⋅ (98V − 49V ) Lmax = Sol = = 17,5µH U Aus ⋅ ∆I ⋅ f Schalt 98V ⋅ 14 A ⋅ 100kHz 1 Mit diesem Wert soll nun die Umschwingbedingung verifiziert werden. 2 2 0.5 ⋅ L ⋅ i Dr , min = 0.5 ⋅ 17,5µH ⋅ (2 A) = 35µWs ≥= 0.5 ⋅ 2 ⋅ C oss ,eff ⋅ U Sol , max = 1.2nF ⋅ (98V ) = 11,5µWs 2 2 Da der berechnete Energieinhalt der Drossel mehr als doppelt so groß ist wie der umzuladende Kondensator, kann das Umschwingen auch bei evtl. auftretenden Toleranzen gesichert werden. Nachdem nun die Berechnungsgrundlagen festgelegt sind, können die Eingangsund Ausgangskondensatoren dimensioniert werden. Da die Drossel wesentlich kleiner ist als bei der ersten Topologie soll hier untersucht werden ob der Eingangskondensator merkliche Verluste erzeugt. - 33 - Für die Berechnung der Kapazität des Eingangskkondensators CEin werden folgende Annahmen nach 22 [12] S. 170-172 gemacht: • Welligkeit der Solarspannung: ∆USol ≤ 1% bei USol = 60V à 600mV • Maximaler Rippelstrom in C Ein (siehe Abbildung 4-IV Seite 29):∆IC = 0,11 ⋅ ISol = 1,54A • Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung bei maximalem Rippel: = 0,625 • Die effektive Frequenz des Stromrippels ist vervierfacht: feff = 4⋅100kHz = 400kHz Nun läßt sich die Ladungsmenge berechnen, die von dem Kondensator geliefert werden muß. Der Eingangsstrom ist ein Gleichstrom mit einem dreieckförmigen Rippel. C= ∆Q = ∆Q ∆U 1 ∆I C 1 1 1,54 A 1 ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ = 481nAs 2 2 2 ⋅ f eff 2 2 2 ⋅ 400kHz C Ein = 481nAs = 802nF ≈ 1µF 0,6V Dieser Kapazitätswert läßt sich problemlos mit Folienkondensatoren realisieren. Die Verluste bei diesen Kapazität und der vorhandenen Welligkeit sind vernachlässigbar klein. Der Ausgangskondensator CAus und dessen Verluste werden im folgenden bestimmt. Q = C ⋅ ∆U = ∆I C ⋅ t ein Der Strom der aus der Schaltung fließt IAus (Lastrom+Kondesatorstrom) ist sägezahnförmig. Im ungünstigsten Fall ist das Tastverhältnis D = 0,5. Dabei tritt gleichzeitig der größte Stromrippel auf. Der Maximalwert des Sägezahnstromes ist das 1,5fache des arithmetischen Mittelwertes des Lastromes. Der Minimalwert ist das 0,5fache Laststromes. I Last = P0 ,5 U Aus = U Sol 0,5 ⋅ I SolMax 98V = 49V ⋅ 20 A = 10 A 98V I AusMax = 1,5 ⋅ 10 A = 15 A I AusMin = 0,5 ⋅ 10 A = 5 A Damit läßt sich der maximale Rippelstrom in der Ausgangskapazität bestimmen: - 34 - ∆I C = I AusMax − I Last = I AusMin − I Last = 15 A − 10 A = 5 A Um die Ladungsmenge zu berechnen die der Kondensator zu liefern hat ist es notwendig zu bestimmen wie lange dieser Strom geliefert werden muß. Bei dem Tastverhältnis von 0,5 ist die Periodendauer des Stromrippels ¼ der Gesamtperiodendauer. Davon fließt die Hälfte der Zeit Strom in den Kondensator und die andere Hälfte wieder heraus. Deshalb ist die Stromflußdauer die die Ladungsmenge bestimmt 1/8 der Periodendauer. Der Strom ist Sägezahnförmig, damit ist der arithmetische Mittelwert des Entladestromes ein ¼ des Rippelstromes. t Ein = C AusMin = 1 1 = = 1,25µs f ⋅ 8 100kHz ⋅ 8 ∆I C ⋅ t Ein 5 A ⋅ 1,25µs = = 6,25µF 1V ∆U Der nächste Verfügbare Wert wäre 6,8µF. Die Verluste in der Ausgangskapazität lassen sich nun ermitteln. Der Effektivwert des Kondensatorstroms läßt sich über den Scheitelfaktor kS ermitteln: I Ceff = ∆I C 5 A = = 2,98 A kS 3 Der Serienwiderstand eines handelüblichen Folienkondensators wird wie folgt abgeschätzt: ESR = tan δ 1,5 ⋅ 10 −2 = = 3,5mΩ 2 ⋅ π ⋅ f ⋅ C 2 ⋅ π ⋅ 100kHz ⋅ 6,8µF Die Verlustleistung in dem Ausgangskondensator ist somit: PVCAus = I Ceff ⋅ ESR = 31mW 2 Wie zu sehen ist sind auch die Verluste in der Ausgangskapazität zu vernachlässigen. Die Ausgangskapazität wird aus diesem Schaltungsteil in die nachfolgenden Wechselrichtermodule verlagert. Wie in dem Schaltbild in Abbildung 4-III auf Seite28 dargestellt sind jedoch Ausgangskapazitäten auf die einzelnen Module verteilt. Diese sollen das transiente Verhalten bei schnellen Lastveränderungen verbessern. Dafür werden 100nF Folienkondensatoren mit sehr niedrigem ESR eingesetzt werden. Nun folgt die Berechnung der Verluste in den Teilmodulen. Die rechts aufgeführten Verlustleistungen sind Gesamtverlustanteile für alle vier Teilschaltungen. - 35 - Die maximalen Durchlassverluste in den Halbleiterschaltern lassen sich wie folgt berechnen: Die Verlustleistung läßt sich vereinfacht bestimmen in dem man annimmt, ein Schalter pro Modul eingeschaltet ist. Als Schalter werden die gleichen wie in 4.2.2 auf Seite 22 (FQP34N20-3 von Fairchild) eingesetzt. Damit läßt sich die maximale Verlustleistung wie folgt berechnen: Der Effektivwert für den Dreiecksstrom errechnet sich wie folgt: [ 1 2 ⋅ (i DrosselMax + i DrosselMin ) − i DrosselMax ⋅ i DrosselMin 3 I Moduleff = I eff = [ ] ] 1 2 ⋅ (12 A − 2 A) − 12 A ⋅ (− 2 A) = 6,43 A 3 PV , Mosfet = 4 ⋅ I Moduleff ⋅ RDSon = 4 ⋅ 6,43 2 ⋅ 75mΩ = 12,4W 2 PVmosfet à 12,4W Schaltverluste können aufgrund der Schaltentlastung vernachlässigt werden. Bei der Kalkulation der Verluste in der Drossel müssen wegen der großen Welligkeit im Drosselstrom außer den Stromwärmeverlusten auch Ummagnetisierungsverluste berücksichtigt werden. Nach [23] ist für diesen Anwendungsfall ein Drosselwirkungsgrad von ca. 98% realistisch. Zur Berechnung der Verluste muß die von der Drossel übertragene Leistung bestimmt werden. Dazu wird ein eingeschwungener Zustand angenommen, so daß sich die Energie, die in der Drossel innerhalb einer Periode gespeichert ist, wie folgt berechnet: WDrossel = L ⋅ iˆDrossel ⋅ I eff = 17,5µF ⋅ 12 A ⋅ 6,43 A = 1,35mWs Daraus errechnet sich die übertragene Leistung als Energie pro Zeiteinheit: PÜbertragen = WDr = WDr ⋅ f Schalt = 1,33mWs ⋅ 100kHz = 133,1W TSchalt - 36 - PV = Pübertragen ⋅ η Dr = 135W ⋅ (1 − 0,98) = 2,7W ⇒ PV , ges = 4 ⋅ PV ≈ 11W Auch für diese Schaltung müssen konstante Verluste für die Ansteuerung der Schalter und für die Meß- und Regeltechnik angesetzt werden. Zusätzliche Verluste für Klemmen und Leiterbahnen analog zu 4.2.2 Summe der kalkulierten Verluste: 4.5 5W 10W 38,4W Auswahl des Schaltungskonzepts Mit den Abschätzungen konnte gezeigt werden, daß eine vierphasige Schaltung mit Schaltentlastung theoretisch die Verluste mindestens halbiert. Aufgrund dieser Tatsache und der Aussicht durch die Abschaltung der einzelnen Teilmodule im Teillastbereich auch hier Vorteile zu erzielen, wird ein vierphasiger DC/DC-Steller mit Schaltentlastung aufgebaut. Die erhöhten Kosten für die Halbleiterschalter werden durch die Verringerung der Kosten für die kleineren Drosseln und die kleineren Kapazitäten gerechtfertigt. - 37 - 5 Schaltungskonzepte Wechselrichtermodul Innerhalb dieses Punktes werden verschiedene Wechselrichtertopologien vorgestellt und untersucht. Die generellen Kriterien für die Auswahl der Schaltung sind in Punkt 4.1 auf Seite 20 bereits dargestellt worden und gelten auch hier. Im folgenden sollen mehrere Schaltungstopologien miteinander verglichen werden, um eine passende Lösung zu finden. Begonnen wird die Übersicht mit einer Standardtopologie: 5.1 String-Wechselrichter in B6 Schaltung (1) PWM B6 Netz Abbildung 5-I String Wechselrichter B6 Diese Schaltung zeichnet sich durch ihren sehr einfachen Aufbau aus. Außerdem besitzt sie einen hohen Wirkungsgrad (ca. 94%, Quelle für die Wirkungsgradangabe war [13] Seite 9). Bei dieser Anwendung muß die Eingangsspannung, also die Solarspannung USol jederzeit größer sein als der Maximalwert der verketteten Netzspannung: 1 uˆ LL = U NetzMax ⋅ 2 ⋅ 3 = U Netz ⋅ 1,1 ⋅ 2 ⋅ 3 = 230V ⋅ 1,1 ⋅ 2 ⋅ 3 = 619,7V Zu dieser Spannung müssen noch die Spannungsabfälle an den Schaltern und den Drosseln hinzugerechnet werden, so dass man auf eine minimale Solarspannung von USolMin > 625V kommt. Der in den Spezifikationen 2.5 geforderte Eingangsspannungsbereich von maximal 200V wäre ohne einen NF-Trafo mit dieser Topologie - 38 - folglich nicht zu realisieren. Vorteilhaft an einem NF-Trafo wäre die bisher fehlende galvanische Trennung. Allerdings wurde bereits in der Einleitung dieses Abschlußberichtes darauf eingegangen, dass wenn möglich kein NF-Trafo verwendet werden soll. Dadurch, dass diese Topologie hart schaltend betrieben wird ergeben sich bei einer Schaltfrequenz oberhalb der Hörgrenze durch die große Eingangsspannung hohe Schaltverluste. Dies führt dazu, das sich der maximal erreichbare Wirkungsgrad unterhalb von ca. 93% bewegen wird. Im Gegensatz zu der 1-phasigen Version dieser Schaltung ist die abgegebene Leistung zeitlich konstant, was den Vorteil hat, dass nur ein kleiner Eingangsspeicher (Kondensator) benötigt wird. Außerdem werden große Induktivitäten benötigte um die Restwelligkeit des Ausgangsstromes, in einem niedrigen Frequenzbereich (Schaltfrequenz ≈ 20kHz) gering zu halten. Nachteilig ist ferner, dass die EMV-Belastung vor allem solarseitig schwer beherrschbar ist. Die Vor- und Nachteile nochmals im Überblick: Vorteile: Ø Einfacher Aufbau (geringer Bauteilaufwand) Ø Einfache Ansteuerung Ø Geringe Eingangskapazität Ø Hoher Wirkungsgrad 94% (abgeschätzt) Nachteile: Ø Sehr hohe Eingangsspannung USol erforderlich (passt nicht zur Spezifikation) Ø Hohe Belastung der Schalter Ø Galvanische Trennung nur mit NF-Trafo möglich Ø Schaltentlastende Maßnahmen nur mit erheblichem Zusatzaufwand möglich Ø EMV Problematik - 39 - 5.2 Hochsetzsteller mit B6 Brücke (2) PWM B6 DC-Link Hochsetzsteller Netz Abbildung 5-II Hochsetzsteller B6 Der Vorteil dieser Topologie liegt darin, dass die Eingangsspannung hochgesetzt werden kann, maximal um den Faktor vier bis fünf. Aufgrund dessen kann die benötigte Eingangsspannung geringer gewählt werden als bei (1). Allerdings verringert sich der Wirkungsgrad des Hochsetzstellers mit steigender Ausgangsspannung. Für diese Anwendung wird deshalb ein Spannungsverstärkung V U von ca. 2 als sinnvoll erachtet. Eine galvanische Trennung ist bei dieser Schaltung gewährleistet. Wählt man einen modularen Aufbau des Wechselrichters, wie in dem Schaltbild durch die gestrichelte Linie angedeutet, so würde sich diese Schaltung besonders für Inselsysteme eignen, da in den Gleichstromzwischenkreis (DC-Link) problemlos eine Batterie geschaltet werden könnte. Der Wirkungsgrad läßt sich für eine Spannungsverstärkung von VU = 2 im Nennbetrieb folgendermaßen abschätzen: Wirkungsgrad des Hochsetzstellers: η H = 0,97 Wirkungsgrad des der B6 Brücke: η B = 0,93 Wirkungsgrad des Trafos: η t = 0,97 Gesamtwirkungsgrad: η = 0,97 ⋅ 0,93 ⋅ 0,97 = 0,875 Ein schaltentlastendet Betrieb ist auch bei dieser Schaltung nur durch zusätzlichen Schaltungsaufwand möglich. - 40 - Auch hier nochmals die Vor- und Nachteile im Überblick: Vorteile: Ø Niedrigere Eingangsspannung als bei (1) Ø Sehr geringe Welligkeit des Stromes in dem Gleichstromzwischenkreis Nachteile: Ø Geringerer Wirkungsgrad η = 87,5% als bei (1) Ø NF-Trafo Ø Baugröße von induktiven Elementen Ø Schaltentlastende Betriebsart nur mit zusätzlichem Bauteilaufwand möglich 5.3 Sperrwandler mit HF-Trafo und B6 Brücke (3) PWM B6 DC-Link Sperrwandler Netz Abbildung 5-III Sperrwandler mit B6 Der Sperrwandler setzt die Eingangsgleichspannung auf das benötigte Niveau herauf und sorgt gleichzeitig für die galvanische Trennung von DC und AC Seite. Diese Schaltung wird hochfrequent betrieben (>20kHz), was der Forderung nach kleinen Baugrößen der induktiven Energiespeicher entsprechen würde. Für die