B - tonil

Team: 10
Gruppe: 1
Versuch: B
Fachhochschule Deggendorf
Fachbereich Elektrotechnik
PRAKTIKUM
SCHALTUNGSTECHNIK
VERSUCH B
Entwurf eines einfachen Transistorverstärkers für
Audio - Anwendungen
Versuchsdatum:
21.06.06
Teilnehmer:
Blattzahl (inkl. Deckbl.):
18
Inhaltsverzeichnis
1. Versuchsvorbereitung
1.1 Begriffsdefinitionen
1.2 Datenblatt
1.3 Bauteile
1.4 Kleinsignalersatzschaltbild
1.5 Berechnungsformeln
1.5.1 Eingangswiderstand des Verstärkers
1.5.2 Ausgangswiderstand des Verstärkers
1.5.3 Spannungsverstärkung
1.5.4 Stromverstärkung
1.5.5 Leistungsverstärkung
2. Dimensionierung der Schaltung
2.1 Voraussetzungen
2.2 Bestimmung des Kollektorstroms IC
2.3 Bestimmung des Kollektorwiderstandes RC
2.4 Bestimmung der Emittervorwiderstände RE1 und RE2
2.5 Bestimmung des Basisstromes IB
2.6 Berechnung des Basisspannungsteilerwiderstände R1 und R2
2.7 Betrachtung der unteren Grenzfrequenz fu
2.8 Berechnung des Koppelkondensators C1
2.9 Berechnung des Emitterkondensators CE
2.10 Berechnung des Koppelkondensators C2
3. Simulation mit Spice
3.1 Schaltungsentwurf
3.2 Vergleichstabelle Berechnung – Simulation
3.3 Vergleichstabelle Simulation real und ideal
3.4 Obere Grenzfrequenz
4. Allgemeine Fragen
4.1 Messung der oberen und unteren Grenzfrequenz
4.2 Messung des Eingangswiderstandes
4.2 Messung des Ausgangswiderstandes
5. Versuchsdurchführung
5.1 Frequenzgang
5.1.1 Messung mit Lastwiderstand
5.1.2 Messung ohne Lastwiderstand
5.2 Verzerrungsfreiheit
5.3 Wechselspannungsverstärkung
5.4 Bestimmung von Ein- und Ausgangswiderstand
5.4.1 Eingangswiderstand
5.4.2 Ausgangswiderstand
2
1. Versuchsvorbereitung
1.1 Begriffsdefinitionen
1.1.1 Untere und obere Grenzfrequenz
Die an den pn-Übergängen wirkenden Transistorkapazitäten, besonders die
Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität CSC und die Emitter-Basis-Diffusionskapazität
CE beeinflußen in Verbindung mit den Bahn- und Sperrschichtwiderständen mit
steigender Frequenz die Verstärkung und die Phasendrehung eines zu
übertragenden Signals. Der Transistor weist deshalb bereits ohne äußere
Beschaltung einen Frequenzgang der Kurzschlußstromverstärkung h21e auf.
Dieses Verhalten wird durch verschiedene Grenzfrequenzen beschrieben:
Die untere Grenzfrequenz fgu wird im wesentlichen durch die Zeitkonstanten der RCKoppelglieder bestimmt. Das Verhalten bei hohen Frequeznen wird drucha lle
Zeitkonstanten bestimmt, die im Ersatzschaltbild parallel zur Übertragungsrichtung
liegen. Einfluß nehmen die dynamischen Transistoreigenschaften sowie die durch
den Schaltungsaufbau beidgten Parallelwiderstände und parasitären Kapazitäten.
Zur Beurteilung des Frequenzverhaltens von Transistoren werden verschiedene
obere Grenzfrequenzen definiert und in den Applikationsunterlagen angegeben.
Obere 3-dB-Grenzfrequenz. Fh21 wird sowohl für die Emitterschaltung (fβ) als auch für
Basisschaltung (fα) angegeben. Der Zusammenhang zwischen fβ und fα folgt aus dem
konstanten Bandbreiten-Verstärkungs-Produkt:
f =1 f 
In Basisschaltung hat der gleiche Transistor eine höhere Grenzfrequenz als in
Emitterschaltung.
Transitfrequenz fT. Grenzfrequenz, bei der die Verstärkung auf den Wert 1 (0 dB)
gefallen ist. Damit ist eine absolute Grenze des Transistor als Verstärker
gekennzeichnet. Die Transitfrequenz fT kann auch als Bandbreiten-VerstärkungsProdukt interpretiert werden.
