Diode IUR = RUI = PUI = ⋅ PR - antriebstechnik.fh
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Diode k Schaltzeichen: a N P Dioden Kennlinie / Grenzwerte: UR URM IF IFM PTOT TJ TU IF mA Durchlassbereich 5V IR V IR µA Sperrbereich 0.6 V UF V = maximale Sperrspannung = maximale Spitzensperrspannung = maximaler Durchlasstrom = maximaler Spitzendurchlasstrom = Verlustleistung = maximale Sperrschichttemp. („Junction- Temp.“) = Umgebungstemperatur Wird eine Diode nicht mit sinusförmiger, sondern mit einer rechteckförmigen Betriebsspannung betrieben, so muss die zulässige Impulsbelastbarkeit beachtet werden. Temperaturverhalten: Mit steigender Temperatur nimmt der Sperrrstrom stark zu. Mit steigender Temperatur wird der Durchlasswiderstand geringer. Statischer Durchlasswiderstand: RF = RF = Stat. Durchlasswid. in Ω UF = Durchlasspannung in V IF = Durchlasstrom in A UF IF Der statische Durchlasswiderstand ist der Gleichstromwiderstand einer Diode. Er ist nicht konstant und hängt vom gewählten Arbeitspunkt ab. Dynamischer Durchlasswiderstand: rD = rF = ∆U F ∆I F rF = Dyn. Durchlasswid. in Ω ∆UF = Spannungsänderung in V ∆IF = Stromänderung in A Sperrwiderstand: RR = UR IR RR = Sperrwiderstand in Ω UR = Spannung in Sperrichtung in V IR = Strom in Sperrichtung in A Verlustleistung: PV = U F ⋅ I F PV = υ j − υU RthJU PV = Verlustleistung in W UF = Spannung in Durchlassrichtung in V υj = Sperrschichttemperatur in °C υU = Umgebungstemperatur in °C RthJU = Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung Seite 1 Z-Diode Schaltzeichen: k a Allgemeines: Z-Dioden Kennlinien: IF/mA Z-Dioden werden in Sperrichtung beim Erreichen der Zenerspannung niederohmig. 80 70 Im Durchlassbereich verhalten sie sich wie normale Si-Dioden. Der niederohmige Zustand in Sperrichtung wird durch zwei Effekte hervorgerufen, durch den Zenereffekt und durch den Lawineneffekt. Der Arbeitsbereich einer Z–Diode verläuft zwischen IZmin und IZmax. Eine Z – Diode stabilisiert um so besser, je steiler die Kennlinie im Arbeitsberich verläuft. 60 50 40 30 Durchlassbereich 20 UZ/V 3 5 10 UF/V 1 50 Z - Bereich 100 IZmin IZmax IZ/mA Zenereffekt: Die Sperrspannung verursacht ein elektrisches Feld in der Sperrschicht. Mit steigender Sperrspannung wird die Feldstärke des elektrischen Feldes immer grösser. Das elektrische Feld übt Kräfte auf die in den Kristallbindungen befindlichen Elektronen aus. Wird die Feldstärke zu gross, können sich viele in ihren Bindungen nicht mehr halten. Sie werden aus den Bindungen herausgerissen und stehen jetzt als freie Elektronen der Bildung eines Stromes zur Verfügung. Die Sperrschicht enthält freie Ladungsträger. Es gibt Z-Dioden mit Zenerspannungen von 2V bis 600V. Lawineneffekt: Die durch den Zenereffekt freigemachten Elektronen werden durch das elektrische Feld stark beschleunigt. Sie bekommen eine grosse Energie und schlagen andere Elektronen aus ihren Bindungen. Die Sperrschicht ist jetzt mit freien Ladungsträgern überschwemmt. Sperrbereich, Knickbereich, Durchbruchbereich: Die Kennlinie einer Z-Diode in Sperrichtung besteht aus dem Sperrbereich, dem Knickbereich und dem Durchbruchbereich. Dioden mit höherer Zenerspannung besitzen einen kleineren Knickbereich. Aus dem Anstieg der Durchbruchskennlinie erhält man den differenziellen Widerstand rZ: rZ = ∆UZ = Spannungsänderung ∆IZ = Stromänderung rZ = differentieller Widerstand ∆UZ ∆IZ Das Temperaturverhalten von Z-Dioden: UZ < 6V: Z-Dioden haben einen neg. Temp.koeffizienten (UZ wird kleiner bei Temperaturanstieg) UZ > 6V: Z-Dioden haben einen pos. Temp.koeffizienten (UZ wird grösser bei Temperaturanstieg) Stabilisierungsfaktor: S= Rvor UZ ∆UE * UZ = 1 + rZ UE ∆UZ * UE = Spannungsstabilisierungsfaktor S ∆UE = Eingangsspannungs-Änderung Z-Spannung bei Temperaturerhöhung: U Zwarm = U Z 25 ⋅ ( 1 + TKuz ⋅ ∆T ) Uzwarm UZ25 TKuz ∆T = Z-Spannung bei höheren Temperaturen als bei 25 °C = Nennspannung der Z-Diode bei 25°C = Temperaturbeiwert Z-Diode in 1/K = Temperaturerhöhung in K Rvor UE UZ IZ IL = Vorwiderstand = unstabiliserte Eingangsspannung = Zenerspannung = Strom der Z-Diode = Laststrom Dimensionierung des Vorwiderstandes: Rvor = UE − UZ UE − UZ = IZ + IL IZ max RvorMax = U E min − U Z I Z min + I L max Seite 2 Z-Diode RvorMin U −UZ = E max I Z max + I L min PRvor = (U E − U Z ) ⋅ I Z max PRvor = Leistung am Rvor RvorMax = maximaler Vorwiderstand UEmin = minimale Eingangsspannung IZmax = maximaler Zenerstrom ILmin = minimaler Laststrom Verlustleistung: Ptot = ϑj − ϑu RthJU PV = U Z ⋅ I Z ≤ Ptot ϑj = Sperrschichttemperatur in °C ϑu = Umgebungstemperatur in °C RthJU = Wärmewid. zwischen Sperrschicht und Umgebung Lichtemittierende Dioden (LED): Die lichtemitierende Diode ist, wie alle Dioden, aus einer p- und einer n-Schicht aufgebaut. Die Wellenlänge und damit auch die Farbe des abgestrahlten Lichts hängt von der Art des verwendeten Halbleitermaterials ab. Die verschiedenfarbigen Led’s müssen mit verschiedenen Spannungen angesteuert werden. (gn = ca. 1.8V, ge = ca. 1.6V, rt = ca. 1.5V, bl = ca. 2.5V). Eine LED emittiert (sendet aus) optische Strahlung im Durchlassbereich. Die Strahlung kann im sichtbaren, oder im IR -Bereich liegen! Sperrspannug bei ca. 5V. XX = Farbangabe z.B bl. XX Fotodiode: Die Sperrschicht einer Fotodiode ist dem Licht zugänglich. Wenn auf die Sperrschicht kein Licht kommt, fliesst durch die pn -Sperrschicht wie bei einer normanlen Diode ein Sperrstrom. Trifft Licht auf die Sperrschicht, fliesst ein zusätlicher Fotostrom. Fotodioden werden meist in Sperrichtung betrieben. Der Sperrstrom (= Fotostrom) nimmt