Dreiphasiger PV-Wechselrichter kleiner Leistung

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Dreiphasiger PV-Wechselrichter
kleiner Leistung
Entwicklung eines dreiphasig einspeisenden Wechselrichters für
Photovoltaikanlagen kleiner Leistung
Abschlußbericht
Gefördert durch das Bundesministerium für Wirtschaft und Technologie
Förderkennzeichen: 0329842G
Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt bei dem Projektleiter.
Wuseltronik Forschung & Entwicklung; Erich Bosch, Martin Sauter GbR.
Paul-Lincke-Ufer 41 10999 Berlin
Entwicklung eines dreiphasig einspeisenden
Wechselrichters für Photovoltaikanlagen kleiner
Leistung
Dieses Entwicklungsvorhaben wurde mit Mitteln des Bundesministerums
für Wirtschaft und Technologie gefördert
FuE-Vorhaben Nr. 0329842G
Abschlußbericht
Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt bei dem Projektleiter.
Laufzeit des Projektes:
01.07.1999 – 28.02.2001
Berichtszeitraum:
01.07.1999 – 28.02.2001
Projektleitung:
Dipl.-Ing. Erich Bosch
Beiträge:
Dipl.-Ing. Peter Fischer
Dipl.-Ing. (FH) Martin Sauter
Dipl.-Ing. (FH) Amiram Roth-Deblon
Bearbeitendes Unternehmen:
Wuseltronik Forschung & Entwicklung, Erich Bosch, Martin Sauter GbR.
Paul-Lincke-Ufer 41 10999 Berlin
Tel: 030/61 850 71 Fax: 030/61 850 75
www.wuseltronik.com
Berlin, August 2000
-I-
Akronyme und Abkürzungen
Akronym
oder Bedeutung
Einheit
Abkürzung
a-Si
Amorphes Silizium (Dünnschichtzellen)
CIS
Kupfer Indium Diselenid (Dünnschichtzellen)
CdTe
Cadmium Tellurid (Dünnschichtzellen)
D
Tastverhältnis
DfE
Design for Environment
EMV
Elektromagnetische Verträglichkeit
f
Frequenz
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
IAC
Wechselstrom auf der Ausgangseite des Wechselrichters A
IDC
Gleichtrom auf der Solarseite des Wechselrichters
A
IF
Vorwärtsstrom einer Diode
A
IL
Strom durch eine Spule
A
IMPP
Stom im Punkt maximaler Leistung
A
IR
Reverse current Rückwärtsstrom einer Diode
A
ISC
Kurzschlußstrom einer Solarzelle, oder Panels oder Gen. A
ISol
Solarstrom
IT (ITsek oder ITpri) Strom auf einer Seite eines Transformators
Hz
A
A
MOSFET
Metalloxid-Feldeffekt Transistor
MPP
Maximum Power Point
n
Übersetzungsverhältnis eines Transformators
P
Leistung
W
PAC
Leistung auf der Netzseite des Wechselrichters
W
PAuf
Leistung ab der der Wechselrichter aufs Netz schaltet
W
- II -
PDC
Leistung auf der Solarseite des Wechselrichters
W
PGenerator
Leistung eines Solargenerators
W
PN
Nennleistung
W
Pspice
Simulationssoftware für elektrische Netzwerke
PU
Polyurethane (Kunststoff)
PV (Ein/Aus)
Verlustleistung (Eingangs- bzw. Ausgangsstufe)
PWM
Pulse-Weiten-Modulation
REin
Widerstand der Eingangsstufe
Ω
RAus
Widerstand der Ausgangsstufe
Ω
T
Periodendauer
s
tEin
Einschaltdauer
s
UMPP
Spannung am Punkt Maximaler Leistung
V
UMPP+60°
Spannung bei 60°C am Punkt Maximaler Leistung
V
UOC
Leerlaufspannung
V
UOC-10°
Leerlaufspannung bei –10°C
V
USol
Solarspannung
V
UV
Verlustspannung
V
VU
Spannungsverstärkungsfaktor
Wp
Watt Peak Leistung (Angabe der Solarmaximalleistung)
ZCS oder ZCT
Zero current switching or transition (Schaltentlastung)
ZVS oder ZVT
Zero voltage switching or transition (Schaltentlastung)
^
Maximalwert
ϕ
Phasenverschiebungswinkel
cos ϕ
Leistungsfaktor
η
Wirkungsgrad
∆
Differenz
W
W
°
- III -
Inhaltsverzeichnis
Akronyme und Abkürzungen
I
Inhaltsverzeichnis
III
Einleitung
1
1
3
Strategien zur Umsetzung der Entwicklungsziele
1.1 Verbesserung der Netzqualität und der MPP-Anpassung.......................... 3
1.2 Kostenreduktion ......................................................................................... 3
1.3 Lebensdauerverlängerung ......................................................................... 4
1.4 Servicefreundliches und recyclinggerechtes Design .................................. 5
2
1.4.1
Problemstoffe in elektronischen Geräten....................................... 5
1.4.2
Richtlinien für ein recyclinggerechtes Design ................................ 6
Anforderungen an den Wechselrichter
8
2.1 Leistungs-und Netzdaten ........................................................................... 8
2.2 Datengrundlage.......................................................................................... 9
2.2.1
Datenbankbasiertes Projektierungswerkzeug ............................... 9
2.3 Solarzellentechnologien ........................................................................... 11
2.4 Konfigurationen verschiedener Solargeneratoren .................................... 12
2.5 Spezifikationen......................................................................................... 16
3
Konzeptioneller Aufbau des Wechselrichters
17
3.1 Gesamtkonzept ........................................................................................ 17
3.2 Eingangsfilter ........................................................................................... 18
3.3 DC/DC-Steller .......................................................................................... 18
3.4 Wechselrichtermodule.............................................................................. 18
3.5 Steuerungs- und Regelmodul .................................................................. 19
- IV -
4
Schaltungskonzepte DC/DC-Steller
20
4.1 Bewertungskriterien für die Leistungselektronik ....................................... 20
4.2 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel ........................... 21
4.2.1
Funktionsbeschreibung der Schaltung ........................................ 21
4.2.2
Wirkungsgradabschätzung .......................................................... 22
4.3 Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ........................... 25
4.3.1
Funktionsbeschreibung der Schaltung ........................................ 25
4.3.2
Bewertung der einphasigen Schaltung ........................................ 27
4.4 Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ........ 28
4.4.1
Konfiguration der vierphasigen Schaltung ................................... 28
4.4.2
Wirkungsgradabschätzung .......................................................... 31
4.5 Auswahl des Schaltungskonzepts............................................................ 36
5
Schaltungskonzepte Wechselrichtermodul
37
5.1 String-Wechselrichter in B6 Schaltung (1) ............................................... 37
5.2 Hochsetzsteller mit B6 Brücke (2) ............................................................ 39
Sperrwandler mit HF-Trafo und B6 Brücke (3) ................................................. 40
5.4 Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit spannungsverdoppler
Gleichrichter (4) ................................................................................................ 42
5.4.1
Funktionsweise allgemein ........................................................... 42
5.4.2
Schaltentlastender Betrieb .......................................................... 45
5.5 Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit stromverdoppelnder
Halbbrücke (5) .................................................................................................. 48
5.6 Einphasige
hochfrequent
schaltende
Vollbrücke
mit
spannungsverdoppelnder Halbbrücke (6)......................................................... 54
5.7 Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler
Ausgangsvollbrücke (7) .................................................................................... 58
Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit Potentialtrennung und
Doppelbrücke (8) .............................................................................................. 61
-V-
5.9 Vergleich der verschiedenen Topologien ................................................. 63
6
Modellierung und Simulation der ausgewählten Topologie
68
6.1 Modell der Gesamtschaltung ................................................................... 68
6.2 Sperrwandler zur Blindleistungsübertragung (Flyback)............................ 69
6.3 Modell der Eingangsstufe (Vollbrücke)..................................................... 70
6.4 Modell der Ausgangsstufe (bidirektionale Vollbrücke).............................. 74
6.5 Simulationsergebnisse ............................................................................. 76
7
6.5.1
Zeitverläufe der Trafospannung und des Trafostroms................. 76
6.5.2
Kommutierung auf der Primärseite.............................................. 78
6.5.3
Ströme und Spannungen im Ausgangskreis ............................... 80
Betriebsführung
84
7.1 Aufbau des Steuer- und Regelmodules ................................................... 84
7.2 Steuermodul............................................................................................. 85
7.3 Regelmodul .............................................................................................. 87
8
Wirkungsgradmessungen
88
8.1 Wirkungsgradmessung eines einphasigen Wechselrichtermoduls .......... 88
9
Platinen und Gehäusedesign
93
9.1 Platinen .................................................................................................... 93
9.2 Gehäusedesign ........................................................................................ 93
10
Zusammenfassung und Ausblick
98
11
Literaturverzeichnis
99
12
Abbildungsverzeichnis
102
13
Tabellen
104
-1-
Einleitung
Das in diesem Abschlußbericht dokumentierte Projekt befaßte sich mit der Entwicklung eines 3-phasigen Wechselrichters für Photovoltaikanlagen in Netzparallelbetrieb
für Leistungen im Bereich von 1kW AC.
Motivation
Bisher am Markt befindliche Wechselrichter dieser Leistungsklasse speisen lediglich
1-phasig ein. Um eine symmetrische Einspeisung in das öffentliche Netz zu ermöglichen ist ein 3-phasiges Wechselrichtersystem nötig. Außerdem sollte wie in dem
Projektantrag beschrieben eine Kostenreduktion von 20% bis 30% erzielt werden.
Um die Kosteneinsparungspotentiale von PV-Systemen auszubauen ist es darüber
hinaus notwendig die Lebensdauer der Systemtechnik, also insbesondere der Wechselrichter, stärker an die Lebensdauer der Solarmodule (ca. 25 Jahre) anzunähern.
Da es sich bei diesem Projekt um eine Neuentwicklung handelte war ein zentraler
Bestandteil die konsequente Umsetzung eines recyclinggerechten Designs.
Die Gründe für die Neuentwicklung eines neuen 3-phasigen Wechselrichters im
Überblick:
Ø Symmetrische Netzeinspeisung in alle 3-Phasen des Versorgungsnetzes
Ø Verbesserung der MPP-Anpassung durch Vermeidung des 100Hz Rippels der
Leistung auf der Solarseite.
Ø Kostenreduktion um 20%-30%
Ø Lebensdauerverlängerung
Ø Servicegerechtes Design
Ø Recyclinggerechtes Design
Voraussetzungen
Bei der Entwicklung dieses Wechselrichters handelte es sich um eine vollständige
Neuentwicklung, bei der auf keine bisher bestehende Hard- oder Software zurückgegriffen werden konnte.
-2-
Planung und Ablauf des Vorhabens
Zur Entwicklung des Wechselrichters wurden folgende Schritte durchgeführt:
Ø Ermittlung der passenden Verschaltungstechnik des PV-Generators und der daraus resultierenden Systemspannungen und –ströme.
Ø Festlegung der Spezifikation des Wechselrichters
Ø Vergleich möglicher Schaltungstopologien
Ø Simulation der ausgewählten Topologie
Ø Entwicklung des modularen Systemkonzeptes
Ø Aufbau und Test der Leistungselektronik
Ø Aufbau und Test der Steuerungs- und Regelungstechnik
Ø Integration der Einzelbaugruppen zum Gerät
Eine detaillierte Beschreibung der einzelnen Arbeitsschritte folgt in den nächsten Kapiteln.
Literatur (siehe auch Literaturverzeichnis im Anhang)
Zur Entwicklung eines geeigneten Schaltungskonzeptes wurde die einschlägige
Fachliteratur für Leistungselektronik sowie aktuelle Veröffentlichungen verwendet.
Als Berechnungsgrundlage zur Ermittlung der Lebensdauer und zu deren Optimierung dienten die MIL-HNBK-217F MIL-HDBK-217F Normen [1] und [2].
Hierbei flossen die Erkenntnisse der VDI Richtlinie 2243 „recyclinggerechte Konstruktion“ in die Entwicklung ein.
-3-
1
Strategien zur Umsetzung der Entwicklungsziele
Der zentrale Ansatz zur Realisation der geforderten Entwicklungsziele ist das
3-phasige Wechselrichterkonzept. In den folgenden Unterpunkten wird auf die Umsetzung der einzelnen Entwicklungsziele mit Hilfe dieses Konzeptes eingegangen.
1.1
Verbesserung der Netzqualität und der MPP-Anpassung
Im Gegensatz zum 1-phasigen Wechselrichterkonzept ermöglicht eine 3-phasige Topologie, eine symmetrische Netzeinspeisung auf alle 3 Phasen. Durch das 3-phasige
Konzept wird über eine Netzperiode eine zeitlich konstante Leistung in das Versorgungsnetz eingespeist, dadurch wird auch auf der Solarseite eine zeitlich konstante
Leistung entnommen. Der durch die pulsierende Leistung bei einphasiger Einspeisung entstehende 100Hz Rippel auf der Solarseite wird so konzeptionell vermieden
und muß nicht durch kapazitve Energiespeicher (Elkos) auf ein verträgliches Maß
gesiebt werden. Deshalb ist die MPP-Anpassung nur noch von dem gewählten Verfahren des Mpp-Trackings und nicht mehr vom Materialeinsatz abhängig.
1.2
Kostenreduktion
Die in der Einleitung definierten Kosteneinsparungen von 20%-30% lassen sich mit
Hilfe mehrerer Ansätze realisieren. Einer davon ist das man die Größe der Speicherund Glättungsdrosseln verringert. Dies läßt sich über eine Erhöhung der Schaltfrequenz (100kHz-500kHz) der Leistungshalbleiter erreichen. Um die notwendigen hohen Schaltfrequenzen zu erzielen ohne erhebliche Schaltverluste zu verursachen
wird ein schaltentlastetes Konzept benötigt. Weiteres Einsparungspotential besteht in
der Möglichkeit die galvanische Trennung zwischen DC und AC Seite ohne einen
NF-Ringkerntrafo zu realisieren.
Darüber hinaus bietet die 3-phasige Ausführung die Möglichkeit auf die Elektrolytkondensatoren als Eingangszwischenspeicher zu verzichten, da die abgegebene
Leistung im Idealfall konstant ist. Hier können statt der üblicherweise verwendeten
hochkapazitiven Elektrolytkondensatoren wesentlich kleinere Folienkondensatoren
zum Einsatz kommen.
-4-
Zusammenfassend lassen sich die wichtigsten Kosteneinsparungspotentiale definieren:
I.
Verzicht auf einen NF-Ringkerntrafo bei gleichzeitiger Beibehaltung der galvanischen Trennung.
II.
Hochfrequenter Betrieb (100kHz-500kHz) der Leistungshalbleiter mit einer
schaltentlastend arbeitenden Schaltungstopologie.
III.
Verzicht auf große Zwischenkreiskondensatoren (Elektrolytkondensatoren)
aufgrund der über mehrer Netzperioden konstanten Leistungsaufnahme bzw. abgabe.
1.3
Lebensdauerverlängerung
Da die Lebensdauer eines Gerätes durch die Bauelemente mit der geringsten Lebensdauer bestimmt wird ist der erste Ansatz der Verzicht oder die Substitution dieser Bauelemente. In diesem Fall sind die Elektrolytkondensatoren, die als Zwischenkreisfilter fungieren, der limitierende Faktor. Im Gegensatz zu den meisten in einem
Wechselrichter verwendeten Leistungsbauteile (Halbleiter, Drosseln) ist die Lebensdauer der Elektrolytkondensatoren nicht nur von der elektrischen Belastung abhängig, sondern auch von dem physikalisch-chemischen Aufbau dieser Kondensatoren.
Der flüssige Elektrolyt in den Kondensatoren trocknet mit der Zeit aus, dies führt abhängig von den Umgebungs- und den elektrischen Betriebsparametern zu einem
kontinuierlichen Kapazitätsverlust. Dieser Vorgang führt im Anfangsstadium meist
nicht zum Ausfall des Gerätes sondern zu einer Degradation der Mpp-Anpassung
und somit zur Verringerung des Systemwirkungsgrades, die meist erst sehr spät bemerkt wird.
Aufgrund der 3-phasigen Topologie kann wie in vorigem Punkt gezeigt auf die Elektrolytkondensatoren verzichtet werden. Damit ist bereits ein essentieller Schritt zur
Verlängerung der Lebensdauer bei gleichbleibenden Wechselrichtereigenschaften
getan.
Weitere Optimierungsmöglichkeiten ergeben sich bei Anwendung der Normen MILHDBK-217F [1] und MIL-HNBK-217F [2], mit deren Hilfe sich die theoretische Lebensdauer eines elektrischen Gerätes ermitteln läßt. Bereits bei der Ermittlung der
-5-
Lebensdauer wird sichtbar wo die Schwachstellen des Gerätes liegen und es lassen
sich dann Strategien zur Optimierung entwickeln.
1.4
Servicefreundliches und recyclinggerechtes Design
Da davon auszugehen ist, daß für elektronische Geräte in Deutschland in naher Zukunft einer Rücknahmepflicht seitens der Hersteller besteht, war eine essentielle
Aufgabe dieses Projektes die Berücksichtigung der Aspekte eines recyclinggerechten
und servicefreundlichen Designs (Design for Environment DfE). Wenn im folgenden
von recyclinggerechtem Design gesprochen wird, ist immer auch Servicefreundlichkeit impliziert, da z. B. ein einfaches Zerlegen eines Gerätes in Teilbaugruppen sowohl für den Service vor Ort als auch für ein späteres Recycling von großer Bedeutung ist.
1.4.1 Problemstoffe in elektronischen Geräten
Komplexe elektronische Geräte wie sie heute Standard sind, bieten nur minimale
Recyclingmöglichkeiten, während sie gleichzeitig sehr problematische Inhaltsstoffe
enthalten. Die Hauptverursacher dieser Problematik sind die Flachbaugruppen (bestückte Leiterplatten) die nach Ende der Lebensdauer als Elektronikschrott anfallen.
„Diese Flachbaugruppen bestehen zu 30%-50% aus duromeren Kunststoffen, die als
nicht recyclingfähig gelten. Zudem werden in der Elektronik vielfach Polyurethane
(PU) und Epoxidharze als Vergußmassen eingesetzt, beispielsweise bei Printtrafos
und Drosseln, die nicht nur beim Materialrecycling Probleme bereiten, sondern bereits bei der Herstellung die Umwelt schädigen können“ [6] Seite 46. Bei der Produktion von PU werden Diisocyanat und Formaldehyd eingesetzt. Für die Herstellung
von Diisocyanat wiederum wird der Problemstoff Phosgen benötigt. „Weiterhin bereiten die organischen Halogenverbindungen (Tetrabrombisphenol A) oder das
krebserzeugende Antimontrioxid Probleme. Diese Stoffe werden in die Basismaterialien und Vergußmassen als Flammschutzmittel eingebracht und können beim thermischen Recycling bewirken, das Furane beziehungsweise Dioxine enstehen“ [6] Seite
46.
-6-
1.4.2 Richtlinien für ein recyclinggerechtes Design
Grundsätzlich läßt sich recyclinggerechtes Design in drei zu berücksichtigende
Punkte aufteilen:
I.
Vermeidung von Problemstoffen
II.
Umweltgerechte Werkstoffauswahl (u.a. Primärenergiebedarfsreduzierung)
III.
Service- und demontagegerechte Konstruktion
Zu Punkt I:
Die Vermeidung von Problemstoffen wie sie innerhalb der vorherigen Überschrift beschrieben wurden läßt sich zum einen mit dem Verzicht auf bestimmte Bauelemente
und durch Substitution bedenklicher Materialien erzielen. Bei letzterem sollten wo
immer möglich als Ersatzwerkstoffe Materialien aus nachwachsenden Rohstoffen
verwendet werden. So gibt es bereits Biopolymere die zum Beispiel einen geringeren
Primärenergiebedarf während der Herstellung besitzen als die bisher verwendeten
Kunststoffe auf Erdölbasis. Darüber hinaus sind solche Biopolymer-Vergußmassen
als CO2 neutral anzusehen. Die Inhaltsstoffe bestehen zum Beispiel aus Soyapolyole
und Vielfachzuckern (Maisstärke). Das heißt Ihre biologische Verträglichkeit ist
ebenfalls gewährleistet. Mit diesen Vergußmassen werden die mechanischen die
elektrischen und die Flammschutzanforderungen der Elektronik erfüllt. Letzteres wird
durch Zusatz von mineralischen Zuschlagstoffen erzielt. Zusammenfassend kann
festgestellt werden, daß Alternativen für viele Problemstoffe im Elektronikbereich
vorhanden sind. Es sind also nicht technische Probleme die den Serieneinsatz von
neuen umweltverträglichen Werkstoffen verhindern sondern eher Akzeptanzhemmnisse seitens der Komponentenhersteller.
Zu Punkt II:
Dieser Punkt ist separat aufgeführt, da außer der biologischen Ungefährlichkeit auch
darauf geachtet werden muß, daß bei der Werkstoffauswahl der Primärenergiebedarf
berücksichtigt wird. Das heißt es sollen Werkstoffe bevorzugt werden bei deren Herstellung und Verarbeitung ein möglichst geringer Primärenergiebedarf besteht. Au-
-7-
ßerdem ist darauf zu achten, daß möglichst langlebige Komponenten zum Einsatz
kommen. Diese gewährleisten die Möglichkeit eines hohen Anteils von Produktrecycling1 und verringern das Abfallaufkommen insgesamt.