Ausgangs- - 41 - drosseln der B6-Brücke gilt das in 5.1 gesagte. Der Wirkungsgrad wird für den Nennbetrieb wie folgt abgeschätzt: Wirkungsgrad des Sperrwandlers: η Hoch = 0,92 Wirkungsgrad des der B6 Brücke: η B 6 = 0,94 Gesamtwirkungsgrad: η = 0,92 ⋅ 0,94 = 0,87 Der hier abgeschätzte Wert kann jedoch gesteigert werden, wenn die Schaltung schaltentlastend betrieben wird. Ein NF-Trafo ist bei dieser Topologie weder für eine Spannungsanhebung noch für die galvanische Trennung erforderlich. Ein Nachteil bei dieser Topologie ist die hohe Belastung der Bauteile, insbesondere des Schalters des Sperrwandlers (aufgrund des weiten Eingangsspannungsbereichs). Vorteile: Ø geringere Baugröße der induktiven Bauelemente aufgrund hoher Schaltfrequenz (> 20kHz) Ø galvanische Trennung ohne NF-Trafo Nachteile: Ø geringer Wirkungsgrad η = 86% Ø sehr hohe Belastung der Bauteile, insbesondere der Schalter Ø schaltentlastender Betrieb nur durch zusätzlichen Bauteilaufwand möglich - 42 - 5.4 Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit spannungsverdoppler Gleichrichter (4) Die im folgenden gezeigte Topologie ist lediglich 1-phasig. Sie wird also in dreifacher Ausfertigung benötigt um ein Drehstromsystem zu erzeugen. Das heißt auch die Leistung eines Modules ist lediglich ein Drittel der Gesamtleistung. Bei 1,2kW p hat eine Leistungsstufe demnach 400W p. Anhand des unten gezeigten Schaltbildes wird anschließend die Funktion der Schaltung beschrieben. Spannungsgespeiste Halbbrücke HF-Trafo ITsec 1 IL Spannungsverdoppler Gleichrichter 5 L C1 2 3 6 C2 LAus CAus Io Netz 4 Abbildung 5-IV Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit Spannungsverdoppler-Gleichrichtung 5.4.1 Funktionsweise allgemein Mit der spannungsgespeisten Halbbrücke und dem Push-Pull-Konverter mit HF-Trafo wird eine hochfrequente (ca. 100kHz) Wechselspannung mit variabler Periodendauer T und variablem Tastverhältnis D erzeugt. Als Tastverhältnis D ist der Quotient aus Einschaltdauer tEin zu Periodendauer T definiert. Das gezeigte Beispiel hat ein Tastverhältnis von 50%. - 43 - U tEin/2 0 tEin/2 T Abbildung 5-V Definition des Tastverhältnisses D= t Ein T Diese Rechteckspannung die am Ausgang des Hf-Traofs anliegt wird in dem nachgeschalteten Gleichrichter so geschaltet, daß eine Halbperiode lang das Ausgangssignal des Wechselrichters positiv und die folgende Halbperiode negativ wird. Man erhält somit eine Reihe von positiven und negativen Pulsen, mit veränderlicher Einschaltdauer. Ein solches Signal kann als Fourierreihe interpretiert werden. Mit der entsprechenden Pulsfolge und Filterung können die Oberschwingungen eliminiert werden und man erhält ein sinusförmiges Signal. Im folgenden die Betriebweise im Überblick: Ø Mit der Einschaltdauer von Schalter 1 wird das Tastverhältnis D bestimmt. Ø Gleichzeitig mit Schalter 1 sind Schalter 3 oder 4 und 5 oder 6 geschlossen. Der Strom fließt abhängig davon, ob Schalter 3 oder 4 geschlossen ist, durch die obere oder die untere Halbwicklung des Trafos. Mit dieser Betriebsweise wird eine rechteckförmige Wechselspannung über dem Trafo erzeugt, die auf der Sekundärseite einen Dreiecksstrom einprägt. Die Schalter 5 und 6 werden synchron zu den Schaltern 3 und 4 geschaltet. Ø Während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes (Io>0) werden die Schalter 3 und 5 und die Schalter 4 und 6 synchron geschaltet. Während der negativen Halbwelle (Io<0) wird dies umgekehrt (siehe Abbildung 5-VI). Vorteilhaft an dieser Schaltung ist zum einen die Spannungsverdoppelung am Ausgang sowie die galvanische Trennung mit HF-Trafo. Darüber hinaus ist bei dieser Topologie eine schaltentlastende Betriebweise möglich. Paralellschaltungen des Ausganges sind möglich. - 44 - Im folgenden sind die Spannungs- und Stromverläufe für schaltenlastende Betreibsweise dargestellt. Ua>0 und I0>0 Ua<0 und I0<0 UL UL t IL t IL t Gatespannungen t U1 U2 U1 t U2 U3 U5 t U4 U6 t ITsek Gatespannungen t U3 U6 U4 U5 ITsec t t t t t t Io Io t t Abbildung 5-VI Spannungs- und Stromverläufe Topologie (4) Die gezeigten Verläufe der Spannungen und Ströme sind lediglich qualitativ. Der Verlauf des Stromes Io im Umschaltbereich kann hier nur grob angenähert werden. Da die Schaltung mit ca.100kHz betrieben werden soll, liegt der Zeitbereich der hier gezeigten Kurvenverläufe bei 20µs (2xPeriodendauer). Nachteilig ist hier die Instabilität bei abweichenden Spannungen an den Ausgangskondensatoren. - 45 - 5.4.2 Schaltentlastender Betrieb Eine Schaltentlastung wird dadurch möglich, dass an dem jeweils kommutierenden Schalter 1 oder 2 keine Spannung anliegt (ZVT4). Die Schalter 3, 4, 5 und 6 können stromlos kommutiert werden (ZCT 5). Dadurch ist die Verlustleistung an den Schaltern im Einschaltmoment idealerweise null. Realisiert wird dies mit Hilfe der parasitären Kapazitäten und Induktivitäten der Schalter; in der Regel MOSFETs oder IGBTs. Mit Hilfe der Spannungsverläufe in Abbildung 5-VI läßt sich dies gut erläutern. Im folgenden wird das ZVT und das ZCT exemplarisch dargestellt: Schalter 1 ist geschlossen und Schalter 2 geöffnet. Am oberen Ende von Schalter 2 liegt zu diesem Zeitpunkt die Generatorspannung. Nach Ablauf der Einschaltdauer von Schalter 1 wird Schalter 2 nicht sofort eingeschaltet, sondern es wird gewartet bis die Kapazität des Schalters 2 sich entladen hat und die Spannung über dem Schalter Null ist (ZVT). Diesen Vorgang kann man an den „runden“ Maxima der Stromkurven erkennen, da diese einen Umladevorgang belegen (vgl. 4.3). Die stromlose Umschaltung (ZCT) der anderen vier Schalter kann erzielt werden, wenn exakt im Nulldurchgang der Ströme I L beziehungsweise ITsec geschaltet wird. Für die Leistungsschalter der Eingangs- und der Ausgangsstufe werden entweder MOSFETs oder IGBTs eingesetzt werden. Bei letzteren wird es Probleme mit der hohen benötigten Schaltfrequenz (100kHz) geben, weshalb MOSFETs eingesetzt werden sollen. Die Ausgangsstufe dieser Schaltung (4) benötigt Schalter die sowohl bidirektional Strom führen als auch bidirektional Spannung aufnehmen können. Mit einfachen MOSFETs ist dies nicht möglich. Als Lösungsmöglichkeit werden nun zwei Varianten im folgenden näher erläutert werden. 4 Zero Voltage Transition (Spannungfreie Kommutierung) 5 Zero Current Tranistion (Stromlose Kommutierung) - 46 - I. Brückenschaltung mit Querschalter II. Antiseriell geschaltete MOSFETs Eingang + - Eingang + - UF - + - + Ausgang UG - + Ausgang Abbildung 5-VII Schaltungen für bidirektionale Schalter Zu I: Der Vorteil von Schaltung I liegt darin, dass lediglich ein Schalter benötigt wird. Nachteilig ist hier außer dem höheren Bauteilaufwand, dass immer zwei Dioden in Reihe zu dem Schalter liegen. Außerdem muß der MOSFET potentialgetrennt angesteuert werden damit der Schalter auch bei Stromrichtungsumkehr angesteuert bleibt. Zu II: Der Vorteil von Schaltung II ist der geringere Bauteilaufwand; die dargestellten Dioden sind die internen Rückwärtsdioden der MOSFETs. Bei der Dimensionierung muß darauf geachtet werden, dass der Hauptteil des Stromes in Rückwärtsrichtung über deren Stromführungskanal und nicht über die Rückwärtsdiode fließt, da deren Ausräumzeit trr zu hoch ist um im angestrebten Frequenzbereich betrieben werden zu können (trr > 600ns bei gängigen MOSFETs in diesem Spannungsbereich z.B. Infineon CoolMOS). Bleibt Spannungsabfall über der Drain-Source-Strecke unterhalb der Vorwärtsspannung UF der Rückwärtsdioden so ist gewährleistet das der Strom durch den Drain Source Kanal fließt. Die Entscheidung darüber welche Schaltungsvariante eingesetzt werden wird hängt davon ab welche Schaltung geringere Verluste verursacht und ob es möglich ist MOSFETs für Variante II zu finden, deren Verhalten die gewünschte Charakteristik aufweist. Hierbei ist entscheidend wie hoch der Strom durch die MOSFETs sein wird, - 47 - da dieser den Spannungsabfall in Rückwärtsrichtung bestimmt. Es ist deshalb notwendig für konkrete Bauelemente und Strombelastungen eine Gegenüberstellung vorzunehmen. Im folgenden wird ebenso wie bei den anderen Topologien eine Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb vorgenommen. Dabei wurde von einem schaltentlasteten Betrieb ausgegangen: Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Halbbrücke: η H = 0,97 Wirkungsgrad des Push-Pull Konverters + HF-Trafo: η PP = 0,96 Wirkungsgrad des spannungsverdoppler Gleichrichters: η G = 0,97 Gesamtwirkungsgrad: η = η H ⋅ η PP ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,96 ⋅ 0,97 = 0,9 Die Vor- und Nachteile dieser Topologie sind nachfolgend nochmals im Überblick dargestellt: Vorteile: Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo Ø Hochfrequenter Betrieb und somit geringe Baugrößen der induktiven Bauelemente Ø Schaltentlastender Betrieb möglich Ø Modularer Aufbau Nachteile: Ø Hoher Bauteilaufwand Ø Komplizierte Ansteuerung für Schaltentlastung und genaue Bauteilauslegung Ø Trafo mit primärseitiger Mittelanzapfung (dadurch schlechte Ausnutzung) Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter). - 48 - 5.5 Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit stromverdoppelnder Halbbrücke (5) Die in diesem Unterpunkt gezeigte Topologie ist wie die vorher gezeigte Schaltung lediglich einphasig. Um ein 3-phasiges System zu generieren muß diese Topologie ebenso in dreifacher Ausführung vorhanden sein. Auch hier hätte eine Stufe 400W p. Vollbrücke A C HF-Trafo CEin L IT UT B D Halbbrücke IL1 L1 1 2 IL2 LAus Io CAus UNetz L2 Abbildung 5-VIII Vollbrücke mit Halbbrücke als Stromverdoppler Die gezeigte Schaltung besteht aus zwei Hauptteilen: I. Vollbrücke II. Stromverdoppelnde Halbbrücke Schaltungsteil I: Dieser Schaltungsteil wird so betrieben das eine hochfrequente (ca.100kHz) Rechteckwechselspannung mit variablem Tastverhältnis D am Ausgang des HF-Trafos generiert wird. Schaltungsteil II: Mit Hilfe des Tastverhältnisses D der Rechteckwechselspannung und der nachgeschalteten Halbbrücke wird aus der hochfrequenten Rechteckwechselspannung die Netzwechselspannung generiert. Die Halbbrücke übernimmt dabei zwei Aufgaben: - 49 - I. Sie ermöglicht den ZVT-Betrieb (Zero Voltage Transition = Spannungsfreie Kommutierung) der Gesamtschaltung II. Gleichrichtung der hochfrequenten Rechteckspannung und Polwendung zur Erzeugung der Netzwechselspannung Die Halbbrücke richtet die Rechteckwechselspannung gleich. Die Besonderheit bei dieser Anwendung liegt darin das die Gleichrichtung eine Halbperiode lang (10ms halbe Netzperiode) positiv erfolgt und anschließend eine Halbperiode lang negativ. So wird eine PWM erzeugt, die einem Sinusverlauf entspricht. Zum besseren Verständnis wird die Abfolge der Schaltzustände in der folgenden Tabelle dargestellt und der jeweilige Zustand verschiedener Größen erklärt: Weiterhin ist die Spannung an dem HF-Trafo und die Schaltfolge für schaltenlastenden Betrieb abgebildet. Vollbrücke A C HF-Trafo CEin L IT UT B D Halbbrücke LAus IL1 Io CAus 1 UNetz 2 IL2 Ein Aus Zustand 1 A, D, 1 B, C, 2 Zustand 2 A, C, 1, 2 B, D Zustand 3 B, C, 2 A, D, 1 Zustand 4 B, D, 1, 2 A, C Tabelle 5-I Schaltzustände UT A,D,1 0 B,D,1 T A,C,2 A,D,1 B,C,2 Abbildung 5-IX Trafospannung und Schaltzustände - 50 - Die Einschaltdauer von zwei diagonalen Schaltern bestimmt das Tastverhältnis D über dessen PWM wiederum der zeitliche