(Quelle: Lindner, Bauer, Lehmann – Taschenbuch der Elektrotechnik und Elektronik)
1.1.2 Bandbreite
Die Bandbreite ist die Differenz zwischen unter und oberer Grenzfrequenz. Das
Bandbreiten-Verstärkungs-Produkt BV eines Verstärkers wird durch Gegenkopplung
nur unwesentlich verändert. Die Verringerung der Verstärkung bei Anwendungen
bewirkt somit eine Erhöhung der Bandbreite des Verstärkers. Es gilt:
V
*
B ≈ B⋅ *
V
➢
Bandbreite und Verstärkung sind gegeneinander austauschbar
(Quelle: Lindner, Bauer, Lehmann – Taschenbuch der Elektrotechnik und Elektronik)
3
1.2 Datenblatt
siehe http://www.eecs.harvard.edu/cs141/resources/2N2222.pdf
1.3 Bauteile
●
●
●
●
●
●
Ri: Innenwiderstand der Spannungsquelle
C1 & C2: Einkoppeln und Glätten der Wechselspannung
R1 & R2: Spannungsteiler zum Einstellen des Basisstromes
RC: Widerstand zur Einstellung von IC
RE1 & RE2: Verbesserung der Stromeinstellung (Gleichstromgegenkopplung)
RV & CV: Verbraucher
1.4 Kleinsignalersatzschaltbild
Abbildung 1: Kleinsignalersatzschaltbild
1.5 Berechnungsformeln
1.5.1 Eingangswiderstand des Verstärkers
re =
U
u1
= R B || (rBE + β ⋅ R E1 ) mit rBE = β ⋅ T
I C , AP
i1
1.5.2 Ausgangswiderstand des Verstärkers
ra =
u2
≈ RC
i2
1.5.3 Spannungsverstärkung
Vu =
β ⋅ ( RC || RV )
u2
=−
u1
rBE + β ⋅ R E1
1.5.4 Stromverstärkung
Vi =
i2
R || r + β ⋅ R E1
= −Vu B BE
i1
RV
4
1.5.5 Leistungsverstärkung
V P = Vu ⋅ Vi
2. Dimensionierung der Schaltung
2.1 Voraussetzungen
Der Verstärker soll nach folgenden Spezifikationen dimensioniert werden:
Spannungsverstärkung:
Vu ,min = 20
Versorgungsspannung:
Innenwiderstand der Quelle:
max. Verlustleistung:
U CC = 12V
Ri = 50Ω
PV ,max = 24mW
Eingangsamplitude:
uˆ1,max = 150mV
untere Grenzfrequenz:
Verbraucherwiderstand:
f u ≤ 30 Hz
RV = 4,7 kΩ
CV = 100 pF
Verbraucherkapazität:
●
●
Widerstände aus der E 12 Reihe (Toleranz 10%)
Kondensatoren aus der E 6 Reihe (Toleranz 10%)
2.2 Bestimmung des Kollektorstroms IC
Der Kollektorstrom soll so bestimmt werden, dass die maximale Verlustleistung
PV ,max = 24mW nicht überschritten wird. I C Fließt durch den Widerstand RC , den
Transistor, den Widerstand R E1 und den Widerstand RE 2 . Man kann also den
Kollektorstrom direkt aus
PV ,max = U CC ⋅ I C , AP
ermitteln, da über die genannten Bauteile die gesamte Versorgungsspannung
anliegt.
PV ,max = U CC ⋅ I C , AP ⇒ I C , AP =
PV ,max
U CC
2.3 Bestimmung des Kollektorwiderstandes RC
Der Kollektorwiderstand RC kann mit
RC =
bestimmt werden.
5
U RC
I C , AP
=
24mW
= 2mA
12V
U CC setzt sich wie folgt zusammen: U CC = U RC + U CE , AP + U RE .
Daraus folgt: U RC = U CC − U CE , AP − U RE .
Die Spannung U RE über den Emitterwiderständen beträgt typischerweise zwischen
1...2V . Es wurde U RE = 2V gewählt. Die Spannung U CE , AP wird über
U CE , AP =
U CC + U CE , sat
2
berechnet. Mit U CE , sat = 400mV aus dem Datenblatt erhält man
U CE , AP =
U CC + U CE , sat
2
=
12V + 400mV
= 6,2V .