Zu Punkt III:
Dieser Punkt stellt die eigentliche Herausforderung für die Entwickler von elektronischen Baugruppen dar. Von Beginn des Entwicklungsprozesses an ist zu berücksichtigen daß das Gerät am Ende seiner Lebensdauer möglichst komplett demontiert
und einem Produktrecycling 1 zugeführt werden soll. Teile die nicht wiederverwertet
werden können, sollen dem Wertstoffkreislauf durch Materialrecycling2 zugeführt
werden. Neben den Erfordernissen für das Recycling ist ein zentraler Bestandteil des
recyclinggerechten Designs ein konstruktiver Aufbau der einen einfachen „vor Ort
Service“ durch eine Elektrofachkraft ermöglicht. Einzelne defekte Baugruppen sollen
ohne weiteres ausgetauscht werden können. Kalibrationen oder andere komplexe
Reparaturerfordernisse die beim Hersteller zu erfolgen haben, müssen durch eine
entsprechende Konstruktion minimiert oder besser ausgeschlossen werden. Aus diesen Anforderungen lassen sich folgende Richtlinien für ein recyclinggerechte Konstruktion ableiten:
•
Minimierung der Werkstoffvielfalt
•
Modularität der Baugruppen (einfacher Service)
•
Einfache Demontage
•
Möglichkeit einer Separation nach Werkstoffen nach der Demontage
•
Minimierung von Baugruppen mit hohem Verschleiß (Lüfter etc.)
1
Recyclingmethode bei der funktionsfähige Einheiten wiederverwertet werden. Methode mit der höchsten Wertschöpfung innerhalb der Recyclingtechniken.
2
= Recyclingmethode bei der das Recyclingmaterial in seine Grundmaterialien getrennt wird und am
Ende recyceltes Rohmaterial (z.B. Glas) wiedergewonnen wird.
-8-
2
Anforderungen an den Wechselrichter
Die an den Wechselrichter gestellten Anforderungen ergeben sich zum einen aus
den in der Einleitung genannten Forderungen an eine Neuentwicklung sowie aus den
Bedingungen für den Netzparallelbetrieb von Eigenerzeugungsanlagen (VDEW
Richtlinie [7], DIN IEC 38 und die Normen für den Gehalt an Oberschwingungen [8]).
Eine weitere essentielle Spezifikationsgöße ist der Klimabereich in dem der Wechselrichter arbeiten können muß.
2.1
Leistungs-und Netzdaten
Ø Maximale Eingangsleistung PDC
Ø Ausgangsnennleistung PAC
Ø Ausgangsspannung UNetz ± ∆UNetz
Ø Ausgangsfrequenz fNetz ± ∆fNetz
Ø Maximale Phasenwinkeldifferenz 1 ∆ϕ
1,2kWp
1kW AC
400V/230V ± 10%
50Hz ± 0,5Hz
± 10°
Wie aus den Spezifikationen klar erkennbar ist wird der Wechselrichter für die europäische Spannungs- und Frequenzebene entwickelt. Über diese Parameter hinaus
sind folgende Bedingungen für eine Netzaufschaltung zu erfüllen:
Ø Die Schaltorgane müssen innerhalb von 5s nach Unterbrechung der Netzleitung
zum Versorgungstransformator die Einspeisung des Wechselrichters ins Netz
trennen (Verhinderung einer Inselnetzbildung)
Ø Spannungsteigerungs und –rückgangsschutz muss bei UN –15%/+10% innerhalb
von 0,2s eine Netztrennung bewirken
Ø Frequenzsteigerungs und –rückgangsschutz muss bei einer Frequenzabweichung
von ±0,5Hz innerhalb von 1s zur Netztrennung führen
Zwei weitere wesentliche Größen sind bisher nicht aufgeführt; die Eingangsspannung
UDC ± ∆UDC und der Eingangsstrom IDC ± ∆IDC.
-9-
Dies hat den Grund das zuerst definiert werden muß für welche Solargeneratoren der
Wechselrichter in erster Linie konzipiert werden soll. Dazu ist es notwendig eine Recherche über die aktuelle Marktsituation und eine Prognose über die künftige Entwicklung von Solargeneratoren zu erstellen.
2.2
Datengrundlage
Um die in der Recherche gesammelten Daten übersichtlich aufzubereiten und auch
außerhalb dieser Recherche sinnvoll nutzen zu können wurde im Rahmen des Forschungsprojektes ein datenbankbasiertes Projektierungsprogramm für Solaranlagen
erstellt. Dies erwies sich als sehr hilfreich, da es eine große Anzahl von Solarmodulherstellern und dementsprechend eine wesentlich größere Zahl von verschiedenen
Modultypen gibt.
2.2.1 Datenbankbasiertes Projektierungswerkzeug
Wie bereits erwähnt, wurde innerhalb dieses Projektes ein datenbakbasiertes Projektierungswerkzeug erstellt in dem die Kenndaten von Solarmodulen gespeichert und
übersichtlich dargestellt werden. Mit Hilfe dieses Werkzeuges sollten dann die Parameter der Eingangsstufe des Wechselrichters UDC und IDC bestimmt werden. Das
Programm „Solarmodule“, das in diesem Rahmen entwickelt wurde, besteht aus einer Datenbank in der die Solarmodule nach Herstellern sortiert sind. Jeder Datensatz
enthält alle wichtigen Informationen über das jeweilige Modul, so zum Beispiel die
Nennleistung, die MPP-Spannung, den Strom im MPP und die Leerlaufspannung bei
–10°C eines Modules. Welche Moduldaten das Programm außerdem anzeigt ist auf
der nächsten Seite mit einem Screenshot der Ein/Ausgabemaske dargestellt. Eine
weitere Funktion des Programmes besteht in der Berechnung zusätzlicher Modulparameter die zur Projektierung einer PV-Anlage notwendig sind. So zum Beispiel die
Leerlaufspannung des Generators UOC bei –10° und die MPP-Spannung UMPP bei
+60°. Desweiteren schlägt das Programm eine Generatorkonfiguration für bestimmte
Wechselrichterparameter (PN, UDC, IDC) vor.
- 10 -
Abbildung 2-I Screenshot des Programmes „Solarmodule“
Ausgangspunkt für die Recherche waren die Marktanalysen von Armin Räuber
„Weltweite Perspektiven der Photovoltaik“ 1999
[9] und Wolfram Wettling
„Die PV-Szene Heute – Technologie, Industrie, Markt“ 2001 [10].
Anhand der gesammelten Daten war es nun möglich für bestimmte Modulkonfigurationen typische Generatorspannungen und Ströme zu bestimmen. Die maximale Leistung der Beispielkonfigurationen ist wie in Punkt 2.1 dargestellt auf 1,2kWp festgelegt. Bevor jedoch eine Auswahl der möglichen Gerneratorkonfigurationen möglich ist
müssen die verschiedenen Technologien von PV-Modulen beschrieben werden.
- 11 -
2.3
Solarzellentechnologien
Die zur Zeit am Markt befindlichen Solarzellentechnologien lassen sich grundsätzlich
in zwei Gruppen aufteilen:
I.
Zellen aus kristallinem Silizium
II.
Dünnschichtzellen
Zu Punkt I:
Bei dieser Art von Zellen wird zwischen monokristallinem und multi- oder polykristallinem Silizium unterschieden. Module die aus Zellen eines dieser beiden Materialien
bestehen haben vergleichbare Modulspannungen. Diese liegen im Bereich von ca.
10V bis ca. 60V. Auch die Ströme sind vergleichbar. Da hier die Größen Eingangsspannung und Strom des Wechselrichters definiert werden sollen, können die kristallinen Zellen als eine Gruppe angesehen werden. Der Markanteil von Zellen aus kristallinem Silizium liegt heute nach wie vor weltweit bei über 80%. und wird auch in
absehbarer Zukunft dominierend bleiben.
Zu Punkt II:
Bei Solarmodulen aus Dünnschichtzellen unterscheidet man zwischen Zellen aus
amorphem Silizum (a-Si), aus Cadmiumtellurid (CdTe) oder aus Kupfer Indium Diselenid (CIS). Bei diesen Technologien wird das halbleitende Material in der Regel auf
ein Substrat aufgedampft. So soll eine kostengünstige Produktion ermöglicht werden.
Die Wirkungsgrade liegen zur Zeit bei Serienmodulen zwischen 9% und 11%. Damit
wird zwar eine größere Fläche benötigt als mit kristallinen Zellen, aber dafür ist der
Herstellungspreis pro Wp geringer. Neben fertigungstechnischen Problemen bei allen
drei Materialien ist die Langzeitkonstanz des Wirkungsgrades von a-Si ein Problem.
Es wird allerdings davon ausgegangen das sich die Dünnschichttechnologie einen
festen Platz auf dem Solarmodulmarkt erobern kann. Die Ausgangsspannungen von
Modulen dieser Technologien liegen zwischen ca. 70V bis 150V und in Zukunft evtl.
noch höher.
- 12 -
2.4
Konfigurationen verschiedener Solargeneratoren
In der Tabelle auf der nächsten Seite sind Konfigurationen für Generatoren der
marktführenden Anbieter und für kooperierende Unternehmen angegeben.
Im Hinblick auf eine Kooperation mit der Firma Borsig Solar (Firma Antec, CdTeZellen) wurde besonderes Interesse auf Kompatibilität des Wechselrichters mit
Dünnschichtzellen (CdTe, CIS, a-Si) gelegt. Die fett gedruckten Parameter sind von
besonderem Interesse, da sie die Limitierungen des Wechselrichters bestimmen. Da
der Wechselrichter Modular aufgebaut sein wird kann der Eingangsspannungsbereich zu einem späteren Zeitpunkt durch eine Anpassung der Eingangsstufe variiert
werden. Außer dem aktuellen Überblick über die Marktsituation hinaus mußte die
voraussichtliche Marktentwicklung einbezogen werden. Die folgenden Zeichnungen
zeigen mögliche Generatorkonfigurationen. Die Zeichnungen sind stark vereinfacht
und enthalten weder Klemmenkästen noch jegliche Sicherheitseinrichtungen.
Wechselrichter
Sinus
Abbildung 2-II PV-Generator parallel
Wechselrichter
Sinus
Abbildung 2-III PV-Generator in Mischverschaltung
- 13 -
Modulparameter
Hersteller
Generatorparameter
Module
pro
Strang
PGenerator
UOC-10°C
in W
In V
24
1
1200
101,03
300
2
2
1200
14,9*
85
2
7
24,6
12,72
170
1
0,69
113,32
59,68
50
16,9
7,1
24,37
14,03
21
16,9
7,7
k.a.
21,8
17,3
4,17
21,7
17,5
21
13,3
UOC
UMPP
IMPP
UOC-10°C
UMPP+60°C
P
in V
in V
in A
in V
in V
in Wp
90
65
0,77
101,03
53,98
50
60
51,2
5,9
67,98
43,22
22,1
18
4,7
25
22,03
18
9,44
101
72
21,5
UMPP+60°
UMPP
IMPP
In V
in A
53,98
65
18,48
135,96
86,44
102,4
11,8
1190
175,3
104,5*
126
9,4
7
1190
172,2
89,4
126
9,44
24
1
1200
113,32
59,68
72
16,56
120
2
5
1200
121,85
70,15
84,5
14,2
k.a.
120
2
5
1216,8
<200
>50
84,5
15,4
24,43
14,68
72,2
2
8
1155,2
195,44
117,68
138
8,34
6,3
24,3
15,41
110
2
6
1210
130,2
92,46
105
12,6
17
5,9
23,5
14,98
100
2
6
1200
141
89,98
102
11,8
11,1
4,5
15,2
9,1*
50
2
12
1200
181,8
109,23
133,2
9
Stränge
C
In V
ANTEC
ATF 50
CdTe
ASE 300DG-FT/50
poly
BP Solar
BP585
BP Solar
BP5200
mo.
BP Solar
MST-50 aSi
Kyocera
KC 120-1
poly
Kyocera
PV-120
mono
Sharp
NT50A72E/
S mono
Siemens
SM110
mono
Siemens
M100 mono
Solarwerk
Solo 50W
Tabelle 2-I Übersicht möglicher Modulkonfigurationen
3
Bei 70°C
- 14 -
Aus dieser Tabelle wurden die Parameter UDC und IDC abgeleitet. Da mit sehr großer
Wahrscheinlichkeit davon ausgegangen werden kann, daß in den Regionen in denen
der Wechselrichter eingesetzt werden wird die Temperaturen der Module bei Sonnenschein nicht weit unterhalb von –10°C fallen werden ist eine Sicherheitsmarge
von ca. +5% auf die maximale Leerlaufspannung UOC-10°C ausreichend. Bei der unteren Spannungsbegrenzung die durch die MPP-Spannung bei +60°C definiert ist wird
ebenfalls eine Sicherheitsmarge von –5% eingerechnet.
UDCMax = 200V
UDCMin = 49V
Bei einer Sicherheitsmarge von 5% für den maximalen Strom aus Tabelle 2-I auf
Seite 13 ist der maximale Eingangsstrom IDCMax ≈ 19,5A. Als Eingangsmaximum wird
daher 20A festgelegt.
IDCMax = 20A
Eine untere Begrenzung gibt es bei dieser Größe nicht. Der Spannungwert bei diesem Strom und der Maximalleistung berechnet sich deshalb wie folgt:
U DC min =
PDCMax 1200W
=
= 60V
I DCMax
20 A
Bei Eingangsspannungen die oberhalb dieser Wertes liegen muß der Eingangsstrom
begrenzt werden damit die Maximalleistung nicht überschritten wird. Der Zusammenhang der beiden Eingangsparameter ist in Abbildung 2-IV Leistung und Strom als
f(USol) grafisch dargestellt.
Bei der Verschaltung der Module wurde darauf geachtet das kein Generatoranschlußkasten verwendet werden muß. Das heißt es darf maximal zwei Strings mit
mehr als einem Modul geben, oder beliebig viele direkt parallel verschaltete Module
(wenn der Modulhersteller dafür das Modul spezifiziert hat).
- 15 -
Um die Spezifikationen für die Neuentwicklung zu komplettieren werden noch die
folgenden Größen benötigt:
Ø Aufschaltleistung PAuf
Erzeugte Leistung ab der der Wechselrichter mit dem Netz verbunden wird und
Energie einspeist.
Ø Maximaler Ausgangsstrom IACMax
Maximal ins Netz eingespeister Strom
Ø Schutzklasse
Gehäuseschutz gegen Staub und Feuchtigkeit
Auf der nächsten Seite werden nochmals alle Spezifikationen des Wechselrichters
aufgeführt.
PSol
ISol
P
USol = 60V
ISol = 20A
PSol = 1200W
I = P/U
USol
Abbildung 2-IV Leistung und Strom als f(USol)
- 16 -
2.5
Spezifikationen
Netzparameter:
Ausgangsnennleistung:
PAC = 1kW AC
Ausgangsspannung:
UNetz ± ∆UNetz = 400V/230V ± 10%
Ausgangsfrequenz:
fNetz ± ∆fNetz = 50Hz ± 0,5Hz
Maximale Phasenwinkeldifferenz:
∆ϕ = ± 10°
Gleichspannungsparameter:
Maximale Eingangsleistung:
PDC = 1,2kWp
Eingangsspannungsbereich:
USol = 49V – 200V
Maximaler Eingangsstrom:
ISolMax = 20A
Allgemeine Anforderungen:
Netztrennung:
Schutztrennung DC zu AC - Seite
Temperaturüberwachung:
Leistungsreduktion bei Übertemperatur
anschließend Abschaltung
Statusanzeigen:
Gerät hat Netzverbindung = Grün (LED)
Gerät speist ein = Gelb (LED)
Betriebsfehler = Rot (LED)
Temperaturbereich:
-20° bis +45°C
Maximale Kühlkörpertemperatur:
70°C
Schutzklasse:
IP 54
- 17 -
3
Konzeptioneller Aufbau des Wechselrichters
Um ein recyclinggerechtes Design zu realisieren soll der Wechselrichter modular
aufgebaut werden. Im folgenden wird der geplante Aufbau des Wechselrichters und
die Funktionen der einzelnen Module wird beschrieben.
3.1
Gesamtkonzept
Der Wechselrichter läßt sich im ersten Schritt in die vier folgenden logischen Einheiten aufteilen:
Ø Eingangsfilter
Ø Optionaler DC/DC Steller
Ø Drei 1-phasige oder ein 3-phasiges Leistungsmodul
Ø Steuer- und Regelmodul
3-phasen Wechselrichter
Steuer- und Regelmodul
Steuerleitungen
A
Eingangsfilter
C
B
DC
AC
DC/DC Steller
Wechselrichtermodul
L1
L2
L3
N
Abbildung 3-I Block Diagramm des Wechselrichters
Im Falle der 3-phasigen Ausführung des Leistungsteiles ist lediglich ein Leistungsmodul vorhanden. Im folgenden werden die Funktionen der einzelnen Stufen beschrieben. Durch die Aufteilung in drei Leistungsmodule erzielt man einen positiven
- 18 -
Serieneffekt, da alle Bauteile in dreifacher Ausfertigung benötigt werden und man bei
der Fertigung die dreifache Menge an Baugruppen in Auftrag geben kann. Dies kann
unter Umständen signifikante Kostenvorteile freisetzen.
3.2
Eingangsfilter
Der Eingangsfilter sorgt dafür, dass keine Störungen vom Wechselrichter zum Solargenerator eingekoppelt werden. Darüber hinaus dient der Eingangsfilter als Speicher,
da selbst bei dem 3-phasigen Konzept die Leistungsabgabe des Wechselrichters
nicht völlig konstant ist.
3.3
DC/DC-Steller
Diese optionale Baugruppe soll implementiert werden um den Wechselrichter mit
kleinstmöglichem Bauteilaufwand an Variationen der Eingangsspannung anzupassen. Bei der Basiskonfiguration ist dieses Modul nicht implementiert. Allerdings wird
bereits bei dem Design des Wechselrichters eine Einbaumöglichkeit für diese Komponente vorgesehen.
3.4
Wechselrichtermodule
In diesem Schaltungsteil findet die komplette Wechselrichtung statt. Die DCSpannung wird hier zu einer 3-phasigen Wechselspannung transformiert. Im Falle
von 1-phasigen Modulen generieren die einzelnen Leistungsteile jeweils eine Phase
bei einem 3-phasigen Modul wird dies von einem Modul getan. Bei 1-phasigen Konzepten ist die Spannung innerhalb eines Leistungsteiles bezogen auf den Neutralleiter. Da die Leistungsteile aus mehreren komplexen Schaltungen bestehen ist es
sinnvoll diese Module nochmals in logische Einheiten aufzuteilen. Dies kann aber
erst geschehen, wenn ein Schaltungskonzept ausgewählt wurde.
- 19 -
3.5
Steuerungs- und Regelmodul
Innerhalb dieser logischen Einheit findet die gesamte Betriebsführung des Wechselrichters statt. Dieser Schaltungsteil läßt sich nochmals in zwei Untermodule aufteilen.
I.
Steuerungsteil
II.
Regelungsteil
Zu I:
Diese Einheit übernimmt die sicherheitstechnischen Aufgaben der Netz- und Generatorüberwachung und sorgt dafür, dass der Wechselrichter nur dann ins Netz einspeist, wenn alle Parameter innerhalb ihrer Toleranzen liegen. Er initiiert die Freischaltung im Fehlerfall und startet die Netzaufschaltung sobald der Solargenerator
die Mindesteinspeiseleistung erzeugt.
Zu II:
Das Regelmodul sorgt dafür, daß der Solargenerator wann immer möglich in seinem
optimalen Arbeitspunkt betrieben wird. Das heißt er übernimmt die Aufgabe des
MPP-Trackings. Als Ausgangsgrößen werden hier die Augenblickssollwerte der einzelnen Phasenströme generiert.
Eine detailliertere Beschreibung der Funktionsweise der einzelnen Module wird später bei dem jeweiligen Design angegeben.
- 20 -
4
4.1
Schaltungskonzepte DC/DC-Steller
Bewertungskriterien für die Leistungselektronik
Der DC/DC-Wandler soll zwei Spannungsquellen unterschiedlicher Quellenspannung
miteinander koppeln. Um eine gute Ausnutzung der verwendeten Bauteile und somit
einen hohen Wirkungsgrad zu gewährleisten, soll hier das Übersetzungsverhältnis
maximal zwei betragen.
Um einen Vergleich mehrerer Konzepte durchführen zu können, müssen zuerst Kriterien festgelegt werden, anhand derer die einzelnen Topologien verglichen werden
sollen.
Hier sollen einige Bewertungskriterien für den benötigten DC/DC-Wandler aufgelistet
werden:
•
Es soll sowohl im Teillastbereich als auch bei Nennlast ein möglichst hoher Wirkungsgrad erreicht werden.
•
Es sollen zur Verkleinerung der benötigten Energiespeicher hohe Schaltfrequenzen möglich sein (mindestens 20 kHz, Hörgrenze).
Weiterhin sind hier miteinander gekoppelte Anforderungen zu berücksichtigen, so
daß der Anforderungskatalog noch um einige Punkte erweitert werden muß:
•
Die Gehäusegröße wird vor allem durch die Größe der benötigten kapazitiven und
induktiven Energiespeicher sowie die des Kühlkörpers festgelegt. Die Größe der
Energiespeicher wird durch die Erhöhung der Schaltfrequenz verkleinert. Dadurch
steigt aber wiederum die Schaltverlustleistung und der erforderliche Kühlkörper
muß vergrößert werden.