Verlauf Netzspannung generiert wird. Die Schaltung verfügt neben der galvanischen Trennung über einen hohen Wirkungsgrad (ca. 92% Quelle [14]). Parallelschaltungen des Ausgangs sind möglich. Auf die Größen UT und IL wird im folgenden eingegangen. Bei dieser Beschreibung wurde davon ausgegangen, dass die Spulen zu Beginn keinen Strom führen. Wichtig ist ferner das sich die nun beschriebenen Vorgänge im Zeitbereich von µs abspielen, das heißt am Ausgang der Schaltung sind sie entweder gar nicht oder lediglich als Oberschwingungen auf der Netzspannung vorhanden. Da diese Topologie jedoch schaltentlastend betrieben werden soll, sind diese Zusammenhänge von essentieller Bedeutung. Bei der folgenden Betrachtung wird vom eingeschwungenen Zustand ausgegangen, das heißt, durch die Spulen floß bereits ein Strom. Die Beschreibung ist außerdem lediglich qualitativ gehalten, da es um das generelle Wirkprinzip der Schaltung geht. Zustand 1: Während diesem Intervall fließt der Strom von links nach rechts durch den Transformator (Schalter A&D geschlossen), das heißt die Spannung UT ist positiv. Da Schalter 1 der Halbbrücke geschlossen ist, liegt das untere Ende der Ausgangskondensators auf dem negativen Potential. Es wird davon ausgegangen, dass vor dem Schließen des Schalters 1 der Strom IL1>0 durch die obere Spule floß. Dieser wird aufgrund der gespeicherten magnetischen Energie weiterhin in gleicher Richtung getrieben, verringert sich aber. Der Strom IL2 steigt dagegen. i L1 = 1 * − u Netz dt + i L10 ∫ L iL 2 = 1 (uT − u Netz )dt + i L 20 * ∫ L Da die Ströme IL1 und IL2 in die gleiche Richtung fließen, addieren sie sich, wenn sie ins Netz fließen (Stromverdoppelung). Zustand 2: Zu Beginn dieses Zeitabschnittes wird Schalter D geöffnet. Außerdem werden nun beide Schalter (1,2) der Halbbrücke geschlossen. Das heißt über dem Transformator fällt weder Primär- noch Sekundärseitig eine Spannung ab. Zuerst ist Schalter C der - 51 - Vollbrücke noch geöffnet. Nun treibt die Spule L einen Strom weiter, der die innere Kapazität des Schalters D auflädt und die des Schalters C entlädt. Sobald die Spannung am oberen Ende von Schalter D auf das Niveau der Eingangsspannung gestiegen ist, kann Schalter C verlustfrei (ZVT) eingeschaltet werden, da über ihn zu diesem Zeitpunkt keine Spannung abfällt. Der Strom IL1 wird wie während Zustand 1 weitergetrieben. Die Spule L2 wird den Strom IL2 ebenso aufrechterhalten. Dieser sinkt nun nach folgender Gleichung: iL 2 = 1 − u Netz dt + i L 20 L∫ Zustand 3: Zuerst wird Schalter A geöffnet. Bevor dann Schalter B eingeschaltet wird muß die innere Kapazität dieses Knotens vom Eingangsspannungsniveau nach Masse entladen werden. Sobald dies abgeschlossen ist, also sobald keine Spannung mehr über Schalter B liegt wird dieser zugeschaltet. Dann wird Schalter 1 geöffnet. An L1 liegt nun die Trafospannung minus dem Augenblickswert der Netzspannung an. L2 ist über S2 im Freilauf. Der Kommutierungsvorgang ist nun abgeschlossen. Der Strom fließt nun von rechts nach links durch den Trafo IT<0. Zustand 4: Nachdem die Einschaltdauer von Schalter B und C verstrichen ist, werden erneut beide Schalter der Halbbrücke (1,2) eingeschaltet und Schalter D wird wie in Zustand 2 für Schalter C beschrieben zugeschaltet. Anschließend erfolgt analog zu der vorher dargestellten Kommutierung der Wechsel des Strompfades von B und D auf Schalter A und D. Auf der nächsten Seite sind wichtigsten die Spannungs- und Stromverläufe skizziert. Bei der folgenden Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb wurde von einem schaltentlasteten Betrieb ausgegangen: Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke: ηV = 0,97 Wirkungsgrad HF-Trafo: ηT = 0,98 Wirkungsgrad der stromverdoppler Gleichrichters: η G = 0,97 Gesamtwirkungsgrad: η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,97 = 0,92 - 52 - Abschließend sind nochmals die Vor- und Nachteile dieser Topologie aufgeführt. Vorteile: Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar Ø Modularität Nachteile: Ø Hoher Bauteilaufwand Ø Komplizierte Ansteuerung und genaue Bauteilauslegung Ø Hohe sekundärseitige Spannung an dem Trafo (Die Variation der Eingangsspannung wird mit dem Übersetzungsverhältnis auf die Sekundärseite des Trafos transformiert) Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter). - 53 - Hier sind nochmals die Spannungs- und Stromverläufe ohne Schaltentlastung abgebildet. Ua<0 und I0<0 Ua>0 und I0>0 UT B& D A&B A&C 1 1& 2 1&2 B&C IT IT Io/2 IL1 UT-UN UN IL2 UT-UN IL1 t UL2 UT-UN t Io/2 IL2 t Io' Io Io t -Io t t UN t B&D Io/2 UL1 UN 1 -Io/2 t UT-UN UL1 B&C T Io/2 -Io/2 1&2 B & D A&B A&C 1&2 2 1& 2 B&D t 2 T UL2 UT 1&2 t Io/2 t UN t Io/2 t t Abbildung 5-X Spannungs- und Stromverläufe Vollbrücke + Stromverdoppler - 54 - 5.6 Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit spannungsverdoppelnder Halbbrücke (6) Diese Schaltung ähnelt der im vorigen Punkt beschriebenen Topologie sehr stark. Der Unterschied liegt in der Halbbrücke. Diese ist anders verschaltet und beinhaltet anstelle der zwei Spulen zwei Kondensatoren. Im Gegensatz zu der Stromverdo ppelung der vorherigen Topologie wird hier eine Spannungsverdoppelung vorgenommen. Diese Topologie ist ebenfalls einphasig und muß dreifach aufgebaut werden um ein 3-phasiges System zu erzeugen. Die Leistung eines Moduls ist hier ebenso 400W p. Vollbrücke A CEin Uxy C HF-Trafo y x L B D Halbbrücke 1 C1 2 C2 LAus CAus Io Netz Abbildung 5-XI Vollbrücke mit Halbbrücke als Spannungsverdoppler Die diagonalen Schalterpaare A&D und B&C werden periodisch wechselnd angesteuert. Bevor jedoch von dem einen Paar auf das andere kommutiert wird, sind zwei parallele Schalter z.B. B&D geschlossen. Das Verhältnis der diagonalen zu den parallelen Einschaltzeiten definiert das Tastverhältnis D. Gesteuert wird die Kommutierung mittels einer Zweipunktregelung des Stromes IL. - 55 - Ist der obere Grenzwert erreicht, so wird die Kommutierung von A&D auf B&C eingeleitet. Bei dem unteren Grenzwert wird die entgegensetzte Kommutierung eingeleitet. Die Abfolge der Kommutierung ist in Tabelle 5-II dokumentiert. Ein Aus Zustand 1 A, D, 1 B, C, 2 Zustand 2 B, D, 1 A, C,2 Zustand 3 B, C, 2 A, D, 1 Zustand 4 A, C, 2 B, D,1 Tabelle 5-II Schaltzustände Uxy A,D,1 0 B,D,1 T A,C,2 A,D,1 B,C,2 Abbildung 5-XII Trafospannung und Schaltzustände Die Vollbrücke liefert an seinem Ausgang eine hochfrequente Rechteckspannung Ua. Die Höhe dieser Spannung ist von dem Tastverhältnis D abhängig. Das Tastverhältnis D spiegelt sich in der Spannung Uxy über der Spule und dem Trafo wieder. Die Ausgangsrechteckspannung der Vollbrücke Ua ist somit der arithmetische Mittelwert der Spannung Uxy. Für die Spannung Ua gilt deshalb: U a = U xy AV . Die bisherige Funktionsbeschreibung war für eine hart schaltende Betriebsweise. Da diese Topologie jedoch schaltentlastend betrieben werden soll, sind auf der nächsten Seite die wichtigsten Spannungs- und Stromverläufe skizziert. Bei der schaltentlastenden Ansteuerung liegt zwischen dem Ein- bzw. Ausschalten der kommutierenden Schalter eine Pause. Während dieser Zeit werden die inneren Kapazitäten der übernehmenden Schalter auf- bzw. entladen. Dadurch wird erreicht das ein spannungsloses Einschalten (ZVT) gewährleistet wird. Für die Schalter 1&2 wird die Schaltentlastung über die Ansteuerung während der stromlosen Phase (ZCT) realisiert. Konkret heißt das, die Schalter werden während der Nulldurchgänge des Stromes I L geschaltet. - 56 - Ua>0 und I0>0 Ua<0 und I0<0 (USol-Ua')/L -Ua'/L IL (U Sol-Ua')/L -Ua'/L IL (-U Sol-Ua')/L t t A A t t C t D t 1 t 2 B Gatespannungen Gatespannungen B C D 1 2 t UAB USol UAB t UCD USol UCD t UL Usol-Ua' (-U Sol-Ua')/L Ua' t t t t t t USol t USol t UL t t Ua' Ua' t t Abbildung 5-XIII Spannungs- Stromverläufe Vollbrücke+Spannungsverdoppler Die gezeigten Verläufe der Spannungen und Ströme sind lediglich qualitativ. Da die Schaltung mit ca.100kHz betrieben werden soll, liegt der Zeitbereich der hier dargestellten Kurvenverläufe bei 10µs. - 57 - Im folgenden wird die Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb dieser Topologie vorgenommen. Dabei wurde von einem schaltentlasteten Betrieb ausgegangen: Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke: ηV = 0,97 Wirkungsgrad des HF-Trafo: ηT = 0,98 Wirkungsgrad des spannungsverdoppler Gleichrichters: η G = 0,97 Gesamtwirkungsgrad: η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,97 = 0,92 Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick. Vorteile: Ø Minimale Eingangsspannung ist durch das Übersetzungsverhältnis des HF-Trafos festlegbar. Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar Ø Modularität Nachteile: Ø Hoher Bauteilaufwand Ø Komplizierte Ansteuerung und genaue Bauteilauslegung Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter). Ø Problematische Regelung des Spannungsverdopplers (Unsymmetrie der Kondensatorspannungen) - 58 - 5.7 Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler Ausgangsvollbrücke (7) Vollbrücke A CEin C UT x UL IL L HF-Trafo y B D Ausgangsbrücke 1 3 2 4 LAus CAus Netz Abbildung 5-XIV Schaltbild „Hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler Ausgangsvollbrücke“ Ebenso wie die letzten Schaltungen besitzt diese Topologie als Eingangsstufe eine Vollbrücke. Das Funktionsprinzip ist das gleiche wie bei den vorherigen Schaltungen (siehe Seite 54). Das heißt die Eingangsstufe generiert eine hochfrequente Rechteckspannung und die Ausgangsstufe übernimmt die Umrichtung dieser HFSpannung, so daß eine Sinusspannung am Ausgang entsteht. Die Ausgangsstufe besteht lediglich aus einer aktiven Brückenschaltungen. Die Besonderheit dieser Topologie liegt darin das die Leistungshalbleiter der Ausgangsbrücke bidirektional arbeiten können müssen. Lösungsmöglichkeiten für bidirektionale Schalter wurden in Punkt 5.4.2 auf Seite 46 dargestellt. Wie bei den vorangegangen Topologien erwähnt muß diese Schaltung in dreifacher Ausfertigung vorhanden sein um ein Drehstromsystem zu generieren. Die Leistung ist hier ebenso 400W p pro Leistungsmodul. Da die Funktionsweise der Eingangsstufe hinreichend oft beschrieben wurde (Punkt 5.5 bis 5.8) wird auf eine erneute Erklärung an dieser Stelle verzichtet. - 59 - Die Ausgangsstufe wird so angesteuert, dass die hochfrequente Rechteckwechselspannung des Trafos gleichgerichtet wird. Die Polarität wird dabei passend zur Netzspannung gewählt, während der positiven Halbwelle findet eine Gleichrichtung mit positiver Ausgangsspannung statt und während der negativen Halbwelle umgekehrt. Für diese Betriebsweise sind Schalter erforderlich die in beide Richtungen Strom führen und Spannung aufnehmen können (bidirektionale Schalter). Das Verhalten des Drosselstromes und die Ansteuerspannungen der Schalter sind in der folgenden Abbildung skizziert. Ua<0 und I0<0 (USol-Ua')/L IL -Ua'/L t UL t A B Gatespannungen C D 1 2 3 4 t t t t t t t t Abbildung 5-XV Strom und Spannungen des Wechselrichters mit bidirektionaler Ausgangsstufe - 60 - Auf die Darstellung der Ansteuerspannungen für die negative Netzperiode wurde an dieser Stelle verzichtet, da diese lediglich invertiert ist. Die hier dargestellten Verläufe sind lediglich qualitativ und müssen gegebenenfalls durch eine Simulation bestätigt und quantifiziert