Der Verstärker BUF634 - TIGRIS Elektronik GmbH
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Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Verstärker BUF634 Von Henry Westphal, im Sinne einer Zusammenfassung der gemeinsam mit Stefan Trampert und Frederic Sehr erzielten Arbeitsergebnisse Seite 2- 1 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 DER VERSTÄRKER BUF634 ....................................................................................................................... 1 DIE IDEE ................................................................................................................................................... 4 DIE SCHALTUNG UND DER DAZUGEHÖRIGE ENTWURFSPROZESS IM DETAIL ...................................... 6 DIE ÜBERSICHT ...............................................................................................................................................6 DAS MASSEFÜHRUNGS-- UND VERSORGUNGSKONZEPT ....................................................................................6 DIE VERSTÄRKERBAUGRUPPE ...........................................................................................................................9 Der Kopfhörerverstärker „The Wire“ ............................................................................................. 9 Die Endstufe.................................................................................................................................. 10 Die Eingangsstufe......................................................................................................................... 16 Der Regelverstärker ..................................................................................................................... 17 Die Treiberstufe............................................................................................................................. 18 Die Kompensation des Regelkreises .......................................................................................... 21 Die Betrachtung des Einflusses der Treiberstufe auf das Gesamtrauschen des Verstärkers31 Die Abschätzung des Gesamtrauschens des Verstärkers....................................................... 32 Die Betrachtung der Signalpegel in der Eingangsstufe und in der Regelverstärkerstufe bei Vollaussteuerung.......................................................................................................................... 39 Die konstruktive Realisierung des Verstärkers ........................................................................... 41 DIE POTENTIOMETERBAUGRUPPE ...................................................................................................................44 DAS NETZTEIL FÜR DIE ENDSTUFE ....................................................................................................................48 Die Auslegung .............................................................................................................................. 48 Die Schaltung im Detail............................................................................................................... 49 DAS NETZTEIL FÜR DIE VORSTUFEN..................................................................................................................56 Die Auslegung .............................................................................................................................. 56 Die Schaltung im Detail............................................................................................................... 57 Mögliche Verbesserungen.......................................................................................................... 61 DIE INBETRIEBNAHME UND DIE MESSUNGEN BEI TIGRIS-ELEKTRONIK .............................................. 62 DER TEST VON VERSTÄRKERBAUGRUPPE #1 AM 10.08.2012..........................................................................62 Übereinstimmung zwischen beiden Verstärkerbaugruppen.................................................. 62 Beschreibung des Messaufbaus................................................................................................. 62 Die Messergebnisse für die Verstärkerbaugruppe ohne Potentiometer-Baugruppe.......... 63 WIEDERHOLUNGSMESSUNG VERSTÄRKERBAUGRUPPE #1 MIT VERBESSERTEM MESSAUFBAU AM 02.09.2012 ......70 MESSUNG VERSTÄRKERBAUGRUPPE #1 MIT VORGESCHALTETER POTENTIOMETER-BAUGRUPPE MIT VERBESSERTEM MESSAUFBAU AM 02.09.2012......................................................................................................................71 WEITERE MESSUNGEN AN VERSTÄRKERBAUGRUPPE #1 UND DER POTENTIOMETER-BAUGRUPPE AM 03.09.201273 WEITERE MESSUNGEN AN VERSTÄRKERBAUGRUPPE #1 UND DER POTENTIOMETER-BAUGRUPPE MIT NOCHMALS VERBESSERTEM MESSAUFBAU AM 04.09.2012................................................................................................75 DER HÖREINDRUCK ......................................................................................................................................76 VERSCHIEDENE MESSUNGEN IM ZUGE DER INBETRIEBNAHME ............................................................................77 THD-Messung an verschiedenen Punkten innerhalb des Verstärkers.................................... 77 Versuchsweise Umwandlung der Differenzverstärkerstufe des Regelverstärkers in eine massebezogene invertierende Verstärkerstufe ....................................................................... 77 Messungen mit lokaler Gegenkopplung der Differenzverstärkerstufe .................................. 77 Die Dimensionierung der frequenzkompensierenden und stabilisierenden Elemente im Zuge der Inbetriebnahme .......................................................................................................... 79 Die Inbetriebnahme der Potentiometer-Baugruppe .............................................................. 81 DER BETRIEB IN VOLLBRÜCKENSCHALTUNG.....................................................................................................83 DIE ZUSAMMENSCHALTUNG DES VERSTÄRKERS MIT EINEM RÖHREN-VORVERSTÄRKER NACH PULTEC ................87 DIE MESSUNGEN MIT DEM AUDIO-ANALYZER AP-2 BEI BURMESTER AUDIOSYSTEME UND BEI FUNK TONSTUDIOTECHNIK............................................................................................................................. 89 DIE MESSUNGEN BEI BURMESTER AUDIOSYSTEME GMBH AM 24.09.2012 .......................................................89 DIE MESSUNGEN BEI FUNK-TONSTUDIOTECHNIK GMBH AM 11.09.2012........................................................94 Seite 2- 2 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 DER VERGLEICH MIT DEM CLASS-A-VERSTÄRKER VON DOUGLAS SELF .......................................... 99 DIE VERSUCHE MIT DEM TESTBOARD AM 01.09. 2012 UND AM 02.09.2012................................... 100 DIE IDEE.....................................................................................................................................................100 DER MESSAUFBAU ......................................................................................................................................101 KONTROLLMESSUNG DES SUPER-OSZILLATOR (10KHZ) BEI DIREKTER VERBINDUNG MIT DEM D-SCOPE..............101 TESTSCHALTUNG SPANNUNGSFOLGER ..........................................................................................................103 TESTSCHALTUNG NICHT INVERTIERENDER VERSTÄRKER ....................................................................................108 TESTSCHALTUNG INVERTIERENDER VERSTÄRKER .............................................................................................111 DER VERGLEICH DER VERSTÄRKERBAUGRUPPE MIT DEN VORVERSUCHEN.................................... 113 Seite 2- 3 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Idee Der Verstärker BUF634 wurde konzipiert, um das zum Zeitpunkt seiner Konzeption (2012) nach dem aktuellen technischen Stand erreichbare Maximum an Wiedergabetreue zu erreichen. Dieser Verstärker sollte weiterhin als Neutral-Referenz für die anderen im Rahmen dieses Projekts untersuchten Verstärkerkonzepte dienen. Der Verstärker arbeitet mit monolithisch integrierten Präzisions-Operationsverstärkern und ebenfalls monolithisch integrierten Ausgangsbuffern. Zum Erreichen einer praxisgerechten Ausgangsleistung von 20W pro Kanal wird eine große Zahl dieser Buffer parallelgeschaltet. Mit einer Brückenschaltung von zwei Endstufenmodulen lässt sich eine Ausgangleistung von 80W erreichen. Hierzu verfügt der Verstärker über einen differentiellen Eingang. Die folgende Abbildung zeigt das vereinfachte Blockschaltbild des Verstärkers. Treiberstufe G=2 + Eingangsverstärker G=7 Regelverstärker G=1 Ausgangsstufe G=1 LM7171 BUF634T VIN -17V LME49990 + LM7171 BW BUF634T + VIN - -17V LME49990 + Eingang + LM7171 BW V+ VO V- BUF634T VIN BW - V+ VO V- V+ VO V- 6 Bausteine parallel +17V -17V 6 Bausteine parallel +17V -17V 6 Bausteine parallel +17V -17V -17V + LM7171 BUF634T VIN BW V+ VO V- 6 Bausteine parallel +17V -17V -17V + + LME49990 LM7171 BUF634T VIN BW V+ VO V- 6 Bausteine parallel +17V -17V -17V + LM7171 BUF634T VIN BW V+ VO V- 6 Bausteine parallel +17V -17V -17V Das vereinfachte Blockschaltbild des Verstärkers BUF634 Die Grundidee dieses Verstärkers ist es, einen Regelverstärker mit sehr hoher Verstärkungsreserve vorzusehen und dann sehr stark gegenzukoppeln, womit dann die in der Endstufe entstehenden Fehler nahezu vollständig kompensiert werden. Durch die Verwendung von Hochfrequenzbauteilen in der Endstufe und in der Treiberstufe wird eine sehr kurze Signallaufzeit durch diese Stufen erreicht. Damit wird die Möglichkeit eröffnet, die Verstärkungsreserve des Regelverstärkers auch noch am oberen Ende des hörbaren Frequenzbereichs sehr hoch zu halten. Damit ist auch noch am oberen Ende des AudioBereichs ein sehr hoher Gegenkopplungsfaktor mit daraus folgenden geringen Verzerrungen wirksam. Seite 2- 4 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die monolithisch integrierten Ausgangsbuffer besitzen eine integrierte BiasTemperaturkompensation. Durch die Integration der Leistungstransistoren und des Temperatursensors auf einem Chip arbeitet diese Kompensation sehr schnell, es kann eine Zeitkonstante im einstelligen ms-Bereich angenommen werden. Bei diskret aufgebauten Endstufen sind dagegen Zeitkonstanten im zwei- bis dreistelligen Sekundenbereich wirksam. Im Class-B-Betrieb mit einem realen Musiksignal ändert sich die Kühlkörpertemperatur laufend mit dem Grad der Aussteuerung. Daher kann mit einem als diskreten Bauelement ausgeführten und auf dem Kühlkörper montierten Temperatursensor bei sich veränderndem Aussteuerungsgrad nicht zu jedem Zeitpunkt eine optimale Ruhestromeinstellung gehalten werden. Im Gegensatz dazu ist bei den in diesem Verstärker verwendeten monolithischen Ausgangstreibern die Ruhestromeinstellung auch bei wechselnden Aussteuerungsgraden stets optimal temperaturkompensiert. Beim Test des Verstärkers zeigte sich, dass die von ihm erzeugten Fehler so gering sind, dass sie nahe der Nachweisgrenze des weltweit führenden Audio-Analyzers Audio Precision AP2 liegen. Diese praktische Fehlerfreiheit des Verstärkers spiegelte sich in einem außergewöhnlich präzisen und präsenten Höreindruck wieder. Seite 2- 5 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Schaltung und der dazugehörige Entwurfsprozess im Detail Die Übersicht Ein Verstärkerkanal besteht aus mehreren Baugruppen: - Der Verstärkerbaugruppe Der für beide Kanäle gemeinsam genutzten Potentiometerbaugruppe Der geregelten Netzteilbaugruppe für die Endstufe Den geregelten Netzteilbaugruppen für die Vorstufe und die Potentiometerbaugruppe Im folgenden Text ist der Detailentwurf dieser Baugruppen beschrieben. Das Masseführungs-- und Versorgungskonzept Die Anforderungen an die Masseführung und die Versorgung des Verstärkers sind bei der Vollbrückenschaltung von zwei Verstärkerbaugruppen am höchsten. Daher wird das gesamte Masse- und Versorgungskonzept auf die Vollbrückenschaltung hin ausgelegt. In der Skizze auf der Folgeseite ist dieses Masseführungs- und Versorgungskonzept schematisch dargestellt. Seite 2- 6 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 +17V_DRVa 3 2 U1001 LME49990 7 +17V_DRVa U1002 LME49990 4 6 -17V_DRVa -17V_DRVa 2 - 3 + 6 4 + 7 - +17V_DRVa Eingang Verstärker-Baugruppe + - -17V_DRVa +17V_DRVa 3 2 - +17V -17V 36 x BUF634 +Treiberstufe 7 + 6 U1003 LME49990 + 4 - -17V_DRVa Masse Vorstufen Netzteil Vorstufe 1 Netzteil Endstufe + - Sternpunkt Last PE + - U1003 LME49990 Netzteil Vorstufe 2 +17V_DRVb +17V_DRVb + 3 7 2 4 - -17V_DRVb 6 +17V -17V 36 x BUF634 +Treiberstufe + Masse Vorstufen -17V_DRVb - +17V_DRVb 6 7 3 -17V_DRVb 4 2 2 3 U1001 LME49990 + - 4 + 7 -17V_DRVb U1002 LME49990 + - +17V_DRVb 6 Verstärker-Baugruppe - Seite 2- 7 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Massen beider Verstärkerbaugruppen sind, bedingt durch die Spannungsabfälle an den Verbindungsleitungen zwischen dem Netzteil für die Endstufen und den Verstärkerbaugruppen, auf voneinander abweichenden Potentialen. Der Laststrom fließt zwischen den Plus- und den Minusausgängen des Netzteils für die Endstufen und damit auch durch die Verbindung zwischen den Massen beider Zweige dieses Netzteils. Durch die Differenzeingänge der Verstärkerbaugruppen ist diese Verschiebung der Massepotentiale in Bezug auf das Eingangssignal unproblematisch. Als Bezugsmasse für die den Regelverstärker darstellende Differenzverstärkerstufe kann jedoch nicht, wie es beim Betrieb eines einzelnen Verstärkermoduls möglich ist, die Masse der jeweiligen Verstärkerbaugruppe verwendet werden. Stattdessen wird das „untere Ende“ der entsprechenden Widerstände beider Verstärkerbaugruppen über ein Verbindungskabel an einen Sternpunkt geführt. Dieser Sternpunkt befindet sich auf dem Netzteil für die Endstufen. Die Vorstufen und die Endstufen der Verstärkerbaugruppen werden aus getrennten Netzteilen versorgt, um eine Verkopplung zwischen Vor- und Endstufen über die Versorgungsoder Masseleitungen auszuschließen. Die Masseanschlüsse der Vorstufen-Netzteile werden ebenfalls an den Sternpunkt gelegt. Da sich die Massepotentiale beider Verstärkerbaugruppen unterscheiden wird für jede Verstärkerbaugruppe ein eigenes Vorstufen-Netzteil vorgesehen. Die den Eingängen der Verstärkerbaugruppen vorgeschaltete Potentiometerbaugruppe, die in der Skizze nicht dargestellt ist, wird mit einem weiteren Netzteil versorgt. Der Masseanschluss dieses Netzteils ist direkt mit der Masse der Potentiometerbaugruppe verbunden. Auf diese Weise werden mögliche Störspannungen durch Masseschleifen vermieden. Seite 2- 8 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Verstärkerbaugruppe Der Kopfhörerverstärker „The Wire“ Die Grundidee der Schaltung wurde aus einem Forenbeitrag im Internet übernommen. Die folgende Abbildung zeigt einen Ausschnitt aus dieser Schaltung mit dem Namen „The Wire“ die als Kopfhörerverstärker gedacht ist. Ausschnitt aus der dieses Projekt anregenden Verstärkerschaltung mit 8 parallelgeschalteten Buffern LME49600 Quelle: http://www.diyaudio.com/forums/solid-state/204069-wire-low-power-ultra-high-perfromancelpuhp-16w-power-amplifier.html Seite 2- 9 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 In dieser Schaltung werden 8 parallelgeschaltete Buffer des Typs LME49600 innerhalb der mit einem Operationsverstärker LME49990 aufgebauten Regelschleife betrieben. Diesem Regelverstärker ist eine Differenz-Eingangsstufe vorgeschaltet, die aus zwei Operationsverstärkern des gleichen Typs LME49990 aufgebaut ist. Die Endstufe Für die Verwendung als Lautsprecher-Endverstärker ist der LME49600 jedoch nur bedingt geeignet, da er nicht in einem für Kühlkörpermontage geeigneten Gehäuse verfügbar ist. Man ist bei dem verfügbaren SMD-Gehäuse auf die Wärmeableitung über die Leiterplatte beschränkt, was für die vorgesehene Anwendung nicht ausreichend ist. Daher wurde stattdessen der Baustein BUF634 von Texas Instruments verwendet, der bei ähnlichen Leistungsdaten wie der LME49600 im kühlkörpermontierbaren TO-220-Gehäuse (mit 5 Anschlusspins) erhältlich ist. Schematische Darstellung des Bausteins BUF634T Seite 2- 10 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Prinzipschaltbild des BUF634 Aus Vorversuchen, die von Stefan Trampert vor Projektbeginn durchgeführt wurden, war bereits bekannt, dass sich beim Betrieb des Bausteins BUF634 innerhalb der Gegenkopplungschleife eines Präzisions-Operationsverstärkers in der Praxis (im Gegensatz zu den in Beschreibung der Applikationsschaltung im Datenblatt angeführten Werten) außerordentlich geringe THD-Werte in der Größenordnung von –115dB erzielen lassen. Bei diesen Vorversuchen wurden bis zu 6 Bausteine BUF634 parallelgeschaltet und innerhalb der Gegenkopplungsschleife eines Operationsverstärkers betrieben. Für den hier beschriebenen Verstärker wurde die Zahl der parallelgeschalteten Buffer auf 36 erhöht. Diese Zahl wurde im Hinblick auf eine mögliche Gegeneinanderschaltung von zwei gegenphasig angesteuerten identischen Halbbrücken zu einer Vollbrücke zur Erhöhung der Ausgangsleistung festgelegt. Der maximale Ausgangsstrom eines Buffers ist 0,25A. Mit 36 Buffern kann somit bis zu 36* 0,25A = 9A bereitgestellt werden. Es wird zur Bestimmung der maximal erzielbaren Ausgangsleistung zunächst davon ausgegangen, dass die ansteuernden Operationsverstärker eine ausgangsseitige Aussteuerung der Endstufe mit mindestens 9V eff. (=12,7Vp) ermöglichen. In diesem Fall ist die folgende Ausgangsleistung möglich: 9V2 / 4 Ohm = 20,25W. Der Spitzenwert des Ausgangsstroms bei ohmscher Last ist dann: Seite 2- 11 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 9V/4Ohm = 2,25A * 1,41 = 3,18A Für reale Musiksignale an einer Lautsprecherlast muss nach Bob Cordell ein um den Faktor 3 höherer Strom als der bei ohmscher Last und Sinusansteuerung auftretende Ausgangsstrom bereitstellbar sein. Hieraus folgt dann die Forderung, mit diesem Verstärker pulsweise bis zu 9,6A bereitstellen zu können. Bei Vollbrückenbetrieb und einer Aussteuerung