linear zur Stärke der Beleuchtung zu. Kapazitätsdiode (Varicap): Jeder in Sperrichtung betriebene pn-Übergang hat eine Sperrschicht- Kapazität. Bei den Kapazitätsdioden wird diese Sperrschichtkapazität als spezielle Eigenschaft ausgenutzt. Kapazitätsdioden werden in Sperrichtung betrieben. Die Bereite der Sperrschicht kann durch die Grösse der Spannung variiert werden ⇒ Kapazitätsänderung. Schottky-Dioden: Die Schottky - Diode hat kein p-Silizium sondern eine auf dem n-Silizium liegende Metall- elektrode. Dazwischen befindet sich die Raumladungszonde. Die Schottky-Dioden schalten sehr schnell und haben eine sehr kleine Schleusenspannung (< 0.4V) ⇒ Man hat kleine Verlustleistungen. Seite 3 Spannungsstabilisierung Spannungsstabilisierung (IL konstant, UE veränderlich): UE I UA = UZ U RV + URV UE UE - UE + - UZ UZ IZMIN U Z in V RV IL IL A2 UE IZ UA UZ A0 R v=const RL A1 Ptot Unterhalb der Z–Spannung steigt die Ausgangsspannung Proporional zur Eingangsspannung an. Erreicht UE UZ, so steigt UA nicht mehr an. Wird UE noch grösser, dann wird IZ grösser. Die Stromaufnahme ist unabhängig von RL. IL und IZ halten sich die Wage. Max. Verlustleistung der Z – Diode (bei UEmax) PV max = U Z ⋅ I Z max PV = U Z ⋅ IZ UZ IZ PVmax PV UZ IZ IZMAX IL Rvmin IZ in mA = Zenerspannung in V = Zenerstrom in A = Max. Verlustleistung in W = Verlustleistung in W = Spannung der Z–Diode in V = Strom der Z–Diode in A Spannungsstabilisierung (UF konstant, IL veränderlich): UE URV I UA = UZ UZ UE IZmin UZ in V URV IZ RV A2 IL UE UZ Iges. Rv IZ UA IL RL A1 Ptot IZmax Die Eingangsspannung UE teilt sich in URV und UZ auf. Der fliessende Gesamtstrom I in IZ und IL. Die Ströme IZ und IL verhalten sich wie eine Waage. IZ in mA Damit die Z–Diode nicht überlastet wird: I Z max ≥ I Z min + I L max Max. Verlustleistung der Z–Diode (bei RL = ∞) PV max = U Z ⋅ ( I Z min + I L max ) UZ IZ IL PV = Spannung der Z–Diode in V = Strom der Z–Diode in A = Laststrom der Z–Diode in A = Verlustleistung in W Seite 4 Einweggleichrichterschaltung Mit ohmscher Belastung: Bei einer Einweg-Gleichrichterschaltung mit ohmscher Last entspricht der Verlauf der Ausgangspannung UA dem Verlauf des Stromes I. UA = I*RL U UA UE I U_ RL UE Gleichspannungsanteit UA U_= Up π t = Ueff 2.22 Ip Gleichstromanteil: I_ = Welligkeitsspannung: UW = 1..21 * U _ = 0.54 * Ueff Welligkeit: w= π Uw = 121 . U_ Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme: ID UE UA IC IL CL RL UE UA UA UE α α T Lad T Ent t T Lad Ohne RL: UA = ÛE = U_ Mit RL: Keine rein kapazitive Belastung, untenstehende Formeln verwenden. Während des Entladezeitraumes: iC = iL Während des Ladezeitraumes: iD = iC+iL Stromflusswinkel oder Ladewinkel α immer zwischen 60° und 90°. Der Laststrom IL ist proportional der Spannung UA. Ueff ≈ 0.9 * U _ Ieff ≈ 2.5 * I _ = ID 15 . *I_ UW ≈ ωg * CL Ueff *cos α 2 U_= 0.71 U_ ID Uw ωg α = = = = = Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung Effektivwert des Diodenstromes Welligkeitsspannung / Effektivwert Kreisfrequenz der Grundschwingung Stromflusswinkel Seite 5 Brückengleichrichterschaltung / Grätz Mit ohmscher Belastung: Pos. Halbwelle Neg. Halbwelle U UE UA U_ UE Gleichspannungsanteil: U _ = t UA RL 2 * Up π Ip = Ueff 2.22 Gleichstromanteil: I_ = Welligkeitsspannung: Uw = 0.485 * U _ = 0.437 * Ueff Welligkeit: w= π = 0.64 * Ieff UW = 0.483 U_ Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme: Für die Gleichrichterschaltungen mit nicht rein kapazitiver Belastung werden für einen mittleren Stromflusswinkel folgende Gleichungen angegeben: Ueff ≈ 0.85 * U _ Ieff ≈ 175 . *I_ U_ = Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung I_ = Gleichstromanteil des Ausgangsstromes ID ≈ 124 . *I_ ID = Effektivwert des Diodenstromes UW ≈ 12 . *I_ ω *g ωg = Kreisfrequenz der Grundschwingung Der Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung kann für alle drei Gleichrichterschaltungen nach der folgenden Formel verwendet werden: Ueff * cos α 2 U_= 0.71 α = Stromflusswinkel Seite 6 Delonschaltung / Villardschaltung Delonschaltung: I UE D1 Igl C1 U1 RL - Leerlaufspannung max. Diodenspannung - Brummspannung bei C1 = C2 = C U2 C2 D2 I gl ≈ 1.4 ⋅ I U2 U1 Igl I CL UBreff UBrss fNetz fBr U 2 = 2 ⋅ 2 ⋅U1 U Breff = 0 .4 ⋅ I gl C ⋅ f Br f Br = 2 ⋅ f Netz = Ausgangsgleichspannung = Effektivwert der Eingangswechselspannung = Ausgangsgleichstrom = Effektivwert des Eingangswechselstromes = Ladekondensator = Effektivwert der Brummspannung = Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung = Netzfrequenz = Frequenz der Brummspannung Villardschaltung: C1 UE U1 D1 C3 D2 D3 C2 C5 D4 C4 I gl ≈ 0 .5 ⋅ I U 2 = n ⋅ 2 ⋅U 1 U RM = 2 ⋅ 2 ⋅ U 1 U Breff = I gl 1 1 1 + + ... + f Br C1 C 2 Cn f Br = f Netz D5 D6 C6 - Leerlaufspannung max. Diodenspannung - Brummspannung. RL U2 U2 U1 Igl I URM CL Ubreff Ubrss fNetz fBr n = Ausgangsgleichspannung = Effektivwert der Eingangswechselspannung = Ausgangsgleichstrom = Effektivwert des Eingangswechselstromes = max. Diodensperrspannung = Ladekondensator [ F ] = Effektivwert der Brummspannung = Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung = Netzfrequenz = Frequenz der Brummspannung = Anzahl Dioden Seite 7 Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichter / Brummspannung Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung: Mit ohmscher Belastung: P os. H albwelle N eg. H albwelle UE U UA UE U_ U E* t UE RL UA Für die Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung ergeben sich dieselben Gleichungen wie für die Brücken-Gleichrichterschaltung (Seite14), wenn als Eingangsspannung