werden. Darüber hinaus ist die Ansteuerung der Ausgangsstufe hart schaltend gezeigt, da die bidirektionalen Schalter hier nicht ohne weiteres schaltentlastend betrieben werden können. Hierfür wird normalerweise die Rückwärtsdiode der MOSFETs benötigt. Bei bidirektionalen Schaltern ist allerdings ein Stromfluß nur möglich wenn diese angesteuert werden. Die Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb dieser Topologie wird anschließend gezeigt. Dabei wurde von einem schaltentlasteten Betrieb der Eingangsstufe ausgegangen: Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke: ηV = 0,97 Wirkungsgrad des HF-Trafo: ηT = 0,98 Wirkungsgrad der Ausgangsbrücke: η G = 0,95 Gesamtwirkungsgrad: η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,95 = 0,90 Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick. Vorteile: Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar Ø Modularität Nachteile: Ø Sehr hoher Bauteilaufwand Ø Auf der Ausgangsseite immer 2 Schalter jeweils zwei Dioden im Strompfad Ø Höheres Übersetzungsverhältnis als bei Spannungsverdoppler notwendig Ø Bidirektionale Schalter erforderlich Ø Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke muß exakt im Stromnulldurchgang erfolgen (Snubber über der Trafowicklung) - 61 - 5.8 Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit Potentialtrennung und Doppelbrücke (8) Vollbrücke A CEin C UT x UL IL L HF-Trafo y B D 2-fache Brücke 1 - 3 + 2 2 4 LAus CAus Netz Abbildung 5-XVI Hochfrequent schaltend Leistungsstufe mit Potentialtrennung Auch diese Schaltung besitzt als Eingangsstufe eine Vollbrücke die eine hochfrequente Rechteckspannung generiert. Das Funktionsprinzip ist das gleiche wie bei den vorherigen Schaltungen (siehe Seite 54). Das heißt die Eingangsstufe generiert die hochfrequente Rechteckspannung und die Ausgangsstufe übernimmt die Umrichtung dieser HF-Spannung, so daß eine Sinusspannung am Ausgang entsteht. Die Ausgangsstufe besteht im Prinzip aus 2 in Serie geschalteten Brückenschaltungen. Davon ist eine passiv mit Dioden und eine aktiv mit Halbleiterschaltern aufgebaut. Die detaillierte Funktionsweise folgt im Anschluß an das Schaltbild. Diese Topologie ist ebenfalls einphasig und muß dreifach aufgebaut werden um ein 3phasiges System zu erzeugen. Die Leistung ist hier ebenso 400W p pro Leistungsmodul. Die Idee für diese Topologie wurde aus der Forderung abgeleitet die bidirektional arbeitenden Schalter der Ausgangsstufen der vorherigen Schaltungen (4) bis (6) zu substituieren. Das Ergebnis ist die hier gezeigte Brückenschaltung, bei der eine passive und eine aktive Brücke dafür sorgen das die benötigten Schalter ausschließlich unidirektional arbeiten. - 62 - Die Gleichrichtung der hochfrequenten Rechteckwechselspannung die an der Sekundärwicklung des Trafos anliegt wird von dem passiven Brückengleichrichter übernommen. Die aktive Brücke übernimmt die Aufgabe der Polwendung. Das heißt während einer halben Netzperiode ist immer ein diagonales Schalterpaar eingeschaltet z.B. während der positive Halbwelle Schalter 3&2 und während der negativen Halbwelle 1&4. Bei den unten gezeigten Spannungs- und Stromverläufen lag das Augenmerk auf der Eingangsseite. Die Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb dieser Topologie zeigt folgende Werte (schaltentlasteter Betrieb): Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke: ηV = 0,97 Wirkungsgrad des HF-Trafo: ηT = 0,98 Wirkungsgrad der Ausgangsbrücken (Gleichrichter): η G = 0,96 Gesamtwirkungsgrad: η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,96 = 0,91 Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick. Vorteile: Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar Ø Modularität Ø Niedrige Schaltfrequenz der Schalter der Ausgangsstufe (netzfrequent schaltend) à nur Schaltverluste in den Gleichrichterdioden auf der Sekundärseite Ø Einfach Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke Nachteile: Ø Sehr Hoher Bauteilaufwand Ø Auf der Ausgangsseite immer 2 Schalter und zwei Dioden im Strompfad Ø Höheres Übersetzungsverhältnis als bei Spannungsverdoppler notwendig Ø Keine Blindleistungsübertragung ohne Zusatzbeschaltung - 63 - 5.9 Vergleich der verschiedenen Topologien Im folgenden werden nochmals die Vor- und Nachteile der einzelnen Topologien, und deren Bauteilaufwand gegenübergestellt. Um einen direkten Vergleich zu ermöglichen sind die Vor- und Nachteile in einer Tabelle dargestellt. In einer zweiten Tabelle werden ausgewählte Aspekte quantitativ beleuchtet. Schaltung Vorteile Nachteile Einfache B6 • Hoher Wirkungsgrad ca.93% • Sehr hohe Eingangsspannung notwendig (1) • Sehr einfacher Aufbau • Keine galvanische Trennung ohne NF-Trafo • Geringer Bauteilaufwand • Große Baugröße induktiver Elemente • Hohe Bauteilbelastung • Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich Hochsetz B6 • (2) • Sperrw. B6 • (3) • Spannungsgespeister Push-Pull Konverter (4) Stromverdoppler (5) • niedrigere Eingangsspannung • als bei (1) • geringe Welligkeit im Gleich• stromzwischenkreis • mäßiger Wirkungsgrad ca. 88% Galvanische Trennung mit HF- • Trafo • Geringe Baugröße der induktiven Elemente bei hoher • Schaltfrequenz mäßiger Wirkungsgrad ca. 86% Geringe Baugröße der indukti- • ven Elemente bei hoher • Schaltfrequenz Hoher Bauteilaufwand • Schaltentlastender ohne zusätzliche möglich • Galvanische Trennung mit HF- • Trafo • Modularität • Hoher Wirkungsgrad ca. 92% • Geringe Baugröße der indukti- • ven Elemente bei hoher Schaltfrequenz • Schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile • möglich • • • Betrieb Bauteile • • Galvanische Trennung mit HF• Trafo • Modularität Keine galvanische Trennung ohne NF-Trafo Große Baugröße induktiver Elemente Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich Sehr hohe Bauteilbelastung insbesondere der Schalter Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile Mittelanzapfung der Primärwicklung des HFTrafos Drei Leistungsteile erforderlich Hoher Bauteilaufwand Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile Hohe Sekundärseitige Trafospannung Die Variation der Eingangsspannugn wird mit dem Übersetzungsverhältnis auf die Sekundärseite des Trafos transformiert Bidirektional arbeitende Schalter erforderlich Drei Leistungsteile erforderlich - 64 Schaltung Spannungsverdoppler (6) Vorteile Nachteile • • Hoher Wirkungsgrad ca. 92% • Geringe Baugröße der indukti- • ven Elemente bei hoher Schaltfrequenz • Schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich • Galvanische Trennung mit HF• Trafo • • • Modularität • Niedrige Eingangsspannung Ausgangsvollbrücke mit bidirektionalen Schaltern • Hoher Wirkungsgrad ca. 92% • (7) • Geringe Baugröße der indukti- • ven Elemente bei hoher Schaltfrequenz • Schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich • • Doppelbrücke (8) • Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile Spannungssymmetrie an den Ausgangskondensatoren regelungstechnisch schwer beherrschbar Bidirektional arbeitende Schalter erforderlich Drei Leistungsteile erforderlich Sehr hoher Bauteilaufwand Höhres Übersetzungsverhältnis Spannungsverdoppler notwendig. als bei Ausgangsseitig entweder vier Schalter in Reihe, oder zwei Schalter und vier Dioden im Strompfad (abhängig von Art der bidirektionalen Schalter) Galvanische Trennung mit HF- • Drei Leistungsteile erforderlich Trafo Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke muß exakt im Stromnullsurchgang erfolgen (Snubber Modularität über der Trafowicklung) • Hoher Wirkungsgrad ca. 92% • • Geringe Baugröße der indukti- • ven Elemente bei hoher Schaltfrequenz • Schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile • möglich Galvanische Trennung mit HF- • • Modularität • Niedrige Schaltfrequenz der Schalter der Ausgangsstufe à nur Schaltverliuste der Dioden auf der Sekundarseite • Einfache Ansteuerung sekundärseitigen Brücke • Hoher Bauteilaufwand Trafo • Sehr hoher Bauteilaufwand Höhres Übersetzungsverhältnis Spannungsverdoppler notwendig. als bei Ausgangsseitig immer zwei Schalter und zwei Dioden im Strompfad Drei Leistungsteile erforderlich Keine Blindleistungsübertragung ohne Zusatzbeschaltung der Tabelle 5-III Übersicht Vor- und Nachteile der Topologien - 65 - Schaltung Spannungsbelastung der Schalter *16 USMax Einfache B6 (1) Spannungsbelastung sonstige BauAnzahl Anzahl Anzahl teile Schalter KondenSpulen gesamt im Stromsatoren mind. mind. pfad max. mind. USol 7 -- 10 3 3 1 USol -- 15 4 4 2 uˆ Netz + U Sol ⋅ ü DMax 14 4 3 2 -- 3x13 3x3 3x2 3x4 -- 3x13 3x3 3x4 3x2 -- 3x13 3x3 3x2 3x4 3x2 3x2 3x2 3x2 Hochsetz B6 (2) Sperrw. B6 (3) Diode = uˆ Netz 3~ DMax ⋅ ü * * + U Sol Sc halter der B6 = û Netz Schalter 1&2 = USol Push-Pull 3&4 = uˆ Netz 2⋅ü 5&6 = û Netz Konverter (4) Stromverdoppler (5) Spannunverdoppler (6) Vollbrücke = USol 1&2 = ü ⋅ U Sol Vollbrücke = USol 1&2 = û Netz Eingangsvollbrücke Bidirektionalen Augangsbrücke (7) Doppel- = USol Ausgangsvollbrücke = û Netz bidirektionalen Schalter = û Netz Dioden 1 bis 4 = û Netz 3x8 3x17 oder 3x21 oder 3x4 + 3x8Dioden 3x4 + Vollbrücke = USol brücke (8) Dioden der = û Netz 3x17 3x4 Dioden Tabelle 5-IV Überblick der verschiedenen Topologien 6 Maximale Belastung der Schaltern 7 Spannung des Solargenerators DMax = Maximales Tastverhältnis (ca.0,9) ü = Übersetzungsverhältnis des Trafos - 66 - Da bereits in der Einleitung dieses Berichtes die Forderung nach möglichst kleinen induktiven Elementen bestand, scheiden die Topologien (1) und (2) von vornherein aus, da diese nicht hochfrequent betrieben werden können und auch keinen HFTrafo besitzen. Topologie (3) kann zwar hochfrequent betrieben werden besitzt allerdings einen geringeren Wirkungsgrad als die Schaltungen (4) bis (7) und ist außerdem nicht geeignet schaltentlastend betrieben zu werden. Ein wesentlicher Nachteil von Topologie (4), (Push-Pull Hf-Wechselrichter) ist der Trafo mit Mittelanzapfung. Bei Topologie (5), der Vollbrücke mit Stromverdoppler, ist die hohe Sekundärspannung des Trafos problematisch. Das Übersetzungsverhältnis des Trafos muß so ausgelegt werden, dass die maximale Netzspannung bei minimaler Solarspannung (einphasig 358V) erreicht wird. Bei einem weiten Eingangssapnnungsbereich (≈ Faktor 4) würde somit eine maximale Sekundärspannung des Trafos von ca. 1,5kV ergeben. Bei Topologie (6), der Vollbrücke mit Spannungsverdoppler haben Simulationen gezeigt das es sehr problematisch ist die Spannungen an den Kondensatoren der Ausgangstufe symmetrisch zu halten. Bei Unsymmetrie fließen sehr große Ausgleichströme was zu erheblichen Verlusten und einem instabilen Verhalten führt. Topologie (7) hat bei Simulationen ein gutes Verhalten des Ausgangsstromes gezeigt. Ein Nachteil dieses Aufbaus ist allerdings die Notwendigkeit bidirektionale Schalter einsetzen zu müssen. Da am Markt keine Schalter erhältlich sind, die den gestellten Anforderungen gerecht werden, müssten die Schalter mit Hilfe einer der Lösungen aus Punkt 5.4.2 auf Seite 46 realisiert werden. Dabei liegen für einen bidirektionalen Schalter entweder jeweils 2 MOSFETs oder aber ein MOSFET und zwei Dioden in Reihe. Dies führt zu zusätzlichen Verlusten, die den Wirkungsgrad der Lö- - 67 - sung verringern. Bei praktischen Versuchen mit dieser Schaltung hat sich gezeigt das die Ansteuerung sehr