Plasma-Hochtöner und Modulationsverstärker BLACK CAT PLASMA

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Plasma-Lautsprecher BLACK CAT PLASMA
Plasma-Hochtöner und Modulationsverstärker
BLACK CAT PLASMA
Abschlußdokumentation
Von Henry Westphal und Sascha Laue
16.05. 2007
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Die Einführung.
Faszination Plasma-Schallwandlung.
Die Schallwandlung findet ohne mechanisch bewegte Teile statt. Die Grenzfrequenz des Verfahrens
liegt weit außerhalb des menschlichen Hörbereichs. Es ergibt sich eine brillante und räumlich
definierte Hochtonwiedergabe. Durch die kugelförmige Rundum-Abstrahlung der PlasmaSchallwandlung ergibt sich eine hervorragende Ortbarkeit einzelner Details im Klangbild.
Schallwandlung mit einer Plasma-Entladung
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Das übergeordnete Ziel dieser Entwicklung.
Das Ziel ist es, die wiedergebene Musik noch lebendiger zu erleben und einzelne Details, im Sinne
des besseren Verstehens der musikalischen Hintergründe, klarer heraushören zu können.
Die konkreten technischen Ziele.
Es soll ein praktisch im Heimbereich anwendbares Plasma-Hochtönersystem mit höchstmöglicher
Wiedergabequalität entstehen. Das System soll zu bestehenden Anlagen hinzufügbar sein, ohne daß
man an dieses etwas verändern muß.
Es geht bei diesem Projekt darum, im Sinne einer Technologiestudie, das Potential des PlasmaHochtöners auszuloten und darzustellen, es wurde bewußt auf eine kosten- und platzmäßige
Optimierung verzichtet.
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Der Ausgangspunkt.
Im Sommersemester 2006 wurde in der LV „Mixed Signal Baugruppen“ ein einfacher PlasmaHochtöner zur Demonstration dieses Prinzips der Schallwandlung gebaut. Das klangliche Potential
erschien beachtlich. Die Klanggüte wurde jedoch durch die Einstrahlung von Hochfrequenz in die NFSignalkette und verschiedene Schwachpunkte im an dieser Stelle verwendeten Modulationsverstärker
begrenzt.
Der erste Versuchsaufbau zur Plasma-Schallwandlung aus dem Sommersemester 2006
Es existieren bereits verschiedene Selbstbauprojekte und auch einige kommerziell erhältliche
Plasmahochtöner. Diese verwenden in den meisten Fällen einen Horntrichter zur verstärkten und
gerichteten Schallabstrahlung. Oft mindert der räumlich kompakte Aufbau des Abschirmgehäuses
die Güte des Schwingkreises. Die verwendeten Modulationsverstärker haben in vielen Fällen kein
optimales Übertragungsverhalten. Die bisher üblichen Plasmahochtöner werden oftmals von der
Endstufe, die auch die „normalen“ Lautsprecher treibt angeschlossen, womit sich die
Übertragungsfehler beider Verstärker summieren.
Kommerzieller Plasma-Hochtöner mit Horntrichter
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Die Ideen.
Der Plasma-Hochtöner wird in einem „geräumigen“, allseits schalldurchlässigen Faradayschen Käfig
aus Gittermaterial untergebracht, womit sich dann durch kugelförmige Abstrahlung ein plastisches
Klangerlebnis ergibt.
Die Hochfrequenzleistung wird durch einen hochfrequenzgerechten Aufbau mit geringen Wirbel- und
Blindstromverlusten erhöht, womit sich dann auch ohne Horntrichter eine ausrechende Lautstärke
ergibt.
Mittels einer sorgfältigen Schirmung und Filterung werden Klangverzerrungen durch die Demodulation
von in die NF-Signalkette eingestrahlter Hochfrequenz vermieden.
Der Modulationsverstärker besitzt eine sehr hohe obere Grenzfrequenz, einen geringen Klirrfaktor und
eine hohe Aussteuerbarkeit, auch bei kapazitiver Last.
Der Modulationsverstärker wird über einen Hochpaß parallel zum Eingang des „normalen“ Verstärkers
für Tiefen und Mitten geschaltet.
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Das Prinzip.
Durch die Erregung eines aus einer Tesla-Coil aufgebauten Schwingkreises mit seiner Eigenfrequenz in
der Größenordnung 20 MHz entsteht eine hochfrequente Hochspannung in der Größenordnung von
10kV. Diese Spannung wird an eine spitze Elektrode gelegt. Die hohe Verschiebungsstromdichte führt
zur Ionisation der Luft im Bereich der Spitze. Es bildet sich eine Plasmaflamme aus.
Die Amplitudenmodulation des HF-Generators führt zu einer Variation der Flammengröße mit dem
Audio-Signal. Die Änderung der Flammengröße führt zu Luftdruckschwankungen und damit zur
Entstehung von Schallwellen.
Da nur wenige Milligramm an Luft an der Bewegung beteiligt sind, ergibt sich ein praktisch
trägheitsloses Verhalten, was zu einer sehr guten Hochtonwiedergabe führt. Bei einem
konventionellen Lautsprecher muß dagegen eine schwere Membran bewegt werden, damit sich
Schallwellen ausbilden können.
Plasma-Entladung
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Die Vorteile des Einsatzes von Elektronenröhren.
Die im Hochfrequenzgenerator auftretenden Spannungen im kV-Bereich werden von
Elektronenröhren mühelos beherrscht. Damit können aufwendige Schutzschaltungen ersatzlos
entfallen. Elektronenröhren erlauben leistungslose Steuerung bei höchsten Eingangsimpedanzen. Der
Steuereingang einer Elektronenröhre stellt lediglich eine Kapazität in der Größenordnung 5pF dar.
Dadurch können zwischengeschaltete Treiberstufen entfallen. Damit ist eine elegante Realisierung
des Plasmagenerators mit einer geringen Anzahl an Bauteilen möglich. Auch heute noch (2007)
werden industrielle Plasmageneratoren immer noch teilweise mit Elektronenröhren hergestellt.
Der Einsatz von Elektronenröhren im Modulationsverstärker führt zu exzellenten
Übertragungseigenschaften bei gleichzeitig überschaubarem Schaltungsaufwand. Die
Elektronenröhre zeigt bereits ohne Gegenkopplung ein weitgehend lineares Verhalten über eine
weiten Aussteuerbereich. Die benötigten hohen Ausgangsspannungen können problemlos
bereitgestellt werden.
Elektronenröhren im Einsatz
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Der Oszillatorteil und die Abschirmung.
Die im Sommersemester 2006 bewährte Schaltung (zurückgehend auf U. Haumann, siehe
www.plasmatweeter.de) wurde praktisch unverändert beibehalten, jedoch in einigen Details
modifiziert. Der Oszillatorteil wurde vollständig abgeschirmt.
Beim mechanischen Aufbau des Oszillatorteils wurde bewußt ein anderer Weg eingeschlagen, als
man ihn bei den kommerziell erhältlichen Plasma-Hochtönern meist sieht: Das Abschirmgehäuse
wurde so ausgeführt, daß eine Schallabstrahlung nach allen Seiten möglich ist. Die meisten
kommerziell erhältlichen Plasma-Hochtöner nutzen dagegen einen den Schall richtenden Trichter.
Zudem wurde das Gehäuse so ausgeführt, daß die Güte der Tesla-Coil nicht durch in ihrer Nähe
befindliche Metallteile beeinträchtigt wird. Dies wird zum Einen durch eine großzügige Bemessung
des Gehäuses aber auch durch eine Anordnung der Komponenten in zwei „Stockwerken“,
entsprechend des Signalflusses, erreicht.
Die Abmessungen des Gehäuses wurden so gewählt, daß die Gehäusewände nur so nahe an die
Tesla-Coil herankommen, daß sich in dem durch es umschlossenen Bereiches 95% des von ihr
erzeugten magnetischen Flusses befinden. Damit sollen ohmsche Verluste durch Induktion in das
eine Kurzschlußwindung darstellende Gehäuse vermieden werden. Hierzu ist ein Radius von 10cm
um die Spule von Metallwänden freizuhalten.
Die die Abschirmung durchdringenden Leitungen wurden mit Durchführungskondensatoren durch
diese hindurchgeführt.
Anstelle der bisher verwendeten EL519 wird nun die PL519 verwendet, da deren geringerer Heizstrom
(bei höherer Spannung) die Zuführung der Heizenergie durch das Anschlußkabel erleichtert. Es
wurden zudem verschleißarme Spezialelektroden von Magnat anstelle der bisherigen WolframSchweißelektroden verwendet. Eine Betriebsanzeige wurde hinzugefügt, die das Anschwingen des
Oszillators und damit den richtigen Zeitpunkt für das manuelle Zünden der Plasmaflamme anzeigt.
Der Kondensator C1 verhindert, daß die Anodengleichspannung auf die Tesla-Coil und damit die
Elektrode gelangen kann. Da die Elektrode prinzipiell berührbar ist, darf an dieser Stelle keine
lebensgefährliche Gleichspannung anstehen. Bei einem Kurzschluß zwischen Elektrode und dem
kapazitiven Abgriff für die Mitkopplung verhindert C1 eine positive Gleichspannung am Steuergitter
der Oszillatorröhre, die zu deren sofortiger Zerstörung führen würde. Ein derartiger Kurzschluß kann
etwa durch eine Fehlleitung der Plasmaflamme in Folge von Luftzug auftreten. Der in der
Originalschaltung vorgesehene Kondensator vor dem Steuergitter kann entfallen, da C1 ausreicht.
Da C1 sicherheitsrelevant ist, wird hier ein HF-Leistungskondensator mit einer Nennspannung von
mehreren kV eingesetzt.
Die HF-Schwingung wird durch, kapazitiv gekoppelte, Rückführung der Spannung an der Elektrode
auf das Steuergitter der Oszillatorröhre erregt. Damit ist die Oszillatorfrequenz immer gleich der
Eigenfrequenz der Tesla-Coil, womit dann die Änderung dieser Eigenfrequenz durch die
unterschiedliche Größe der Plasmaflamme bei verschiedenen Modulationsgraden durch den
Oszillator nachvollzogen wird. Die Modulation erfolgt durch Variation der Schirmgitterspannung der
Oszillatorröhre mit dem Audio-Signal. Mit steigender Schirmgitterspannung der Oszillatorröhre erhöht
sich die Verstärkung der Oszillatorröhre, was dann zu einem Mehr an HF-Leistung führt. Die
Oszillatorröhre wird mit 700V versorgt. Die Spannung an der Elektrode beträgt ca. 10 kV.
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HF-Anzeige
Flammelektrode
DS1
28V/0.04A
1
2
Fosz.
ca. 21 MHz
L1
15 Wdg
TeslaCoil
L2
100uH 1A
C1
220pF
C5
3nF/1kV
R2
22R
+700V
C2
1nF
PL519
TUSONIX
4206-001LF
J1
MS 3102A-20-7P
2
7
3
6
8
1
L3
100uH 1A
C6
470pF/400V
93V + 40Vss
C3
100pF
C4
100pF
A
M
C
D
B
G
9
R1
36K
PL519
4
5
C7
1,5nF/200V
TUSONIX
4201-001
40V / 0,3A
C8
1,5nF/200V
TUSONIX
4201-001
Der Schaltplan des Oszillatorteils
L1 ist auf einem keramischen Spulenkörper mit 63mm Durchmesser gewickelt. Damit ergibt sich eine
Schwingfrequenz von ca. 20 MHz. Der Spulenkörper des zweiten Kanals hat einen geringeren
Durchmesser, daher wurde die Windungszahl auf 21 erhöht, um ebenfalls ca. 20 MHz zu erhalten. Da
keramische Spulenkörper in den benötigten Abmessungen praktisch nicht mehr als Neuware
erhältlich ist, wurden die verwendeten Spulenkörper als Gebrauchtteile bei Ebay ersteigert.
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Der Oszillatorteil mit geöffneter Abschirmung
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Die Plasmaentladung
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Die Abschirmung aus Gittermaterial
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Die Filterung der die Abschirmung durchdringenden Leitungen mittels Durchführungskondensatoren
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Der Parallelbetrieb und die Weichenbox.
In der Mehrzahl der bekannten Plasmahochtöner-Systeme wird der Plasmahochtöner an den
Ausgang des Endverstärkers angeschlossen, der auch die „konventionelle“ Lautsprecherbox treibt.
Damit durchläuft das zum Plasma-Hochtöner gelangende Signal zwei hintereinandergeschaltete
Verstärker, den „normalen“ Verstärker und den Modulationsverstärker. Das ist insofern nachteilig, da
sich in diesem Fall die Übertragungsfehler beider Verstärker aufsummieren.
Audio-Quelle
Hochpaß
Audio-Quelle
Serienbetrieb und Parallelbetrieb von Plasma-Hochtöner und „normaler“ Lautsprecherbox
Beim hier beschriebenen System werden der Modulationsverstärker und der „normale“ Verstärker
parallel von der Audio-Signalquelle angesteuert.
