Kap5_analog_mod_2008v1_2

ZHAW, NTM1, FS2008, 5-1
Kapitel 5:
Analoge Modulationsverfahren
Inhaltsverzeichnis
5.1. EINLEITUNG .................................................................................................................................... 2
5.2. AMPLITUDENMODULATION.......................................................................................................... 3
5.2.1.
5.2.2.
5.2.3.
5.2.4.
5.2.5.
5.2.6.
FREQUENZTRANSLATION DURCH MISCHUNG ................................................................................. 3
KLASSISCHE AM MIT ENVELOPPENDETEKTION .............................................................................. 6
KOHÄRENTE AM-DEMODULATION ................................................................................................ 8
EINSEITENBANDMODULATION (ESB)........................................................................................... 10
RESTSEITENBANDMODULATION .................................................................................................. 11
MISCHUNG AUF DIE ZWISCHENFREQUENZ ................................................................................... 12
5.3. WINKELMODULATIONEN FM UND PM ...................................................................................... 13
5.3.1 ZEITSIGNAL UND FREQUENZSPEKTRUM ........................................................................................ 13
5.3.2 MODULATOREN FÜR PM UND FM ................................................................................................. 17
5.3.3 DEMODULATION VON PM UND FM ................................................................................................ 19
5.3.4 RAUSCHUNTERDRÜCKUNG / CAPTURE EFFEKT BEI FM .................................................................. 22
5.4 LITERATURVERZEICHNIS ........................................................................................................... 24
© Marcel Rupf / Roland Küng 2008
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5.1. Einleitung
Es gibt heute nur noch wenige analoge Nachrichtensysteme, in denen analoge Quellensignale direkt, ohne vorherige Digitalisierung, versandt werden. Das a/b-Telefoniesystem,
das im Englischen POTS (Plain Old Telephone System) genannt wird, der analoge Rundfunk
im LW-, KW-, MW- und UKW-Band, das Fernsehen sowie der Sprechfunk in der Luftfahrt
sind die bekanntesten analogen Nachrichtensysteme, die noch in Betrieb sind. Aber auch
diese Systeme werden wohl bald durch digitale Nachrichtensysteme abgelöst. So steht zum
Beispiel heute der digitale DAB-Rundfunk (Digital Audio Broadcast) in der Einführungsphase.
In diesem Kapitel betrachten wir die analogen Modulationsverfahren, weil sie die Grundlage
für die digitalen Modulationsverfahren bilden. Zudem bewirkt der Übertragungskanal auch
an einer digitalen Modulation manchmal unerwünschte Amplituden- und Phasenmodulation.
Des Weiteren ist der Mischprozess in jedem Funksystem beliebiger Modulation eng
verwandt mit der Amplitudenmodulation.
Als Basisbandübertragung bezeichnet man die Übertragung der Nutzinformation im
Original-Frequenzband, z.B. im Frequenzbereich bis ca. 3.4 kHz beim Telefonieren. Wenn
die Nutzinformation aber z.B. über einen Funk- bzw. HF-Kanal übertragen werden soll
(Bandpassübertragung), muss das Nachrichtensignal zuerst in ein anderes Frequenzband
verlegt werden. Diese Aufgabe löst man durch Modulation eines Trägersignals, d.h. durch
Aufprägen der Basisbandinformation auf einen Träger. In Abbildung 5-1 ist die Bandpassübertragung schematisch dargestellt.
analoge
Quelle
s(t)
y(t)
Modulator
(HF-)
Kanal
TrägerOszillator
Demodulator
analoge
Senke
ev.TrägerOszillator
Abbildung 5-1: Bandpassübertragung mit moduliertem Träger.
Die Signalinformation s(t) kann nun entweder durch eine zeitliche Modulation der Amplitude
a(t) oder der Phase (t) auf einen cosinusförmigen Träger aufgebracht werden. Die allgemeine Form eines modulierten Trägersignals lautet demnach
y(t) = a(t)∙cos(2πf0t+φ(t))
Wir unterscheiden dabei die beiden grundsätzlichen Modulationsarten:
Amplitudenmodulation: a(t) = f[s(t)] und φ(t) = φ0
und
Winkelmodulation: a(t) = A0 und φ(t) = f[s(t)]
wobei die Winkelmodulation weiter in Phasen- und Frequenzmodulation unterteilt wird.
(5.1)
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5.2. Amplitudenmodulation
5.2.1. Frequenztranslation durch Mischung
In Abbildung 5-2 ist ein cosinusförmiges Nachrichten- bzw. Modulationssignal sm(t) dargestellt, das mit einem Produktmodulator bzw. Mischer die Amplitude eines Cosinusträgers
moduliert. Die Modulationsfrequenz fm ist typisch viel kleiner als die Trägerfrequenz f0.
y(t) = s(t)∙cos(2πf 0t)
s(t) = A∙cos(2πf mt)
cos(2πf 0t)
Beispiel: A=1, fm = 1 kHz, f0 = 20 kHz
s(t)
y(t)
Abbildung 5-2: Produktmodulation von cosinusförmigem Nachrichtensignal und Träger.
Durch trigonometrische Umformung erhält man für das resultierende AM-Signal
y(t) = A∙cos(2πfmt)∙cos(2πf0t)
= (A/2)∙cos(2π(f0-fm)t) + (A/2)∙cos(2π(f0+fm)t)
(5.2)
und damit das in Abbildung 5-3 dargestellte Spektrum. Man vergleiche mit den
Erkenntnissen aus [6].
Basisband
S(f)
A/2
f
-fm
- f0
„HF“-Band
fm
Frequenztranslation
+ f0
Y(f)
A/4
f
-f0
f0-fm
f0
f0+fm
Abbildung 5-3: Cosinusförmiges Nachrichtensignal und AM-Spektrum.
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Durch die AM wird das Spektrum des cosinusförmigen Nachrichtensignals um +f 0 und -f0
verschoben (Frequenztranslation). Das resultierende Spektrum setzt sich aus zwei Spektrallinien bei f0±fm mit je der halben Amplitude zusammen. Der Träger selbst tritt als Spektrallinie
nicht in Erscheinung.
Dieser Sachverhalt gilt nicht nur für cosinusförmige Nachrichtensignale, sondern für alle
Nachrichtensignale s(t) allgemein. Mit Hilfe der Eulerformel für den Cosinus kann das AMSignal wie folgt dargestellt werden
y(t) = s(t)∙cos(2πf0t) = 0.5∙ej2πfot ∙s(t) + 0.5∙e-j2πfot ∙s(t) .