kompliziert ist und auf Variation der Parameter Temperatur, Stromamplitude und Augenblickswerte der Netzspannung sehr sensibel reagiert. Schaltung (8), die Ausgangsstufe mit Doppelbrücke hat zwar den Nachteil das die Ausgangsstufe vier Schalter und vier Dioden benötigt, zeigte dafür aber bei Messungen sehr gute Ergebnisse bei dem Verhalten von Ausgangsstrom und -spannung. Trotz der relativ hohen Anzahl von Ventilen im Strompfad lieferte die Wirkungsgradabschätzung akzeptable Ergebnisse. Die Lieferung von Blindleistung muß allerdings eventuell durch eine Zusatzbeschaltung gewährleistet werden z.B. zusätzlichen Sperrwandler der auf den Eingang zurückspeist (benötigte Leistung des Rückspeisewandlers bei cos ϕ = 0.5 ist ungefähr 11% der Nennscheinleistung des Moduls). Dieses Problem tritt bei einem Netzeinspeisegerät, bei dem der Leistungsfaktor auf cos ϕ = 1 geregelt wird, nicht auf. Aufgrund der hier gesammelten Aspekte der einzelnen Topologien wurde Schaltung (8), die Ausgangsstufe mit Doppelbrücke zur Realisation ausgewählt. - 68 - 6 Modellierung und Simulation der ausgewählten Topologie Innerhalb dieser Überschrift wird die in dem vorangegangen Kapitel ausgewählte Topologie (8), die Ausgangstufe mit Doppelbrücke detailliert untersucht und beschrieben. Für die Beurteilung der Schaltung ist es von Vorteil die beiden Schaltungsteile Eingangsstufe und Ausgangsstufe separat zu betrachten. Da die beiden Teile über den Trafo getrennt sind ist eine Potentialtrennung gewährleistet. Darüber hinaus werden in diesem Unterpunkt Auswahlkriterien für alle Bauelemente der Leistungsstufen definiert. Davor ist es jedoch essentiell die Gesamtschaltung nochmals vorzustellen. Alle folgenden Betrachtungen sind einphasig. 6.1 Modell der Gesamtschaltung Die Modellierung aller Baugruppen der Eingangsstufe und der Ausgangsstufe können aus dem unten gezeigten Schaltbild entnommen werden. Die in Punkt 5.8 auf Seite 61 dargestellte Schaltung war nicht blindleistungfähig. Da es allerdings zu Betriebssituationen kommen kann in denen der Wechselrichter Blindleistung liefern oder aufnehmen muß, wurde die Schaltung so ergänzt, dass sie im Bereich von cos ϕ = ± 0.5 Blindleistung liefern bzw. beziehen kann. Diese Zusatzbeschaltung ist im folgenden Simulationsmodell bereits enthalten (Flyback). Vollbrücke A C Uxy HF-Trafo y x CEin B HF-Trafo L D Flyback + 1 3 RS1 2 - 4 RS2 QS CS 2-fache Brücke LAus RNetz CAus UNetz Abbildung 6-I Simulationsmodell LNetz - 69 - Im anschließenden Punkt wird die Notwendigkeit und die Funktionsweise der Zusatzbeschaltung erklärt. 6.2 Sperrwandler zur Blindleistungsübertragung (Flyback) Wie im vorigen Punkt bereits erwähnt, sollte der Wechselrichter Blindleistung liefern und aufnehmen können. Da die Ausgangsstufe mit Dioden realisiert ist kann keine Rückspeisung von Energie erfolgen. Deshalb wird eine Zusatzbeschaltung benötigt die eine Rückspeisung ermöglicht. Bei der nun vorgestellten Lösung handelt es sich um einen separaten Sperrwandler der im Falle eines Blindleistungsbedarfs zugeschaltet wird. Die Leistung, für die der Rückspeisewandler dimensioniert werden Primärseite HF-Trafo muß, ist bei cos ϕ = ±0.5 ungefähr 11% der Nennscheinleistung des Moduls. RS1 QS RS2 Sekundärseite CS Abbildung 6-II Sperrwandler für Blindleistungsbetrieb Funktionsweise der Schaltung: Der Sperrwandler (Flyback) wird nur zugeschaltet, wenn Blindleistungsbedarf besteht. Der Schalter des Wandlers wird so betrieben, dass eine PWM erzeugt wird, die einen Stromfluß in Richtung Eingangskondensatoren ermöglicht. Der Strom wird so geregelt, dass der Netzstrom dem Stromsollwert entspricht. Gleichzeitig werden alle vier Schalter der Eingangsbrücke ausgeschaltet. Die Detektion erfolgt mit Hilfe der Überwachung der Stellgröße der Stromreglers. Wenn Leistung auf die Eingangsseite zurückgespeist werden soll, wird die Stellgröße des Stromreglers negativ. Sobald die Stellgröße zu Null wird, wird der Sperrwandler in Betrieb genommen und die Eingangsbrücke wird deaktiviert. - 70 - Die auf die Eingangsseite zurückgespeiste Energie wird bei einem 3-phasigen Gerät nicht in den Eingangskondensatoren zwischen gepuffert sondern in den anderen, eingangsseitig parallelgeschalteten Modulen ins Netz eingespeist. 6.3 Modell der Eingangsstufe (Vollbrücke) Die Vollbrücke generiert wie bereits in Punkt 5.5 auf Seite 48 erwähnt eine hochfrequente (ca. 100kHz) Rechteckspannung UTSek. Diese ist mittels Phasenverschiebung der beiden Brückenzweige (S1, S2 zu S3, S4) pulsweitenmoduliert (PWM), so dass bei entsprechender Umrichtung durch die Ausgangsstufe eine Sinusspannung entsteht. Die Eingangskapazität und der HF-Trafo werden zu der Vollbrücke hinzugezählt. Auf der rechten Seite der Abbildung ist zusätzlich noch die Sekundärseite des zurückspeisenden Sperrwandlers gezeichnet, der bei Blindleistungsbedarf im Ausgang aktiviert wird. Da der Netzeinspeiser mit einem Leistungsfaktor von nahezu 1 betrieben wird, kann auf diesen Schaltungsteil im Allgemeinen verzichtet werden. Vollbrücke S1 S3 COSS HF-Trafo CEin L S2 S4 UTSek Abbildung 6-III Eingangsstufe Aufgrund der hohen Ansteuerfrequenz der Leistungsschalter wurden für diese MOSFETs ausgewählt. Im folgenden werden nun Kriterien für die Auswahl der einzelnen Komponenten der Vollbrücke definiert. - 71 - HF-Trafo Ø Wirkungsgrad η ≈ 0,99 Ø Übersetzungsverhältis ü Um diese Größe definieren zu können sind einige Vorüberlegungen nötig. Um einen Strom ins Netz einspeisen zu können, muß die Ausgangsspannung des Wechselrichters auch bei der kleinsten möglichen Generatorspannung größer sein als die Netzamplitude. Die Generatorspannung muß über das Tastverhältnis D der Vollbrücke und das Übersetzungsverhältnis ü des HF-Trafos auf dieses Niveau gebracht werden. Hinzu kommen die Spannungsabfälle in den Leistungsschaltern der Eingangsstufe (Vollbrücke) à U VerlustEin = 2V und den Leistungsschaltern der Ausgangsstufe à U VerlustAus = 4V . U SolMin = 49V uˆ NetzMax = 2 ⋅ 230V ⋅ 110% = 358V DMax = 0,85 uˆTSek = uˆ Netz uˆTSekMin = uˆ Netz max + U VerlustAus = 358V + 4V = 362V uˆT Pr i = (U SolMin − U VerlustEin )⋅ DMax = (49V − 2V )⋅ 0,85 = 39,9V ü= uˆTSek 362V = = 9,06 uˆT Pr i 39,9V Es wurde ein Übersetzungsverhältnis von ü = 9 ausgewählt. Damit ändert sich die primäre Trafospannung und das maximale Tastverhältnis auf: uˆT Pr i = DMax = uˆTSekMin 362V = = 40,2V ü 9 uˆT Pr i 40,2V = = 0,86 U SolMin − U VerlustEinl 49V − 2V Der Trafo darf bei seinem maximalen Netzspannung nicht Sättigung gehen. Drossel L Da die Energiespeicher in der Umrichterstufe sehr klein sind, bezogen auf die Netzperiode, muß für die Dimensionierung mit den Amplitudenwerten von Netzspannung und Netzstrom gerechnet werden. - 72 - Bei 400Wp Solarleistung einphasig ergibt sich für die Netzleistung: PNetz = PSol ⋅ η = 400W ⋅ 0,92 = 368W Es wird mit einer Einspeisung bei cos ϕ = 1 und einer Schaltfrequenz f Schalt = 100kHz gerechnet. Die errechneten Werte beziehen sich auf die maximal während einer Periode der Schaltfrequenz auftretenden Größen, da diese von der Drossel auch ohne Sättigung bewältigt werden müssen. Bei der Berechnung der Stromwärmeverluste in der Drossel kann der berechnete Effektivwert durch den Faktor 2 geteilt werden, da die thermische Zeitkonstante der Drossel wesentlich größer ist als die Periodendauer der Netzspannung. uˆ NetzMax = 2 ⋅ U NetzNenn ⋅ 1,1 = 358V uˆ NetzMin = 2 ⋅ U NetzNenn ⋅ 0,9 = 293V P 368W iˆNetzMin = Netz = = 2,06 A uˆ NetzMax 358V P 368W iˆNetzMax = Netz = = 2,51A uˆ NetzMin 293V üTrafo = 9 I AVMax ( Ts ) = ü Trafo ⋅ i NetzMax = 9 ⋅ 2,51A = 22,6A à Der Strom ist dreieckförmig deshalb gilt: à iˆL = 2 ⋅ I AVMax (Ts ) = 2 ⋅ 22,6 A = 45,2 A i LRMS = iˆL 45,2 A = = 26,1A ks 3 Des weiteren gilt: U L ( tein ) ⋅ t Ein T = t Ein + t Aus iˆL = 2 L U L ( tein ) Min = U SolMin − U Verlust − U L( taus ) ⋅ t Aus L û NetzMin 293V = 49V − 4V − = 49V − 4V − 33V = 12V 9 ü U L (taus ) Min = − mit − î L = uˆ NetzMin 293V =− = −33V ü 9 t Aus = T − t Ein 2 - 73 - U L( tein ) ⋅ t Ein U L( taus ) T U L( taus ) ⋅ + ⋅ t Ein L L 2 L T t Ein (U L( tein ) − U L( taus ) )= −U L( taus ) ⋅ 2 − U L( taus ) 33V 10µs T ⋅ = ⋅ = 3,67 µs t Ein = 2 U L( tein ) − U L( taus ) 2 12V + 33V =− Nun läßt sich die erforderliche Induktivität bestimmen: L= U L ( tein ) ⋅ t Ein î L = 12V ⋅ 3,67µs = 0,97µH 45,2A Dieser Wert wird durch einen kleinen Luftspalt im Trafo realisiert. Dieser Vorgehen hat den Vorteil, dass ein induktives Bauteil eingespart wird und dass Fertigungstoleranzen des Ferritmaterials einen geringeren Einfluß auf die Durchflutung und somit auf das Verhalten des Trafos haben. Der Nachteil ist eine Verringerung des Kopplungsfaktors im Trafo und dadurch eine schlechtere Ausnutzung des Kernmaterials. Da jedoch die unvermeidbare Steuinduktivität in die Drossel integriert wird, kann eine geringfügige Vergrößerung der Streuung durch die Einsparung eines Bauteils kompensiert werden. Eingangskapazität CEin Ø Wie bereits in dem Forschungsantrag definiert ist eines der Ziele dieser Entwicklung auf die großen Eingangskapazitäten verzichten zu können. Durch das 3-phasige Konzept ist es theoretisch möglich gänzlich auf diese Komponenten zu verzichten. Aufgrund von Schaltvorgängen und Streuinduktivitäten zwischen den einzelnen Leistungsmodulen kann auf diese Kapazitäten nicht verzichtet werden. Es wird deshalb eine Eingangskapazität im µF-Bereich in jedes der Leistungsmodule eingesetzt werden. Für diesen Kapazitätsbereich sind langlebige Folienkondensatoren vorgesehen. Ø Spannungsfestigkeit ≥ 200V Ø Impulse mit kurzer Stromflußdauer IPeak ca. 50A - 74 - Leistungsschalter S1 bis S4 Ø Sperrspannung ≥ 200V Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert): I SchalterMax = 1 I LRMS 26A ⋅ = = 9,2A 2 2 2⋅ 2 Ø Maximale Schaltfrequenz ≥ 100kHz Ø Maximale Durchlassverluste ≤ 7W. Ø Gehäuse möglichst TO220 6.4 Modell der Ausgangsstufe (bidirektionale Vollbrücke) Die passive Diodenbrücke richtet die Rechteckwechselspannung der Eingangsstufe gleich. Dazu muß die Rückwärtserholungszeit (reverse recovery time) trr dieser Dioden klein genug sein da die Frequenz der Rechteckspannung 100kHz beträgt. Die Kommutierung der Dioden wird durch die Drossel auf der Primärseite des Trafos mit einer begrenzten Stromsteilheit durchgeführt. Die nachgeschaltete aktive Brücke übernimmt die Polwendung. Dazu sind zwei diagonale Schalter während einer Netzhalbwelle eingeschaltet z.B. Schalter 3&2 während der positiven Halbwelle und umgekehrt. Der Vorteil dieses Aufbaus liegt darin das die Schalter lediglich unidirektional und mit Netzfrequenz betrieben werden müssen. Man ist deshalb nicht wie bei der Eingangsstufe auf schnell schaltende Leistungshalbleiter bei der Auswahl der Bauteile begrenzt. Die Schaltverluste in der aktiven Brücke sind durch die kleine Schaltfrequenz zu vernachlässigen d. h. auf der Sekundärseite des Trafos fallen nur die geringen Schaltverluste der Dioden und die Durchlassverluste der vom Strom durchflossenen Bauteile an. - 75 - 1 - Flyback 2-fache Brücke 3 + RS1 2 4 QS LAus CAus Netz Abbildung 6-IV Ausgangsstufe Im folgenden die Auswahlkriterien für die Komponenten der Halbbrücke Schalter Ø Sperrspannung ≥ 600V (Aufgrund von Sicherheitsüberlegungen) Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert) 1 1 1 1 1 1 I SchalterMax = I LeffMax ⋅ ⋅ ⋅ = 26 A ⋅ ⋅ ⋅ = 1,02 A 2 ü 2 2 9 2 Ø Maximale Durchlassverluste ≤ 3W Ø Schaltfrequenz ≥ 50Hz Ø Gehäuse möglichst TO220 Dioden Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert) 1 1 1 1 1 1 I DidenMax = I LeffMax ⋅ ⋅ ⋅ = 26 A ⋅ ⋅ ⋅ = 1,02 A 2 ü 2 2 9 2 Ø Sperrspannung U R ≥ 600V RS2 CS - 76 - Ausgangskapazität CAus Ø Spannungsbelastbarkeit UC,eff = 250 V~ Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert) I L = 2 ⋅ I DiodenMax = 2 ⋅ 1,02A = 2.04A Drossel LAus Ø Maximale Strombelastbarkeit I LAusMax ≥ iˆNetzMax = 2,52 A Ø keine Sättigung im definierten Strombereich (f≈50Hz mit 100kHz Rippel) 6.5 Simulationsergebnisse Die hier gezeigten Ergebnisse wurden mit der Simulationssoftware Simplorer ermittelt. Dazu wurde das vorher gezeigte Schaltungsmodell verwendet. Im folgenden sind die Ergebnisse einer Zeitbereichssimulation gezeigt. Es wurden mehrere Simulationen durchgeführt, die hier gezeigten Verläufe sind bei einer Eingangsspannung (Solarspannung) von 80V einer Ausgangsspannung (Netzspannung) von 230V / 50Hz und bei einer eingespeisten Netzleistung von 368W (einphasig) entstanden. 