Der Plasma-Hochtöner wird über einen Hochpaß mit der Audio-Signalquelle verbunden. Damit
werden zum Einen Übersteuerungen und Intermodulationen (Übertragungsfunktion HF-Leistung =>
Schalldruck ist nicht zwingend linear) durch die, im Musiksignal amplitudenmäßig dominierenden
Bässe vermieden. Zum Anderen sorgt eine Grenzfrequenz dieses Hochpasses in der Größenordnung
10 kHz dafür, daß mögliche Klirrprodukte 2. Ordnung schon an der Grenze des Hörbereichs liegen.
Klirrprodukte zweiter Ordnung stören das Hörerlebnis nur wenig. Die störenden ungeradzahligen
Klirrprodukte der dritten Ordnung und höher beginnen dagegen in der Region um 30 kHz, also weit
außerhalb des Hörbereichs.
Um eine möglichst geringe Phasenverszerrung zu erhalten wird ein Hochpaß erster Ordnung
vorgesehen.
Der Pegel des Plasma-Hochtöners ist mit einem Potentiometer einstellbar. Dieses Potentiometer
entspricht in seiner Wirkungsweise dem Höhenregler eines traditionellen Klangregelnetzwerks.
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Plasma-Lautsprecher BLACK CAT PLASMA
2
1
2
1
vom CD-Player
Zum
Verstärker für
Mitten / Tiefen
850pF
POT
20K
1
2
zum
Modulationsverstärker
2
1
2
1
vom CD-Player
850pF
1
zum
Modulationsverstärker
2
POT
20K
Zum
Verstärker
für Mitten /
Tiefen
.
Der Schaltplan der Weichenbox
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Die Ansicht der Weichenbox
Es ist zu beachten, daß der Ausgangswiderstand der Weichenbox zum Plasma-Hochtöner hin in der
Mittelstellung des Potentiometers 10 kOhm beträgt. Dieser bildet mit der Kapazität des
Verbindungskabels zum Modulationsverstärker einen Tiefpaß. Wenn man 1m langes HF-Coaxkabel
mit einer Kapazität von 60 pF/m (der kleinste erhältliche Wert) einsetzt, dann erhält man eine
Grenzfrequenz dieses Tiefpasses von 260 kHz. Daher kann an dieser Stelle nur dieses Spezialkabel
eingesetzt werden.
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Der Modulationsverstärker und die Stromversorgung.
Die Übersicht.
Der Modulationsverstärker ist ein Operationsverstärker, dessen Signalweg vollständig in Röhrentechnik
aufgebaut ist. Er besteht aus 4 Stufen, die alle vollsymmetrisch aufgebaut sind. Die Eingangs- und
Treiberstufen sind als Differenzverstärkerstufen ausgeführt. Die Ausgangsstufe ist eine Push-PullGegentaktendstufe.
Da die ausgangsseitige Last des Modulationsverstärkers bekannt ist, 1nF parallel zu 3kOhm, konnte
die Arbeitsweise der Push-Pull-Stufe mit einem Lastkompensationsglied optimiert werden.
Auf der Folgeseite ist ein vereinfachtes Übersichtsschaltbild des Modulationsverstärkers dargestellt.
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-120V
1
-120V
7
6SN7
+400V
+U_Bias_2
+U_Bias_1
2
2
3
3
1
8
8
8
SchirmgitterVorspannung
Ccomp
+150V
+150V
MITTELWERT
SCHIRMGITTER
Lastkompensation
Rcomp
2 x 6SN7
2 x 6SN7
Rl = 3K
Kabel- und Entstörkapazitäten
Cl = 1nF
AUSGANG
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GEGENK.
7
1
ECC82
+300V
3
GEGENK.
-120V
2
6SN7
+500V
3
ECC83/12AX7
+240V
2
3. Stufe
1
7
2
ECC82
2. Stufe
Push-Pull-Stufe als Stromverstärker
1
-EINGANG
+EINGANG
ECC83/12AX7
1. Stufe
Differenzverstärker als Spannungsverstärker
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3
6
1M
6
6
Das vereinfachte Übersichtsschaltbild des Modulationsverstärkers
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Am abschließend optimierten Modulationsverstärker wurden die folgenden Werte gemessen:
Ausgangsspannung
Kleinsignal-Bandbreite
Klirrfaktor
Intermodulation
Differenztonfaktor
Signal-Rauschabstand
(bis 50kHz / Clast = 1nF )
(-3dBu /20Vpp (Ausg) / Clast 1nF
(60 Hz bis 20 kHz)
(200Hz, 1Vpp / 5kHz(250mVpp, bis 2.Ordn.)
(900 Hz, 1kHz, 1Vpp)
(A-bewertet, Bezug 2Vpp Eingangssignal)
130Vpp max.
8 Hz..300 kHz
< 0,02%
0,01%
0,009%
-124 dBu
Diese Messungen wurden teilweise mit einem Meßsystem DSCOPE II von PRISM durchgeführt.
Der Modulationsverstärker und die Stromversorgung für diesen und den das Plasma erzeugenden
Oszillator wurden für jeweils einen Kanal in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht. Das
„offene“ Design des Gehäuses macht die in ihm befindliche Technik vollständig sichtbar, sorgt aber
trotzdem für einen Berührungsschutz. Die vergitterten Seitenwände gewährleisten eine ausreichende
Wärmeabfuhr.
Die Modulationsverstärker- und Netzteilbaugruppe eines Kanals
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Draufsicht auf die Leiterplatte, deutlich sind die vier aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen
erkennbar.
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Der Modulationsverstärker ist zum Schirmgitter der Oszillatorröhre hin AC-gekoppelt. Das hat den
Vorteil, daß sich die Arbeitspunkte der Push-Pull-Ausgangsstufe und der Oszillatorröhre unabhängig
voneinander einstellen lassen. Nachteilig ist dagegen, daß sich der mittlere Spannungspegel am
Schirmgittter der Oszillatorröhre gerinfügig mit dem Signalpegel ändert. Da dieser Einfluß in seiner
tatsächlichen Auswirkung auf das Übertragungsverhalten nicht sicher abgeschätzt werden konnte,
wurde eine zweite Version des Verstärkers (Bestückungsvariante) entworfen, die mit einer DC-Kopplung
zwischen Ausgangsstufe und Schirmgitter der Oszillatorröhre arbeitet. In der Praxis zeigte sich, daß die
AC-Kopplung alle Ansprüche erfüllte, so daß die (als Bestückungsvariante in Schaltplan, Layout und
Stückliste nach wie vor vorhandene) Möglichkeit der DC-Kopplung nicht mehr weiterverfolgt wurde.
Daher ist sie in diesem Text auch nicht dokumentiert.
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Der Detailentwurf.
Die Entwurfsziele.
Das Ausgangssignal eines CD-Players hat eine maximale Amplitude von 0,7V eff, entsprechend 2
Vss. Der Verstärker soll in diesem Fall eine Spannung von 100 Vss abgeben. Damit wird eine
Verstärkung von 50, bei wirksamer Gegenkopplung, benötigt.
Der Verstärker soll, bei der tatsächlich vorhandenen externen kapazitiven Last von ca. 1nF eine
Spannung von 100Vss bis in die Größenordnung 50 kHz unverzerrt abgeben können. Die –3dB
Grenzfrequenz bei Kleinsignalaussteuerung soll mindestens 100 kHz betragen.
Diese Anforderungen bedingen eine erhebliche Verstärkungsreserve. Es wird, der Erfahrung nach,
eine Leerlaufverstärkung von mindestens 1000 bis 2000 benötigt (im einstelligen kHz-Bereich, ohne
Berücksichtung von Tiefpässen im Signalweg)
Weiterhin sollen, mittels eines hohen Gegenkopplungsgrads, ein geringer Klirrfaktor und geringe
Intermodulations- und Differenztonfaktoren erzielt werden.
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Die Eingangs- und die Treiberstufe.
Es wird die bereits im Verstärker BLACK CAT 2 verwendete Eingangs- und Treiberstufe unverändert
eingesetzt. Deren Details werden im Folgenden beschrieben:
Die Eingangsstufe.
Zunächst soll die theoretisch zu erwartende Verstärkung der Eingangsstufe berechnet werden.
+240V
6
ECC83/12AX7
1
Uaus
ECC83/12AX7
2
7
8
3
Uein
-120V
Prinzipschaltbild der Eingangsstufe
Eine direkte Bestimmung des Arbeitspunkts ist aufgrund der Vielzahl der vorhandenen Abhängigkeiten
praktisch nicht möglich. Daher wurde die Methode des „intelligenten Ratens“ mit anschließender
Proberechnung gewählt.
Vereinfachend wird angenommen, daß beide Anodenwiderstände den Wert 100kOhm haben. Der
Kathodenwiderstand hat den Wert 68 kOhm.
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V führte zum Erfolg. Mit der Annahme von Ug = 1V beträgt
das Kathodenpotential Uk +1V. Die Spannung über dem Kathodenwiderstand ist dann 120V + 1V =
121V. Da die Gitter beider Triodensysteme als an Masse liegend angenommen werden, kann,
aufgrund der zuvor erfolgten Gleichsetzung der Werte beider Anodenwiderstände, von einer
Symmetrie der Anordnung ausgegangen werden. Damit folgt, daß sich der den Kathodenwiderstand
durchfließende Strom zu gleichen Teilen auf beide Triodensysteme aufteilt.
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Ik
= 121V / 68kO = 1,8 mA
Ik
= IA1 + IA2 mit IA1 = IA2
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IA1 = IA/2 = 0,9 mA = IA2
UA1 = 240V – 100kO × 0,9mA = 140V = UA2
Also ist der bestimmte Arbeitspunkt der beiden Trioden bei UA1 = UA2 = 142V und
IA1 = IA2 = 0,98mA. Der Arbeitspunkt ist in der folgenden Kennlinie dargestellt.
Kennlinienfeld ECC83 – Arbeitspunkt Eingangsstufe
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V ist somit mit den aus ihr errechneten Anodenströmen
und Anodenspannungen mit einer für diese Abschätzung hinreichenden Genauigkeit konsistent.
Nun soll die Leerlaufverstärkung (ohne Gegenkopplung) der Vorverstärkerstufe bestimmt werden.
Dazu soll die bekannte Formel
V = µ × RA / (Ri + RA)
benutzt werden. RA ist dabei der Anodenwiderstand und kann direkt abgelesen werden. Der
Anodenwiderstand beträgt 100kO. Der Faktor µ kann aus dem Datenblatt gewonnen werden. Dieser
beträgt 100. Der Widerstand Ri ist der Innenwiderstand der Triode und kann aus dem Anstieg der
Kennlinie im Arbeitspunkt bestimmt werden. In der folgenden Abbildung ist die Approximation des
Anstieges dargestellt.
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Kennlinienfeld ECC83 – Verstärkung Vorverstärker
Es kann der Innenwiderstand annähernd aus der Steigung der in das Kennlinienfeld eingezeichneten
Tangente bestimmt werden.
Ri = 70V / 1mA = 70kO
Aus den gewonnenen Werten kann nun die jeweils einzelne Verstärkung beider Triodensysteme
bestimmt werden.
V = 100 × 100kO / (70kO + 100kO) = 60
Diese Verstärkung zwischen dem (differentiellen) Eingangssignal und dem (differentiellen)
Ausgangssignal wirksam.
Wenn man dagegen die Spannung eines einzelnen Ausgangs des Differenzverstärkers
massebezogen nutzt, dann hat man die halbe Verstärkung, hier 30, zur Verfügung.
Bei der praktisch ausgeführten Schaltung haben die beiden Anodenwiderstände jedoch
unterschiedliche Werte. Dies liegt in der unsymmetrischen Ansteuerung der Stufe begründet, denn
das zur Gegenkopplung verwendete Signal ist zwingend kleiner als das Eingangssignal.
Um einen geringen Klirrfaktor, als auch einen geringen Differenztonfaktor und eine geringe
Intermodulation zu erreichen ist eine absolut symmetrische Ansteuerung der Treiberstufe notwendig.
Diese kann mit einem zwischen den „oberen Enden“ der Anodenwiderständen liegenden
Potentiometer eingestellt werden.
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Die Treiberstufe
Die Treiberstufe wie die Vorverstärkerstufe als Differenzverstärker realisiert. Die nun folgende
Bestimmung der Arbeitspunkte und der Verstärkung entspricht der bereits bei der Eingangsstufe
angewandten Vorgehensweise. Die Treiberstufe ist in der folgenden Abbildung noch einmal
dargestellt.
+300V
6
ECC82
1
Uaus
ECC82
2
7
8
3
Uein
-120V
Der Wert der beiden Anodenwiderstände ist 68kOhm. Der Wert des Kathodenwiderstands ist 27
kOhm.
Der Arbeitspunkt wird, wie bereits bei der Eingangsstufe, mittels „intelligentem Raten“ bestimmt.
Die willkürliche Annahme einer Gitterspannung von –7V ist, wie folgende Rechnung zeigt,
gerechtfertigt.
Aus der Annahme einer Gitterspannung von –7V folgt ein Potential beider Kathoden von + 7V.