(5.3)
Die Multiplikation des Nachrichtensignals s(t) mit einer Exponentialfunktion verursacht eine
Frequenzverschiebung des Nachrichtenspektrums S(f) [6]. Für das AM-Spektrum Y(f) des
AM-Signals y(t) gilt:
AM-Signal: y(t) = s(t)∙cos(2πf0t)
AM-Spektrum: Y(f) = (1/2)∙S(f+f0) +(1/2)∙S(f-f0)
(5.4)
In Abbildung 5-4 ist die Produktmodulation von einem nichtperiodischen Basisband-Signal
s(t) mit einem Cosinusträger im Spektrum dargestellt. Die AM bewirkt eine Frequenztranslation um ±f0.
S(f)
f
-f0
f0
B
Y(f)
S(f+f0)/2
USB
LSB
S(f-f0)/2
LSB
USB
f
-f0
f0
Abbildung 5-4: Amplitudendichtespektrum Y(f) eines mit einem nichtperiodischen
Basisband-Signal s(t) amplitudenmodulierten Trägers.
Besitzt das Basisbandsignal eine einseitige Bandbreite B, so beansprucht das modulierte
Signal die doppelte Bandbreite. Im einseitigen Spektrum, das der Darstellung am Spektrumanalyser entspricht, betragen die entsprechenden Bandbreiten B vor der Modulation bzw.
2B nach der Modulation.
Da die Spektralanteile auf der negativen Frequenzhalbachse eines reellen Basisbandsignals
s(t) dem konjugiert-komplexen Spektrumsverlauf auf der positiven Frequenzhalbachse entsprechen, ist im modulierten Signal y(t) die spektrale Information redundant vorhanden im:
Upper Side Band (USB), dem Seitenband oberhalb des Trägers f0, und im
Lower Side Band (LSB), dem Seitenband unterhalb des Trägers f0.
Man bezeichnet deshalb das im Blockschaltbild von Abbildung 5-2 dargestellte Verfahren
als Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger (engl. Double-Sideband
Suppressed Carrier bzw. DSSC) oft einfach mit Double Side Band (DSB) abgekürzt.
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Da beim unteren Seitenband für zunehmende Modulationsfrequenz die Frequenz der
Spektrallinie immer tiefer wird, spricht man auch von Kehrlage. Beim oberen Seitenband von
Gleichlage.
Für die multiplikative Mischung können lineare Multiplikatoren (ICs) eingesetzt werden, so
genannte Vierquadranten-Multiplikatoren [7]. In der Praxis multipliziert man das
Nachrichtensignal s(t) aber ebenso oft mit einem rechteckförmigen Träger und setzt dazu
einfache Schalter ein [7]. In Abbildung 5-5 ist das Prinzip eines Diodenschalters dargestellt.
Abbildung 5-5: Ringmischer.
Der Ringmischer ist ein elektronischer Umschalter. Voraussetzung dazu ist ein viel grösseres
Trägersignal sT(t) im Vergleich zum Modulationssignal s(t). Betrachtet man die
Funktionsweise genauer an Hand der Abbildung 5-5 für den Fall eines Aufwärtsmischer, d.h.
Ausgangsfrequenz liegt höher als Eingangsfrequenz, so liegt am Tor LO das LO-Signal VLO
(5-5a), welches die Dioden als Schalterersatz betreiben soll. Am Tor IF (Intermediate
Frequency) liegt das Eingangssignal VIF (5-5b) und am Tor RF das durch den Mischer
erzeugte Zweiseitenbandsignal VRF (5-5c).
Hat die Last ZRF Bandpasscharakter, so ist das kantige Signal in 55-c eindeutig als
Zweiseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger zu erkennen (Phasenumkehr 5-5d). Dank
des LO-Baluns wir der Träger, der ja sehr stark sein muss um die Dioden zu schalten, mehr
oder weniger gut am Tor RF eliminiert.
Die Eingänge RF und IF sind austauschbar, allerdings mit gewissen Einbussen bei der LOIsolation und nur das IF Tor kann tiefe Frequenzen verarbeiten (d.h. DC gekoppelt). Durch
entsprechende Wahl des DC-Wertes kann auch ein AM-Signal mit definiertem
Modulationsindex erzeugt werden.
Meist ist die Isolation LO nach RF besonders gut ausgeführt, damit das restliche LO-Signal
nicht zur Antenne gelangt und unzulässigerweise abgestrahlt wird. Für Aufwärtsmischer
(Spektrum wird zu höheren Frequenzen verschoben, Up-Converter) wird das IF Tor als
Eingang benutzt, für Down-Converter entsprechend das RF Tor.
Der Ringmischer schaltet damit während einer halben Periode von f0 die Nachricht s(t) direkt
durch, d.h. y(t) = s(t), und während der anderen Halbperiode umgepolt durch, d.h. y(t) = -s(t).
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Die Fourieranalyse des so umgeschalteten Modulationssignals enthält die gewünschten
Seitenbänder, ebenso aber auch Seitenbänder bei allen ungeraden Trägervielfachen.
Letztere müssen mit Filtern entfernt werden.
5.2.2. Klassische AM mit Enveloppendetektion
Wir wollen an dieser Stelle kurz auf die klassische Amplitudenmodulation eingehen, so wie
sie heute noch im Mittelwellen- und Kurzwellenrundfunk verwendet wird. Sie unterscheidet
sich von der reinen Zweiseitenband-Produktmodulation dadurch, dass eine Trägerkomponente mit übertragen wird. Dadurch lässt sich das Phasensynchronisationsproblem umgehen
und es resultieren höchst einfache Empfängerlösungen.
Die Trägerkomponente wird, wie in Abbildung 5-6 gezeigt, dadurch erzeugt, dass vor der
Multiplikation ein Gleichspannungsanteil zum Nutzsignal s(t) addiert wird. Dies bedingt, dass
s(t) selbst gleichspannungsfrei sein muss, was z.B. bei analogen Sprachsignalen der Fall ist.
m·s(t)
y(t) = A·[1+m·s(t)]∙cos(2πf0t)
Is(t)I ≤ 1
1
A·cos(2πf0t)
Beispiel: m=0.5, s(t) = cos(2πfmt), fm = 1 kHz, A=1, f0 = 20 kHz
s(t)
y(t)
Abbildung 5-6: Blockschaltbild AM-Modulators, Zeitsignal und Modulationsindex
Wird die Amplitude des Basisbandsignals mit der Bedingung Is(t)I ≤1 im Maximalpegel
begrenzt, so lässt sich mit dem Modulationsgrad m das Verhältnis von Signalamplitude zu
Trägeramplitude einstellen. Bewegt sich der Modulationsgrad in den Grenzen
0≤m≤1
(5.5)
so wird die Trägeramplitude a(t) = A[1+m∙s(t)] nie negativ.