6.5.1 Zeitverläufe der Trafospannung und des Trafostroms Als erstes Bild wird hier der exemplarische Verlauf der Spannung und des Stromes der Primärseite des HF-Trafos gezeigt. Da die Drossel in das Modell des HF-Trafos integriert wurde, kann der Verlauf der Spannung an der Drossel nicht getrennt betrachtet werden. - 77 - U " L 3 " [V ] I" L 3 " [ A ] 1 0 0 .0 0 5 0 .0 0 0 - 5 0 .0 0 -1 0 0 . 0 0 4 .7 5 2 5 m 4 .7 5 5 0 m 4 .7 5 7 5 m 4 .7 6 0 0 m 4 .7 6 2 5 m 4 .7 6 5 0 m Abbildung 6-V Primärseitiger Strom und Spannung im HF-Trafo Der zugehörige Spannungs- und Stromverlauf auf der Sekundärseite ist wie folgt: 40 0.0 U " L 4 " [V ] 1 0 * I"L 4 " [ A ] 20 0.0 0 -20 0. 0 -40 0. 0 4 .7 5 2 5 m 4 .7 5 5 0 m 4 .7 5 7 5 m 4 .7 6 0 0 m 4 .7 6 2 5 m 4 .7 6 5 0 m Abbildung 6-VI Trafospannung und -strom sekundärseitig Der Zeitverlauf des Stroms ist auf der Sekundärseite mit dem Faktor 10 multipliziert! - 78 - 6.5.2 Kommutierung auf der Primärseite Wie schon im Kapitel 5.8 beschrieben, ist die Kommutierung auf der Solarseite quasiresonant. 5 0 .0 0 U "D 2" [V ] -1 * I " S 1 " [ A ] I" S 2 " [A ] I" D 2 " [ A ] I" C 1 " [ A ] 3 3 .3 3 0 - 3 3 .3 3 - 6 6 .6 7 -1 0 0 . 0 0 9 6 5 .9 7 5 u 9 6 6 .0 0 0 u 9 6 6 .0 2 5 u 9 6 6 .0 5 0 u 9 6 6 .0 7 5 u 96 6.10 0u Abbildung 6-VII Kommutierung des Stromes von S1 nach S2 Die Schalter S1 und S2 sind in der linken Halbbrücke der Eingangsstufe angeordnet. Die Kommutierung wird beim jeweiligen Strommaximum durch das Abschalten des stromführenden Schalters ausgelöst, in Abbildung 6-VII ist dies S1. Der Strom kommutiert dann in die Ausgangskapazität der Schalter S1 und S2, wobei die Kapazität von S1 auf die Eingangsspannung aufgeladen wird, die Kapazität von S2 wird entladen. Sobald die Spannung am Mittelpunkt der Brücke auf Masse abgesunken ist, wird die Rückwärtsdiode des Schalters S2 leitend, die Spannung wird auf Massepotential geklemmt. Danach kann der Schalter S2 spannungs- und stromlos eingeschaltet werden. Die Zeit für die Kommutierung ist von der aktuellen Stromamplitude abhängig, die in der Drossel gespeichert Energie ist im Allgemeinen sehr viel größer als die für das Umladen der Kondensatoren benötigte, deshalb ist die Spannungsänderung linear. - 79 - U "D 4" [V ] -1 0 * I " S 3 " [ A ] -1 0 * I " S 4 " [ A ] 1 0 * I"D 4 " [ A ] 1 0 * I"C 4 " [ A ] 5 0 .0 0 2 5 .0 0 0 - 2 5 .0 0 - 5 0 .0 0 - 7 5 .0 0 -1 0 0 . 0 0 9 4 6 .0 2 5 u 9 4 6 .0 5 0 u 9 4 6 .0 7 5 u 9 4 6 .1 0 0 u 9 4 6 .1 2 5 u 94 6.15 0u Abbildung 6-VIII Kommutierung der rechten Halbbrücke von S3 nach S4 Die Abbildung 6-VIII zeigt die Kommutierung der rechten Halbbrücke, die dort gezeigten Ströme sind zur besseren Darstellung mit dem Faktor 10 multipliziert. Die Kommutierung auf dieser Seite wird jeweils mit der halben Periodendauer der Schaltfrequenz ausgelöst. Der Strom auf der Sekundärseite ist zu diesem Zeitpunkt null, auf der Primärseite fließt nur der Magnetisierungsstrom durch den Trafo. Durch den Luftspalt im Trafo wird der Strom so groß eingestellt, dass die gespeicherte Energie für die meiste Zeit der Netzperiode ausreicht um eine vollständige Kommutierung durchzuführen, in der Nähe des Nulldurchgangs der Netzspannung ist die Kommutierung allerdings verlustbehaftet, da der Magnetisierungsstrom bei kleinem Augenblickswert der Netzspannung die Ausgangskapazitäten der Schalter nicht vollständig umladen kann. Der Einfluß auf den Wirkungsgrad steigt mit zunehmender Eingangsspannung. Durch die Parallelschaltung einer Kommutierungsinduktivität parallel zur Primärwicklung des Trafos wurde dieser Einfluß auf wenige Millisekunden um den Nulldurchgang der Netzspannung begrenzt. - 80 - 6.5.3 Ströme und Spannungen im Ausgangskreis Zuerst sind hier noch einmal die Sekundärspannung und der Sekundärstrom des HFTrafos für unterschiedliche Betriebspunkte während der Netzperiode gezeigt. 1 0 0 .0 0 U " L 4 " [V ] 1 0 * I"L 4 " [ A ] 5 0 .0 0 0 - 5 0 .0 0 -1 0 0 . 0 0 7 5 5 .0 u 7 5 7 .5 u 7 6 0 .0 u 7 6 2 .5 u 7 6 5 .0 u Abbildung 6-IX Sekundärspannung und -strom bei 0.76 ms 4 0 0 .0 U " L 4 " [V ] 1 0 * I"L 4 " [ A ] 2 0 0 .0 0 -2 0 0 . 0 -4 0 0 . 0 4 .7 5 2 5 m 4 .7 5 5 0 m 4 .7 5 7 5 m 4 .7 6 0 0 m 4 .7 6 2 5 m 4 .7 6 5 0 m Abbildung 6-X Sekundärspannung und –strom bei 4.76 ms Hier ist deutlich zu erkennen, dass durch die sich im gleichen Maß verändernden Spannungs- und Stromamplituden über eine Netzperiode die Stromflußdauer nur unwesentlich ändert. Der Strom auf der Sekundärseite lückt, dadurch bricht beim Abschalten der Dioden auch die Spannung am Trafo zusammen. Der bipolare dreieck- - 81 - förmige Strom wird von der Diodenbrücke gleichgerichtet, so dass ein positiver pulsierender Gleichstrom durch die Schalter des Polwenders getrieben wird. Die Pulsfrequenz des Stromes ist durch die Gleichrichtung verdoppelt, dadurch wird der Aufwand für die Filterung auf der Netzseite reduziert. Nachfolgend ist der Strom in einem Schalter des Polwenders während unterschiedlicher Zeitabschnitte der Netzperiode dargestellt. 8 .0 0 0 I " S 6 " [A ] 6 .0 0 0 4 .0 0 0 2 .0 0 0 -0 .1 0 0 5 .0 0 0 0 0 m 5 .0 0 2 0 0 m 5 .0 0 4 0 0 m 5 .0 0 6 0 0 m 5 .0 0 8 0 0 m 5 .0 1 0 0 0 m Abbildung 6-XI Strom in einem Schalter des Polwenders bei 5ms 8 .0 0 0 I " S 6 " [A ] 6 .0 0 0 4 .0 0 0 2 .0 0 0 -0 .1 0 0 9 .5 0 0 0 0 m 9 .5 0 2 0 0 m 9 .5 0 4 0 0 m 9 .5 0 6 0 0 m 9 .5 0 8 0 0 m 9 .5 1 0 0 0 m Abbildung 6-XII Strom in einem Schalter des Polwenders bei 9.5ms - 82 - Im folgenden Bild ist der Strom durch den selben Schalter noch einmal über eine vollständige Netzperiode dargestellt. Die Linien der einzelnen Stromkurven sind so nah, dass eine homogene Fläche entsteht. Die Hüllkurve ist nicht vollkommen sinusförmig, da sich die Stromflußdauer über eine Netzperiode im geringen Umfang ändert. 8.00 0 I " S 6 " [A ] 6.00 0 4.00 0 2.00 0 0 -1 .0 0 0 0 5 .0 0 m 1 0 .0 0 m 1 5 .0 0 m 2 1.00 m Abbildung 6-XIII Strom in einem Transistor des Polwenders über 21ms 2.50 0 I " N e tz " [ A ] 1.25 0 0 -1 .2 5 0 -2 .5 0 0 0 5 .0 0 m 1 0 .0 0 m 1 5 .0 0 m 2 1.00 m Abbildung 6-XIV Netzstrom nach der Polwendung und Tiefpassfilterung - 83 - Die Simulationsergebnisse bestätigen die in Punkt 5.7 auf Seite 58 gemachten Aussagen. Die Simulationsergebnisse der Ausgangsgrößen sind sehr zufriedenstellend. Der Strom besitzt einen minimalen Verzerrungsfaktor und hat einen Leistungsfaktor cos ϕ von nahezu 1. Die Simulationsergebnisse bestätigen die bisher gemachten Annahmen und wurden durch einen praktischen Aufbau der Schaltung verifiziert. - 84 - 7 Betriebsführung Nachdem nun eine Topologie für die Leistungsstufe ausgewählt und simuliert wurde, müssen die Anforderungen an die Betriebsführung des Wechsechlrichters definiert werden. Die im folgenden gezeigten Blockdiagramme sind zur Vereinfachung lediglich einphasig dargestellt. 7.1 Aufbau des Steuer- und Regelmodules Die Betriebsführung wird von dem Steuer- und Regelmodul vorgenommen. Dabei ist zu beachten, dass die eigentliche Regelung der Stromkurvenform analog realisiert wird und auf den Wechselrichtermodulen selbst erfolgt. Das heißt das Steuer- und Regelmodul gibt einen variierenden Stromsollwert (hier einen Sinus) an ein Leistungsmodul weiter und dieses sorgt dann dafür, dass der Istwert des Wechselrichtermoduls diesem Wert entspricht. Das heißt die Ansteuersignale der Schalter werden auf den Modulen selbst mit einem PWM-Baustein erzeugt. Wie schon der Name besagt, läßt sich das Steuer- und Regelmodul logisch in eine Steuer- und in ein Regeleinheit aufteilen. USol INetz UNetz Temp. ϑK Regelmodul Stromsollwert Steuermodul Freigabe Datenübertragung (RS485) Ansteuerung LEDs Abbildung 7-I Block Diagramm Steuer + Regelmodul Diese logische Aufteilung dient dem besseren Verständnis und garantiert die Trennung von sicherheitsrelevanten und regelungstechnischen Aufgaben. Dabei überwacht das Steuermodul die Systemparameter und sorgt dafür, dass der Wechsel- - 85 - richter nur dann ins Netz einspeist, wenn sich alle Parameter innerhalb ihrer Toleranzen befinden. Außerdem steuert dieser Teil die Statusanzeige des Wechselrichters. Das Regelmodul generiert die Stromsollwerte die an die Wechselrichtermodule weitergegeben werden. Zu der Stromsollwerterzeugung gehört der leistungsoptimale Betrieb des Solargenerators (MPP-Tracking 8). Trotz der logischen Trennung von Steuer- und Regelmodul erfolgt die schaltungstechnische Umsetzung mit Hilfe eines einzelnen µ-Controllers. 7.2 Steuermodul Wie bereits erwähnt überwacht diese logische Einheit des Steuer- und Regelmodules die Systemparameter und steuert die LEDs für die Statusanzeige. Außer diesen Aufgaben wird das Modul die Kommunikation des Wechselrichters mit Peripheriegeräten wie z.B. Datenloggern ermöglichen. Diese Datenübertragung wird über eine RS485-Schnittstelle realisiert werden. Steuermodul USol INetz UNetz Temp. ϑK Überwachung des Systemparameter Freigabe Gemessene Daten Datenübertragung & LED Ansteuerung Datenübertragung (RS485) Ansteuerung LEDs Abbildung 7-II Block Diagramm des Steuermodules 8 Arbeitspunkt des Solargenerators (Maximum Power Point). bei dem die maximale Leistung abgegeben wird. - 86 - Wie aus dem Diagramm hervorgeht wird überwacht ob sich die folgenden Größen innerhalb ihrer Toleranzen befinden: • Netzspannung alle Außenleiter gegeneinander UNetz = 400V ±10% (DIN IEC 38) • Netzfrequenz fNetz = 50Hz ±0,5Hz vorgegeben in [7] • Maximaler Netzstrom einer Phase INetz (Effektivwert) I NetzMax = POutMax U NetzMin ⋅ 3 = PSolMax ⋅ η U NetzMin ⋅ 3 = 1200W ⋅ 0,92 400V (100% − 10%) ⋅ 3 = 1,77 A • Solarspannung USol = 49V – 200V (siehe Spezifikationen 2.5 Seite 16) • Temperatur des Kühlkörpers ϑKMax = 70°C • Isolationswiderstand RIso > 1MΩ Wie in den Spezifikationen in Kapitel 2.5 auf Seite 16 definiert ist, soll die Statusanzeige des Wechselrichters mit drei LEDs realisiert werden. Die Bedeutungen der LEDs sind in der folgenden Tabelle aufgeschlüsselt. LED Grün Rot Gelb An Bedeutung Gerät ist mit dem Netz verbunden An Netz-, Solar- oder anderer Gerätefehler Isolationsfehler blinkt An An Gerät speist ins Netz ein Tabelle 7-I Codierung der Zustandsanzeigen Darüber hinaus besteht die Möglichkeit Fehler mit Hilfe von weiteren