EK1_P3_2007_06_27_Loesung

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Elektronik 1
Prüfung 3: 27. 6. 2007
Zeit 45 Minuten
Tipps
Musterlösung
Eigene Zusammenfassung von 10 Seiten erlaubt
Taschenrechner erlaubt, PC und Handy nicht erlaubt
Jede vollständig richtig gelöste Teilaufgabe gibt 3 Punkte
Zuerst alle Aufgaben durchlesen und mit der einfachsten beginnen
Jede Teilaufgabe lässt sich unabhängig von den anderen lösen
1. Transistor-Schalter
+ 5V
RC
Uein
Uaus
R2
T1
R3
a. Am Ausgang wird ein Widerstand von 470 gegen GND angeschlossen.
Dimensionieren Sie den Widerstand RC so, dass die Spannung am Ausgang folgende
Bedingung erfüllt.
T1 leitet: Uaus < 0.4V
T1 sperrt: Uaus > 2.4V
Wenn T1 sperrt, bilden RC und der 470-Widerstand einen Spannungsteiler.
Uaus = 5V·470/(RC+470) > 2.4V =>
RC < 509 Wahl: RC = 470
Die Bedingung T1 leitet wird für das Berechnen von RC nicht benötigt.
b. Dimensionieren Sie die Widerstände R2 und R3 so, dass folgende Bedingungen
erfüllt sind.
T1 leitet, wenn Uein > 2.0V
T1 sperrt, wenn Uein < 0.8V
(Falls Sie die vorherige Teilaufgabe nicht lösen konnten, nehmen Sie RC = 1k an.)
Wenn T1 leitet, fliesst ein Strom IC = (5V-0.4V)/RC = 9.8mA
Da keine spezifischen Angaben zum Transistor vorliegen, wird Stromverstärkung  =
100 und Sättigungsfaktor m = 5 angenommen.
Der Transistor wechselt vom leitenden in den sperrenden Zustand bei UBE = 0.6V.
T1 sperrt: UBE = Uein·R3/(R2+R3)
=>
UBE/R3 > (0.8V-UBE)/R2
=> R2 > R3·(0.8V-0.6V)/0.6V = R3/3 =>
R3 < 3·R2
T1 leitet: IB = IC//m = 0.49mA
UBE/R3+IB < (Uein-UBE)/R2 =>
0.6V/(3·R2)+0.49mA < (2.0V-0.6V)/R2
=> 0.6V/3+0.49mA·R2 < 1.4V =>
R2 < (1.4V-0.6V/3)/0.49mA
=> R2 < 2.4k Wahl: R2 = 2.2k
=> R3 < 3·R2 = 6.6k Wahl: R3 = 5.6k
c. Wie wirkt sich ein Kondensator zwischen Ausgang und GND auf die Ein- und die
Ausschaltzeiten aus?
Die Einschaltzeit sinkt nur wenig, da der Transistor mit dem Sättigungsfaktor m
Reserve hat und den Kondensator somit schnell entladen kann.
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Die Ausschaltzeit steigt stark an, da der Kondensator nur mit dem Strom durch RC
geladen werden kann.
2. Dreieck-Rechteck-Generator für PWM-Erzeugung
Dreieck
R1 22k
C1 113n
+
OP1 LM324
OP2 LM324
+
+
R2 22k
R3 22k
f=
R3
1

R2 4R1C1
+
+Vcc
+
+
Rechteck
+
+Vcc
Voltage (V)
Hinweis: Der LM324 ist ein Single-Supply-Operations-Verstärker. D.h. er kann so wie in
obiger Schaltung an einer einzigen Versorgungsspannung (Vcc = +5V und GND) betrieben
werden.
a. Die Eingänge der Op-Amps, die im obigen Schema noch nicht angeschlossen sind,
würden bei einem Dual-Supply-OpAmp an GND angeschlossen. Was muss damit bei
der Single-Supply-Variante gemacht werden? Erwartet wird eine begründete Antwort
mit einem konkreten Schaltungsvorschlag inkl. Bauteil-Werte.
Die Spannung an den Eingängen muss etwa die Hälfte der Versorgungsspannung
betragen. Am einfachsten macht man einen 1:1-Spannungsteiler zwischen GND und
Vcc und erzeugt so eine virtuelle Masse. Diese sollte zum Vermeiden von Störungen
mit Blockkondensatoren versehen werden.
b. Die Ausgangs-Spannung dieser Op-Amps
3.25
kann bis ca. 0.6V an die untere und bis ca.
1.2V an die obere Speisespannung folgen.
3.00
Damit wird die Amplitude des Rechteck- und
2.75
des Dreieck-Signals unsymmetrisch bezogen
auf die Speisespannung und variiert mit der
2.50
Speisespannung. Wie kann die Schaltung
2.25
modifiziert werden, damit das Rechteck- und
2.00
das Dreieck-Signal eine symmetrische
Amplitude von 0.6Vp (= 1.2Vpp) erhalten
1.75
und gegenüber der Mitte der Speisespannung
10m
15m
20m
25m
30m
(Vcc/2 = 2.5V) symmetrisch wird (wie im
Time (s)
nebenstehenden Diagramm)? Erwartet wird
ein Schaltungsvorschlag inkl. Bauteil-Werte.
0.6Vp entspricht der Flussspannung von antiparallelen Dioden, welche die
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Spannung gegenüber der virtuellen Masse begrenzen. Schaltung:
Dreieck
C1 113n
+
OP1 LM324
OP2 LM324
-
+
R3 22k
f=
R3
1

