Elektronik1 - baumberger hochfrequenzelektronik

Elektronik 1
MUSTERLÖSUNG zur Schlussprüfung vom 24. Juni 2013
1) Operationsverstärker Grundlagen
a)
Aufgabe: Zählen Sie drei Eigenschaften auf, welche einen idealen Operationsverstärker
ausmachen, und geben Sie eine kurze Beschreibung jeder Eigenschaft.
Lösung: Hier können folgende Eigenschaften genannt werden:

Die Differenzverstärkung des idealen Operationsverstärkers ist extrem gross resp. geht
gegen unendlich.

Der Operationsverstärker verstärkt nur die Differenzeingangsspannung, die absoluten
Werte von UP und UN sind belanglos (unendliche Gleichtaktunterdrückung).

Die Eingangsströme am invertierenden und am nichtinvertierenden Eingang sind gleich
null resp. die Eingangswiderstände gehen gegen unendlich.

Die Ausgangsspannung hängt nicht vom Ausgangsstrom ab resp. der
Ausgangswiderstand ist gleich null.

Die Ausgangsspannung kann die negative und die positive Speisespannung erreichen
(Rail-to-Rail-Ausgang).

Der ideale Operationsverstärker ist unendlich schnell, d.h. hat eine unendliche slew rate
und Bandbreite.
b)
Aufgabe: Was unterscheidet einen Single Supply-Operationsverstärker von einem
normalen Operationsverstärker für bipolare Speisung? Erklären Sie die Unterschiede in
Bezug auf Operationsverstärkerein- und Ausgang.
Lösung: Der Eingangsgleichtaktbereich eines Single Supply-OP reicht bis an die negative
Versorgungsspannung, ebenso kann der Ausgang die negative Versorgungsspannung
erreichen. "Normale" OP's benötigen eingangsseitig eine Reserve gegenüber positiver wie
negativer Speisespannung von 1 .. 3 V, ebenso erreicht der Ausgang die
Versorgungsspannungen nicht, sondern kommt bloss auf 1 .. 3 V an diese heran.
c)
Aufgabe: Es wird allgemein empfohlen, die Speisungsanschlüsse jedes
Operationsverstärkers mit einem Kondensator gegen Masse abzublocken. Was ist der
Grund für diese Empfehlung? Was kann passieren, wenn man sie nicht befolgt?
Lösung: Der Zweck dieser Kondensatoren ist es, den Innenwiderstand der Speisungen auch
für höhere Frequenzen tief zu halten, d.h. die Speisungen verhalten sich wie ideale
Spannungsquellen. Lässt man die Kondensatoren weg, kann der Innenwiderstand der
Speisespannungsquellen induktiv werden, und zwar allein wegen der Anschlussleitungen. Dies
kann dazu führen, dass der Operationsverstärker nicht das gewünschte Verhalten zeigt
(ungenügende Verstärkung, schlechte Gleichtaktunterdrückung) oder sogar ohne
Eingangssignal schwingt.
2) Addierer
Die folgende Schaltung zeigt einen sog. Umkehraddierer. Wie der Name sagt, bildet die
Schaltung die Summe der beiden Eingangsspannungen Ue1 und Ue2, allerdings mit negativem
Vorzeichen, also Ua = -(Ue1 + Ue2). Der Widerstand R3 sei 10 k und der Wertebereich der
beiden Eingangsspannungen 0 .. +5 V.
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a)
Aufgabe: Dimensionieren Sie die beiden Widerstände R1 und R2 so, dass die Schaltung
die Funktion Ua = -(Ue1 + Ue2) ausführt. Der Operationsverstärker sei ideal.
Lösung: Hier macht man sich das Quellenüberlagerungsprinzip zunutze, d.h. man kann jeden
Eingang für sich allein betrachten, der jeweils andere wird geerdet.
Für Eingang 1 muss also gelten: Ua = -(Ue1); dies entspricht gerade dem Verhalten eines
invertierenden Verstärkers mit Verstärkung -1. Dies wird erreicht mit R1 = R3 = 10 k.
Dasselbe gilt für Eingang 2. Die Lösung lautet also R1 = R2 = 10 k.
b)
Aufgabe: Zeichnen Sie im Schema die Speisungen des realen Operationsverstärkers ein