Leuchtkombinationen detaillierter zu spezifizieren. Ob dies umgesetzt werden soll, stand zum Zeitpunkt der Ausarbeitung dieses Berichtes nicht fest. - 87 - 7.3 Regelmodul Diese logische Einheit übernimmt die Aufgabe der Generation der Stromsollwerte. Dazu gehört die Leistungsoptimierung (MPP Regelung) des Solargenerators. Die Größe, die von dem Regelmodul zu den Leistungsendstufen abgeben wird, sind die Stromsollwerte. Auf den Leistungsendstufen ist ein weiterer unterlagerter StromRegelkreis aufgebaut, dieser gewährleistet, daß die vorgegebenen Stromsollwerte in entsprechende Netzströme umgewandelt werden. Die Leistungsendstufen verhalten sich somit wie breitbandige spannungsgesteuerte Stromquellen. Mit ihrer Hilfe werden die beiden Regelaufgaben MPP-Anpassung und Stromkurvenregelung erfüllt. Das gezeigte Blockschaltbild veranschaulicht die Struktur des Regemoduls nochmals. Regelmodul UNetz Erzeugung des Stromsollwertes Stromsollwert MPP Sollwert INetz MPP Regelung USol Abbildung 7-III Blockschaltbild des Regelmodules Die Stromkurvenform wird mit Hilfe der Netzspannung erzeugt. Dazu wird die Netzspannung gemessen und als Sollwert für den Strom verwendet. Damit wird gewährleistet, dass sich der Strom immer mit der Netzspannung in Phase befindet. Von der MPP-Regelung wird ein Multiplikator (MPP Sollwert) an die Stromsollwerterzeugung weitergegeben. Der zentrale Ansatz für eine verbesserte MPP-Anpassung ist das 3phasige Wechselrichterkonzept. Dieses verhindert den 100Hz Rippel auf der Solarseite. Dadurch wird die periodische Arbeitspunktverschiebung aufgrund des Rippels eliminiert. Die MPP-Anpassung ist somit nur noch von der Regelgüte des Regelmoduls und nicht mehr von der Dimensionierung der Energiespeicher abhängig. - 88 - Wirkungsgradmessungen 8 8.1 Wirkungsgradmessung eines einphasigen Wechselrichtermoduls Nachdem die ausgewählte und simulierte Schaltung aufgebaut wurde, wurden Wirkungsgradmessungen bei unterschiedlichen Eingangsspannungen und Einspeiseleistungen durchgeführt. Die ersten Ergebnisse sind wie folgt: Wirkungsgradmessung an einem einphasigen Leistungsmodul 0,95 0,9 0,85 0,8 eta(50V) eta(100V) eta(150V) 0,75 0,7 0,65 0,6 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Pnetz/Pnenn Abbildung 8-I Wirkungsgradkennlinien erster Prototyp Der Wirkungsgrad bei einer Eingangsspannung von 50V (untere Eingangsspannungsgrenze) ist mit ca. 90% für einen Prototypen gerade noch akzeptabel. Ein Wirkungsgrad, der über einen weiten Bereich kleiner 85% ist, kann nicht toleriert werden. Deshalb wurden Untersuchungen unternommen, um die Verlustursachen heraus zu finden. Als Erstes wurde der Temperaturanstieg an den einzelnen Bauteilen überprüft: Ø Bei größerer Leistung erwärmten sich die Schalter auf der Primärseite am meisten. - 89 - Ø Bei kleinen Leistungen (< 0,3 * Pnenn) fielen die Dioden auf der Sekundärseite und der rückspeisende Sperrwandler auf. Zuerst wurde versucht die Verluste bei großer Leistung einzudämmen. Dazu wurde der Effektivwert des Trafostromes gemessen um dann rechnerisch eine Verlustabschätzung der Primärseite durchführen zu können. Für die Abschätzung der ohmschen Verluste auf der Primärseite wurden folgende Annahmen gemacht: Ø Die Einschaltwiderstände der Schalter (R DSon) entsprechen den Datenblattangaben. Es wurden für die Brücke 4 Mosfets FQA48N20 von Fairchild mit RDson = 50 mΩ eingesetzt. Ø Der primäre Wicklungswiderstand des Trafos (incl. Strommeßtrafo und Leiterbahnen) wurde mittels Messung bestimmt: R Pri = 10 mΩ Unter diesen Voraussetzungen wurde die ohmsche Verlustleistung auf der Primärseite wie folgt mit dem jeweiligen Effektivwert (gemessen am Strommeßtrafo) des primären Trafostroms berechnet: PV , pri ,Ohm = I Pr2 i ,RMS ⋅ (2 ⋅ RDSon + RPr i ) mit (2 ⋅ RDSon + RPr i ) = 110mΩ Bei dem angegebenen Leistungsverhältnis wurden für die verschiedenen Solarspannungen folgende Effektivströme gemessen: Pnetz/Pnenn Ipri,rms(50V)/A Ipri,rms(100V)/A Ipri,rms(150V)/A 0,1 6,54 7,3 7,53 0,2 7,77 8,86 9,17 0,5 11,78 13,91 14,45 1 18,3 22 23 Tabelle 8-I Effektive primäre Trafoströme von Prel und Uein Mit den gemessenen Strömen wurden die folgenden Grafen erstellt. Es sind drei Kurven dargestellt, die Gesamtverlustleistung, die errechneten ohmschen Anteile der Primärseite und die Differenz aus beiden Grafen, die die Verluste der restlichen - 90 - Schaltungsteile berücksichtigt und auch noch zusätzlich anfallende Schaltverluste der Primärseite bei unvollständiger Kommutierung. V e rlu sta u fte ilu n g ü b e r P b e i 50V 50 40 Pv/W 30 20 10 0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Pn e tz /Pn e n n Pv pri,ohm(50V )/W Pv ges (50V )/W Delta P(50V )/W Abbildung 8-II Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 50V Eingangsspannung Verlustaufteilung über P bei 100V 70 60 Pv/W 50 40 30 20 10 0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Pnetz/Pnenn Pvpri,ohm(100V)/W Pvges(100V)/W Delta P(100V)/W Abbildung 8-III Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 100V Eingangsspannung - 91 - Verlustaufteilung über P bei 150V 90 80 70 Pv/W 60 50 40 30 20 10 0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Pnetz/Pnenn Pvpri,ohm(150V)/W Pvges(150V)/W Delta P(150V)/W Abbildung 8-IV Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 150V Eingangsspannung Wie aus diesen Abbildungen ersichtlich sind die auftretenden Verluste vor allem bei größerer Leistung durch die ohmschen Verluste auf der Primärseite verursacht. Weiterhin ist zu bemerken, dass die weiterhin auftretenden Verluste nur in geringem Maße mit der Leistung anwachsen, jedoch sich nahezu linear mit der Eingangsspannung vergrößern. Dies ist zum einen durch eine kürzere Stromflußdauer zu erklären, außerdem werden die Zeitabschnitte in denen die Kommutierung der rechten Halbbrücke nicht mehr vollständig resonant abläuft größer. Um den Einfluß der ohmschen Verluste zu verifizieren wurde ein Leistungsmodul mit wesentlich größeren Schalttransistoren ausgestattet. Es wurde von IXYS der MosFet-Typ IXFK90N20 eingesetzt. Der Einschaltwiderstand dieses Transistors ist laut Datenblatt RDSon = 22 mΩ. Mit der so bestückten Platine wurden erneut Wirkungsgradmessungen vorgenommen, die Ergebnisse sind im folgenden Diagramm dargestellt. - 92 - Wirkungsgrad eines einphasigen Leistungsmoduls mit modifizierter Eingangbrücke 1 0,9 eta(50V) eta(100V) eta(150V) 0,8 0,7 0,6 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 Pnetz/Pnenn Abbildung 8-V Wirkungsgradmessung an einem Leistungsmodul mit IXFK90N20 Wie in dem Diagramm ersichtlich ist, konnte durch diese Maßnahme der Wirkungsgrad über einen weiten Leistungsbereich wesentlich über 90% angehoben werden. Bei hohen Eingangsspannungen muß noch die Kommutierung verbessert werden, um den Wirkungsgrad auch in diesem Bereich zu erhöhen. An dieser Stelle sind noch weitergehende Arbeiten zu leisten, die im Rahmen dieses Projektes nicht mehr abgeschlossen werden konnten. - 93 - 9 Platinen und Gehäusedesign In diesem Unterpunkt wird die Entwicklung des Gehäuses für den neuen Wechselrichter dokumentiert und anschließend das Ergebnis vorgestellt. Da ein zentraler Aspekt des Forschungsantrages ein ökologisches Produktdesign war wurde diesem Punkt besonderes Interesse beigemessen. Hierbei konnte auf die Erfahrungen zurückgegriffen werden, die bei der Entwicklung des recyclinggerechten Wechselrichters für Solarstromanlagen (NEG1200) gemacht wurden (Kooperation mit dem IZT Berlin siehe [4]). 9.1 Platinen Der Wechselrichter beinhaltet wie bereits im vorherigen Punkt erwähnt sieben Platinen, davon sind drei identisch, zwei können optional bestückt werden. Hier nochmals die Auflistung der einzelnen Baugruppen: Ø DC/DC-Steller (optional) Ø Steuer- und Regelmodul Ø Leistungsmodule 3x Ø Busmodul Ø ENS Modul (optional) 9.2 Gehäusedesign Wie in den Spezifikationen in Überschrift 2.5 auf Seite 16 definiert, sollte das Gehäuse mindestens die Schutzklasse IP54 besitzen. Das bedeutet es soll im Außenbereich einsetzbar sein. Der Wechselrichter sollte bei PV-Anlagen die aufgeständert montiert sind unter der Aufständerung plaziert werden können. Ein möglichst kompaktes, preisgünstiges und langlebiges Design, das die Anforderungen an eine recyclinggerechte Konstruktion erfüllt, sind die weiteren Kriterien die zu erfüllen waren. Das Gehäuse soll außerdem so konstruiert sein, dass die Wärmeabfuhr ausreichend ist, um auf eine aktive Kühlung (kein Lüfter, da Lebensdauer begrenzend) verzichten - 94 - zu können. Ein weiterer Aspekt des Gehäusedesigns war, dass sich der innovative Charakter des Gerätes in dessen Erscheinungsbild widerspiegelt. Im folgenden sind Designstudien und Fotos des Prototyps dargestellt. Abbildung 9-I Gehäusestudie von vorn Die Gehäusefront soll aus einem Biopolymer bestehen. Die Gehäuserückseite die gleichzeitig den Kühlkörper bildet besteht Aluminium. - 95 - Abbildung 9-II Geöffnetes Gehäuse Abbildung 9-III Gehäuseansicht von hinten - 96 - Aus EMV Verträglichkeitsgründen kann es erforderlich sein die Gehäusefront mit einer metallischen Abschirmung versehen zu müssen. Da die EMV-Messungen nicht mehr innerhalb des Projektes gemacht wurden, kann keine Aussage darüber gemacht werden. Abbildung 9-IV Wechselrichteransicht unter einem 80W Solon-Modul Das Gehäuse wurde so konzipiert, dass der Wechselrichter bei Flachdachmontage der PV-Anlage unter ein Standardmodul eingebaut werden kann. Durch den hervorstehenden Kühlkörper wird die Wärmeabfuhr nicht beeinträchtigt, jedoch besteht ein Spritzwasserschutz für den Anschlußbereich und die Gehäusekante. Das Einschieben unter die jeweilige Modulreihe hat außerdem den Vorteil, dass nachfolgende Modulreihen nicht von dem Wechselrichter abgeschattet werden. - 97 - Abbildung 9-V Wechselrichteransicht bei Wandmontage Natürlich kann der Wechselrichter sowohl im Innenraum als auch außerhalb eines Gebäudes an die Wand montiert werden. Die Ansicht ist dann umgekehrt zur Montage unter einem Modul. Der Anschlußbereich ist von unten, alle Anschlüsse sind als Stecker ausgeführt, so dass das Gerät bei der Montage nicht geöffnet werden muß. Abbildung 9-VI Anschlußbereich mit angeschlossenen Verbindungsleitungen - 98 - 10 Zusammenfassung und Ausblick Die vorliegende Entwicklung macht deutlich, dass im Bereich der PV-Wechselrichter noch ein beachtliches Entwicklungspotential vorhanden ist. Alleine die Substitution des NF-Trafos trägt zu einer nennenswerten Materialeinsparung und Wirkungsgradverbesserung bei. Der von dem hier entwickelten Prototyp erzielte Gesamtwirkungsgrad geht allerdings nicht über den Wirkungsgrad am Markt befindlicher Geräte hinaus. Dies liegt daran, dass der Wirkungsgradvorteil des HF-Trafos von zusätzlichen Verlusten der Leistungsschalter kompensiert wird. Die Herausforderung besteht nun darin diese zusätzlichen Verluste durch eine Optimierung der Schaltungstechnik zu verringern. Der zweite zentrale Entwicklungsaspekt, die Vermeidung von großen Eingangs- bzw. Zwischenkreiskapazitäten wurde durch das 3-phasige Konzept konsequent umgesetzt. Der Verzicht auf Elektrolytkondensatoren erhöht die Lebenserwartung der Wechselrichter signifikant. Wie in dem vorliegenden Bericht dargestellt, ist die Realisierung eines 3-phasigen Wechselrichters mit konkurrenzfähigen Leistungsdaten möglich. Im Bereich des