Daraus ergibt sich die folgende Rechnung:
Ik
= (120V + 7V) / 27kO = 4,7mA
Ik
= IA1 + IA2 mit IA1 = IA2
IA1 = IA/2 = 2,35mA = IA2
UA1 = 300V – 68kO × 2,35mA = 140V = UA2
Damit ist der Arbeitspunkt durch die beiden Werte bestimmt. Um die dazugehörige Gitterspannung zu
verifizieren, ist der Arbeitspunkt im Kennlinienfeld in der folgenden Abbildung dargestellt.
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Kennlinienfeld ECC82 – Arbeitspunkt Treiberstufe
Die der Rechnung zugrundeliegenden Annahme einer Gittervorspannung von –7V ist hinreichend
genau bestätigt.
Es soll nun die Verstärkung der Treiberstufe ermittelt werden. Die Formel zur Verstärkungsberechnung
ist dieselbe wie bei der Vorverstärkerstufe:
V = µ × RA / (Ri + RA)
Der Anodenwiderstand hier beträgt 68kO. Der Faktor µ wird wiederum aus dem Datenblatt der
ECC82 entnommen. Dieser beträgt bei der Triode vom Typ ECC82 17. Der Innenwiderstand Ri wird
aus dem Anstieg der Kennlinie im Arbeitspunkt näherungsweise ermittelt.
Die Approximation des Anstieges ist in der folgenden Abbildung graphisch dargestellt.
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Kennlinienfeld ECC82 – Innenwiderstand Treiberstufe
Es kann der folgende Innenwiderstand annähernd bestimmt werden, indem man die Steigung der
Tangente anhand von ausgewählten Punkten bestimmt.
Ri = 100V / 7mA = 14 kO
Mit diesen Werten lässt sich nun die Verstärkung der Treiberstufe bestimmen.
V = 17 × 68 kO / (14 kO + 68 kO) = 14
(Bezug: differentielles Ausgangssignal)
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Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe
Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe ist nach den vorstehenden Berechnungen:
V = 60 * 14 = 840.
Dies gilt für die Betrachtung der differentiellen Ausgangsspannung
Weitere Details zur Eingangs- und Treiberstufe
Vor den Eingang des Verstärkers wird ein Potentiometer zur Lautstärkeregelung, P2401, geschaltet.
Dieses Potentiometer wurde in der Abschlußphase der Entwicklung jedoch entfernt. C2401 (100nF)
verhindert eine Übersteuerung des Verstärkers durch „Clic-Ereignisse“ und vermeidet eine
Arbeitspunktverschiebung durch mögliche, ungewollte, Gleichanteile des Eingangssignals.
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Die zweite Treiberstufe.
Die zweite Treiberstufe (mit V2501) soll eine Ausgangsspannung von 60Vpp und mehr abgeben. Der
beim Entwurf dieser Stufe besonders zu beachtende Gesichtspunkt ist, daß die gitterseitige
Aussteuerbarkeit von V2501 nicht überschritten wird, um ein nichtlineares Verhalten der Stufe zu
vermeiden.
Der erste Schritt ist die Auswahl einer geeigneten Röhre mit hoher gitterseitiger Aussteuerbarkeit. Es
wurde die Röhre 6SN7 gewählt, die zudem den Vorteil einer problemlosen Erhältlichkeit hat.
Die maximal zulässige Anodenverlustleistung ist 5W pro System bzw. 7,5W für beide Systeme
gemeinsam. (Datenblatt Tung-Sol, Raytheon gibt nur 3,5W / 5W an) Da bei dieser Stufe beide Röhren
stets entgegengesetzt synchron arbeiten, kann der folgende Entwurf so durchgeführt werden, daß
sichergestellt wird, daß in jedem Arbeitspunkt die Gesamtverlustleistung von 5W nicht überschritten
wird.
Im folgenden Schritt wird eine Arbeitsgerade gesucht und in das Kennlinienfeld eingetragen, die zu
einer möglichst lineare Aussteuerbarkeit bei noch akzeptabler Verlustleistung führt.
Quelle: Datenblatt Raytheon
Man erhält diese mit einer Betriebsspannung von 400V und einem Anodenwiderstand von 26,7kOhm
(praktisch: Normwert 27kOhm)
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Zunächst soll die Verlustleistung an einigen Punkten der Kennlinie stichprobenhaft überprüft werden:
Ua = 100V => Ia = 11,5mA
Ua = 200V => Ia = 7,5mA
Ua = 300V => Ia = 3,5mA
=> Pa = 1,15 W
=> Pa = 1,5W
=> Pa = 1,05W
Die Verlustleistung liegt in einem absolut unbedenklichen Bereich.
Daraus folgen die Entscheidungen:
Ub = 400V
R2504 = 27K / 2W
R2505 = 27K / 2W
Der sinnvoll nutzbare gitterseitige Aussteuerbereich der Stufe liegt bei –2V bis –18V, das sind 16Vpp
Der optimale Ruhewert der Gittervorspannung ohne das Vorhandensein einer Ansteuerung liegt bei
(–2V + -18V) / 2 = -10V.
Das bedeutet, wie aus obigem Diagramm ablesbar ist, daß ein Ruhestrom von 5,3mA durch jedes
der beiden Röhrensysteme fließen soll.
Damit kann nun der, für beide Röhrensysteme gemeinsame, Kathodenwiderstand R2503 bestimmt
werden.
Die bereits für die anderen Stufen verwendete negative Betriebsspannung von –120V soll beibehalten
werden.
Bei einer Gittervorspannung von –10V liegt die Kathode auf einem Potential von +10V. Über R2503
fällt dann eine Spannung von 120V + 10V = 130V ab. Durch ihn fließt ein Strom von 5,3mA * 2 =
10,6mA.
R2503 ist somit: 130V / 10,6mA = 12,26 kOhm. Die Verlustleistung ist 130V * 10,6mA = 1,38W.
Für R2503 wird ein Widerstand von 12Kohm / 2W gewählt.
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Nun soll der Innenwiderstand der Röhre im Arbeitspunkt, und damit die Verstärkung der Stufe,
bestimmt werden.
Quelle: Datenblatt Raytheon
Aus der Steigung der Tangente zur Kennlinie bei einer Gittervorspannung von –10V kann ein
Innenwiderstand von 100V / 10mA = 10kOhm abgelesen werden.
Der Verstärkungsfaktor mü der Röhre ist 20 (Datenblatt Raytheon)
Die Verstärkung der Stufe ist :
V = mü * ra / / ra + ri)
V = 20 * 27 kOhm / ( 27 kOhm + 10 kOhm) = 20 * 0,54 = 10,8
Bei einer Ausgangsspannung von 100Vpp (Massebezug) liegt also eine Signalspannung
(Massebezug) von 100Vpp / 10,8 = 9,2V pp an den Gittern der jeweiligen Röhrensysteme an.
Der mögliche Aussteuerbereich von 16Vpp wird also nicht annährend ausgenutzt, so daß man mit
einem weitgehend unverzerrten Betrieb der Stufe rechnen kann.
Die (Leerlauf-Gesamtverstärkung) der drei Verstärkerstufen ist dann:
Eingangsstufe:
1. Treiberstufe:
2. Treiberstufe:
60 (Massebezug zu Diff)
14 (Diff. Zu Diff.)
5 (Diff. Zu Massebezug)
Gesamtverstärkung: 60 * 14 * 5 = 4200.
Damit wird die Forderung einer Leerlaufverstärkung von 1000 bis 2000 mehr als gut erfüllt.
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Die Ausgangsstufe.
Hinweis: der Verstärker wurde zunächst für 60Vpp entworfen, arbeitet aber nach Abschluß der
Entwicklung und empirischen Optimierung problemlos mit bis zu 130Vpp Ausgangsspannung.
Aufgrund verschiedener Änderungen an anderer Stelle wurde abschließend ein Aussteuerbereich
von bis zu 100Vpp festgelegt. Eine Rückübertragung in den ursprünglichen Entwurf, der im
folgenden dokumentiert ist, wurde jedoch nicht mehr nachträglich vorgenommen.
Betrachtung der ausgangsseitigen Lastbedingungen.
Der Modulationsverstärker wird gleichspannungsmäßig mit dem angenommenen Schirmgitterstrom
von ungefähr 8mA belastet. Der, auch für die Signalspannung relevante, Ersatzwiderstand des
Schirmgitters wird mit 120V / 8mA = 15kOhm angenommen.
Weiterhin ist der Fehlerfall zu betrachten, daß die Anodenspannung der Oszillatorröhre nicht
vorhanden ist. In diesem Fall nimmt das Schirmgitter erhebliche Ströme auf, die zur Überlastung der
Ausgangsstufe führen würden, wenn man nicht entsprechende Schutzmaßnahmen vorsieht.
Zudem wird sie kapazitiv belastet:
Durchführungskondensator Schirmgitter:
Kabelkapazität:
Schirmgitterkondensator:
470 pF
300 pF
100 pF
(Annahme: Verwendung von HF-Koaxkabel mit 60pF/m bei einer Kabellänge von 5m)
Man erhält eine Kapazität von 870pF.
Zur Sicherheit sollte man noch eine gewisse Reserve einplanen, um eventuell nötigen zusätzlichen
Entstöraufwand realisieren zu können.
Daher wird im Weiteren von einer kapazitiven Last von 870pF + 13% = 1nF ausgegangen.
Wenn man das Ziel einer –3dB-Grenzfrequenz von 100 kHz hat, dann darf der Innenwiderstand der
Ausgangsstufe nicht kleiner sein als:
R = 1 / ( 100kHz * 2pi * 1nF) = 1,6kOhm.
Der Scheinwiderstand der kapazitiven Last von 1nF ist 1,6kOhm bei 100 kHz und 3,2kOhm bei 50 kHz.
Die gewünschte Spannung über der Last von 1nF ist 60Vpp
Es fließt dann ein Strom von 60Vpp / 1,6kOhm = 37,5mA ss bei 100 kHz und 18,75 mAss bei 50 kHz
(Betrachtung sinusförmiger Ströme / Spannungen)
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Der Detailentwurf der Ausgangsstufe.
Die Ausgangsstufe selbst hat sowohl den (Wechsel-) Strom durch die Lastkapazität als auch den
Wechselstromanteil durch R2518 (über C2512/13 nach Masse), aber, da eine kapazitive Kopplung
vorgesehen ist und die Schirmgitter-Gleichspannung an andrer Stelle bereitgestellt wird, keinen
Gleichstromanteil aufzubringen.
Durch die kapazitive Kopplung können Schutzmaßnahmen der Ausgangsstufe gegen einen zu
hohen Schirmgitterstrom bei Ausfall der Anodenversorgung der Oszillatorröhre entfallen. Lediglich
R2516, R2517 und R2518 müssen ausreichend belastbar sein. R2516 muß zudem so hochohmig
sein, daß eine Zerstörung des Schirmgitters der Oszillatorröhre vermieden wird.
Als obere Grenzfrequenz wird zunächst 50 kHz angesetzt.
Aufgrund der Abtastfrequenz von ca. 44kHz bei der CD-Produktion wird davon ausgegangen, daß
sich in einem realen Musiksignal keine höheren Frequenzanteile bzw. Phaseninformationen, deren
Wiedergabe eine höhere Grenzfrequenz als 44kHz befinden.
Für R2518 wird ein Wert von 3,3kOhm festgelegt, so daß der Wert von R2518 gleich dem
Scheinwiderstand der kapazitiven Last von 1nF bei 50 kHz ist.
Es fließt dann bei 50 kHz ein Strom von 60Vpp / 1,6kOhm = 37,6mApp = 18,8mAp in die Last.
Die Ausgangsstufe soll im Klasse-A-Betrieb arbeiten.
Wenn man einen minimalen Querstrom von 6 mA vorgibt (Vermeidung von übergroßen
Verzerrungen), dann ergeben sich die folgenden Stromverhältnisse:
2
0mA
6mA
-18,4mA
2
24,4mA
1
3
1
3
1
3
18,4mA
6mA
2
15,2mA
24,4mA
2
15,2mA
1
3
1
3
1
3
2
Volle negative
Aussteuerung
2
Volle positive
Aussteuerung
Keine Aussteuerung
Um die erforderlichen Ströme bereitzustellen werden jeweils 2 Röhrensysteme der 6SN7
parallelgeschaltet.
Der maximale Strom pro Röhrensystem ist dann 24,4 mA / 2 = 12,2mA.
Der minimale Strom pro Röhrensystem ist dann 6 mA / 2 = 3 mA.
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Der Ruhestrom ohne Aussteuerung ist dann (insgesamt) 6 mA + 18,4mA / 2 = 15,2 mA,
entsprechend 7,6 mA pro Röhrensystem.
Es wird vorgesehen, keine negative Versorgungsspannung zu verwenden, sondern das „untere Ende“
von R2514 an Masse zu legen.
Der Ruhestrom wird dann durch die mit P2403 einstellbare Bias-Spannung und den Wert von R2514
festgelegt.
Hierbei wird zunächst von einer Spannung von 200V über dem „oberen“ sowie dem „unteren“
Röhrensystem ausgegangen, also einer positiven Versorgungsspannung von 400V plus dem
Spannungsabfall an R2514.