und wählen Sie die Versorgungsspannungen (bipolare Speisung, also UB+ und UB-), die
nicht grösser als nötig sein sollen. Begründen Sie Ihre Wahl und allfällige Annahmen.
Lösung: Das Schema ist in folgender Figur gezeigt. Natürlich dürfen auch die
Abblockkondensatoren nicht fehlen.
Entsprechend der in der Aufgabenstellung gegebenen Formel erreicht der Ausgang bei Ue1 =
Ue2 = 0 V die Spannung 0 V, bei Ue1 = Ue2 = +5 V -10 V. Der Ausgangsspannungsbereich ist
somit -10 .. 0 V. Da nichts weiter über den Operationsverstärker bekannt ist, ausser eben dass
er real ist, müssen wir auf den Minimal- und den Maximalwert der Ausgangsspannung je 3 V
Reserve einplanen, d. h. UB+ = +3 V und UB- = -13 V.
Bemerkung: Natürlich muss der OP diese Spannung (gesamte Speisespannung UB+ - UB- =
16 V) auch vertragen; viele moderne OP's vertragen bloss 15 V oder gar nur 5 V. Dies war hier
aber nicht gefragt.
c)
Aufgabe: Die Schaltung soll nun als Single Supply-Schaltung (UB- = 0 V) unter
Anwendung eines modernen RRIO-Operationsverstärkers (rail-to-rail input output)
ausgeführt werden, wobei der Eingangsspannungsbereich weiterhin 0 .. +5 V sein soll.
Wie ist die Schaltung zu modifizieren und wie gross muss die Speisespannung UB+ nun
sein? Gefragt ist ein Schema mit den Werten der Bauteile sowie die minimale
Betriebsspannung.
Lösung: Der Bereich der Ausgangsspannung bleibt 10 V (zweimal 0 .. 5 V). Da UB- = 0 V sein
soll, muss er zwingend 0 .. 10 V sein. Da ferner ein RRIO-Operationsverstärker eingesetzt wird,
reicht UB+ = +10 V. Um den Bereich von -10 .. 0 V (Teilaufgabe b) auf 0 .. +10 V anzuheben,
muss eine Hilfsspannung UM am nichtinvertierenden Eingang angelegt werden, was zum
folgenden Schema führt:
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Die Frage ist nun, wie hoch UM sein muss. Zur Klärung dieser Frage hilft die Tatsache, dass die
Spannung zwischen invertierendem (UN) und nichtinvertierendem (UP) Eingang dauerhaft 0 V
ist, d. h. UN = UM. Ferner wissen wir, dass wir einen Umkehraddierer vor uns haben; somit
gehört das obere Ende des Ausgangsspannungsbereich (+10 V) zu Ue1 = Ue2 = 0 V. Zusammen
mit der Tatsache, das kein Strom in die OP-Eingänge fliesst, bleibt ein einfacher
Spannungsteiler für die Rechnung übrig:
Dies ist ein einfacher Spannungsteiler; mit den bekannten Werten für R1, R2 und R3 und den
oben angenommenen Spannungen erhält man für die Spannung am invertierenden OPEingang UN und somit für UM:
U M  U N  10V 
R1 // R2
 3.3 V
( R1 // R2 )  R3
Ein solches UM erhält man z. B. mit R4 = 10 k und R5 = 5 k.
3) Integrator
Der umseitig gezeigte Integrator arbeitet mit einem realen Operationsverstärker (kein single
supply-OP). Die Speisung beträgt 15 V, die Bauteilewerte sind R = 2 k, C = 10 nF.
a)
Aufgabe: Skizzieren Sie den Spannungsverlauf am Integratorausgang quantitativ (also
mit Zahlenwerten), wenn am Eingang ein Rechteckimpuls der Amplitude +1.0 V und 400
s Dauer anliegt (s. Figur rechts). Die Anfangsladung des Kondensators sei null.
Lösung: Bei Uein = +1 V fliesst ein Eingangsstrom von Uein/R = 0.5 mA, da der invertierende
Eingang ein virtueller Massepunkt ist. Dieser Strom muss auch durch C fliessen, da in die OPEingänge hinein kein Strom fliessen kann. C wird also aufgeladen. Am Ende des Pulses müsste
er also folgende Ladung haben:
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Qt
Uein
= 200 nC
R
Die durch diese Ladung am Kondensator aufgebaute Spannung Uaus wäre:
Q U
U