Mit dem Beispiel des sinusförmigen Basisbandsignals s(t) resultiert für den modulierten
Träger
y(t) = a(t)∙cos(2πf0t) = A[1+m∙s(t)]∙cos(2πf0t)
(5.6)
das in Abbildung 5-7 dargestellte Linienspektrum.
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A
A/2
mA/4
mA/2
Y(f)
mA/2
mA/4
A/2
mA/4
mA/4
f
-f0-fm -f0+fm
-fm
fm
f0-fm
f0+fm
Abbildung 5-7: Linienspektrum Y(f) der klassischen Amplitudenmodulation mit Träger.
Im Vergleich mit der Zweiseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger fällt der zusätzliche, starke Trägeranteil mit einer Leistung von A2/2 auf, während die gesamte Signalleistung
nur m2A2/4 beträgt. Das Verhältnis von Signalleistung zu Trägerleistung beträgt damit
PSignal / PTräger 
m2 1

2
2
(5.7)
Selbst bei maximalem Modulationsgrad m = 1 fällt doppelt soviel Leistung auf den Träger als
auf das eigentliche Informationssignal. Dies ist der Hauptgrund, dass die klassische AM in
Übertragungssystemen nur noch selten verwendet wird. Es ist daher naheliegend, den
Träger zumindest stark zu reduzieren, so dass er trotzdem im Empfänger als
Frequenzreferenz zur Verfügung steht.
Andere Modulationsverfahren gehen haushälterischer mit der zur Verfügung stehenden
Sendeleistung um.
Gewöhnliche AM-Signale sind nicht nur bezüglich ihrer Leistung sondern auch bezüglich der
Bandbreite sehr ineffizient.
Ein Blick auf das amplitudenmodulierte Zeitsignal in Abbildung 5.6 zeigt den Vorteil dieser
klassischen Modulationsart. Das Informationssignal s(t) ist in der Umhüllenden oder Enveloppe des Trägersignals enthalten und kann durch eine Gleichrichtung und nachgeschaltete
Tiefpassfilterung bis auf einen konstanten DC-Anteil wieder zurückgewonnen werden. Weder
die genaue Frequenz f0, noch die Phase 0 muss bekannt sein. Man spricht daher bei der
Enveloppendetektion auch von einer nicht-kohärenten Demodulation.
In Abbildung 5-8 ist der Enveloppen- bzw. Hüllkurvendetektor in der einfachsten passiven
Form dargestellt. Er besteht aus einem Einfach- oder Doppelweggleichrichter mit
anschliessendem Tiefpassfilter. Seine Funktion ist identisch jenem eines gewöhnlichen
Wechselspannungs-Gleichrichters mit anschliessender Filterung (Siebung des
Wechselanteils mit einem Filter). Allerdings muss eine schnelle Diode gewählt werden, die
der HF- Frequenz folgen kann. Eine positive Eingangsspannung lädt über die Diode den
nachfolgenden Kondensator bis auf die Spitzenspannung auf. Sobald die Eingangsspannung
unter den Wert der Kondensatorspannung fällt, sperrt die Diode, sie trennt also die Eingangsquelle vom Kondensator ab, bis deren Spannung wieder grösser als die
Kondensatorspannung ist (zuzüglich Spannungsabfall über der Diode). Während der
Sperrzeit der Diode entlädt sich der Kondensator langsam über R.
Die Zeitkonstante des RC-Gliedes muss wesentlich länger sein als die Periodendauer des
Eingangssignals, aber so kurz, dass die Entladung dem Signal bei der maximalen Modulationsfrequenz folgen kann. Das Ausgangssignal folgt also recht genau der Hüllkurve des
gleichgerichteten modulierten Signals. Dieses Verfahren funktioniert nur dann gut, wenn die
Trägerfrequenz viel grösser ist als die höchste auftretende Modulationsfrequenz.
Bsp: Mittelwelle: fT = 560 kHz, fm = 3 kHz
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Abbildung 5-8: Enveloppen- bzw. Hüllkurvendetektor.
5.2.3. Kohärente AM-Demodulation
Wie gewinnt der Empfänger am anderen Ende der Übertragungsstrecke das Basisbandsignal aus dem modulierten Träger zurück, wenn nicht klassische AM benutzt wird? Als
Ansatz betreiben wir den Produktmodulator aus Abbildung 5-2 in umgekehrter Richtung und
hoffen durch nochmaliges Mischen mit der Trägerfrequenz eine Basisbandkomponente zu
erhalten. In Abbildung 5-9 ist die Schaltung dieses Produktdemodulators dargestellt.
y(t) = s(t)∙cos(2πf0t+φ0)
d(t) = s(t)∙cos(2πf0t+φ0)∙2∙cos(2πf0t)
2∙cos(2πf0t)
Abbildung 5-9: Blockschaltbild des kohärenten Produktdemodulators.
Am Empfangsort taucht das Problem auf, dass zwar die nominelle Trägerfrequenz f0 am
Empfänger „quarzgenau“ eingestellt werden kann, die absolute Phasenlage 0, mit der das
Trägersignal ankommt, aber unbekannt ist.
Das Signal am Ausgang des Produktdemodulators in Abbildung 5-9 kann wie folgt trigonometrisch umgeformt werden
d(t) = s(t)∙cos(φ0) + s(t)∙cos(4πf0t+φ0)
(5.8)
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Der erste Term ergibt die gewünschte Basisbandkomponente, während der zweite Term eine
Spektralkomponente bei der doppelten Trägerfrequenz darstellt, die mit einem einfachen
Tiefpassfilter eliminiert werden kann, wie Abbildung 5-10 zeigt.
S(f)cos 0
S(f+2f0)/2
S(f-2f0)/2
f
-2f0
-f0
B
f0
2f0
Abbildung 5-10: Kohärente AM-Demodulation mit nachgeschaltetem Tiefpassfilter.
In Gleichung (5.8) tritt die Hauptschwierigkeit zu Tage, mit welcher die kohärente oder
phasensynchrone Demodulation zu kämpfen hat. Stimmen die Phasenlagen des empfangenen Trägers und des Empfängeroszillators nicht überein, so wird im schlimmsten Fall für
0 = /2 der Faktor cos 0 = 0 und die Basisbandkomponente s(t) wird ausgelöscht.