Die „obere“ und die „untere“ Röhre werden gegenphasig mit identischer Spannung angesteuert.
Wenn sich die Stromaufteilung gemäß obiger Skizze ergeben soll, dann muß die Stromzunahme in
der einen Röhre der Stromabnahme in der anderen Röhre entsprechen.
Dies ist dann der Fall, wenn die Impedanz (im wiederzugebenden Frequenzbereich) zwischen der
Kathode der „unteren“ Röhre und Masse der Impedanz zwischen der Kathode der „oberen“ Röhre
und Masse entspricht.
Die beiden Röhren können näherungsweise als spannungsgesteuerte Stromquellen betrachtet
werden. Eine Änderung der Ansteuerspannung um dU bewirkt eine Änderung des Kathodenpotentials
um praktisch dU. Dies gilt für beide Röhren gleichermaßen. An der Kathode der oberen Röhre folgt
aus der Änderung des Kathodenpotentials ein Strom in die Last von di = du/Zlast. Die Änderung der
Ansteuerspannung der „unteren“ Röhre ist –dU. Der Strom der unteren Röhre ändert sich
gleichermaßen um –du/Zlast, wenn die Impedanz zwischen Kathode und Masse mit der Impedanz
der Last „gematcht“ ist.
Diese Impedanz besteht aus 3 Komponenten:
Die kapazitive Last (max. 1nF)
R2518 (3K3)
Dem Innenwiderstand des Schirmgitters (Abschätzung 120V / 8mA = 15kOhm)
Die minimale Spannung zwischen Anode und Kathode einer voll ausgesteuerten „oberen“ Röhre ist
dann 200V – 60Vpp/2 {Wechselspannung über Last} = 170V.
Die minimale Spannung zwischen Anode und Kathode einer voll ausgesteuerten „unteren“ Röhre ist
dann 200V – 60Vpp {Wechselspannung über Last und über Kathodenimpedanz} = 140V,
Die folgende Skizze gibt die Strom/Spannungsverhältnisse über der Röhre in den verschiedenen
Möglichkeiten der Aussteuerung wieder.
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Die Verhältnisse an einem Röhrensystem bei voll ausgesteuerter „oberer“ Röhre (rot), im Ruhezustand
(grün) und bei minimal ausgesteuerter Röhre (blau)
Quelle: Datenblatt Raytheon
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Die Verhältnisse an einem Röhrensystem bei voll ausgesteuerter „unterer“ Röhre (rot), im
Ruhezustand (grün) und bei minimal ausgesteuerter Röhre (blau)
Quelle: Datenblatt Raytheon
Ein gewisser Unterschied im Arbeitsbereich beider Röhren kann also nicht vermieden werden.
Die Verlustleistung beider Röhrensysteme ist im Ruhezustand 15,2mA * 200V = 3W und damit unter
dem Grenzwert von 5W.
Ein „direktes Matchen“ der kathodenseitigen Impedanz mit der Impedanz der Last ist nicht möglich,
da ansonsten die zur Einstellung des Ruhestroms benötigte Biasspannung zu klein gegenüber der
Signalspannung ist.
Mit R2514 = 6K8 ergibt sich ein Spannungsabfall im Ruhezustand von 15,2mA * 6K8 = 103,4V.
Die Verlustleistung ist 103,4V * 15,2mA = 1,6W.
Die Parallelschaltung aus R2514 und R2520 soll ungefähr den ohmschen Anteil der Lastimpedanz
entsprechen.
Dieser ist 3K3 {R2518} II 15K {Schirmgitter bei 120V} = 2,7kOhm.
R2520 ist dann 1/ (1/6,8 – 1/ 2,7) = 4,47kOhm.
Es wird der Normwert 4K7 gewählt.
Mit C2521 (100nF) wird R2520 vom Gleichspannungspfad getrennt. Die Grenzfrequenz des
Hochpasses aus C2521 und R2520 ist mit 23 Hz hinreichend gering.
Mit C25061 bis C25062 kann die tatsächliche Lastkapazität nachgebildet werden.
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Durch R2518 fließt der Schirmgitterstrom von 8mA.
Es ergibt sich ein Spannungsabfall von 8mA * 3,3kOhm = 26,4V.
R2517 und C2512 sollen mögliches, durch die Zenerdioden D2501 bis D2503 verursachtes Rauschen
ausfiltern. Mit R2517 = 330R und C2512 = 3,3uF ergibt sich eine Grenzfrequenz von 160 Hz, die
hinreichen unter der unteren Grenzfrequenz des Plasma-Hochtöners liegt.
Der Spannungsabfall an R2517 ist 8mA * 330R = 2,64V.
Für eine Schirmgitterspannung von 120V wird eine Zenerspannung von 120V + 26,4V + 2,64V =
149V => praktisch 150V benötigt.
Es soll hierbei ein Zenerstrom von 3mA fließen. Damit entsteht eine Verlustleistung von 3mA * 150V =
0,45W, es ist sinnvoll, 2 Zenerdioden mit je 75V Durchbruchsspannung BZT03-C51 in Serie zu schalten.
R2516 kann erst bestimmt werden, wenn die Versorgungsspannungen der anderen Stufen bekannt
sind.
Der mögliche Nachteil der AC-Kopplung ist, daß der Mittelwert der Schirmgitterspannung, bedingt
durch eine zu erwartende Nichtlinearität der uns unbekannten U/I-Kennlinie des Schirmgitters der
EL519, mit steigender Amplitude der Ansteuerung sinken dürfte.
Die Kurvenform, und damit die Symmetrie der Signalspannung bleibt dagegen durch die Wirkung der
Gegenkopplung weitgehend vom Innenwidertand des Schirmgitters unbeeinflußt.
Dieser Effekt wird im Folgenden theoretisch abgeschätzt:
Wir nehmen an, das Schirmgitter habe die folgenden Innenwiderstände:
Bei 90V:
Bei 120V:
Bei 150V:
20 kOhm, es fließen dann 90V / 20kOhm = 4,5mA
15 kOhm, es fließen dann 120V / 15kOhm = 8mA
10 kOhm, es fließen dann 150V / 10kOhm = 15mA
Am Verstärkerausgang befinde sich eine symmetrische Rechteckspannung mit den Amplituden 90V
und 150V, die mittlere Schirmgitterspannung betrage 120V.
Es fließt dann ein mittlerer Schirmgitterstrom von (4,5mA + 15mA) / 2 = 9,75mA.
Ohne Aussteuerung würden dagegen nur 8mA fließen.
Der Schirmgitterstrom nimmt also in Folge der Aussteuerung um 1,75mA zu.
Die Summe aus R2518 und R2517 ist 3K3 + 330R = 3,63kOhm.
Es ergibt sich ein zusätzlicher Spannungsabfall von 1,75mA * 3,63kOhm = 6,35V. Das mittlere
Potential des Schirmgitters sinkt um 6,35V, das ist 10,6% des Aussteuerbereichs von 60Vpp.
Wenn man C2513 als unendlich groß annimmt bzw. R2517 als kurzgeschlossen annimmt, dann kann
die Zeitkonstante dieses Ausgleichsvorgangs abgeschätzt werden:
Die Parallelschaltungaus R2518 und dem Innenwiderstand des Schirmgitters ist 3K3 II 10K = 2K68.
Mit C2511 = 1uF ergibt sich eine Zeitkonstante von 2,68ms, entsprechend einer Grenzfrequenz von
60 Hz.
Durch eine Vergrößerung von C2511 auf z.B. 5uF (=> 12Hz) bestünde die Möglichkeit, die
Veränderung des Arbeitspunktes der Oszillatorröhre zeitlich so zu verlangsamen, daß sie nicht mehr
im Hörbereich ist, man schließt also störende Intermodulationen mit Sicherheit aus.
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Die Versorgungsspannung kann nun aus der Addition der einzelnen Spannungsabfälle (im
Ruhezustand) bestimmt werden:
V2502:
V2505:
R2514:
200V
200V
103V
Summe:
500V
Der Bias-Spannungsteiler für V2502 soll aus der Versorgung +400V gespeist werden. Die nominelle
Biasspannung ist 294V – 6V (Ug aus Kennlinienfeld) = 288V. Es soll ein Einstellbereich von +/-25%
möglich sein, also von 216V bis 360V.
Die Spannung über P2501 ist dann 360V – 216V = 144V. Es fließt ein Strom von 144V / 100K =
1,44mA durch das Poti.
R2506 ist dann (400V – 360V) / 1,44mA = 27,8k => Normwert 27K
R2507 ist dann 216V / 1,44mA = 150K.
Der Bias-Spannungsteiler für V2505 soll aus den Versorgung –120V und +400V gespeist werden. Die
nominelle Biasspannung ist 103V – 6V (Ug aus Kennlinienfeld) = 97V. Es soll ein Einstellbereich von +/25% möglich sein, also von 73V bis 121V.
Die Spannung über P2501 ist dann 121V – 73V = 48V. Es fließt ein Strom von 48V / 50K = 0,96mA
durch das Poti.
R2509 ist dann (400V – 121V) / 0,96mA = 291k => Normwert 294K
R2507 ist dann (73V + 120V) / 0,96mA = 201K. => Normwert 200K
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Die Stromversorgung des Modulationsverstärkers.
Übersicht über die benötigten Spannungen und Ströme.
Der Modulationsverstärker ( ein Kanal) benötigt die folgenden Spannungen: (In dieser
Zusammenstellung sind zusätzlich noch die Anforderungen der in einem früheren
Entwicklungsstadium noch vorgesehenen ausgangsseitig DC-gekoppelten Variante des Verstärkers
enthalten)
-120V
Stromaufnahme:
Pfad R2302 120V / 68K =
Pfad R2306 120V / 27K =
Pfad R2510
=
1,8mA
4,4mA
0,96mA
Summe:
P
7,16mA
0,86 W
=
=
-180V
Stromaufnahme:
Pfad R2503 190V / 18K =
Pfad R2514
=
10,6 mA
15,2mA (Ruhestrom)
Summe:
P
25,8 mA
4,6 W
=
=
+240V
Stromaufnahme:
Pfad R2302 120V / 68K =
1,8mA
Summe:
P
=
=
1,8mA
0,43 W
Pfad R2306 120V / 27K =
4,4mA
Summe:
P
4,4mA
1,3W
+300V
Stromaufnahme:
=
=
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+400V
Stromaufnahme:
Pfad R2503 190V / 18K =
Pfad R2506
=
10,6 mA
1,44mA
Pfad R2509
=
0,96mA
Summe:
P
=
=
13,0 mA
5,2W
Pfad R2512
=
15,2mA (Ruhestrom)
P
=
7,6W
Pfad R2516
=
13 mA
P
=
noch unbekannt
+500V
Stromaufnahme:
+ Unreg
6,3V Heizung (Kreis 1 mit Massebezug)
V2300 ECC83
V2301 ECC82
V2501 6SN7
=
=
=
0,3A
0,3A
0,6A
Summe
P
=
=
1,2A
7,6W
6,3V Heizung (Kreis 2 mit Bezug zu Ausgang)
V2502 6SN7
V2504 6SN7
=
=
0,6A
0,6A
Summe
P
=
=
1,2A
7,6W
6,3V Heizung (Kreis 3 mit Bezug zu Kathode Low-Side)
V2502 6SN7
V2504 6SN7
=
=
0,6A
0,6A
Summe
P
=
=
1,2A
7,6W
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Übersicht über die Leistungsaufnahme:
In dieser Betrachtung ist die (nicht unerhebliche) Verlustleistung innerhalb der Spannungsregler noch
nicht berücksichtigt.
P (-120V)
P (-180V)
P (+240V)
P (+300V)
P (+400V)
P (+500V)
P (+ Unreg
P (6,3V /1)
P (6,3V /2)
P (6,3V /3)
=
=
=
=
=
=
=
=
=
=
0,86 W
4,6 W
0,43 W
1,3W
5,2W
7,6W
6,5W (Schätzung)
7,6W
7,6W
7,6W
Summe
=
49,3 W
Detailentwurf positiver Versorgungszweig:
Allgemeines
Um den Aufbau des Transformators zu vereinfachen werden alle positiven Versorgungsspannungen
aus einer gemeinsamen Rohspannung abgeleitet. Diese Rohspannung soll im folgenden Bestimmt
werden. Hierzu wird von einer Netzspannungstoleranz von +/-10% ausgegangen.
Die einzelnen Spannungen für die Vorstufen werden mit linearen Spannungsreglern stabilisiert. Dies ist
zwar eigentlich unnötig, da die Stromaufnahme aller Stufen prinzipbedingt konstant ist (Endstufe: die
mittlere Stromaufnahme) und man die gewünschten Spannungsabfälle, wie in klassischen
Verstärkerschaltungen, mittels Serienwiderständen realisieren könnte. Dann beeinflußt aber eine
Änderung der Stromaufnahme einer Stufe auch die Versorgungsspannungen der anderen Stufen. Da
es sich hier aber um eine Experimentierbaugruppe handelt, ist die Möglichkeit der voneinander
unabhängigen Änderung an den einzelnen Stufen wichtiger als die Einsparung von Fläche oder
Bauteilkosten.