•
Weiterhin beeinflußt die Größe der Energiespeicher und die Schaltfrequenz den
Aufwand der für EMV-Filter zum Dämpfen leitungsgebundener Störungen betrieben werden muß.
•
Der Wirkungsgrad ist wiederum von der Schaltfrequenz, von der Anzahl der
gleichzeitig im Leistungspfad vom Strom durchflossenen Halbleiter sowie von der
Größe und von der Güte der induktiven und kapazitiven Energiespeicher abhängig.
- 21 -
•
Der Preis des Gerätes ist wesentlich von der Gerätegröße (Gehäuse, Kühlkörper), von der Größe und Güte der Energiespeicher und von der Anzahl der benötigten Halbleiterschalter abhängig. Der Aufwand für die Entwicklungstätigkeiten
spielt bei kleineren Stückzahlen auch eine große Rolle.
•
Die Schaltungstopologie gibt die Anzahl der Energiespeicher und Halbleiterschalter vor, sie ist abhängig von dem vorgegebenen Übersetzungsverhältnis, ob
Potentialtrennung gefordert wird und ob eine Schaltentlastung vorgesehen wird.
Im folgenden sollen mehrere Schaltungstopologien miteinander verglichen werden,
um eine passende Topologie zu finden.
4.2
Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel
4.2.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung
Hier wird die einfachste Topologie zur Kopplung zweier unterschiedlicher Spannungsquellen für bidirektionalen Leistungsfluß vorgestellt. Diese Schaltung ist eine
Verbindung aus Tiefsetz- und Hochsetzsteller, die in der Fachliteratur hinreichend
beschrieben sind[21] und [22]. Hier wird die Schaltung als Hochsetzsteller mit Synchrongleichrichter betrieben.
M1
CAus
L
USol
CEin
UAus
M2
Abbildung 4-I Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel
- 22 -
Diese Schaltung besticht vor allem durch die einfache Struktur, die Anzahl der Energiespeicher ist auf ein Minimum reduziert. Die Schaltung wirkt, je nachdem welcher
Schalter angesteuert wird als einfacher Tiefsetzsteller (M1wird angesteuert, M2 bleibt
ausgeschaltet) oder als Hochsetzsteller (M2 wird angesteuert, M1 bleibt ausgeschaltet). Die Freilaufdiode für den Drosselstrom ist jeweils die Rückstromdiode des
Schalters, zur Verringerung der Durchlassverluste der Diode wird der Schalter mit
eingeschaltet werden.
Die Welligkeit des Solarstromes kann durch die Dimensionierung des Eingangsfilters
(L, CEin) festgelegt werden.
Bei den Steuerverfahren für die Ansteuerung der Schalter ist sowohl eine Zweipunktregelung als auch das übliche PWM-Verfahren möglich.
4.2.2 Wirkungsgradabschätzung
Eine Abschätzung des mit vertretbarem Aufwand erreichbaren Wirkungsgrades läßt
sich wie folgt durchführen:
Diese Betrachtung soll bei ungünstigsten Bedingungen durchgeführt werden, d.h. bei
kleinster Eingangsspannung (USol = 49V) und größter Ausgangsspannung (UAus =
2x49V ). Es ergeben sich für diesen Betriebspunkt folgende Parameter:
Das maximale Tastverhältnis dieses Hochsetzsteller berechnet sich für diesen Fall
wie folgt:
DMin =
t Ein
U
49V
= 1 − Sol = 1 −
= 0,5
T
U Aus
98V
Mit tEin ist die Einschaltzeit des Schalters M2 gemeint.
Angenommene Welligkeit des Drosselstroms:
∆I L ≈ 0,2 ⋅ I SolMax = 4 A
Drossel:
Daraus ergibt sich für die Speicherinduktivität nach 21 [11]:
L=
(U Aus − U Sol ) ⋅ U Sol (98V − 49V ) ⋅ 49V
=
≈ 300 µH
∆I L ⋅ f Schalt ⋅ U Aus
4 A ⋅ 20kHz ⋅ 98V
- 23 -
Nun lassen sich die Verluste abschätzen indem man den Wirkwiderstand einer Drossel dieser Größe abschätzt: (ESRL ≈ 100mΩ)
PVLMax = I SolMax ⋅ ESR L = (20A ) ⋅ 100mΩ = 40 W
2
2
Verluste in der Drossel:
40W
Schalter:
Die Auswahl der Schalter erfolgt nach folgenden Gesichtspunkten:
•
U DS , min ≥ U Leerlauf ,max = 200V
•
I DMax ≥ I SolMax = 20 A
•
mit integrierten "ultrafast-recovery" Dioden
•
Preis für alle Leistungshalbleiter sollte kleiner als 100 DM/Gerät bei einer
100er Charge sein. (0,4DM/WattNenn)
Für dieses Projekt wurde aufgrund der obengenannten Anforderungen und aus
Kompatibilitätsgründen zu dem im Gesamtprojekt vorgesehenen Wechselrichter der
N-Kanal-Power-Mosfet FQP34N20-3 von Fairchild ausgewählt. Die wichtigsten
Kenndaten dieses Transistors sind:
UDSS
200V
ID,AV,max
31A
RDson
75mΩ
trr
150ns
Durchlassverluste (stromabhängig, bei maximalem Strom)
PVSchalterMax = RDSOnMax ⋅ I SchalterMax = 75mΩ ⋅ (20 A) = 30W
2
2
Durchlassverluste in den Schaltern:
•
30W
Schaltverluste (spannungs- und stromabhängig)
aus Vergleichsmessungen ermittelter Erfahrungswert für diesen Mosfet
bei 100V; 20A; 20kHz gilt, Schaltverluste ≈ 0,6 * Durchlassverluste:
18W
- 24 -
Kondensatoren:
•
An dem Kondensator auf der Solarseite treten nur sehr geringe Verluste auf, da
die Stromwelligkeit sehr klein ist.
•
Kondensatoren für die hohe Spannungsebene CAus (zugelassene Spanngungswelligkeit 1V, Maximalstrom I SolMax = 20A, Nennspannung bei diesem Strom USol =
60V). Deren Verluste bestehen hauptsächlich aus Stromwärmeverlusten. Diese
können wie folgt abgeschätzt werden
Q = C ⋅ ∆U = I C ⋅ t ein
I C = I Last = I Sol ⋅ (1 − D ) = 20 A ⋅ (1 − 0,39) = 12,2 A
D60V = 1 −
U Sol
60V
= 1−
= 0,388
U Aus
98V
C Min =
t Ein = D ⋅ T =
D
f Schalt
=
0,39
= 19,5µs
20kHz
I C ⋅ t Ein 12,2 A ⋅ 19,5µs
=
= 238µF
∆U
1V
Ein Kondensator dieser Größe müßte als Elektrolytkondensator ausgeführt werden.
Um die Verluste abschätzen zu können benötigt man den Serienersatzwiderstand
(ESR). Laut Datenblattangaben handelsüblicher Kondensatoren wird der ESR mit
70mΩ abgeschätzt.
2
PVC = (I L − I Aus ) ⋅ ESR ⋅ (1 − D )+ I Aus
⋅ ESR ⋅ D
2
PVC = (20 A − 12,2 A) ⋅ 70mΩ ⋅ (1 − 0,39 )+ (12,2 A) ⋅ 70mΩ ⋅ 0,39
2
2
PVC = 6,7W
Verluste der Ausgangskapazität:
7W
Sonstige Verluste werden aufgrund von Erfahrungswerten abgeschätzt:
•
Für Meß- und Regeltechnik vorgesehene Leistung: Annahme:
•
Leiterbahnen und Klemmstellen pauschal
Summe der kalkulierten Verluste
4W
10W
109W
- 25 -
Die Summe der Verluste ist unalkzeptabel hoch und das obwohl schon eine sehr
große Güte der Drossel angenommen wurde. Bei den Schaltern könnten die Durchlaßverluste durch parallel geschaltete MOSFETs verringert werden, jedoch würde
dadurch der relative Anteil der Schaltverluste vergrößert und die Kosten würden steigen. Nachteilig sind ferner die hohen Werte der Drossel und des Ausgangskondensators.
Die oben ermittelten Werte sollen als Referenz für die folgende Schaltung eingesetzt
werden.
4.3
Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung
Die Topologie dieser Schaltung Abbildung 4-II ist nahezu gleich zur Schaltung
Abbildung 4-I. Jedoch wird die Ansteuerung der Leistungshalbleiter verändert. In der
Literatur werden Schaltungen dieser Art als pseudo-resonante oder resonant-kommutierende Schaltungen beschrieben. [22] S. 280ff).
4.3.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung
Im Gegensatz zur in 4.2 beschriebenen hartkommutierenden Schaltung soll hier
durch eine entsprechende Dimensionierung der Energiespeicher und der Einschaltdauern der Schalter sowohl eine Einschaltentlastung als auch eine Ausschaltentlastung realisiert werden.
- 26 -
M1
CAus
L
USol
C1
UAus
CEin
M2
C2
Abbildung 4-II Halbbrücke mit Schaltentlastung durch Stromumkehr in der
Drossel
Grundlage für die Schaltentlastung ist eine Stromumkehr in der Drossel. Der Drosselstrom ist dreieckförmig und enthält während einer Periode sowohl positive als
auch negative Anteile.
Ausgangssituation: M2 ist eingeschaltet, es fließt ein Strom von USol über den Transistor M2 durch die Drossel L1. Diese Stromrichtung in der Drossel soll im folgenden
als positiv definiert werden. Die Spannung am Mittelpunkt, am Knoten zwischen den
Transistoren und der Drossel, ist nahezu Masse. Der Strom in der Drossel steigt an.
Abschnitt 1: Bei Erreichen der gewünschten Stromamplitude wird der Transistor M2
ausgeschaltet. Die Spannung an M2 ändert sich während des Auschaltens nur langsam, da der Strom in die parasitären Kondensatoren der MOSFETs kommutiert
(verlustlose Snubber). Der in der Drossel gespeichert Strom lädt die Kapazitäten mit
einer durch die Umschwingfrequenz des so gebildeten Parallelschwingkreises um.
Während dieser Phase sind beide Transistoren ausgeschaltet. Die Spannung am
Mittelpunkt steigt auf die Ausgangsspannung an.
Abschnitt 2: Bei Überschreiten der Ausgangsspannung wird die Rückstromdiode von
M1 leitend, der Strom kommutiert von den Umschwingkondensatoren in die Diode.
Wenn dieser Vorgang abgeschlossen ist, kann der Transistor M1 spannungs- und
stromlos eingeschaltet werden, dadurch werden die Durchlaßverluste in der Diode
verringert. Da sich jetzt die Spannung an der Drossel umgekehrt hat, nimmt der
- 27 -
Strom in der Drossel ab. Der Strom in der Drossel wird mit geringer Steilheit negativ,
die Diode wird sanft ausgeschaltet, dadurch fallen in der Diode keine Ausschaltverluste an.
Abschnitt 3: Wenn der Strom ausreichend negativ ist um ein sicheres und schnelles
Umladen der Resonanzkondensatoren zu gewährleisten, wird M1 ausgeschaltet.
Auch dieser Ausschaltvorgang verläuft nahezu verlustlos, weil ähnlich wie in Abschnitt 1 die Spannungsänderung am Transistor durch die Kondensatoren begrenzt
wird. Mit der Kommutierung des Stromes auf die Kapazitäten wird wieder ein Umschwingvorgang angestoßen, der das Potential des Mittelpunkts auf Masse absenkt.
Abschnitt 4: Bei Erreichen von Massepotential wird die Rückstromdiode von M2 leitend, die Spannung am Mittelpunkt wird auf Masse geklemmt. Nun kann M2 stromlos
und spannungslos eingeschaltet werden und der Vorgang beginnt von neuem.
4.3.2 Bewertung der einphasigen Schaltung
Eine entsprechende Ansteuerung mittels Zweipunktregelung ermöglicht somit eine
Schaltentlastung für die Schalter und eine begrenzte Spannungssteilheit während
der
Kommutierung.
Dadurch
entfallen
die
Schaltverluste
und
die
Elek-
tro-Magnetische-Verträglichkeit (EMV) der Schaltung wird verbessert. Die Ausgangskapazität der MOSFETs geht anteilig in die Resonanz Kondensatoren ein. Weiterhin
entfallen die Rückstromverluste in den Freilaufdioden der MOSFETs.
Nachteilig an dieser Schaltungsvariante ist die große Welligkeit und die mit größer
werdender Leistung abnehmende Schaltfrequenz. Dadurch muß der Eingangskondensator CEin sehr groß dimensioniert werden. Auch die Welligkeit im Ausgangsstrom
ist doppelt so groß wie bei der hartschaltenden Variante, wobei natürlich dieselbe
Energiemenge während der Einschaltdauer entnommen wird.
Auf Grund dieses Verhaltens wird die obige Schaltung als einphasige Schaltung nicht
mehr näher untersucht, sondern eine mehrphasige Variante dieser Schaltung betrachtet. Die Vorteile der mehrphasigen Schaltung werden im nächsten Abschnitt beschrieben.
- 28 -
4.4
Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung
4.4.1 Konfiguration der vierphasigen Schaltung
Die Problematik der großen Stromwelligkeit sowohl im Solar- als auch im Ausgangskreis kann durch eine mehrphasige Ausführung der Schaltung Abbildung 4-II entschärft werden. Wie in [23] beschrieben, kann durch eine gleichmäßige zeitliche
Aufteilung der Ansteuerung (Mehrphasenbetrieb) mehrerer Grundelemente (Halbbrücke mit Drossel) die Welligkeit des Ausgangsstroms stark verringert werden.
Weiterhin wird durch diese Maßnahme die Frequenz des Schaltrippels vervielfacht,
so daß eine weitere Verkleinerung der benötigten Kapazitäten ermöglicht wird. Eine
solche Konfiguration ist auch im Teillastbereich vorteilhaft, da durch das Abschalten
einzelner Teilmodule der Wirkungsgrad der Gesamtschaltung bei kleinen Leistungen
erhöht wird. Das folgende Bild zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung
UAus
CEin
USol
CAus
Abbildung 4-III Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung
- 29 -
Um einen möglichst kleinen Stromrippel (Spitze/Spitze-Wert) zu erreichen und
lastangepasste Abschaltung einzelner Module zu ermöglichen, soll die hier betrachtete Schaltung mit 4 Teilmodulen aufgebaut werden (siehe [23]). Mit Hilfe des nachstehend gezeigten Diagramms wird deutlich wie sich die eingangs- und ausgangsseitigen Stromrippel in Abhängigkeit des Tastverhältnisses für verschiedene Topologien verhalten. Die nachfolgend gezeigten Diagramme sind aus dem Datenblatt eines Ansteuer IC’s entnommen (Linear Technologies Application Note 77) und zeigen
das Verhalten des Ausgangs- und Eingangsstromrippels eines hart schaltenden Tiefsetzstellers. Durch Vertauschen der Ein- und Ausgangsseite und Inversion des
Tastverhältnisses kann auf das Verhalten des Hochsetzstellers geschlossen werden.
Abbildung 4-IV Normalisierter Ausgangsstromrippel als f(D)
- 30 -
Abbildung 4-V Normalierter Eingangsstromrippel als f(D)
Wie man erkennen kann verringert sich der Stromrippel mit der Anzahl der eingesetzte Phasen. Für bestimmte Tastverhältnisse verschwindet der Rippel sogar vollständig. Durch die Reduktion der Welligkeit im 4 phasigen Betrieb und die um den
Faktor 4 erhöhte Rippelfrequenz kann der Kondensator C Aus sehr viel kleiner dimensioniert werden.
- 31 -
Abbildung 4-VI Simulation der Stromwelligkeit bei 4 überlagerten Teilmodulen
Die Amplitude des Dreieckimpulsstromes am Ausgang ist verglichen mit der einphasigen hartschaltenden Variante nur noch halb so groß und die Pulsfrequenz ist auch
hier vervierfacht, dadurch entstehen auch auf dem hohen Spannungsniveau Vorteile.
Zur Dimensionierung der einzelnen Teilmodule müssen folgende Randbedingungen
berücksichtigt werden. Die maximale Stromamplitude des dreieckförmigen Stromes
ist etwas mehr als doppelt so groß wie der arithmetische Mittelwert, dadurch werden
die Stromwärmeverluste um ca. 33% größer als im hartschaltenden Betrieb, jedoch
entfallen die Schaltverluste. Bei der Verwendung der gleichen Mosfets wie in 4.2.2
können die zusätzlichen Resonanzkondensatoren entfallen, da die minimale mittlere
Ausgangskapazität der Schalter bei einer Ausgangsspannung von 98V ungefähr
1.2nF beträgt, bei 50V Eingangsspannung ist sie ungefähr 1.6nF. Die Verdopplung
der Kosten für die Halbleiterschalter muß in der abschließenden Bewertung mit berücksichtigt werden.
4.4.2 Wirkungsgradabschätzung
Äquivalent zu 4.2.2 soll auch hier eine Wirkungsgradabschätzung durchgeführt werden. Dazu sollen zuerst einige grundsätzliche Betrachtungen durchgeführt werden.
• Das Tastverhältnis des Einzelmoduls beim Hochsetzsteller im selben Betriebsfall wie in 4.2.2 angenommen, berechnet sich auch hier wie folgt:
- 32 -
D =1 −
U Sol
49V
=1 −
= 0,5
U Aus
98V
Für die Berechnung der Induktivität der Drossel sollen folgende Abschätzungen gemacht werden:
•
Um ein sicheres Umschwingen zu gewährleisten soll die untere Stromgrenze auf
einen negativen Strom von 2A festgelegt werden.
•
Der maximale Strom pro Modul auf der Solarseite berechnet sich wie folgt:
∆I = I SolarMax ⋅
•
2
+ 2 ⋅ 2 A = 14 A
4
Durch den schaltentlasteten Betrieb kann die Frequenz wesentlich höher gewählt
werden fSchalt ≥ 100kHz).
Läßt man die Zeiten, die für das Umschwingen benötigt werden unberücksichtigt,
ergeben sich folgende Berechnungsformeln:
t low = L ⋅
∆I
U Sol
t high = L ⋅
∆I
U Aus − U Sol


U Aus

= TSchalt = t low + t high = L ⋅ ∆I ⋅ 
f Schalt
 U Sol ⋅ (U Aus − U Sol )
U ⋅ (U Aus − U Sol ) 49V ⋅ (98V − 49V )
Lmax = Sol
=
= 17,5µH
U Aus ⋅ ∆I ⋅ f Schalt
98V ⋅ 14 A ⋅ 100kHz
1
Mit diesem Wert soll nun die Umschwingbedingung verifiziert werden.
2
2
0.5 ⋅ L ⋅ i Dr
, min = 0.5 ⋅ 17,5µH ⋅ (2 A) = 35µWs ≥= 0.5 ⋅ 2 ⋅ C oss ,eff ⋅ U Sol , max = 1.2nF ⋅ (98V ) = 11,5µWs
2
2
Da der berechnete Energieinhalt der Drossel mehr als doppelt so groß ist wie der
umzuladende Kondensator, kann das Umschwingen auch bei evtl. auftretenden Toleranzen gesichert werden.
Nachdem nun die Berechnungsgrundlagen festgelegt sind, können die Eingangsund Ausgangskondensatoren dimensioniert werden. Da die Drossel wesentlich kleiner ist als bei der ersten Topologie soll hier untersucht werden ob der Eingangskondensator merkliche Verluste erzeugt.
- 33 -
Für die Berechnung der Kapazität des Eingangskkondensators CEin werden folgende
Annahmen nach 22 [12] S. 170-172 gemacht:
•
Welligkeit der Solarspannung:
∆USol ≤ 1% bei USol = 60V à 600mV
•
Maximaler Rippelstrom in C Ein (siehe Abbildung 4-IV Seite 29):∆IC = 0,11 ⋅ ISol = 1,54A
•
Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung bei maximalem Rippel: = 0,625
•
Die effektive Frequenz des Stromrippels ist vervierfacht: feff = 4⋅100kHz = 400kHz
Nun läßt sich die Ladungsmenge berechnen, die von dem Kondensator geliefert
werden muß. Der Eingangsstrom ist ein Gleichstrom mit einem dreieckförmigen Rippel.
C=
∆Q =
∆Q
∆U
1 ∆I C
1
1 1,54 A
1
⋅
⋅
= ⋅
⋅
= 481nAs
2 2 2 ⋅ f eff
2
2
2 ⋅ 400kHz
C Ein =
481nAs
= 802nF ≈ 1µF
0,6V
Dieser Kapazitätswert läßt sich problemlos mit Folienkondensatoren realisieren. Die
Verluste bei diesen Kapazität und der vorhandenen Welligkeit sind vernachlässigbar
klein.
Der Ausgangskondensator CAus und dessen Verluste werden im folgenden bestimmt.
Q = C ⋅ ∆U = ∆I C ⋅ t ein
Der Strom der aus der Schaltung fließt IAus (Lastrom+Kondesatorstrom) ist sägezahnförmig. Im ungünstigsten Fall ist das Tastverhältnis D = 0,5. Dabei tritt gleichzeitig der größte Stromrippel auf. Der Maximalwert des Sägezahnstromes ist das 1,5fache des arithmetischen Mittelwertes des Lastromes. Der Minimalwert ist das 0,5fache Laststromes.