Deshalb findet man manchmal bewusst einen Restträger dem DSSC- Signal zu, welcher
dann im Empfänger herausgefiltert, verstärkt und als Mischertaktsignal benutzt wird. Eine
auch als integrierte Schaltung erhältliche Version ist die Regeneration mit einem PLL [7], wie
dies Abb. 5-11 zeigt. Bei dieser Lösung ist die Empfangsträgerfrequenz identisch mit dem
Sender und in der richtigen Phasenlage. Ein Bandpass oder Tiefpass filtert das Basisband
heraus.
Abbildung 5-11: Abhilfe mit Regeneration des Restträgers
Eine andere Abhilfe gegen das Phänomen der Auslöschung und gleichzeitig ein Hilfsmittel
für die Phasensynchronisation im Empfänger stellt der Quadratur-Demodulator in Abbildung
5-12 dar [6]. Das Empfangssignal y(t) wird durch einen Quadratur-Demodulator zusätzlich
mit einem um /2 verschobenen Oszillatorsignal der Frequenz f0 multipliziert, so dass neben
der sogenannten Inphasen-Komponente i(t) des gewöhnlichen Produktdemodulators noch
eine um 90 verschobene Quadratur-Komponente q(t) erzeugt wird.
y(t) = s(t)∙cos(2πf0t+φ0)
TP
i(t) = s(t)∙cos(φ0)
TP
q(t) = s(t)∙sin(φ0)
2∙cos(2πf0t)
-2∙sin(2πf0t)
Abbildung 5-12: Quadratur-Demodulator mit Inphasen- und Quadratur-Komponente.
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In jeder beliebigen Phasenlage - < 0   ist damit immer mindestens eine der beiden
Komponenten ungleich Null, so dass nie eine Auslöschung auf beiden Kanälen gleichzeitig
auftritt, siehe Abbildung 5-13.
Q-Komponente
s(t)
0
q(t)
I-Komponente
i(t)
Abbildung 5-13: Signaldarstellung mit Inphasen- und Quadratur-Komponente.
Mit einer sogenannten „Costas-Schleife“ kann durch Schieben der Empfangsoszillatorphase
die Quadratur-Komponente auf Null geregelt werden, so dass die Inphasen-Komponente
immer optimal ausgesteuert wird.
In modernen Systemen werden die Inphasen- und Quadratur-Komponenten meist direkt
zweikanalig abgetastet, in digitale I- und Q-Werte gewandelt und dann digital weiterverarbeitet [6].
5.2.4. Einseitenbandmodulation (ESB)
Fast besser bekannt ist die Einseitenbandmodulation unter dem englischen Ausdruck "Single
Sideband Modulation" oder SSB. Bei der Zweiseitenbandmodulation enthalten beide
Seitenbänder dieselbe Information. Eines davon kann man sich sparen ohne Verlust an Information. Die Vorteile der ESB ergeben sich aus dem Bandbreitenbedarf für die Übertragung und der Leistungseffizienz, ihre Nachteile hingegen aus dem erhöhten Aufwand für die
Erzeugung und die Demodulation.
Zur Erzeugung der ESB gibt es zwei Methoden, die Filtermethode und die Phasenmethode.
Bei der ersten wird eines der beiden Seitenbänder mit einem Filter entfernt. Dafür eigenen
sich Quarz- und Keramikfilter, welche aber auf einer festen Zwischenfrequenz betrieben
werden und eine weitere Mischstufe erforderlich machen. Ist die tiefste Modulationsfrequenz
nahe bei null, so liegen die beiden Seitenbänder sehr nahe beieinander. Dann ist es äusserst
schwierig, die beiden Bänder mit einem Filter zu trennen (z.B. nur 100 Hz Abstand, wenn
Tonsignale bis hinab zu 50 Hz übertragen werden sollen. Schwierig ist es auch dann, wenn
das Signal selber keine Amplituden und Phasenverzerrungen toleriert, wie dies
beispielsweise beim Bildsignal des analogen TV der Fall ist.
Bei der Phasenmethode löst man diese Aufgabe, indem die Ausgangssignale von zwei
Modulatoren kombiniert werden, siehe Abbildung 5.14.
Die beiden Modulatoren werden mit Trägersignalen gespeist, die sich um 90˚ in der Phase
unterscheiden. Auch die Modulationssignale sind um 90˚ gegeneinander gedreht. Bei der
Addition der beiden Ausgangssignale löscht sich, je nach Wahl der Phasenverschiebung,
das eine oder andere Seitenband aus. In der gezeichneten Version ist es das obere Seitenband, welches ausgelöscht wird. Die erreichbare Unterdrückung des nicht erwünschten
Seitenbandes ist abhängig von der Symmetrie der Schaltung und der erreichbaren Genauigkeit bei den 90˚-Phasenverschiebungen zwischen den Signalen, liegt jedoch bei etwa
35…40 dB ohne grossen Abgleichaufwand. Der schwierigste Teil dieser Schaltung ist der
Phasenschieber für das Modulationssignal, der den ganzen zugehörigen Frequenzbereich
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-11
abdecken muss. In neueren Systemen werden darum die I- und Q-Signale von s(t) direkt von
einem DSP erzeugt und nach einer D/A-Wandlung an die beiden Mischer geführt.
s(t)
00
900
cos(2πf0t)
y(t)
sin(2πf0t)
Abbildung 5-14: Prinzipschema des ESB-Modulators.
Wie werden SSB Signale demoduliert? Genau gleich wie DSB-Signale mit einem
Produktdemodulator nach Fig. 5-9. Das Problem der Auslöschung entsteht bei SSB nicht,
weil eben nur ein Seitenband vorhanden ist. Hingegen muss ebenfalls der Träger lokal sehr
genau erzeugt werden, sonst entstehen Frequenz Abweichungen die bei Sprache störend
wirken (Micky Maus Effekt). Bei DSB andrerseits bewirkt eine Frequenzabweichung eine
Schwebung der I- und Q-Signale mit der Frequenz der Abweichung.
Die Einseitenbandmodulation wird unter anderem in der Trägerfrequenztechnik (Frequenzmultiplex) und im Amateurfunk verwendet.
5.2.5. Restseitenbandmodulation
In manchen Fällen ist die benötigte Bandbreite der Zweiseitenbandmodulation zu gross, der
Filteraufwand, der für eine reine Einseitenbandmodulation getrieben werden muss, aber
auch zu gross. So sind zum Beispiel beim analogen TV an das Bildsignal hohe
Anforderungen an Amplituden- und Phasengang gestellt, was im Widerspruch zu steilen
analogen Filtern steht.