der Halbbrücken mit 9V eff. folgt eine Ausgangsleistung von: 18V2 / 4 Ohm = 81W. Der Spitzenwert des Stroms bei ohmscher Last ist dann: 18V/4Ohm = 4,5A * 1,41 = 6,36A Dieser Strom kann mit 36 parallelgeschalteten Bausteinen BUF634 noch bereitgestellt werden. Bei gleichmäßiger Stromaufteilung gibt jeder einzelne Baustein dann 6,36A / 36 = 0,177A ab. Dies ist weit genug unter dem Limit von 0,25A. Die Forderung nach der Möglichkeit der Bereitstellung des dreifachen Spitzenstroms von dann 6,36A * 3 = 19,1A ist jedoch nicht mehr erfüllbar. Daher wurde, im Sinne der Begrenzung des finanziellen und zeitlichen Aufwands, die Entscheidung getroffen, zwei Module mit je 36 Bausteinen BUF634 aufzubauen um das Verstärkerkonzept mit 2 Stereo-Kanälen mit je 20W unter Erfüllung der Forderung nach der Möglichkeit der Abgabe des 3-fachen Spitzenstroms zu testen. Die Ausgangsleistung von 2 x 20W ist für die Hörsituation in Wohnräumen völlig ausreichend. Die Triodenverstärker, deren Klangeindruck dem beschriebenen Verstärker gegenübergestellt werden sollte, haben ebenfalls eine Ausgangsleistung um 20W. Es wurde in der Folge entschieden, den Vollbrückenbetrieb unter Verwendung dieser beiden Module einkanalig und ohne Erfüllung der Forderung nach der Möglichkeit der Abgabe des dreifachen Spitzenstroms zu testen und zu demonstrieren. Die Bausteine BUF634 werden mit einer stabilisierten Spannung von +/-17V versorgt. Dies liegt gerade noch hinreichend unter der maximal zulässigen Versorgungsspannung von +/-18V. Die Bausteine BUF634 sind vorsichtshalber nicht direkt auf der Leiterplatte parallelgeschaltet. Die Verbindung der Ausgänge der einzelnen Bausteine BUF634 mit der AusgangsSammelleitung des Verstärkers wird stattdessen über bedrahtete Null-Ohm-Brücken in einer Baumstruktur vorgenommen. Damit können einzelne Bausteine im Fehlerfall ohne diffizile Lötarbeiten aus der Schaltung herausgenommen werden. Durch die Zusammenfassung von Gruppen zu je 6 Bausteinen über eine weitere, gemeinsame Null-Ohm-Brücke wird im Bedarfsfall die Auffindung eines defekten Bausteins erheblich beschleunigt. Die Bias-Steuereingänge der Bausteine BUF-634 sind, über SMD-montierte Null-Ohm-Brücken, mit der negativen Versorgungsspannung verbunden. Damit werden die Bausteine mit maximaler Bandbreite, und damit aber auch dem höchstmöglichen Ruhestrom von 15mA, betrieben. Auch diese Verbindungen wurden nicht direkt über die Leiterplatte vorgenommen, um die Möglichkeit für spätere Änderungen offen zu halten. Die folgende Abbildung zeight den Frequenzgang des BUF634. Seite 2- 12 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Frequenzgang des Bausteins BUF634, die durchgezogen und fett dargestellten Kurven sind in der beschriebenen Schaltung wirksam Der Frequenzgang des BUF634 lässt eine Überhöhung im Bereich um 150MHz (bei dem hier vorliegenden Querstrom von 15mA) erkennen. Die folgende Abbildung zeigt die Abhängigkeit des Frequenzgangs des BUF634 vom Ausgangswiderstand der ansteuernden Signalquelle. Seite 2- 13 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Frequenzgang des BUF634 in Abhängigkeit vom Ausgangswiderstand der ansteuernden Signalquelle Man erkennt, dass sich der bereits beschriebene Peak bei 150MHz mittels einem dem Eingang vorgeschalteten Widerstand reduzieren lässt. Daher wurde in Serie zu den Eingänge der Bausteine BUF634 vorsichtshalber die Möglichkeit des Einbaus eines Widerstand vorgesehen, an dessen Stelle wurde dann in der realisierten Schaltung eine Null-Ohm-Brücke bestückt. Um eine Instabilität der Schaltung aufgrund von Verkopplungen über die Versorgungsleitungen auszuschließen wurden die Bausteine BUF634 mit mehreren verschiedenen Kondensatortypen in größerer Anzahl entkoppelt. Direkt an jedem Versorgungspin wurde ein 100nF-Keramikkondnesator vorgesehen. Für jede Gruppe von 6 Buffern wurde für jede der beiden Versorgungsspannungen ein 10uF-Tantalelko sowie zwei Low-ESR-Al-Elkos mit jeweils 2200uFvorgesehen. Die Kühlelemente für die Endstufe wurden nach den folgenden Gesichtspunkten dimensioniert: Die Verlustleistung im Ruhezustand ist durch den Querstrom der Bausteine BUF634 von 15mA gegeben, sie beträgt 2 * 17V * 15mA = 0,51W. Die maximale Verlustleistung im Halbbrückenbetrieb bei einer ohmscher Last von 4 Ohm und einer sinusförmigen Ausgangsspannung von 10V eff. wird wie folgt bestimmt: Für den einzelnen Baustein BUF634 wird das 36-fache des Lastwiderstandes wirksam. Das entspricht 4 Ohm * 36 = 144 Ohm. Bei 10V eff. fliesst dann ein Strom von 10V / 144 Ohm = 69,4mA eff. = 98,2mA pk. aus dem Ausgang des Bausteins. Der aus den Versorgungsleitungen aufgenommene Strom ist der Gleichrichtmittelwert dieses Stromes, er ist 98,2mA pk. * 0,63 = 61,9mA. Dieser Strom wird für die positive Halbwelle aus der positiven Versorgung und für die negative Halbwelle aus der negativen Versorgung aufgenommen. Insgesamt nimmt der Baustein eine Leistung von 17V * 61,9mA = 1,05W aus der Versorgung auf. Davon wird 10V2 / 144 Ohm = 0,69W an die Last abgegeben, womit dann 1,05W – 0,69W = 0,35W im Baustein BUF634 in Wärme umgesetzt werden. Seite 2- 14 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Damit ergibt sich eine Verlustleistung von 0,51W (Querstrom) + 0,69W = 1,2W an jedem der Bausteine BUF634. Im Vollbrückenbetrieb ist der halbe Lastwiderstand wirksam. Damit verdoppelt sich die durch den Ausgangsstrom verursachte Verlustleistung auf 1,38W. Es ergibt sich unter Einbeziehung des Querstroms eine Verlustleistung von 2,07W. In der Praxis kann die Verlustleistung jedoch höher sein, wenn die Last einen induktiven oder kapazitiven Anteil aufweist, wie es bei Lautsprechern meist der Fall ist. Beim Betrieb mit realen Musiksignalen wird der Verstärker jedoch auch nur eine sehr geringen Bruchteil der Gesamtzeit mit seiner vollen Leistung ausgesteuert, womit sich die mittlere Verlustleistung dann wieder reduziert. Es können 9 Bausteine BUF634 auf die Standardlänge 100mm des von seinen Abmessungen her geeigneten Kühlprofils SK489 von Fischer-Elektronik montiert werden. Im Vollbrückenbetrieb ergibt sich pro Kühlkörperelement mit 100mm Länge eine Verlustleistung von 9 * 2,07W = 18,6W. Im Halbbrückenbetrieb reduziert sich die Verlustleistung auf 9,3W. Im Ruhezustand ist die Verlustleistung noch 4,6W. Datenblattangaben Kühlprofil SK489 Das im Datenblatt angegebene Diagramm des thermischen Widerstands über die Lönge des Kühlprofils bezieht sich auf eine einzelne Wärmequelle, im betrachteten Fall handelt es sich jedoch um mehrere verteilte Wärmequellen. Daher erscheint es sinnvoll, für den betrachteten Fall einen Wärmewiderstand von 2 K/W anzunehmen. Damit ergeben sich die folgenden Temperaturen der Kühlkörper, wenn eine Umgebungstemperatur von 25°C angenommen wird: Ruhezustand: 4,6W * 2 K/W +25°C = 34,2°C Halbbrückenbetrieb: 9,3W * 2 K/W +5°C = 43,6°C Vollbrückenbetrieb: 18,6W * 2 K/W +25°C = 62,2°C Diese Temperaturen sind für einen sicheren Betrieb der Endstufe hinreichend gering. Seite 2- 15 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Um einem Latch-Up beim Ausfall einer Versorgungsspannung vorzubeugen sind den Versorgungseingängen der Endstufe bei verpolter Versorgungsspannung leitende Schottkydioden parallelgeschaltet. Die Eingangsstufe Die Eingangsstufe ist als differentieller Verstärker ausgeführt. Damit besitzt der Verstärker einen symmetrischen Differenzeingang. Die Verstärkung der Eingangsstufe ist ( 2 * 1kOhm) / 287 Ohm + 1 = 7,97. Damit wird die gesamte Spannungsverstärkung des Verstärkers in der Eingangsstufe realisiert. Damit wird die Endstufe mit einer Spannungsverstärkung von 1 betrieben, womit dann die volle Leerlaufverstärkung des Regelverstärkers für die Fehlerkorrektur durch Gegenkopplung zur Verfügung steht. Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung der Eingangsstufe. +17V_DRV U1001 LME49990/OPA1641 TP1005 7 1 3 + 6 2 4 C1002 NB 1 TP1001 R1013 0R0 C1005 NB R1001 100K 1 R1004 1K 0.1% 4 3 2 1 C1004 NB R1003 287R 1% zum Regelverstärker R1005 1K 0.1% TP1004 R1002 100K 1 C1006 NB -17V_DRV 1 2 7 R1014 0R0 3 6 1 4 C1003 NB + J1001 SL4 -17V_DRV TP1003 - Eingang TP1006 TP1002 +17V_DRV U1002 LME49990/OPA1641 Die vollständige Schaltung der Eingangsstufe Optional wird ein eingangsseitiges HF-Filter vorgesehen. Dieses besteht aus den Bauteilen C1005, C1006, R1013, R1014, C1004, C1002 und C1003. Dieses Filter wurde jedoch in der praktischen Ausführung des Verstärkers nicht implementiert. Seite 2- 16 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Regelverstärker Die auf die Eingangsstufe folgende Regelverstärkerstufe arbeitet als Differenzverstärkerstufe, die das differentielle Eingangssignal der Stufe auf Masse bezieht. Um eine möglichst hohe Gleichtaktunterdrückung des Verstärkers zu erreichen, wurden für die verstärkungsbestimmenden Widerstände dieser Stufe (R1006, R1007, R1008 und R1010) sehr eng tolerierte Widerstände mit einer Toleranz von +/- 0,01% verwendet. Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung des Regelverstärkers. TP1009 R1007 1K 0.01% J1003 MF2 1 2 1 R1006 1K 0.01% Für Halbbrückenbetrieb gebrückt +17V_DRV U1003 LME49990/OPA1641 zur Treiberstufe/ Endstufe TP1007 TP1011 7 2 4 1 1 3 + TP1008 -17V_DRV R1012 33R 6 1 Von Eingangsstufe R1011 510R Regelkreiskompensation C1001 10pF R1008 1K0 0.01% R1010 1K0.01% R1009 NB Feedback von Lautsprecherausgang Die vollständige Schaltung des Regelverstärkers Der Widerstand R1007 ist nicht direkt an Masse gelegt, diese Verbindung wird im Betrieb als einzelne 20-Watt-Endstufe durch eine Brücke in J1003 hergestellt. Beim Vollbrücken-Betrieb wird R1007 über ein an J1003 angeschlossenes Kabel an den gemeinsamen Masse-Sternpunkt beider Endstufenmodule auf dem Endstufen-Netzteil gelegt. Der optionale Widerstand R1009 (nicht bestückt) wurde vorgesehen, um die Stufe zu Testzwecken als massebezogene Verstärkerstufe betreiben zu können. Der Serienwiderstand R1012 zwischen Regel- und Treiberstufe verbessert den „Sicherheitsabstand“ der Gesamtschaltung gegenüber Oszillationen bei näherungsweise 25MHz. Mit R1011 und C1001 wird der Regelkreis kompensiert. Die Dimensionierung dieser Bauteile wird in einem gesonderten Abschnitt erläutert. Seite 2- 17 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Treiberstufe Der Eingang eines Bausteines BUF634 hat eine Eingangskapazität von 8pF. Die direkte Parallelschaltung der Eingänge aller 36 Bausteine BUF634 würde damit eine Kapazität von 288pF besitzen. Hinzu kämen die nicht unerheblichen Streukapazitäten dieses räumlich weit verteilten Netzes. Der als Regelverstärker vorgesehene Baustein LME49990 kann jedoch nur eine kapazitive Last von bis zu 100pF treiben. Daher wurde die Entscheidung getroffen, die Eingänge von jeweils 6 Bausteinen BUF634 parallel zu schalten und diese mit einem als Treiberverstärker fungierenden schnellen Operationsverstärker anzusteuern. Somit ergeben sich 6 Gruppen, die aus jeweils einer Treiberstufe und 6 Bausteinen BUF634 bestehen. Die Eingänge der 6 Treiberstufen sind wiederum parallelgeschaltet und werden vom Regelverstärker angesteuert. Nun sollen die zwischen dem Regelverstärker und den BUF634-Bausteinen liegenden Treiberstufen im Detail betrachtet werden. Für die Treiberstufen war im Rahmen von Vorüberlegungen zunächst ebenfalls die Verwendung des Operationsverstärkers LME49990 vorgesehen. Diese Entscheidung wurde jedoch nicht beibehalten. Der geringe Klirrfaktor des LME49990 bringt bei den Treiberstufen keinen Vorteil, da sich die Treiberstufen innerhalb der Gegenkopplungsschleife befinden und die Treiberstufen selbst zudem sehr stark lokal gegengekoppelt sind. Der in der Treiberstufe selbst erzeugte Klirr darf durchaus ca. 10% des Klirrs der Bausteine BUF634 betragen, ohne dass dies zu einer spürbaren Verschlechterung der Gesamtperformance führen würde. Für die Bausteine BUF634 alleine, im Open-Loop-Betrieb, wurde bei Voruntersuchungen ein THD von ca. –40dB gemessen. Dagegen muss die Slew-Rate des Verstärkers in der Treiberstufe deutlich größer sein als die Slew-Rate des Regelverstärkers. Ist dies, wie bei der ursprünglich beabsichtigten Verwendung des LME49990, nicht der Fall, dann führt dies dazu, dass der Regelverstärker immer dann, wenn das Signal in der Treiberstufe Slew-Rate-begrenzt ist die Kontrolle über den Regelkreis verliert. Dieser Zustand entspricht in seiner Wirkung einer zeitweiligen Auftrennung des Gegenkopplungspfades, mit der Folge einer Übersteuerung des Regelverstärkers. Ebenfalls ist es für die Erzielung der Stabilität des Verstärkers als Ganzen hilfreich, wenn die Bandbreite des Verstärkers in der Treiberstufe die Bandbreite des Regelverstärkers deutlich übersteigt. Daher wurde der sehr schnelle Operationsverstärker LM7171 von TI für die Verwendung in der Treiberstufe ausgewählt. I Seite 2- 18 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 n der folgenden Tabelle werden einige Eigenschaften des LM7171 und des LME49990 gegenübergestellt. Größe GBW Full-Power Bandwidth Slew-Rate Leerlaufverstärkung THD Min. stable Gain LME49990 110MHz 0,291MHz 22V / us LM7171 200MHz k.A. 3100V us (Av = 2, Vin = 10Vpp) 130dB 70dB min (DC) 0,00001% Av = 1, 1kHz k2 = 110dBc, k3 = 0,00003% Av = 1 20kHz 115dBc 10kHz 1Vpp Av = 2 RL = 100 Ohm unity gain stable 2 Der Baustein LM7171 ist bei Verstärkungen kleiner 2 nicht mehr stabil. Daher wird die Treiberstufe mit einer Verstärkung von 2 ausgeführt. Um den Ausgangsstrom der Bausteine LM7171 nicht zu hoch werden zu lassen wird für die verstärkungsbestimmenden Widerstände der Wert 1kOhm vorgesehen. Dies liegt über dem im Datenblatt empfohlenen Wert von 510 Ohm. Die folgende Abbildung verdeutlicht die Wirkungsweise der Treiberstufen im Rahmen der Gesamtschaltung. Seite 2- 19 Mixed Signal Baugruppen R1006 1K 0.01% 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 R1007 1K 0.01% + Input BUF634T Treiberstufe 2 -17V_BUF +17V_DRV 1 U1003 LME49990 3 + 6 2 - -17V_BUF 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF 1 VIN BW V+ VO V- 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF BUF634T 6 2 2 -17V_BUF R1011 4 4 U1003 LM7171 3 + BW V+ VO V- BUF634T 2 7 7 +17V_DRV VIN R1103 1K 0.1% 1 C1001 BW V+ VO V- 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF BUF634T 2 -17V_DRV -17V_DRV VIN -17V_BUF 1 VIN BW V+ VO V- 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF BUF634T 2 R1104 1K 0.1% -17V_BUF 1 VIN BW V+ VO V- 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF BUF634T 2 -17V_BUF 1 VIN BW V+ VO V- 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF 5 identische Treiberstufen die je 6 x BUF634 ansteuern - Input R1008 1K0 0.01% R1010 1K0.01% Die Treiberstufen im Rahmen der Gesamtschaltung Seite 2- 20 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung der Treiberstufen. +17V_DRV 7 U1101 LM7171 Von Regelverstärker R1101 0R0 3 + Zu 6 x BUF634 6 2 4 R1102 NB C1101 R1103 NB 1K0.1% -17V_DRV R1105 NB R1104 1K 0.1% Von Ausgang (Gruppe) Die praktische Ausführung der Treiberstufen. In den Treiberstufen wurden verschiedene optionale Elemente vorgesehen, um die Schaltung bei Bedarf modifizieren zu können. Diese Elemente wurden in der praktischen Ausführung des Verstärkers nicht verwendet bzw. mit Null-Ohm-Brücken kurzgeschlossen, sie sind R1102, C1101, R1105 (alle nicht bestückt) und R1101 (kurzgeschlossen). Die Kompensation des Regelkreises Die folgende Skizze zeigt die vereinfachte Darstellung der Zusammenschaltung aus Regelverstärker, Treiberstufe und Endstufe. Es ist stellvertretend nur ein einzelner Baustein BUF634 gezeichnet. R1006 1K 0.01% R1007 1K 0.01% + Input +17V_DRV 7 6 3 + 2 4 U1003 LM7171 U20101 BUF634T 6 2 2 R1011 NB -17V_BUF 1 VIN BW V+ VO V- L20001 tbd 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF R1103 1K 0.1% -17V_DRV -17V_DRV R20001 NB R20002 NB C1001 NB C20001 NB R1104 1K 0.1% - Input R1008 1K0 0.01% R1010 1K0.01% Vereinfachte Schaltung zur Betrachtung der Stabilität des Regelkreises – Schritt 1 Seite 2- 21 Z load 3 + 4 7 +17V_DRV U1003 LME49990 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Für die weitere Analyse wird zunächst ein konstantes Potential am + Input angenommen. Damit vereinfacht sich die Schaltung wie folgt: +17V_DRV 7 3 + 6 U1003 LM7171 U20101 BUF634T 3 + 2 - 6 2 2 -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF -17V_BUF 4 4 R1011 NB 1 L20001 tbd 5 4 3 R1103 1K 0.1% -17V_DRV R20001 NB -17V_DRV R20002 NB Z load 7 +17V_DRV U1003 LME49990 C1001 NB C20001 NB R1104 1K 0.1% R1008 1K0 0.01% - Input R1010 1K0.01% Vereinfachte Schaltung zur Betrachtung der Stabilität des Regelkreises – Schritt 2 Das dynamische Verhalten der Schaltung ändert sich durch diese Vereinfachung nicht, so dass die mit ihr gewonnenen Ergebnisse ohne Einschränkung auf die tatsächliche Schaltung rückübertragen werden können. Für die Analyse der Stabilität wird nun der Regelkreis aufgetrennt. An den Eingang des Regelverstärkers wird eine Wechselspannung angelegt. Die rückgeführte Spannung wird (gedanklich) beobachtet. In der realen Schaltung sind die Ströme durch R1008 und R1010 entscheidend. Wenn der Strom durch R1010 in der Phase dem Strom durch R1008 entspricht und betragsmäßig diesem gleich oder größer ist, dann oszilliert der Regelkreis. +17V_DRV 7 3 + 6 U1003 LM7171 3 + 2 - U20101 BUF634T 6 2 -17V_BUF -17V_DRV V1 BW L20001 tbd 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF R1103 1K 0.1% -17V_DRV R20002 NB R20001 NB C1001 NB Vin 1 V+ VO V- 4 4 2 R1011 NB VIN C20001 NB R1008 1K0 0.01% R1104 1K 0.1% R1010 1K0.01% Vout Gedankliches Auftrennen des Regelkreises Seite 2- 22 Z load 7 +17V_DRV U1003 LME49990 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wird eine Stabilitätsreserve von 60° angestrebt. Diese Forderung ist dann erfüllt, wenn die Spannung Vout bei der Frequenz, bei der sie betragsgleich zur Spannung Vin ist einen Phasenwinkel von weniger als 180° + ( 180° -60°) = 180° + 120° aufweist. Der erste Summand von 180° ist bereits durch die invertierende Funktion der Gegenkopplung aus ihrem Prinzip heraus gegeben. Damit darf beim Durchlauf durch den Regelverstärker, den Treiberverstärker und die Ausgangsstufe noch eine Phasenverzögerung von maximal 120° entstehen. Hiervon werden bereits 90° für den Regelverstärker „aufgebraucht“ (Integratorwirkung durch internen Kompensationskondensator) Es verbleiben also noch 30° für die Treiberstufe und für die Endstufe. Zunächst soll noch einmal der Frequenzgang des BUF634 genauer betrachtet werden: Auszug Datenblatt BUF634 Der Baustein wird in der Einstellung „Wide BW“ betrieben. Die Versorgungsspannung ist +/17V. Daher kommt die durchgezogen und fett gezeichente Kurve für eine Versorgungsspannung von +/-18V den tatsächlichen Verhältnissen am nächsten. Man erkennt bei -20° Phasenverschiebung eine Frequenz von 25MHz. Dieses Diagramm bezieht sich jedoch auf rein ohmsche Last. In der Praxis sind jedoch nicht zu vernachlässigende Streukapazitäten wirksam. Seite 2- 23 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Nun wir der Frequenzgang der Treiberstufe, die mit dem LM7171 aufgebaut ist, betrachtet: Es wird eine kapazitive Last von 100pF am Ausgang der Treiberstufe angenommen ( 6 Buffer zu je 8pF = 48pF + 52pF Streukapazität) Auszug Datenblatt LM7171 Man erkennt, dass sich bis zu einer Frequenz von 10MHz keine signifikante Phasenverzögerung ergibt. Es soll nun das Verhalten des offenen Regelkreises, also der Serienschaltung von Regelverstärker, Treiberstufe und Ausgangsstufe bei 10MHz grob abgeschätzt werden: Die Leerlaufverstärkung des Regelverstärkers LME4990 ist näherungsweise: GBP / f = 110MHz / 10MHz = 11. Der Phasenwinkel ist hierbei dann etwas größer als 90°, hauptsächlich bedingt durch den internen Kompensationskondensator des Regelverstärkers. Die Verstärkung der Treiberstufe mit LM7171 ist 2. Die Phasenverzögerung dieser Stufe ist nahe Null. Die Verstärkung der Bufferstufe mit BUF634 ist 1. Die Phasenverzögerung bei 10MHz ist ca. –10°. Die Gesamtverstärkung ist somit: 11 * 2 = 22. Die Gesamt-Phasenverzögerung ist dabei ca. –90° -10° = -100° Wenn es nun gelänge, die Verstärkung des offenen Regelkreises bei 10 MHz auf 1 zu bringen, dann hätte man (unter den Voraussetzungen dieser Betrachtung) ein stabiles System. Hierzu muss die Verstärkung des Regelverstärkers bei 10MHz auf 0,5 gebracht werden. Hierzu soll die lokale Gegenkopplung am Regelverstärker aus R1011 und C1001 verwendet werden. Zunächst werde R1011 durch eine Kurzschlussbrücke ersetzt. Wenn C1001 den Seite 2- 24 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 halben Scheinwiderstand wie der Widerstandswert von R1008 aufweist, dann ist die Verstärkung der Stufe 0,5. C1001 muss also bei 10MHz einen Scheinwiderstand Xc von 0,5kOhm besitzen: 1/ ( 2 pi f Xc) = C = 1 / (2 pi 107 * 5*102) = 0,32 * 10-10F = 32pF. Die Stufe arbeitet dann als Integrator. Die Phasenverzögerung der Stufe ist dann –90°. Das Verhalten der Stufe wird mit der folgenden Simulation gezeigt: Simulationsschaltung für den lokal gegengekoppelten Regelverstärker Seite 2- 25 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Simulationsergebnisse (Betrags- und Phasenfrequenzgang) für den lokal gegengekoppelten Regelverstärker (1,0V im Betragsfrequenzgang entspricht einer Verstärkung von 1) Anhand des Cursor-Fadenkreuzes erkennt man die gewünschte Verstärkung von 0,5 bei 10MHz. Eine Möglichkeit die Phasenreserve zu erhöhten indem man die Phasenverzögerung des lokal gegengekoppelten Regelverstärkers reduziert ist es, für R1011 anstelle der zunächst gedanklich vorgesehenen Kurzschlussbrücke einen tatsächlichen Widerstand einzusetzen. Damit strebt die Phasenverzögerung der Stufe dann bei hohen Frequenzen, bei denen der Scheinwiderstand von C1001 kleiner als R1011 wird gegen Null. Seite 2- 26 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dies wird mit der folgenden Simulationsschaltung gezeigt: Simulationsschaltung für den lokal gegengekoppelten Regelverstärker Seite 2- 27 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Simulationsergebnisse (Betrags- und Phasenfrequenzgang) für den lokal gegengekoppelten Regelverstärker (1,0V im Betragsfrequenzgang entspricht einer Verstärkung von 1) Man erkennt, dass die Verstärkung der Stufe bei 10MHz nun 0,7 beträgt. Dies ist dem Zielwert 0,5 im Rahmen der hier benötigten Genauigkeit noch hinreichend nahe. Da die Phasenverzögerung bei 10MHz nunmehr nur noch 45° beträgt, besteht nun möglicherweise ein Freiheitsgrad bezüglich der Verringerung des Wertes von C1001. Seite 2- 28 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die folgenden Simulationsergebnisse zeigen, dass man tatsächlich bei einer Verringerung des Wertes von C1001 auf 16pF immer noch eine hinreichend geringe Phasenverzögerung bei 10MHz erhält: Simulationsergebnisse (Betrags- und Phasenfrequenzgang) für den lokal gegengekoppelten Regelverstärker (1,0V im Betragsfrequenzgang entspricht einer Verstärkung von 1) bei Verringerung des Wertes von C1001 auf 16pF. Die endgültige Dimensionierung von C1001 wird, ausgehend vom theoretisch ermittelten Wert 16pF, experimentell am Prototyp vorgenommen. Seite 2- 29 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Man erhält somit die folgende Schaltung: R1006 1K 0.01% R1007 1K 0.01% + Input +17V_DRV 7 6 3 + 2 4 U1003 LM7171 U20101 BUF634T 6 2 2 -17V_BUF R1011 510R 1 VIN BW V+ VO V- L20001 tbd 5 4 3 +17V_BUF -17V_BUF R1103 1K 0.1% -17V_DRV -17V_DRV R20002 NB R20001 NB C1001 16pF Z load 3 + 4 7 +17V_DRV U1003 LME49990 C20001 NB R1104 1K 0.1% - Input R1008 1K0 0.01% R1010 1K0.01% Die vereinfachte Schaltung mit dimensioniertem Kompensationsglied Nun soll die Auswirkung der soeben dimensionierten Kompensationsschaltung auf den AudioSignalbereich betrachtet werden. Es wird der Wert 16pF für C1001 beibehalten, R1011 wird zwecks Vereinfachung als kurzgeschlossen betrachtet, da er im Audio-Frequenzband klein gegenüber dem Scheinwiderstand von C1001 ist und somit nahezu unwirksam ist. Der Scheinwiderstand von 16pF bei 25kHz ist 400kOhm. Damit hat die Regelverstärkerstufe bei 25kHz eine Verstärkung von 400. Die Treiberstufe hat eine Verstärkung von 2. Damit ist die Verstärkung des offenen Regelkreises 800, das entspricht 58dB. Damit wird der THD des Buffers von ca. –48dB (Betriebsart Wide Bandwidth, aus Messung bei Voruntersuchung bekannt) um ca. 58dB reduziert. Es verbleibt ein THD in der Größenordnung von –48dB -58dB = -106dB = 0,0005% bei 25kHz. Bob Cordell gibt für einen optimierten diskret aufgebauten Verstärker 0,0086% bei 20kHz an (50W in 8 Ohm bei 20kHz, „Designing Power Audio Amplifiers“ Chart 3.7 Seite 71) Gegenüber der prinzipiell möglichen Leerlaufverstärkung des LME49990 verliert man jedoch ca. 20dB. (GBW 110MHz => ca. 72dB bei 25kHz) Würde man dagegen C1001 weiter reduzieren können, auf 8pF, erhielte man ungefähr folgenden THD bei 25kHz: -40dB – 52dB – 12dB = -112dB = 0,0003% Man erkennt, dass es für das Verhalten des Verstärkers im Audio-Bereich sehr vorteilhaft ist, C1001 so klein wie irgend möglich zu halten. Seite 2- 30 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 In der Praxis konnte der Wert von C1001 auf 10pF reduziert werden. Dies entspricht einer Knickfrequenz von 32 MHz. Mit einem Wert von 500 Ohm für R1011 wurden hierbei sehr gute Ergebnisse erzielt. Um dies zu erreichen wurden die Kompensationselemente R20001 und C20001 sowie L20001 experimentell dahingehend optimiert, dass der Wert von C1001 so weit wie möglich reduziert werden konnte. C20001 reduziert die Verstärkung der Ausgangsstufe bei hohen Frequenzen, wobei R20001 bei hohen Frequenzen hierbei eine Phasenverzögerung verhindert. L20001 entkoppelt den Ausgang des Verstärkers von den Kapazitäten der Zuleitungen zur Last. R20002 dämpft Resonanzen, die im Zusammenwirken von L20001 mit anderen am Ausgang wirksamen Kapazitäten entstehen. Die Betrachtung des Einflusses der Treiberstufe auf das Gesamtrauschen des Verstärkers Der in der Treiberstufe verwendete Verstärker LM7171 weist ein recht hohes Rauschen auf. Operationsverstärker mit den dynamischen Eigenschaften und dem Versorgungsspannungsbereich des LM7171 bei gleichzeitig geringerem Rauschen sind nicht verfügbar. Das folgende Diagramm zeigt die Rauschdichte des LM7171. Auszug Datenblatt LM7171 Die Rauschdichte des BUF634 ist mit 4nV/rt(Hz) deutlich geringer. Für die Betrachtung der Auswirkungen des Rauschens der Treiberstufe auf das Rauschen des Ausgangssignals des Verstärkers ist von Bedeutung, dass sich die Treiberstufe innerhalb der Gegenkopplungsschleife des Regelverstärkers befindet. Das Rauschen der Treiberstufe wird also, zumindest im tieffrequenten Bereich, nahezu vollständig kompensiert. Im höherfrequenten Bereich, in dem die Kompensation durch den Regelverstärker nicht mehr vollständig möglich ist, ist die Rauschdichte des LM7171 deutlich geringer als im tieffrequenten Bereich. Seite 2- 31 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 In der vollständigen Schaltung wirken 6 Treiberstufen parallel, das Rauschen verringert sich also um den Faktor 1 / (Wurzel 6) = 0,41. Es soll noch grob abgeschätzt werden, inwieweit das durch die Treiberstufen erzeugte Rauschsignal im Ausgangssignal noch vorhanden ist: Aus dem die Rauschdichte des LM7171 darstellenden Diagramm lässt sich bei starker Vereinfachung die Größenordnung einer mittlere Rauschdichte von 25nV/ rt(Hz) ableiten. Die Spannungsverstärkung der Treiberstufe ist 2, womit sich dann am Ausgang eine Rauschdichte von 50nV / rt(Hz) ergibt. Mit 6 parallelen Treiberstufen ergibt sich dann das 0,41-fache: 16,4nV / rt Hz Über eine Bandbreite von 30kHz ergibt sich eine Rauschspannung von: 16,4nV * rt ( 30'000) = 2840 nV eff = 2,84 uV eff Diese Rauschspannung wird nun durch die Wirkung des Regelverstärkers teilweise kompensiert. Es wurde bereits gezeigt, dass die Verstärkung des kompensierten Regelverstärkers bei 25kHz 400 beträgt. Damit ergibt sich näherungsweise eine Rauschspannung von 2,84uV eff / 400 = 0,007uV. Dieser Wert trägt nicht mehr signifikant zur Gesamtrauschspannung am Ausgang bei. Die Abschätzung des Gesamtrauschens des Verstärkers Das Gesamtrauschen des Verstärkers wird durch das in der Eingangsstufe entstehende Rauschen dominiert, da dieses mit der Spannungsverstärkung dieser Stufe multipliziert im Ausgangssignal erscheint. Dieses Rauschen wird wie folgt abgeschätzt: Die Eingangsstufe wird gedanklich in zwei identische, voneinander getrennte, massebezogene Stufen geteilt. Hierzu wird eine (zur Masse) symmetrische Ansteuerung der Eingänge angenommen. In diesem Fall befindet sich der (gedachte) Mittelabgriff von R1003 auf dem Massepotential. Damit kann dieser Punkt (gedanklich) mit Masse verbunden werden, womit sich dann zwei getrennte Zweige der Schaltung ergeben. Seite 2- 32 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dieser Schritt ist in der folgenden Skizze dargestellt: 7 +17V_DRV +-Eingang U1001 LME49990 3 + 6 +-Ausgang 4 2 - -17V_DRV R1004 1K 0.1% R1003A 287R/2 = 143,5R R1003B 287R/2 = 143,5R R1005 1K 0.1% 4 -17V_DRV 7 3 6 --Ausgang + --Eingang - 2 U1002 LME49990 +17V_DRV Gedankliche Zerlegung der Eingangsstufe in zwei unabhängige Zweige (Schritt 1) Seite 2- 33 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 In der nun folgenden Skizze wird eine der so entstehenden Teilschaltungen dargestellt: 7 +17V_DRV +-Eingang U1001 LME49990 3 + 6 +-Ausgang 4 2 - -17V_DRV R1004 1K 0.1% R1003A 287R/2 = 143,5R Gedankliche Zerlegung der Eingangsstufe in zwei unabhängige Zweige (Schritt 2) Die Rauschspannung wird zunächst für eine einzelne Teilschaltung bestimmt. Da sich die (nicht korrelierten) Rauschspannungen beider Teilschaltungen in Bezug auf das Ausgangssignal des Verstärkers summieren, wird die Rauschspannung beider Teilschaltungen anschließend geometrisch addiert. Zur Bestimmung der Rauschspannung am Ausgang wird der Eingang der Schaltung an Masse gelegt. Weiterhin wird das Spannungs- und das Stromrauschen des Operationsverstärkers und das Spannungsrauschen der Widerstände als Ersatzquellen eingezeichnet. Seite 2- 34 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Man erhält das folgende Ersatzschaltbild: EN1 Spannungsrauschen OPV 7 +17V_DRV U1001 LME49990 3 + 6 +-Ausgang 4 2 - EN2 Stromrauschen OPV -17V_DRV R1004 1K 0.1% R1003A 287R/2 = 143,5R EN4 Spannungsrauschen R1004 EN3 Spannungsrauschen R1003 Ersatzschaltbild zur Bestimmung des Rauschens einer Teilschaltung Seite 2- 35 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wird der Einfluss des Spannungsrauschens des OPVs (EN1) betrachtet: Das Spannungsrauschen des OPVs kann dem folgenden Diagramm entnommen werden: Auszug Datenblatt LME49990 Da es für die hier benötigte Genauigkeit (im einstelligen Prozentbereich) ausreichend ist, wird der Anstieg der Rauschdichte im Bereich unterhalb von 20Hz (der ohnehin nicht hörbar ist) vernachlässigt und für den gesamten relevanten Bereich bis 22kHz eine Rauschdichte von 1nV / rt (Hz) angenommen. Man erhält dann eine Rauschspannung von 1nv * rt (22'000) = 0,148uV eff. Der Noise-Gain der Stufe ist: 1+ (1kOhm / 143,5 Ohm) = 8,43. Damit ergibt sich am Ausgang eine Rauschspannung von 0,148uV * 8,43 = 1,25uV eff. Seite 2- 36 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wird der Einfluss des Stromauschens des OPVs (EN2) betrachtet: Das Stromrauschen des OPVs kann dem folgenden Diagramm entnommen werden: Auszug Datenblatt LME49990 Da es für die hier benötigte Genauigkeit (im einstelligen Prozentbereich) ausreichend ist, wird der Anstieg der Rauschdichte im Bereich unterhalb von 20Hz (der ohnehin nicht hörbar ist) vernachlässigt und für den gesamten relevanten Bereich bis 22kHz eine Rauschdichte von 3pA / rt (Hz) angenommen. Damit ergibt sich ein Effektivwert des Rauschstroms von: 3pA * rt (22'000) = 0,445nA eff. Dieser Strom fließt in den Summenpunkt des Verstärkers und wird daher durch einen entgegengesetzt gerichteten, gleich großen Strom durch den Feedback-Widerstand kompensiert. Der Wert des Feedback-Widerstandes ist 1kOhm. Damit ergibt sich die folgende Rauschspannung am Ausgang: 0,445nA * 1kOhm = 0,445 uV eff. Seite 2- 37 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wird der Einfluss des Spannungsrauschens von R1003 (EN3) betrachtet: Bei Integration bis 22kHz ergibt sich an R1003 (134,5 Ohm) eine Rauschspannung von 0,219uV eff. Damit wird ein Strom von 0,219uV / 134,5 Ohm = 0,0016uA in den Summenpunkt eingespeist. Dieser Strom wird durch einen entgegengesetzt gerichteten, gleich großen Strom durch den Feedback-Widerstand kompensiert. Der Wert des Feedback-Widerstandes ist 1kOhm. Damit ergibt sich die folgende Rauschspannung am Ausgang: 0,0016uA * 1kOhm = 1,6uV eff. Es wird der Einfluss des Spannungsrauschens von R1004 (EN4) betrachtet: Bei Integration bis 22kHz ergibt sich an R1003 (1k Ohm) eine Rauschspannung von 0,597uV eff. Damit wird ein Strom von 0,597uV / 1kOhm = 0,00597uA in den Summenpunkt eingespeist. Dieser Strom wird durch einen entgegengesetzt gerichteten, gleich großen Strom durch den Feedback-Widerstand kompensiert. Der Wert des Feedback-Widerstandes ist 1kOhm. Damit ergibt sich die folgende Rauschspannung am Ausgang: 0,00597uA * 1kOhm = 0,597uV eff. Die einzelnen zuvor ermittelten Rauschspannungen sind nicht miteinander korreliert und werden daher geometrisch addiert: Spannungsrauschen des OPV (EN1): Stromrauschen des OPV (EN2): Spannungsrauschen von R1003 (EN3): Spannungsrauschen von R1004 (EN4): 1,25uV eff. 0,445uV eff. 1,6uV eff. 0,597uV eff. Summe (geometrisch) 2,16uV eff. (eine Teilschaltung) Im Zusamenwirken beider Teilschaltungen ergibt sich durch erneute geometrische Addition eine Rauschspannung von 3,1uV eff. Der Beitrag der Regelverstärker- und Endstufe zum Gesamtrauschen ist im Rahmen der Genauigkeit dieser Abschätzung vernachlässigbar. Daher ist diese Rauschspannung näherungsweise auch am Ausgang des Verstärkers wirksam. Die Ausgangsspannung bei einer Ausgangsleistung von 4W an 4 Ohm ist 4V. Zu 3,1uV besteht dann ein Störabstand von –122dB. In der Praxis dominieren andere Störquellen, vornehmlich auf der abgehörten Aufnahme und das Widerstandsrauschen des Lautstärkepotentiometers, den tatsächlich wirksamen Störabstand. Seite 2- 38 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Betrachtung der Signalpegel in der Eingangsstufe und in der Regelverstärkerstufe bei Vollaussteuerung Es soll in diesem Abschnitt die Frage geklärt werden, ob die Widerstände in der gewählten Dimensionierung hinreichend groß sind, so dass die Operationsverstärker nicht möglicherweise mit einem zu hohen Ausgangsstrom belastet werden. Hierzu wird das Verhalten der Schaltung an ihren Aussteuerungsgrenzen untersucht. Hierzu wird ein maximaler Momentanwert der Eingangsspannung von +2V angenommen. Mit dieser Spannung wird die Clip-Grenze der Verstärkers von ca. 14Vp bereits überschritten. Bei einer Eingangsspannung von –2V wären alle Beträge der Ströme und Spannungen identisch, bei gespiegelten Vorzeichen und Richtungspfeilen. Es wird zwischen den beiden vorhandenen Möglichkeiten der Beschaltung der Eingänge unterschieden. Es ergeben sich damit dann die folgenden Spannungen und Ströme: +4,5V U1001 LME49990 TP1009 R1006 1K 0.01% 3 + R1007 1K 0.01% 6 1 2 - +2V TP1005 4,5mA 4,5mA 4 11,5mA 1 7 +17V_DRV 7mA -17V_DRV +17V_DRV TP1003 6 1 R1005 1K 0.1% -7V 1 2 - R1011 NB 4 7mA TP1004 TP1008 1 TP1012 R1012 0R0 3 + R1003 287R 1% 1 4 3 2 1 -17V_DRV -17V_DRV 1K0 0.01% 1 6 R1010 1K0.01% 1 18,5mA 4 7 3 TP1010 11,5mA R1008 + 2 C1001 NB 7mA 0V - +2V +9V U1003 LME49990 TP1011 1 TP1007 R1004 1K 0.1% 7 1 J1001 SL4 +17V_DRV U1002 TP1006 LME49990 R1009 NB +4,5V +16V Die Spannungs- und Stromverhältnisse bei Vollaussteuerung (Möglichkeit 1) Seite 2- 39 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker -3,5V U1001 LME49990 TP1009 R1007 1K 0.01% 6 1 2 - 0V TP1005 R1006 1K 0.01% 3 + 3,5mA 3,5mA 4 11,5mA 1 7 +17V_DRV Verstärker BUF634 7mA -17V_DRV +17V_DRV TP1003 6 1 R1005 1K 0.1% 2 - R1011 NB 4 +9V 1 1 7mA TP1004 TP1008 1 TP1012 R1012 0R0 3 + R1003 287R 1% -17V_DRV -17V_DRV R1010 1K0.01% 1K0 0.01% 1 1 19,5mA 4 7 3 6 TP1010 12,5mA R1008 + 2 C1001 NB 7mA +2V - +2V 4 3 2 1 -7V U1003 LME49990 TP1011 1 TP1007 R1004 1K 0.1% 7 1 J1001 SL4 +17V_DRV U1002 TP1006 LME49990 R1009 NB -3,5V -16V Die Spannungs- und Stromverhältnisse bei Vollaussteuerung (Möglichkeit 2) Man erkennt, dass der größte auftretende Ausgangsstrom eines Operationsverstärkers 19,5mA ist. Es soll nun geprüft werden, inwieweit dieser Strom vom LME49990 abgegeben werden