t ein

-20.0 V
aus
C
RC
Das Vorzeichen ergibt sich einerseits aus der Tatsache, dass der Operationsverstärker an
seinem invertierenden Eingang gesteuert wird, andererseits aus der Parallelität von Strom- und
Spannungspfeil am Kondensator: Er wird geladen, also ist er ein Verbraucher.
Allerdings würde eine Ladung auf -20 V bedeuten, dass der Ausgang des OP -20 V erreichen
muss, da das linke Ende von C ja ein virtueller Massepunkt ist. Der OP wird also beim
Erreichen einer Ausgangsspannung zwischen -12 und -14 V sättigen.
b)
Aufgabe: Angenommen, der Eingangs-Bias-Strom (Nichtidealität) des
Operationsverstärker betrage 1.0 µA (Strom fliesst in die OP-Eingänge hinein). Skizzieren
Sie das resultierende Verhalten der Ausgangsspannung Uaus, wenn die
Eingangsspannung Uein konstant auf 0 V gehalten wird, und nennen Sie zwei
Massnahmen, mit denen dieses unerwünschte Verhalten beseitigt werden kann (mit
Schemaskizze und Erklärung).
Lösung: Ein Strom in den invertierenden Eingang hinein hat denselben Effekt, wie eine
Eingangsspannung: Der Strom muss durch den Kondensator fliessen. Durch R und die
Signalquelle kann er nicht fliessen, da die Spannung am invertierenden Eingang weiterhin 0
bleibt (virtueller Massepunkt). Ein vom Ausgang her fliessender Strom durch C führt zu einer
Ladung desselben, allerdings in umgekehrter Richtung wie während des Pulses von
Teilaufgabe . Da der Bias-Strom dauernd fliesst, resultiert am Ausgang eine Rampe bis zur
Sättigung des OP an seiner positiven Aussteuergrenze bei +12 .. +14 V.
Die Anstiegsrate der Rampe berechnet sich wie folgt:
U I B

 100 V/s
t
C
Nach rund einer Achtelsekunde erreicht der Ausgang des OP nach dem Einschalten die
Sättigungsspannung (ca. +12.5 V):
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4) Grundlagen von Halbleitern und Dioden
a)
Aufgabe: Erläutern Sie, wie das Phänomen der intrinsischen Leitfähigkeit im undotierten
Halbleiter zustande kommt und wie es sich dort auswirkt.
Lösung: Intrinsischer Halbleiter enthält keine Störstellen (Donatoren oder Akzeptoren), welche
bewegliche Ladungsträger (Elektronen oder Löcher) freisetzen könnten. Bei Temperaturen über
dem absoluten Nullpunkt führen allerdings Gitterschwingungen dazu, dass ab und zu
Elektronen-Loch-Paare entstehen. Dies führt zu einer schwachen, temperaturabhängigen
Leitfähigkeit des undotierten Halbleitermaterials, welche in den meisten Fällen unerwünscht ist.
b)
Aufgabe: Weshalb bildet sich beim Zusammenfügen von p- und n-dotiertem
Halbleitermaterial bereits ohne angelegte Sperrspannung eine Sperrschicht (also eine
trägerentblösste Zone)?
Lösung: Im n-dotierten Material befinden sich frei bewegliche negative Ladungsträger
(Elektronen) und im p-Halbleiter positive Ladungsträger (Löcher). Beide diffundieren Im Bereich
der Grenze zwischen n- und p-Material auf die jeweils andere Seite und rekombinieren. So
bleiben im Grenzbereich auf der n-Seite die positiv geladenen, aber nicht beweglichen
Donatoratome und auf der p-Seite die unbeweglichen negativ geladenen Akzeptoratome übrig
(neben den ungeladenen Si-Atomen des Gitters), so dass in diesem Bereich erstens keine
beweglichen Ladungsträger mehr übrig bleiben und zweitens die Gebiete nicht mehr elektrisch
neutral sind. Diese beiden Erscheinungen geben dieser Zone ihre gleichwertigen Namen:
Sperrschicht oder Raumladungszone.
c)
Aufgabe: Die Flussspannung einer realen pn-Diode betrage bei einem Strom von 1 µA
und Zimmertemperatur (25°C) UF = 0.5 V. Berechnen Sie die Flussspannung dieser Diode
bei einem Strom von 1 mA unter Annahme eines Korrekturfaktors m = 1.
Lösung: Hierzu benötigt man die Diodengleichung aus dem Skript (Formel 1). Diese löst man
zunächst nach dem unbekannten Parameter IS auf und setzt die in der Aufgabe gegebene
Flussspannung und den Diodenstrom ein (m = 1, UT = 26 mV bei Raumtemperatur, Id1 = 1 µA,
Ud1 = 0.5 V):
I
IS 
e
d1
Ud1
UT
 4.45·10-15 A
1
Nun löst man (1) aus dem Skript nach Ud auf und berechnet mit dem oben berechneten
Sperrstrom IS die Flussspannung Ud2 (= UF bei Id2 = 1 mA):
I