Abbildung 5-15: Spektrum VSB, Beispiel Basisbandspektrum des Analog TV (CCIR).
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In diesen Fällen ist die Restseitenbandmodulation eine günstige Zwischenlösung (englisch:
Vestigial Sideband, VSB). Bei dieser macht man einen graduellen Übergang von der
Zweiseiten- zur Einseitenbandmodulation. Man führt zuerst eine normale Zweiseitenbandmodulation durch und filtert den grösseren Teil des unerwünschten Seitenbandes weg. In der
Empfänger-ZF filtert man das Spektrum mit einem Filter, welches bei der Trägerfrequenz
noch die Hälfte des ursprünglichen Anteils passieren lässt und einen abnehmenden Anteil
des Restseitenbandes für den Empfänger im Signal belässt. Das Filter muss eine
Charakteristik aufweisen, welche eine ungerade Symmetrie bei den Amplituden der oberhalb
und unterhalb des Trägers liegenden Seitenbänder ergibt, siehe Abbildung 5.15. Man kann
zeigen, dass bei dieser ungeraden Filterung des Spektrums sich für alle Modulationsfrequenzen bei der Demodulation die Beiträge der beiden Seitenbänder zum korrekten
Basisbandsignal addieren. Als Filter werden bevorzugt SAW Filter auf einer geeigneten
Zwischenfrequenz (z.B. beim TV auf 45.75 MHz) verwendet.
Die Restseitenbandmodulation wird dort eingesetzt, wo die Reduktion der Bandbreite des
modulierten Trägers wichtig ist. Wie Abb. 5-15 zeigt, beträgt die Bandbreite des Basisbandsignals beim Fernsehen 6 MHz. Mit normaler Zweiseitenbandmodulation wäre für den
modulierten Träger eine Bandbreite von 12 MHz erforderlich. Mittels Restseitenbandmodulation kann diese auf 7 MHz reduziert werden.
5.2.6. Mischung auf die Zwischenfrequenz
In vielen Empfängern wird die Kanalfilterung auf einer festen Zwischenfrequenz realisiert. In
Abbildung 5-16 ist der so genannte Heterodyn-Empfänger dargestellt [6].
Abbildung 5-16: Prinzipschema Überlagerungsempfänger.
Bei diesen Mischprozessen handelt es sich immer um DSSC Modulation. Es entsteht immer
ein oberes und ein unteres Seitenband. Beim Herabmischen interessiert man sich nur für die
tiefer liegende Differenzfrequenz, die Zwischenfrequenz fZF. Durch das Konzept der
Zwischenfrequenz, kann das unerwünschte Seitenband leicht mit dem ZF-Filter entfernt
werden.
Eine unerwünschte Folge der DSB Mischung ist das bekannte Problem des
Spiegelbildempfangs. Das Frequenzband im Abstand 2 fZF vom Nutzsignal in Richtung der
LO-Frequenz würde ebenfalls ins ZF-Filter fallen[7]. Das Bandpassfilter im Front-End hat die
Aufgabe dieses Spiegelbild zu eliminieren.
Der Lokaloszillator muss in seiner Frequenz dem Empfangskanal entsprechend veränderbar
aber gleichzeitig sehr stabil sein. Der Lokaloszillator ist die Baugruppe in jedem
abstimmbaren Empfänger, die letztlich die gewünschte Empfangsfrequenz bestimmt. Sie
wird meist mit dem Begriff Synthesizer bezeichnet.
Die „schmale“ Kanalfilterung kann auf der ZF viel einfacher als auf der Empfangsfrequenz
vorgenommen werden, weil für die Realisierbarkeit das Verhältnis von Bandbreite zu
Mittenfrequenz nicht zu klein sein darf und weil die Mittenfrequenz des ZF-Filters auch bei
Kanalwechsel konstant bleibt.
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5.3. Winkelmodulationen FM und PM
Bei der analogen Winkelmodulation wird die analoge Nachricht dem Winkel bzw. der Phase
eines harmonischen Trägers aufgeprägt. Die Amplitude bleibt konstant.
Die Winkelmodulation ist ein Oberbegriff für die Frequenzmodulation (FM) und die Phasenmodulation (PM).
5.3.1 Zeitsignal und Frequenzspektrum
Im Folgenden nehmen wir an, dass die Nachricht s(t) den Spitzenwert Sp aufweist, d.h.
Is(t)I < Sp.
Bei der Phasenmodulation ist die Trägerphase φ(t) proportional zum informationstragenden
Modulationssignal s(t), d.h.
PM-Signal: φ(t) = kPM·s(t)
(5.9)
yPM(t) = A0·cos[ω0·t + φ(t)] = A0·cos[ω0·t + kPM·s(t)]
wobei A0 die Trägeramplitude, f0 die Trägerfrequenz und kPM [rad/V] die PM-Konstante
darstellen. Die maximale Phasenänderung
Δφ = kPM·Sp
(5.10)
wird Phasenhub genannt.
Bei der Frequenzmodulation ist die Momentan(kreis)frequenz ωFM(t) bzw. die Winkeländerung dθ(t)/dt proportional zur Nachricht s(t), d.h.
FM-Signal: ωFM(t) = dθ(t) / dt = ω0 + kFM·s(t)
(5.11)
t
y FM (t) = A 0  cos[Θ(t)] = A 0  cos[ω0 t+k FM   s(τ)  dτ]
0
wobei kFM [(rad/s)/V] die FM-Konstante darstellt. Die maximale Momentanfrequenzänderung
Δf = Δω/2π = kFM·Sp/2π
wird Frequenzhub genannt (englisch: max. deviation).
FM und PM sind stark verwandt. Ein PM-Signal kann auch mit einem einfachen FMModulator erzeugt werden, wenn das Nachrichtensignal zuerst differenziert wird, siehe
Abbildung 5-18.
Abbildung 5-18: PM-Modulation durch Differentiation und FM-Modulation.
(5.12)
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-14
Umgekehrt kann ein FM Signal mit einem PM-Modulator erzeugt werden, wenn das
Nachrichtensignal zuerst integriert wird.
In Abbildung 5-17 ist der Unterschied zwischen FM und PM dargestellt. Die Momentanfrequenz des FM-Signals folgt dem Nachrichtensignal. Die Momentanfrequenz des PMSignals dagegen ist proportional zur Ableitung des Nachrichtensignals, d.h.