Die Stromaufnahme aller Verbraucher an diesem Zweig beträgt:
Schirmgitterversorgung R2516:
+500V (Ruhestrom Endstufe):
+400V:
+300V und +240V:
Eigenstrom Spg.-Regler 3 x 2mA
15mA (Designvorgabe)
15,2mA
13 mA
6,2mA
6 mA
Summe:
55,4mA
Zunächst wird die Brummspannung bestimmt, die mit einem noch akzeptablen Siebkondensator
erreichbar ist:
Mit einem Kondensator von 100uF ergibt sich eine Brummspannung von
U = i * t / C = 55,4 * 10E-3A * 10E-2s / 10E-4F = 5,5V
Der Kondensator wird in zwei Teilkondensatoren zu je 50uF aufgeteilt, die über einen Siebwiderstand
miteinander verbunden sind. Der mittlere Spannungsabfall am Siebwiderstand soll 10V betragen.
Damit ergibt sich ein Wert von 10V / 55,4mA = 180,5 Ohm => Normwert 180R
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Die Siebkondensatoren werden durch die Reihenschaltung von je 2 Elkos 100uF/400V gebildet.
Parallel zu jedem Teilkondensator wird ein Entlade- und Spannungsaufteilungswiderstand 100K / 2W
geschaltet.
Zwischen dem Gleichrichter und dem „ersten“ Kondensator wird ein Schutzwiderstand mit dem Wert
10 Ohm geschaltet.
Als minimale Spannung über dem Spannungsregler für +500V wird 20V vorgesehen.
Mit einer Brummspannung von 5,5V plus einem Spannungsabfall am Siebwiderstand von 10V und
einem Spannungsabfall am Gleichrichter von 1,4V ergibt sich ein minimaler Scheitelwert der TrafoSekundärspannung von 500V + 20V + 5,5V + 10V + 1,4V = 537V.
Diese Spannung soll bei Netzspannung 230V-10% abgegeben werden.
Bei 230V erhält man dann einen Scheitelwert von 537 / 0,9 = 596V.
Das ist ein Effektivwert von 596V / 1,41 = 423V, aufgerundet zu 425V.
Bei 230V + 10% erhält man einen Scheitelwert von 655V.
Am Spannungsregler ergibt sich dann eine mittlere Eingangsspannung von 655V – 1,4V –10V – 5,5V/2
= 641V.
Um die Möglichkeit zu besitzen, die Stromaufnahme ( Ruheströme) ggf, zu erhöhen wird der
Transformator für einen Sekundärstrom von 80mA ausgelegt. Die Sieb/Ladekapazität werden von
100uF auf 150uF vergrößert.
Spannungsregler für +500V:
Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%: (641V – 500V) * 15,2mA = 2,14W.
Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. verdoppeln zu können, wird die Verlustleistung
nun noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 4,3W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines Kühlelements mit 15 K/W und
einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 4,3W
* ( 15 + 1,6 k/W) + 50°C = 121,4°C, der Grenzwert ist 150°C.
Die weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen verdoppelten Ruhestrom von 30,4mA
ausgeführt.
Der Basisstrom des Längstransistors ist 30,4mA/hfe min = 30,4mA/20 = 1,52mA.
Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen.
Die minimale Spannung an der +700V-Versorgung bei 230V – 10% ist 630V.
Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu:
(630V – 500V ) / (1,52mA + 2mA) = 36,9kOhm => Normwert 39K
Bei 230V + 10% => 770V fließen dann (770V – 500V) / 39K = 6,9mA.
Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 500V * 6,9mA = 3,45W.
Durch die Wahl einer möglichst gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über drei in Reihe
geschaltete Dioden mit 160V + 160V + 180V = 500V Durchbruchsspannung ergibt sich eine
maximale Verlustleistung von 6,9mA * 180V = 1,24W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03
mit max. 3W Verlustleistung gewählt.
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (770V-500V)2 / 36K = 2,025W. Da diese nur unter
Extrembedingungen auftritt reicht ein 2W-Widerstand gerade noch aus.
Der Tiefpass aus 3K3 und 1uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der Zenerdioden
und hat eine Grenzfrequenz von 48 Hz.
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Spannungsregler für +400V
Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%:
(641V – 400V) * 13mA = 3,13W.
Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. um 30% zu können, wird die Verlustleistung nun
noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 4,1 W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines Kühlelements mit 15 K/W und
einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 4,1W
* ( 15 + 1,6 k/W) + 50°C = 118,1°C, der Grenzwert ist 150°C.
Alle weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen vergrößerten Ruhestrom von 13mA * 1,3 =
16,9 mA ausgeführt.
Da eine minimale Spannung von 20V über dem Längstransistor ausreicht, kann ein Teil der
Verlustleistung in einen Vorwidertand verlagert werden. R = (537V – 20V – 400V) / 16,9mA = 117V /
16,9mA = 6,92 kOhm. Es wird der Normwert 6K8 gewählt. Die Verlustleistung ist 1,9W, es wird ein 3WWiderstand gewählt. Am Transistor verbleiben 4,1W – 1,9W = 2,2W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines kleineren Kühlelements mit
21 K/W und einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im
Längstransistor von 2,2W * ( 21 + 1,6 k/W) + 50°C = 99,7°C, der Grenzwert ist 150°C.
Der Basisstrom des Längstransistors ist 16,9mA/hfe min = 16,9mA/20 = 0,85mA.
Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen.
Die minimale Spannung an der +590V-Versorgung bei 230V – 10% ist 537V.
Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu:
(537V – 400V ) / (0,85mA + 2mA) = 48,1kOhm => Normwert 47K
Bei 230V + 10% => 641V fließen dann (641V – 400V) / 47K = 5,12mA.
Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 400V * 5,12mA = 2,05W.
Durch die Wahl einer gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über 2 in Reihe geschaltete
Dioden mit 200V + 200V = 400V Durchbruchsspannung ergibt sich eine maximale Verlustleistung
von 1,0 W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt.
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (641V-400V)2 / 47K = 1,2W. Es wird ein 2W-Widerstand
gewählt.
Der Tiefpass aus 1K5 und 10uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der
Zenerdioden und hat eine Grenzfrequenz von 10,5 Hz.
Spannungsregler für +300V und +240V
Die Spannung +240V wird, wie auch beim BC2, über einen Serienwiderstand aus der Spannung
+300V abgeleitet. Die Stromaufnahme ist 4,4,A + 1,8mA = 6,2mA.
Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%:
(641V – 300V) * 6,2 mA =2,1W.
Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. um 30% zu können, wird die Verlustleistung nun
noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 2,75 W.
Alle weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen vergrößerten Ruhestrom von 6,2 mA * 1,3 =
8,1 mA ausgeführt.
Da eine minimale Spannung von 20V über dem Längstransistor ausreicht, kann ein Teil der
Verlustleistung in einen Vorwidertand verlagert werden. R = (537V – 20V – 300V) / 8,1mA = 217V /
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8,1mA = 26,7 kOhm. Es wird der Normwert 27K gewählt. Die Verlustleistung ist 1,8W, es wird ein 2WWiderstand gewählt. Am Transistor verbleiben 2,75W – 1,8W = 0,95W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, Kühlelements mit 21 K/W und einer
Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 0,95W * (
21 + 1,6 k/W) + 50°C = 71,5°C, der Grenzwert ist 150°C.
Der Basisstrom des Längstransistors ist 8,1mA/hfe min = 8,1mA/20 = 0,4mA.
Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen.
Die minimale Spannung an der +590V-Versorgung bei 230V – 10% ist 537V.
Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu:
(537V – 300V ) / (0,4mA + 2mA) = 98,8kOhm => Normwert 100K
Bei 230V + 10% => 641V fließen dann (641V – 300V) / 100K = 3,4 mA.
Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 300V * 3,4mA = 1,0 W.
Durch die Wahl einer gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über 2 in Reihe geschaltete
Dioden mit 150V + 150V = 300V Durchbruchsspannung ergibt sich eine maximale Verlustleistung
von 0,5 W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt.
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (641V-300V)2 / 100K = 1,16W. Es wird ein 2W-Widerstand
gewählt.
Der Tiefpass aus 1K5 und 10uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der
Zenerdioden und hat eine Grenzfrequenz von 10,5 Hz.
Die Dimensionierung des Serienwiderstands für 240V wurde aus dem BC2 übernommen.
Schirmgitterversorgung Oszillatorröhre
Nun kann auch R2516 bestimmt werden. Als Speisespannung wird die 590V-Versorgung (537 bis
641V) vorgesehen.
R2516 ist dann ( 537V – 150V) / ( Iz + Ig2) = ( 537V – 150V) / ( 3mA + 8mA) = 48,4kOhm.
Gewählt wird der Normwert 47K.
Im Fehlerfall eines Heizfadenbruchs der Oszillatorröhre ist der Schirmgitterstrom Null. Es fließt dann ein
Strom von max. (641V-150V) / 47K = 10,4 mA durch die Zenerdioden. Es entsteht eine Verlustleistung
von 150V * 10,4mA = 1,6 W, die sich auf zwei in Serie geschaltete Dioden der Nennleistung 3W mit
jeweils 0,8W aufteilt.
Die Verlustleistung an R2516 ist, im Fehlerfall eines Kurzschlusses der Schirmgitterstrecke (keine
Anodenspannung) max. 641V2/47K = 8,7W , es wird ein 10W-Widerstand mit ausreichender
Spannungsfestigkeit gewählt. (Welwyn W24 47K/12W Nennspannung 750V)
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Detailentwurf negativer Versorgungszweig:
Es werden alle positiven Versorgungsspannungen aus einer gemeinsamen Rohspannung abgeleitet.
Diese Rohspannung soll im folgenden bestimmt werden. Hierzu wird von einer Netzspannungstoleranz
von +/-10% ausgegangen.
Die Stromaufnahme aller Verbraucher an diesem Zweig beträgt:
-180V:
-120V:
25,8mA
7,16 mA
Summe:
32,16mA
Es wird jedoch die Möglichkeit vorgesehen, einen Strom von 50mA zu entnehmen.
Zunächst wird die Brummspannung bestimmt, die mit einem noch akzeptablen Siebkondensator
erreichbar ist:
Mit einem Kondensator von 100uF ergibt sich eine Brummspannung von
U = i * t / C = 50 * 10E-3A * 10E-2s / 10E-4F = 5,0V
Zwischen dem Gleichrichter und dem „ersten“ Kondensator wird ein Schutzwiderstand mit dem Wert
22 Ohm geschaltet.
Als minimale Spannung über dem Spannungsregler für -180V wird 20V vorgesehen.
Mit einer Brummspannung von 50 V plus einem Spannungsabfall am Siebwiderstand von (50mA/0,1)
* 22R = 11V {Annahme: Stromfluß in 10% der Periodendauer} und einem Spannungsabfall am
Gleichrichter von 1,4V ergibt sich ein minimaler Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 180V +
20V + 5V + 11V + 1,4V = 217V.
Diese Spannung soll bei Netzspannung 230V-10% abgegeben werden.
Bei 230V erhält man dann einen Scheitelwert von 217 / 0,9 = 241V.
Das ist ein Effektivwert von 241V / 1,41 = 171V, abgerundet zu 170V.
Bei 230V + 10% erhält man einen Scheitelwert von 265V.
Am Spannungsregler ergibt sich dann eine mittlere Eingangsspannung von 265V – 1,4V –11 – 5V/2 =
250V.
Spannungsregler für –180V:
Die Berechnung erfolgt für einen verdoppelten Ruhestrom der Endstufe, es ergeben sich dann 25,8
+ 15,2 = 41 mA
Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%:
(250V – 180V) * 41mA = 2,9W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines Kühlelements mit 15 K/W und
einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 2,9W
* ( 15 + 1,6 k/W) + 50°C = 98,1°C, der Grenzwert ist 150°C.
Der Basisstrom des Längstransistors (PNP MJE5258) ist 41mA/hfe min = 41mA/15 = 2,7mA.
Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen.
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Die minimale Spannung an Eingang des Spannungsreglers bei 230V – 10% ist 217V.
Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu:
(217V – 180V ) / (2mA + 2,7mA) = 7,87 kOhm => Normwert 8K2
Bei 230V + 10% => 250V fließen dann (250V – 180V) / 8K2 = 8,5mA.
Die maximal mögliche Verlustleistung an der Zenerdiode ist dann 180V * 8,5mA = 1,53W.
Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt.
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (250V-180V)2 / 8K2 = 0,6W. Es wird ein 1W-Widerstand
gewählt.
Der Tiefpass aus 1K5 und 10uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der
Zenerdioden und hat eine Grenzfrequenz von 10,5 Hz.