kann, ohne dass es hierbei zu Verzerrungen kommt. Seite 2- 40 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dem Datenblatt des LME4990 können die folgenden Angaben entnommen werden: Der minimale garantierte Ausgangsstrom bei Vcc = +/-18V und einer Last von 600 Ohm ist 24mA. Weiterhin findet sich im Datenblatt das folgende Diagramm: Auszug Datenblatt LME49990 Mit 24mA (Spitzenwert) in 600 Ohm ergeben sich 14,4V (Spitzenwert). Das entspricht einem Sinus-Effektivwert von etwas mehr als 10V. Nach dem obenstehenden Diagramm sind ebenfalls 10V effektiv bei einer Last von 600 Ohm möglich. Damit sind die beiden betrachteten Aussagen im Datenblatt übereinstimmend. Es kann also die Aussage getroffen werden, dass der LME4990 bei einer Ausgangsspannung von 14,4V (Spitzenwert) 24mA (Spitzenwert)abgeben kann, ohne dass seine Klirrwerte beeinträchtigt werden. Damit ist die in der Schaltung des Verstärkers benötigte maximale Stromabgabe von 19,5mA bei 9V mit guten Reserven möglich, auch wenn die Versorgungsspannung nur +/-17V beträgt. Die konstruktive Realisierung des Verstärkers Es wurde bereits gezeigt, dass die Unity-Gain-Frequenz des offenen Regelkreises des Verstärkers im zweistelligen MHZ-Bereich liegt. Daraus folgt die Notwendigkeit, den Verstärker konstruktiv als Hochfrequenzschaltung zu realisieren. Dies wurde durch die Verwendung von SMD-Bauelementen auf einer vierlagigen MultilayerLeiterplatte mit flächiger Masseführung in den Innenlagen realisiert. Die folgenden Abbildungen geben einen Eindruck von der konstruktiven Realisierung der Verstärkerbaugruppe. Seite 2- 41 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Verstärkerbaugruppe Die Realisierung der Treiberstufe mit Operationsverstärkern in SMD-Gehäusen Seite 2- 42 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Tatsächlich zeigte sich im Verlauf der Inbetriebnahme im Zuge eines Probeaufbaus einer Modifikation bei dem ein Widerstand im Ausgangskreis des Regelverstärkers vorläufig in Form eines bedrahteten Bauteils mit ca. 1cm langen Anschlussdrähten auf die Leiterplatte gesetzt wurde eine starke Oszillation des Verstärkers bei ca. 25 MHz. Nachdem der Widerstand als SMD-Bauteil direkt auf die Leiterplatte gesetzt wurde trat dieses Problem nicht mehr auf. Seite 2- 43 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Potentiometerbaugruppe Dem Verstärker wird eine zusätzliche Baugruppe vorgeschaltet, die zwei massebezogene Eingänge für die beiden Stereo-Kanäle und ein Tandem-Potentiometer zur Einstellung der Lautstärke bereitstellt. Der Wert des Lautstärkepotentiometers darf einerseits nicht zu gering sein, um die das Eingangssignal abgebende Quelle nicht zu stark zu belasten, womit in dieser Verzerrungen entstehen würden, darf aber auch nicht zu hoch sein, da in diesem Fall das Widerstandsrauschen störend werden würde. Weiterhin ist aus den Voruntersuchungen bekannt, das sich das Klirrverhalten der Operationsverstärker LME49990 signifikant verschlechtert, wenn diese aus einer hochohmigen Quelle angesteuert werden. Es wurde bereits bei einer Quellimpedanz von 100 Ohm eine Verschlechterung des Klirrabstands um näherungsweise 10dB festgestellt. Der vermutliche Grund für diesen Effekt, der in unterschiedlicher Größenordnung bei allen im Rahmen der Voruntersuchung betrachteten Audio-Operationsverstärker aufgetreten ist, liegt in der Spannungsabhängigkeit der Eingangskapazität der Eingangsstufe der Operationsverstärker. Der geringste Ohmwert, mit dem hochwertige Tandem-Potentiometer mit logarithmischer Kennlinie beschaffbar sind ist 10kOhm. Dieser Wert ist noch ausreichend hoch, um die Signalquelle (DC-Player) nicht zu überlasten. Der maximale Quellwiderstand am Ausgang des Potentiometers ist in der (elektrischen) Mittelstellung wirksam. Er beträgt 2,5kOhm. Daher wurden die Ausgänge des Potentiometers mit einem als Spannungsfolger geschalteten Operationsverstärkers des Typs OPA1641 gepuffert. Bei diesem Operationsverstärker ist die Abhängigkeit des Klirrs vom Quellwiderstand vergleichsweise gering und zudem im Datenblatt spezifiziert. Auszug Datenblatt OPA1641 Seite 2- 44 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die folgende Abbildung zeigt den Schaltplan der Potentiometer-Baugruppe. Potentiometer-Baugruppe +17V_DRV 7 J1 BNC 1 3 + U1 OPA1641 R2 47R 6 + 4 2 2 - P1 ALPS_10K_log 23 21 Eingang 13 11 -17V_DRV CW W 22 CCW Ausgang CW W 12 CCW +17V_DRV 7 J2 BNC 1 3 + R4 47R 6 + 4 2 2 - U2 OPA1641 -17V_DRV Der Schaltplan der Potentiometer-Baugruppe Die Widerstände R2 und R4 haben sich als notwendig erwiesen um die Operationsverstärker zu stabilisieren, ohne diese Widerstände wird durch die Kapazität der am Ausgang angeschlossenen Leitung eine Oszillation der Verstärker im Bereich um 5MHz verursacht. Um Masseschleifen auszuschließen wird die Potentiometerbaugruppe mit einem eigenen, potentialfreien Netzteil versorgt. Dieses Netzteil entspricht dem Netzteil, das auch zur Versorgung der Vorstufen des Verstärkers verwendet wird. Das von der Potentiometerbaugruppe verursachte Rauschen wird wie folgt abgeschätzt: Das Widerstandsrauschen des Potentiometers ist in dessen elektrischer Mittelstellung maximal, in dieser ist ein Widerstand von 2,5 kOhm wirksam. Die Rauschspannung beträgt bei Integration bis 22kHz 0,95uV eff. Seite 2- 45 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Das Spanungsrauschen des OPA1641 kann dem folgenden Diagramm entnommen werden. Auszug Datenblatt OPA1641 Im Rahmen der hier angestrebten Genauigkeit kann der Bereich unter 100 Hz vernachlässigt werden und über den gesamten Frequenzbereich eine Rauschdichte von 6 nV / rt (Hz) angenommen werden. Man erhält dann, bei Integration bis 22kHz, eine Rauschspannung von 0,89uV eff. Der Noise-Gain der Schaltung ist 1. Das Stromrauschen des OPA1641 ist mit 0,8fA / rt (Hz) angegeben. Bei Integration bis 22kHz erhält man einen Strom von 119fA eff. Damit ergibt sich, bei elektrischer Mittelstelung des Potentiometers, eine Rauschspannung von 119fA * 2,5kOhm = 0,3nV eff. Insgesamt ergibt sich die folgende Rauschspannung am Ausgang der Potentiometerbaugruppe: Widerstandsrauschen Potentiometer: Spannungsrauschen OPV Stromrauschen OPV 0,95uV 0,89uV vernachlässigbar Quadratische Summe: 1,3uV. Diese Rauschspannung wird in der Eingangsstufe des Verstärkers mit dem Faktor 8 verstärkt, womit sich am Ausgang des Verstärkers eine Rauschspannung von 10,4uV ergibt. Es wurde bereits gezeigt, dass der Verstärker selbst eine Rauschspannung von 3,1uV erzeugt. Damit ergibt sich am Ausgang eine maximale Gesamt-Rauschspannung von 10,9uV eff. Die Ausgangsspannung bei einer Ausgangsleistung von 4W an 4 Ohm ist 4V. Zu 10,9uV besteht dann ein Störabstand von –111dB. In der Praxis dominieren andere Störquellen, vornehmlich auf der abgehörten Aufnahme, den tatsächlich wirksamen Störabstand. Seite 2- 46 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die folgende Abbildung zeigt die realisierte Potentiometerbaugruppe. Die Potentiometerbaugruppe Seite 2- 47 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Das Netzteil für die Endstufe Die Auslegung Da die Bausteine BUF634 eine maximale Versorgungsspannung von +/-18V haben, aber zur Erreichen der vorgesehenen Ausgangsleistung von 20W bzw. 80W im Vollbrückenbetrieb eine Versorgungsspannung von17V erforderlich ist, ist die Verwendung eines stabilisierten Netzteils notwendig. Alle Ströme werden (bei Betrachtung mehrer Perioden des Audio-Signals) symmetrisch aus der +17V-Versorgung und aus der –17V-Versorgung entnommen. Der Strombedarf des Verstärkers wird für den Halbbrückenbetrieb wie folgt abgeschätzt: Ruhestrom: 36 Bausteine BUF634 * 0,015A = Maximaler Ausgangsstrom: 14Vp / 4 Ohm = Summe: 0,54A 3,5Ap 4,04Ap Im Vollbrückenbetrieb verdoppelt sich der Ausgangsstrom auf 7Ap. Damit muss das Netzteil (elektrisch) bis zu 7,5Ap abgeben können. Möglicherweise vorhandene kurzzeitige Stromspitzen, bedingt durch induktive und(oder kapazitive Lasten, die über 7,5A hinausgehen sollen nicht vom Netzteil selbst, sondern aus den ausgangsseitigen Pufferkondensatoren abgegeben werden. Bei der thermischen Auslegung des Netzteils ist dagegen ist zu beachten, dass der zuvor abgeschätzte Strom aus einem einzelnen Zweig jeweils nur für eine Halbwelle entnommen wird. Für die thermische Auslegung ist der folgende Strombedarf pro Zweig relevant: Im Halbbrückenbetrieb: Ruhestrom: 36 Bausteine BUF634 * 0,015A = 0,54A Maximaler Ausgangsstrom: 14Vp / 4 Ohm * 0,5=1,75Ap Gleichrichtmittelwert = 1,75Ap * 0,63 = 1,1A Summe: 1,64A Für den Vollbrückenbetrieb gilt die folgende Abschätzung: Im Vollbrückenbetrieb ist ein Lastwiderstand von 2 Ohm pro Verstärkerzweig wirksam. Ruhestrom: 36 Bausteine BUF634 * 0,015A = 0,54A Maximaler Ausgangsstrom: 14Vp / 2 Ohm * 0,5= 3,5Ap Gleichrichtmittelwert = 3,5Ap * 0,63 = 2,2A Summe: 2,74A Seite 2- 48 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Schaltung im Detail Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung beider Pfade des Netzteils. D3101 STPS20L60CT 1 2 D3103 STPS20L60CT 1 2 3 3 C3101 R3101 10nF 1R C3103 10nF R3103 1R D3105 SB560 U3101 LM338/TO R3104 1R VIN VOUT 3 +17V ADJ 18V 2 C3104 10nF R3108 1K2 R3105 240R 1 + C3102 R3102 10nF 1R 1 D3104 2 1 2 C3105 40'000uF 40V C3106 100nF + 3 D3102 STPS20L60CT LED3101 LED_rt R3107 1K5 R3106 2K7 3 D3106 SB1100 + C3108..C3111 4 x 2200uF/25V parallel C3107 100uF 25V Q3101 2N2222A STPS20L60CT P3101 500R D5101 STPS20L60CT 1 2 D3107 1N4002 D5103 STPS20L60CT 1 2 3 3 C5101 R5101 10nF 1R C5103 10nF R5103 1R D5105 SB560 U5101 LM338/TO -17V_BUF 2 C5104 10nF R5104 1R VIN VOUT C5108..5111 4 x 2200uF/25V parallel 3 ADJ 18V C5105 40'000uF 40V R5105 240R 1 + C5102 R5102 10nF 1R 1 D5104 2 1 2 R5106 2K7 3 3 D5102 STPS20L60CT D5106 SB1100 LED5101 LED_rt + C5106 100nF R5107 1K5 + C5107 100uF 25V Q5101 2N2907 STPS20L60CT P5101 500R R5108 1K2 -17V Die Schaltung des Netzteils Seite 2- 49 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Als Regelelement wird (für jeden Zweig) ein Spannungsregler des Typs LM338 verwendet. An dieser Stelle kann nur die Ausführung von NSC/TI verwendet werden, da nur diese die erforderliche Spannungsfestigkeit von 40V aufweist. Im Leerlauf wird diese Spannung gerade noch nicht erreicht. Die (wesentlich preiswertere) Ausführung von ST hat dagegen nur eine Spannungsfestigkeit von 36V, die nicht ausreicht. Ein weiterer Vorteil des LM338 ist die variable Strombegrenzung, deren Einsatzpunkt sich an der Temperatur des Bausteins und an der über dem Baustein anliegenden Spannung orientiert. Die folgende Abbildung zeigt das Verhalten der Strombegrenzung des LM338. Auszug Datenblatt LM338 (Texas Instruments) Man erkennt, das der Baustein in der Lage ist, kurzzeitig Ströme von über 12A abzugeben. Damit hat das Netzteil ausreichende Reserven kurzzeitig hohe impulsförmige Ströme abzugeben, die in der Praxis bei einem realen Musiksignal in Bezug auf die thermische Zeitkonstante des Bausteins hinreichend selten auftreten. Die Dropout-Spannung des LM338 ist mit 2,5V deutlich höher als bei „moderneren“ Spannungsreglern. Damit wird der „Reservebereich“ zwischen minimaler Eingangsspannung des Spannungsreglers und der Ausgangsspannung sehr klein. Im Eventualfall einer toleranzbedingten Abweichung der Ausgangsspannung des Spannungsreglers nach oben wäre die Differenz zwischen der minimalen noch verfügbaren Eingangsspannung des Reglers und der Ausgangsspannung zu gering. Die Regelung würde dann aussetzten, der Versorgungsspannung des Verstärkers wäre dann eine Brummstörung überlagert. Um diesen Fall auszuschließen wird die Ausgangsspannung mit einem Potentiometer abgleichbar gestaltet. Damit kann sie exakt auf 17,0V eingestellt werden, womit dann stets eine ausreichende Spannungsdifferenz über dem Regler gewährleistet ist. Seite 2- 50 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Das Netzteil soll bei Eingangsspannungen bis hinab zu 10% Netzunterspannung einwandfrei arbeiten. In der Folge wird er minimale Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung bestimmt, bei dem die Regelung gerade noch nicht aussetzt. Dieser Wert muss bei 10% Netzunterspannung noch erreicht werden. Ausgangsspannung: Dropoutspannung LM338: Ripple: Kupfer- und Kernverluste im Netztrafo: Durchlassverluste Schottky-Vollbrücke: 17,0V 2,5V 1V 1V 1,2V Summe: 22,7V Bei 10% Netzunterspannung muss der Netztrafo somit einen Scheitelwert von 22,7V abgeben. Damit ergibt sich bei nomineller Netzspannung ein Scheitelwert von 22,7V / 0,9 = 25,2V. Dies entspricht einem Effektivwert von 17,8V bei nomineller Netzspannung. Damit wird der Normwert 18V für die Sekundärspannung gewählt, womit ein handelsüblicher Transformator verwendet werden kann. Bei einer Überspannung am Netz von 25% soll das Netzteil im Leerlauf nicht zerstört werden. Es wird eine Leerlaufüberhöhung des Netztrafos von 10% angenommen. Damit ergibt sich ein Scheitelwert von: 18V * 1,41 * 1,25 * 1,1 = 34,9V. Damit ist es notwendig, die Ausführung des LM338 mit einer Spannungsfestigkeit von 40V zu verwenden. Es wurde bereits eine Welligkeit (Ripple) von 1Vpp festgelegt. Zur Bestimmung des Wertes des Ladekondensators wird ein mittlerer Strom von 4A aus einem Zweig angenommen. Damit ergibt sich eine Kapazität von: C = i * t / U = 4A * 10mS / 1V = 40‘000 uF. Es wird ein robuster, strombelastbarer Kondensator des Typs CGS540V40000 mit den Kenndaten 40‘000uF / 40V eingesetzt. Seite 2- 51 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Verlustleistung des Spannungsreglers wird mit einem Strom von 2,74A berechnet, wie er bereits für die thermische Auslegung im Vollbrückenbetrieb bestimmt wurde. Hierfür wird von der nominellen Netzspannung ausgegangen. Der Mittelwert der am Eingang des Spannungsreglers anliegenden Spannung ist: Der Scheitelwert Trafo-Sekundärspannung ist: 18V * 1,41 = 25,4V Hiervon wird abgezogen: Flußspannung der Diodenbrücke: 50% des Ripples von 1V: 1,2V 0,5V Damit erhält man einen Mittelwert der Eingangsspannung von: 23,7V Über dem Spannungsregler liegt damit eine Spannung von 23,7V – 17,0V = 6,7V an. Die Verlustleistung ist damit: 6,7V * 2,74A = 18,4W. Bei einer Umgebungstemperatur von 25°C soll die Kühlkörpertemperatur nicht über 70°C ansteigen. Damit darf der thermische Widestand des Kühlkörpers nicht größer sein als: Rth = (70°C – 25°C ) 18,4W = 2,44 °C/W Es wird der Typ Wakefield 641A mit 2,4°C/W verwendet. Für den Netztrafo wird ein Ringkerntrafo mit den Kenndaten 2 x 18V / 160VA, das entspricht 4,44A pro Wicklung, gewählt. Dieser Strom reicht für reale Musiksignale auch im Vollbrückenbetrieb aus, da die, relativ selten auftretenden, darüber liegenden Stromspitzen aus dem mit 40‘000uF großzügig dimensionierten Ladekondensator entnommen werden. Für die Auswahl der Gleichrichterdioden waren die folgenden Forderungen maßgeblich: - Schottkydiode mit möglichst geringer Flußspannung Strombelastbarkeit I av 8A Sperrspannung 60V Gehäuse TO-220, um Kühlung durch Fingerkühlkörper zu ermöglichen Die großzügige Dimensionierung der Dioden ist an dieser Stelle sinnvoll, da diese Dioden von den weit über dem Ausgangsstrom liegenden Ladestromimpulsen des Ladekondensators durchflossen werden. Seite 2- 52 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wurde der Typ STPS20L60CT von ST, eine Doppeldiode mit den Kenndaten 60V/20A gewählt. Es werden beide Einzeldioden parallel geschaltet. Die Flussspannung einer einzelnen Diodenstrecke in Abhängigkeit vom durch die Diode fließenden Strom ist im folgenden Diagramm dargestellt. Auszug Datenblatt STPS20L60CT Um die Entstehung hochfrequenter Störungen beim Abschaltvorgang der Dioden zu vermeiden werden den Dioden RC-Snubber parallelgeschaltet. Der Wert der Kondensatoren von 10nF ist ein Erfahrungswert. Der Wert der Widerstände von 1 Ohm ist nach dem Buch „Designing Audio Power Amplifiers“ von Bob Cordell dimensioniert. Die Bausteine LM338 werden wie folgt beschaltet: Der Wert des „oberen“ Widerstands (R3105 und R5105) wird gemäß üblicher Praxis auf 240 Ohm festgelegt. Der Wert des „unteren“ Widerstands (R3106 in Serie mit P3101 sowie R5106 in Serie mit P5101) wird nach der dazugehörigen Formel im Datenblatt bestimmt: Vout = 1,25V ( 1 + R2/R1) + Iadj * R2 R1 entspricht hierbei R3105 bzw. R5105 R2 entspricht hierbei der Serienschaltung aus R3106 und P3101 sowie R5106 und P5101. Da ohnehin ein Abgleich vorgesehen wird, ist keine genaue Rechnung erforderlich und es wird daher der Term Iadj * R2 vernachlässigt. Nach Umstellung der Formel und nach Einsetzen der bereits bekannten Werte folgt, dass die R2 entsprechende Serienschaltung aus Festwiderstand und Potentiometer für eine Ausgangsspannung von 17,0V 3,02kOhm betragen muss. Seite 2- 53 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dies wird durch Serienschaltung eines Festwiderstands von 2,7kOhm und einem Potentiometer von 500 Ohm realisiert. Mit den Kondensatoren C3107 und C5107 wird ein Sanftanlauf der Ausgangsspannungen erreicht. Die Kondensatoren werden mit einem Strom von 1,25V / 240 Ohm = 5mA geladen. Der Spannungsabfall über R3105 bzw. R5101 ist mit 1,25V stets gleich der internen Referenzspannung des LM338) Der stationäre Endwert der Spannung über den Kondensatoren ist 17V – 1,25V = 15,75V. Mit einem praktikablen Kapazitätswert von 100uF wird die folgende Zeit benötigt, bis dieser Endwert erreicht ist: 15,75V * 100uF / 5mA = 350ms. Dieser Anstieg der Spannung ist hinreichend langsam. Es werden an dieser Stelle LowLeakage Elkos mit einer Spezifikation des Leckstroms von 0,002 * CV in uA (CV in uF * V) gewählt. Mit den Dioden D3105 und D3106 bzw. D5105 und D5106 werden die Bausteine LM338 gegen ein- und ausgangsseitige Kurzschlüsse geschützt. Die Dioden stellen hierbei Entladepfade für die Kapazitäten am Ausgang und am ADJ-Pin des Reglers bereit. Würden diese Dioden nicht vorhanden sein, dann würden sich diese Kapazitäten über parasitäre Diodenstrecken innerhalb des LM338 entladen, womit dieser dann zerstört würde. Für D3105 und D5101 werden Schottkydioden mit einer Strombelastbarkeit von 5A verwendet. Für D3106 und D5106 reicht eine Strombelastbarkeit von 1A aus. An den Ausgängen der Regler wird jeweils eine aus 4 parallelgeschalteten 2200uF-Elkos (Low ESR) bestehende Ausgangskapazität zur