UE nur die Spannung zwischen einem äusseren Punkt der Sekundärwicklung und der Mittelanzapfung angenommen wird. UE* = 2*UE Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme: Gleiche Formeln wie Brücken-Gleichrichterschaltung mit kapazitiver Belastung (Seite 7). Brummspannung: Die hinter einem Netzgleichrichter stehende Gleichspannung ist mit einer Wechselspannung überlagert. Diese Welligkeit nennt man Brummspannung UBr. I UBr CL k k*I UBr = CL Schaltung für UBreff k in s für UBrss k in s = = = = Laststrom Ueff oder Upp der Brummspannung Lade- oder Glättungskondensator Schaltungskonstante siehe untenstehende Tabelle Einweg Mittelpunkt Brücke Verdoppler 4.8*10-3 1.8*10-3 1.8*10-3 bei C1 = C2 14*10-3 7*10-3 7*10-3 UBr = Kaskade UBr = I fBr 0.4 * I C * fBr Diese Faktoren gelten nur für 50 Hz Netzfrequenz! Theoretisch ist die Grösse des Ladekondensators unbegrenzt. In der Praxis darf eine bestimmte Grösse nicht überschritten werden, um den Gleichrichter nicht zu zerstören. Die Grösse des zulässigen Ladekondensators ist aus den Datenblättern für Gleichrichter zu entnehmen. Seite 8 Transistor Symbole und Bezeichnung: NPN PNP C C UCE = 0.2V n B p B C UEC = 0.2V B B B E E p B n p n UBE = 0.7V C C C E B: Basis C: Kollektor E: Emitter E E E UEB = 0.7V Der Bipolar-Transistor ist ein stromgesteuertes Bauelemnt und hat einen positiven Temperaturkoeffizienten. Statisches Kennwerte: Statische Kennwerte geben Auskunft über das Gleichstromverhalten eines Transistors: B = hFE = IC IB B = Gleichstromverstärkung IC = Kollektorstrom in A IB = Basisstrom in A UCE = UBE − UBC UCE = Spannung Kollektor- Emitter in V UBE = Spannung Basis- Emitter in V UBC = Spannung Basis- Kollektor in V P == UCE * IC + UBE * IB P= UCE IC UBE IB fT = β * fG fT = Transitfrequenz in Hz b = Stromverstärkung fG = Grenzfrequenz in Hz = Gleichstromleistung in W = Spannung Kollektor- Emitter in V = Kollektorstrom in A = Spannung Basis- Emitter in V = Basisstrom in A Dynamische Kennwerte: => Tangente Die dynamischen Kennwerte eines Transistros gelten nur für einen bestimmten Arbeitspunkt und eine bestimmte Frequenz. Die Kenngrössen für einen bestimmten Arbeitspunkt lassen sich aus den Kennlinien ermitteln. Seite 9 Transistor rBE = h11e = ∆UBE ∆IB rBE = Eingangswiderstand in Ω ∆UB = Basisspg.änderung in V ∆IB = Basisstromänderung in A Bei UCE = konstant β = h 21e = ∆IC ∆IB = Stromverstärkung β ∆IC = Kollektorstromänderung in A ∆IB = Basisstromänderung in A Bei UCE = konstant rCE = 1 ∆UCE = h 22 e ∆IC rCE = Ausgangswiderstand in Ω ∆UCE = Kollektor-Emitterspg.änderung in V ∆IC = Kollektorstromänderung in A Bei IR = konstant DU = h12 e = ∆UBE ∆UCE = Spannungsrückwirkung DU ∆UBE = Basis-Emitterspg.änderung in V ∆UCE = Kollektor-Emitterspg.änderung in V Bei IR = konstant Kennlinien: Stromverstärkungskennlinien Ausgangskennlinien IC B= IC IB r CE = ∆ U CE ∆ IB Sättigungsbereich β= IB = 50 µA IB = 40 µA I B = 30 µA ∆ IC ∆ IB IB = 20 µA IB r BE ∆ U BE DU = ∆ U CE ∆ U BE = ∆ IB Eingangskennlinien U BE U CE Spannungsrückwirkung Ausgangskennlinie (1. Quadrant): Der Zusammenhang IC = f (UCE) bei IB = konstant wird als Ausgangskennlinie(n) des Transistors bezeichnet. Sie zeigen, dass der Kollektorstrom fast nur vom Basisstrom bestimmt wird. Stromsteuerkennlinie (2. Quadrant): Der Zusammenhang IC = f(IB) bei UCE = Konstant wird als Stromsteuerkennlinie bezeichnet. Eingangskennlinie (3. Quadrant): Der Zusammenhang IB = f (UBE) bei UCE = konstant wird als Eingangskennlinie des Transistors bezeichnet. Sie verläuft wie bei einer Siliziumdiode. Spannungsrückwirkung (4. Quadrant): Diese Rückwirkung ist unerwünscht. Je flacher die Kurve, desto besser. Grenzwerte: Beim Überschreiten dieser Grenzwerte kann der Transistor zerstört werden. Die wichtigsten werden vom Hersteller angegeben. IC P tot Der sichere Arbeitsbereich (Safe Operating Area) ist der Bereich, in dem der Transistor betrieben werden darf, ohne dass er zerstört wird. Er wird begrenzt durch ICmax, UCEmax und PVmax. Diese Werte sind Grenzwerte und dürfen nicht überschritten werden! Im ax SOA U m ax U CE Seite 10 Transistor-Grundschaltungen Emitterschaltung R1 Kollektorschaltung Basisschaltung R1 RC RC R1 C2 C1 C1 C1 C2 U1 U2 R2 RE U1 RE CE r1 = rBE ¦¦ R1 ¦¦ R 2 r1 ≈ rBE ohne CE r1 = (rBE + β * RE ) ¦¦ R1 ¦¦ R 2 r 2 = RC ¦¦ rCE r 2 ≈ RC β rCE * RC Vu = * rBE rCE + RC β * RC Vu ≈ rBE RC ohne CE: VU ≈ RE β * rCE Vi = RC + rCE Vi ≈ β Vp = Vu * Vi RC Vp ≈ β 2 * rBE ϕ = 180° Standartschaltungen für NFund HF-Schaltungen Vu, Vi, Vp = gross Vi = Stromverstärkung Vu = Spannungsverstärkung Vp = Leistungsverstärkung r1 = (rBE + β * RE ) ¦¦ R1 r2 = Vu = rBE + Ri β ¦¦ RE β * RE β * RE + rBE Vu ≈ 1 Vi = rCE (1 + β ) RE + rCE U2 U1 r1 = U2 R2 RE rBE β C2 ¦¦ RE r 2 = RC ¦¦ rCE r 2 ≈ RC β rCE * RC rBE rCE + RC β * RC Vu ≈ rBE Vu = Vi = * β Vp = Vu * Vi 1+ β Vi ≈ 1 Vp = Vu * Vi Vp ≈ β Vp ≈ Vu ϕ = 0° ϕ = 0° Impedanzwandler NFEingangstufen Vi, Vp = gross, Vu < 1 HF-Verstärker besonders bei f > 100 MHz Vi = < 1 Vi ≈ β r1 = Wechselstrom-Eingangswiderstand r2 = Wechselstromausgangswiderstand β = h21e ; rCE = 1/h22e ; rBE = h11e Seite 11 Arbeitspunkteinstellung Vorgehen beim Demissionieren eines Arbeitspunktes: 1.) 2.) 3.) 