I Last =
P0 ,5
U Aus
=
U Sol 0,5 ⋅ I SolMax
98V
=
49V ⋅ 20 A
= 10 A
98V
I AusMax = 1,5 ⋅ 10 A = 15 A
I AusMin = 0,5 ⋅ 10 A = 5 A
Damit läßt sich der maximale Rippelstrom in der Ausgangskapazität bestimmen:
- 34 -
∆I C = I AusMax − I Last = I AusMin − I Last = 15 A − 10 A = 5 A
Um die Ladungsmenge zu berechnen die der Kondensator zu liefern hat ist es notwendig zu bestimmen wie lange dieser Strom geliefert werden muß. Bei dem
Tastverhältnis von 0,5 ist die Periodendauer des Stromrippels ¼ der Gesamtperiodendauer. Davon fließt die Hälfte der Zeit Strom in den Kondensator und die andere
Hälfte wieder heraus. Deshalb ist die Stromflußdauer die die Ladungsmenge bestimmt 1/8 der Periodendauer. Der Strom ist Sägezahnförmig, damit ist der arithmetische Mittelwert des Entladestromes ein ¼ des Rippelstromes.
t Ein =
C AusMin =
1
1
=
= 1,25µs
f ⋅ 8 100kHz ⋅ 8
∆I C ⋅ t Ein 5 A ⋅ 1,25µs
=
= 6,25µF
1V
∆U
Der nächste Verfügbare Wert wäre 6,8µF.
Die Verluste in der Ausgangskapazität lassen sich nun ermitteln. Der Effektivwert des
Kondensatorstroms läßt sich über den Scheitelfaktor kS ermitteln:
I Ceff =
∆I C 5 A
=
= 2,98 A
kS
3
Der Serienwiderstand eines handelüblichen Folienkondensators wird wie folgt abgeschätzt:
ESR =
tan δ
1,5 ⋅ 10 −2
=
= 3,5mΩ
2 ⋅ π ⋅ f ⋅ C 2 ⋅ π ⋅ 100kHz ⋅ 6,8µF
Die Verlustleistung in dem Ausgangskondensator ist somit:
PVCAus = I Ceff ⋅ ESR = 31mW
2
Wie zu sehen ist sind auch die Verluste in der Ausgangskapazität zu vernachlässigen. Die Ausgangskapazität wird aus diesem Schaltungsteil in die nachfolgenden
Wechselrichtermodule verlagert. Wie in dem Schaltbild in Abbildung 4-III auf Seite28
dargestellt sind jedoch Ausgangskapazitäten auf die einzelnen Module verteilt. Diese
sollen das transiente Verhalten bei schnellen Lastveränderungen verbessern. Dafür
werden 100nF Folienkondensatoren mit sehr niedrigem ESR eingesetzt werden.
Nun folgt die Berechnung der Verluste in den Teilmodulen. Die rechts aufgeführten
Verlustleistungen sind Gesamtverlustanteile für alle vier Teilschaltungen.
- 35 -
Die maximalen Durchlassverluste in den Halbleiterschaltern lassen sich wie folgt berechnen:
Die Verlustleistung läßt sich vereinfacht bestimmen in dem man annimmt, ein Schalter pro Modul eingeschaltet ist. Als Schalter werden die gleichen wie in 4.2.2 auf
Seite 22 (FQP34N20-3 von Fairchild) eingesetzt. Damit läßt sich die maximale Verlustleistung wie folgt berechnen:
Der Effektivwert für den Dreiecksstrom errechnet sich wie folgt:
[
1
2
⋅ (i DrosselMax + i DrosselMin ) − i DrosselMax ⋅ i DrosselMin
3
I Moduleff =
I eff =
[
]
]
1
2
⋅ (12 A − 2 A) − 12 A ⋅ (− 2 A) = 6,43 A
3
PV , Mosfet = 4 ⋅ I Moduleff ⋅ RDSon = 4 ⋅ 6,43 2 ⋅ 75mΩ = 12,4W
2
PVmosfet à
12,4W
Schaltverluste können aufgrund der Schaltentlastung vernachlässigt werden.
Bei der Kalkulation der Verluste in der Drossel müssen wegen der großen Welligkeit
im Drosselstrom außer den Stromwärmeverlusten auch Ummagnetisierungsverluste
berücksichtigt werden. Nach [23] ist für diesen Anwendungsfall ein Drosselwirkungsgrad von ca. 98% realistisch. Zur Berechnung der Verluste muß die von der Drossel
übertragene Leistung bestimmt werden. Dazu wird ein eingeschwungener Zustand
angenommen, so daß sich die Energie, die in der Drossel innerhalb einer Periode
gespeichert ist, wie folgt berechnet:
WDrossel = L ⋅ iˆDrossel ⋅ I eff = 17,5µF ⋅ 12 A ⋅ 6,43 A = 1,35mWs
Daraus errechnet sich die übertragene Leistung als Energie pro Zeiteinheit:
PÜbertragen =
WDr
= WDr ⋅ f Schalt = 1,33mWs ⋅ 100kHz = 133,1W
TSchalt
- 36 -
PV = Pübertragen ⋅ η Dr = 135W ⋅ (1 − 0,98) = 2,7W ⇒ PV , ges = 4 ⋅ PV
≈ 11W
Auch für diese Schaltung müssen konstante Verluste für die Ansteuerung der
Schalter und für die Meß- und Regeltechnik angesetzt werden.
Zusätzliche Verluste für Klemmen und Leiterbahnen analog zu 4.2.2
Summe der kalkulierten Verluste:
4.5
5W
10W
38,4W
Auswahl des Schaltungskonzepts
Mit den Abschätzungen konnte gezeigt werden, daß eine vierphasige Schaltung mit
Schaltentlastung theoretisch die Verluste mindestens halbiert. Aufgrund dieser Tatsache und der Aussicht durch die Abschaltung der einzelnen Teilmodule im Teillastbereich auch hier Vorteile zu erzielen, wird ein vierphasiger DC/DC-Steller mit
Schaltentlastung aufgebaut. Die erhöhten Kosten für die Halbleiterschalter werden
durch die Verringerung der Kosten für die kleineren Drosseln und die kleineren Kapazitäten gerechtfertigt.
- 37 -
5
Schaltungskonzepte Wechselrichtermodul
Innerhalb dieses Punktes werden verschiedene Wechselrichtertopologien vorgestellt
und untersucht. Die generellen Kriterien für die Auswahl der Schaltung sind in Punkt
4.1 auf Seite 20 bereits dargestellt worden und gelten auch hier.
Im folgenden sollen mehrere Schaltungstopologien miteinander verglichen werden,
um eine passende Lösung zu finden. Begonnen wird die Übersicht mit einer Standardtopologie:
5.1
String-Wechselrichter in B6 Schaltung (1)
PWM B6
Netz
Abbildung 5-I String Wechselrichter B6
Diese Schaltung zeichnet sich durch ihren sehr einfachen Aufbau aus. Außerdem
besitzt sie einen hohen Wirkungsgrad (ca. 94%, Quelle für die Wirkungsgradangabe
war [13] Seite 9). Bei dieser Anwendung muß die Eingangsspannung, also die Solarspannung USol jederzeit größer sein als der Maximalwert der verketteten Netzspannung:
1
uˆ LL = U NetzMax ⋅ 2 ⋅ 3 = U Netz ⋅ 1,1 ⋅ 2 ⋅ 3 = 230V ⋅ 1,1 ⋅ 2 ⋅ 3 = 619,7V
Zu dieser Spannung müssen noch die Spannungsabfälle an den Schaltern und den
Drosseln hinzugerechnet werden, so dass man auf eine minimale Solarspannung
von USolMin > 625V kommt. Der in den Spezifikationen 2.5 geforderte Eingangsspannungsbereich von maximal 200V wäre ohne einen NF-Trafo mit dieser Topologie
- 38 -
folglich nicht zu realisieren. Vorteilhaft an einem NF-Trafo wäre die bisher fehlende
galvanische Trennung. Allerdings wurde bereits in der Einleitung dieses Abschlußberichtes darauf eingegangen, dass wenn möglich kein NF-Trafo verwendet werden
soll.
Dadurch, dass diese Topologie hart schaltend betrieben wird ergeben sich bei einer
Schaltfrequenz oberhalb der Hörgrenze durch die große Eingangsspannung hohe
Schaltverluste. Dies führt dazu, das sich der maximal erreichbare Wirkungsgrad unterhalb von ca. 93% bewegen wird. Im Gegensatz zu der 1-phasigen Version dieser
Schaltung ist die abgegebene Leistung zeitlich konstant, was den Vorteil hat, dass
nur ein kleiner Eingangsspeicher (Kondensator) benötigt wird. Außerdem werden
große Induktivitäten benötigte um die Restwelligkeit des Ausgangsstromes, in einem
niedrigen Frequenzbereich (Schaltfrequenz ≈ 20kHz) gering zu halten. Nachteilig ist
ferner, dass die EMV-Belastung vor allem solarseitig schwer beherrschbar ist.
Die Vor- und Nachteile nochmals im Überblick:
Vorteile:
Ø Einfacher Aufbau (geringer Bauteilaufwand)
Ø Einfache Ansteuerung
Ø Geringe Eingangskapazität
Ø Hoher Wirkungsgrad 94% (abgeschätzt)
Nachteile:
Ø Sehr hohe Eingangsspannung USol erforderlich (passt nicht zur Spezifikation)
Ø Hohe Belastung der Schalter
Ø Galvanische Trennung nur mit NF-Trafo möglich
Ø Schaltentlastende Maßnahmen nur mit erheblichem Zusatzaufwand möglich
Ø EMV Problematik
- 39 -
5.2
Hochsetzsteller mit B6 Brücke (2)
PWM B6
DC-Link
Hochsetzsteller
Netz
Abbildung 5-II Hochsetzsteller B6
Der Vorteil dieser Topologie liegt darin, dass die Eingangsspannung hochgesetzt
werden kann, maximal um den Faktor vier bis fünf. Aufgrund dessen kann die benötigte Eingangsspannung geringer gewählt werden als bei (1). Allerdings verringert
sich der Wirkungsgrad des Hochsetzstellers mit steigender Ausgangsspannung. Für
diese Anwendung wird deshalb ein Spannungsverstärkung V U von ca. 2 als sinnvoll
erachtet. Eine galvanische Trennung ist bei dieser Schaltung gewährleistet. Wählt
man einen modularen Aufbau des Wechselrichters, wie in dem Schaltbild durch die
gestrichelte Linie angedeutet, so würde sich diese Schaltung besonders für Inselsysteme eignen, da in den Gleichstromzwischenkreis (DC-Link) problemlos eine Batterie geschaltet werden könnte. Der Wirkungsgrad läßt sich für eine Spannungsverstärkung von VU = 2 im Nennbetrieb folgendermaßen abschätzen:
Wirkungsgrad des Hochsetzstellers:
η H = 0,97
Wirkungsgrad des der B6 Brücke:
η B = 0,93
Wirkungsgrad des Trafos:
η t = 0,97
Gesamtwirkungsgrad:
η = 0,97 ⋅ 0,93 ⋅ 0,97 = 0,875
Ein schaltentlastendet Betrieb ist auch bei dieser Schaltung nur durch zusätzlichen
Schaltungsaufwand möglich.
- 40 -
Auch hier nochmals die Vor- und Nachteile im Überblick:
Vorteile:
Ø Niedrigere Eingangsspannung als bei (1)
Ø Sehr geringe Welligkeit des Stromes in dem Gleichstromzwischenkreis
Nachteile:
Ø Geringerer Wirkungsgrad η = 87,5% als bei (1)
Ø NF-Trafo
Ø Baugröße von induktiven Elementen
Ø Schaltentlastende Betriebsart nur mit zusätzlichem Bauteilaufwand möglich
5.3
Sperrwandler mit HF-Trafo und B6 Brücke (3)
PWM B6
DC-Link
Sperrwandler
Netz
Abbildung 5-III Sperrwandler mit B6
Der Sperrwandler setzt die Eingangsgleichspannung auf das benötigte Niveau herauf
und sorgt gleichzeitig für die galvanische Trennung von DC und AC Seite. Diese
Schaltung wird hochfrequent betrieben (>20kHz), was der Forderung nach kleinen
Baugrößen der induktiven Energiespeicher entsprechen würde. Für die Ausgangs-
- 41 -
drosseln der B6-Brücke gilt das in 5.1 gesagte. Der Wirkungsgrad wird für den Nennbetrieb wie folgt abgeschätzt:
Wirkungsgrad des Sperrwandlers:
η Hoch = 0,92
Wirkungsgrad des der B6 Brücke:
η B 6 = 0,94
Gesamtwirkungsgrad:
η = 0,92 ⋅ 0,94 = 0,87
Der hier abgeschätzte Wert kann jedoch gesteigert werden, wenn die Schaltung
schaltentlastend betrieben wird. Ein NF-Trafo ist bei dieser Topologie weder für eine
Spannungsanhebung noch für die galvanische Trennung erforderlich. Ein Nachteil
bei dieser Topologie ist die hohe Belastung der Bauteile, insbesondere des Schalters
des Sperrwandlers (aufgrund des weiten Eingangsspannungsbereichs).
Vorteile:
Ø geringere Baugröße der induktiven Bauelemente aufgrund hoher Schaltfrequenz
(> 20kHz)
Ø galvanische Trennung ohne NF-Trafo
Nachteile:
Ø geringer Wirkungsgrad η = 86%
Ø sehr hohe Belastung der Bauteile, insbesondere der Schalter
Ø schaltentlastender Betrieb nur durch zusätzlichen Bauteilaufwand möglich
- 42 -
5.4
Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit spannungsverdoppler
Gleichrichter (4)
Die im folgenden gezeigte Topologie ist lediglich 1-phasig. Sie wird also in dreifacher
Ausfertigung benötigt um ein Drehstromsystem zu erzeugen. Das heißt auch die Leistung eines Modules ist lediglich ein Drittel der Gesamtleistung. Bei 1,2kW p hat eine
Leistungsstufe demnach 400W p. Anhand des unten gezeigten Schaltbildes wird anschließend die Funktion der Schaltung beschrieben.
Spannungsgespeiste
Halbbrücke
HF-Trafo
ITsec
1
IL
Spannungsverdoppler
Gleichrichter
5
L
C1
2
3
6
C2
LAus
CAus
Io
Netz
4
Abbildung 5-IV Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit
Spannungsverdoppler-Gleichrichtung
5.4.1 Funktionsweise allgemein
Mit der spannungsgespeisten Halbbrücke und dem Push-Pull-Konverter mit HF-Trafo
wird eine hochfrequente (ca. 100kHz) Wechselspannung mit variabler Periodendauer
T und variablem Tastverhältnis D erzeugt. Als Tastverhältnis D ist der Quotient aus
Einschaltdauer tEin zu Periodendauer T definiert. Das gezeigte Beispiel hat ein
Tastverhältnis von 50%.
- 43 -
U
tEin/2
0
tEin/2
T
Abbildung 5-V Definition des Tastverhältnisses
D=
t Ein
T
Diese Rechteckspannung die am Ausgang des Hf-Traofs anliegt wird in dem nachgeschalteten Gleichrichter so geschaltet, daß eine Halbperiode lang das Ausgangssignal des Wechselrichters positiv und die folgende Halbperiode negativ wird. Man
erhält somit eine Reihe von positiven und negativen Pulsen, mit veränderlicher Einschaltdauer. Ein solches Signal kann als Fourierreihe interpretiert werden. Mit der
entsprechenden Pulsfolge und Filterung können die Oberschwingungen eliminiert
werden und man erhält ein sinusförmiges Signal. Im folgenden die Betriebweise im
Überblick:
Ø Mit der Einschaltdauer von Schalter 1 wird das Tastverhältnis D bestimmt.
Ø Gleichzeitig mit Schalter 1 sind Schalter 3 oder 4 und 5 oder 6 geschlossen. Der
Strom fließt abhängig davon, ob Schalter 3 oder 4 geschlossen ist, durch die obere oder die untere Halbwicklung des Trafos. Mit dieser Betriebsweise wird eine
rechteckförmige Wechselspannung über dem Trafo erzeugt, die auf der Sekundärseite einen Dreiecksstrom einprägt. Die Schalter 5 und 6 werden synchron zu
den Schaltern 3 und 4 geschaltet.
Ø Während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes (Io>0) werden die
Schalter 3 und 5 und die Schalter 4 und 6 synchron geschaltet. Während der negativen Halbwelle (Io<0) wird dies umgekehrt (siehe Abbildung 5-VI).
Vorteilhaft an dieser Schaltung ist zum einen die Spannungsverdoppelung am Ausgang sowie die galvanische Trennung mit HF-Trafo. Darüber hinaus ist bei dieser
Topologie eine schaltentlastende Betriebweise möglich. Paralellschaltungen des
Ausganges sind möglich.
- 44 -
Im folgenden sind die Spannungs- und Stromverläufe für schaltenlastende Betreibsweise dargestellt.
Ua>0 und I0>0
Ua<0 und I0<0
UL
UL
t
IL
t
IL
t
Gatespannungen
t
U1
U2
U1
t
U2
U3
U5
t
U4
U6
t
ITsek
Gatespannungen
t
U3
U6
U4
U5
ITsec
t
t
t
t
t
t
Io
Io
t
t
Abbildung 5-VI Spannungs- und Stromverläufe Topologie (4)
Die gezeigten Verläufe der Spannungen und Ströme sind lediglich qualitativ. Der
Verlauf des Stromes Io im Umschaltbereich kann hier nur grob angenähert werden.
Da die Schaltung mit ca.100kHz betrieben werden soll, liegt der Zeitbereich der hier
gezeigten Kurvenverläufe bei 20µs (2xPeriodendauer). Nachteilig ist hier die Instabilität bei abweichenden Spannungen an den Ausgangskondensatoren.
- 45 -
5.4.2 Schaltentlastender Betrieb
Eine Schaltentlastung wird dadurch möglich, dass an dem jeweils kommutierenden
Schalter 1 oder 2 keine Spannung anliegt (ZVT4). Die Schalter 3, 4, 5 und 6 können
stromlos kommutiert werden (ZCT 5). Dadurch ist die Verlustleistung an den Schaltern
im Einschaltmoment idealerweise null. Realisiert wird dies mit Hilfe der parasitären
Kapazitäten und Induktivitäten der Schalter; in der Regel MOSFETs oder IGBTs. Mit
Hilfe der Spannungsverläufe in Abbildung 5-VI läßt sich dies gut erläutern. Im folgenden wird das ZVT und das ZCT exemplarisch dargestellt:
Schalter 1 ist geschlossen und Schalter 2 geöffnet. Am oberen Ende von Schalter 2
liegt zu diesem Zeitpunkt die Generatorspannung.
Nach Ablauf der Einschaltdauer von Schalter 1 wird Schalter 2 nicht sofort eingeschaltet, sondern es wird gewartet bis die Kapazität des Schalters 2 sich entladen hat
und die Spannung über dem Schalter Null ist (ZVT). Diesen Vorgang kann man an
den „runden“ Maxima der Stromkurven erkennen, da diese einen Umladevorgang
belegen (vgl. 4.3).
Die stromlose Umschaltung (ZCT) der anderen vier Schalter kann erzielt werden,
wenn exakt im Nulldurchgang der Ströme I L beziehungsweise ITsec geschaltet wird.
Für die Leistungsschalter der Eingangs- und der Ausgangsstufe werden entweder
MOSFETs oder IGBTs eingesetzt werden. Bei letzteren wird es Probleme mit der
hohen benötigten Schaltfrequenz (100kHz) geben, weshalb MOSFETs eingesetzt
werden sollen. Die Ausgangsstufe dieser Schaltung (4) benötigt Schalter die sowohl
bidirektional Strom führen als auch bidirektional Spannung aufnehmen können. Mit
einfachen MOSFETs ist dies nicht möglich. Als Lösungsmöglichkeit werden nun zwei
Varianten im folgenden näher erläutert werden.
4
Zero Voltage Transition (Spannungfreie Kommutierung)
5
Zero Current Tranistion (Stromlose Kommutierung)
- 46 -
I.
Brückenschaltung mit Querschalter
II.
Antiseriell geschaltete MOSFETs
Eingang
+
-
Eingang
+ -
UF
-
+
- +
Ausgang
UG
- +
Ausgang
Abbildung 5-VII Schaltungen für bidirektionale Schalter
Zu I:
Der Vorteil von Schaltung I liegt darin, dass lediglich ein Schalter benötigt wird.
Nachteilig ist hier außer dem höheren Bauteilaufwand, dass immer zwei Dioden in
Reihe zu dem Schalter liegen. Außerdem muß der MOSFET potentialgetrennt angesteuert werden damit der Schalter auch bei Stromrichtungsumkehr angesteuert
bleibt.
Zu II:
Der Vorteil von Schaltung II ist der geringere Bauteilaufwand; die dargestellten
Dioden sind die internen Rückwärtsdioden der MOSFETs. Bei der Dimensionierung
muß darauf geachtet werden, dass der Hauptteil des Stromes in Rückwärtsrichtung
über deren Stromführungskanal und nicht über die Rückwärtsdiode fließt, da deren
Ausräumzeit trr zu hoch ist um im angestrebten Frequenzbereich betrieben werden
zu können (trr > 600ns bei gängigen MOSFETs in diesem Spannungsbereich z.B.