2
Es ergibt sich ein Wert für den Kollektorwiderstand RC von
RC =
U RC U CC − U CE , AP − U RE 12V − 6,2V − 2V
=
=
= 1,9kΩ
I C , AP
I C , AP
2mA
In der Schaltung wurde RC = 2kΩ verwendet.
2.4 Bestimmung der Emittervorwiderstände R E1 und R E 2
Den Emittervorwiderstand R E = RE1 + RE 2 läßt sich mit U RE = 2V zu
RE =
U RE
2V
=
= 1kΩ
I C , AP 2mA
berechnen. Der Teilvorwiderstand RE1 soll so berechnet werden, daß die spezifizierte
Spannungsverstärkung Vu ,min = 20 eingehalten wird. Mit der Beziehung
VU ,min =
RC
R E1
und RC = 2kΩ erhält man
R E1 =
RC
VU ,min
=
2kΩ
= 100Ω
20
⇒ R E 2 = R E − R E1 = 1kΩ − 100Ω = 900Ω
In der Schaltung wurde R E 2 = 910Ω verwendet.
6
2.5 Bestimmung des Basisstromes I B
Für den Basisstrom I B ergibt sich mit β = 160
I B , AP =
I C , AP
=
β
2mA
= 12,5µA .
160
2.6 Berechnung des Basisspannungsteilerwiderstände R1 und R2
Dei Knotengleichung an der Basis des Transistors lautet:
I R1 = I q = I B , AP + I R 2
Verwendet man die Faustformel
I q = 10 ⋅ I B , AP ,
ergibt sich
I q = 10 ⋅ I B , AP = 10 ⋅ 12,5µA = 125µA .
Nach Abbildung 1 gilt für den Widerstand R1
U CC − U B , AP
R1 =
Iq
Die benötigte Basisspannung am Arbeitspunkt erhält man aus der Maschengleichung
U B , AP = U BE , AP + I C , AP ⋅ R E mit U BE , AP = 0,6V .
Es ergibt sich
U B , AP = U BE , AP + I C , AP ⋅ R E = 0,6V + 2mA ⋅ 1kΩ = 2,6V .
Nun kann der Widerstand R1 berechnet werden zu
R1 =
U CC − U B , AP
Iq
=
12V − 2,6V
= 75,2kΩ
125µA
In der Schaltung wurde R1 = 75kΩ verwendet.
Die Basisknotengleichung liefert für den Strom durch R2
I R 2 = I q − I B , AP = I q −
7
1
I q = 0 .9 ⋅ I q .
10
Über dem Widerstand R2 liegt die Basisspannung U B , AP = 2,6V . Mit dem Strom
I R 2 = 0.9 ⋅ I q erhält man
R2 =
U B , AP
=
I R2
2,6V
= 23,1kΩ
0.9 ⋅ 125µA
In der Schaltung wurde R2 = 22kΩ verwendet.
2.7 Betrachtung der unteren Grenzfrequenz f u
Die untere Grenzfrequenz der gesamten Verstärkerstufe soll f u ≤ 30 Hz betragen.
Die Kondensatoren C1 , C 2 und C E bilden mit der restlichen Verstärkerschaltung drei
hintereinander geschaltete Hochpässe. Für die Kettenschaltung von drei gleichartig
'
aufgebauten Hochpässen mit gleicher Grenzfrequenz f u gilt
fu
f u' =
3
.
Es ergibt sich für jeden einzelnen Hochpaß eine Grenzfrequenz von
f u' =
fu
3
=
30 Hz
3
= 17,3Hz
2.8 Berechnung des Koppelkondensators C1
Der positive Anschluss eines Elektrolytkondensators muss zum Transistor hin
zeigen, da das Potential zur Wechselspannungsseite hin abfällt.
Die Berechnung von C1 erfolgt mit
C1 =
1
.
2π ⋅ f ( Ri + re )
'
u
Mit der Formel aus 1.5
re =
u1
= R B || (rBE + β ⋅ R E1 )
i1
mit
rBE = β ⋅
UT
26mV
= 160 ⋅
= 2,1kΩ
I C , AP
2mA
und
8
RB =
R 1 ⋅R2
75,2kΩ ⋅ 23,1kΩ
=
= 17,7 kΩ
R1 + R2 75,2kΩ + 23,1kΩ
wird der Einganswiderstand der Verstärkerschaltung berechnet zu
re = R B || (rBE + β ⋅ R E1 ) = 17,7 kΩ || (2,1kΩ + 160 ⋅ 100Ω) = 9kΩ
'
Man kann den Koppelkondensator C1 nun mit f u = 17,3Hz und Ri = 50Ω berechen zu
C1 =
1
1
=
= 1µF
2π ⋅ f ( Ri + re ) 2π ⋅ 17,3Hz ⋅ (50Ω + 9kΩ)
'
u
In der Schaltung wurde C1 = 2,2 µF verwendet.