4.) Speisung definieren: Transistor auswählen: Verstärkung definieren: Arbeitspunkt bestimmen: 5.) Arbeitspunkt einstellen: Name 21V BC 141 β ≈ 100 VU = 10 UCE = 10V RC & RE bestimmen => IC = 100 mA R1 & R2 berechnen Basisvorwiderstand R1 Basisspannungsteiler RC R1 Vorwiderstand Kollektor / Basis RC RC R1 Schaltung UB UB UBE R2 RE Formel UB − UCE − URE IC URE URE RE = ≈ IC + IB IC UB − UBE − URE R1 = Iq + IB UBE + URE R2 = Iq CE = R2 CE RC = UB − UCE RC = IC UB − UBE R1 = IB IC IB = B UB UB − UCE IC + IB + Iq UCE − UBE R1 = IB + Iq UBE R2 = Iq Iq = IB * q RC = β 2π * fgu * (rBE + Ri ) Zweck der Winderstanände: R1; R2: Arbeitspunkteinstellung RC: I∼U Wandlung RE: GK-Arbeitspunktstabilisierung Seite 12 Transistor als Schalter / Verlustleistung Transistor als Schalter: IC Bei Punkt 1 ist die Transistorstrecke CE hochohmig. (Der Transistor sperrt.) Die Spannung am Kollektor entspricht ungefähr der Speise-spannung. PV P3 P2 Bei Punkt 2 leitet der Transistor. Die Stromverstärkung ist "normal", d.h. etwa 100. Bei Punkt 3 fliesst ein grösserer Strom in die Basis. Die Spannung UCE erreicht einen Tiefstwert. Die Stromverstärkung ist minim. Die Kollektordiode wird in Durchlass-richtung betrieben, der Transistor wird übersteuert. P1 R als Last C als Last L als Last UCE Mit Freilaufdiode Übersteuerung: ü= IB IB * β = IB 0 IC ü = Übersteuerungsfaktor IB = tatsächlicher Basisstrom in A IB0 = erforderlicher Basisstrom in A Im übersteuerten Betrieb werden mehr Ladungsträger in die Basis geführt als für die Sättigung notwendig sind. Die Basis wird übersteuert. In diesem Fall wird die Verstärkung kleiner. Schaltzeiten: 100% 90% td tf ts tr 10% = = = = Delaytime Falltime Storagetime Risetime td ts tf taus tr tein Verlustleistung: Wenn der Transistor sperrt, dann liegt eine grosse Spannung über ihm. Es fliesst kein Strom. Die Verlustleistung beträgt demnach: PV = UCE * IC = 0 PV = UCE * IC + UBE * IB Wenn der Transistor leitet, dann fliesst ein grosser Strom durch ihn, die PV = UCE * IC ≈ 0.2V * IC Spannung UCE wird aber nie ganz null. Die Verlustleistung beträgt: Im Moment, wo der Transistor gerade schaltet, ist sowohl eine Spannung über ihm, als auch ein Strom fliesst. In diesem Moment berechnet sich die Leistung demzufolge wobei U und I jeweils Höchstwerte sind PV = U I * 2 2 Seite 13 Schaltzeiten / KIQ / KUQ Schaltzeiten: Die Ein- und Ausschaltzeiten eines Transistors können mit einem Beschleunigungskondensator verkleinert werden: Schalten mit verschiedenen Lasten: Spule: Schädlicher Peak beim Ausschalten wegen selbstinduktion => Freilaufdiode Kondensator: Schädlicher Peak beim einschalten wegen Kurzschluss => kann nicht verhindert werden Spannungsstabilisierung (KUQ): UL = UZ − UBE R1 RC R1 max = Z1 RE RL R1 min = U 1 min − UZ IE max IZ min + B U 1 max − UZ IE min IZ max + B Die Stabilität der Ausgangspannung wird bestimmt durch die Konstanz von UZ und UBE. Der Vorteil dieser Schaltung: Es können grössere Leistungen entnommen werden als bei Z-Dioden-Stabilisierungen. Stromstabilisierung (KIQ): R1 RL IL = IC ≈ IE URE IE = RE URE = UZ − UBE R1 max = Z1 RE R1 min = U 1 min − UZ IE max IZ min + B U 1 max − UZ IE min IZ max + B Seite 14 Fet Allgemeine Eigenschaften: - Eine charakteristische Eigenschaft aller FET’s ist ihr sehr hochohmiger Eingangswiderstand. Er beträgt bei den Sperrschicht-FET’s etwa 109 Ω und bei den Mos-FET’s sogar etwa 1015 Ω - Die Steuerung des Fet’s erfolgt nahezu Leisutngslos. Anwendung von Feldeffekttransistoren: - Einsatz als Schalter - Audio- Verstärker - Stromquellen (KIQ) - Integrierte Schaltungen (IC’s) Übersicht und Bezeichnungen: Es gibt sehr unterschiedliche Bauarten von Feldeffekttransistoren.Grundsätzlich werden zwei Gruppen unterschieden: - Sperrschicht-FET’s - Isolierschicht-FET’s => => J-FET’s oder PN-FET’s MOS-FET’s oder IG-FET’s Temperaturkoeffizient: Bei steigender Temperatur steigt der Widerstand Wichtige englische Wörter: admittance ambient breakdown cut - off conductance channel current dissipation drain depletation enhancement feedback forward Scheinleitwert Umgebung Durchbrung abschneiden Leitwert Kanal Strom Abstrahlung Senke, Abfluss Verarmung Anreicherung Rückwirkung vorwärts gate general purpose interchangeable junction limiting maximum ratings peak value reverse source thershold transfer value voltage Tor allg. Verwendung austauschbar Sperrschicht begrenzen Grenzwerte Spitzenwert rückwärts Quelle Schwelle Übertragung Wert Spannung Anschlüsse und Bezeichnungen der Feldeffekttransistoren Bis auf einige Sonderformen haben Feldeffekttransistoren drei Anschlüsse: S = Source (Quelle) : Hier fliessen die Ladungsträger in den Kanal (entspricht dem Emitter beim Bipolar-Transistor). D = Drain (Abluss) : Hier fliessen die Ladungstäger aus dem Kanal heraus (vergleichbar mit Kollektor). G = Gate (Tor) : Steueranschluss über dem der Widerstand (Querschnitt) des Kanals gesteuert wird. Seite 15 FET Kennlinien / Dynamische Kennwerte Die Kennlinien und Kennwerte:; ID IDmax Pmax UGS Abschnürgrenze D G = Widerstandsbereich S A = Konstantstrombereich A UDSmax RGS UGS -UGS UB/2 UB UDS Dynamische Kennwerte: y 21 = S = ∆I DS ∆U GS y21 = Vorwärtssteilheit in S ∆ID = Drainstromänderung in A ∆UGS = Gate-Source-Spannungsänderung in V y22 = ∆I D ∆U DS y22 = Ausgangsleitwert in S ∆ID = Drainstromänderung in A ∆UDS = Drain-Source-Spannungsänderung in V rDS = 1 y22 rDS y22 RGS = U GS I GSS = Ausgangswiderstand in in Ω = Ausgangsleitwert in S RGS = Eingangswiderstand in Ω UGS = Gate-Source-Spannung in V IGSS = Gate-Source-Reststrom in A Die Verlustleistung: PV = U DS ⋅ I D ≤ Ptot PV = ϑ j − ϑU RthU PV UDS ID Ptot RthU ϑj ϑU = Verlustleistung in W = Drain-Spucespannung in V = Drainstrom in A = Totale Verlustleistung in W = Wärmewiderstand zwischen Kanal und Umgebung in K/W = höchste Sperrschichttemperatut in °C = Umgebungstemperatur in °C Abschnürspannung (Kniespannung): U DS rest = U GS − U p UDSrest = Knie- oder Restspannung in V UGS = Gate-Source-Spannung in V Up = Abschnürspannung in V Seite 16 Fet-Grundschaltungen Sourceschaltung Drainschaltung RD C1 Ri CS t G re = RD C1 UA UE RG RS 1 1 1 + RG RGS +U B C2 C1 Ri Gateschaltung +UB +U B C2 UA Ri UE t UA t RG t G RS t 1 re = 1 (1 + S ⋅ R ) ⋅ R S GS + 1 RG C2 UE RG G re = CG RS t 1 1 1 + R G R S + R GS re ≈ RG ra = 1 1 1 + R D rDs ra ≈ RD ra = ra ≈ unbelastet: VU = S ⋅ rDS ⋅ R D rDS + RD VU ≈ S ⋅ RD 1 1 1 + 1 RS S ra ≈ R D 1 S unbelastet: VU = S ⋅ RS 1 + S ⋅ RS VU ≈ S ⋅ R D VU ≈ 1 belastet: VU = S ⋅ re S RGS ra rDS VU 1 1 1 1 + + RD rDS RL = Wechselstromeingangswiderstand in Ω = Steilheit in A/V = y21 = Gate - Sourcewiderstand in Ω = Wechselstromausgangswiderstand in Ω = Drain-Sourcewiderstand in Ω = Spannungsverstärkung Seite 17 Arbeitspunkteinstellung / Spannungsverstärkung Arbeitspunkteinstellung: RD = +U B ID RD C2 U RS = −U GS = RS ⋅ I D UDS CS RG URS RS ID RG ≈ 0 .5V − I GSS CS ≈ S 2π ⋅ f gu C1 ≈ 1 2π ⋅ f gu ⋅ RG = Betriebsspannung = Drain - Sourcespannung = Gate - Sourcespannung = Spgsabfall am Sourcewid = Drainstrom = Gate - Sourcespitzenreststrom = Sourcekondensator in F = Koppelkondensator in F = untere Grenzfrequenz in f = Steilheit in in A/V UB UDS UGS URS ID IGSS CS C1 fgu S = y2 U − U DS − U RS RD = B ID C1 UGS U B − U DS ID Spannungsverstärkung: ID /mA ID /mA ID + URD = ID*RD RD A RDS + - UE - UB UDS -UGS/V -UGS G 5 4 3 2 1 10 10 9 9 8 8 7 7 6 6 5 5 4 4 3 3 2 2 1 1 0 Abschnürgerade UGS=0V RD 0 -0.5V -1V A -2V -2.5V 2 4 6 8 10 12 UGS UGS -1.5V 14 16 18 UDS /V UDS t UGS VU = ∆U DS ∆U GS R ⋅r VU = S ⋅ D DS RD + rDS Bei rDS >> RD: VU = S ⋅ RD VU = ∆I D ⋅ RD ∆U GS VU = Spannungsverstärkung ∆UDS = Ausgangswechselspannung ∆UGS = Eingangswechselspannung S = Vorwärtssteilheit in A/V RD = Arbeitswiderstand in Ω RDS = Ausgangswiderstand in Ω ∆ID = Drainstrom t UDS Seite 18 KIQ mit J-Fet / Power Mos-Fet Der J-FET als spannungsgesteuerter Widerstand: ID ID / mA +U B URv RV -UGS 4 -2V 2 -3V 0 RDS = U DS ID -1V 6 UA RDS ⋅U RV + RDS B UGS = 0V 8 RDS UA = Widerstandsbereich Abschnürgrenze 10 UA RDS RV UB ID UDS 0 1 2 3 4 UDS / V = Spanung über dem FET in V = regelbarer Drain-Sourcewiderstand in Ω = Vorwiderstand in Ω = Speisespannung in V = Drainstrom in A = Spannungsabfall über RDS in V J-FET als Konstantstromquelle: +UB Abschnürgrenze ID ID Pmax UBmax UGS UDS RDS = Widerstandsbereich RS URS = - UGS RLmax RLmin I = Konstant RL URL -UGS URGS URDS UB RGS = U GS U GS = ID I Kons tan t − U GS ID = IL = RS U B = U DS + U RS + U RL Ri ≈ k ⋅ = PVmax RS IL RGS UGS ID, IKonstant Ri k URLmin URLmax = Gate-Source-Widerstand in Ω = Gate-Source-Spannung in V = Drainstrom, entspricht Konstantstrom in A = Innenwiderstand der Schaltung in Ω = Gegenkopplungsfaktor k = 20 bis 100 ∆U DS ∆I D Die Wichtigsten Eigenschaften von Power Mos-Fet’s: - Die Gateschwelle ist nicht kompatibel zur 5V Log - Die Eingangskapazität verursacht Probleme bei hohen Geschwindigkeiten - Der ON – Widerstand steigt mit der Spannungsfestigkeit. - Der ON – Widerstand steigt mit der Temperatur. - Der Power – MOS (allgemein) verträgt keine Überspannung. - Zwischen Drain und Source ist immer eine Diode. Seite 19 Transistoren Übersicht Transistor NPN PNP IC -IC Ausgangsleitwert h22e = C 1 ∆IC = rCE ∆UCE B Stromverstärkung h 21e = β = N IB P B IB = -3 mA E Stromverstärkung C Spannungsrückwirkung ∆UBE ∆IB h12e = DU = P UCE -IB N ∆UBE ∆UCE IB = -2 mA ∆IC ∆IB h 21e = β = RC Eingangswiderstand h11e = rBE = N IB = -4 mA IB = 2 mA ∆ IC ∆ IB 1 ∆IC = rCE ∆UCE B IB = 3 mA C h22e = C IB = 4 mA E Ausgangsleitwert RC Eingangswiderstand B h11e = rBE = P Spannungsrückwirkung ∆UBE ∆IB h12 e = DU = -UCE ∆UBE ∆UCE E E -UBE UBE J-FET N-Kanal P-Kanal D G D S ID G ID D G P P G -ID D ∆UGS UGS = -3V UDS G N P S S UGS G N N UGS = -2V ∆ID UGS = 1V ∆UDS -ID ∆ID UGS = 2V ∆ID -UGS S UGS = 3V ∆ID UGS = -1V ∆UDS ∆UGS -UDS MOS-FET selbstsperrend N-Kanal P-Kanal D G S D ID G ID N UGS P -ID ∆UDS UGS = -5V P UDS UGS = -4V ∆ID S G D UGS = 3V ∆UDS N -ID ∆ID UGS = 4V ∆ID S G D S UGS = 5V ∆ID UGS = -3V ∆UDS P -UGS N ∆UDS -UDS MOS-FET selbstleitend N-Kanal P-Kanal D D G S ID N UGS = 2V P UGS = 1V -UGS 0V UGS -ID -ID UGS = 3V S G D N S G ID ∆ID ∆UDS UDS UGS = -3V ∆ID UGS = -2V S G D P P N UGS = -1V -UGS 0V UGS ∆UDS -UDS Seite 20 OP-AMP / Leerlaufverstärkung / Grundlagen Symbol: 8 ∆ - 2 Interner Aufbau: + 3 + 1 Ideale Eigenschaften: - Unendliche Verstärkung => U1 = 0 - Unendlicher Innenwiderstand => Eingangsstrom = 0 - Ausgangswiderstand = 0 => KUQ U2 U1 open loop in dB mit Gegenkopplung -3dB fg fD f in Hz Leerlaufverstärkung (openloop gain): U a = V0 *(U P − U N ) 8 ∆ - weil UPN = UP - UN gilt: + UPN + UN Ua UP U a = V0 * U PN U V0* = 20 * log a U PN Ua V0 V*0 UP UN UPN = Ausgangsspannung in V = Verstärkungsfaktor = Verstärkungsfaktor in dB = Spannung am P-Eingang in V = Spannung am N-Eingang in V = Differenzspannung in V Gleichtaktverstärkung (common mode gain) & Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ration): Verbindet man beide Eingänge, so erfolgt eine gleichphasige Steuerung und man erhält die Gleichtaktverstärkung. Diese Verstärkung sollte möglichst klein sein. Die Gleichtaktunterdrückung ist das Verhältnis von Leerlauf-Differenzverstärkung zur Gleichtaktverstärkung. Diese sollte möglichst gross sein. VGl = VCM = V0 V*0 VGl = VCM V*CM U2 U1 UeCM G = VCMMR G* = V*CMMR U2 U 1CM U * VCM = 20 * log 2 U1 G = VCMMR = V0 VCM * * G * = VCMMR = V0* − VCM = Leerlaufverstärkung = Leerlaufverstärkung in dB = Gleichtaktverstärkung = Gleichtaktverstärkung in dB = Eingangsspannung in V = Ausgangsspannung in V = Änderung der Spg