ωPM(t) = ω0 + kPM · dsm(t) / dt .
(5.13)
Abbildung 5-17: Unterschied zwischen FM und PM, siehe [3].
Um mehr über die FM und PM aussagen zu können, betrachten wir zuerst einmal das
cosinusförmige Modulationssignal:
s(t) = Sp·cos(ωm·t) .
(5.14)
Das cosinusförmig modulierte PM-Signal sieht wie folgt aus:
yPM(t) = A0·cos[ω0·t + kPM·Sp·cos(ωm·t)].
(5.15)
Das cosinusförmig modulierte FM-Signal sieht wie folgt aus:
yFM(t) = A0·cos[ω0·t + (kFM/ωm)·Sp·sin(ωm·t)].
(5.16)
Man definiert den Modulationsindex FM nun wie folgt:
(kFM/ωm)·Sp = Δω/ωm = Δf/fm = βFM
(5.17)
βFM stellt das Verhältnis zwischen Frequenzhub Δf und Modulationsfrequenz fm dar. Der
aktuelle Index variiert bei 100% Aussteuerung invers mit der Modulationsfrequenz. Bei
technischen Systemen werden vorzugsweise der Hub und die maximale
Modulationsfrequenz festgelegt.
Bei cosinusförmiger Winkelmodulation mit einer festen Modulationsfrequenz kann man also
nicht sagen, ob es sich um eine FM oder um eine PM handelt.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-15
Das Spektrum eines PM- oder FM-Signals kann nur für ein cosinusförmiges Nachrichtensignal elementar berechnet werden. Weil die PM und die FM keine linearen Modulationen
sind, können die Resultate aber nicht verallgemeinert werden.
Das cosinusförmig modulierte FM-Signal kann wie folgt in eine Reihe entwickelt werden

y FM (t) = A 0   J n (β FM )  cos[(ω0 +nωm )t] ,
(5.18)
n=-
wobei Jn(βFM) Besselfunktionen 1. Art der Ordnung n darstellen und vom Modulationsindex
βFM abhängen. Die Besselfunktionen weisen die folgende Symmetrie auf
J-n(βFM) = (-1)n·Jn(βFM).
(5.19)
Ein cosinusförmig moduliertes FM-Signal besitzt ein Linienspektrum mit Linienabstand fm!
Aus Abbildung 5-19 ist ersichtlich, dass für ein gegebenes βFM nur die Besselfunktionen bis
zur Ordnung n = βFM + 1 wirklich relevant sind. Dem Modulationsindex βFM kommt demnach
eine entscheidende Rolle für die Anzahl der auftretenden Seitenlinien zu.
Abbildung 5-19a:
Besselfunktionen erster Art bis 8. Ordnung
Die Bandbreite eines cosinusförmig modulierten FM-Signals beträgt also ungefähr
B ≈ 2·( βFM+1)·fm = 2·(Δf+fm).
(5.20)
Diese Bandbreite wird häufig Carson-Bandbreite genannt. Sie kann auch zur Abschätzung
der FM-Bandbreite für ein allgemeines Nachrichtensignal verwendet werden. Der
Bandbreitenbedarf von Grosshub-FM (Δf >> fm) ist mit ungefähr 2*f viel grösser als von AM.
Dafür ist die FM um einiges störresistenter als die AM (siehe 5.3.4).
Beim UKW-Rundfunk beträgt die maximale Modulationsfrequenz max(fm) = 15 kHz und der
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-16
Frequenzhub Δf = 75 kHz. Die technische Bandbreite des UKW-Signals beträgt demnach
180 kHz. Die Begrenzung des Spektrums durch Vernachlässigung der Terme höherer
Ordnung bewirkt (kleine) nichtlineare Verzerrungen. Der Kanalabstand beträgt in der Regel
300 kHz.
In Abbildung 5-19 sind einige typische Spektren für unterschiedliche Modulationsindizes
dargestellt, wobei der Frequenzhub konstant gehalten wird. Bei kleinen Modulationsfrequenzen ist βFM bzw. die Anzahl (nichtverschwindender) Spektrallinien gross, dafür liegen
sie nahe beieinander. Je grösser die Modulationsfrequenz wird, umso geringer wird βFM
bzw. die Anzahl Spektrallinien. Sie bleiben aber immer innerhalb der Carson-Bandbreite.
Abbildung 5-19b: FM-Spektren für fm und unterschiedliche Modulationsindexe.
Bei der PM wird der Phasenhub Δφ konstant gehalten. Aus den Gleichungen (5.10) und
(5.15) folgt, dass der Modulationsindex mit dem Phasenhub identisch ist, d.h. βPM = Δφ. Bei
der PM ist damit die Anzahl der Spektrallinien konstant. Je grösser nun die Modulationsfrequenz fm gewählt wird, umso breiter wird das Spektrum!
Im Gegensatz zur AM bleibt der Trägeranteil bei der FM nicht konstant. Er kann auch null
werden, nämlich für βFM = 2.4 bzw. 5.5 bzw. 8.7.
In Abbildung 5-19 ist auch ersichtlich, dass für Kleinhub-FM
βFM = Δf / fm << 1
(5.21)
das Spektrum wie bei der AM nur noch aus einem Träger bei f0 und zwei Linien bei f0 ± fm
besteht.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-17
Der Unterschied zur AM wird ersichtlich, wenn man das Zeitsignal eines cosinusförmig
modulierten Kleinhub-FM-Signal betrachtet (siehe z.B. [3])
yK-FM(t) = A0·cos[ω0·t] + (βFM/2)·cos[(ω0+ωm)·t] - (βFM/2)·cos[(ω0-ωm)·t].
(5.22)
Das negative Vorzeichen in Gleichung (5.22) bewirkt, dass die Amplitude konstant bleibt.
Kleinhub-FM und Zweiseitenband-AM sind ungefähr gleich störempfindlich. Die Kleinhub-FM
ist aber unempfindlich gegenüber Amplituden-Nichtlinearitäten. Somit können nichtlineare
Verstärker mit gutem Wirkungsgrad eingesetzt werden. Dies ist z.B. in batteriebetriebenen
Handfunkgeräten wichtig.
5.3.2 Modulatoren für PM und FM
Jeder elektronisch abstimmbare Oszillator (englisch VCO = voltage controlled oscillator)
eignet sich als Frequenzmodulator. Voraussetzung ist einzig, dass die Frequenzänderung im
benötigten Frequenzband linear verläuft mit der Steuerspannung. Praktisch baut man solche
Oszillatoren mit Schwingkreisen, bei denen ein Teil der Schwingkreiskapazität durch eine
Kapazitätsdiode gebildet wird. Damit lässt sich über die Vorspannung dieser Diode die
Schwingfrequenz elektronisch abstimmen.