2.9 Berechnung des Emitterkondensators C E
Den Kondensator C E im Emitterkreis kann man über die Grenzfrequenz der
Spannungsverstärkung berechnen
ωu =
1
⎡
C E ⎢ RE 2
⎣
⎛
1 R || R B
|| ⎜⎜ R E1 + + i
S
β
⎝
⎞⎤ .
⎟⎟⎥
⎠⎦
Durch Umstellen ergibt sich
CE =
1
⎡
⎛
⎣
⎝
1
Ri || R B ⎞⎤
⎟⎥
β ⎟⎠⎦
S=
I C , AP
ω u ⎢ R E 2 || ⎜⎜ R E1 + +
S
=
1
⎡
2π ⋅ f u' ⎢ R E 2
⎣
⎛
1 R || R B
|| ⎜⎜ R E1 + + i
S
β
⎝
⎞⎤ .
⎟⎟⎥
⎠⎦
Unter Verwendung von
UT
=
2mA
= 76,9mS
26mV
und β = 160 , ergibt sich
CE =
⎡
2π ⋅ f u' ⎢ R E 2
⎣
= 89,4 μF
1
⎛
1 R || R B
|| ⎜⎜ R E1 + + i
S
β
⎝
⎞⎤
⎟⎟⎥
⎠⎦
=
1
⎡
1
50Ω || 17,7 kΩ ⎞⎤
⎛
2π ⋅ 17,3Hz ⎢900Ω || ⎜100Ω +
+
⎟⎥
76
,
9
mS
160
⎝
⎠⎦
⎣
In der Schaltung wurde C E = 100µF verwendet.
9
2.10 Berechnung des Koppelkondensators C 2
Die Berechnung von C 2 erfolgt mit
C2 =
1
.
2π ⋅ f ( RV + ra )
'
u
Verwendet man die Beziehung aus 1.5
ra ≈ RC
'
ergibt sich mit RV = 4,7 kΩ , ra ≈ RC = 1,9kΩ und f u = 17,3Hz
C2 =
1
= 1,4 µF
2π ⋅ 17,3Hz (4,7 kΩ + 1,9kΩ)
In der Schaltung wurde C 2 = 2,2 µF verwendet.
3. Simulation mit Spice
3.1 Schaltungsentwurf
Abbildung 2: Schaltungsentwurf mit Spice
Als Generatorspannung wurden folgende Werte gewählt:
u S = 150mV ⋅ sin(2π ⋅ 1kHz ⋅ t )
10
3.2 Vergleichstabelle Berechnung - Simulation
Parameter
U CE , AP
Berechnung
6,2V
Simulation(ideal)
6,4V
U RE
U B , AP
2V
2,6V
≈ 2V
2,6V
U BE , AP
0,6V
0,7V
I q = I R1
125µA
125µA
I B , AP
12,5µA
11,6 µA
I C , AP
2mA
1,9mA
Wie man in der Tabelle erkennen kann, stimmen die Werte der Simulation mit den
berechneten überein. Aus dem Schaltungsentwurf mit Spice ist zu erkennen, daß die
Dimensionierungen der Bauelemente den errechneten Werten entspricht. In der
realen Schaltung wurden aber die bereits in den Berechnungen erwähnten
Bauelemente eingesetzt. Das kann zur Folge haben, daß die Werte der realen
Schaltung leicht von denen der Simulation abweichen können.
3.3 Vergleichstabelle Simulation real und ideal
Parameter
U CE , AP
Simulation(real)
6,36V
Simulation(ideal)
6,4V
U RE
U B , AP
1,9V
2,56V
≈ 2V
2,6V
U BE , AP
0,7V
0,7V
I q = I R1
128µA
125µA
I B , AP
11,2 µA
11,6 µA
I C , AP
1,9mA
1,9mA
Man erkennt in der Tabelle, daß bei Verwendung der realen Bauteile keine
nennenswerten Änderungen auftreten.