Wirkungsgrades ist das entwickelte Gerät in der Lage mit am Markt befindlichen einphasigen Geräten zu konkurrieren. In diesem Bereich besteht auch noch die Möglichkeit durch Optimierungsmaßnahmen eine Steigerung zu erreichen. Das in der Einleitung geforderte recyclinggerechte Design des Wechselrichters wurde während des gesamten Entwicklungsprozesses konsequent umgesetzt. Aufgrund des aktuellen Entwicklungsstandes im Bereich der bleifreien Elektronikfertigung in Deutschland war es zum Zeitpunkt der Prototypenfertigung nicht möglich diesen bleifrei zu produzieren. Es mußte festgestellt werden, dass Deutschland in diesem Enwicklungsgebiet hinter Japan zurückgeblieben ist. Im Gegensatz zu der deutschen Situation gibt es in Japan große Unternehmen die ganze Produkte bereits bleifrei fertigen, so zum Beispiel Sony mit einem „bleifreien“ MiniDisc Player. Für die nahe Zukunft wird allerdings davon ausgegangen, dass eine bleifreie Auftragsfertigung in Deutschland möglich sein wird. - 99 - 11 Literaturverzeichnis [1] Department of Defense: Reliability Prediction of Electronic Equipment MIL-HDBK-217F - Washington DC 20301, 1991 [2] Department of Defense: Reliability Prediction of Electronic Equipment MIL-HNBK-217F - Washington DC 20301, 1991 [3] VDI Richtlinie 2243: Recycliggerechte Konstruktion – Ort. Datum [4] Fischer, Peter; Sauter, Martin: „Entwicklung eines recyclingerechten Wechselrichters“ – Abschlußbericht zum Entwicklungsvorhaben innerhalb des Berliner Programmes ZÖW (Zukunftsinitative ökologisches Wirtschaften) Förderkennzeichen B3054ZÖW/A/W – Berlin, 1998 [5] Laut BIGAT Ingenieurgesellschaft vom 26. Mai 1996 [6] Sauter, Martin; Pfitzer, Ralf: Nachhaltige Wechselwirkung – Müllmagazin Nummer 3/1998, Seite 46-49, 1998 [7] VDEW: Richtlinie für den Parallelbetrieb von Eigenerzeugungsanlagen mit dem Niederapnnungsnetz des Elektrizitätsversorgungsunternehmens (EVU) und Dr. Lappe: „Rundbrief der Berufsgenossenschaft der Feinmechanik und Elektrotechnik“ vom 07.06.1994 [8] IEC 1000-3-2, EN 6100-3-2, DIN VDE 0838 Teil 2, Grenzwerte für Oberschwing-ungsströme [9] Räuber, Armin: „Weltweite Perspektiven der Photovoltaik“. Freiburg: Frauenhofer Institut für Solare Energiesysteme, PSE Projektgesellschaft Solar Energiesysteme mbH: 1999. [10] Räuber, Armin; Wettling Wolfram: „Die PV Szene Heute – Technologie, Industrie, Markt“. Freiburg: Frauenhofer Institut für Solare Energiesysteme, PSE Projektgesellschaft Solar Energiesysteme mbH: 2001. [11] Walter Hirschmann, Alfred Hauenstein: Schaltnetzteile: Konzepte, Bauelemente, Anwendungen. Siemens Aktiengesellschaft (Abt. Verl.) Berlin, München; 1990 [12] Mohan, Ned; Undeland, Tore M.; Robbins, William P.: Power Elecronics: Converters, Applications and Design. Second edition John Wiley & Sons - 100 - Inc. New York, Chichester, Brisbane, Toronto, Singapore, 1995 ISBN 0-47158408-8 [13] Lindgren, Björn: „Topology for Decentralised Solar Inverters with a Low voltage AC-Bus“. Chalmers University of Technology Department of Electrical Power Engineering, Göteborg [14] Balogh, Laszlo: „DC/DC Converter With Current Doubler Synchronous Rectification Achieves 92% Efficiency“. Unitrode Integrated Circuit Corporation [15] Andreycak, Bill: „Phase Shifted, Zero Voltage Transition Desing Considerations and the UC3875 PWM Controller“. Texas Instruments Unitrode Data Book, Analog and Mixed-Signal; 2000 Seite 3-623 bis 3-636 [16] Andreycak, Bill: „Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion“. Texas Instruments Unitrode Data Book, Analog and Mixed-Signal; 2000 Seite 3-637 bis 3-663 [17] Bosch, Erich: „ Entwicklung und Aufbau einer bidirektionalen Leistungsendstufe für ein PV-System“. Technische Universität Berlin, 2000 Seiten 8 bis 23 [18] Mohan; Undeland; Robbins: Power Electronics: Converters, Applications, and Design 2nd edition – New York : Wiley, 1995 [19] Michel, Manfred: Leistungselektronik: Eine Einführung. - 1 Aufl. - Berlin; Heidelberg; New York: Springer, 1992 [20] Boehringer, Andreas: Das Kennlinienverfahren und seine Verwendung bei selbstan-passenden Gleichstromwandlern zum Anschluß an Energiedirektumformer – Habilitationsschrift – TH-Stuttgart: 1969 [21] Hirschmann, Walter; Hauenstein, Alfred: Schaltnetzteile: Konzepte, Bauelemente, Anwendungen. Siemens Aktiengesellschaft (Abt. Verl.) Berlin, München; 1990 [22] Mohan; Undeland; Robbins: Power Elecronics: Converters, Applications and Design; second edition. John Wiley & Sons Inc.: New York, Chichester, Brisbane, Toronto, Singapore, 1995 ISBN 0-471-58408- - 101 - [23] Sable, Dan M.; Lee, Fred C.; Cho, Bo H.: A Zero-Voltage-Switching Bidirectional Battery Charger/Discharger for the NASA EOS Satellite. IEEE 7th Applied Power Electronics Conference S. 614-621 IEEE, 1992 - 102 - 12 Abbildungsverzeichnis Abbildung 2-I Screenshot des Programmes „Solarmodule“ ________________________________ ________ 10 Abbildung 2-II PV-Generator parallel ________________________________ _________________________ 12 Abbildung 2-III PV-Generator in Mischverschaltung ________________________________ _____________ 12 Abbildung 2-IV Leistung und Strom als f(U Sol) ________________________________ __________________ 15 Abbildung 3-I Block Diagramm des Wechselrichters ________________________________ _____________ 17 Abbildung 4-I Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel________________________________ _ 21 Abbildung 4-II Halbbrücke mit Schaltentlastung durch Stromumkehr in der Drossel _____________________ 26 Abbildung 4-III Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ______________________ 28 Abbildung 4-IV Normalisierter Ausgangsstromrippel als f(D) ________________________________ ______ 29 Abbildung 4-V Normalierter Eingangsstromrippel als f(D)________________________________ _________ 30 Abbildung 4-VI Simulation der Stromwelligkeit bei 4 überlagerten Teilmodulen ________________________ 31 Abbildung 5-I String Wechselrichter B6 ________________________________ _______________________ 37 Abbildung 5-II Hochsetzsteller B6 ________________________________ ____________________________ 39 Abbildung 5-III Sperrwandler mit B6 ________________________________ _________________________ 40 Abbildung 5-IV Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit ________________________________ __ 42 Abbildung 5-V Definition des Tastverhältnisses ________________________________ _________________ 43 Abbildung 5-VI Spannungs- und Stromverläufe Topologie (4) ________________________________ ______ 44 Abbildung 5-VII Schaltungen für bidirektionale Schalter ________________________________ __________ 46 Abbildung 5-VIII Vollbrücke mit Halbbrücke als Stromverdoppler ________________________________ ___ 48 Abbildung 5-IX Trafospannung und Schaltzustände ________________________________ ______________ 49 Abbildung 5-X Spannungs- und Stromverläufe Vollbrücke + Stromverdoppler _________________________ 53 Abbildung 5-XI Vollbrücke mit Halbbrücke als Spannungsverdoppler ________________________________ 54 Abbildung 5-XII Trafospannung und Schaltzustände________________________________ ______________ 55 Abbildung 5-XIII Spannungs- Stromverläufe Vollbrücke+Spannungsverdoppler ________________________ 56 Abbildung 5-XIV Schaltbild „Hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionale r Ausgangsvollbrücke“ ________________________________ ________________________________ _______________________ 58 Abbildung 5-XV Strom und Spannungen des Wechselrichters ________________________________ _______ 59 Abbildung 5-XVI Hochfrequent schaltend Leistungsstufe mit Potentialtrennung ________________________ 61 Abbildung 6-I Simulationsmodell ________________________________ _____________________________ 68 Abbildung 6-II Sperrwandler für Blindleistungsbetrieb ________________________________ ____________ 69 Abbildung 6-III Eingangsstufe ________________________________ _______________________________ 70 Abbildung 6-IV Ausgangsstufe ________________________________ _______________________________ 75 Abbildung 6-V Primärseitiger Strom und Spannung im HF-Trafo ________________________________ ___ 77 Abbildung 6-VI Trafospannung und -strom sekundärseitig ________________________________ _________ 77 Abbildung 6-VII Kommutierung des Stromes von S1 nach S2 ________________________________ _______ 78 Abbildung 6-VIII Kommutierung der rechten Halbbrücke von S3 nach S4 _____________________________ 79 Abbildung 6-IX Sekundärspannung und -strom bei 0.76 ms ________________________________ ________ 80 Abbildung 6-X Sekundärspannung und –strom bei 4.76 ms ________________________________ _________ 80 Abbildung 6-XI Strom in einem Schalter des Polwenders bei 5ms ________________________________ ___ 81 - 103 Abbildung 6-XII Strom in einem Schalter des Polwenders bei 9.5ms ________________________________ _ 81 Abbildung 6-XIII Strom in einem Transistor des Polwenders über 21ms ______________________________ 82 Abbildung 6-XIV Netzstrom nach der Polwendung und Tiefpassfilterung ______________________________ 82 Abbildung 7-I Block Diagramm Steuer + Regelmodul ________________________________ ____________ 84 Abbildung 7-II Block Diagramm des Steuermodules ________________________________ ______________ 85 Abbildung 7-III Blockschaltbild des Regelmodules ________________________________ _______________ 87 Abbildung 8-II Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 50V Eingangsspannung ________________________________ ________________________________ _______________________ 90 Abbildung 8-III Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 100V Eingangsspannung ________________________________ ________________________________ _______________________ 90 Abbildung 8-IV Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 150V Eingangsspannung ________________________________ ________________________________ _______ 91 Abbildung 8-V Wirkungsgradmessung an einem Leistungsmodul mit IXFK90N20 ____________________ 92 Abbildung 9-I Gehäusestudie von vorn ________________________________ _______________________ 94 Abbildung 9-II Geöffnetes Gehäuse ________________________________ ___________________________ 95 Abbildung 9-III Gehäuseansicht von hinten ________________________________ _____________________ 95 Abbildung 9-IV Wechselrichteransicht unter einem 80W Solon-Modul________________________________ 96 Abbildung 9-V Wechselrichteransicht bei Wandmontage ________________________________ __________ 97 Abbildung 9-VI Anschlußbereich mit angeschlossenen Verbindungsleitungen __________________________ 97 - 104 - 13 Tabellen Tabelle 2-I Übersicht möglicher Modulkonfigurationen ________________________________ ___________ 13 Tabelle 5-I Schaltzustände ________________________________ ________________________________ __ 49 Tabelle 5-II Schaltzustände ________________________________ ________________________________ _ 55 Tabelle 5-III Übersicht Vor- und Nachteile der Topologien ________________________________ ________ 64 Tabelle 5-IV Überblick der verschiedenen Topologien ________________________________ ____________ 65 Tabelle 7-I Codierung der Zustandsanzeigen ________________________________ ___________________ 86 Tabelle 8-I Effektive primäre Trafoströme von P rel und Uein ________________________________ ________ 89