Infineon CoolMOS). Bleibt Spannungsabfall über der Drain-Source-Strecke unterhalb der Vorwärtsspannung UF der Rückwärtsdioden so ist gewährleistet das der
Strom durch den Drain Source Kanal fließt.
Die Entscheidung darüber welche Schaltungsvariante eingesetzt werden wird hängt
davon ab welche Schaltung geringere Verluste verursacht und ob es möglich ist
MOSFETs für Variante II zu finden, deren Verhalten die gewünschte Charakteristik
aufweist. Hierbei ist entscheidend wie hoch der Strom durch die MOSFETs sein wird,
- 47 -
da dieser den Spannungsabfall in Rückwärtsrichtung bestimmt. Es ist deshalb notwendig für konkrete Bauelemente und Strombelastungen eine Gegenüberstellung
vorzunehmen.
Im folgenden wird ebenso wie bei den anderen Topologien eine Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb vorgenommen. Dabei wurde von einem schaltentlasteten Betrieb ausgegangen:
Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Halbbrücke:
η H = 0,97
Wirkungsgrad des Push-Pull Konverters + HF-Trafo:
η PP = 0,96
Wirkungsgrad des spannungsverdoppler Gleichrichters: η G = 0,97
Gesamtwirkungsgrad:
η = η H ⋅ η PP ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,96 ⋅ 0,97 = 0,9
Die Vor- und Nachteile dieser Topologie sind nachfolgend nochmals im Überblick
dargestellt:
Vorteile:
Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo
Ø Hochfrequenter Betrieb und somit geringe Baugrößen der induktiven Bauelemente
Ø Schaltentlastender Betrieb möglich
Ø Modularer Aufbau
Nachteile:
Ø Hoher Bauteilaufwand
Ø Komplizierte Ansteuerung für Schaltentlastung und genaue Bauteilauslegung
Ø Trafo mit primärseitiger Mittelanzapfung (dadurch schlechte Ausnutzung)
Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive
und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter).
- 48 -
5.5
Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit stromverdoppelnder
Halbbrücke (5)
Die in diesem Unterpunkt gezeigte Topologie ist wie die vorher gezeigte Schaltung
lediglich einphasig. Um ein 3-phasiges System zu generieren muß diese Topologie
ebenso in dreifacher Ausführung vorhanden sein. Auch hier hätte eine Stufe 400W p.
Vollbrücke
A
C
HF-Trafo
CEin
L
IT UT
B
D
Halbbrücke
IL1
L1
1
2
IL2
LAus
Io
CAus
UNetz
L2
Abbildung 5-VIII Vollbrücke mit Halbbrücke als Stromverdoppler
Die gezeigte Schaltung besteht aus zwei Hauptteilen:
I.
Vollbrücke
II.
Stromverdoppelnde Halbbrücke
Schaltungsteil I:
Dieser Schaltungsteil wird so betrieben das eine hochfrequente (ca.100kHz) Rechteckwechselspannung mit variablem Tastverhältnis D am Ausgang des HF-Trafos
generiert wird.
Schaltungsteil II:
Mit Hilfe des Tastverhältnisses D der Rechteckwechselspannung und der nachgeschalteten Halbbrücke wird aus der hochfrequenten Rechteckwechselspannung die
Netzwechselspannung generiert. Die Halbbrücke übernimmt dabei zwei Aufgaben:
- 49 -
I.
Sie ermöglicht den ZVT-Betrieb (Zero Voltage Transition = Spannungsfreie
Kommutierung) der Gesamtschaltung
II.
Gleichrichtung der hochfrequenten Rechteckspannung und Polwendung zur
Erzeugung der Netzwechselspannung
Die Halbbrücke richtet die Rechteckwechselspannung gleich. Die Besonderheit bei
dieser Anwendung liegt darin das die Gleichrichtung eine Halbperiode lang (10ms
halbe Netzperiode) positiv erfolgt und anschließend eine Halbperiode lang negativ.
So wird eine PWM erzeugt, die einem Sinusverlauf entspricht. Zum besseren Verständnis wird die Abfolge der Schaltzustände in der folgenden Tabelle dargestellt
und der jeweilige Zustand verschiedener Größen erklärt:
Weiterhin ist die Spannung an dem HF-Trafo und die Schaltfolge für schaltenlastenden Betrieb abgebildet.
Vollbrücke
A
C
HF-Trafo
CEin
L
IT UT
B
D
Halbbrücke
LAus
IL1
Io
CAus
1
UNetz
2
IL2
Ein
Aus
Zustand 1 A, D, 1
B, C, 2
Zustand 2 A, C, 1, 2
B, D
Zustand 3 B, C, 2
A, D, 1
Zustand 4 B, D, 1, 2
A, C
Tabelle 5-I Schaltzustände
UT
A,D,1
0
B,D,1
T
A,C,2
A,D,1
B,C,2
Abbildung 5-IX Trafospannung und
Schaltzustände
- 50 -
Die Einschaltdauer von zwei diagonalen Schaltern bestimmt das Tastverhältnis D
über dessen PWM wiederum der zeitliche Verlauf Netzspannung generiert wird. Die
Schaltung verfügt neben der galvanischen Trennung über einen hohen Wirkungsgrad
(ca. 92% Quelle [14]). Parallelschaltungen des Ausgangs sind möglich.
Auf die Größen UT und IL wird im folgenden eingegangen. Bei dieser Beschreibung
wurde davon ausgegangen, dass die Spulen zu Beginn keinen Strom führen. Wichtig
ist ferner das sich die nun beschriebenen Vorgänge im Zeitbereich von µs abspielen,
das heißt am Ausgang der Schaltung sind sie entweder gar nicht oder lediglich als
Oberschwingungen auf der Netzspannung vorhanden. Da diese Topologie jedoch
schaltentlastend betrieben werden soll, sind diese Zusammenhänge von essentieller
Bedeutung. Bei der folgenden Betrachtung wird vom eingeschwungenen Zustand
ausgegangen, das heißt, durch die Spulen floß bereits ein Strom. Die Beschreibung
ist außerdem lediglich qualitativ gehalten, da es um das generelle Wirkprinzip der
Schaltung geht.
Zustand 1:
Während diesem Intervall fließt der Strom von links nach rechts durch den Transformator (Schalter A&D geschlossen), das heißt die Spannung UT ist positiv. Da Schalter 1 der Halbbrücke geschlossen ist, liegt das untere Ende der Ausgangskondensators auf dem negativen Potential. Es wird davon ausgegangen, dass vor dem
Schließen des Schalters 1 der Strom IL1>0 durch die obere Spule floß. Dieser wird
aufgrund der gespeicherten magnetischen Energie weiterhin in gleicher Richtung
getrieben, verringert sich aber. Der Strom IL2 steigt dagegen.
i L1 =
1
*
− u Netz dt + i L10
∫
L
iL 2 =
1
(uT − u Netz )dt + i L 20 *
∫
L
Da die Ströme IL1 und IL2 in die gleiche Richtung fließen, addieren sie sich, wenn sie
ins Netz fließen (Stromverdoppelung).
Zustand 2:
Zu Beginn dieses Zeitabschnittes wird Schalter D geöffnet. Außerdem werden nun
beide Schalter (1,2) der Halbbrücke geschlossen. Das heißt über dem Transformator
fällt weder Primär- noch Sekundärseitig eine Spannung ab. Zuerst ist Schalter C der
- 51 -
Vollbrücke noch geöffnet. Nun treibt die Spule L einen Strom weiter, der die innere
Kapazität des Schalters D auflädt und die des Schalters C entlädt. Sobald die Spannung am oberen Ende von Schalter D auf das Niveau der Eingangsspannung gestiegen ist, kann Schalter C verlustfrei (ZVT) eingeschaltet werden, da über ihn zu diesem Zeitpunkt keine Spannung abfällt. Der Strom IL1 wird wie während Zustand 1
weitergetrieben. Die Spule L2 wird den Strom IL2 ebenso aufrechterhalten. Dieser
sinkt nun nach folgender Gleichung:
iL 2 =
1
− u Netz dt + i L 20
L∫
Zustand 3:
Zuerst wird Schalter A geöffnet. Bevor dann Schalter B eingeschaltet wird muß die
innere Kapazität dieses Knotens vom Eingangsspannungsniveau nach Masse entladen werden. Sobald dies abgeschlossen ist, also sobald keine Spannung mehr über
Schalter B liegt wird dieser zugeschaltet. Dann wird Schalter 1 geöffnet. An L1 liegt
nun die Trafospannung minus dem Augenblickswert der Netzspannung an. L2 ist
über S2 im Freilauf. Der Kommutierungsvorgang ist nun abgeschlossen. Der Strom
fließt nun von rechts nach links durch den Trafo IT<0.
Zustand 4:
Nachdem die Einschaltdauer von Schalter B und C verstrichen ist, werden erneut
beide Schalter der Halbbrücke (1,2) eingeschaltet und Schalter D wird wie in Zustand
2 für Schalter C beschrieben zugeschaltet. Anschließend erfolgt analog zu der vorher
dargestellten Kommutierung der Wechsel des Strompfades von B und D auf Schalter
A und D. Auf der nächsten Seite sind wichtigsten die Spannungs- und Stromverläufe
skizziert.
Bei der folgenden Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb wurde von einem
schaltentlasteten Betrieb ausgegangen:
Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke:
ηV = 0,97
Wirkungsgrad HF-Trafo:
ηT = 0,98
Wirkungsgrad der stromverdoppler Gleichrichters:
η G = 0,97
Gesamtwirkungsgrad:
η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,97 = 0,92
- 52 -
Abschließend sind nochmals die Vor- und Nachteile dieser Topologie aufgeführt.
Vorteile:
Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich
Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo
Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar
Ø Modularität
Nachteile:
Ø Hoher Bauteilaufwand
Ø Komplizierte Ansteuerung und genaue Bauteilauslegung
Ø Hohe sekundärseitige Spannung an dem Trafo (Die Variation der Eingangsspannung wird mit dem Übersetzungsverhältnis auf die Sekundärseite des Trafos
transformiert)
Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive
und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter).
- 53 -
Hier sind nochmals die Spannungs- und Stromverläufe ohne Schaltentlastung abgebildet.
Ua<0 und I0<0
Ua>0 und I0>0
UT
B& D
A&B A&C
1
1& 2
1&2
B&C
IT
IT
Io/2
IL1
UT-UN
UN
IL2
UT-UN
IL1
t
UL2 UT-UN
t
Io/2
IL2
t
Io'
Io
Io
t
-Io
t
t
UN
t
B&D
Io/2
UL1
UN
1
-Io/2
t
UT-UN
UL1
B&C
T
Io/2
-Io/2
1&2
B & D A&B A&C
1&2
2
1& 2
B&D
t
2
T
UL2
UT
1&2
t
Io/2
t
UN
t
Io/2
t
t
Abbildung 5-X Spannungs- und Stromverläufe Vollbrücke + Stromverdoppler
- 54 -
5.6
Einphasige hochfrequent schaltende Vollbrücke mit spannungsverdoppelnder Halbbrücke (6)
Diese Schaltung ähnelt der im vorigen Punkt beschriebenen Topologie sehr stark.
Der Unterschied liegt in der Halbbrücke. Diese ist anders verschaltet und beinhaltet
anstelle der zwei Spulen zwei Kondensatoren. Im Gegensatz zu der Stromverdo ppelung der vorherigen Topologie wird hier eine Spannungsverdoppelung vorgenommen. Diese Topologie ist ebenfalls einphasig und muß dreifach aufgebaut werden
um ein 3-phasiges System zu erzeugen. Die Leistung eines Moduls ist hier ebenso
400W p.
Vollbrücke
A
CEin
Uxy
C
HF-Trafo y
x
L
B
D
Halbbrücke
1
C1
2
C2
LAus
CAus
Io
Netz
Abbildung 5-XI Vollbrücke mit Halbbrücke als Spannungsverdoppler
Die diagonalen Schalterpaare A&D und B&C werden periodisch wechselnd angesteuert. Bevor jedoch von dem einen Paar auf das andere kommutiert wird, sind zwei
parallele Schalter z.B. B&D geschlossen. Das Verhältnis der diagonalen zu den parallelen Einschaltzeiten definiert das Tastverhältnis D. Gesteuert wird die Kommutierung mittels einer Zweipunktregelung des Stromes IL.
- 55 -
Ist der obere Grenzwert erreicht, so wird die Kommutierung von A&D auf B&C eingeleitet. Bei dem unteren Grenzwert wird die entgegensetzte Kommutierung eingeleitet. Die Abfolge der Kommutierung ist in Tabelle 5-II dokumentiert.
Ein
Aus
Zustand 1 A, D, 1
B, C, 2
Zustand 2 B, D, 1
A, C,2
Zustand 3 B, C, 2
A, D, 1
Zustand 4 A, C, 2
B, D,1
Tabelle 5-II Schaltzustände
Uxy
A,D,1
0
B,D,1
T
A,C,2
A,D,1
B,C,2
Abbildung 5-XII Trafospannung und Schaltzustände
Die Vollbrücke liefert an seinem Ausgang eine hochfrequente Rechteckspannung Ua.
Die Höhe dieser Spannung ist von dem Tastverhältnis D abhängig. Das Tastverhältnis D spiegelt sich in der Spannung Uxy über der Spule und dem Trafo wieder. Die
Ausgangsrechteckspannung der Vollbrücke Ua ist somit der arithmetische Mittelwert
der Spannung Uxy. Für die Spannung Ua gilt deshalb: U a = U xy
AV
.
Die bisherige Funktionsbeschreibung war für eine hart schaltende Betriebsweise. Da
diese Topologie jedoch schaltentlastend betrieben werden soll, sind auf der nächsten
Seite die wichtigsten Spannungs- und Stromverläufe skizziert. Bei der schaltentlastenden Ansteuerung liegt zwischen dem Ein- bzw. Ausschalten der kommutierenden
Schalter eine Pause. Während dieser Zeit werden die inneren Kapazitäten der übernehmenden Schalter auf- bzw. entladen. Dadurch wird erreicht das ein spannungsloses Einschalten (ZVT) gewährleistet wird. Für die Schalter 1&2 wird die Schaltentlastung über die Ansteuerung während der stromlosen Phase (ZCT) realisiert. Konkret
heißt das, die Schalter werden während der Nulldurchgänge des Stromes I L geschaltet.
- 56 -
Ua>0 und I0>0
Ua<0 und I0<0
(USol-Ua')/L -Ua'/L
IL
(U Sol-Ua')/L -Ua'/L
IL
(-U Sol-Ua')/L
t
t
A
A
t
t
C
t
D
t
1
t
2
B
Gatespannungen
Gatespannungen
B
C
D
1
2
t
UAB
USol
UAB
t
UCD
USol
UCD
t
UL
Usol-Ua'
(-U Sol-Ua')/L
Ua'
t
t
t
t
t
t
USol
t
USol
t
UL
t
t
Ua'
Ua'
t
t
Abbildung 5-XIII Spannungs- Stromverläufe Vollbrücke+Spannungsverdoppler
Die gezeigten Verläufe der Spannungen und Ströme sind lediglich qualitativ. Da die
Schaltung mit ca.100kHz betrieben werden soll, liegt der Zeitbereich der hier dargestellten Kurvenverläufe bei 10µs.
- 57 -
Im folgenden wird die Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb dieser Topologie vorgenommen. Dabei wurde von einem schaltentlasteten Betrieb ausgegangen:
Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke:
ηV = 0,97
Wirkungsgrad des HF-Trafo:
ηT = 0,98
Wirkungsgrad des spannungsverdoppler Gleichrichters: η G = 0,97
Gesamtwirkungsgrad:
η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,97 = 0,92
Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick.
Vorteile:
Ø Minimale Eingangsspannung ist durch das Übersetzungsverhältnis des HF-Trafos
festlegbar.
Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich
Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo
Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar
Ø Modularität
Nachteile:
Ø Hoher Bauteilaufwand
Ø Komplizierte Ansteuerung und genaue Bauteilauslegung
Ø Die Schalter 5 und 6 müssen positive und negative Ströme führen und positive
und negative Spannungen sperren können (bipolare Schalter).
Ø Problematische Regelung des Spannungsverdopplers (Unsymmetrie der Kondensatorspannungen)
- 58 -
5.7
Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler
Ausgangsvollbrücke (7)
Vollbrücke
A
CEin
C
UT
x
UL
IL
L
HF-Trafo y
B
D
Ausgangsbrücke
1
3
2
4
LAus
CAus
Netz
Abbildung 5-XIV Schaltbild „Hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionaler Ausgangsvollbrücke“
Ebenso wie die letzten Schaltungen besitzt diese Topologie als Eingangsstufe eine
Vollbrücke. Das Funktionsprinzip ist das gleiche wie bei den vorherigen Schaltungen
(siehe Seite 54). Das heißt die Eingangsstufe generiert eine hochfrequente Rechteckspannung und die Ausgangsstufe übernimmt die Umrichtung dieser HFSpannung, so daß eine Sinusspannung am Ausgang entsteht. Die Ausgangsstufe
besteht lediglich aus einer aktiven Brückenschaltungen. Die Besonderheit dieser Topologie liegt darin das die Leistungshalbleiter der Ausgangsbrücke bidirektional arbeiten können müssen. Lösungsmöglichkeiten für bidirektionale Schalter wurden in
Punkt 5.4.2 auf Seite 46 dargestellt. Wie bei den vorangegangen Topologien erwähnt
muß diese Schaltung in dreifacher Ausfertigung vorhanden sein um ein Drehstromsystem zu generieren. Die Leistung ist hier ebenso 400W p pro Leistungsmodul.
Da die Funktionsweise der Eingangsstufe hinreichend oft beschrieben wurde (Punkt
5.5 bis 5.8) wird auf eine erneute Erklärung an dieser Stelle verzichtet.
- 59 -
Die Ausgangsstufe wird so angesteuert, dass die hochfrequente Rechteckwechselspannung des Trafos gleichgerichtet wird. Die Polarität wird dabei passend zur
Netzspannung gewählt, während der positiven Halbwelle findet eine Gleichrichtung
mit positiver Ausgangsspannung statt und während der negativen Halbwelle umgekehrt.
Für diese Betriebsweise sind Schalter erforderlich die in beide Richtungen Strom führen und Spannung aufnehmen können (bidirektionale Schalter). Das Verhalten des
Drosselstromes und die Ansteuerspannungen der Schalter sind in der folgenden Abbildung skizziert.
Ua<0 und I0<0
(USol-Ua')/L
IL
-Ua'/L
t
UL
t
A
B
Gatespannungen
C
D
1
2
3
4
t
t
t
t
t
t
t
t
Abbildung 5-XV Strom und Spannungen des Wechselrichters
mit bidirektionaler Ausgangsstufe
- 60 -
Auf die Darstellung der Ansteuerspannungen für die negative Netzperiode wurde an
dieser Stelle verzichtet, da diese lediglich invertiert ist. Die hier dargestellten Verläufe
sind lediglich qualitativ und müssen gegebenenfalls durch eine Simulation bestätigt
und quantifiziert werden. Darüber hinaus ist die Ansteuerung der Ausgangsstufe hart
schaltend gezeigt, da die bidirektionalen Schalter hier nicht ohne weiteres schaltentlastend betrieben werden können. Hierfür wird normalerweise die Rückwärtsdiode
der MOSFETs benötigt. Bei bidirektionalen Schaltern ist allerdings ein Stromfluß nur
möglich wenn diese angesteuert werden. Die Wirkungsgradabschätzung für den
Nennbetrieb dieser Topologie wird anschließend gezeigt. Dabei wurde von einem
schaltentlasteten Betrieb der Eingangsstufe ausgegangen:
Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke:
ηV = 0,97
Wirkungsgrad des HF-Trafo:
ηT = 0,98
Wirkungsgrad der Ausgangsbrücke:
η G = 0,95
Gesamtwirkungsgrad:
η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,95 = 0,90
Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick.
Vorteile:
Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich
Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo
Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar
Ø Modularität
Nachteile:
Ø Sehr hoher Bauteilaufwand
Ø Auf der Ausgangsseite immer 2 Schalter jeweils zwei Dioden im Strompfad
Ø Höheres Übersetzungsverhältnis als bei Spannungsverdoppler notwendig
Ø Bidirektionale Schalter erforderlich
Ø Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke muß exakt im Stromnulldurchgang erfolgen (Snubber über der Trafowicklung)
- 61 -
5.8
Einphasiger hochfrequent schaltender Wechselrichter mit Potentialtrennung und Doppelbrücke (8)
Vollbrücke
A
CEin
C
UT
x
UL
IL
L
HF-Trafo y
B
D
2-fache Brücke
1
-
3
+
2
2
4
LAus
CAus
Netz
Abbildung 5-XVI Hochfrequent schaltend Leistungsstufe mit Potentialtrennung
Auch diese Schaltung besitzt als Eingangsstufe eine Vollbrücke die eine hochfrequente Rechteckspannung generiert. Das Funktionsprinzip ist das gleiche wie bei
den vorherigen Schaltungen (siehe Seite 54). Das heißt die Eingangsstufe generiert
die hochfrequente Rechteckspannung und die Ausgangsstufe übernimmt die Umrichtung dieser HF-Spannung, so daß eine Sinusspannung am Ausgang entsteht.
Die Ausgangsstufe besteht im Prinzip aus 2 in Serie geschalteten Brückenschaltungen. Davon ist eine passiv mit Dioden und eine aktiv mit Halbleiterschaltern aufgebaut. Die detaillierte Funktionsweise folgt im Anschluß an das Schaltbild. Diese Topologie ist ebenfalls einphasig und muß dreifach aufgebaut werden um ein 3phasiges System zu erzeugen. Die Leistung ist hier ebenso 400W p pro Leistungsmodul.