Spannungsregler für –120V:
Die Berechnung erfolgt für einen um 30% vergrößerten Strom, das sind dann 7,16mA * 1,3 = 9,3mA
Ein Teil der Verlusteistung kann aus dem Längstransistor in einen Vorwiderstand verlagert werden. An
diesem können 180V – 120V = 60V abfallen (Der Regler für –180V und die Trafo Sekundärspannung
wurden so berechnet, daß es ohne Vorwiderstand gerade noch geht, daher hat man bei 120V 60V
„Luft“)
Der Vorwiderstand ist 60V / 9,3mA = 6,45kOhm, es wird der Normwert 5K6 gewählt, man erhält einen
tatsächlichen Spannungsabfall von 9,3mA * 6K8 = 63V. Die Verlustleistung ist 0,6W, es wird ein 1WWiderstand vorgesehen.
Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%:
(250V – 63V- 120V) * 9,3 mA = 0,62W.
Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines Kühlelements mit 21 K/W und
einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 0,62
W * ( 21 + 1,6 k/W) + 50°C = 64°C, der Grenzwert ist 150°C.
Der Basisstrom des Längstransistors (PNP MJE5258) ist 9,3mA/hfe min = 9,3 mA/15 = 0,62mA.
Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen.
Die minimale Spannung an Eingang des Spannungsreglers bei 230V – 10% ist 217V.
Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu:
(217V – 120V ) / (2mA + 0,62mA) = 37 kOhm => Normwert 33K
Bei 230V + 10% => 250V fließen dann (250V – 120V) / 33K = 3,9mA.
Die maximal mögliche Verlustleistung an der Zenerdiode ist dann 120V * 7mA = 0,84 W.
Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt.
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (250V-120V)2 / 33K = 0,5W. Es wird ein 1W-Widerstand
gewählt.
Der Tiefpass aus 1K5 und 10uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der
Zenerdioden und hat eine Grenzfrequenz von 10,5 Hz.
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Die Stromversorgung des HF-Oszillators.
Der Oszillator benötigt eine Versorgungsspannung von +700V bei ca. 300mA. An dieser Stelle wurde
die bereits bekannte und bewährte Schaltung aus dem ersten Plasma-Hochtöner des
Sommersemesters 2006 übernommen. (Siehe dazu: Abschlußbericht Herausforderung High-Speed,
Abschnitt Netzteile)
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Die Detailspezifikation des Netztransformators:
Die folgende Skizze zeigt die vollständige Spezifikation für den Netztransformator.
500V
300mA
150W
Anodenversorgung
Oszillator
80mA
34W
Anodenversorgung
Modulationsverstärker
50mA
8,5W
Kathodenversorgung
Modulationsverstärker
0V
425V
0V
170V
0V
230V
6,3V
0V
1,2A
7,6W
Heizung
Modulationsverstärker
1,2A
7,6W
Heizung
Modulationsverstärker
1,2A
7,6W
Heizung
Modulationsverstärker
2A
12,6W
Heizung
Oszillator
0,5A
6,3W
Hilfsspannung z.B.
Relais / ICs / Zündmotor bzw.Magnet
6,3V
0V
0V
6,3V
0V
6,3V
0V
12,6V
0V
Summe: 234W
Detailspezifikation für den Netztransformator
Der Netztransformator wurde bei der Firma Bremer-Transformatoren nach dieser Spezifikation
angefertigt. Es ist zu beachten, daß die Wicklung „Heizung Oszillator“ bei einer Neuanfertigung des
Trafos auf 40V / 0,3A geändert werden sollte, da inzwischen die EL519 durch die PL519 ersetzt wurde.
Der zusätzliche Heiztransformator kann damit entfallen. Die Signalleuchte an der Frontplatte sollte
dann nicht mehr an dieser Wicklung, sondern an der 12,6V-Wicklung betrieben werden, Hierbei ist
dann eine Signalleuchte mit 12V Nennspannung anstelle der in der Stückliste angegebenen
Signalleuchte einzusetzen.
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Die Inbetriebnahme, die empirische Optimierung und die
Vermessung des Modulationsverstärkers.
Die Bestückung der variablen bzw. optionalen Bauteile.
Die tatsächliche Bestückung dieser Bauteile erfolgte gemäß nachstehender Tabelle:
Bauteil:
bestückter Wert:
C2511
R2506
R2507
R2509
R2510
BR2501
BR2502
R2512
5uF
27K
150K
180K
130K
0R0
NB
0R0
Auf die, nicht weiterverfolgte, Möglichkeit der ausgangsseitigen DC-Kopplung wird in diesem Text
nicht eingegangen.
Die Korrektur von “Flüchtigkeitsfehlern”.
Bei der Inbetriebnahme wurden zwei „Flüchtigkeitsfehler“ korrigiert, die hier im Sinne einer
vollständigen Beschreibung und des Nachbaus nach dem derzeitigen, noch unkorrigierten,
Unterlagen-bzw. Leiterplattenstand erwähnt sind:
-
Eine Leiterbahn der Verbindung der Heizanschlüsse von V2300 und V2301 ist zu dünn, sie muß
mit einer parallelgeschalteten Kupferlitze „verstärkt“ werden.
Die Diode D1501 hat eine Zenerspannung von 180V, nicht wie irrtümlich angegeben von 150V.
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Die Kontrolle der DC-Arbeitspunkte der Eingangs- und Treiberstufen.
Die DC-Arbeitspunkte der Eingangs- und Treiberstufen wurden nachgemessen
Eingangsstufe:
(P2303 in Mittelstellung)
Ukath = 1,2V
Ua1 = 164V
Ua2 = 161V
berechnet 1,0V
berechnet 142V
berechnet 142V
Treiberstufe 1:
Ukath = 6,5V
Ua1 = 151V
Ua2 = 151V
berechnet 7V
berechnet 140V
berechnet 140V
Treiberstufe 2:
Ukath = 9,2V
Ua1 = 262V
Ua2 = 254V
berechnet 10V
berechnet 260V
berechnet 260V
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Weitere Messungen an den Eingangs- und Treiberstufen.
An den Eingangs- und Treiberstufen wurden die Verstärkungen gemessen und die oberen
Grenzfrequenzen meßtechnisch abgeschätzt.
Verstärkung und Grenzfrequenz der Eingangsstufe:
Gemessene Verstärkung der Eingangsstufe bei 1kHz:
V = Uaus (Differentiell) / Uein (Massebezug, 1 Gitter an Signalquelle, das andere Gitter an GND)
= (0,655V + 0,73V) / 0,0235V = 58,7
Berechneter Wert: 60
Grenzfrequenz –3dB = 32 kHz
Verstärkung und Grenzfrequenz der Treiberstufe 1:
Verstärkung bei 1kHz
V = Uaus (Differentiell) / Uein (Differentiell) = (6,80V + 6,80V) / (0,472V + 0,572V) = 13,0
Berechneter Wert: 14
Grenzfrequenz –3dB = 34 kHz {Messung unter Einbeziehung der Eingangsstufe}
Verstärkung, Grenzfrequenz und Aussteuerbarkeit der Treiberstufe 2:
Verstärkung bei 1kHz
V = Uaus (Differentiell) / Uein (Differentiell) = (104,5V + 105,0V) / (6,8V + 6,8V) = 15,4
Berechneter Wert: 10
Die Ausgangsspannung wird jedoch im Massebezug weiterverwendet, womit sich dann eine
tatsächliche Verstärkung von 15,4/2 = 7,7 ergibt (berechnet: 5)
Grenzfrequenz –3dB = nicht direkt bestimmbar, da höher als 34 kHz, daher bereits Begrenzung durch
vorhergehende Stufen.
Aussteuerbarkeit bis 250Vpp ohne am Oszilloskop sichtbare Nichtlinearität.
Gemeinsame Verstärkung der ersten drei Verstärkerstufen
Es ergibt sich eine gemessene Gesamtverstärkung von 58,7 * 13 * 7,7 = 5875, der berechnete Wert
lag bei 60 * 14 * 5 = 4200.
Es ist zu beachten, daß die gemessenen Werte, bedingt durch die Ermittlung von Differenzen aus
aufeinanderfolgenden Messungen bei der Anwesenheit von Gleichtaktspannungen und
Ableseungenauigkeiten am Oszilloskop eine gewisse Toleranz aufweisen.
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Einstellung der Arbeitspunkte der Push-Pull-Ausgangsstufe.
Die Gitterspannungen der Endstufenröhren wurden empirisch so eingestellt, daß sich eine möglichst
hohe Aussteuerbarkeit bis zum Einsatz von Signalbegrenzungen oder –Verzerrungen ergibt.
Arbeitspunkt der „oberen“ Röhre V2502:
Das Poti P2501 wird auf die positivste mögliche Spannung gestellt, man hat dann ein Potential von
372V am Gitter und 380V an der Kathode der „oberen“ Röhre V2502. Dieser Wert muß noch nicht
das Optimum sein, man kann mit der derzeitigen Stellbereichsbegrenzung durch R2506 nur keine
höhere Spannung einstellen. Da man jedoch mit der vorliegenden Einstellung eine verzerrungsfreie
Ausgangsspannung von mehr als ausreichenden 130Vpp erhält, wurden keine weiteren Experimente
in diese Richtung unternommen.
Arbeitspunkt der „unteren“ Röhre V2504:
Mit P2502 wurde ein Potential von 114V am Gitter von V2504A eingestellt, das Potential der Kathode
von V2502 ist dann 124V.
Messungen an der Push-Pull-Ausgangsstufe.
Die Spannungsverstärkung der Push-Pull-Stufe beträgt 0,93, gemessen mit einer externen Last von 1nF
am Ausgang, bei 1kHz und, mit praktisch unverändertem Wert, bei 10 kHz.
Der theoretisch erwartete Wert lag bei 0,9.
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Dimensionierung der Gegenkopplung und Sicherung der Stabilität.
Die Leerlaufverstärkung des Modulationsverstärkers ist 2250. (gemessen bei 5kHz und einer externen
Last von 1nF) Die Verstärkung mit Gegenkopplung ist jedoch nur 50. Daher erfordert die Stabilität des
Verstärkers besondere Maßnahmen.
Maßnahmen zur Beseitigung hochfrequenter Oszillationen:
Es zeigte sich eine Oszillation mit ungefähr 1,8 Mhz. Messungen am noch oszillierenden Verstärker
zeigten, daß diese Frequenz die Eingangsstufe und die erste Treiberstufe ohne wesentliche
Verstärkung durchläuft, in der zweiten Treiberstufe jedoch signifikant verstärkt wird und in der
Ausgangsstufe deutlich abgeschwächt wird. Der aus dem Ausgangswiderstand der Ausgangsstufe
und der externen Lastkapazität entstehende Tiefpaß ist für diese, mit einer Phasendrehung
verbundene, Abschwächung verantwortlich.
Daher wird das Ausgangssignal der zweiten Treiberstufe über einen separaten, nachträglich
eingefügten, Gegenkopplungspfad an den Eingang zurückgeführt. Der exakte Gegenkopplungsgrad
dieses Pfades ist mit einem Trimmpotentiometer einstellbar. Man stellt diesen Trimmer so ein, daß sich
bei Speisung des Modulationsverstärkers mit einem Rechtecksignal an dessen Ausgangssignal ein
leichtes, noch hinreichend gedämpftes, Überschwingen sichtbar ist.
Mit dieser Maßnahme arbeitet der Verstärker in Bezug auf seinen oberen Grenzfrequenzbereich
stabil.
In Serie zum Trimmkondensator wird ein 1nF-Glimmerkondensatore geschaltet, um eine direkte
Beaufschlagung des Trimmers mit hoher Gleichspannung zu vermeiden.
EINGANG
fg = 640 Hz
fg = 1,6 Hz
fg = 7,3 Hz
AUSGANG
Cl = 1nF
GEGENK.
GEGENK.
Kabel- und Entstörkapazitäten
fg = 1,8 Hz
Vereinfachtes Blockschaltbild des Verstärkers, in dem die Maßnahmen zur Sicherstellung der
Stabilität eingezeichnet sind.
Maßnahmen zur Beseitigung tieffrequenter Oszillationen:
Zur Beseitigung tieffrequenter Oszillationen muß die Verstärkung im Bereich der unteren
Grenzfrequenz des Verstärkers durch einen geeigneten Hochpaß hinreichend klein gemacht werden.
Wichtig ist, daß dies nur an EINER Stelle geschieht, damit sich nur EINE Phasendrehung von 90° an
dieser einen Stelle ergibt. Hierzu wurde die Grenzfrequenz des Hochpasses zwischen der
Eingangsstufe und der ersten Treiberstufe auf 640 Hz erhöht. Alle anderen Hochpässe im Signalweg
haben dagegen Grenzfrequenzen im unteren einstelligen Hz-Bereich. ( 1. Treiberstufe => 2.
Treiberstufe 1,6 Hz; 2. Treiberstufe => Endstufe 7,2 Hz). Als problematisch stellte sich noch der
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Hochpaß im Gegenkopplungspfad heraus. Mit seiner ursprünglichen Dimensionierung von 1uF /
22kOhm ergab sich eine Grenzfrequenz von 7,2Hz. Damit ergaben sich tieffrequente Oszillationen im
einstelligen Hz-Bereich. Die wirksame Kapazität wurde durch Parallelschaltung von zusätzlichen
Kondensatoren auf 4uF erhöht, womit sich dann eine Grenzfrequenz von 1,8 Hz ergab. Auch mit
dieser Dimensionierung hat man noch eine schlechte Stabilitätsreserve am unteren Rand des
Übertragungsbereichs, was sich in einem deutlichen Peak des Frequenzgangs bei ca. 8 Hz äußert.