3.4 Obere Grenzfrequenz
Die obere Grenzfrequenz die Frequenz, bei der die Verstärkung (mit steigender
Frequenz) um 3dB gegenüber dem Maximum abfällt. Der simulierte Frequenzgang
der Verstärkung ist im folgenden dargestellt:
11
2. 0V
1. 5V
1. 0V
0. 5V
10Hz
V( C2: 2)
f u=25Hz, u( 3dB) =1. 28V
100Hz
f o=1. 1M
Hz, u( 3dB) =1. 28V
1. 0KHz
10KHz
100KHz
1. 0M
Hz
Fr equency
Abbildung 3: Frequenzgang der Schaltung
Die obere Grenzfrequenz der simulierten Schaltung beträgt somit
f o = 1,1MHz .
4. Allgemeine Fragen
4.1 Messung der oberen und unteren Grenzfrequenz
Zur Messung der Grenzfrequenzen stellt man die Generatorspannung so ein, daß die
Frequenz im Verstärkungsmaximum liegt. Des weiteren mißt man die Eingangs- und
Ausgangsamplitude der Verstärkerschaltung.
Nun erhöht man die Frequenz des Generators bis Ausgangsamplitude um den
1
Faktor
kleiner geworden ist. Die am Generator eingestellte Frequenz ist die
2
obere Grenzfrequenz f o der Verstärkerschaltung.
Zur Bestimmung der unteren Grenzfrequenz f u wird der Vorgang analog ausgeführt,
nur mit abnehmender Frequenz.
4.2 Messung des Eingangswiderstandes
Der Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung kann mit Hilfe eines
Meßwiderstandes am Eingang bestimmt werden. In nachfolgender Abbildung ist die
Meßschaltung dargestellt.
12
Abbildung 4: Meßschaltung für den
Eingangswiderstand
Daraus kann man folgende Beziehung entnehmen:
Ue
US
=
re
RM + re
U e RM + U e re = reU S
U e RM = reU S − U e re = re (U S − U e )
re = RM ⋅
Ue
US −Ue
4.3 Messung des Ausgangswiderstandes
Um den Ausgangswiderstand zu bestimmen, wird zunächst die Leerlaufspannung
am Ausgang des Verstärkers gemessen. Danach wird die Last angeschlossen und
wiederum die Ausgangsspannung gemessen. Der Schaltungsaufbau ist
folgendermaßen zu realisieren:
Abbildung 5: Meßschaltung für den Ausgangswiderstand
In Abbildung 6 stellt U LL die Spannung dar, die Im Leerlauf gemessen wurde. Es läßt
sich folgende Beziehung entnehmen:
13
Ua
U LL
=
R L R L + ra
U a R L + U a ra = R LU LL
U a ra = R LU LL − U a R L = R L (U LL − U a )
ra = R L ⋅
U LL − U a
Ua
5. Versuchsdurchführung
Die unter Punkt 2 dimensionierte Schaltung wird auf dem Lötbord aufgebaut.
5.1 Arbeitspunkt
Folgende Tabelle stellt die gemessenen und simulierten Werte gegenüber. Die
simulierte Schaltung entspricht mit ihren Bauelemente der aufgebauten
Verstärkerschaltung.
Parameter
U CE , AP
Messung
Simulation(real)
6,36V
U RE
U B , AP
1,9V
2,56V
U C , AP
8,26V
U RC
I C , AP
3,74V
1,9mA
14
5.1 Frequenzgang
5.1.1 Messung mit Lastwiderstand
Der Frequenzgang wird nach der Beschreibung unter Punkt 4.1 gemessen. Als
Eingangssignal wird u S = 150mV ⋅ sin(2π ⋅ 1kHz ⋅ t ) eingestellt. Am Ausgang stellt sich
ein Spannung von
u a ,SS =
⇒ ua=
ein.
Die 3dB - Grenzfrequenz ist damit
1
=
2
u a , SS | 3dB =
⋅
u a , SS | 3dB =
1
⋅ =
2
Die Frequenz des Eingangssignals wird kontinuierlich verändert, bis sich am
Ausgang die 3dB - Grenzfrequenz einstellt.
Die Gegenüberstellung der Grenzfrequenzen von Simulation und Messung mit
Lastwiderstand ergibt folgendes Bild:
Messung
Simulation(real)
f u = 25 Hz bei u a , ss = 2,56V
untere Grenzfrequenz f u
obere Grenzfrequenz f o
f o = 1,1MHz bei u a , ss = 2,53V
Die Werte der Simulation sind in der Abbildung 3 unter Punkt 3.4 nachzuschlagen.