Pufferung von Stromspitzen vorgesehen. Auf der Verstärkerbaugruppe selbst sind für jede der beiden Ausgangsspannungen weitere 12 Elkos (Low ESR) mit jeweils 2200uF vorgesehen. Damit ist insgesamt an jedem Ausgang eine Kapazität von 35‘200uF wirksam. Die beiden Ausgänge des Netzteils sind miteinander verriegelt, um beim Ausfall einer der beiden Versorgungsspannungen hohe Gleichströme durch den am Verstärker angeschlossenen Lautsprecher zu vermeiden. Die hier verwendete Schaltung ist dem Buch „Small Signal Audio Design“ von Douglas Self entnommen. Diese Schaltung arbeitet wie folgt: Bei Gleichheit der Versorgungsspannungen ist das Potential der beiden Anschlüsse der Diode D3107 näherungsweise symmetrisch zum Massepotential. Damit sperren sowohl Q3101 als auch Q5101. Es wird nun angenommen, die –17V-Versogung sei nicht mehr vorhanden. Damit wird das Potential der Basis von Q3101 soweit positiv. dass Q3101 aufsteuert. Damit sinkt das Potential des ADJ-Pins von U3101 bis zum Massepotential hin ab. Damit reduziert sich die Ausgangsspannung von U3101 auf nahe 1,25V, die interne Referenzspannung des Bausteins. Es wird nun angenommen, die +17V-Versorgung sei nicht mehr vorhanden. Dann wird das Potential der Basis von Q5101 soweit negativ, dass Q5101 zu leiten beginnt, womit dann die Spannung –17V auf –1,25V, dem Wert der internen Referenzspannung von U5101, reduziert wird. Seite 2- 54 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die folgende Abbildung zeigt eine fertiggestellte Netzteilbaugruppe für einen Verstärkerkanal. Das Netzteil für die Endstufen Seite 2- 55 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Das Netzteil für die Vorstufen Die Auslegung An einem Verstärkerkanal sind die folgenden zu versorgenden Strompfade vorhanden: Strompfad Anzahl Versorgungsstrom LME49990 Versorgungsstrom LM7171 R1004/R1003/R1005 R1006 / R1007 R1008 / R1010 Gain-Widerstände Treiberstufen Summe: 3 Strom aus +/-17V einzeln 12mA Strom aus +/-17V gesamt 36mA 6 9,5mA 57mA 1 14V / 2,27kOhm = 6,2mA 14V / 2kOhm = 7mA 14V / 2kOhm = 7mA 14V / 2kOhm = 7mA 6,2mA 1 1 6 7mA 7mA 7mA 120,2mA Um für eventuelle Schaltungsänderungen Reserven zu haben wird das Netzteil jedoch für einen Ausgangsstrom von 500mA ausgelegt. Seite 2- 56 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Schaltung im Detail Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung des Netzteils. D4105 SB1100 D4101 SB1100 R4101 2R D4102 SB1100 U4101 LM317/TO VOUT C4103 10nF + C4107 100nF C4105 C4106 1800uF 35V 1800uF 35V C4102 10nF +17V D4106 SB1100 R4102 240R + + R4105 1K2 C4109 10uF 35V Ta R4103 2K87 C4104 10nF D4103 SB1100 2 + 1 C4101 10nF VIN ADJ 3 LED4101 LED_rt C4110 2200uF/25V + R4104 1K5 C4108 47uF 25V D4104 SB1100 Q4101 2N2222A 18V P4101 500R Bestückungsoption, D4107 durch Drahtbrücke ersetzt 1N4002 D4205 SB1100 R4201 2R D4201 D4202 SB1100SB1100 U4201 LM337/TO VOUT 3 -17V 1 D4206 SB1100 R4202 120R + + C4207 100nF C4112 10nF C4204 10nF D4204 SB1100 18V D4203 SB1100 C4209 10uF 35V Ta R4203 1K18 C4208 100uF 25V P4201 500R C4210 2200uF/25V R4204 1K5 + C4205 C4206 1800uF 35V 1800uF 35V + C4202 10nF + C4201 10nF VIN LED4201 LED_rt ADJ 2 R4208 1K2 Q4201 2N2907 Die Schaltung des Netzteils Seite 2- 57 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Ausgangsspannungen werden mit zwei Spannungsreglern des Typs LM317 und LM337 stabilisiert. Das Netzteil soll bei Eingangsspannungen bis hinab zu 10% Netzunterspannung einwandfrei arbeiten. In der Folge wird er minimale Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung bestimmt, bei dem die Regelung gerade noch nicht aussetzt. Dieser Wert muss bei 10% Netzunterspannung noch erreicht werden. Ausgangsspannung: Dropoutspannung LM317/LM337: Ripple: Kupfer- und Kernverluste im Netztrafo: Durchlassverluste Schottky-Vollbrücke: 17,0V 2V 1,5V 1V 1,2V Summe: 22,7V Bei 10% Netzunterspannung muss der Netztrafo somit einen Scheitelwert von 22,7V abgeben. Damit ergibt sich bei nomineller Netzspannung ein Scheitelwert von 22,7V / 0,9 = 25,2V. Dies entspricht einem Effektivwert von 17,8V bei nomineller Netzspannung. Damit wird der Normwert 18V für die Sekundärspannung gewählt, womit ein handelsüblicher Transformator verwendet werden kann. Bei einer Überspannung am Netz von 25% soll das Netzteil im Leerlauf nicht zerstört werden. Es wird eine Leerlaufüberhöhung des Netztrafos von 10% angenommen. Damit ergibt sich ein Scheitelwert von: 18V * 1,41 * 1,25 * 1,1 = 34,9V. Damit können die Bausteine LM317 und LM337 mit einer maximalen Eingangsspannung von 40V noch verwendet werden. Es wurde bereits eine Welligkeit (Ripple) von 1,5Vpp festgelegt. Zur Bestimmung des Wertes des Ladekondensators wird Laststrom von 0,5A angenommen. Damit ergibt sich eine Kapazität von: C = i * t / U = 0,5A * 10mS / 1,5V = 3‘300 uF. Es werden zwei AL-Elkos mit je 1800uF über einen Widerstand mit dem Wert 2,2 Ohm parallelgeschaltet, womit sich eine Kapazität von 3600uF ergibt. Die Serienschaltung des Widerstands bildet mit dem zweiten Kondensator der Kette einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von 37Hz. Seite 2- 58 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Verlustleistung des Spannungsreglers wird ebenfalls mit einem Strom von 0,5A berechnet. Hierfür wird von der nominellen Netzspannung ausgegangen. Der Mittelwert der am Eingang des Spannungsreglers anliegenden Spannung wird wie folgt bestimmt: Der Scheitelwert Trafo-Sekundärspannung ist: 18V * 1,41 = 25,4V Hiervon wird abgezogen: Flussspannung der Diodenbrücke: 50% des Ripples von 1V: 1,2V 0,75V Damit erhält man einen Mittelwert der Eingangsspannung von: 23,5V Über dem Spannungsregler liegt damit eine Spannung von 23,5V – 17,0V = 6,5V an. Die Verlustleistung ist damit: 6,5V * 0,5A = 3,3W. Bei einer Umgebungstemperatur von 25°C soll die Kühlkörpertemperatur nicht über 70°C ansteigen. Damit darf der thermische Widestand des Kühlkörpers nicht größer sein als: Rth = (70°C – 25°C ) 3,3W = 13,6 °C/W Es wird der Typ Fischer SK145/37,5 mit 12°C/W verwendet. Für beide Zweige des Netzteils wird die Möglichkeit des Feinabgleichs der Ausgangsspannung vorgesehen. Hierbei soll der Einstellbereich von 16,5V bis nicht mehr als 19V (Maximal-Rating der Versorgungsspannung des LME49990) gehen. Der Baustein LM317 wird wie folgt beschaltet: Der Wert des „oberen“ Widerstands (R3105 und R5105) wird gemäß üblicher Praxis auf 240 Ohm festgelegt. Der Wert des „unteren“ Widerstands (R3106 in Serie mit P3101 sowie R5106 in Serie mit P5101) wird nach der dazugehörigen Formel im Datenblatt bestimmt: Vout = 1,25V ( 1 + R2/R1) + Iadj * R2 R1 entspricht hierbei R4102 R2 entspricht hierbei der Serienschaltung aus R4103 und P4101. Nach Umstellung der Formel und nach Einsetzen der bereits bekannten Werte folgt, dass die R2 entsprechende Serienschaltung aus Festwiderstand und Potentiometer für die minimal einstellbare Ausgangsspannung von 16,5V 2,9kOhm betragen muss. Für die maximal einstellbare Ausgangsspannung von 19V muss der Ohmwert der Serienschaltung 3,37kOhm betragen. Seite 2- 59 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dieser Einstellbereich wird durch eine Serienschaltung eines Festwiderstands von 2,87kOhm und einem Potentiometer von 500 Ohm erreicht. Mit dem Kondensatore C4108 wird ein Sanftanlauf der Ausgangsspannung und eine verbesserte Brummunterdrückung erreicht. Der Kondensator wird mit einem Strom von 1,25V / 240 Ohm = 5mA geladen. Der Spannungsabfall über R4102 ist mit 1,25V stets gleich der internen Referenzspannung des LM317. Der stationäre Endwert der Spannung über dem Kondensator ist 17V – 1,25V = 15,75V. Mit einem praktikablen Kapazitätswert von 47uF wird die folgende Zeit benötigt, bis dieser Endwert erreicht ist: 15,75V * 47uF / 5mA = 165ms. Dieser Anstieg der Spannung ist hinreichend langsam. Es wird an dieser Stelle ein LowLeakage Elko mit einer Spezifikation des Leckstroms von 0,002 * CV in uA (CV in uF * V) eingesetzt. Mit den Dioden D4105 und D4106 wird der Bausteine LM317 gegen ein- und ausgangsseitige Kurzschlüsse geschützt. Die Dioden stellen hierbei Entladepfade für die Kapazitäten am Ausgang und am Adjust-Pin des Reglers bereit. Würden diese Dioden nicht vorhanden sein, dann würden sich diese Kapazitäten über parasitäre Diodenstrecken innerhalb des LM317 entladen, womit dieser zerstört würde. Für D4105 und D4106 werden Schottkydioden mit einer Strombelastbarkeit von 1A verwendet. Am Ausgang des Reglers wird eine aus einem 2200uF-Elkos (Low ESR) und einem parallelgeschalteten Tantalelko 10uF bestehende Ausgangskapazität zur Pufferung von Stromspitzen und zur weiteren Unterdrückung von Störungen vorgesehen. Die Beschaltung des Bausteins LM337 entspricht bis auf wenige Details der bereits beschriebenen Beschaltung des Bausteins LM317. Da der empfohlene Wert des Widerstands vom Ausgang zum ADJ-Pins beim LM337 nur 120 Ohm anstelle von 240 Ohm beim LM317 beträgt wurden der maximale Ohmwert der Serienschaltung aus R4203 und P4201 gegenüber der beim LM317 angewandten Dimensionierung halbiert, um ebenfalls den Einstellbereich nach oben auf 19V zu begrenzen. Weiterhin wurde der Wert von C4208 gegenüber der für den LM317 abgewandten Dimensionierung verdoppelt, um für beide Ausgänge des Netzteils identische Anstiegszeiten zu bekommen. Die beiden Ausgänge des Netzteils sind miteinander verriegelt, um beim Ausfall einer der beiden Versorgungsspannungen hohe Gleichströme durch den am Verstärker angeschlossenen Lautsprecher zu vermeiden. Das hier verwendete Schaltungsprinzip ist dem Buch „Small Signal Audio Design“ von Douglas Self entnommen. Diese Schaltung arbeitet wie folgt: Bei Gleichheit der Versorgungsspannungen ist das Potential der Basisanschlüsse von Q4101 und Q4102 in der Nähe des Massepotentials. Damit sperren sowohl Q4101 als auch Q4102. Es wird nun angenommen, die –17V-Versogung sei nicht mehr vorhanden. Damit wird das Potential der Basis von Q4101 soweit positiv. dass Q4101 aufsteuert. Damit sinkt das Potential Seite 2- 60 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 des ADJ-Pins von U4101 bis zum Massepotential hin ab. Damit reduziert sich die Ausgangsspannung von U4101 auf nahe 1,25V, die interne Referenzspannung des Bausteins. Es wird nun angenommen, die +17V-Versorgung sei nicht mehr vorhanden. Dann wird das Potential der Basis von Q4201 soweit negativ, dass Q4201 zu leiten beginnt, womit dann die Spannung –17V auf –1,25V, dem Wert der internen Referenzspannung von U4201, reduziert wird. Die folgende Abbildung zeigt eine Netzteilbaugruppe. Eine Netzteilbaugruppe für die Vorstufen Mögliche Verbesserungen Die Schaltung ist durch die Verwendung von zwei verschiedenen Reglerbausteinen unnötig aufwendig. Aufgrund der getrennten Trafo- Sekundärwicklungen kann auch im negativen Zweig der LM317 verwendet werden. Die Anstiegszeit der Ausgangsspannungen ist kürzer als die Anstiegszeit der Ausgangsspannungen des Endstufen-Netzteils. Damit besteht prinzipiell die Gefahr eines Latch-Ups, auch wenn dieser in der Praxis nicht auftritt. Daher wäre es wünschenswert, die Anstiegszeiten beider Netzteile aneinander anzugleichen bzw. die Anstiegszeit des VorstufenNetzteils länger als die des Endstufen-Netzteils zu dimensionieren. Seite 2- 61 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Inbetriebnahme und die Messungen bei TigrisElektronik Der Test von Verstärkerbaugruppe #1 am 10.08.2012 Übereinstimmung zwischen beiden Verstärkerbaugruppen Bei den Messungen vorangegangenen Abschnitt der Inbetriebnahme zeigte sich stets eine nahezu vollständige Übereinstimmung von Baugruppe #1 und Baugruppe #2. Daher werden hier nur die an Baugruppe #1 aufgenommenen Messwerte dokumentiert. Beschreibung des Messaufbaus Zunächst wurde der Ausgang des D-Scopes direkt mit dem Minus-Eingang der Verstärkerbaugruppe verbunden. Die Potentiometer-Baugruppe wurde erst zu einem späteren Zeitpunkt in den Signalweg eingeschleift. Um reproduzierbare Messwerte mit dem D-Scope zu erhalten, waren folgende Maßnahmen notwendig: - Verbindung von D-Scope Gehäuseerdungsbuchse mit der Masse der Schaltung (hier: an Masse des zur Versorgung der Vorstufen vorläufig verwendeten Labornetzteils) - Einfügen einer Gleichtaktdrossel 2x100uH Typ NKL R2610UKS zwischen Oszillator-Ausgang des D-Scopes und Verstärker-Eingang - Einfügen einer Gleichtaktdrossel 2x100uH Typ NKL R2610UKS zwischen Verstärker-Ausgang und D-Scope-Eingang - Sorgfältige Separierung der Leitungen, die Gleichtaktdrosseln dürfen nicht kapazitiv überbrückt werden - Die eingangsseitige Gleichtaktdrossel muss von den strömführenden Ausgangsleitungen separiert werden, ist dies nicht der Fall steigt der THD+N im Extremfall der Berührung von 0,00077% auf 0,024% an! Die Vor- und die Endstufe des Verstärkers wurden bei den beschriebenen Tests noch aus zwei getrennten Labornetzgeräten versorgt: - Versorgung Vorstufe: +/-17,5V Versorgung Endstufe +/-17V Eine Messung in einem vorangehenden Abschnitt der Inbetriebnahme zeigte bereits, daß der THD+N-Wert mit den später verwendeten, zu diesem Verstärker gehörenden, Netzteilen gleich bleibt. Es wurde ein Drahtwiderstand mit einem Wert von 4 Ohm als Lastwiderstand verwendet. Seite 2- 62 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Messergebnisse für die Verstärkerbaugruppe ohne Potentiometer-Baugruppe Ruhestrom aus Versorgung: Vorstufe: +0.07A / -0.06A Endstufe: +0,58A / - 0,57A Verstärkung: Mit Last 4 Ohm Verstärkung = 7,69 Ausgangsleistung: Die maximale Ausgangsspannung ohne Einbusse an Klirrabstand bei 1kHz an 4 Ohm ist 8,84V rms, entsprechend 19,5W. Es wurden folgende Klirrwerte gemessen: THD+N = -102,5dB = 0,00076% (CT-Fenster) THD (FFT gemittelt): 0,00045% = -107,25dB, (FFT-Fenster) Ausgangswiderstand: nach ca. 20cm Kabel über Steckverbinder: bei 1kHz: 36mOhm auf Leiterplatte, an Stecker-Pins: bei 1kHz: bei 10kHz: bei 20kHz: 9mOhm 12mOhm 22mOhm auf Leiterplatte, direkt an Fedback-Punkt: bei 20kHz: 1,3 mOhm Man erkennt, dass der Steckverbinder den größten Beitrag zum Ausgangswiderstand liefert, an dieser Stelle wäre eine recht einfache Verbesserungsmöglichkeit gegeben. Weiterhin erkennt man den Beitrag des Blindwiderstandes der Ausgangsdrossel durch den Anstieg des Ausgangswiderstandes mit der Frequenz. Der Ausgangswiderstand am Feedback-Punkt selbst ist dagegen vernachlässigbar. Seite 2- 63 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Frequenzgang: Mit Last 4 Ohm Frequenzgang mit Last 4 Ohm +/- 0,03dB von 10Hz bis 25kHz Obere Grenzfrequenz: Mit Ausgangsspannung 10Vp bei 1kHz erhält man bei 130kHz 7,1Vp, entsprechend –3dB, jedoch bei dreieckförmiger Spannung, die Ausgangsspannung wird durch die Slew-Rate begrenzt. Mit Ausgangsspannung 1Vp bei 1kHz erhält man ein Amplitudenminimum, ober halb des – 3dB-Punktes, bei ca. 500kHz, bei höheren Frequenzen steigt die Amplitude wieder an. Slew-Rate: Mit Last 4 Ohm ca. 44V/us, gemessen bei Rechteckansteuerung für 10Vp-Ausgangssignal Noise: Der Eingang des Verstärkers wurde mit einem 75 Ohm-BNC-Abschlusswiderstand abgeschlossen. Noise Unweighted Noise (Brick-Wall 22Hz..22kHz) (A-weighted) 26uV rms. 15,5uV rms. Klirr: 8,84V rms an 4 Ohm 1kHz: THD+N = -102,5dB = 0,00076% (CT-Fenster) THD (FFT gemittet: 0,00045% = -107,25dB, Wert stabil) Seite 2- 64 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Screenshot THD-Messung 8,84V rms an 4 Ohm bei 1kHz Zum Vergleich wurden der Oszillator-Ausgang des D-Scopes und der Messeingang des DScopes direkt miteinander über ein Coax-Kabel verbunden. Man erhält einen nahezu identischen THD-Wert (FFT-Fenster) von 0,00047% = -107,25dB. Screenshot THD-Messung direkte Verbindung D-Scope Ausgang zu –Eingang bei 1kHz Seite 2- 65 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die vorhergehenden THD-Messungen wurden mit höheren Frequenzen wiederholt: 10kHz: Über Verstärker, mit 8,825V rms an 4 Ohm THD +N = 0,0014% (CT-Fenster) THD = 0,00133% (FFT-Fenster) Zum Vergleich direkte Verbindung ebenfalls mit 10kHz: THD +N = 0,00093% (CT-Fenster) THD = 0,00081% (FFT-Fenster) 20kHz: Über Verstärker, mit 8,801V rms an 4 Ohm: THD+N = 0,00065% (CT-Fenster) THD (BW 80kHz) = 0,00288% (FFT-Fenster) THD (BW 40kHz) = 0,00204% (FFT-Fenster) THD (BW 22kHz) = 0,00000% (FFT-Fenster) Zum Vergleich direkte Verbindung ebenfalls mit 20kHz: THD+N = 0,00060% THD (BW 80kHz) = 0,00179% Weiterhin wurde ein THD-Sweep bei einer Ausgangsspannung von 8,46V rms an 4 Ohm durchgeführt: Screenshot THD-Sweep mit 8,46V rms an 4 Ohm Seite 2- 66 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Im Leerlauf, bei einer Ausgangsspannung von 8,84V rms, wurden folgende Klirrwerte gemessen: 1kHz: THD (BW 22kHz) = 0,00047% 10kHz: THD (BW 22kHz) = 0,00132% 20kHz: THD (BW 80kHz) = 0,00292% Überaschenderweise erkennt man, dass der THD von der Ausgangsleistung nahezu unabhängig ist. Dies legt nahe, dass entweder die Hauptursache des gemessenen THD in den Operationsverstärkern der Eingangs- und der Differenzverstärkerstufe selbst liegt, während die in den Buffern und Treibern entstehenden Verzerrungen nahezu vollständig kompensiert werden oder aber eingestreute Störungen vom Messsystem teilweise als Klirr interpretiert werden. Um dieser Frage weiter nachzugehen, wurde versuchsweise zum Kompensationskondensator C1001 (10pF) ein weiterer Kondensator mit 10pF parallelgeschaltet. Damit wird die Knickfrequenz der offenen Schleifenverstärkung des Regelverstärkers halbiert. Unmittelbar nach der Entfernung des parallelgeschalteten Kondensators wurde eine Wiederholungsmessung zu Vergleichszwecken durchgeführt. Mit dem parallelgeschalteten 10pF-Kondensator ergaben sich die folgenden Werte: THD bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 1kHz = 0,00045% THD bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 10kHz = 0,00127% THD (BW 80kHz) bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 20kHz = 0,00277% Bei der Vergleichsmessung nach Entfernung des 10pF-Kondensators ergaben sich folgende Werte: THD bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 1kHz = 0,00045% THD bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 10kHz = 0,00128% THD (BW 80kHz) bei 8,84V rms an 4 Ohm mit 20kHz = 0,00285% Überraschenderweise erkennt man keine Verschlechterung des THD trotz der nun geringeren