Dieses Verhalten hat jedoch keine praktische Relevanz, da der Verstärker ohnehin über einen
Hochpaß mit einer Grenzfrequenz im kHz-Bereich angesteuert wird.
Um die großen (und teuren) Kondensatoren im Gegenkopplungspfad zu vermeiden wäre es auf den
ersten Blick naheliegend, den Widerstand im Gegenkopplungspfad zu erhöhen (R2411 und P2403).
In der Praxis verbietet sich das jedoch, da dann die Kapazitäten im zusätzlichen
Gegenkopplungspfad vom zweistelligen in den einstelligen pF-Bereich reduziert werden müßten.
Dann sind sie zu klein gegenüber den Streukapazitäten, so daß man kein reproduzierbares Verhalten
der Schaltung mehr hat.
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Test der Lastkompensation.
Die Lastkompensation wurde unter den folgenden Bedingungen getestet:
Die Gegenkopplung des Verstärkers war aktiv
Es wurde ein 1nF-Kondensator als externe Last an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen
Der Verstärker wurde mit einem 30 kHz-Rechtecksignal angesteuert.
Die Amplitude des Rechtecksignals wurde so eingestellt, daß der Verstärker an der Grenze des
Aussteuerbereichs arbeitet, aber noch kein Clipping des Signals stattfindet.
Das mittlere Potential der Anoden von V2504 betrug 380V. Dieser Wert wurde in einem
vorhergehenden Arbeitsschritt durch empirische Einstellung von P2501 auf maximale Aussteuerbarkeit
bestimmt.
C25061..3 = 0
Keine Kompensation, die abfallende Flanke ist flacher als die ansteigende Flanke
Tastkopf 1 zu 100
Meßpunkt: Anode V2504
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C25061..3 = 1nF (entsprechend externer Lastkapazität)
Gute Kompensation, ansteigende und abfallende Flanken sind ungefähr gleich steil
Tastkopf 1 zu 100
Meßpunkt: Anode V2504
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C25061..3 = 3nF
Überkompensation, die ansteigende Flanke ist flacher als die abfallende Flanke
Tastkopf 1 zu 100
Meßpunkt: Anode V2504
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Der Einfluß der Lastkompensation auf den Frequenzgang wurde untersucht:
Alle Meßbedingungen entsprechen exakt denen, mit denen die vorstehenden Oszillogramme
aufgezeichnet wurden.
Der Modulationsverstärker wird mit einem Sinussignal angesteuert. Der Pegel des Funktionsgenerators
wird so eingestellt, daß sich eine Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers von 120Vss bei 1kHz
ergibt (Meßpunkt: Anode V2504)
Mit C25061..3 = 0 ergibt sich eine -3dB Grenzfrequenz von 70 kHz
Mit C25061..3 = 1nF ergibt sich eine –3dB Grenzfrequenz von 100 kHz
Mit C25061..3 = 3nF ergibt sich eine Einschränkung des Aussteuerbereichs, Es werden Verzerrungen
bei 120Vss und Frequenzen im 2-stelligen kHz-Bereich sichtbar, daher keine weitere Untersuchung
Es zeigt sich, daß eine Dimensionierung von C C25061..3 = Cext auch in Bezug auf den
Frequenzgang ein optimales Verhalten zeigt.
Die abschließende Wahl von C25061..3 erfolgt nach den zu erwartenden externen Kapazitäten:
Duko:
470pF +50% - 20%
Schirmgitter kond.
100pF (1% oder 5%)
Zusätzlicher Schirmgitter kond. 100pF (1% oder 5%)
Kabel 60pF/m * 5m =
300pF
Summe:
970pF
Es wird der Standardwert 1nF bestückt, mit dem man im Rahmen der zu erwartenden Toleranzen
bereits eine hinreichend genaue Kompensation erzielt.
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Weitere Messungen am Modulationsverstärker.
Die folgenden Messungen wurden unter den nachstehenden Randbedingungen durchgeführt:
-
Externe Last: 1nF
P2403 ist so eingestellt, daß sich die maximale Wirkung der Gegenkopplung ergibt.
0dB- Bezug für Grenzfrequenzen ist 5 kHz
Die obere Kleinsignal-Grenzfrequenz bei einer Amplitude von 20Vpp am Ausgang ist ca. 300 kHz.
Wenn man die Amplitude bis nahe an die Grenze des Aussteuerbereichs auf 120Vpp am Ausgang
erhöht, dann zeigt sich oberhalb von 50 kHz ein Clipping des Sinussignals. Bis zum Einsatz dieses
Clippings ist jedoch keinerlei Variation der Amplitude zu erkennen.
Am „unteren Ende“ des Übertragungsbereichs ergibt sich ein Peaking von +3dB bei 8 Hz und ein
Amplitudenabfall von –3dB bei 5 Hz.
Die Aussteuerbarkeit der zweiten Treiberstufe wurde gemessen, indem der Modulationsverstärker mit
einem Dreiecksignal gespeist wurde. V2502 und V2504 wurden aus ihren Fassungen gezogen.
Damit wurde die Gegenkopplung deaktiviert und es konnte keine Begrenzung der Aussteuerung der
zweiten Treiberstufe durch den Gitterstromeinsatz der Endröhren auftreten. An C2503 und an C2504
konnte eine verzerrungsfreie Signalamplitude von bis zu 250 Vss gemessen werden.
Die Aussteuerbarkeit der Ausgangsstufe wurde mit einem in den Verstärker eingespeisten
Dreiecksignal von 1,7 kHz gemessen. Ohne externe Last ergab sich (sowohl mit als auch ohne
Gegenkopplung) eine Aussteuerbarkeit von 150 Vss. Mit einer externen Last von 1nF wurde (sowohl
mit als auch ohne Gegenkopplung) eine Aussteuerbarkeit von 130Vss gemessen.
Die Aussteuerbarkeit wird durch den Gitterstromeinsatz von V2504 begrenzt, womit sich dann ein
Clipping des Signals ergibt.
Bei einem Aufsteuern von V2504 steigt deren Kathodenpotential, während gleichzeitig das
Anodenpotential sinkt. Bei einem Aufsteuern von V2502 steigt ebenso das Kathodenpotential,
während jedoch das Anodenpotential konstant bleibt. Daher hat V2504 bei gleicher Aussteuerung
ein geringere verbleibende Anodenspannung als V2502. Daher tritt der Gitterstromeinsatz bei V2504
bei ansteigender Aussteuerung stets zuerst ein.
Die Gegenkopplung wurde durch Kurzschließen von R2341 deaktiviert. Der Verstärker wurde mit einer
externen Last von 1nF abgeschlossen. Es wurde eine Ausgangsspannung von 104Vss bei einer
Eingangsspannung von 25,5mVss bei 10 kHz Signalfrequenz gemessen, woraus eine Verstärkung von
4078 folgt. Bei einer Signalfrequenz von 5 kHz wurde eine Verstärkung von 4176 gemessen.
Der berechnete Wert ist 60 * 14 * 5 * 0,9 = 3780
Aus den Meßergebnissen der einzeln ermittelten Verstärkungen der einzelnen Stufen würde dagegen
eine Verstärkung von 58,7 * 13 * 7,7 * 0,93 = 5465 folgen. Die Messung der Verstärkungsfaktoren der
einzelnen Stufen sind offensichtlich mit großen Ungenauigkeiten, etwa durch Gleichtaktspannungen
oder Ablesefehler, behaftet, die sich bei der Betrachtung des Gesamtsystems aufsummieren.
Der Frequenzgang bei deaktivierter Gegenkopplung wurde mit einem Bezug von 0dB bei 5kHz bei
einer Ausgangsspannung von 40Vss und einer Last von 1nF mit 510 Hz bis 33kHz (-3dB) gemessen.
(zum Vergleich: Mit Gegenkopplung 5 Hz bis 300 kHz)
Die Verstärkung mit maximaler Gegenkopplung (P2403 kurzgeschlossen) ist 47,6, das ist hinreichend
nahe an der Sollvorgabe 50, womit die maximale Ausgangsspannung eines CD-Players von 2 Vss zu
einer Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers von 100 Vss führt.
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Die folgenden Oszillogramme geben einen Eindruck vom Übertragungsverhalten des
Modulationsverstärkers.
Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers
Meßpunkt:
Signalamplitude:
Tastkopf:
GND-Potential:
Audio-Eingangssignal:
Last:
J2501/1
40Vpp
1 zu 100
unterste waagrechte Grid-Linie.
Rechteck 20 kHz
1nF
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Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers an der Aussteuerungsgrenze
Meßpunkt:
Signalamplitude:
Tastkopf:
GND-Potential:
Audio-Eingangssignal:
Last:
J2501/1
130Vpp
1 zu 100
unterste waagrechte Grid-Linie.
Triangle 20 kHz
1nF
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Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers an der Aussteuerungsgrenze (für Rechteck)
Meßpunkt:
Signalamplitude:
Tastkopf:
GND-Potential:
Audio-Eingangssignal:
Last:
J2501/1
120Vpp
1 zu 100
unterste waagrechte Grid-Linie.
Rechteck 20 kHz
1nF
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Einstellung und Konstanz der Schirmgittervorspannung.
Es wurde im Laufe der Inbetriebnahme eine Schaltung hinzugefügt, in der mittels eines SourceFolgers mit dem MOSFET IRF840 die mittlere Schirmgitter-Spannung mittels eines Potentiometers
bequem eingestellt werden kann.
Die klanglich besten Ergebnisse zeigten sich bei einer mittleren Schirmgitter-Spannung von ca. 120V.
Der Schirmgitterstrom der Oszillatorröhre hängt in erheblichem Maße von der Schirmgitterspannung
ab. Die folgenden Meßwerte wurden nach Zündung der Plasmaflamme aufgenommen. Wenn der
Oszillator schwingt, die Plasmaflamme aber noch nicht gezündet ist, dann ist der Schirmgitterstrom
erheblich höher.
Ug2
Ig2
120V
110V
100V
90V
4,2 mA
2,8 mA
1,6 mA
0,92mA
Es zeigt sich in den folgenden Meßwerten die aus der Abhängigkeit von Ug2 und Ig2 resultierende
und bereits erwartete Abhängigkeit des Mittelwerts der Schirmgitterspannung von der Amplitude es
Audio-Signals:
Mittelwert Ug2 ohne Audio-Signal:
Mittelwert mit Audio-Signal 150Vss:
119V
111V
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Abschließende Messungen mit dem Audio-Analyzer DSCOPE II.
Der Modulationsverstärker wurde abschließend mit einem Audio-Analyzer DSCOPE II vermessen. Das
folgende Bild zeigt den Versuchsaubau. Der Verstärker wurde bei allem Messungen mit einer externen
Last von 1nF betrieben.
Aufbau zur Vermessung des Modulationsverstärkers mit dem Audio-Analyzer DSCOPE II
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Messung des Frequenzgangs:
Die Meßergebnisse für den Frequenzgang
Die Messung wurde mit einer Eingangsspannung von 1 Vss durchgeführt. Die Begrenzung nach unten
wird nicht durch den Modulationsverstärker, sondern durch die Anschaltung des Audio-Analyzers an
diesen (Hochpaß und Spannungsteiler) verursacht. Die Begrenzung nach oben wird durch die
Abtastrate des ADC des Audio-Analyzers von 192 kHz verursacht.
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Messung des Klirrfaktors:
Die Messung wurde mit einer Eingangsspannung von 1 Vss durchgeführt.
Die Meßergebnisse für den Klirrfaktor
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Messung des Störabstands:
Unter Bezug auf die Eingangsspannung von 1Vpp ( 50% der Vollaussteuerung) wurde eine
Störabstand (SNR) von –118 dB (A-Bewertet) und –91 dB (unbewertet) gemessen.
Zur weiteren Illustration ist noch das Spektrum der Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers bei
einem Eingangssignal von 1kHz mit einer Amplitude von 1V ss gezeigt.
Spektrum des Ausgangssignals des Modulationsverstärkers bei einem Eingangssignal von 1kHz mit
einer Amplitude von 1V ss
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Messung der Intermodulation:
Der Verstärker wurde mit einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 200 Hz und mit einer
Amplitude von 1 Vss und einem Signal mit einer Frequenz von 5 kHz und einer Amplitude von 250mV
gespeist. Es wurde ein Intermodulationsfaktor von 0,0097% gemessen.
Die Meßergebnisse für die Intermodulation
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Messung des Differenztonfaktors:
Der Modulationsverstärker wurde mit einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 1kHz und einer
Amplitude von 1Vpp und einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 900 Hz und einer Amplitude
von 1Vpp gespeist. Die Amplitude der hierbei entstehenden, unerwünschten, Differenzfrequenz von
100 Hz lag mehr als 95 dBu unterhalb der Amplitude der Eingangssignale. Es wurde ein
Differenztonfaktor von 0,0092 % gemessen.