Die Idee für diese Topologie wurde aus der Forderung abgeleitet die bidirektional
arbeitenden Schalter der Ausgangsstufen der vorherigen Schaltungen (4) bis (6) zu
substituieren. Das Ergebnis ist die hier gezeigte Brückenschaltung, bei der eine passive und eine aktive Brücke dafür sorgen das die benötigten Schalter ausschließlich
unidirektional arbeiten.
- 62 -
Die Gleichrichtung der hochfrequenten Rechteckwechselspannung die an der Sekundärwicklung des Trafos anliegt wird von dem passiven Brückengleichrichter übernommen. Die aktive Brücke übernimmt die Aufgabe der Polwendung. Das heißt während einer halben Netzperiode ist immer ein diagonales Schalterpaar eingeschaltet
z.B. während der positive Halbwelle Schalter 3&2 und während der negativen Halbwelle 1&4. Bei den unten gezeigten Spannungs- und Stromverläufen lag das Augenmerk auf der Eingangsseite.
Die Wirkungsgradabschätzung für den Nennbetrieb dieser Topologie zeigt folgende
Werte (schaltentlasteter Betrieb):
Wirkungsgrad der spannungsgespeisten Vollbrücke:
ηV = 0,97
Wirkungsgrad des HF-Trafo:
ηT = 0,98
Wirkungsgrad der Ausgangsbrücken (Gleichrichter):
η G = 0,96
Gesamtwirkungsgrad:
η = ηV ⋅ ηT ⋅ η G = 0,97 ⋅ 0,98 ⋅ 0,96 = 0,91
Die Vor- und Nachteile dieser Topologie im Überblick.
Vorteile:
Ø Schaltenlastender Betrieb ohne zusätzlichen Bauteilaufwand möglich
Ø Galvanische Trennung mit HF-Trafo
Ø Geringe Baugrößen der induktiven Elemente da hochfrequent betreibbar
Ø Modularität
Ø Niedrige Schaltfrequenz der Schalter der Ausgangsstufe (netzfrequent schaltend)
à nur Schaltverluste in den Gleichrichterdioden auf der Sekundärseite
Ø Einfach Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke
Nachteile:
Ø Sehr Hoher Bauteilaufwand
Ø Auf der Ausgangsseite immer 2 Schalter und zwei Dioden im Strompfad
Ø Höheres Übersetzungsverhältnis als bei Spannungsverdoppler notwendig
Ø Keine Blindleistungsübertragung ohne Zusatzbeschaltung
- 63 -
5.9
Vergleich der verschiedenen Topologien
Im folgenden werden nochmals die Vor- und Nachteile der einzelnen Topologien,
und deren Bauteilaufwand gegenübergestellt. Um einen direkten Vergleich zu ermöglichen sind die Vor- und Nachteile in einer Tabelle dargestellt. In einer zweiten
Tabelle werden ausgewählte Aspekte quantitativ beleuchtet.
Schaltung
Vorteile
Nachteile
Einfache B6
•
Hoher Wirkungsgrad ca.93%
•
Sehr hohe Eingangsspannung notwendig
(1)
•
Sehr einfacher Aufbau
•
Keine galvanische Trennung ohne NF-Trafo
•
Geringer Bauteilaufwand
•
Große Baugröße induktiver Elemente
•
Hohe Bauteilbelastung
•
Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich
Hochsetz B6 •
(2)
•
Sperrw. B6
•
(3)
•
Spannungsgespeister
Push-Pull
Konverter
(4)
Stromverdoppler
(5)
•
niedrigere Eingangsspannung •
als bei (1)
•
geringe Welligkeit im Gleich•
stromzwischenkreis
•
mäßiger Wirkungsgrad ca. 88%
Galvanische Trennung mit HF- •
Trafo
•
Geringe Baugröße der induktiven Elemente bei hoher
•
Schaltfrequenz
mäßiger Wirkungsgrad ca. 86%
Geringe Baugröße der indukti- •
ven Elemente bei hoher
•
Schaltfrequenz
Hoher Bauteilaufwand
•
Schaltentlastender
ohne
zusätzliche
möglich
•
Galvanische Trennung mit HF- •
Trafo
•
Modularität
•
Hoher Wirkungsgrad ca. 92%
•
Geringe Baugröße der indukti- •
ven Elemente bei hoher
Schaltfrequenz
•
Schaltentlastender
Betrieb
ohne
zusätzliche
Bauteile •
möglich
•
•
•
Betrieb
Bauteile •
•
Galvanische Trennung mit HF•
Trafo
•
Modularität
Keine galvanische Trennung ohne NF-Trafo
Große Baugröße induktiver Elemente
Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich
Sehr hohe Bauteilbelastung insbesondere
der Schalter
Kein schaltentlastender Betrieb ohne zusätzliche Bauteile möglich
Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile
Mittelanzapfung der Primärwicklung des HFTrafos
Drei Leistungsteile erforderlich
Hoher Bauteilaufwand
Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile
Hohe Sekundärseitige Trafospannung
Die Variation der Eingangsspannugn wird mit
dem Übersetzungsverhältnis auf die Sekundärseite des Trafos transformiert
Bidirektional arbeitende Schalter erforderlich
Drei Leistungsteile erforderlich
- 64 Schaltung
Spannungsverdoppler
(6)
Vorteile
Nachteile
•
•
Hoher Wirkungsgrad ca. 92%
•
Geringe Baugröße der indukti- •
ven Elemente bei hoher
Schaltfrequenz
•
Schaltentlastender
Betrieb
ohne
zusätzliche
Bauteile
möglich
•
Galvanische Trennung mit HF•
Trafo
•
•
•
Modularität
•
Niedrige Eingangsspannung
Ausgangsvollbrücke
mit bidirektionalen
Schaltern
•
Hoher Wirkungsgrad ca. 92%
•
(7)
•
Geringe Baugröße der indukti- •
ven Elemente bei hoher
Schaltfrequenz
•
Schaltentlastender
Betrieb
ohne
zusätzliche
Bauteile
möglich
•
•
Doppelbrücke
(8)
•
Komplizierte Ansteuerung und genaue Auslegung der Bauteile
Spannungssymmetrie an den Ausgangskondensatoren regelungstechnisch schwer beherrschbar
Bidirektional arbeitende Schalter erforderlich
Drei Leistungsteile erforderlich
Sehr hoher Bauteilaufwand
Höhres Übersetzungsverhältnis
Spannungsverdoppler notwendig.
als
bei
Ausgangsseitig entweder vier Schalter in
Reihe, oder zwei Schalter und vier Dioden im
Strompfad (abhängig von Art der bidirektionalen Schalter)
Galvanische Trennung mit HF- • Drei Leistungsteile erforderlich
Trafo
Ansteuerung der sekundärseitigen Brücke muß
exakt im Stromnullsurchgang erfolgen (Snubber
Modularität
über der Trafowicklung)
•
Hoher Wirkungsgrad ca. 92%
•
•
Geringe Baugröße der indukti- •
ven Elemente bei hoher
Schaltfrequenz
•
Schaltentlastender
Betrieb
ohne
zusätzliche
Bauteile
•
möglich
Galvanische Trennung mit HF- •
•
Modularität
•
Niedrige Schaltfrequenz der
Schalter der Ausgangsstufe
à nur Schaltverliuste der
Dioden auf der Sekundarseite
•
Einfache Ansteuerung
sekundärseitigen Brücke
•
Hoher Bauteilaufwand
Trafo
•
Sehr hoher Bauteilaufwand
Höhres Übersetzungsverhältnis
Spannungsverdoppler notwendig.
als
bei
Ausgangsseitig immer zwei Schalter und
zwei Dioden im Strompfad
Drei Leistungsteile erforderlich
Keine Blindleistungsübertragung ohne Zusatzbeschaltung
der
Tabelle 5-III Übersicht Vor- und Nachteile der Topologien
- 65 -
Schaltung
Spannungsbelastung der Schalter
*16
USMax
Einfache B6
(1)
Spannungsbelastung
sonstige
BauAnzahl
Anzahl
Anzahl
teile
Schalter
KondenSpulen
gesamt im Stromsatoren
mind.
mind. pfad max.
mind.
USol
7
--
10
3
3
1
USol
--
15
4
4
2
uˆ Netz
+ U Sol ⋅ ü
DMax
14
4
3
2
--
3x13
3x3
3x2
3x4
--
3x13
3x3
3x4
3x2
--
3x13
3x3
3x2
3x4
3x2
3x2
3x2
3x2
Hochsetz B6
(2)
Sperrw. B6
(3)
Diode =
uˆ Netz 3~
DMax ⋅ ü *
*
+ U Sol Sc
halter der B6 =
û Netz
Schalter 1&2 = USol
Push-Pull
3&4 =
uˆ Netz
2⋅ü
5&6 =
û Netz
Konverter (4)
Stromverdoppler (5)
Spannunverdoppler (6)
Vollbrücke = USol
1&2 =
ü ⋅ U Sol
Vollbrücke = USol
1&2 =
û Netz
Eingangsvollbrücke
Bidirektionalen Augangsbrücke (7)
Doppel-
= USol
Ausgangsvollbrücke
=
û Netz
bidirektionalen
Schalter =
û Netz
Dioden
1 bis 4 =
û Netz
3x8
3x17
oder
3x21
oder
3x4 +
3x8Dioden
3x4 +
Vollbrücke = USol
brücke
(8)
Dioden der
= û Netz
3x17
3x4
Dioden
Tabelle 5-IV Überblick der verschiedenen Topologien
6
Maximale Belastung der Schaltern
7
Spannung des Solargenerators
DMax = Maximales Tastverhältnis (ca.0,9)
ü = Übersetzungsverhältnis des Trafos
- 66 -
Da bereits in der Einleitung dieses Berichtes die Forderung nach möglichst kleinen
induktiven Elementen bestand, scheiden die Topologien (1) und (2) von vornherein
aus, da diese nicht hochfrequent betrieben werden können und auch keinen HFTrafo besitzen.
Topologie (3) kann zwar hochfrequent betrieben werden besitzt allerdings einen geringeren Wirkungsgrad als die Schaltungen (4) bis (7) und ist außerdem nicht geeignet schaltentlastend betrieben zu werden.
Ein wesentlicher Nachteil von Topologie (4), (Push-Pull Hf-Wechselrichter) ist der
Trafo mit Mittelanzapfung.
Bei Topologie (5), der Vollbrücke mit Stromverdoppler, ist die hohe Sekundärspannung des Trafos problematisch. Das Übersetzungsverhältnis des Trafos muß so
ausgelegt werden, dass die maximale Netzspannung bei minimaler Solarspannung
(einphasig 358V) erreicht wird. Bei einem weiten Eingangssapnnungsbereich (≈
Faktor 4) würde somit eine maximale Sekundärspannung des Trafos von ca. 1,5kV
ergeben.
Bei Topologie (6), der Vollbrücke mit Spannungsverdoppler haben Simulationen gezeigt das es sehr problematisch ist die Spannungen an den Kondensatoren der Ausgangstufe symmetrisch zu halten. Bei Unsymmetrie fließen sehr große Ausgleichströme was zu erheblichen Verlusten und einem instabilen Verhalten führt.
Topologie (7) hat bei Simulationen ein gutes Verhalten des Ausgangsstromes gezeigt. Ein Nachteil dieses Aufbaus ist allerdings die Notwendigkeit bidirektionale
Schalter einsetzen zu müssen. Da am Markt keine Schalter erhältlich sind, die den
gestellten Anforderungen gerecht werden, müssten die Schalter mit Hilfe einer der
Lösungen aus Punkt 5.4.2 auf Seite 46 realisiert werden. Dabei liegen für einen bidirektionalen Schalter entweder jeweils 2 MOSFETs oder aber ein MOSFET und zwei
Dioden in Reihe. Dies führt zu zusätzlichen Verlusten, die den Wirkungsgrad der Lö-
- 67 -
sung verringern. Bei praktischen Versuchen mit dieser Schaltung hat sich gezeigt
das die Ansteuerung sehr kompliziert ist und auf Variation der Parameter Temperatur, Stromamplitude und Augenblickswerte der Netzspannung sehr sensibel reagiert.
Schaltung (8), die Ausgangsstufe mit Doppelbrücke hat zwar den Nachteil das die
Ausgangsstufe vier Schalter und vier Dioden benötigt, zeigte dafür aber bei Messungen sehr gute Ergebnisse bei dem Verhalten von Ausgangsstrom und -spannung.
Trotz der relativ hohen Anzahl von Ventilen im Strompfad lieferte die Wirkungsgradabschätzung akzeptable Ergebnisse. Die Lieferung von Blindleistung muß allerdings eventuell durch eine Zusatzbeschaltung gewährleistet werden z.B. zusätzlichen
Sperrwandler der auf den Eingang zurückspeist (benötigte Leistung des Rückspeisewandlers bei cos ϕ = 0.5 ist ungefähr 11% der Nennscheinleistung des Moduls).
Dieses Problem tritt bei einem Netzeinspeisegerät, bei dem der Leistungsfaktor auf
cos ϕ = 1 geregelt wird, nicht auf.
Aufgrund der hier gesammelten Aspekte der einzelnen Topologien wurde Schaltung
(8), die Ausgangsstufe mit Doppelbrücke zur Realisation ausgewählt.
- 68 -
6
Modellierung und Simulation der ausgewählten Topologie
Innerhalb dieser Überschrift wird die in dem vorangegangen Kapitel ausgewählte Topologie (8), die Ausgangstufe mit Doppelbrücke detailliert untersucht und beschrieben. Für die Beurteilung der Schaltung ist es von Vorteil die beiden Schaltungsteile
Eingangsstufe und Ausgangsstufe separat zu betrachten. Da die beiden Teile über
den Trafo getrennt sind ist eine Potentialtrennung gewährleistet. Darüber hinaus
werden in diesem Unterpunkt Auswahlkriterien für alle Bauelemente der Leistungsstufen definiert. Davor ist es jedoch essentiell die Gesamtschaltung nochmals vorzustellen. Alle folgenden Betrachtungen sind einphasig.
6.1
Modell der Gesamtschaltung
Die Modellierung aller Baugruppen der Eingangsstufe und der Ausgangsstufe können aus dem unten gezeigten Schaltbild entnommen werden. Die in Punkt 5.8 auf
Seite 61 dargestellte Schaltung war nicht blindleistungfähig. Da es allerdings zu Betriebssituationen kommen kann in denen der Wechselrichter Blindleistung liefern oder
aufnehmen muß, wurde die Schaltung so ergänzt, dass sie im Bereich von
cos ϕ = ± 0.5 Blindleistung liefern bzw. beziehen kann. Diese Zusatzbeschaltung ist
im folgenden Simulationsmodell bereits enthalten (Flyback).
Vollbrücke
A
C
Uxy
HF-Trafo y
x
CEin
B
HF-Trafo
L
D
Flyback
+
1
3
RS1
2
-
4
RS2
QS
CS
2-fache Brücke
LAus
RNetz
CAus
UNetz
Abbildung 6-I Simulationsmodell
LNetz
- 69 -
Im anschließenden Punkt wird die Notwendigkeit und die Funktionsweise der Zusatzbeschaltung erklärt.
6.2
Sperrwandler zur Blindleistungsübertragung (Flyback)
Wie im vorigen Punkt bereits erwähnt, sollte der Wechselrichter Blindleistung liefern
und aufnehmen können. Da die Ausgangsstufe mit Dioden realisiert ist kann keine
Rückspeisung von Energie erfolgen. Deshalb wird eine Zusatzbeschaltung benötigt
die eine Rückspeisung ermöglicht. Bei der nun vorgestellten Lösung handelt es sich
um einen separaten Sperrwandler der im Falle eines Blindleistungsbedarfs zugeschaltet wird. Die Leistung, für die der Rückspeisewandler dimensioniert werden
Primärseite
HF-Trafo
muß, ist bei cos ϕ = ±0.5 ungefähr 11% der Nennscheinleistung des Moduls.
RS1
QS
RS2
Sekundärseite
CS
Abbildung 6-II Sperrwandler für Blindleistungsbetrieb
Funktionsweise der Schaltung:
Der Sperrwandler (Flyback) wird nur zugeschaltet, wenn Blindleistungsbedarf besteht. Der Schalter des Wandlers wird so betrieben, dass eine PWM erzeugt wird, die
einen Stromfluß in Richtung Eingangskondensatoren ermöglicht. Der Strom wird so
geregelt, dass der Netzstrom dem Stromsollwert entspricht. Gleichzeitig werden alle
vier Schalter der Eingangsbrücke ausgeschaltet. Die Detektion erfolgt mit Hilfe der
Überwachung der Stellgröße der Stromreglers. Wenn Leistung auf die Eingangsseite
zurückgespeist werden soll, wird die Stellgröße des Stromreglers negativ. Sobald die
Stellgröße zu Null wird, wird der Sperrwandler in Betrieb genommen und die Eingangsbrücke wird deaktiviert.
- 70 -
Die auf die Eingangsseite zurückgespeiste Energie wird bei einem 3-phasigen Gerät
nicht in den Eingangskondensatoren zwischen gepuffert sondern in den anderen,
eingangsseitig parallelgeschalteten Modulen ins Netz eingespeist.
6.3
Modell der Eingangsstufe (Vollbrücke)
Die Vollbrücke generiert wie bereits in Punkt 5.5 auf Seite 48 erwähnt eine hochfrequente (ca. 100kHz) Rechteckspannung UTSek. Diese ist mittels Phasenverschiebung
der beiden Brückenzweige (S1, S2 zu S3, S4) pulsweitenmoduliert (PWM), so dass
bei entsprechender Umrichtung durch die Ausgangsstufe eine Sinusspannung entsteht. Die Eingangskapazität und der HF-Trafo werden zu der Vollbrücke hinzugezählt. Auf der rechten Seite der Abbildung ist zusätzlich noch die Sekundärseite des
zurückspeisenden Sperrwandlers gezeichnet, der bei Blindleistungsbedarf im Ausgang aktiviert wird. Da der Netzeinspeiser mit einem Leistungsfaktor von nahezu 1
betrieben wird, kann auf diesen Schaltungsteil im Allgemeinen verzichtet werden.
Vollbrücke
S1
S3
COSS
HF-Trafo
CEin
L
S2
S4
UTSek
Abbildung 6-III Eingangsstufe
Aufgrund der hohen Ansteuerfrequenz der Leistungsschalter wurden für diese MOSFETs ausgewählt. Im folgenden werden nun Kriterien für die Auswahl der einzelnen
Komponenten der Vollbrücke definiert.
- 71 -
HF-Trafo
Ø
Wirkungsgrad η ≈ 0,99
Ø
Übersetzungsverhältis ü
Um diese Größe definieren zu können sind einige Vorüberlegungen nötig.
Um einen Strom ins Netz einspeisen zu können, muß die Ausgangsspannung des
Wechselrichters auch bei der kleinsten möglichen Generatorspannung größer sein
als die Netzamplitude. Die Generatorspannung muß über das Tastverhältnis D der
Vollbrücke und das Übersetzungsverhältnis ü des HF-Trafos auf dieses Niveau gebracht werden. Hinzu kommen die Spannungsabfälle in den Leistungsschaltern der
Eingangsstufe (Vollbrücke) à U VerlustEin = 2V und den Leistungsschaltern der Ausgangsstufe à U VerlustAus = 4V .
U SolMin = 49V
uˆ NetzMax = 2 ⋅ 230V ⋅ 110% = 358V
DMax = 0,85
uˆTSek = uˆ Netz
uˆTSekMin = uˆ Netz max + U VerlustAus = 358V + 4V = 362V
uˆT Pr i = (U SolMin − U VerlustEin )⋅ DMax = (49V − 2V )⋅ 0,85 = 39,9V
ü=
uˆTSek
362V
=
= 9,06
uˆT Pr i 39,9V
Es wurde ein Übersetzungsverhältnis von ü = 9 ausgewählt. Damit ändert sich die
primäre Trafospannung und das maximale Tastverhältnis auf:
uˆT Pr i =
DMax =
uˆTSekMin 362V
=
= 40,2V
ü
9
uˆT Pr i
40,2V
=
= 0,86
U SolMin − U VerlustEinl 49V − 2V
Der Trafo darf bei seinem maximalen Netzspannung nicht Sättigung gehen.
Drossel L
Da die Energiespeicher in der Umrichterstufe sehr klein sind, bezogen auf die Netzperiode, muß für die Dimensionierung mit den Amplitudenwerten von Netzspannung
und Netzstrom gerechnet werden.