Verstärkungsreserve. Damit wird die voranstehende Vermutung gestützt. Für den beobachteten Rückgang des THD bei 20kHz bei Parallelschaltung des Kondensators existiert noch kein Erklärungsansatz. Für die folgende Messung wurde anstelle des internen Oszillators des D-Scopes ein externer Oszillator, der sogenannte Super-Oszillator, der auf eine Applikationsschaltung von Linear Technology zurückgeht, verwendet. Dieser Oszillator hat eine Festfrequenz von 10kHz. Die Amplitude ist einstellbar. Seite 2- 67 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Bei der Verwendung des Super-Oszillators müssen verschiedene Besonderheiten beachtet werden, um zu reproduzierbaren Ergebnissen zu kommen: - Mann kann nur den Differenzausgang des Oszillators verwenden. Die massebezogene Ausgänge haben einen deutlich höheren THD. Die Masse des Oszillators hat dann die halbe Signalspannung gegen GND, da eine Seite des Differenzausgangs am Verstärker mit GND verbunden ist. - Daher ergibt sich ein recht hoher Noise-Pegel, wegen vom Steckernetzteil ausgehender Störungen, die THD-Messung wird damit aber nicht beeinträchtigt. - Der Oszillator muss mit dem dazugehörigen Steckernetzteil versorgt werden, mit einem Labornetzteil ergeben sich deutlich schlechtere Werte wegen einer kapazitiven Erdschleife. Daher dann hoher Noise-Pegel. - Der Deckel des Oszillators muss geschlossen sein, sonst ergeben sich Regelschwingungen, die zu deutlich zu hohen THD-Anzeigen führen. - Der Oszillator wurde sicherheitshalber über eine Gleichtaktdrossel 2x100uH an den Verstärker angeschlossen. Zunächst wurde der Super-Oszillator direkt an den Meßeingang des D-Scopes gelegt: Mit einer Ausgangsspannung des Oszillators von 2V rms ergab sich: THD (22kHz) = 0,00017% = -115,5dB Mit einer Ausgangsspannung des Oszillators von 8V rms ergab sich: THD (22kHz) = 0,0002% = -113,9dB Man erkennt eine deutliche Qualitätsverbesserung gegenüber dem internen Oszillator des DScopes. Nun wurde der Klirr des Verstärkers gemessen: Die Ausgangsspannung betrug 8,5V rms an 4 Ohm. Die Frequenz war 10kHz. Es wurden folgende Werte gemessen: THD+N = 0,009% THD (BW 22kHz): = 0,00068% = -103,3dB THD (BW 80kHz): = 0,00080% = -102,0 dB (CT-Fenster) (FFT-Fenster) (FFT-Fenster) Seite 2- 68 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Weiterhin wurde die Untersuchung des Verhaltens bei halbierter Knickfrequenz der offenen Schleifenverstärkung durch Parallelschalten von 10pF zu C1001 mit dem Super-Oszillator als Signalquelle wiederholt: Bei 8,5V rms an 4 Ohm mit 10kHz ergab sich bei parallelgeschaltetem Kondensator: THD (BW 80kHz) = 0,00061% Eine Kontrollmessung unmittelbar nach Entfernen des Kondensators ergab: THD (BW 80kHz) = 0,00066% Auch hier erkennt man nicht die zunächst erwartete Verschlechterung des THD bei parallelgeschaltetem Kondensator. Aus noch ungeklärter Ursache geht der THD bei Parallelschalten des Kondensators leicht zurück. Nach Abschluss dieser Messungen wurde wieder der interne Oszillator des D-Scopes verwendet. Seite 2- 69 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Wiederholungsmessung Verstärkerbaugruppe #1 mit verbessertem Messaufbau am 02.09.2012 Diese Wiederholungsmessung wurde mit den folgenden, gegenüber der zuvor beschriebenen Messung veränderten Eigenschaften des Messaufbaus durchgeführt: - Super-Oszillator mit Batteriebetrieb (neu gegenüber vorhergehender Messung) - Versorgung der Vorstufen mit dem zum Verstärker gehörenden Netzteil, das zuvor verwendete Labornetzteil bewirkt keine hinreichend gute kapazitive Trennung von PE ((neu gegenüber vorhergehender Messung) - Es darf während der THD-Messung keine Oszi-Masseverbindung an den Verstärker gehen (neu gegenüber vorhergehender Messung) - Das D-Scope muss über Trenntrafo betrieben werden (neu gegenüber vorhergehender Messung) - Der Laptop muss mit Akku betrieben werden (neu gegenüber vorhergehender Messung) - Gleichtaktdrossel 2x 100uH in Dscope Ein- und Ausgängen Die Ausgangsspannung des Verstärkers war bei allen Messungen 8,0V rms. Die Bandbreite bei allen Klirrmessungen war 40kHz. Einspeisung des Eingangssignals über den + - Eingang: THD (BW 40kHz) Leerlauf THD (BW 40kHz) Last 4 Ohm = 0,00023% = 0,00034% = -112,8dB = -109,4dB = 0,00028% = 0,00036% = -111 dB = - 108,9 dB Einspeisung über - - Eingang: THD (BW 40kHz) Leerlauf THD (BW 40kHz) Last 4 Ohm IMD nach SMPTE/DIN 60Hz/7kHz: Mit Vin = 1V rms, Vout = 7,93V rms wurde folgendes gemessen: IMD = 0,00066% = -103,5dB Seite 2- 70 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Messung Verstärkerbaugruppe #1 mit vorgeschalteter Potentiometer-Baugruppe mit verbessertem Messaufbau am 02.09.2012 Der im vorstehenden Abschnitt beschriebene Messaufbau wurde dahingehend verändert, dass die Potentiometerbaugruppe mit dem Eingang der Verstärkerbaugruppe verbunden wurde, hierzu wurde ein ca. 20cm langes abgeschirmtes NF-Kabel verwendet. Das Potentiometer wurde in die elektrische Mittelstellung gebracht. Frequenzgang: Mit Last 4 Ohm Frequenzgang mit Last 4 Ohm +/- 0,04 dB von 10 Hz bis 25kHz Slew-Rate: Mit Last 4 Ohm ca. 47V/us, gemessen bei Rechteckansteuerung für 10Vp-Ausgangssignal Noise: Der Eingang der Potentiometerbaugruppe wurde mit einem 75 Ohm-BNCAbschlußwiderstand abgeschlossen. Noise Unweighted Noise (Brick-Wall 22Hz..22kHz) (A-weighted) 40,7uV rms. 23uV rms. Erwartungsgemäß erkennt man einen leichten Anstieg des Rauschens gegenüber der für sich alleine betriebenen Verstärkerbaugruppe durch das Widerstandsrauschen des Potentiometers. Seite 2- 71 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Klirr: 8,0V rms an 4 Ohm mit 1kHz: (optimale Aussteuerung für geringsten THD-Messwert) THD (BW = 22kHz) = 0,00039% = -108,1dB (FFT-Fenster) 8,68V rms an 4 Ohm mit 1kHz: THD+N THD (BW = 22kHz) = 0,00085% = 0,00045% (CT-Fenster) (FFT-Fenster) 8,67V rms an 4 Ohm mit 10kHz: THD+N THD (BW = 22kHz) = 0,0012% = 0,00100% (CT-Fenster) (FFT-Fenster) 8,65 V rms an 4 Ohm mit 20kHz: THD+N THD (BW = 80kHz) = 0,00073% = 0,00232% (CT-Fenster) (FFT-Fenster) Anstelle des internen Oszillators des D-Scopes wurde für die folgende Messung der externe Super-Oszillator verwendet: Das Potentiometer wurde in der elektrischen Mittelstellung belassen. Die Verstärkermasse wurde an PE gelegt, sonst ergeben sich deutlich schlechtere Messwerte, da die ansonsten vorhandenen Gleichtaktstörungen am Widerstand des Potentiometers zu unsymmetrischen Störungen gewandelt werden. 8,5V rms an 4 Ohm mit 10kHz: THD+N THD (BW = 22kHz) THD (BW = 80kHz) THD (BW = 20kHz AES17) = 0,005% = 0,00054% = -105,3dB = 0,00065% = -103,7 dB = 0,00061% = -104.4dB Überraschenderweise zeigen sich mit der, Potentiometer-Board leicht geringere Klirrwerte als mit dem Verstärkerboard alleine. Der Grund dafür kann in der zur Kompensation der Abschwächung des Potentiometers erhöhten Ausgangsspannung des Oszillators liegen, bei der der Oszillator möglicherweise weniger klirrt. Seite 2- 72 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Weitere Messungen an Verstärkerbaugruppe #1 und der Potentiometer-Baugruppe am 03.09.2012 Der im vorigen Abschnitt beschriebene Messaufbau kam auch bei den folgenden Messungen zur Anwendung. Kontrollmessung, Super-Oszillator direkt an Dscope: Super-Osc. 10kHz 2V rms direkt an D-scope: THD (BW 40kHz) = 0,00016% Potentiometerbaugruppe alleine, ohne Verstärkerbaugruppe: Die Masse der Potentiometerbaugruppe und die Masse des Dscopes wurde an PE gelegt. Das Potentiometer befand sich in elektrischer Mittelstellung. Die Baugruppe wurde durch den Super-Oszillator mit 10kHz 2V rms gespeist. Die Ausgangsspannung der Baugruppe betrug 1V rms. THD (BW 40kHz) = 0,00034% beide Kanäle identisch. Potentiometerbaugruppe und Verstärkerbaugruppe, Speisung mit Super-Oszillator: Potentiometer am Anschlag: 8V rms an 4 Ohm D-scope und Verstärker floatend D-Scope geerdet D-Scope und Verstärker geerdet Verst. geerdet Dscope floatend THD (BW = 40kHz) = 0,00038% THD (BW = 40kHz) = 0,00060% THD (BW = 40kHz) = 0,00077% THD (BW = 40kHz) = 0,00040% Potentiometer in el. Mittelstellung: 8V rms an 4 Ohm D-scope und Verstärker floatend D-Scope geerdet D-Scope und Verstärker geerdet Verst. geerdet Dscope floatend THD (BW = 40kHz) = 0,00036% THD (BW = 40kHz) = 0,00059% THD (BW = 40kHz) = 0,00075% THD (BW = 40kHz) = 0,00042% Seite 2- 73 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Simulation der realen Betriebssituation, Eingangsspannung vor Poti 2V rms, Variation der Ausgangsspannung des Verstärkers über Poti-Stellung: Verstärker geerdet, D-Scope floatend 10V rms an 4 Ohm 9V rms an 4 Ohm 8V rms an 4 Ohm (25W) (20W) (16W) THD (BW = 40kHz) = 0,00088% THD (BW = 40kHz) = 0,00043% THD (BW = 40kHz) = 0,00040% Zwischen 3V und 8V war keine Messung möglich, in diesem Amplitudenbereich misst das Dscope bei Frequenzen oberhalb von ca. 5kHz fehlerhaft 3V rms an 4 Ohm (2,3W) THD (BW = 40kHz) = 0,00022% Seite 2- 74 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Weitere Messungen an Verstärkerbaugruppe #1 und der Potentiometer-Baugruppe mit nochmals verbessertem Messaufbau am 04.09.2012 Gegenüber dem am 03.09.2012 verwendeten Messaufbau wurden die folgenden Veränderungen vorgenommen: - Zusätzliche Netztrennung des Verstärkers über Daitron-Trenntrafo Abschalten des Signalgenerators im Dscope Unterlegen von Verstärker und Oszillator mit Kupferfolie (mit PE verbunden) Die Verstärkermasse wurde mit PE verbunden, das Dscope wurde floatend betrieben Noise: Noise-Messung am Ausgang des Verstärkers, der Eingang der Potentiometerbaugruppe wurde mit 75 Ohm abgeschlossen, das Potentiometer wurde dan den oberen Anschlag gestellt: Noise unweighted 22Hz..40kHz Ausgang Noise unweighted 22Hz..22kHz 6,09uV rms unabhängig von Last am 5,90uV rms 5,95uV rms Leerlauf 4 Ohm Last Die Ergebnisse der Noise-Messung waren von der Stellung des Potentiometers unabhängig. Bezug der Noise-Spannung zu einer Ausgangsleistung von 4W: 4V rms / 6uV = -116,5dB Klirr: Aus dem + - Ausgang des Super-Oszillators wurde eine Spannung von 1V rms in den Eingang der Potentiometerbaugruppe eingespeist. Das Potentiometer befand sich am oberen Anschlag. Die Ausgangsspannung des Verstärkers betrug 8,0V rms: THD+N (BW 40kHz) Leerlauf THD+N (BW 40kHz) 4 Ohm 0,00088% 0,00091% THD (BW 40kHz) Leerlauf THD (BW 40kHz) 4 Ohm 0,00028% 0,00036% Vergleichsmessung Oszillator 1V rms direkt in Dscope THD+N (BW 40kHz) THD (BW 40kHz) 0,00111% 0,00031% Seite 2- 75 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Aus dem DIFF- Ausgang des Super-Oszillators wurde eine Spannung von 2V rms in den Eingang der Potentiometerbaugruppe eingespeist. Das Potentiometer befand sich in der elektrischen Mittelstellung. Die Ausgangsspannung des Verstärkers betrug 8,0V rms: THD+N (BW 40kHz) Leerlauf THD+N (BW 40kHz) 4 Ohm 0,00087% 0,00090% -101,2dB -100,9dB THD (BW 40kHz) Leerlauf THD (BW 40kHz) 4 Ohm 0,00028% 0,00037% -111,0dB -108,6dB Vergleichsmessung Oszillator 2V rms direkt in Dscope THD+N (BW 40kHz) THD (BW 40kHz) 0,00062% 0,00015% -104,2dB -116,5dB IMD nach SMPTE/DIN 60Hz/7kHz: Für diese Messung wurde der interne Oszillator des Dscope verwendet. Mit Vin = 1,59V rms, Vout = 7,12V rms wurde folgendes gemessen: IMD = 0,00026% = -111,5dB Der Höreindruck Nach dem Einschalten ist nicht das geringste Rauschen oder Brummen hörbar, auch nicht bei voller Lautstärke. Beim Ein- und Ausschalten des Verstärkers gibt es nur unwesentliche „Plopps“. Die Lautstärke ist trotz der scheinbar geringen Leistung von ca. 20W im Hörraum (ca. 30qm) mehr als ausreichend. Schon weit vor dem Anschlag des Lautstärkepotentiometes wird es unangenehm laut. Die Wiedergabe klingt sehr präzise, aber nicht kalt. Die Mitten wirken sehr lebendig. Es wurde ein Vivaldi-Cellokonzert in einer sehr natürlich produzierten Aufnahme von Yo Yo Ma gehört. Im Vergleich mit dem Röhrenverstärker BLACK CAT 2 hat man den Eindruck, der Röhrenverstärker gibt einen „Bizzel“ zu Musik hinzu, ein mobilisierendes Element, einige Hörer fanden, dass der Röhrenverstärker die Höhen intensiver herausbringt. Andererseits erscheint das Klangbild des Buffer-Verstärkers dem Verfasser etwas klarer und in den Mitten druckvoller. Über die Frage, welchen Verstärker man bevorzugen würde gab es unter den Hörern (Mitarbeiter von Tigris) etwa hälftige Präferenzen für den BLACK CAT 2 und für den BufferVerstärker. Seite 2- 76 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Verschiedene Messungen im Zuge der Inbetriebnahme THD-Messung an verschiedenen Punkten innerhalb des Verstärkers Der Verstärker wurde (direkt, ohne Potentiometerbaugruppe) mit dem Super-Oszillator mit 10kHz gespeist. Bei einer Ausgangsspannung von 8,59V rms an 4 Ohm ergab sich, an der Ausgangsleitung außerhalb des Verstärkers gemessen, ein THD von 0,00067%. (BW 22kHz) Eine Messung auf dem Verstärkerboard, direkt zwischen den beiden Feedback-Punkten, ergab einen THD von 0,00063% (BW 22kHz) Die vermutliche Ursache dürfte in den ausgangsseitigen Steckkontakten liegen. Im Leerlauf ergab sich überraschenderweise eine leichte Erhöhung (!) des THD auf 0,00067% Eine Messung zwischen den beiden Ausgängen der Eingangsstufe (TP1005 und TP1006) ergab einen THD (BW 22kHz) von 0,00011% ( = -119dB) Versuchsweise Umwandlung der Differenzverstärkerstufe des Regelverstärkers in eine massebezogene invertierende Verstärkerstufe Versuchsweise wurde die Differenzverstärkerstufe durch Verbindung des nichtinvertierenden Eingangs des Operationsverstärkers U1003 mit GND in eine invertierende Verstärkerstufe umgewandelt, bei der das Potential der Eingänge zeitlich konstant näherungsweise Null ist. Es sollte die Fragestellung geklärt werden, ob dann der Klirrgrad der Stufe herabgesetzt wird. Hierzu wurde der Minus-Eingang des Verstärkers angesteuert. Der Widerstand R1003 wurde auf der Seite des Plus-Eingangs herausgenommen und an Masse gelegt. Der Verstärker wurde mit dem externen Super-Oszillator mit 10kHz gespeist. Im Zuge der Modifikation wurde die am Oszillator eingestellte Spannung verdoppelt, um den Verstärkungsverlust durch den Wegfall eines Eingangsverstärker-Zweiges zu kompensieren. Der, direkt am Feedback-Punkt gemessene, THD betrug bei ca. 8,5V an 4 Ohm am Feedback-Punkt mit der ursprünglichen Schaltung 0,00063%. Nach der Modifikation sank er auf 0,00059%. Messungen mit lokaler Gegenkopplung der Differenzverstärkerstufe Für diese Messungen wurde die Differenzverstärkerstufe lokal (vom Ausgang U1003) mit 1kOhm gegengekoppelt. Gleichzeitig wurde der verstärkungsbestimmende Widerstand der Eingangsstufe zweigeteilt und der so entstehende Mittelpunkt mit GND verbunden. In Zuge der lokalen Gegenkopplung der Differenzverstärkerstufe wurde der Eingang der Treiberstufe auf Masse gelegt. Hierbei zeigte sich, in Abhängigkeit von der Wahl des Massepunktes und der Länge bzw. des Verlaufs der Masseleitung eine Schwingneigung der Verstärkers bei ca. 27MHz. Der Ersatz der direkten Masseverbindung durch einen Widerstand im einstelligen Ohmbereich unterband die Oszillationen. Seite 2- 77 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Aus diesem Grund wurde die 0R0-Brücke R1012 vorsichtshalber auf beiden Verstärkerbaugruppen durch einen 33 Ohm-Widerstand ersetzt. Es wurde weiterhin das Klirrverhalten der nun nicht mehr in der Gegenkopplungsschleife befindlichen, also im open-Loop-Betrieb arbeitenden, Treiber- und Endstufen untersucht: Ausgangssignal an 4 Ohm, Treiber und Buffer nicht in Gegenkopplungsschleife Ausgangssignal im Leerlauf, Treiber und Buffer nicht in Gegenkopplungsschleife Man erkennt eine deutliche Zunahme der Verzerrungen bei belastetem Ausgang. Interessanterweise ist kann man, wenn Treiber und Buffer in der Gegenkopplungsschleife sind, diese Zunahme der Verzerrung bei Belastung des Ausgangs praktisch nicht mehr erkennen. Damit sieht man, dass der Regelkreis die in den Treibern und Buffern entstehenden Verzerrungen praktisch vollständig kompensiert. Seite 2- 78 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Dimensionierung der frequenzkompensierenden und stabilisierenden Elemente im Zuge der Inbetriebnahme Ausgangsdrossel L20001: Das Kompensationsnetzwerk R1011 / C1001 befand sich während dieser Tests in dem Dimensionierungszustand 10pF / 510 Ohm. Wenn die Ausgangsdrossel L20001 durch eine Drahtbrücke ersetzt wurde, dann zeigten sich beim Anschluss eines 1nF-Kondensators direkt an den Ausgangsstecker J201 Schwingungen mit ca. 20Mhz. Wenn man den Kondensator über ca. 40cm verdrillte Leitung anschließt, dann bildet sich diese Schwingung mit reduzierter Amplitude ebenfalls aus. Es wurde mit verschiedenen aus Litze AWG16 gewickelten Lufttspulen für L20001 experimentiert. Gute Ergebnisse zeigten sich mit einer Luftspule mit den folgenden Eigenschaften: Durchmesser: ca. 30mm Windungszahl: 3 Länge ca. 3mm Nach dem Induktivitäts-Rechner von B. Kainka ( http://www.b-kainka.de ) ergibt sich für diese Spule eine Induktivität von 2,7uH. Als Parallelwiderstand R20002 wurden, wiederum nach experimenteller Ermittlung des geeigneten Wertebereichs, 3 Metallfilmwiderstände mit je 5,1 Ohm parallelgeschaltet, womit sich ein Widerstandswert von 1,7 Ohm ergab. Nach dem Einbau von 2,7uH für L20001 und von 1,7 Ohm für R20002 wurde der Verstärker mit einer Rechteckspannung beaufschlagt und die Kurvenform der Ausgangsspannung beobachtet. Hierbei wurde der Ausgang mit 1nF, 10nF und 100nF belastet. Unmittelbar am Ausgang, also „vor“ der Drossel zeigte sich bei allen Belastungen ein stailes Verhalten des Verstärkers mit ausreichendem Phasenrand. „Hinter“ der Drossel zeigte sich ein gedämpftes Ausschwingen mit der sich aus dem Zusammenwirken des Lastkondensator und der Ausgangsdrossel ergebenden Resonanzfrequenz. Zobel-Glied R20001 und C20001: Der Kompensationskondensator C1001 wurde versuchsweise von 10pF auf 4,7pF reduziert. Das Zobel-Glied war noch nicht vorhanden. Damit oszillierte der Verstärker ungedämpft bei ca. 20MHz. Es wurden verschiedene Wertekombinationen für das Zobel-Glied experimentell untersucht. Mit dem Hinzufügen eines Zobel-Glieds von 10nF und 3,3Ohm bildete sich keine ungedämpfte Schwingung mehr aus. Bei Rechteckanregung ergab sich eine gedäpfte Schwingung in der Größenordnung 20MHz, die nach ca. 30 Perioden abgeklungen war. Durch eine Reduktion des