Phasenmodulatoren zu bauen ist ebenfalls mit Kapazitätsdioden möglich in Form von RC
oder LC Phasenschiebern. Es ist aber schwieriger, die Phase linear ändern zu können. Eine
gute Alternative ist ja die Lösung nach Abbildung 5-18.
Die PM-Modulation kann auch durch Differentiation und FM-Modulation generiert werden.
Differenzierglieder kann man mit guter Genauigkeit mit einem Operationsverstärker realisieren. In der Praxis wird der Frequenzbereich mit linear ansteigendem Amplitudengang auf
ein Frequenzband zwischen f1 und f2 eingeschränkt, siehe Abbildung 5-20.
idealer Differentiator
(Vorbetonung)
G
f
f1
f2
Abbildung 5-20: Frequenzgang des idealen und praktischen Differentiators.
Zurück zur FM.
Für FM stehen mit der Phase Locked Loop Technik sehr interessante Modulatoren zur
Verfügung. In den meisten Systemen benötigt man sowieso einen Synthesizer für die
Lokaloszillator oder Trägerfrequenz-Erzeugung. In diesem Synthesizer lässt sich FM sehr
gut miteinbeziehen. Abbildung 5-21 zeigt eine von vielen Möglichkeiten eine FM Modulation
zu erzeugen. Ein 5 MHz Quarzoszillator wird durch das Modulationssignal via
Kapazitätsdiode in der Frequenz gezogen. Dies ist in einem Bereich von +- 40 ppm möglich.
Die Sendefrequenz soll bei 125 MHz liegen. Der PLL soll auf der Vergleichsfrequenz von 2.5
MHz arbeiten. Dadurch wird also die Quarzfrequenz und die modulierende Frequenz um den
Faktor 25 multipliziert und man erhält einen maximalen Hub von +- 5 kHz. Es handelt sich
also um Schmalband-FM. Unschön für eine Mehrkanallösung ist, dass Kanalfrequenz und
Hub aneinander gekoppelt sind.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-18
Abbildung 5-21: FM Modulator auf PLL Basis
Die Lösung nach Abbildung 5-22 hat diesen Nachteil nicht mehr. Der Synthesizer liefert eine
Steuerspannung die zum gewünschten Kanal passend ist, wobei das Tiefpassfilter (TP)
verhindert, dass das Modulationssignal im PLL Feedback Loop durchgelassen wird. ZU
dieser Steuerspannung wird das Modulationssignal addiert. Der VCO des PLL erzeugt eine
Schmalband-FM, welche im anschliessenden Multiplizierer vervielfacht wird. Der
Modulationsindex beträgt im Beispiel letztlich 5.
Abbildung 5-22: Breitband FM mit Hilfe eines PLL
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-19
Eine neuere Variante zur Erzeugung von FM und PM bedient sich der Technik numerisch
gesteuerter Oszillatoren, welche einen digitalen Akkumulator besitzen, dessen Inhalt als
Phase einer Schwingung verstanden wird (Abb. 5-23). Durch laufende Addition eines festen
Wertes zum Akkumulator im Takt des Mutterquarzoszillators kann die Ruhefrequenz präzis
bestimmt werden. Wird der Wert mit dem Modulationssignal proportional verändert, so kann
FM erzeugt werden. Durch Addition eines variablen Wertes zum Ausgang des Akkumulators
kann aber auch direkt die Phase moduliert werden. Mit einem Cosinus-Stützwertspeicher
und einem D/A-Wandler ist der so genannte Direct Digital Synthesizer (DDS) als Single Chip
einsatzbereit [7].
Abbildung 5-23: FM- oder PM- Modulator mit DDS Technik
Bei der FM werden hohe Modulationsfrequenzen in der Amplitude kleiner und daher stärker
verrauscht als tiefe Frequenzen (ohne Beweis). Deshalb verstärkt man die hohen Töne vor
der Modulation (Vorbetonung, Preemphase) und schwächt sie nach der Demodulation
wieder ab (Deemphase). Die Preemphase wird mit einem Differentiatorglied (vgl. Abb. 5-20)
für die hohen Töne (zwischen 3.2 kHz und 15 kHz) erreicht und somit eigentlich mit PM
übertragen werden. Nach dem FM-Demodulator wird genau der umgekehrten Frequenzgang
verglichen mit der Vorbetonung eingesetzt. In ihrem abfallenden Abschnitt, also von f1 bis f2,
verhält sie sich wie ein Integrator. Um die PM mit einem FM Detektor empfangen zu können
braucht man ja eben einen Integrator.
Mit den schlechten Lautsprechern in portablen Geräten ist von dieser, den Klang
verbessernden Massnahme jedoch wenig zu spüren.
5.3.3 Demodulation von PM und FM
FM-Signale kann man demodulieren, indem man das FM-Signal differenziert und dann das
resultierende AM-Signal demoduliert:
d sin( in  t )
 in cos(int )
dt
Die momentane Frequenz steckt danach in der Amplitude, der Gleichspannungsanteil ist der
Trägerfrequenz fc zuzuordnen, der Wechselsignalanteil dem modulierten Signal.
Eine historische und simple Schaltung dafür ist der Flankendetektor wie in Abb. 5-24
wiedergegeben.
Es ist wichtig zu erwähnen, dass für diesen Detektor das Eingangssignal keinerlei
Amplitudenschwankungen aufweisen darf. Es wird deshalb in FM- Empfängern immer ein
Begrenzer (englisch: Limiter) im Zwischenfrequenzbereich angebracht, der das Signal in die
Sättigung eines Verstärkers treibt und so eine konstante Ausgangsamplitude über einen
grossen Eingangspegelbereich erzeugt. Bei den Verstärkern im HF- und ZF- Bereich bei FM
muss also nicht auf Linearität geachtet werden.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-20
Verbesserte Varianten des Flankendetektors sind der Foster-Seely Diskriminator
(Gegentaktbetrieb zweier Flankendetektoren) und der Ratio Detector (Abb. 5-25), der
zusätzlich noch eine gewisse Limiterfunktion enthält, weil eine der beiden Dioden im
Vergleich zu Foster-Seely in umgekehrter Richtung leitend eingesetzt wird. Beide Varianten
werden heute kaum mehr benutzt, weil sie nicht gut integrierbar sind.