R2 4R1C1
+
+Vcc
+
+
R6 1k
Rechteck
+
+Vcc
D2 1N4448
+
R5 1k R4 1k
C5 1m C4 1m
+
+Vcc
R2 22k
D1 1N4448
R1 22k
3. Geschalteter Abwärtswandler
+
Speisung
T
PWM
L
SD
Ausgang
C
Last
Speisung: 15V
Ausgangspannung (Sollwert): 5.0V
Strom durch die Last: 0.5A
PWM-Taktfrequenz: 50kHz
PWM-Tastverhältnis: 1/3 (T leitet 1/3 der Zeit)
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a. Skizzieren Sie den Verlauf der Spannung und des Stromes an der Induktivität.
5
4
Ausgang 3
2
1
0
600m
500m
IL 400m
300m
200m
100m
0
15
10
UL
5
0
-5
0
100u
200u
300u
400u
500u
Time (s)
b. Berechnen Sie die Induktivität so, dass die Stromschwankung (Iripple) an der
Induktivität 100mA beträgt, wenn die Ausgangsspannung konstant 5.0V ist.
An einer Induktivität gilt:
u = L·di/dt
=>
L = u·dt/di = 667H => Wahl: L = 680H
c. Berechnen Sie die Kapazität so, dass die Spannungsschwankung (Uripple) am
Kondensator 200mV beträgt, wenn die Stromschwankung (Iripple) an der Induktivität
100mA beträgt.
An einer Kapazität gilt:
i = C·du/dt
=>
C = 1/u·∫i·dt
=> Integrations-Grenzen t = 0 .. 1/3·1/50kHz = 0 .. 6.67s
=> i ist dreieckförmig =>
Geradengleichung i(t) = 100mA·t/6.67s
2
=> C = 1/200mV·100mA· t /2/6.67s = 1.7F => Wahl: C = 1.8F
d. Nennen Sie je zwei Vor- und Nachteile auf, die entstehen, wenn die Schaltfrequenz
verdoppelt wird.
Vorteile: C und L werden kleiner, i und u werden kleiner
Nachteile: Höhere Schaltverluste in den Transistoren, mehr elektromagnetische
Störungen.
4. Ansteuerung eines Leistungstransistors
a. Der Gate-Anschluss eines FET ist sehr hochohmig (mehrere G). Trotzdem wird
empfohlen in der Gate-Leitung einen Widerstand von rund 10 einzubauen.
Weshalb?
Damit die Verluste beim Umschalten klein sind, muss schnell geschaltet werden. Der
Gate-Kondensator muss also schnell umgeladen werden, was einen möglichst kleinen
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Gate-Widerstand verlangt.
Ist der Gate-Widerstand zu klein, können hochfrequente Schwingungen auftreten als
Folge der FET-internen Induktivitäten. Ein höherer Widerstand dämpft diese
Schwingungen.
10 ist ein guter Kompromiss; der beste Wert hängt aber vom eingesetzten
Transistor ab.
b. Beim BJT muss Sättigung vermieden werden, wenn man Wert legt auf schnelles
Ausschalten. Wie sieht die Situation aus beim IGBT und beim FET (Antworten
begründen)?
IGBTs sättigen kaum, da bei durchgeschaltetem Eingangs-FET die Spannung UCE
nicht unter 0.7V fallen kann.
FETs kennen kein Sättigungsphänomen, da sie nur mit Majoritäts-Ladungsträgern
funktionieren.
5. Relais ansteuern mit einem digitalen Ausgangs eines Mikro-Controllers
Relais-Spule: 12V/60mA
Mikro-Controller-Ausgang: 0V oder 5V, max. 1mA
a. Skizzieren Sie eine Schaltung, die mit Hilfe des Signals vom Micro-Controller das
Relais ein- resp. ausschalten kann.
Der Mikro-Controller liefert zu wenig Strom und Spannung um das Relais direkt
anzusteuern.
Als einfachste Möglichkeit bietet sich ein enhancement-FET an.
Gate über einen Widerstand von ca. 100 am Controller-Ausgang
Source an GND
Drain an der Relais-Spule
Relais-Spule an 12V
Freilauf-Diode über der Relais-Spule um induktive Abschalt-Überspannungen zu
vermeiden.
6. Schutzschaltungen für einen Leistungstransistor
Speisung
+
Anschluss1
Last (ohmsch-induktiv)
SD
Anschluss2
Z
T
Anschluss3
C
R
In der Skizze sind drei mögliche Schutzschaltungen skizziert.
Füllen Sie diese Tabelle aus (pro richtiges Tabellenfeld gibt es 1 Punkt):
Variante
Schottky-Diode
Zener-Diode
RC-Glied
Beschreiben
Der Strom durch die
Es entsteht eine
Die magnetische
Sie die
Induktivität fliesst
induktive AbschaltEnergie lädt den
Funktionsweise
durch die Diode
Spannung, welche auf Kondensator auf und
bzw. die
weiter, bis die
den Wert der
wird im Widerstand
Schutzwirkung.
magnetische Energie
Zenerdiode begrenzt
verheizt.
abgebaut ist.
wird.
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Ist die BauteilDimensionierung
Last-abhängig?
(begründen)
Nein, ausser dass die
Diode den
Maximalstrom
(kurzzeitig) aushalten
muss.
Nennen Sie den
Sehr einfach.
Hauptvorteil
Billig.
dieser Schaltung.
(begründen)
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Die Zenerspannung
muss über der
Versorgungsspannung
und unter der
Durchbruchspannung
des Transistors
liegen. Die maximale
Verlustleistung ist ein
weiteres wichtiges
Kriterium.
Maximal-Spannung
wird kontrolliert.
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R und C bilden
zusammen mit der
Induktivität einen
Schwingkreis. Die
Elemente müssen
sorgfältig
aufeinander
abgestimmt werden.
R nimmt die
Verlustleistung auf.
Änderungsraten von
Spannung und Strom
können optimiert
werden.
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