Serienwiderstands auf 1 Ohm ergab sich ein deutlich schnelleres Abklingen der gedämpften Schwingung. Aus Gründen der Betriebssicherheit wurde jedoch die Kombination 3,3Ohm und 10nF beibehalten. (Es besteht sonst die Gefahr des Übergangs Seite 2- 79 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 in die Situation einer direkten kapazitiven Belastung, die dann ihrerseits wieder zum Schwingen führt) Kompensationsnetzwerk R1011 und C1001: Nun wurde nach dem kleinstmöglichsten Wert für C1001 gesucht, bei dem der Verstärker bei nun eingebautem Zobel-Glied mit hinreichender Phasenreserve arbeitet. Zunächst wurde C1001 von 4,7pF auf6,8pF erhöht. Anstelle von R1011 wurde ein 1kOhmTrimmpotentiometer eingebaut. Bei keiner Stellung des Potentiometers wurde ein hinreichend schnelles Abklingen der 20MHz-Schwingung erreicht. Anschließend wurde C1001 wieder auf den ursprünglichen Wert 10pF erhöht. Das Potentiometer wurde so eingestellt, dass sich die kürzeste Abklingzeit ergab. Dies war bei ca. 520 Ohm der Fall. Daher wurde zum ursprünglichen Wert von R1011 von 510 Ohm zurückgekehrt. Abschließender Test: Nach Abschluss der Dimensionierung wurde noch einmal ein vollständiger Test auf Stabilität durchgeführt. Hierbei wurde der Verstärker mit einer Rechteckschwingung angesteuert. Es ergaben sich die folgenden Beobachtungen mit verschiedenen Lasten: Leerlauf: Verstärker stabil, stark gedämpftes Überschwingen an Flanken Widerstandslast 4 Ohm: Verstärker stabil, stark gedämpftes Überschwingen an Flanken Lautsprecherbox, über ca. 3m Kabel: Verstärker stabil, stark gedämpftes Überschwingen an Flanken 1nF: Verstärker selbst stabil, gedämptes Schwingen von Ausgangsdrossel und Last 10nF: wie bei 1nF 100nF: wie bei 1nF Seite 2- 80 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Inbetriebnahme der Potentiometer-Baugruppe Es zeigte sich zunächst, daß die Operationsverstärker OPA1641 in Oszillation gerieten, sobald das zum D-Scope führende Koaxkabel an den Ausgang des jeweils getesteten Kanals angeschlossen wurde. Serienwiderstände mit dem Wert 47 Ohm (R2 und R4) beseitigten das Problem. Es wurden dann die folgenden Messwerte aufgenommen, bei denen beide Kanäle der Baugruppe identische Ergebnisse zeigten: Ausgangssignal des Potentiometer-Boards mit Potentiometer am Anschlag Seite 2- 81 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Ausgangssignal des Potentiometer-Boards mit Potentiometer in elektrischer Mittelstellung Mit anderen Frequenzen ergaben sich, bei elektrischer Mittelstellung des Potentiometers, die folgenden Werte: 10kHz: THD + N = -100,5dB 20kHz: THD + N = -102,0 dB Vergleichsmessung mit direkter Verbindung des Oszillator-Ausgangs des D-Scopes mit dem Messeingang des D-Scopes über Koaxkabel bei 1kHz und 2V rms: THD + N = -107,763 dB Seite 2- 82 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Betrieb in Vollbrückenschaltung Am 26.08.2012 wurde der Betrieb des Verstärkers in Vollbrückenschaltung getestet. Für die Versorgung des Verstärkers wurden ein einziges Endstufen-Netzteil und zwei VorstufenNetzteile und ein Labornetzteil für die Versorgung der Potentiometerbaugruppe verwendet. Hierfür wurden die im Folgenden dokumentierten Zusatzkabel angefertigt und zur Verkabelung des Versuchsaufbaus verwendet: NT VS #1 GND GND +17V -17V J4002 J1002 1 2 3 4 1 2 3 4 GND GND +17V -17V VERST. #1 J1003 1 2 NT VS #2 GND GND +17V -17V J4002 J1002 1 2 3 4 1 2 3 4 FB GND GND GND +17V -17V VERST. #2 J1003 1 2 FB GND J3105 GND GND 1 2 NT ES gemeinsam J3104 GND GND 1 2 Verbindungskabel für Vorstufen-Versorgung und Sternpunkt-Masseführung für Vorstufenversorgung und Feedback. Seite 2- 83 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 J1001 sw rt 4 3 2 1 GND +In -In GND VERST. #1 J3 PotentiometerBaugruppe GND GND Signal GND 4 3 2 1 sw rt J1001 sw rt 4 3 2 1 GND +In -In GND VERST. #2 Verbindungskabel für die komplementäre Ansteuerung der beiden Verstärkerbaugruppen MNL2 Kabelstecker Bu-Kontakte J201 VERST. #1 OUT GND 1 2 MNL2 Kabeldose St-Kontakte MNL2 Kabelstecker Bu-Kontakte 1 2 1 2 MNL2 Kabelstecker Bu-Kontakte OUT GND 1 2 Zur Last Rd 3R3 J201 VERST. #2 MNL2 Kabelstecker Bu-Kontakte 1 2 Cd 10nF 1nF / 0R0 stabil 1nF / 3R3 stabil 470pF / 3R3 instabil 8,8MHz AP abh. 10nF / 3R3 stabil gewählt Ohne Rd/Cd Oszillation 23MHz Verbindungskabel zum Anschluss der Last mit Dämpfungsglied Seite 2- 84 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Es wurde, unmittelbar unterhalb der Clipgrenze, eine Ausgangsleistung von 84,3W (18,36V rms an 4 Ohm) bei einem THD+N von 0,07% erreicht. Hierbei zeigte sich jedoch ein Betrieb des Endstufen-Netzteils im Grenzbereich, die ansonsten gar nicht messbare 100Hz-Welligkeit der Endstufenversorgung stieg auf 3,5mVpp an. Der Grund liegt im Absinken der Spannung über dem Ladekondensator infolge der Belastung. Eine Vergrößerung des Ladekondensators würde jedoch nur einen geringen Nutzen bringen, da die Welligkeit auch in diesem Betriebszustand noch sehr klein ist. Sinnvoll wäre die Verwendung eines Transformators mit gleichbleibender Sekundärspannung (Maximalspannung 40V für LM338 darf im Leerlauf nicht überschritten werden) aber größerer Leistung, so dass die Spannung bei der hier gegebenen Belastung nicht so weit einsinkt. Bei realen Musiksignalen dürfte der hier bei Betrieb mit synthetischen Signalen beobachtete Spannungseinbruch aber kaum bemerkbar sein. Nach dem ersten Einschalten oszillierte der Verstärker mit 23MHz, nachdem der Lastwiderstand angeschlossen wurde. Der Verstärker konnte mit einem Dämpfungsglied parallel zum Ausgang (siehe obige Skizze) stabilisiert werden. Es wurden verschiedene Dimensionierungen getestet: 1nF / 0 Ohm: 1nF / 3,3 Ohm: 470pF / 3,3 Ohm: 10nF / 3,3 Ohm: stabiles Verhalten stabiles Verhalten Verstärker schwingt bei einigen Arbeitspunkten auf 8,8MHz stabiles Verhalten, diese Kombination wurde gewählt Anschließend wurde anstelle des Lastwiderstandes eine Lautsprecherbox angeschlossen und über den Verstärker mit einem 20kHz-Rechtecksignal gespeist. Hierbei zeigte sich ein stabiles Verhalten des Verstärkers, die Überschwinger an den Rechteckflanken waren nach 2 Perioden vollständig abgeklungen (also 2 Durchgänge durch den stationären Endwert). Mit dem internen Oszillator des D-Scopes wurden folgende THD-Werte (FFT-Detector) gemessen: Clipgrenze, 18,36V rms an 4 Ohm = 84,3W 1kHz BW 22kHz 0,07% 18,14V rms an 4 Ohm = 82,3W 1kHz BW 22kHz 0,00067% 10V rms an 4 Ohm = 25W 6V rms an 4 Ohm = 9W 1kHz BW 22kHz 1kHz BW 22kHz 0,00055% 0,00046% 18,10V rms an 4 Ohm = 81,9W 10kHz BW 80kHz 0,00211% 10V rms an 4 Ohm = 25W 10kHz BW 80kHz 0,00122% 18,01V rms an 4 Ohm = 81,1W 20kHz BW 80kHz 0,00134% 10V rms an 4 Ohm = 25W 20kHz BW 80kHz 0,00125% Man erkennt nun, im Gegensatz zum Halbbrückenbetrieb, einen leichten Anstieg des THD mit der abgegebenen Leistung. Das bedeutet, dass die in den Buffern bei diesen nun höheren Leistungen entstehenden Verzerrungen nicht mehr vollständig vom Regelkreis kompensiert werden. „Vollständig“ meint in diesem Zusammenhang, dass diese Verzerrungen nun nicht mehr durch die Verzerrungen der Regelverstärkerstufe selbst maskiert werden. Seite 2- 85 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Bei Speisung mit dem Super-Oszillator wurden mit dem D-Scope folgende THD-Werte (FFTDetector) gemesen: 16,67V rms an 4 Ohm = 69,5W 10kHz BW 80kHz (max. mit vorhandener Oszillator-Einstellung erzielbarer Pegel) 0,00112% 10V rms an 4 Ohm = 25W 6V rms an 4 Ohm = 9W 0,00058% 0,00045% 10kHz BW 80kHz 10kHz BW 80kHz Seite 2- 86 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Zusammenschaltung des Verstärkers mit einem RöhrenVorverstärker nach PULTEC Dieser Test wurde am 18.11.2012 durchgeführt. Es sollte die Frage geklärt werden, inwieweit röhrentypische Klirrprodukte in geringer Intensität das Klangempfinden beim Hören mit den Buffer-Verstärker beeinflussen. Hierzu wurde das dem Buffer-Verstärker vorgeschaltete Potentiometerboard aus dem Feedback-Punkt des Pultec-Verstärkers gespeist. Es wurden die folgenden Messwerte aufgenommen: Klirrspektrum bei 1kHz bei 9W an 4 Ohm THD über Frequenz bei 9W an 4 Ohm Seite 2- 87 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Man erkennt einen starken Anstieg des THD am unteren Ende des Frequenzbereichs. Dies ist eine Folge der zu geringen Frequenzen hin abnehmenden Leerlaufverstärkung des PULTECVorverstärkers. Die Abnahme der Verstärkung bei tiefen Frequenzen musste bei diesem aus Stabilitätsgründen vorgesehen werden. Die durch die Hinzunahme des PULTEC-Verstärkers entstehende Veränderung des Klangbilds wurde von allen Hörern als negativ bewertet, die Stärke der Änderung war zwar nicht sehr groß, die Musik erschien etwas farbloser, insbesondere in den Mitten. Die Präsenz ging ebenfalls etwas zurück. Seite 2- 88 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Messungen mit dem Audio-Analyzer AP-2 bei Burmester Audiosysteme und bei Funk Tonstudiotechnik Durch die freundliche Unterstützung der Firmen Funk Tonstudiotechnik GmbH und Burmester Audiosysteme GmbH konnte der Verstärker an den dortigen Audio Precision AP-2-Messpätzen ausgemessen werden. Diese Messplätze stellen die Grenze des technisch Realisierbaren in der Audio-Mestechnik dar. Die Messungen bei Burmester Audiosysteme GmbH am 24.09.2012 Um den Verstärker möglichst nahe an der realen Anwendungssituation zu vermessen, wurden die Messungen zunächst mit vorgeschalteter Potentiometerplatine und massebezogenen Eingangssignalen durchgeführt. Die hierbei erhaltenen Messwerte lagen jedoch mit Werten des THD+N von -70dB weit oberhalb des Erwarteten. Auch mit einigen Veränderungen an der Masseführung konnte keine wesentliche Verbesserung der Werte erreicht werden. Vermutlich sind waren der Umgebung des Messplatzes (ICE-Fernbahntrasse) hochfrequente Störfelder vorhanden, die durch die fehlende Befilterung der Verstärkereingänge in den Verstärker eindringen konnten und somit die Messwerte beeinflussten. Aufgrund der knappen Zeit wurde nicht weiter nach der genauen Ursache der Störeinkopplung gesucht und der Verstärker für alle weiteren Messungen ohne vorgeschaltete Potentiometerbaugruppe symmetrisch betrieben. Nach der Umstellung auf symmetrische Speisung des Verstärkers ergaben sich sofort Messwerte in der Größenordnung der aus den bisherigen Messungen bei Tigris-Elektronik erwarteten Werte. Diese Messungen sind in der Folge dokumentiert. Seite 2- 89 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Messung von THD+N über den Aussteuerbereich: Der Verstärker wurde mit einem 1kHz-Signal gespeist, dessen Amplitude im Zuge der Messung erhöht wurde. Die Messbandbreite betrug 22Khz. Es wurde der analoge Analyzer des AP2 Verwendet Messung des THD+N über den Aussteuerbereich Blau: Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers Rot: THD + N relativ zur Amplitude des Ausgangssignal des Verstärkers X-Achse: Amplitude der Eingangsspannung des Verstärkers Es wird eine Ausgangsspannung von 10V eff (= 20dBV) erreicht, bevor der Verstärker in die Begrenzung geht. Der THD+N-Wert liegt kurz vor dem Erreichen der Aussteuerungsgrenze bei ca. –113dB, was 0,00022% entspricht. Damit liegt man an der Spezifikationsgrenze des verwendeten Messgeräts, die in der folgenden Grafik wiedergegeben ist: Spezifikation des Messplatzes AP-2 Die untere, blaue Kurve ist für die zuvor beschriebene Messung relevant. (Quelle Audio Precison Homepage ap.com vom 24.09.2012) Seite 2- 90 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Messung des Klirrspektrums: Nahe der Vollaussteuerung wurde das folgende Klirrspektrum gemessen: Das Klirrspektrum des Verstärkers nahe der Vollaussteuerung Alle harmonischen Verzerrungen liegen unterhalb von 110db wobei k3 am stärksten ausgeprägt ist. Dieses Spektrum wurde mit dem digitalen Analyzer des AP-2 gemessen, der eine schlechtere Auflösung als der bei der voranstehenden Messung verwendete analoge Analyzer besitzt. Das Spektrum ist wie folgt zusammengesetzt: k 2: k 3: k 4: k 5: k 6: k 7: k8-k20: -120db -113db -137db -118db -138db -138db -140db oder kleiner, verschwindet im Rauschteppich Daraus ergibt sich ein Gesamt-THD von etwa -110db. Das ist mehr als der zuvor auf analogem Wege gemessene THD+N- Wert und deutet auf die Grenzen des digitalen Analysers hin. Ein kurzer Kontrollversuch zeigte, dass das Spektrum bei direkter Verbindung der Ein- und Ausgänge des AP-2 (auch hier in symmetrischer Verkabelung) bis auf den k2-Spektralanteil ein identisches Bild zeigte. Daher kann an dieser Stelle keine eindeutige Aussage über das spektrale Klirrverhalten des Verstärkers getroffen werden. Die Ergebnisse deuten jedoch darauf hin, dass der Klirr des Seite 2- 91 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Verstärkers von k3 dominiert ist, was unerwartet ist, da der Verstärker ausschließlich aus symmetrischen Schaltungsblöcken besteht, die eine Dominanz von k3 erwarten lassen. Messung des Klirrs über die Frequenz: Mit dem analogen Analyzer des AP-2 wurden anschließend der Klirr über die Frequenz gemessen. Auf dem zweiten Kanal wurde zum Vergleich das Messsystem selbst (Direktverbindung mit Kabel) gemessen. Die Amplitude am Ausgang des Verstärkers war näherungsweise 9V rms. Messung des THD über die Frequenz Blau: Ausgangssignals des Verstärkers Rot: Vergleichsmessung über direkte Kabelverbindung X-Achse: Frequenz der Eingangsspannung des Verstärkers Es ist auffällig, dass der Klirr des Verstärkers nicht, wie bei anderen Verstärkern mit der Frequenz zunimmt. Es muss allerdings auch beachtet werden, dass die Messung nur eine Bandbreite von 20kHz hat, womit möglicherweise im Ausgangssignal des Verstärkers vorhandene Klirrprodukte maskiert werden. Man erkennt den Abfall des gemessenen Klirrs bei 10kHz. Dieser kann als Indiz dafür interpretiert werden, dass der vom Verstärker erzeugte Klirr vornehmlich aus k2 besteht, da der k2 ab 10kHz oberhalb der Messbandbreite liegt. Ein ähnlicher Knick ist bei 6,6Khz, wie er durch k3 verursacht würde, ist dagegen nicht erkennbar. Seite 2- 92 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Messung des Frequenzgangs: Messung des Frequenzgangs Blau: Amplitudenfrequenzgang Rot: Phasenfrequenzgang X-Achse: Frequenz der Eingangsspannung des Verstärkers Man erkennt einen näherungsweise konstanten Frequenzgang im Audio-Bereich. Bei 200kHz beträgt der Amplitudenabfall ca. –0,6dB. Der Phasenfehler beträgt dann ca. –5°. Seite 2- 93 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Messungen bei FUNK-Tonstudiotechnik GmbH am 11.09.2012 Die Messungen wurden an einem kundenspezifisch modifizierten AP-2-Messplatz durchgeführt. Hierbei wurde das Eingangssignal innerhalb des Analyzers mit analogen Filtern vor der Digitalisierung vorgefiltert. Das Signal durchlief zunächst einen Hochpass bei 400Hz. Anschließend wurde durch einen Notchfilter die Grundschwingung herausgefiltert. Damit wird der Eigenklirr des A/D-Wandlers verringert, da die nun unterdrückte Grundschwingung eine deutlich höhere Amplitude als die zu vermessenden Oberschwingungen besitzt. Spätere Vergleichsmessungen zeigten, dass der 400Hz-Hochpass das Messergebnis nur unwesentlich beeinflusst. Die Verstärkerbaugruppe wurde ohne Potentiometerbaugruppe betrieben und differentiell angesteuert. Es wurde Board#2 verwendet. Seite 2- 94 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Klirrmessung bei 1kHz und 8,0V rms an 4 Ohm: Angezeigt: THD + N (BW 22kHz): –114dB = 0,00020% FFT 1kHz, 8,0V rms an 4 Ohm, 1kHz Grundschwingung über Notch-Filter abgeschwächt Aus FFT abgelesen: k2: k3: k4: -122dB -124dB -138dB alle anderen Klirrprdukte kleiner –140dB Beim Vergleich mit dem bei Burmester-Audiosysteme aufgenommenen Klirrspektrum zeigt dieses Spektrum einen geringeren k3-Anteil. Daraus kann geschlossen werden, dass der im bei Burmester-Audiosysteme aufgenommen Spektrum sichtbare k3 teilweise durch die hohe Aussteuerung des A/D-Wandlers des Analyzers mit der Grundschwingung entsteht. Seite 2- 95 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Klirrmessung bei 7kHz und 8,0V rms an 4 Ohm: FFT 7kHz, 8,0V rms an 4 Ohm, 1kHz Grundschwingung über Notch-Filter abgeschwächt Klirrmessung bei 10kHz, 8,0V rms an 4 Ohm: THD + N (BW 30kHz): THD + N (BW 80kHz): –110dB = 0,00032% –107dB = 0,00044% Aus FFT abgelesen: k2: k3: -126dB -111dB alle anderen Klirrprodukte nicht mehr sichtbar, da FFT-Darstellbereich auf kleiner 40kHz beschränkt Klirrmessung bei 20kHz, 8,0V rms an 4 Ohm: THD + N (BW 30kHz): THD + N (BW 80kHz): –114dB = 0,00020% –104dB = 0,00063% Seite 2- 96 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Noise-Messung: Eingang mit 50 Ohm abgeschlossen. unweighted, 20Hz..22kHz: unweighted, 400Hz..22kiHz: 4,4uV rms 3,5uV rms FFT bei mit 50 Ohm abgeschlossenem Eingang Der Hauptanteil der Noise-Spannung ist der Netzbrumm und seine Oberwellen: Aus FFT abgelesen: 50Hz: 100Hz: -114dB -113dB Seite 2- 97 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Messung der IMD nach SMTPE DIN: 7kHz und 60Hz, 8,0V rms an 4 Ohm: 0,00096% = -100dB Hinweis: Dieser Wert ist nach Ansicht von Herrn Funk nicht besonders gut, könnte aber in der Realität besser sein und auf einer bekannten Schwäche des Analyzers beruhen Seite 2- 98 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Vergleich mit dem Class-A-Verstärker von Douglas Self Douglas Self hat in seinem Buch „Audio Power Amplifier Design Handbook“ auf Seite 287, Figure 9.23, die folgenden Messwerte seines Class A-Verstärkers publiziert: THD bei 20W in 8 Ohm: - 1kHz : THD = 0,00065% (BW 22kHz) - 10kHz: THD = 0,0009% ( BW 22kHz) - 20khz: THD = 0,0028% (BW 80kHz) Die Werte wurden mit einem Analyzer von Audio-Precision gemessen. Zum Vergleich die Werte des hier beschriebenen Verstärkers: THD bei 16W in 8 Ohm: - 1kHz : THD = 0,00020% (BW 22kHz, AP2 mit Notch-Filter bei Funk Tonstudiotechnik GmbH) - 10kHz: THD = 0,00032% ( BW 30kHz, AP2 mit Notch-Filter bei Funk Tonstudiotechnik GmbH) - 20khz: THD = 0,00063% (BW 80kHz, AP2 mit Notch-Filter bei Funk Tonstudiotechnik GmbH) Seite 2- 99 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Versuche mit dem Testboard am 01.09. 