Abbildung 5-24: Flankendetektor zur FM Demodulation
Abbildung 5.25: Ratio Detektor, D1 und D2 wirken gleichzeitig als Limiter
Eine integrierbare einfache Schaltung zur FM- Demodulation ist der Quadratur-Detektor, der
das FM- Signal selber und eine bei der Resonanzfrequenz um 900 geschoben Version davon
miteinander multipliziert. Dabei wir das phasenverschobene Signal durch einen
Phasenschieber (verstimmter Parallelschwingkreis als Differentiator mit 900) je nach
Frequenzabweichung zu fc in der Phase relativ zu 90o vor- oder nacheilend erzeugt.
Entsprechend erhält man das Nutzsignal am Ausgang wieder in der Amplitude. Gleichzeitig
hat aber auch eine Frequenzkonversion ins Basisband bei der Multiplikation stattgefunden.
Ein simpler Tiefpass liefert dann das demodulierte Signal.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-21
Damit diese Schaltung funktioniert ist wiederum vor dem Demodulator ein Limiter unbedingt
notwendig. Die wirklich einfachste Schaltung ist das EXOR Glied als Multiplikator wie die
Lösung in Fig. 5-26 demonstriert.
Abbildung 5-26: FM- Demodulation mit Quadratur-Detektor
Auch mit einem Phasenregelkreis (PLL) [6] können und PM- und FM-Signale demoduliert
werden, siehe Abbildung 5-27. Der Phasenregelkreis bindet den VCO phasenstarr an das
ankommende ZF-Signal. Im Phasenkomparator werden die Phasen des ankommenden ZFSignals und des VCO-Signals miteinander verglichen. Bei Abweichungen wird der VCO über
die Regelschleife in seiner Frequenz nachgeführt. Falls die Regelbandbreite des PLL einiges
grösser ist als die höchste Modulationsfrequenz des ZF-Signals macht die Frequenz des
VCO's alle Frequenzänderungen des ZF-Signals mit. Dann ist das Steuersignal für den VCO
ein Abbild der ursprünglichen Modulationsspannung (FM) sendeseitig.
Abbildung 5-27: Phasenregelkreis als FM-Demodulator.
Die Demodulation von PM-Signalen kann ebenfalls mit einem Frequenzdiskriminator
erfolgen. Man erhält dann allerdings nicht die Momentanphase oder die von der reinen
Trägerphase abweichende Differenzphase (t), sondern nur die Momentanfrequenz. Um zur
Momentanphase zu gelangen, braucht es nach dem Frequenzdemodulator noch einen
Integrator.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-22
5.3.4 Rauschunterdrückung / Capture Effekt bei FM
Während bei AM jede Rausch- und Störspannung direkt in die Amplitude eingreift und das
S/N-Verhältnis verschlechtert, hat FM hier einen Vorteil auszuspielen. Amplitudenstörungen
werden im Limiter im Empfänger einfach ausgemerzt, übrig bleibt ein Phasenrauschen.
Schon rein optisch scheint die Verbesserung ersichtlich, wenn man AM und FM in Abb. 5-29
vergleicht.
Vektoriell dargestellt kann man in einer ganz einfachen Betrachtung zeigen, dass der grösste
Fehler bei FM dann entsteht, wenn der Störterm senkrecht auf dem Nutzsignalvektor steht.
Abbildung 5-28: Einfaches Modell für S/N Abschätzung
Der maximale Phasenfehler ist also gegeben durch:
N
 noise  arcsin  
S
[Rad]
Und führt zu einem Frequenzfehler relativ zur Modulationsfrequenz fm von:
 noise  noise  f m [Hz]
Nach der Konversion FM zu AM wird dieser Fehler in einen Amplitudenfehler gewandelt und
es ist deshalb das S/N gleich dem Verhältnis Frequenzhub zu Frequenzfehler:
Sout
f
f


N out  noise f m
1
N
arcsin  
S
  FM
1
N
arcsin  
S
Für wenig Rauschen im Vergleich zum Signal kann der arcsin Term linearisiert werden und
das Sout/Nout erscheint um den Modulationsindex verbessert im Vergleich zum S/N am
Eingang. Beispielkurven sind in Abb. 5-30 für AM und FM gegeben [3].
Der bei genauer Berechnung steiler auftretende Abfall bei geringen S/N rührt daher, dass
bei viel Rauschpegel vermehrt Phasensprünge über 2 auftreten und diese nicht mehr ins
einfache Modell passen.
Beispiel:
Eingangs-S/N Empfänger: S/N = 2.8, Modulationsfrequenz 1.5 kHz, max. Hub = 4 kHz.
Lösung:  = arcsin (1/2.8) = 0.3652 rad (21o), noise = 548 Hz, Sout/Nout = 7.3
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-23
Abbildung 5-29: Rauschen im FM- Empfänger versus AM und die vektorielle Betrachtung
Abbildung 5-30: S/N Verbesserung bei FM und Schwell-Effekt
In gleicher Weise wie die S/N-Verbesserung bei FM wirkt, werden auch schwächere andere
Sender unterdrückt und zwar relativ scharf sobald einer der Signale das andere um wenige
dB unterschreitet. Diesen Effekt nennt man Capture Effect und ist oft während dem Fahren
im UKW Radio festzustellen, wenn plötzlich übergangslos eine andere Station empfangen
wird. Der Effekt begründet sich darin, das unterhalb einer S/N- Schwelle am Eingang des
FM-Demodulators das S/N am Ausgang sehr rasch abnimmt, rascher als bei AM. So gewinnt
der leicht stärkere Sender viel schneller als bei den AM-Modulationen.
ZHAW, NTM1, FS2008, 5-24
5.4 Literaturverzeichnis
[1]
Electronic Communication Systems, William Schweber, ISBN-10: 0-13-780016-9,
Prentice Hall 1999
[2]
Prof. Dr. M. Rupf „ Nachrichtentechnik & Modulation, NTM“, ZHAW-Skript, 2005
[3]
M. Meyer, „Kommunikationstechnik“, ISBN-978-3-8348-0564-5,Vieweg+Teubner,
2008.
[4]
J.G. Proakis, M. Salehi, “Grundlagen der Kommunikationstechnik”, Pearson, 2004.
[5]
M. Hufschmid, „Information und Kommunikation“, Teubner, 2006.
[6]
Prof. Roland Küng, Sender / Empfängerarchitekturen, ZHAW-Skript, 2008
[7]
Prof. Roland Küng, Analoge Signalverarbeitung ASV, ZHAW-Skript, 2008