- 72 -
Bei 400Wp Solarleistung einphasig ergibt sich für die Netzleistung:
PNetz = PSol ⋅ η = 400W ⋅ 0,92 = 368W
Es wird mit einer Einspeisung bei cos ϕ = 1 und einer Schaltfrequenz f Schalt = 100kHz
gerechnet. Die errechneten Werte beziehen sich auf die maximal während einer Periode der Schaltfrequenz auftretenden Größen, da diese von der Drossel auch ohne
Sättigung bewältigt werden müssen. Bei der Berechnung der Stromwärmeverluste in
der Drossel kann der berechnete Effektivwert durch den Faktor
2 geteilt werden,
da die thermische Zeitkonstante der Drossel wesentlich größer ist als die Periodendauer der Netzspannung.
uˆ NetzMax = 2 ⋅ U NetzNenn ⋅ 1,1 = 358V
uˆ NetzMin = 2 ⋅ U NetzNenn ⋅ 0,9 = 293V
P
368W
iˆNetzMin = Netz =
= 2,06 A
uˆ NetzMax 358V
P
368W
iˆNetzMax = Netz =
= 2,51A
uˆ NetzMin 293V
üTrafo = 9
I AVMax ( Ts ) = ü Trafo ⋅ i NetzMax = 9 ⋅ 2,51A = 22,6A
à
Der Strom ist dreieckförmig deshalb gilt:
à iˆL = 2 ⋅ I AVMax (Ts ) = 2 ⋅ 22,6 A = 45,2 A
i LRMS =
iˆL 45,2 A
=
= 26,1A
ks
3
Des weiteren gilt:
U L ( tein ) ⋅ t Ein
T
= t Ein + t Aus iˆL =
2
L
U L ( tein ) Min = U SolMin − U Verlust −
U L( taus ) ⋅ t Aus
L
û NetzMin
293V
= 49V − 4V −
= 49V − 4V − 33V = 12V
9
ü
U L (taus ) Min = −
mit
− î L =
uˆ NetzMin
293V
=−
= −33V
ü
9
t Aus =
T
− t Ein
2
- 73 -
U L( tein ) ⋅ t Ein
U L( taus ) T U L( taus )
⋅ +
⋅ t Ein
L
L
2
L
T
t Ein (U L( tein ) − U L( taus ) )= −U L( taus ) ⋅
2
− U L( taus )
33V
10µs
T
⋅ =
⋅
= 3,67 µs
t Ein =
2
U L( tein ) − U L( taus ) 2 12V + 33V
=−
Nun läßt sich die erforderliche Induktivität bestimmen:
L=
U L ( tein ) ⋅ t Ein
î L
=
12V ⋅ 3,67µs
= 0,97µH
45,2A
Dieser Wert wird durch einen kleinen Luftspalt im Trafo realisiert. Dieser Vorgehen
hat den Vorteil, dass ein induktives Bauteil eingespart wird und dass Fertigungstoleranzen des Ferritmaterials einen geringeren Einfluß auf die Durchflutung und somit
auf das Verhalten des Trafos haben. Der Nachteil ist eine Verringerung des Kopplungsfaktors im Trafo und dadurch eine schlechtere Ausnutzung des Kernmaterials.
Da jedoch die unvermeidbare Steuinduktivität in die Drossel integriert wird, kann eine
geringfügige Vergrößerung der Streuung durch die Einsparung eines Bauteils kompensiert werden.
Eingangskapazität CEin
Ø
Wie bereits in dem Forschungsantrag definiert ist eines der Ziele dieser Entwicklung auf die großen Eingangskapazitäten verzichten zu können. Durch das
3-phasige Konzept ist es theoretisch möglich gänzlich auf diese Komponenten
zu verzichten. Aufgrund von Schaltvorgängen und Streuinduktivitäten zwischen
den einzelnen Leistungsmodulen kann auf diese Kapazitäten nicht verzichtet
werden. Es wird deshalb eine Eingangskapazität im µF-Bereich in jedes der
Leistungsmodule eingesetzt werden. Für diesen Kapazitätsbereich sind langlebige Folienkondensatoren vorgesehen.
Ø
Spannungsfestigkeit ≥ 200V
Ø
Impulse mit kurzer Stromflußdauer IPeak ca. 50A
- 74 -
Leistungsschalter S1 bis S4
Ø
Sperrspannung ≥ 200V
Ø
Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert):
I SchalterMax =
1 I LRMS
26A
⋅
=
= 9,2A
2
2
2⋅ 2
Ø
Maximale Schaltfrequenz ≥ 100kHz
Ø
Maximale Durchlassverluste ≤ 7W.
Ø
Gehäuse möglichst TO220
6.4
Modell der Ausgangsstufe (bidirektionale Vollbrücke)
Die passive Diodenbrücke richtet die Rechteckwechselspannung der Eingangsstufe
gleich. Dazu muß die Rückwärtserholungszeit (reverse recovery time) trr dieser
Dioden klein genug sein da die Frequenz der Rechteckspannung 100kHz beträgt.
Die Kommutierung der Dioden wird durch die Drossel auf der Primärseite des Trafos
mit einer begrenzten Stromsteilheit durchgeführt. Die nachgeschaltete aktive Brücke
übernimmt die Polwendung. Dazu sind zwei diagonale Schalter während einer Netzhalbwelle eingeschaltet z.B. Schalter 3&2 während der positiven Halbwelle und umgekehrt. Der Vorteil dieses Aufbaus liegt darin das die Schalter lediglich unidirektional und mit Netzfrequenz betrieben werden müssen. Man ist deshalb nicht wie bei
der Eingangsstufe auf schnell schaltende Leistungshalbleiter bei der Auswahl der
Bauteile begrenzt. Die Schaltverluste in der aktiven Brücke sind durch die kleine
Schaltfrequenz zu vernachlässigen d. h. auf der Sekundärseite des Trafos fallen nur
die geringen Schaltverluste der Dioden und die Durchlassverluste der vom Strom
durchflossenen Bauteile an.
- 75 -
1
-
Flyback
2-fache Brücke
3
+
RS1
2
4
QS
LAus
CAus
Netz
Abbildung 6-IV Ausgangsstufe
Im folgenden die Auswahlkriterien für die Komponenten der Halbbrücke
Schalter
Ø Sperrspannung ≥ 600V (Aufgrund von Sicherheitsüberlegungen)
Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert)
1 1 1
1 1 1
I SchalterMax = I LeffMax ⋅ ⋅ ⋅
= 26 A ⋅ ⋅ ⋅
= 1,02 A
2 ü 2
2 9 2
Ø Maximale Durchlassverluste ≤ 3W
Ø Schaltfrequenz ≥ 50Hz
Ø Gehäuse möglichst TO220
Dioden
Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert)
1 1 1
1 1 1
I DidenMax = I LeffMax ⋅ ⋅ ⋅
= 26 A ⋅ ⋅ ⋅
= 1,02 A
2 ü 2
2 9 2
Ø Sperrspannung U R ≥ 600V
RS2
CS
- 76 -
Ausgangskapazität CAus
Ø Spannungsbelastbarkeit UC,eff = 250 V~
Ø Maximale Dauerstrombelastbarkeit (Effektivwert)
I L = 2 ⋅ I DiodenMax = 2 ⋅ 1,02A = 2.04A
Drossel LAus
Ø Maximale Strombelastbarkeit I LAusMax ≥ iˆNetzMax = 2,52 A
Ø keine Sättigung im definierten Strombereich (f≈50Hz mit 100kHz Rippel)
6.5
Simulationsergebnisse
Die hier gezeigten Ergebnisse wurden mit der Simulationssoftware Simplorer ermittelt. Dazu wurde das vorher gezeigte Schaltungsmodell verwendet. Im folgenden sind
die Ergebnisse einer Zeitbereichssimulation gezeigt. Es wurden mehrere Simulationen durchgeführt, die hier gezeigten Verläufe sind bei einer Eingangsspannung (Solarspannung) von 80V einer Ausgangsspannung (Netzspannung) von 230V / 50Hz
und bei einer eingespeisten Netzleistung von 368W (einphasig) entstanden.
6.5.1 Zeitverläufe der Trafospannung und des Trafostroms
Als erstes Bild wird hier der exemplarische Verlauf der Spannung und des Stromes
der Primärseite des HF-Trafos gezeigt. Da die Drossel in das Modell des HF-Trafos
integriert wurde, kann der Verlauf der Spannung an der Drossel nicht getrennt betrachtet werden.
- 77 -
U " L 3 " [V ]
I" L 3 " [ A ]
1 0 0 .0 0
5 0 .0 0
0
- 5 0 .0 0
-1 0 0 . 0 0
4 .7 5 2 5 m
4 .7 5 5 0 m
4 .7 5 7 5 m
4 .7 6 0 0 m
4 .7 6 2 5 m
4 .7 6 5 0 m
Abbildung 6-V Primärseitiger Strom und Spannung im HF-Trafo
Der zugehörige Spannungs- und Stromverlauf auf der Sekundärseite ist wie folgt:
40 0.0
U " L 4 " [V ]
1 0 * I"L 4 " [ A ]
20 0.0
0
-20 0. 0
-40 0. 0
4 .7 5 2 5 m
4 .7 5 5 0 m
4 .7 5 7 5 m
4 .7 6 0 0 m
4 .7 6 2 5 m
4 .7 6 5 0 m
Abbildung 6-VI Trafospannung und -strom sekundärseitig
Der Zeitverlauf des Stroms ist auf der Sekundärseite mit dem Faktor 10 multipliziert!
- 78 -
6.5.2 Kommutierung auf der Primärseite
Wie schon im Kapitel 5.8 beschrieben, ist die Kommutierung auf der Solarseite quasiresonant.
5 0 .0 0
U "D 2" [V ]
-1 * I " S 1 " [ A ]
I" S 2 " [A ]
I" D 2 " [ A ]
I" C 1 " [ A ]
3 3 .3 3
0
- 3 3 .3 3
- 6 6 .6 7
-1 0 0 . 0 0
9 6 5 .9 7 5 u
9 6 6 .0 0 0 u
9 6 6 .0 2 5 u
9 6 6 .0 5 0 u
9 6 6 .0 7 5 u
96 6.10 0u
Abbildung 6-VII Kommutierung des Stromes von S1 nach S2
Die Schalter S1 und S2 sind in der linken Halbbrücke der Eingangsstufe angeordnet.
Die Kommutierung wird beim jeweiligen Strommaximum durch das Abschalten des
stromführenden Schalters ausgelöst, in Abbildung 6-VII ist dies S1. Der Strom kommutiert dann in die Ausgangskapazität der Schalter S1 und S2, wobei die Kapazität
von S1 auf die Eingangsspannung aufgeladen wird, die Kapazität von S2 wird entladen. Sobald die Spannung am Mittelpunkt der Brücke auf Masse abgesunken ist,
wird die Rückwärtsdiode des Schalters S2 leitend, die Spannung wird auf Massepotential geklemmt. Danach kann der Schalter S2 spannungs- und stromlos eingeschaltet werden.
Die Zeit für die Kommutierung ist von der aktuellen Stromamplitude abhängig, die in
der Drossel gespeichert Energie ist im Allgemeinen sehr viel größer als die für das
Umladen der Kondensatoren benötigte, deshalb ist die Spannungsänderung linear.
- 79 -
U "D 4" [V ]
-1 0 * I " S 3 " [ A ]
-1 0 * I " S 4 " [ A ]
1 0 * I"D 4 " [ A ]
1 0 * I"C 4 " [ A ]
5 0 .0 0
2 5 .0 0
0
- 2 5 .0 0
- 5 0 .0 0
- 7 5 .0 0
-1 0 0 . 0 0
9 4 6 .0 2 5 u
9 4 6 .0 5 0 u
9 4 6 .0 7 5 u
9 4 6 .1 0 0 u
9 4 6 .1 2 5 u
94 6.15 0u
Abbildung 6-VIII Kommutierung der rechten Halbbrücke von S3 nach S4
Die Abbildung 6-VIII zeigt die Kommutierung der rechten Halbbrücke, die dort gezeigten Ströme sind zur besseren Darstellung mit dem Faktor 10 multipliziert.
Die Kommutierung auf dieser Seite wird jeweils mit der halben Periodendauer der
Schaltfrequenz ausgelöst. Der Strom auf der Sekundärseite ist zu diesem Zeitpunkt
null, auf der Primärseite fließt nur der Magnetisierungsstrom durch den Trafo. Durch
den Luftspalt im Trafo wird der Strom so groß eingestellt, dass die gespeicherte
Energie für die meiste Zeit der Netzperiode ausreicht um eine vollständige Kommutierung durchzuführen, in der Nähe des Nulldurchgangs der Netzspannung ist die
Kommutierung allerdings verlustbehaftet, da der Magnetisierungsstrom bei kleinem
Augenblickswert der Netzspannung die Ausgangskapazitäten der Schalter nicht vollständig umladen kann. Der Einfluß auf den Wirkungsgrad steigt mit zunehmender
Eingangsspannung. Durch die Parallelschaltung einer Kommutierungsinduktivität
parallel zur Primärwicklung des Trafos wurde dieser Einfluß auf wenige Millisekunden
um den Nulldurchgang der Netzspannung begrenzt.
- 80 -
6.5.3 Ströme und Spannungen im Ausgangskreis
Zuerst sind hier noch einmal die Sekundärspannung und der Sekundärstrom des HFTrafos für unterschiedliche Betriebspunkte während der Netzperiode gezeigt.
1 0 0 .0 0
U " L 4 " [V ]
1 0 * I"L 4 " [ A ]
5 0 .0 0
0
- 5 0 .0 0
-1 0 0 . 0 0
7 5 5 .0 u
7 5 7 .5 u
7 6 0 .0 u
7 6 2 .5 u
7 6 5 .0 u
Abbildung 6-IX Sekundärspannung und -strom bei 0.76 ms
4 0 0 .0
U " L 4 " [V ]
1 0 * I"L 4 " [ A ]
2 0 0 .0
0
-2 0 0 . 0
-4 0 0 . 0
4 .7 5 2 5 m
4 .7 5 5 0 m
4 .7 5 7 5 m
4 .7 6 0 0 m
4 .7 6 2 5 m
4 .7 6 5 0 m
Abbildung 6-X Sekundärspannung und –strom bei 4.76 ms
Hier ist deutlich zu erkennen, dass durch die sich im gleichen Maß verändernden
Spannungs- und Stromamplituden über eine Netzperiode die Stromflußdauer nur
unwesentlich ändert. Der Strom auf der Sekundärseite lückt, dadurch bricht beim Abschalten der Dioden auch die Spannung am Trafo zusammen. Der bipolare dreieck-
- 81 -
förmige Strom wird von der Diodenbrücke gleichgerichtet, so dass ein positiver pulsierender Gleichstrom durch die Schalter des Polwenders getrieben wird. Die Pulsfrequenz des Stromes ist durch die Gleichrichtung verdoppelt, dadurch wird der Aufwand für die Filterung auf der Netzseite reduziert. Nachfolgend ist der Strom in einem
Schalter des Polwenders während unterschiedlicher Zeitabschnitte der Netzperiode
dargestellt.
8 .0 0 0
I " S 6 " [A ]
6 .0 0 0
4 .0 0 0
2 .0 0 0
-0 .1 0 0
5 .0 0 0 0 0 m
5 .0 0 2 0 0 m
5 .0 0 4 0 0 m
5 .0 0 6 0 0 m
5 .0 0 8 0 0 m
5 .0 1 0 0 0 m
Abbildung 6-XI Strom in einem Schalter des Polwenders bei 5ms
8 .0 0 0
I " S 6 " [A ]
6 .0 0 0
4 .0 0 0
2 .0 0 0
-0 .1 0 0
9 .5 0 0 0 0 m
9 .5 0 2 0 0 m
9 .5 0 4 0 0 m
9 .5 0 6 0 0 m
9 .5 0 8 0 0 m
9 .5 1 0 0 0 m
Abbildung 6-XII Strom in einem Schalter des Polwenders bei 9.5ms
- 82 -
Im folgenden Bild ist der Strom durch den selben Schalter noch einmal über eine
vollständige Netzperiode dargestellt. Die Linien der einzelnen Stromkurven sind so
nah, dass eine homogene Fläche entsteht. Die Hüllkurve ist nicht vollkommen sinusförmig, da sich die Stromflußdauer über eine Netzperiode im geringen Umfang
ändert.
8.00 0
I " S 6 " [A ]
6.00 0
4.00 0
2.00 0
0
-1 .0 0 0
0
5 .0 0 m
1 0 .0 0 m
1 5 .0 0 m
2 1.00 m
Abbildung 6-XIII Strom in einem Transistor des Polwenders über 21ms
2.50 0
I " N e tz " [ A ]
1.25 0
0
-1 .2 5 0
-2 .5 0 0
0
5 .0 0 m
1 0 .0 0 m
1 5 .0 0 m
2 1.00 m
Abbildung 6-XIV Netzstrom nach der Polwendung und Tiefpassfilterung
- 83 -
Die Simulationsergebnisse bestätigen die in Punkt 5.7 auf Seite 58 gemachten Aussagen.
Die Simulationsergebnisse der Ausgangsgrößen sind sehr zufriedenstellend. Der
Strom besitzt einen minimalen Verzerrungsfaktor und hat einen Leistungsfaktor cos ϕ
von nahezu 1. Die Simulationsergebnisse bestätigen die bisher gemachten Annahmen und wurden durch einen praktischen Aufbau der Schaltung verifiziert.
- 84 -
7
Betriebsführung
Nachdem nun eine Topologie für die Leistungsstufe ausgewählt und simuliert wurde,
müssen die Anforderungen an die Betriebsführung des Wechsechlrichters definiert
werden. Die im folgenden gezeigten Blockdiagramme sind zur Vereinfachung lediglich einphasig dargestellt.
7.1
Aufbau des Steuer- und Regelmodules
Die Betriebsführung wird von dem Steuer- und Regelmodul vorgenommen. Dabei ist
zu beachten, dass die eigentliche Regelung der Stromkurvenform analog realisiert
wird und auf den Wechselrichtermodulen selbst erfolgt. Das heißt das Steuer- und
Regelmodul gibt einen variierenden Stromsollwert (hier einen Sinus) an ein Leistungsmodul weiter und dieses sorgt dann dafür, dass der Istwert des Wechselrichtermoduls diesem Wert entspricht. Das heißt die Ansteuersignale der Schalter werden auf den Modulen selbst mit einem PWM-Baustein erzeugt.
Wie schon der Name besagt, läßt sich das Steuer- und Regelmodul logisch in eine
Steuer- und in ein Regeleinheit aufteilen.
USol
INetz
UNetz
Temp. ϑK
Regelmodul
Stromsollwert
Steuermodul
Freigabe
Datenübertragung
(RS485)
Ansteuerung
LEDs
Abbildung 7-I Block Diagramm Steuer + Regelmodul
Diese logische Aufteilung dient dem besseren Verständnis und garantiert die Trennung von sicherheitsrelevanten und regelungstechnischen Aufgaben. Dabei überwacht das Steuermodul die Systemparameter und sorgt dafür, dass der Wechsel-
- 85 -
richter nur dann ins Netz einspeist, wenn sich alle Parameter innerhalb ihrer Toleranzen befinden. Außerdem steuert dieser Teil die Statusanzeige des Wechselrichters.
Das Regelmodul generiert die Stromsollwerte die an die Wechselrichtermodule weitergegeben werden. Zu der Stromsollwerterzeugung gehört der leistungsoptimale
Betrieb des Solargenerators (MPP-Tracking 8).
Trotz der logischen Trennung von Steuer- und Regelmodul erfolgt die schaltungstechnische Umsetzung mit Hilfe eines einzelnen µ-Controllers.
7.2
Steuermodul
Wie bereits erwähnt überwacht diese logische Einheit des Steuer- und Regelmodules
die Systemparameter und steuert die LEDs für die Statusanzeige. Außer diesen Aufgaben wird das Modul die Kommunikation des Wechselrichters mit Peripheriegeräten
wie z.B. Datenloggern ermöglichen. Diese Datenübertragung wird über eine
RS485-Schnittstelle realisiert werden.
Steuermodul
USol
INetz
UNetz
Temp. ϑK
Überwachung des
Systemparameter
Freigabe
Gemessene
Daten
Datenübertragung &
LED Ansteuerung
Datenübertragung (RS485)
Ansteuerung
LEDs
Abbildung 7-II Block Diagramm des Steuermodules
8
Arbeitspunkt des Solargenerators
(Maximum Power Point).
bei
dem
die
maximale
Leistung
abgegeben
wird.
- 86 -
Wie aus dem Diagramm hervorgeht wird überwacht ob sich die folgenden Größen
innerhalb ihrer Toleranzen befinden:
•
Netzspannung alle Außenleiter gegeneinander UNetz = 400V ±10% (DIN IEC 38)
•
Netzfrequenz fNetz = 50Hz ±0,5Hz vorgegeben in [7]
•
Maximaler Netzstrom einer Phase INetz (Effektivwert)
I NetzMax =
POutMax
U NetzMin ⋅ 3
=
PSolMax ⋅ η
U NetzMin ⋅ 3
=
1200W ⋅ 0,92
400V (100% − 10%) ⋅ 3
= 1,77 A
•
Solarspannung USol = 49V – 200V (siehe Spezifikationen 2.5 Seite 16)
•
Temperatur des Kühlkörpers ϑKMax = 70°C
•
Isolationswiderstand RIso > 1MΩ
Wie in den Spezifikationen in Kapitel 2.5 auf Seite 16 definiert ist, soll die Statusanzeige des Wechselrichters mit drei LEDs realisiert werden. Die Bedeutungen der
LEDs sind in der folgenden Tabelle aufgeschlüsselt.
LED
Grün
Rot
Gelb
An
Bedeutung
Gerät ist mit dem Netz verbunden
An
Netz-, Solar- oder anderer Gerätefehler
Isolationsfehler
blinkt
An
An
Gerät speist ins Netz ein
Tabelle 7-I Codierung der Zustandsanzeigen
Darüber hinaus besteht die Möglichkeit Fehler mit Hilfe von weiteren Leuchtkombinationen detaillierter zu spezifizieren. Ob dies umgesetzt werden soll, stand zum Zeitpunkt der Ausarbeitung dieses Berichtes nicht fest.