U F  U d 2  U T ln  d 2  1  0.68 V
 IS

Bemerkung: Der Summand -1 resp. +1 kann in den beiden obigen Gleichungen ohne weiteres
weggelassen werden, da er nur bei äusserst kleinen Diodenströmen eine Rolle spielt.
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Natürlich kann man auch die erste in die zweite Formel einsetzen und erhält direkt, unter
Vernachlässigung der -1 und +1:
UF  Ud 2
d)
Ud 1
I

I 
d2

 U T ln
 e UT   U d 1  U T ln  d 2   0.68 V
 I d1

 I d1 


Aufgabe: Welche zusätzliche Information benötigen Sie für eine reale Diode, wenn Sie
auf Grund der in Teilaufgabe c) gegebenen Daten deren Flussspannung bei einem hohen
Strom (z. B. bei 1 A) berechnen müssten?
Lösung: Man benötigt den Seriewiderstand RB der Diode, da dieser bei höheren Strömen
immer eine wesentliche Rolle für die Flussspannung spielt (s. Skript Fig. 3).
e)
Aufgabe: Wie verändert sich die Flussspannung der Diode von Teilaufgabe c), wenn bei
konstantem Strom die Temperatur um 50°C erhöht wird?
Lösung: Die Faustregel sagt, dass die Flussspannung bei konstantem Strom um 2 mV/K
abnimmt. Somit sinkt die Flussspannung von 0.50 auf 0.40 V bei 50°C Temperaturerhöhung.
5) Leistungsgleichrichter
Die folgende Figur zeigt das Schaltschema einer einfachen Stromversorgung mit
Netztransformator, Brückengleichrichter und Glättungskondensator. Im Gleichrichter kommen
Schottky-Dioden zum Einsatz.
a)
Aufgabe: Wie gross muss die Sekundärspannung des Transformators gewählt werden,
damit eine Gleichspannung UDC von 5.0 V resultiert? Geben Sie den Effektivwert an. Für
die Flussspannung der Dioden können Sie 0.4 V annehmen, der Kondensator C sei so
gross, dass kaum eine Restwelligkeit resultiert.
Lösung: Da immer zwei Dioden in Serie liegen, muss die sekundärseitige Spitzenspannung um
2UF höher gewählt werden als die gewünschte Gleichspannung, also:
U P  U DC  2U F  5.8 V
Der Effektivwert ist um den Faktor 2 kleiner, somit:
U eff 
b)
UP
2
 4.10 V
Aufgabe: Dimensionieren Sie den Kondensator C so, dass bei einem Laststrom von 100
mA eine Restwelligkeit von 0.2 V resultiert. Die Netzfrequenz beträgt 50 Hz.
Lösung: Da ein Brückengleichrichter verwendet wird, tragen negative wie positive Halbwellen
der Wechselspannung zur Nachladung des Kondensators bei; somit entspricht das
Nachladeintervall gerade der halben Netzperiode (10 ms). Nimmt man näherungsweise an, der
Nachladevorgang selber sei sehr kurz, entspricht die Entladezeit gerade 10 ms.
Aus der Formel für den Ladevorgang des Kondensators („Kuh gleich Kuh“, also Q = CU) erhält
man:
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C
t  I
 5000 µF
U
Bemerkung: Die gemachte Näherung ist v.a. bei kleiner Restwelligkeit gut, wie im Fall der
Aufgabe; aber auch bei grösserer Welligkeit liefert sie einen Wert für den Kondensator, welcher
auf der sicheren Seite liegt.
6) Abwärtswandler
In dieser Aufgabe sollen Sie einen einfachen Abwärtswandler dimensionieren, der aus einer
Eingangsspannung von 5.0 V eine Ausgangsspannung von 1.2 V bei 0.5 A Laststrom erzeugt.
Er soll aus einem p-Kanal-Enhancement-MOSFET als Leistungsschalter, einer SchottkyFreilaufdiode sowie einer Speicherdrossel und einem Glättungskondensator bestehen.
a)
Aufgabe: Zeichnen Sie das komplette Schaltschema des Wandlers inkl. 5 VSpannungsquelle (Eingang) und Last (Widerstand 2.4 ). Die Signalquelle zur
Ansteuerung des MOSFET ist als ideale Quelle zu zeichnen.
Lösung: s. folgende Figur
b)
Aufgabe: Wie gross muss das Tastverhältnis dideal (Verhältnis von Einschaltdauer des
MOSFET zu Periodendauer) sein, wenn man sämtliche Verluste (ON-Widerstand des
MOSFET’s, Gleichstromwiderstand der Speicherdrossel und Flussspannung der
Freilaufdiode) vernachlässigt?
Lösung: Beim verlustlosen Abwärtswandler entspricht das Verhältnis von Ausgangs- zu
Eingangsspannung gerade dem Tastverhältnis dideal:
d ideal 
c)
U aus
 0.24
U ein
Aufgabe: Berechnen Sie jetzt das erforderliche Tastverhältnis dUF unter Berücksichtigung
des Spannungsverlustes über der Freilaufdiode von UF = 0.4 V, jedoch immer noch ohne
die Widerstände von MOSFET und Drossel, und skizzieren Sie in einem Diagramm die
Verläufe der Spannung über der Freilaufdiode sowie des Stroms durch die Drossel
quantitativ korrekt, d.h. mit den richtigen Zahlenwerten. Die Schaltfrequenz f sei 1 MHz
und die Induktivität der Speicherdrossel 5.6 µH.
Lösung: Das Verhältnis von ON- zu OFF-Zeit entspricht generell dem Verhältnis der
Spulenspannungen während der OFF- und der ON-Phase. Wegen dem Spannungsverlust über
der Freilaufdiode ist die Spulenspannung während der OFF-Phase nun nicht mehr gleich der
Ausgangsspannung, sondern der Ausgangsspannung plus UF. Während der ON-Phase ist die
Spulenspannung nach die vor gerade Uein – Uaus. Somit gilt:
t ON U L ,OFF U aus  U F