2012 und am 02.09.2012 Die Idee Im Zuge der Inbetriebnahme des Verstärkers stellten sich zunächst Diskrepanzen in Form schlechterer Klirrwerte zu den Ergebnissen der Vorversuche ein. Zu einem späteren Zeitpunkt stellte sich bei Messungen auf AP2-Messplätzen heraus, dass diese Abweichungen nicht durch den Verstärker selbst, sondern durch die Genauigkeitsgrenzen des verwendeten Dscope-Analyzers verusacht wurden. Die Vorversuche wurden mit einem AP-2 Analyzer durchgeführt. Es wurde zunächst vermutet, dass die Abweichungen durch eine nicht optimale schaltungstechnische Realisierung des Verstärkers zustande kommen. Da Modifikationen auf der doppelseitig SMD-bestückten Verstärker-Baugruppe sehr aufwendig sind und zudem die Gefahr der Zerstörung oder Beschädigung dieser sehr teuren Baugruppen in sich bergen, wurde die Entscheidung getroffen, ein kostengünstiges und durch die Verwendung bedrahteter Bauteile einfach modifizierbares Testboard zu bauen. Die mit diesem Testboard gewonnenen Erkenntnisse sollten dann in einem abschließenden Modifikationszyklus auf den teuren Verstärkerbaugruppen umgesetzt werden. Die folgende Abbildung zeigt dieses Testboard: Seite 2- 100 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Das Testboard Weiterhin wurde das Testboard so gestaltet, dass ein direktes Nachvollziehen der Vorversuche möglich war. Es stellte sich heraus, dass das für den Verstärker ursprünglich gewählte Schaltungskonzept eine sehr gute Lösung darstellte. Dennoch sind die bei diesen Messungen gewonnenen Ergebnisse möglicherweise für eine zukünftige Weiterentwicklung des Verstärkers interessant und sind daher nachfolgend dokumentiert. Alle in der Folge beschriebenen Messungen wurden mit dem beschriebenen Testboard durchgeführt. Der Messaufbau Der Messaufbau wurden gegenüber früheren Messungen verändert, womit deutlich bessere Auflösungen bei der THD-Messung möglich wurden: - Super-Oszillator mit Batteriebetrieb Testboard muss mit dem zum Verstärker gehörenden Netzteil für die Vorstufen versorgt werden, ein Labornetzteil bewirkt keine hinreichend gute kapazitive Trennung von PE Es darf während der THD-Messung keine Oszi-Masseverbindung an das Testboard gehen Das D-Scope muss über einen Trenntrafo betrieben werden Der Laptop muss mit dem Akku betrieben werden Gleichtaktdrosseln 2x 100uH müssen an den Ein- und Ausgängen des Dscope eingeschleift sein. Nur bei GLEICHZEITIGER Erfüllung all dieser Bedingungen sind aussagefähige THD-Messungen möglich! Alle THD-Messungen mit wurden mit dem FFT-Detector bei Mittelung über 64 Einzelmessungen und einer Messbandbreite von 22Hz..22kHz bzw. 40kHz durchgeführt. Alle nachstehenden THD-Angaben beziehen sich auf 10kHz und sind wie folgt zu verstehen: THD bei Bandbreite 22kHz / THD bei Bandbreite 40kHz Die Endstufe wurde mit einer Last von 120 Ohm betrieben, das entspricht näherungsweise dem Betrieb mit einer Last von 4 Ohm bei 36 parallelgeschalteten Bausteinen BUF634. In diesem Fall ist ein Widerstand von 4 Ohm * 36 = 144 Ohm wirksam. Kontrollmessung des Super-Oszillator (10kHz) bei direkter Verbindung mit dem D-Scope. - Im Leerlauf 8V rms Mit 1kOhm belastet 8V rms 0,00019% / 0,00026% 0,00023% / 0,00029% Seite 2- 101 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Seite 2- 102 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Testschaltung Spannungsfolger Alle Messungen wurden mit einer Ein- und Ausgangsspannung von 8V rms durchgeführt. Die folgende Skizze zeigt die Testschaltung in ihrer abschließenden Ausführung: 3 + R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) +17V_BUF 7 R1 0R0, siehe Text 1 U1 OPA1641 6 3 + 2 2 4 C?? 33pF U3 LM7171 R12 30R1 U4 BUF634T 6 2 2 4 J1 BNC 7 +17V_BUF -17V_BUF 1 R10 1K C2 100pF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) R11 1K + Schaltkapazität (5 x 10pF = 50pF) + 10pF Reserve C1 28pF C3 10nF R4 1K 0,1% Die abschließende Ausführung der Testschaltung Mit OPA1641 für U1: Klirr: Es wurden folgende Messwerte aufgenommen: THD Leerlauf: THD Last 120 Ohm Vergleichsmessung Oszillator parallel zum Eingang: 0,00016% / 0,00022% 0,00013% / 0,00020% 0,00014% / 0,00026% Stabilität: Test mit Rechteckanregung: Bei Leerlauf und Last 120 Ohm: Überschwingen durch Slew-Rate-Begrenzung vorhanden, aperiodischens Ausklingen, 2 Kreuzungen des Endwertes Bei 3,3nF nach ca. 20cm verdrillter Leitung: Ringing mit 2,5MHz, klingt nach 6us ab. Hinweis: Luftspule am Ausgang (3 WdgD= 40mm) verlangsamt das Abklingen. Hier ist die Betrachtung bei tatsächlicher Parallelschaltung von 36 Buffern notwendig, da Ausgangswiderstand der Endstufe dann deutlich geringer ist, womit eine höhere Dämpfung wirksam ist. Mit einer Lautsprecherbox als Last zeigte sich stabiles Verhalten, die Kurvenformen waren ähnlich wie im Leerlauf bzw. mit 120 Ohm Last Seite 2- 103 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Frequenzgang: Bei 500kHz beginnt Verzerrung durch Slew-Rate-Begrenzung, bis dorthin kein signifikanter Amplitudenabfall Mit LME49990 für U1: Die obige Schaltung wurde auch mit dem LME4990 (für U1) getestet Klirr: THD Leerlauf: THD Last 120 Ohm 0,00101% / 0,00126% Einfluss 1kOhm Feedback, Ergebnis unbrauchbar 0,00093% / 0,00118% Stabilität: Die Stabilität der Schaltung entsprach der Schaltung mit dem OPA1641, die großsignalbedingten Überschwinger waren von geringerer Amplitude. Vorversuche: Es wurden vor den bereits beschriebenen Tests verschiedene andere Varianten der Schaltung getestet: Zunächst wurde ein direktes Feedback des Spannungsfolgers realisiert: +17V_BUF Rsource 0R0 bzw. 510R siehe Text 1 3 + 7 J1 BNC U1 OPA1641 6 4 2 2 - -17V_BUF Klirr: THD mit OPA1641 und Rsource = 510 Ohm: THD mit OPA1641 und Rsource = 0 Ohm: 0,00017% / 0,00030% 0,00015% / 0,00028% THD mit LME4990 und Rsource = 510 Ohm: THD mit LME4990 und Rsource = 0 Ohm: 0,00067% / 0,00080% keine stabilen Messwerte / 0,01123% Bei der letzten Messung ereignete sich wahrscheinlich interne Oszillationen des Bausteins LME49990, von außen war keine Schwingung feststellbar, bei späteren Anschluss des DScopes nicht direkt an den Verstärkerausgang sondern über einen 33 Ohm-Serienwiderstand ergaben sich dann Werte im erwarteten Bereich. Seite 2- 104 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dann wurde der BUF634 ohne Treiberstufe betrieben: +17V_BUF Rsource 0R0 bzw. 510R siehe Text 1 3 + 7 J1 BNC U1 OPA1641 U4 BUF634T 6 2 2 2 1 VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 4 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF C3 10nF R5 510R Elemente nahezu ohne Wirkung, waren C1 aus vorherigen 10pF Versuchsschritten noch vorhanden Klirr: THD mit OPA1641 und Rsource = 510 Ohm, Leerlauf THD mit OPA1641 und Rsource = 510 Ohm, 120 Ohm 0,00018% / 0,00034% 0,00009% / 0,00032% Kompensationseffek t THD mit OPA1641 und Rsource = 0 Ohm, Leerlauf THD mit OPA1641 und Rsource = 0 Ohm, 120 Ohm 0,00017% / 0,00032% 0,00008% / 0,00031% THD mit LME4990 und Rsource = 510 Ohm, Leerlauf 0,00064% / 0,00080% Einfluss Rsource deutlich THD mit LME4990 und Rsource = 510 Ohm, 120 Ohm 0,00065% / 0,00080% THD mit LME4990 und Rsource = 0 Ohm, Leerlauf THD mit LME4990 und Rsource = 0 Ohm, 120 Ohm 0,00019% / 0,00024% 0,00020% / 0,00025% Hier ergeben sich mit dem LME49990 wieder Messwerte im Bereich des Erwarteten, der Ausgang von U1 ist nicht mehr durch das Dscope belastet. Seite 2- 105 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Dann wurde die Treiberstufe hinzugefügt: +17V_BUF +17V_BUF 1 R9 30R1 3 + U3 LM7171 7 R1 0R0, siehe Text 7 J1 BNC U1 OPA1641 6 R12 30R1 3 + 2 - U4 BUF634T 6 2 1 4 2 2 - BW V+ VO V- J9 MNL2 5 4 3 1 2 4 R10 1K R5 510R -17V_BUF VIN +17V_BUF R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF C3 10nF C1 28pF R11 1K Klirr: THD mit OPA1641 und Rsource = 0 Ohm, Leerlauf THD mit OPA1641 und Rsource = 0 Ohm, Last 120 Ohm 0,00016% / 0,00027% 0,00012% / 0,00021% Stabilität: Überschwinger (Großsignalbedingt) bei Leerlauf und 120 Ohm Last Bei Belastung mit 3,3nF Ringing mit 3,3MHz, klingt nach ca. 10us ab. Frequenzgang: Grenzfrequenz größer 200kHz, Begrenzung bei ca. 500kHz durch Slew-Rate. Nachfolgend wurden die in der tatsächlichen Verstärkerschaltung vorhandenen Eingangskapazitäten der weiteren Bausteine BUF634 und Treiberstufen durch Kondensatoren simuliert: 1 3 + U1 OPA1641 R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) +17V_BUF 7 R1 0R0, siehe Text 6 3 + 2 2 4 C?? R5 510R 33pF U3 LM7171 R12 30R1 6 U4 BUF634T 2 2 4 J1 BNC 7 +17V_BUF 1 R10 1K C2 47pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF C1 10pF R11 1K Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) C3 10nF Es zeigte sich keine signifikante Änderung des dynamischen Verhaltens bei Rechteckanregung Seite 2- 106 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Danach wurde C2 auf 220pF vergrößert, um die Grenze zu einer möglichen Instabilität zu finden: Bei Rechteckanregung zeigte sich nach der Vergrößerung von C2 im Leerlauf und bei Belastung mit 120 Ohm ein leichtes Ringing mit 10,5Mhz mit einer Abklingdauer von 3 Perioden. Bei Anschluss von 3,3nF nach 20cm verdrillter Leitung an den Ausgang zeigte sich eine dauerhafte Schwingung bei 3,3MHz. Wiederholungsmessung des THD: Leerlauf: Last 120 Ohm: 0,00017% / 0,00025% 0,00015% / 0,00021% Danach erfolgte der Einbau des Feedbackwiderstandes R4 = 1kOhm anstelle der vorherigen direkten Verbindung: +17V_BUF 3 + R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) +17V_BUF 7 1 U1 OPA1641 6 3 + 2 2 4 C?? 33pF R5 510R U3 LM7171 R12 30R1 6 U4 BUF634T 2 2 4 R1 0R0, siehe Text 7 J1 BNC 1 R10 1K C2 47pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF C1 10pF R11 1K Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) C3 10nF R4 1K 0,1% Wiederholungsmessung des THD: Leerlauf: Last 120 Ohm: 0,00016 % / 0,00022% 0,00015% / 0,00018% Danach wurde C1 von 10pF auf 57pF (Parallelschaltung von 47pF) vergrößert: Damit zeigte sich sehr gute Dämpfung der Überschwinger bei Leerlauf und bei Last 120 Ohm. Bei Anschluss von 3,3nF nach 20cm verdrillter Leitung zeigte sich ein Ringing bei 3,6MHz mit einer Abklingzeit von 1,5us. Messung des THD: Leerlauf: mit 120 Ohm Last: 0,00024% / 0,00024% 0,00015% / 0,00028% Einfluss Kompensation erkennbar! Nun wurde C2 auf einen (realistischeren) Wert von 100pF verkleinert, damit konnte dann auch C1 auf 28pF verkleinert werden. Damit ergab sich dann die schon zuvor beschriebene abschließende Ausführung der Testschaltung. Seite 2- 107 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Testschaltung nicht invertierender Verstärker Die Schaltung wurde zunächst mit einer Verstärkung von +2 realisiert: R1 0R0, siehe Text 1 3 + +17V_BUF Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) U1 OPA1641 R9 30R1 U3 LM7171 7 J1 BNC 7 +17V_BUF 6 R12 30R1 3 + 2 - 2 2 2 - C?? 4 U4 BUF634T 6 1 R10 1K 4 33pF C2 100pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) R11 1K + Schaltkapazität (5 x 10pF = 50pF) + 10pF Reserve C1 28pF R3 1K 0,1% C3 10nF R4 1K 0,1% THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: 0,00017% / 0,00023% 0,00013% / 0,00021% Die Verstärkung wurde anschließend durch Parallelschalten von 160 Ohm zu R3 auf +8,25 erhöht: 1 3 + U1 OPA1641 R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) +17V_BUF 7 R1 0R0, siehe Text 6 3 + 2 2 4 C?? 33pF U3 LM7171 R12 30R1 U4 BUF634T 6 2 2 4 J1 BNC 7 +17V_BUF 1 R10 1K C2 100pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) R11 1K + Schaltkapazität (5 x 10pF = 50pF) + 10pF Reserve C1 28pF R3 138R THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: C3 10nF R4 1K 0,1% 0,00025% / 0,00038% 0,00058% / 0,00069% Man erkennt, dass nun der THD mit Last 120 Ohm höher als im Leerlauf ist, der bisher beobachtete Kompensationseffekt tritt nun gegen die nicht mehr vollständige Kompensation der Fehler der Buffer bei Belastung zurück. Man erkennt den Einfluss der nun verringerten Verstärkungsreserve. Seite 2- 108 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Anschließend wurde C1 auf 10pF verkleinert: THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: 0,00024% / 0,00037% 0,00051% / 0,00059% Man erkennt, dass mit der damit im höheren Frequenzbereich erhöhten Schleifenverstärkung die Verzerrungen der Buffer durch die damit vergrößerte Verstärkungsreserve etwas besser kompensiert werden Im nächsten Schritt wurde C1 ganz herausgenommen: THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: 0,00022% / 0,00034% 0,00046% / 0,00052% Man erkennt, daß mit der nun im höheren Frequenzbereich weiter erhöhten Schleifenverstärkung die Verzerrungen der Buffer noch etwas besser kompensiert werden Anschließend wurde versuchsweise U1 von der Hauptversorgung abgetrennt und mit einer mit dem Eingangssignal mitlaufenden Bootstrap-Versorgung versorgt. Es ergaben sich, entgegen der Erwartung, dabei deutlich schlechtere THD-Werte, 0,00124% im Leerlauf und 0,00139% bei 120 Ohm Last. Die Verwendung der Bootstrap-Versorgung wurde daher nicht mehr weiter verfolgt. Bei ansonstem unveränderten Aufbau der Schaltung wurde der Widerstand R1 (SourceWiderstand) für diese Messung einmalig auf 510 Ohm vergrößert: THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: 0,00043% / 0,00036% 0,00026% / 0,00052% Man erkennt eine deutliche Zunahme der Verzerrungen, nun ist der Kompensationseffekt bei Belastung wieder deutlich sichtbar. Seite 2- 109 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Nachfolgend wurde die Schaltung mit dem LME49990 für U1 in Betrieb genommen, hierbei zeigte sich beim ersten Stabilitätstest die Notwendigkeit, aufgrund der höheren Bandbreite des Bausteins wieder die Kompensationselemente einzubauen: 3 + R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) 6 U3 LM7171 3 + 2 2 C?? 4 +17V_BUF 7 R1 0R0, siehe Text 1 U1 LME49990 R5 510R 33pF R12 30R1 U4 BUF634T 6 2 2 4 J1 BNC 7 +17V_BUF 1 R10 1K C2 100pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) R11 1K + Schaltkapazität (5 x 10pF = 50pF) + 10pF Reserve C1 10pF R3 138R C3 10nF R4 1K 0,1% Abschließende Ausführung der Testschaltung mit dem LME4990 für U1 THD im Leerlauf: THD mit Last 120 Ohm: THD mit Last 60 Ohm: THD mit Last 60 Ohm: 0,00016% / 0,00024% 0,00013% / 0,00020% 0,00040% / 0,00033% keine Messung / 0,00021% an Ausg. Kabel an Feedback-Punkt Hinweis zu Messung bei 60 Ohm: Ipk = 11,16V/60 Ohm = 186mA Stabilität mit Rechteck bei Leerlauf und 120 Ohm: Aperiodisches Ausklingen der Überschwinger, Amplitude deutlich geringer als bei Schaltung mit OPA1641 Bei Belastung mit 3,3nF direkt hinter 20cm verdrillter Leitung zeigt sich ein dauerhaftes Schwingen bei ca. 3,3MHz. Bei Zwischenschaltung einer Luftspule mit 3 Windungen und 40mm Durchmesser zeigte sich ein nur sehr langsames Abklingen der 3,3MHz-Schwingung. Bei Parallelschalten von 3,3 Ohm zur Luftspule ergab sich ein hinreichend schnelles Abklingen der Schwingung innerhalb von 2,5us. Eine weitere Reduktion des Parallelwiderstands auf 1,5 Ohm verlängert die Abklingzeit wieder. Es wurden verschiedene RC-Kombinationen für R13 und C3 geprüft, 1nF / 3,3 Ohm, 10nF / 3,3 Ohm sowie 10nF und 10 Ohm, die Dimensionierung 10nF und 10 Ohm brachte die besten Ergebnisse. Mit einer Lautsprecherbox als Last zeigte sich ein aperiodisches Ausschwingen. Es zeigte sich der folgende Frequenzgang bei 10Vp mit einer Last von 120 Ohm: Bis 450kHz zeigt sich kein sichtbarer Abfall der Amplitude, ab 450kHz beginnt eine dreiecksförmige Verzerrung der Kurvenform durch Slew-Rate-Begrenzung, bei 1MHz ist die Amplitude (Peak) um 3dB abgesenkt, die Kurvenform ist hierbei vollständig dreiecksförmig. Seite 2- 110 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Testschaltung invertierender Verstärker Die zuvor untersuchte Schaltung wurde anschließend zu einem invertierenden Verstärker mit einer Verstärkung von -7,3 umgebaut: R9 30R1 Simulation weiterer Zweige (5 x 6pF = 30pF) 6 3 + 2 R5 510R U3 LM7171 R12 30R1 U4 BUF634T 6 2 2 - C?? 4 +17V_BUF 7 3 + U1 LME49990 33pF 4 R1 0R0 7 +17V_BUF 1 R10 1K C2 100pF -17V_BUF VIN BW V+ VO V- +17V_BUF J9 MNL2 5 4 3 1 2 R13 10R -17V_BUF -17V_BUF -17V_BUF Simulation weitere Buffer (5 x 8pF = 40pF) R11 1K + Schaltkapazität (5 x 10pF = 50pF) + 10pF Reserve C1 10pF J1 BNC R3 138R C3 10nF R4 1K 0,1% 2 1 Vergleichsmessung am Ausgang des Super-Oszillators direkt parallel zur Eingangsbuchse: (1,11V rms) THD 0,00040% / 0,00053% Belastung des Oszillators mit 138Ohm!!! THD am Ausgang des Verstärkers: THD mit LME49990 im Leerlauf: THD mit LME49990 mit 120 Ohm 0,00042% / 0,00050% 0,00041% / 0,00048% THD am Ausgang des Verstärkers: THD mit OPA1641 im Leerlauf: THD mit OPA1641 mit 120 Ohm 0,00050% / 0,00061% 0,00057% / 0,00068% Man erkennt eine besseres Verhalten bei Verwendung des LME49990, da dieser bei höheren Frequenzen eine höhere Verstärkungsreserve bereitstellt. Seite 2- 111 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Versuchsweise wurde das Verhalten der Regelverstärker-Stufe für sich alleine gemessen: R1 0R0 7 +17V_BUF 3 + U1 LME49990 R9 30R1 6 4 2 R5 510R -17V_BUF C1 10pF J1 BNC R3 138R R4 1K 0,1% 2 1 THD mit LME49990: 0,00038% / 0,00046% THD mit OPA1641: 0,00080% / 0,00109% Offenbar Destabilisierung OPV durch DScope am Ausgang Seite 2- 112 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Der Vergleich der Verstärkerbaugruppe mit den Vorversuchen Die nachfolgende Grafik dokumentiert die im Rahmen der Vorversuche von Stefan Trampert durchgeführten THD-Messungen. Diese Messungen wurden auf einem AP2-Messplatz mit einer Bandbreite von 40kHz durchgeführt. = -109,5dB Man erkennt einen THD von –109,5dB für die Variante „LME49990 Class A“, die der links unten in der Grafik dargestellten Schaltung entspricht. Es wurde ein Operationsverstärker LME49990 mit einem mit 15mA Querstrom betriebenen BUF634 kombiniert. Es wurde, mit der vollständigen Verstärkerbaugruppe, mit dem modifizierten Meßaufbau vom 02.09.2012 ein THD von 0,00034% (BW 40kHz) = -109,4dB an 4 Ohm bei 8V rms gemessen. Seite 2- 113 Mixed Signal Baugruppen 20011/12 High-End-Audioverstärker Verstärker BUF634 Die Verstärkerschaltung schöpft also das Potential der Versuchsschaltung praktisch vollständig aus, auch wenn die Übereinstimmung der Werte zufällig ist, die Messgenauigkeit der an der Verstärkerbaugruppe durchgeführten Messungen soll mit +/- 25% abgeschätzt werden, diese waren reine THD-Messungen, während beim Vorversuch stattdessen THD+N gemessen wurde. Seite 2- 114