am Eingang in V = Gleichtaktunterdrückung = Gleichtaktunterdrückung in dB Ein- und Ausgangswiderstand: re = Ue Ie ra = ∆U a ∆I a re ra Ue Ie ∆Ua ∆Ia = dynamischer Eingangswiderstand in Ω = dynamischer Ausgangswiderstand in Ω = Eingangswechselspannung in V = Eingangswechselstrom in A = Ausgangsspannungänderung in V = Ausgangsstromänderung in A Seite 21 Op-Amp Grundschaltungen Invertierender Operationsverstärker: V =− R2 - fg = ∆∞ R1 r '1 = R1 + U2 + R fD V R2 ≈ R1 V0 ra *V r '2 = V0 + U1 U2 R2 =− U1 R1 V V0 R1 R2 fD fg = = = = = = Verstärkung Leerlaufverstärkung Vorwiderstand Gegenkopplungswiderstand Durchtrittsfrequenz, hier ist V = 1 = ˆ 0 dB Grenzfrequenz, V ist um 3 dB kleiner gegenüber der V bei Gleichspannung r’e = Eingangswiderstand des Op-Amp r’a = Innenwiderstand Nicht invertierender Operationsverstärker: + ∆∞ R2 U 2 = R1 U 1 V 0 * re r '1 = V ra *V r '2 = V0 V = 1+ R2 U1 U2 R1 V R2 R1 V0 r’e r’a re ra = = = = = = = = Verstärkung mit Gegenkopplung Gegenkopplungswiderstand Eingangsquerwiderstand Leerlaufverstärkung Eingangswiderstand Ausgangswiderstand Eingangswiderstand des Op-Amp Innenwiderstand Differenzverstärker: Einen Differenzverstärker, auch Subtrahierer genannt, erhält man, wenn man beide Eingänge eines Operationsverstärkers getrennt ansteuert: R2 - Uaus = U 12 * V 2 − U 11 * V 1 R2 V1 = R1 R2 1+ R1 V2 = R3 1+ R4 ∆∞ R1 + R3 U11 U12 U2 R4 = Ausgangspannung = Eingangsspannung am invertierenden Eingang = Eingangsspannung am nicht U12 invertierenden Eingang V1, V2 = Verstärkung R1, R2, = Beschaltungswiderstände R3, R4 U2 U11 Summierverstärker: Mit dem Summierverstärker, auch Addierer genannt, können mehrere Spannungen addiert werden. R2 R11 R12 - ∆∞ R2 R2 R2 U2 = U 11 + U 12 +...+ Uen R11 R12 R1n R13 + U11 U12 U13 U2 U2 U11, U12 R2 R11, R12 = = = = Ausgangspannung Eingangspannungen Gegenkopplungswiderstand Vorwiderstände Seite 22 Integrierer / Differenzierer Integrierer: C1 U V R1 U1 ∆∞ - t V0 U2 + U1 T0 t U2 1 -UB 0 fD f Sinusförmige Ansteuerung: U 2 XC 1 = U1 R1 1 V = 2π * R1 * C 1 V =− V = C1 = R1 = ∆U2 = bei fD ist V = 1 => R1 = XC1 ∆t = Fehler! Kein gültiges eingebettetes ObfD = = f Rechteckförmige Ansteuerung: T0 = ∆U 2 U 1 = − R1 * C1 V0 = ∆t Verstärkung Gegenkopplungskondensator Vorwiderstand Ausgangsspannungsänderung Zeitdifferenz Durchtrittsfrequenz Frequenz Integrationskonstante Leerlaufverstärkung T 0 = R1 * C1 Differenzierer: R1 +U1 V t C1 ∆∞ - V0 T0 + U1 +U2 U2 1 0 t fD f -U2 Sinusförmige Ansteuerung: U2 R1 = U 1 XC 1 1 V = 2π * R1 * C 1 V =− bei fD ist V = 1 => R2 = XC1 fD = 1 2π * R1 * C1 Rechteckförmige Ansteuerung: U 2 = − R1 * C1 ∆U 1 ∆t V = C1 = R1 = ∆U1 = ∆t = fD = = f T0 = V0 = Verstärkung Vorkondensator Gegenkopplungswiderstand Eingangsspannungsänderung Zeitdifferenz Durchtrittsfrequenz Frequenz Integrationskonstante Leerlaufverstärkung T 0 = R1 * C1 Seite 23 Aktiver Hochpass / Aktiver Tiefpass Aktiver Hochpass: v / dB 1 R2 R1 -3 C1 - fg ϕ/° fT f / Hz -90 Ue + Ua -135 -180 -225 f / Hz -270 U R V =− a =− 2 Ue Z1 1 Z1 = (2 • π • f • C ) 2 + ( R2 ) 2 V Ue Ua fg fT 1 1 fg = 2 • π • C1 • R1 bei f = 0Hz : XC1 = ∞Ω V =− = Verstärkung = Eingangsspannung in V = Ausgangsspannung in V = Grenzfrequenz in Hz = Transitfrequenz in Hz R2 X C1 bei f = ∞Hz : XC1 = 0Ω V =− R2 R1 Aktiver Tiefpass: v / dB R2 1 C2 -3 R1 - fg ϕ/° f / Hz 180 Ue + Ua 135 90 f / Hz 0 V =− Ua Z2 =− Ue R1 1 Z2 = 1 (R ) 2 + (2 • π • f • C2 ) 2 fg = 1 2 • π • R2 • C2 2 V Ue Ua fg fT = Verstärkung = Eingangsspannung [ V ] = Ausgangsspannung [ V ] = Grenzfrequenz [ Hz ] = Transitfrequenz [ Hz ] bei f = 0Hz : XC2 = ∞Ω V =− R2 R1 Seite 24 KIQ / KUQ mit Op-Amp /Impedanzwandler / I/U Wandler Konstantspannungsquelle (KUQ): KUQ mit nichtinvertierendem Verstärker: R2 UB 8 ∆ R3 Formeln: - + + Ua R1 UZ RL R2 U a = U Z • 1 + R1 Ua ≥ UZ KUQ mit invertierendem Verstärker: UB R2 U a = −U Z • R3 8 ∆ R1 - + Z1 + Uz RL Ua R2 R1 Für grössere Ausgangsleistungen kann am Ausgang des OP’s eine Kollektorstufe als Puffer nachgeschaltet werden! Konstantstromquelle (KIQ): UB IL R1 8 Rs ∆ IL - IL = RL UZ RS + Z1 + Um grosse Lastströme zu erreichen, muss der Ausgang über einen Transistor ausgekoppelt werden! Uref Spannungsfolger (Impedanzwandler): V =1 ϕ = 0° 8 ∆ - + + Ua Ue re = gross ra = klein I / U Wandler: R1 8 - ∆ IE + + Ua U a = − I E • R1 Seite 25 Rechteckgenerator Rechteckgenerator mit Operationsverstärker: Uc / V Ua / V UA+ R3 C1 tp Uaus + t/ s Uein R2 U aus = −U ein = U A+ • UH 0 R1 Ua UA- R2 R2 + R1 U H = U aus + U ein UA+ Uaus Uein UH ti tp U − U aus t i = t p = − R3 • C1 • ln A+ U A+ + U aus 2 • R2 t i = t p = R3 • C1 • ln 1 + R1 weil: t i = t p : f = ti = max. positive Ausgangsspannung in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s 1 2 • ti Funktion der Elemente: C und R3: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators. R1 und R2: Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen (Hysterese) und ist somit auch frequenzbestimmend Rechteckgenerator mit Schmitt-Trigger: Ua / V Uc / V UA+ R1 R2 1 C1 tp ti Uaus UH Ua Uein t2 t1 0 t/ s U H = U aus − U ein t i = t p = t 2 − t1 U U t i = t P = −τ • ln1 − aus − ln 1 − ein U U a+ a + U − U aus t i = t P = − R1 • C1 • ln a + U a + − U ein weil: t i = t p : f = Ua+ Uaus Uein UH ti tp T t = max. pos. Ausgangsspannung in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s 1 1 = T 2 • ti Funktion der Elemente: R1 und C1: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators. Schutzwiderstand für den C-MOS-Eingang R2 : Seite 26 Astabilerr Multivibrator / Rechteckgenerator Astabiler Multivibrator: Vcc Out / V Funktionen der