Meßergebnisse für den Differenztonfaktor (Teil 1von 2)
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Meßergebnisse für den Differenztonfaktor (Teil 2 von 2)
Der Vollständigkeit halber wird noch eine Gegenüberstellung der Meßdaten des
Modulationsverstärkers und des BLACK CAT2 vorgenommen:
Betragsfrequenzgang
Klirrfaktor
SNR (unbewertet, Bezug 0dBu)
Intermodulationsgrad
(f1=200Hz, f2=5kHz)
Differenztonmessung
(f1=900Hz, f2=1kHz)
Modulationsverstärker
Konstant 33dBu
(f=100Hz...50kHz,
Eingangsspannung 1VPP)
<0,02% (f=70Hz...15kHz,
Eingangsspannung 1VPP)
97,8dBu
0,00973%
(Eingangsspannungen
1VPP,,250mVPP)
0,00929%
(Eingangsspannungen
1VPP,1VPP)
Black Cat2
Konstant 14dBu
(f=20Hz...45kHz,
Eingangsspannung 1,24VPP)
<0,04% (f=30Hz...45kHz,
Eingangsspannung 1,24VPP)
85dBu
0,1% (Eingangsspannungen
1,24VPP,,310mVPP)
0,002%
(Eingangsspannungen
1,24VPP,1,24VPP)
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Die Inbetriebnahme und die empirische Optimierung des
Oszillatorteils.
Verschiedene, kleinere Änderungen.
Der Draht am oberen Ende der tesla-Coil wurde zunächst mit einer Lötverbindung über eine
Schraube mit der Elektrode verbunden. Nach einigen Minuten Betriebszeit schmolz diese Lötstelle. Sie
wurde daraufhin durch eine Quetschverbindung ersetzt. Zusätzlich wurde diese Verbindung mittels
Sechskant-Abstandsbolzen von der die Elektrode haltende Schraubklemme abgesetzt. Die
Abstandsbolzen schaffen einerseits Distanz, andererseits wird über ihre Oberfläche Wärme abgeführt.
Mit den zunächst eingebauten Röhren EL519 zeigte sich ein sehr langsames Anheizen und
Anschwingen des Oszillators. Messungen zeigten, daß trotz der Verwendung von Lautsprecherkabel
für die Heizzuleitungen in dem 5m langen Anschlußkabel nur eine Spannung von 5,8V über den
Heizanschlüssen der Röhren lag. Die EL510 benötigt 6,3V bei ca. 2A. Daher wurde auf die, zudem
besser erhältliche, PL519, mit einer Heizspannung von 40V und einem Heizstrom 0,3A, umgestellt, die
über einen separaten, nachträglich eingebauten, als Standardprodukt erhältlichen, Trafo gespeist
wird. Damit ergab sich dann ein schnelles Anschwingen des Oszillators.
Abschirmung und zusätzliche Entstörung.
Es zeigte sich erwartungsgemäß, daß für einen hinreichend kleinen Störpegel außerhalb der PlasmaBox ein vollständiges Schließen der Abschirmung ( incl. aller Schrauben) notwendig ist.
Das Blech, das den Druck für die Halterung der Abschirmgitter verteilt hat sich mit einer Stärke von
1mm als zu dünn erwiesen, es wellt sich und liegt nicht an allen Stellen vollständig auf.
Auf der Leitung, die den Ausgang des Modulationsverstärkers mit dem Schirmgitter verbindet, zeigte
sich ein signifikanter HF-Störpegel. Dieser konnte durch den Einbau einer 100uH-Drossel zwischen
Schirmgitter und Durchführungskondensator sowie das Parallelschalten eines weiteren 100pFKondensators zum schon vorhandenen 100pF-Kondensator vom Schirmgitteranschluß nach Masse
um den Faktor 10 gesenkt werden.
Der mit diesen Maßnahmen erreicht Störpegel ist für die Praxis klein genug. Wenn man den BLACK
CAT 2 (ohne Eingangssignal) auf maximale Lautstärke stellt, dann ist nicht mehr das geringste
Störgeräusch zu hören. (Wenn man das jedoch tut, solange nicht alle Schrauben des
Abschirmgehäuses angezogen sind, ist ein leises Brummgeräusch zu vernehmen)
Es wurde versuchsweise eine weitere 100uH-Drossel zwischen dem außerhalb der Abschirmung
gelegenen Anschluß des Durchführungskondensators und dem Anschlußstecker eingefügt. Dies
brachte nicht die geringste Veränderung. Wenn man dagegen 3 Klappferrite, in etwa 10cm
Entfernung vom hochtönerseitigen Anschluß des Verbindungskabels, über das Anschlußkabel legt,
dann geht der Störpegel noch einmal signifikant zurück. Es handelt sich also um eine
Gleichtaktstörung.
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Die Betriebsanzeige.
Die Plasmaflamme muß, mit einem an einem Schraubenzieher isoliert angebrachten Drahtstück daß
man kurz an die Elektrode hält, manuell gezündet werden. Daher ist eine Anzeige, die das
Vorhandensein der Hochfrequenz anzeigt hilfreich und wurde nachträglich hinzugefügt.
Hierzu wird eine Glühlampe 28V, 40mA, 1,12W (SLI # 688, Farnell # 113-9305) einseitig geerdet und
auf der anderen Seite mit einem Stück Kupferfolie versehen, daß der kapazitiven Kopplung zum
oberen Ende der Tesla-Coil hin dient. Nach dem Zünden der Flamme erlischt das Lämpchen, da
damit die Feldstärke zurückgeht.
Achtung: Wenn man das Abschirmgehäuse öffnet, dann muß man das Lämpchen vor dem
Einschalten des Oszillators entfernen, da es aufgrund der dann geänderten Feldverhältnisse sonst
durchbrennt.
Die Betriebsanzeige
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Aktive Betriebsanzeige vor der Zündung
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Die Elektrode.
Es wurde zunächst mit Wolfram-Schweißelektroden gearbeitet. Es zeigte sich jedoch ein schneller
Abbrand der Elektroden in der Größenordnung von 1mm pro Stunde Betriebszeit.
Diese Elektroden wurden dann durch spezielle Elektroden mit wärmeabführendem Kupferkern, die als
Ersatzteil für Plasmalautsprecher von Magnat angeboten werden, ersetzt. Mit diesen Elektroden ist
bisher kein Abbrand oder Verschleiß aufgetreten.
Die genaue Bezeichnung:
Die Bezugsquelle:
Elektrode MP01
Magnat Audio-Produkte GmbH
Lise-Meitner Str. 9
D-50259 Pulheim
Tel.: 02234 / 807-0
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Die Inbetriebnahme, die empirische Optimierung und die akustische
Vermessung des Gesamtsystems.
Die Messungen mit dem HF-Demodulator.
Um die korrekte Arbeitsweise der Modulation zu überprüfen, wurde die HF-Spannung in der
Umgebung der Tesla-Coil kapazitiv ausgekoppelt und demoduliert.
Hierfür wurde die folgende Schaltung verwendet.
L1
100uH
R1
470R
Zum
Oszilloskop
D1
OA161
C1
10nF
Tesla-Coil
Schaltung zur Auskopplung und Demodulation der Hochfrequenz
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Die praktische Ausführung der Schaltung und der Koppelelektrode
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Detailansicht der Demodulatorschaltung
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Bei Betrieb ohne Audio-Signal stellt sich eine Gleichspannung von ca. 3,18V am Ausgang des
Demodulators ein.
Demodulierte HF an Auskopplung / Demodulatorschaltung:
Tastkopf 1 zu 100
GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie)
Kein Audio-Signal
Hinweis: Diese Messung, und alle folgenden Messungen dieses Abschnitts wurden noch mit einer
Schirmgitter-Gleichspannung von 93V durchgeführt. Dieser Wert wurde zu einem späteren Zeitpunkt
des Entwicklungsprozesses auf 120V erhöht.
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Die folgende Meßreihe wurde bei Ansteuerung des Schirmgitters mit 40 Vss aufgenommen.
Demodulierte HF an Auskopplung / Demodulatorschaltung:
Tastkopf 1 zu 100
GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie)
Audio-Signal 5kHz mit einer Amplitude von 40Vss an Schirmgitter
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HF-Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der vorstehenden Messung. Messung durch
Eintauchen des Tastkopfs um ca. 5mm in den geschirmten Bereich.
Tastkopf 1 zu 100, Signal ist mittelwertfrei.
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HF-Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der vorstehenden Messung. Messung durch
Eintauchen des Tastkopfs um ca. 5mm in den geschirmten Bereich.
Tastkopf 1 zu 100, Signal ist mittelwertfrei.
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Signal am Ausgang des Modulationsverstärkers Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der
vorstehenden Messung
Tastkopf 1 zu 100
GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie)
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Für die folgende Meßreihe wurde die Aussteuerung auf 130Vpp, die Aussteuerungsgrenze des
Modulationsverstärkers, erhöht.
Demodulierte HF an Auskopplung / Demodulatorschaltung:
Tastkopf 1 zu 100
GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie)
Audio-Signal 5kHz, Amplitude am Schirmgitter ist 130 Vss
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Dazugehöriges Signal am Ausgang des Modulationsverstärkers
Tastkopf 1 zu 100
GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie)
Auf der Folgeseite sind Ausschnitte aus dem Ausgangssignal des Demodulators und des
Modulationsverstärkers bei verschiedenen Aussteuerungen gegeneinandergestellt.
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Ausschnitt:
Signal am Ausgang des Demodulators bei Aussteuerung mit 130 Vss
Ausschnitt:
Signal am Ausgang des Demodulators bei Aussteuerung mit 40 Vss
Zum Vergleich: dazugehöriges Ausgangssignal des Modulationsverstärkers mit 40Vss
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Es ist eine geringe Signalverzerrung zu erkennen, die auch schon bei kleiner Aussteuerung auftritt. Die
Quelle dieser Verzerrung konnte noch nicht ermittelt werden. Sie kann sowohl durch eine
Nichtlinearität des Modulationsprozesses in der Oszillatorröhre als auch durch eine Nichtlinearität der
(einfachen) Demodulatorschaltung mit einer Germaniumdiode entstehen. Für eine Entstehung der
Nichtlinearität in der Demodulatorschaltung spricht, daß die Verzerrung von der Richtung der
Rampen abhängig ist, sie ist bei der ansteigenden Rampe ( = Aufladen des Kondensators am
Demodulatorausgang) deutlich stärker als bei der abfallenden Rampe.
In der Praxis spielen derartige Verzerrungen nur eine geringe Rolle, da die Grenzfrequenz des dem
Modulationsverstärker vorgeschalteten Hochpasses mit ca. 10 kHz so gewählt wurde, daß die
Klirrprodukte k2 (nicht störend) an der Hörgrenze sind, während man k3 (störend) mit dann 30 kHz auf
keinen Fall mehr hören kann.
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Zusammenfassung der abschließend verwendeten Parameter.
Abschließend ergab sich mit den folgenden Parametern der beste Klangeindruck:
-
Elektroden von Magnat (keine Störgeräusche durch Abbrand)
Grenzfrequenz des Hochpasses in der Weichenbox 9,4 kHz ( k3 nicht mehr hörbar)
Schirmgitterspannung (Mittelwert) 120V (große Flamme, großer Modulationsspielraum)
Verstärkung des Modulationsverstärkers ca. 50 (max. 100 Vss Ausgangsspannung bei maximalem
CD-Pegel von 2 Vss)
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Die akustischen Meßergebnisse.
Die akustische Vermessung wurde in der Prüfhalle des Fachbereichs Technische Akustik der TU-Berlin
durchgeführt. Das folgende Bild zeigt den Meßaufbau.
Meßaufbau für die akustische Vermessung in der Prüfhalle des Fachbereichs Technische Akustik der
TU-Berlin
Der Frequenzgang steigt bis hin zu 20 kHz (Grenze der Meßmöglichkeit) mit 16dB pro Dekade an. Der
Grund dafür ist, daß unterhalb von 20 kHz die Wellenlänge des Schalls größer als die Länge der
Flamme ist. Die abgestrahlte Leistung steigt mit dem Verhältnis der Wellenlänge zur abstrahlenden
Struktur an, bis die Größenordnung einer Wellenlänge erreicht ist.
Das folgende Diagramm zeigt den aufgenommenen Frequenzgang:
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Der Frequenzgang des Plasma-Hochtöners
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Die Richtcharakteristik der Schallabstrahlung ist im wesentlichen kreisförmig. Bei 1kHz ist die
Wellenlänge des Schalls groß gegenüber den durch die Konstruktion des Gehäuses und der in ihm
montierten Bauteile gegebenen Hindernissen. Bei höheren Frequenzen sind dagegen die Einflüsse
von Stützstreben und Halterungen erkennbar. Die Zacken in der zu 1kHz gehörenden Kurve
entstanden durch kurzzeitige Störgeräusche, die beim Herunterfallen eines Kabels während der
Drehbewegung auftraten.
Das folgende Bild zeigt die aufgenommene Richtcharakteristik.
Die Richtcharakteristik des Plasma-Hochtöners
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