5.1.2 Messung ohne Lastwiderstand
Für diese Messung wird der Lastwiderstand RV aus der Schaltung entfernt, der
Lastkondensator CV verbleibt allerdings.
In Spice ist das Entfernen des Widerstandes nicht ohne Fehlermeldung möglich,
sodaß hier mit einem Trick das Problem umschifft wird. Der Widerstand RV wird sehr
groß dimensioniert, sodaß der Stromfluß im Ideafall gegen Null strebt.
Der Frequenzgang wird wie vorher beschrieben gemessen. Als Eingangssignal wird
wiederum u S = 150mV ⋅ sin(2π ⋅ 1kHz ⋅ t ) eingestellt. Am Ausgang stellt sich ein
Spannung von
u a ,SS =
⇒ ua=
15
ein.
Die 3dB - Grenzfrequenz ist damit
u a , SS | 3dB =
u a , SS | 3dB =
1
=
2
⋅
.
1
⋅ =
2
Auch hier wird die Frequenz des Eingangssignals kontinuierlich variiert, bis sich am
Ausgang die 3dB - Grenzfrequenz einstellt.
Die Gegenüberstellung der Grenzfrequenzen von Simulation und Messung mit
Lastwiderstand ergibt folgendes Bild:
Messung
Simulation(real)
f u = 20,4 Hz bei u a , ss = 3,66V
untere Grenzfrequenz f u
obere Grenzfrequenz f o
f o = 761kHz bei u a , ss = 3,66V
Es ergibt sich somit im Vergleich zu 3.4 – Abbildung 4 folgender Frequenzgang der
Verstärkung ohne Lastwiderstand:
3. 0V
2. 5V
2. 0V
1. 5V
f o=761kHz, u( 3dB) =1. 83V
f u=20. 4Hz, u( 3dB) =1. 83V
1. 0V
10Hz
V( C2: 2)
100Hz
1. 0KHz
10KHz
100KHz
1. 0M
Hz
Fr equency
Abbildung 6: Frequenzgang der Verstärkung ohne Lastwiderstand
Zum Vergleich der Meßergebnisse werden die Werte in der folgenden Tabelle
gegenübergestellt:
Messung
Simulation(real)
f u = 25 Hz ⎫
⎬ B = 1075Hz ≈ 1,1MHz
f o = 1,1MHz ⎭
mit RV
f u = 20,4 Hz ⎫
⎬ B = 740,6 Hz ≈ 740 Hz
f o = 761kHz ⎭
ohne RV
16
5.2 Verzerrungsfreiheit
Am Eingang wird u S = 150mV ⋅ sin(2π ⋅ 1kHz ⋅ t ) angelegt und der Widerstand RV
wieder in die Schaltung eingefügt.
5.3 Wechselspannungsverstärkung
Ausgehend vom ursprünglichen Messaufbau wird die Amplitude von u S nun soweit
reduziert, daß am Ausgang etwa die Hälfte der verzerrungsfreien Amplitude auftritt.
Damit erhält man die Wechselspannungsverstärkung
vu=
ua
=
ue
v u zu
=
5.4 Bestimmung von Ein- und Ausgangswiderstand
5.4.1 Eingangswiderstand
Die Messung wird gemäß Punkt 4.2 durchgeführt. Dazu wird ein Messwiderstand
RM =
zwischen Ri und C1 eingelötet.
Gemessen wird:
us =
ue =
Damit errechnet sich der Eingangswiderstand re zu
Ue
r e =RM⋅
=
U s−U e
17
Verwendet man die Formel aus Punkt 2 erhält man
r e =RB || ⋅
UT
I C , AOP
⋅R g1=
5.4.2 Ausgangswiderstand
Die Messung wurde gemäß Punkt 4.3 durchgeführt. Der Messwiderstand RM wird
wieder aus der Schaltung entfernt. Im Leerlauf kann am Ausgang eine Spannung von
u ¿ ,SS =
gemessen werden. Mit R L = 4,7 kΩ wird am Ausgang u a.SS =
gemessen. Damit kann man den Ausgangswiderstand der Verstärkerschaltung
folgendermaßen berechnen:
u LL , SS −u a , SS
r a=R L⋅
=4,7 k ⋅
ua
SS
18