Elemente: Vcc R2 R1 R3 R4 tp ti 0 .2 t / s Out / V C1 V1 Out C2 V3 Vcc tp ti V2 V4 Out 0 .2 R1 und R4: Pull-up Widerstände R2 und C1: RC-Glied für V2 R3 und C2: RC-Glied für V1 V3 und V4: Schutzdioden, für V1 und V2, gegen negative Überspannung t / s t i = −τ • ln(0.5) ti = − R3 • C2 • ln(0.5) Vcc ti tp f T = Speisspannung in V = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s τ UCESAT = Sättigungsspannung in V (≈ 0.2V) = Kollektorstrom in A IC UBE = Basisvorspannung in V (≈ 0.7V) = Gleichstromverstärkung B = Übersteuerungsfaktor (≈ 2-10) ü = Tastgrad g t p = − R2 • C1 • ln(0.5) f = 1 1 = T ti + t P Vcc t i = −τ • ln 1 − 2 • Vcc R2 = R3 = (Vcc − U BE ) • B R1 = R4 = g= ü • IC Vcc − U CESAT IC ti T Rechteckgenerator mit LM555: Out / V Uc/ V Vcc Vcc RA RB R LM555 D TR TH tp Funktion der Elemente: RA: Pull-up Widerstand RB und C1: RC-Glied ti 2/3Vcc UH Out 1/3Vcc C1 t/ s Spezielle Ausgänge: D: Open Collector-Ausgang mit festgebundenem GND. (schaltet zwische 0V und Vcc) TR und TH: misst 1/3 und 2/3 Vcc und schaltet entsprechend den Ausgang „D“. U H = 2 3 Vcc − 1 3 Vcc ti = −τ • ln1 − 1 2 3 3 Vcc Vcc t i = −( R A + RB ) • C1 • ln(0.5) t p = − RB • C1 • ln( 0.5) ln( 0.5) ≈ −0.693 f = 1 1 = T ti + t p Vcc UH ti tp f T τ = Speisspannung in V = Hysterese in Vpp = Impulsdauer in s = Impulspausendauer in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s = Zeitkonstante in s Seite 27 Dreieck- und Sägezahngenerator Dreieck- und Sägezahngenerator mit einem Op-Amp: Out1 / V Out1/Out2/Out3 R3 V1 V2 ohne Diode 8 C1 mit V2 + R1 t t1 mit V1 R1 und R2: Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen (Hysterese), somit ausch frequenzbestimmend. t/s t t1 R2 • U a+ R1 + R2 ∆U out = U aus + U ein Uaus Uein Ua+ ∆Uout t t1 f T ∆U out t = − R3 • C1 • ln U a + + U aus Dreieckgenerator: 1 1 = T 2•t f = R3 und C1: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und Entladekurve, somit auch frequenzbestimmend. t/s Out3 / V R2 U aus = −U ein = Funktion der Elemente: t/s t Out2 / V Sägezahngenerator: t1 = 0s (ideal) 1 1 f = = T t = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V = max. pos. Ausgangsspannung in V = Amplitude in Vpp = Zeit in s = steile Flanke beim Sägezahn in s = Frequenz in Hz = Periodendauer in s Dreieck- und Sägezahngenerator mit zwei Op-Amp’s: IKONST C1 Out1 / V - t/s t 8 8 Out1/Out2/Out3 R1 + OP1 IKONST Out2 / V + OP2 R2 V1 t/s t R3 Out3 / V t1 V2 t/s t t1 U aus = −U ein = C1 • ∆U out • R3 U a+ Dreieckgenerator: f = Ausgänge: Out1: ohne Diode - Dreieckgenerator Out2: mit V2 - Sägezahn (fallend) - Sägezahn Out3: mit V1 R1 • U a+ R2 ∆U out = U aus + U ein t= Schaltung: OP1, C1 und R3: Integrator OP2, R1 und R2: Schmitt-Trigger 1 1 = T 2•t Sägezahngenerator: f t t1 T ∆Uout Ua+ Uaus Uein = Frequenz in Hz = Zeit in s = schnelle Flanke beim Sägezahn in s = Periodendauer in s = Amplitude in Vpp = max. Ausgangsspannung des OP2 in V = Ausschaltschwelle in V = Einschaltschwelle in V t1 = 0s (ideal) f = 1 1 = T t Seite 28 Sinusgenerator Phasenschieber mit Hochpasskette (RC): R2 fS = 8 ∆ R1 - R v = 29 = 2 R1 + + C C R R 1 15.4 • R • C C ϕHp = +60° Ua R 1 29 k= fS = Schwingfrequenz in Hz ϕHp = Phasenverschiebung eines Hochpassgliedes in ° v = Verstärkungsfaktor des OP k = Rückkopplungsfaktor der Hochpässe Ein Generator mit Hochpasskette schwingt unterhalb der Grenzfrequenz seines Hochpassglieder! Phasenschieber mit Tiefpasskette (RC): R2 fS = 8 ∆ R1 - 1 2.5 • R • C ϕTp = −60° + + v = 29 = R R C R Ua C C k= 1 29 R2 R1 fS = Schwingfrequenz in Hz ϕTp = Phasenverschiebung eines Tiefpassgliedes in ° v = Verstärkungsfaktor des OP k = Rückkopplungsfaktor der Tiefpässe Ein Generator mit Hochpasskette schwingt oberhalb der Grenzfrequenz seiner Tiefpassglieder Wien-Robinson-Generator (RC): R2 8 ∆ - f0 = ϕHp = +45° + R1 ϕTp = −45° + R C R 1 2•π • R• C Ua v = 3= C k= 1 3 R2 R1 f0 = Schwingfrequenz in Hz ϕHp = Phasenverschiebung des HP-Gliedes in ° ϕTp = Phasenverschiebung des TP-Gliedes in ° v = Verstärkungsfaktor des OP k = Rückkopplungsfaktor des Hoch- und Tiefpssses Der Wien-Robinson-Generator schwingt bei der Grenzfreqeuenz seines Hoch- und Tiefpasses! Seite 29 Sinusgenerator / Quarz Meissner-Oszillator (LC): f0 = R1 C2 L2 Ua ϕTrafo = +180° ϕTrans = +180° L1 R2 R4 1 2 • π • C2 • L1 C1 Ua v= IC IB k= N2 N1 f0 ϕTrafo ϕTrans v k IC IB N1 N2 = Schwingfrequenz in Hz = Phasenversch. des Transformators in ° = Phasenverschiebung des Transistors in° = Verstärkungsfaktor des Transistors = Rückkopplungsfaktor des Trafos = Kollektorstrom in A = Basisstrom in A = Windungsanzahl der L1 = Windungsanzahl der L2 Der Meissner-Osszillator schwingt bei der Grenzfrequenz seines Paralellschwingkreises! Quarz: Schaltzeichen: Ersatzschaltbild: CP C L R Schaltungsbeispiel eines Quarz-Oszillators: 1 Out HC-MOS-IC’s verwenden! Seite 30 Vierschichtdiode / Sägezahngenerator Vierschichtdiode: Schaltzeichen und interner Aufbau: Formel: A A R1 = Widerstand UB = Betriebsspannung IH = Haltestrom U R1 = B IH P N P N K K Grundschaltung: Kennliniendiagramm: + R1 UB A K Allgemein: - Andere Namen : Einrichtungs-Thyristordiode, Triggerdiode. - Schalter, der mit einer Spannung an A und K gesteuert wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - Kann nur in eine Richtung betrieben werden. - Zündung durch eine Spannung UAK = Zündspannung US. -Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung UH, bzw. des Haltestromes IH. - Der Strom in Durchlassrichtung muss begrenzt werden! Sägezahngenerator mit Vierschichtdiode: + Ua US R1 UB R2 UH Ua C tE tL t T UB t L = ( R1 + R2 ) ⋅ C ⋅ Ln UB −US U t E = R2 ⋅ C ⋅ Ln S UH f = 1 1 ≈ tL + tE tL UB IH tL tE US UH f = Betriebsspannung in V = Haltestrom in A = Ladezeit des Kondensators in s = Entladezeit des Kondensators in s = Schaltspannung in V = Haltespannung in V = Frequenz der Sägezahnspannung in Hz Seite 31 Diac / UJT Diac: Allgemein: - Andere Namen : Zweirichtungs-Thyristordiode. - Schalter, der mit einer Spannung an A und K geschaltet wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - 2 Typen: 3-und 5-Schicht-Version. Siehe Kurve. - Kann in beide Richtungen betrieben werden. - Die Zündung erfolgt über eine Spannung an A und K: Zündspannung US. - Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung UH, des Haltestromes IH. - Der Strom muss in Durchlassrichtung begrenzt werden! Diac drei Schicht Typ: P N P Diac fünf Schicht Typ: N P N N P Unijunctiontransistor UJT: Allgemein: - Schalter, der mit Steueranschluss E geschaltet wird. - Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten. - Das Verhältnis UZB1 zu UB2B1 wird inneres Spannungsverhältnis genant und mit η bezeichnet - Gezündet wird, indem: UE = UB2B1 · η + 0.6V erreicht B2 B2 B2 E P rB2 E E B1 Z N rB1 B1 B1 Ersatzschaltung und Kennlinie: B2 rB2 E IE U BB + U EB1 IP UF r B1 η∗U BB UEP = Höckerspannung IV - B1 UEV = Talpunkt B1 Unijunctiontransistor (Fortsetzung): U EB1 > U EP = U F + η ⋅ U BB 2 PV = U BB I E max UEB1 UEP UF η PV UBB RBB = Eingangsspannung in V = Höckerspannung in V = Durchlassspannung UF = 0.7V = inneres Spannungsverhältnis η = 0.6-0.8 = Verlustleistung in W = Interbasisspannung in V = Interbasisswiderstand in Ω Seite 32 UJT Grundschaltung: UC UB UEP RV A1 RB2 E B2 U EV UBB t A2 B1 UB1 IE*RB1 UC C RB1 UB1 UEV t RB 2 ≈ 0.7V ⋅ R BB η ⋅U B RB1 ≈ 5 ⋅ U EP I E max UB t L ≈ RV ⋅ C ⋅ Ln ⋅ U B − U EP U t E = RB1 ⋅ C ⋅ Ln ⋅ EP U EV f = f = 1 1 ≈ tL + tE tL UEP UEV η RBB IEmax UB tL tE f I = Höckerspannung in V = Talspannung in V = inneres Spannungsverhältniss η ≈ 0.6-0.8 = Interbasiswiderstand in Ω = max. Emitterstrom in A = Betriebsspannung in V = Ladezeit des Kondensators in s = Entladezeit des Kondensators in s = Frequenz der Sägezahn- und Impulsspannung in Hz = konst. Aufladestrom des Kondensators in A I (U EP − U EV ) ⋅ C Seite 33 Thyristor / Triac Thyristor: Allgemein: - anderer Name: Thyristordiode - kathoden- bzw. anodenseitig steuerbar - 2 stabile Zustände: sperren und leiten - durch Gate steuerbar A Schaltzeichen: A1 A1 p A1 G G G A2 A2 Thyristor, allgemein A2 Thyristor, kathodenseitig steuerbar G2 n G1 p n Thyristor, anodenseitig steuerbar K I Kennwerte: Haltestrom IH: Kleinster Wert des Durchlassstromes. Wird dieser unterschritten, kippt der Thyristor in den Sperrzustand. Minimal erforderlicher Wert, damit das Element Zündstrom IGT: zündet. Zündspannung UGT: Minimale Spannung, damit der Thyristor richtig zündet. Nullkippspannung UK0: Die Nullkippspannung entspricht der Schaltspannung bei der Vierschichtdiode. Hier ist IGT 0 mA. IR ist der Sperrstrom im Sperrbereich, ID derjenige im Sperrstrom IR, ID: Blockierbereich. IGT = 100 mA Durchlassbereich Sperrbereich UH Blockierbereich 0 mA 10 mA IH Übergangsbereich UK0 UAK Triac: Schaltzeichen: Aufbau: A1 A1 G G1 A2 A2 Symbol I Triggermudus: Für den Triac bibt es vier Ansteuerungsarten, sogenannte Triggermodus: IG = 100 mA Durchlassbereich + Blockierbereich UK0 UA1A2 Durchlassbereich I Die Kennwerte entsprechen denen des Thyristors. UK0 IG = 100 mA 10 mA Blockierbereich Übergangsbereich Kennwerte: IH UH 0 mA I : UA2A1 = positiv, UGA1 = positiv I- : UA2A1 = positiv, UGA1 = negativ III+ : UA2A1 = negativ, UGA1 = positiv III- : UA2A1 = negativ, UGA1 = negativ Übergangsbereich 10 mA Aufbau Der Triac (Triode alternating current switch) ist eine Antiparallelschaltung von zwei Thyristoren. Mit dem Triac kann man, im Gegensatz zum Thyristor, auch negative Halbwellen steuern. 0 mA G2 Seite 34 Leistungsverstärker Gegentaktverstärker im B-Betrieb: Der Gegentaktverstärker besteht aus zwei kompementären Verstärkerstufen. Der Arbeitspunkt liegt so, dass jeder Transistor nur eine Signalhalbwelle verarbeitet. Er ist am Ende der Geraden, bei IC ≈ 0 und UCE = UB. Merkmale: - Ausgangsseitig 2 Transistoren - An den Basen zusammengeschalten - Kleiner Ruhestrom - Für grosse Ausgangsleistungen - Übernahmeverzerrung (-0.7V ...+0.7V) - Guter Wirkungsgrad - Doppelte Signalamplitude als A- Betrieb +UB ICmax Arbeitsgerade IC ICmax=0 A t UB RL G UCE ~ -U B η= P≈ P= 1 UB 2 PRL max ≈ ⋅ 2 RL P == 2 ⋅ UB ⋅ ICM P ≈= bU − U g⋅ i B CEsat C 2 P = −P ≈ PV = 2 PV max ≈ 0 .07 ⋅ iC ⋅ UB t PRLmax η P~ P= PV ICM = höchste auftretende Leistung an RL = Wirkungsgrad = Sprechwechselleistung = Gleichstromleistung = Verlustleistung = Mittelwert Seite 35 Leistungsverstärker Gegentaktverstärker im AB-Betrieb: Der Arbeitspunkt des AB-Betriebs liegt zwischen dem A-Betrieb und dem B-Betrieb. Kleine Signale werden im A-Betrieb, grosse Signale wie im B-Betrieb verstärkt. Der AB-Betrieb ist besonders verzerrungsarm. Merkmale: - Ausgangsseitig 2 Transistoren - An den Basen nicht zusammenge-schalten (min. 2 Dioden) - Kleiner Ruhestrom - Für grosse und kleine Ausgangs-leistungen - Kleine Verzerrungen - Wirkungsgrad zwischen A- und B-Betrieb +UB ICmax R1 Arbeitsgerade IC A t ICmax=0 UB RL UCE Grosses Signal: B-Betrieb Kleines Signal: A-Betrieb R2 -UB R1 = R 2 ≈ ICm = UB − Ûa max IB max iC π P == UB ⋅ ICm iC 2 ⋅ RL 2 P = −P ≈ PV = 2 P≈ η= P= P ≈= t Ûamax ICm iC P= P~ PV η = Grösste Signalamplitude in V = Mittelwert von IC in A = ICpeak in A = Gleichstromleistung in W = Sprechwechselleistung in W = Gesamtverlustleistung in W = Wirkungsgrad Seite 36