t OFF U L ,ON U ein  U aus
Substituiert man tOFF und tON durch Ausdrücke mit d und t (t = Periodendauer), so erhält man:
U UF
d
 aus
1  d U ein  U aus
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Nach d aufgelöst, das jetzt das Tastverhältnis unter Berücksichtigung von UF ist, folgt:
dUF 
U aus  U F
 0.296
U ein  U F
Für die Welligkeit des Strom kann man z. B. die ON-Phase heranziehen (Dauer: tON = dUF·t =
296 ns):
I L 
U ein  U aus   tON
L
 200 mA
Die Verläufe von UD und IL sind wie folgt:
d)
Aufgabe: Ermitteln Sie die Gesamtverlustleistung der Schaltung unter Berücksichtigung
aller Verluste (Freilaufdiode, MOSFET, Drossel). Sie können dabei mit dem in Teilaufgabe
c) berechneten Tastverhältnis rechnen, oder alternativ mit jenem aus Teilaufgabe b). Der
ON-Widerstand des MOSFET’s sowie der Gleichstromwiderstand der Spule sei jeweils
0.5 .
Lösung: Da dauernd Strom (der Ausgangsstrom IL =0.5 A) durch die Spule fliesst, fallen an ihr
auch dauernd Verluste an. Mit RSp = 0.5  (Gleichstromwiderstand der Spule) beträgt deren
Verlustleistung PSp:
PSp  I L2  RSp  125 mW
Dagegen produziert der MOSFET nur während der ON-Phase Verluste, d.h. dessen
Verlustleistung PM ist mit dem Tastverhältnis dUF zu multiplizieren, die Formel ist sonst dieselbe
wie bei der Spule und auch der Strom während der ON-Phase entspricht dem Spulenstrom:
PM  dUF  I L2  RDSON  37 mW
Die Verlustleistung der Diode PD entspricht deren Strom (ebenfalls IL) mal deren
Flussspannung, jedoch nur während der OFF-Phase:
PD  1  dUF   U F  I L  141 mW
Die Gesamtverlustleistung entspricht der Summe der drei:
PV ,tot  PSp  PM  PD  303 mW
Der Wirkungsgrad des Wandlers  (hier nicht gefragt) beträgt also:

Paus
 66%
Paus  PV ,tot
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7) Dimensionierung eines LDO
Sie sollen mit dem LDO LM2941CT von Texas Instruments (Datenblattauszug s. letzte Seite)
eine Stabilisierung für eine Ausgangsspannung von 5.0 V dimensionieren. Als primäre
Spannungsquelle steht ein Lithium-Akku mit zwei Zellen zur Verfügung (nominelle Spannung
7.2 V, beim Laden max. 8.5 V). Der maximale Laststrom beträgt 1.0 A.
a)
Aufgabe: Zeichnen Sie das Schaltschema der gesamten Schaltung inkl. Akkusanschluss,
Ausgang und allen benötigten Bauteilen mit deren Werten. Begründen Sie die Wahl der
Werte, soweit nicht durch Ihre Rechnung ersichtlich. Der Regler soll immer eingeschaltet
sein, d.h. der ON/OFF-Eingang muss entsprechend beschaltet sein.
Lösung: Hier hält man sich an die im Datenblatt gegebene Schaltung:
Der ON/OFF-Eingang muss für Dauerbetrieb mit Masse verbunden werden (unter +0.8 V,
logisch 0). Für die Dimensionierung des Spannungsteilers R2/R1 hält man sich ebenfalls als die
Vorgabe im Datenblatt und wählt R1 = 1.0 k; dies garantiert, dass der Bias-Strom, der in den
Anschluss ADJ hinein oder aus diesem hinaus fliesst, keine Rolle spielt.
Für R2 verwendet man die rechts neben der Anwenderschaltung im Datenblatt gegebene
Formel; es handelt sich hierbei um eine nach R2 aufgelöste Spannungsteilerformel. Für die
Referenzspannung wählt man den typischen Wert 1.275 V. Man erhält R2 = 2.92 k.
b)
Aufgabe Benötigt der Regler einen Kühlkörper? Wenn nein, begründen Sie dies. Falls ja,
dimensionieren Sie diesen für eine maximale Umgebungstemperatur von +45°C. Gefragt
ist in diesem Fall also der Wärmewiderstand des Kühlkörpers RSA.
Lösung: Bei der maximalen Eingangsspannung von Uein,max = 8.5 V und 5.0 V
Ausgangsspannung fallen Umax = 3.4 V über dem Regler ab; zusammen mit dem maximalen
Laststrom von IL,max = 1.0 A ergibt dies eine Verlustleistung von P1 = 3.4 W. Hinzu kommt noch
die durch den Eigenverbauch des Reglers verursachte Verlustleistung P2, wobei man hier den
maximalen Ruhestrom IQ,max verwenden sollte („Quiescent Current“). Man erhält für die
maximale totale Verlustleistung PV,max:
PV ,max  I L ,max  U max  I Q ,max  U ein,max  4.0 W
Für den Betrieb ohne Kühlkörper ist der Wärmewiderstand JA fürs TO-220-Gehäuse von
53 K/W zu verwenden. Für die maximale Bauteiltemperatur bei maximaler
Umgebungstemperatur TA,max erhält man:
TJ ,max  TA,max  PV ,max   JA  257°C
Dies ist rund 130°C zu hoch (s. „Temperature Range“ im Datenblatt) und würde zur Zerstörung
des Bauteils führen.
Für den max. Wärmewiderstand des zu verwendenden Kühlkörpers SA (RSA in der
Aufgabenstellung) benötigt man den Wärmewiderstand vom Chip zum Gehäuse JC von 1 K/W.
Sinnvollerweise setzt man noch CS = 0.5 K/W für den Übergang vom Halbleitergehäuse zum
Kühlkörper an.
Die max. Chip-Temperature (Junction-Temperatur TJ,max) ist:
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TJ ,max  TA,max   JC  CS   SA   PV ,max
Aufgelöst nach SA:
 SA 
c)
TJ ,max  TA,max
  JC  CS  18.5 K/W
PV ,max
Aufgabe: Bis zu welcher Spannung kann der Akku beim maximalen Laststrom entladen
werden, ohne dass die Ausgangsspannung nach dem LDO abfällt? Gefragt ist hier ein
sicherer Wert, der allen Umständen Rechnung trägt!
Lösung: Hier benötigt man den garantierten Maximalwert für die Dropout Voltage bei 1.0 A
Laststrom von 1.0 V. Der Akku kann somit bis 6.0 V herunter entladen werden, ohne dass ein
Risiko besteht, dass die stabilisierte Ausgangsspannung unter den Nominalwert von 5.0 V
abfällt.
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