- 87 -
7.3
Regelmodul
Diese logische Einheit übernimmt die Aufgabe der Generation der Stromsollwerte.
Dazu gehört die Leistungsoptimierung (MPP Regelung) des Solargenerators. Die
Größe, die von dem Regelmodul zu den Leistungsendstufen abgeben wird, sind die
Stromsollwerte. Auf den Leistungsendstufen ist ein weiterer unterlagerter StromRegelkreis aufgebaut, dieser gewährleistet, daß die vorgegebenen Stromsollwerte in
entsprechende Netzströme umgewandelt werden. Die Leistungsendstufen verhalten
sich somit wie breitbandige spannungsgesteuerte Stromquellen. Mit ihrer Hilfe werden die beiden Regelaufgaben MPP-Anpassung und Stromkurvenregelung erfüllt.
Das gezeigte Blockschaltbild veranschaulicht die Struktur des Regemoduls nochmals.
Regelmodul
UNetz
Erzeugung des Stromsollwertes
Stromsollwert
MPP
Sollwert
INetz
MPP Regelung
USol
Abbildung 7-III Blockschaltbild des Regelmodules
Die Stromkurvenform wird mit Hilfe der Netzspannung erzeugt. Dazu wird die Netzspannung gemessen und als Sollwert für den Strom verwendet. Damit wird gewährleistet, dass sich der Strom immer mit der Netzspannung in Phase befindet. Von der
MPP-Regelung wird ein Multiplikator (MPP Sollwert) an die Stromsollwerterzeugung
weitergegeben. Der zentrale Ansatz für eine verbesserte MPP-Anpassung ist das 3phasige Wechselrichterkonzept. Dieses verhindert den 100Hz Rippel auf der Solarseite. Dadurch wird die periodische Arbeitspunktverschiebung aufgrund des Rippels
eliminiert. Die MPP-Anpassung ist somit nur noch von der Regelgüte des Regelmoduls und nicht mehr von der Dimensionierung der Energiespeicher abhängig.
- 88 -
Wirkungsgradmessungen
8
8.1
Wirkungsgradmessung eines einphasigen Wechselrichtermoduls
Nachdem die ausgewählte und simulierte Schaltung aufgebaut wurde, wurden Wirkungsgradmessungen bei unterschiedlichen Eingangsspannungen und Einspeiseleistungen durchgeführt. Die ersten Ergebnisse sind wie folgt:
Wirkungsgradmessung an einem einphasigen Leistungsmodul
0,95
0,9
0,85
0,8
eta(50V)
eta(100V)
eta(150V)
0,75
0,7
0,65
0,6
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Pnetz/Pnenn
Abbildung 8-I Wirkungsgradkennlinien erster Prototyp
Der Wirkungsgrad bei einer Eingangsspannung von 50V (untere Eingangsspannungsgrenze) ist mit ca. 90% für einen Prototypen gerade noch akzeptabel. Ein Wirkungsgrad, der über einen weiten Bereich kleiner 85% ist, kann nicht toleriert werden. Deshalb wurden Untersuchungen unternommen, um die Verlustursachen heraus zu finden.
Als Erstes wurde der Temperaturanstieg an den einzelnen Bauteilen überprüft:
Ø Bei größerer Leistung erwärmten sich die Schalter auf der Primärseite am meisten.
- 89 -
Ø Bei kleinen Leistungen (< 0,3 * Pnenn) fielen die Dioden auf der Sekundärseite
und der rückspeisende Sperrwandler auf.
Zuerst wurde versucht die Verluste bei großer Leistung einzudämmen. Dazu wurde
der Effektivwert des Trafostromes gemessen um dann rechnerisch eine Verlustabschätzung der Primärseite durchführen zu können.
Für die Abschätzung der ohmschen Verluste auf der Primärseite wurden folgende
Annahmen gemacht:
Ø Die Einschaltwiderstände der Schalter (R DSon) entsprechen den Datenblattangaben. Es wurden für die Brücke 4 Mosfets FQA48N20 von Fairchild mit
RDson = 50 mΩ eingesetzt.
Ø Der primäre Wicklungswiderstand des Trafos (incl. Strommeßtrafo und Leiterbahnen) wurde mittels Messung bestimmt: R Pri = 10 mΩ
Unter diesen Voraussetzungen wurde die ohmsche Verlustleistung auf der Primärseite wie folgt mit dem jeweiligen Effektivwert (gemessen am Strommeßtrafo) des
primären Trafostroms berechnet:
PV , pri ,Ohm = I Pr2 i ,RMS ⋅ (2 ⋅ RDSon + RPr i )
mit
(2 ⋅ RDSon + RPr i ) = 110mΩ
Bei dem angegebenen Leistungsverhältnis wurden für die verschiedenen Solarspannungen folgende Effektivströme gemessen:
Pnetz/Pnenn
Ipri,rms(50V)/A
Ipri,rms(100V)/A
Ipri,rms(150V)/A
0,1
6,54
7,3
7,53
0,2
7,77
8,86
9,17
0,5
11,78
13,91
14,45
1
18,3
22
23
Tabelle 8-I Effektive primäre Trafoströme von Prel und Uein
Mit den gemessenen Strömen wurden die folgenden Grafen erstellt. Es sind drei
Kurven dargestellt, die Gesamtverlustleistung, die errechneten ohmschen Anteile der
Primärseite und die Differenz aus beiden Grafen, die die Verluste der restlichen
- 90 -
Schaltungsteile berücksichtigt und auch noch zusätzlich anfallende Schaltverluste
der Primärseite bei unvollständiger Kommutierung.
V e rlu sta u fte ilu n g ü b e r P b e i 50V
50
40
Pv/W
30
20
10
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Pn e tz /Pn e n n
Pv pri,ohm(50V )/W
Pv ges (50V )/W
Delta P(50V )/W
Abbildung 8-II Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 50V Eingangsspannung
Verlustaufteilung über P bei 100V
70
60
Pv/W
50
40
30
20
10
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Pnetz/Pnenn
Pvpri,ohm(100V)/W
Pvges(100V)/W
Delta P(100V)/W
Abbildung 8-III Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 100V Eingangsspannung
- 91 -
Verlustaufteilung über P bei 150V
90
80
70
Pv/W
60
50
40
30
20
10
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Pnetz/Pnenn
Pvpri,ohm(150V)/W
Pvges(150V)/W
Delta P(150V)/W
Abbildung 8-IV Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 150V Eingangsspannung
Wie aus diesen Abbildungen ersichtlich sind die auftretenden Verluste vor allem bei
größerer Leistung durch die ohmschen Verluste auf der Primärseite verursacht.
Weiterhin ist zu bemerken, dass die weiterhin auftretenden Verluste nur in geringem
Maße mit der Leistung anwachsen, jedoch sich nahezu linear mit der Eingangsspannung vergrößern. Dies ist zum einen durch eine kürzere Stromflußdauer zu erklären,
außerdem werden die Zeitabschnitte in denen die Kommutierung der rechten Halbbrücke nicht mehr vollständig resonant abläuft größer.
Um den Einfluß der ohmschen Verluste zu verifizieren wurde ein Leistungsmodul mit
wesentlich größeren Schalttransistoren ausgestattet.
Es wurde von IXYS der MosFet-Typ IXFK90N20 eingesetzt. Der Einschaltwiderstand
dieses Transistors ist laut Datenblatt RDSon = 22 mΩ.
Mit der so bestückten Platine wurden erneut Wirkungsgradmessungen vorgenommen, die Ergebnisse sind im folgenden Diagramm dargestellt.
- 92 -
Wirkungsgrad eines einphasigen Leistungsmoduls mit modifizierter Eingangbrücke
1
0,9
eta(50V)
eta(100V)
eta(150V)
0,8
0,7
0,6
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Pnetz/Pnenn
Abbildung 8-V Wirkungsgradmessung an einem Leistungsmodul mit
IXFK90N20
Wie in dem Diagramm ersichtlich ist, konnte durch diese Maßnahme der Wirkungsgrad über einen weiten Leistungsbereich wesentlich über 90% angehoben werden.
Bei hohen Eingangsspannungen muß noch die Kommutierung verbessert werden,
um den Wirkungsgrad auch in diesem Bereich zu erhöhen.
An dieser Stelle sind noch weitergehende Arbeiten zu leisten, die im Rahmen dieses
Projektes nicht mehr abgeschlossen werden konnten.
- 93 -
9
Platinen und Gehäusedesign
In diesem Unterpunkt wird die Entwicklung des Gehäuses für den neuen Wechselrichter dokumentiert und anschließend das Ergebnis vorgestellt. Da ein zentraler
Aspekt des Forschungsantrages ein ökologisches Produktdesign war wurde diesem
Punkt besonderes Interesse beigemessen. Hierbei konnte auf die Erfahrungen zurückgegriffen werden, die bei der Entwicklung des recyclinggerechten Wechselrichters für Solarstromanlagen (NEG1200) gemacht wurden (Kooperation mit dem IZT
Berlin siehe [4]).
9.1
Platinen
Der Wechselrichter beinhaltet wie bereits im vorherigen Punkt erwähnt sieben Platinen, davon sind drei identisch, zwei können optional bestückt werden. Hier nochmals
die Auflistung der einzelnen Baugruppen:
Ø DC/DC-Steller (optional)
Ø Steuer- und Regelmodul
Ø Leistungsmodule 3x
Ø Busmodul
Ø ENS Modul (optional)
9.2
Gehäusedesign
Wie in den Spezifikationen in Überschrift 2.5 auf Seite 16 definiert, sollte das Gehäuse mindestens die Schutzklasse IP54 besitzen. Das bedeutet es soll im Außenbereich einsetzbar sein. Der Wechselrichter sollte bei PV-Anlagen die aufgeständert
montiert sind unter der Aufständerung plaziert werden können. Ein möglichst kompaktes, preisgünstiges und langlebiges Design, das die Anforderungen an eine recyclinggerechte Konstruktion erfüllt, sind die weiteren Kriterien die zu erfüllen waren.
Das Gehäuse soll außerdem so konstruiert sein, dass die Wärmeabfuhr ausreichend
ist, um auf eine aktive Kühlung (kein Lüfter, da Lebensdauer begrenzend) verzichten
- 94 -
zu können. Ein weiterer Aspekt des Gehäusedesigns war, dass sich der innovative
Charakter des Gerätes in dessen Erscheinungsbild widerspiegelt. Im folgenden sind
Designstudien und Fotos des Prototyps dargestellt.
Abbildung 9-I Gehäusestudie von vorn
Die Gehäusefront soll aus einem Biopolymer bestehen. Die Gehäuserückseite die
gleichzeitig den Kühlkörper bildet besteht Aluminium.
- 95 -
Abbildung 9-II Geöffnetes Gehäuse
Abbildung 9-III Gehäuseansicht von hinten
- 96 -
Aus EMV Verträglichkeitsgründen kann es erforderlich sein die Gehäusefront mit einer metallischen Abschirmung versehen zu müssen. Da die EMV-Messungen nicht
mehr innerhalb des Projektes gemacht wurden, kann keine Aussage darüber gemacht werden.
Abbildung 9-IV Wechselrichteransicht unter einem 80W Solon-Modul
Das Gehäuse wurde so konzipiert, dass der Wechselrichter bei Flachdachmontage
der PV-Anlage unter ein Standardmodul eingebaut werden kann. Durch den hervorstehenden Kühlkörper wird die Wärmeabfuhr nicht beeinträchtigt, jedoch besteht ein
Spritzwasserschutz für den Anschlußbereich und die Gehäusekante. Das Einschieben unter die jeweilige Modulreihe hat außerdem den Vorteil, dass nachfolgende
Modulreihen nicht von dem Wechselrichter abgeschattet werden.
- 97 -
Abbildung 9-V Wechselrichteransicht bei Wandmontage
Natürlich kann der Wechselrichter sowohl im Innenraum als auch außerhalb eines
Gebäudes an die Wand montiert werden. Die Ansicht ist dann umgekehrt zur Montage unter einem Modul.
Der Anschlußbereich ist von unten, alle Anschlüsse sind als Stecker ausgeführt, so
dass das Gerät bei der Montage nicht geöffnet werden muß.
Abbildung 9-VI Anschlußbereich mit angeschlossenen Verbindungsleitungen
- 98 -
10 Zusammenfassung und Ausblick
Die vorliegende Entwicklung macht deutlich, dass im Bereich der PV-Wechselrichter
noch ein beachtliches Entwicklungspotential vorhanden ist. Alleine die Substitution
des NF-Trafos trägt zu einer nennenswerten Materialeinsparung und Wirkungsgradverbesserung bei. Der von dem hier entwickelten Prototyp erzielte Gesamtwirkungsgrad geht allerdings nicht über den Wirkungsgrad am Markt befindlicher Geräte
hinaus. Dies liegt daran, dass der Wirkungsgradvorteil des HF-Trafos von zusätzlichen Verlusten der Leistungsschalter kompensiert wird. Die Herausforderung besteht
nun darin diese zusätzlichen Verluste durch eine Optimierung der Schaltungstechnik
zu verringern.
Der zweite zentrale Entwicklungsaspekt, die Vermeidung von großen Eingangs- bzw.
Zwischenkreiskapazitäten wurde durch das 3-phasige Konzept konsequent umgesetzt. Der Verzicht auf Elektrolytkondensatoren erhöht die Lebenserwartung der
Wechselrichter signifikant.
Wie in dem vorliegenden Bericht dargestellt, ist die Realisierung eines 3-phasigen
Wechselrichters mit konkurrenzfähigen Leistungsdaten möglich. Im Bereich des Wirkungsgrades ist das entwickelte Gerät in der Lage mit am Markt befindlichen einphasigen Geräten zu konkurrieren. In diesem Bereich besteht auch noch die Möglichkeit
durch Optimierungsmaßnahmen eine Steigerung zu erreichen.
Das in der Einleitung geforderte recyclinggerechte Design des Wechselrichters wurde während des gesamten Entwicklungsprozesses konsequent umgesetzt. Aufgrund
des aktuellen Entwicklungsstandes im Bereich der bleifreien Elektronikfertigung in
Deutschland war es zum Zeitpunkt der Prototypenfertigung nicht möglich diesen
bleifrei zu produzieren. Es mußte festgestellt werden, dass Deutschland in diesem
Enwicklungsgebiet hinter Japan zurückgeblieben ist. Im Gegensatz zu der deutschen
Situation gibt es in Japan große Unternehmen die ganze Produkte bereits bleifrei
fertigen, so zum Beispiel Sony mit einem „bleifreien“ MiniDisc Player. Für die nahe
Zukunft wird allerdings davon ausgegangen, dass eine bleifreie Auftragsfertigung in
Deutschland möglich sein wird.
- 99 -
11 Literaturverzeichnis
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Fischer, Peter; Sauter, Martin: „Entwicklung eines recyclingerechten
Wechselrichters“ – Abschlußbericht zum Entwicklungsvorhaben innerhalb
des Berliner Programmes ZÖW (Zukunftsinitative ökologisches Wirtschaften)
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[6]
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Nummer 3/1998, Seite 46-49, 1998
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mit dem Niederapnnungsnetz des Elektrizitätsversorgungsunternehmens
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- 102 -
12 Abbildungsverzeichnis
Abbildung 2-I Screenshot des Programmes „Solarmodule“ ________________________________ ________ 10
Abbildung 2-II PV-Generator parallel ________________________________ _________________________ 12
Abbildung 2-III PV-Generator in Mischverschaltung ________________________________ _____________ 12
Abbildung 2-IV Leistung und Strom als f(U Sol) ________________________________ __________________ 15
Abbildung 3-I Block Diagramm des Wechselrichters ________________________________ _____________ 17
Abbildung 4-I Spannungsgespeiste Halbbrücke mit Glättungsdrossel________________________________ _ 21
Abbildung 4-II Halbbrücke mit Schaltentlastung durch Stromumkehr in der Drossel _____________________ 26
Abbildung 4-III Vierphasige spannungsgespeiste Halbbrücke mit Schaltentlastung ______________________ 28
Abbildung 4-IV Normalisierter Ausgangsstromrippel als f(D) ________________________________ ______ 29
Abbildung 4-V Normalierter Eingangsstromrippel als f(D)________________________________ _________ 30
Abbildung 4-VI Simulation der Stromwelligkeit bei 4 überlagerten Teilmodulen ________________________ 31
Abbildung 5-I String Wechselrichter B6 ________________________________ _______________________ 37
Abbildung 5-II Hochsetzsteller B6 ________________________________ ____________________________ 39
Abbildung 5-III Sperrwandler mit B6 ________________________________ _________________________ 40
Abbildung 5-IV Stromgespeister Push-Pull HF-Wechselrichter mit ________________________________ __ 42
Abbildung 5-V Definition des Tastverhältnisses ________________________________ _________________ 43
Abbildung 5-VI Spannungs- und Stromverläufe Topologie (4) ________________________________ ______ 44
Abbildung 5-VII Schaltungen für bidirektionale Schalter ________________________________ __________ 46
Abbildung 5-VIII Vollbrücke mit Halbbrücke als Stromverdoppler ________________________________ ___ 48
Abbildung 5-IX Trafospannung und Schaltzustände ________________________________ ______________ 49
Abbildung 5-X Spannungs- und Stromverläufe Vollbrücke + Stromverdoppler _________________________ 53
Abbildung 5-XI Vollbrücke mit Halbbrücke als Spannungsverdoppler ________________________________ 54
Abbildung 5-XII Trafospannung und Schaltzustände________________________________ ______________ 55
Abbildung 5-XIII Spannungs- Stromverläufe Vollbrücke+Spannungsverdoppler ________________________ 56
Abbildung 5-XIV Schaltbild „Hochfrequent schaltender Wechselrichter mit bidirektionale r Ausgangsvollbrücke“
________________________________ ________________________________ _______________________ 58
Abbildung 5-XV Strom und Spannungen des Wechselrichters ________________________________ _______ 59
Abbildung 5-XVI Hochfrequent schaltend Leistungsstufe mit Potentialtrennung ________________________ 61
Abbildung 6-I Simulationsmodell ________________________________ _____________________________ 68
Abbildung 6-II Sperrwandler für Blindleistungsbetrieb ________________________________ ____________ 69
Abbildung 6-III Eingangsstufe ________________________________ _______________________________ 70
Abbildung 6-IV Ausgangsstufe ________________________________ _______________________________ 75
Abbildung 6-V Primärseitiger Strom und Spannung im HF-Trafo ________________________________ ___ 77
Abbildung 6-VI Trafospannung und -strom sekundärseitig ________________________________ _________ 77
Abbildung 6-VII Kommutierung des Stromes von S1 nach S2 ________________________________ _______ 78
Abbildung 6-VIII Kommutierung der rechten Halbbrücke von S3 nach S4 _____________________________ 79
Abbildung 6-IX Sekundärspannung und -strom bei 0.76 ms ________________________________ ________ 80
Abbildung 6-X Sekundärspannung und –strom bei 4.76 ms ________________________________ _________ 80
Abbildung 6-XI Strom in einem Schalter des Polwenders bei 5ms ________________________________ ___ 81
- 103 Abbildung 6-XII Strom in einem Schalter des Polwenders bei 9.5ms ________________________________ _ 81
Abbildung 6-XIII Strom in einem Transistor des Polwenders über 21ms ______________________________ 82
Abbildung 6-XIV Netzstrom nach der Polwendung und Tiefpassfilterung ______________________________ 82
Abbildung 7-I Block Diagramm Steuer + Regelmodul ________________________________ ____________ 84
Abbildung 7-II Block Diagramm des Steuermodules ________________________________ ______________ 85
Abbildung 7-III Blockschaltbild des Regelmodules ________________________________ _______________ 87
Abbildung 8-II Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 50V Eingangsspannung
________________________________ ________________________________ _______________________ 90
Abbildung 8-III Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 100V Eingangsspannung
________________________________ ________________________________ _______________________ 90
Abbildung 8-IV Gesamtverluste und berechnete Anteile über der relativen Leistung bei 150V
Eingangsspannung ________________________________ ________________________________ _______ 91
Abbildung 8-V Wirkungsgradmessung an einem Leistungsmodul mit IXFK90N20 ____________________ 92
Abbildung 9-I Gehäusestudie von vorn ________________________________ _______________________ 94
Abbildung 9-II Geöffnetes Gehäuse ________________________________ ___________________________ 95
Abbildung 9-III Gehäuseansicht von hinten ________________________________ _____________________ 95
Abbildung 9-IV Wechselrichteransicht unter einem 80W Solon-Modul________________________________ 96
Abbildung 9-V Wechselrichteransicht bei Wandmontage ________________________________ __________ 97
Abbildung 9-VI Anschlußbereich mit angeschlossenen Verbindungsleitungen __________________________ 97
- 104 -
13 Tabellen
Tabelle 2-I Übersicht möglicher Modulkonfigurationen ________________________________ ___________ 13
Tabelle 5-I Schaltzustände ________________________________ ________________________________ __ 49
Tabelle 5-II Schaltzustände ________________________________ ________________________________ _ 55
Tabelle 5-III Übersicht Vor- und Nachteile der Topologien ________________________________ ________ 64
Tabelle 5-IV Überblick der verschiedenen Topologien ________________________________ ____________ 65
Tabelle 7-I Codierung der Zustandsanzeigen ________________________________ ___________________ 86
Tabelle 8-I Effektive primäre Trafoströme von P rel und Uein ________________________________ ________ 89
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