Integrierter Schaltspannungsregler TL497A - support

EB118A
Spannungswandler
EB118
INTEGRIERTER
SCHALTSPANNUNGSREGLER
TL497A
Verfasser: Eilhard Haseloff
Datum: 01.04.1987
Rev.: *
Überarbeitet: 18.04.1995
1
Applikationslabor
EB118A
Spannungswandler
Dieser Bericht beschreibt die Anwendung des Schaltspannungsreglers
TL497A. Zunächst wird die Funktion der verschiedenen Spannungswandler
behandelt, und die Dimensionierungsregeln für diese Schaltungen
angegeben. Anschließend werden einige erprobte Schaltspannungsregler für
unterschiedliche Anwendungen gezeigt.
Die in diesem Applikationsbericht enthaltenen Angaben und Vorschläge beruhen
auf Erkenntnissen von TID und stellen Anwendungsanregungen dar. Eine Gewähr
für ihre Richtigkeit und Funktionsfähigkeit oder dafür, daß sie frei von
Schutzrechten Dritter sind, wird von TID nicht übernommen.
Informationen zur technischen Beschaffenheit unserer Produkte entnehmen Sie
bitte ausschließlich den aktuellen Datenbüchern und -blättern von TID.
TID ist mit dem Nachdruck dieser Applikationsberichte (auch auszugsweise
einverstanden, sofern eine Quellenangabe erfolgt und dieser Hinweise vollständig
wörtlich wiedergegeben wird.
© Copyright Texas Instruments 1987, 1995
2
Applikationslabor
EB118A
Spannungswandler
Inhaltsverzeichnis
1 EINLEITUNG................................................................................................4
2 PRINZIPIELLE ARBEITSWEISE EINES SCHALTREGELERS
...................4
3 WIRKUNGSWEISE DES SCHALTSPANNUNGSREGLERS TL497A
.........5
3.1 ALLGEMEINES...............................................................................................5
3.2 AUSGANGSSPANNUNG...................................................................................5
3.3 OSZILLATOR .................................................................................................6
3.4 STROMBEGRENZUNG.....................................................................................7
3.5 DER SCHALTTRANSISTOR ..............................................................................8
3.6 DIE DIODE....................................................................................................8
3.7 DER ENABLE-EINGANG .................................................................................8
4 DER ABWÄRTSREGLER.............................................................................9
4.1 SCHALTUNGSDIMENSIONIERUNG ....................................................................9
4.2 SCHALTBEISPIELE .......................................................................................12
5 DER AUFWÄRTSREGELER......................................................................13
5.1 SCHALTUNGSDIMENSIONIERUNG ..................................................................13
5.2 SCHALTBEISPIEL .........................................................................................15
6 SPANNUNGSWANDLER FÜR NEGATIVE AUSGANGSSPANNUNGEN
.16
6.1 SCHALTUNGSDIMENSIONIERUNG ..................................................................16
6.2 SCHALTUNGSBEISPIELE...............................................................................18
7 SCHALTUNGSHINWEISE..........................................................................19
7.1 VERBESSERUNG DES W IRKUNGSGRADES .....................................................19
7.2 VERBESSERUNG DER STABILITÄT .................................................................20
7.3 AUFBAUHINWEISE .......................................................................................23
8 ZUSAMMENFASSUNG..............................................................................24
3
Applikationslabor
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Spannungswandler
1 Einleitung
Der Schaltspannungsregler TL497A mit seinen aktiven Funktionskomponenten ermöglicht einen wirtschaftlichen Aufbau von Gleichspannungswandlern mit Ausgangsströmen bis 10 A und Ausgangsspannungen bis
1000 V.
Ohne
Verwendung
externer
Leistungsbzw.
Hochspannungstransistoren lassen sich Spannungen im Bereich von -30 V
bis +30 V bei einem Ausgangsstrom bis zu 500 mA erzeugen. Der
Wirkungsgrad ist besser als 60 %. Die Ausgangsspannung wird auf etwa
±0,4 % des Sollwertes konstant gehalten. Die Schaltung ist kurzschlußfest
und zeigt ein weiches Einschwingverhalten.
2 Prinzipielle Arbeitsweise eines Schaltregelers
Die Arbeitsweise eines Schaltspannungsreglers kann am besten an Hand des
Prinzipschaltbildes in Bild 1 erklärt werden.
Bild 1: Prinzipschaltbild des Schaltspannungsreglers
Der Schalttransistor T1 wird von der Steuerschaltung mit Impulsen
bestimmter Frequenz und einem von der gewünschten Ausgangsspannung
abhängigen Tastverhältnis angesteuert. Der Transistor arbeitet als Schalter,
d.h. er ist entweder voll eingeschaltet oder gesperrt. Dadurch verringert sich
die Verlustleistung im Stellglied gegenüber einem konventionellen Regler, der
immer im linearen Bereich arbeitet, erheblich. Wenn der Transistor T1
eingeschaltet ist (tein), liegt die Eingangsspannung Ue direkt am L/C-Filter,
wodurch der Strom Ie linear ansteigt. Wird der Transistor T1 abgeschaltet
(taus), wird die in der Induktivität gespeicherte Energie über die Diode D1 an
die Last abgegeben. Das L/C-Filter glättet dabei die geschaltete
Eingangsspannung. Die Ausgangsspannung errechnet sich nach der Formel:
Ua = Ue ⋅
mit
t ein
t
= Ue ⋅ ein
t ein + t aus
T
(1)
T = t ein + t aus
Änderungen der Ausgangsspannung können also durch das Tastverhältnis
tein/T vorgenommen werden. Steigt z.B. die Eingangsspannung Ue an, so muß
das Tastverhältnis tein/T verringert werden, um eine konstante
Ausgangsspannung zu erhalten. Der Strom durch die Induktivität setzt sich
zusammen aus dem Eingangsstrom Ie durch den Transistor T1, wenn dieser
eingeschaltet ist, und dem Strom durch die Diode D1, wenn der Transistor
ausgeschaltet ist. Der mittlere Eingangsstrom ist daher proportional zum
Ausgangsstrom und dem Tastverhältnis des Schalters T1:
4
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Spannungswandler
Ie = I a
t ein
T
(2)
Vernachlässigt man den Spannungsabfall am Schalter T1 und an der Diode
D1 sowie den ohmschen Widerstand der Induktivität L, so erhält man den
idealen Wirkungsgrad:
η=
Pa
U ⋅I
⋅ 100% = a a ⋅ 100%
Pe
Ue ⋅ I e
ersetzt man entsprechend (1) und (2) Ua und Ie, so gilt:
t ein
⋅ Ia
T
η=
⋅ 100% = 100%
t
Ue ⋅ Ia ⋅ ein
T
Ue ⋅
In der Praxis geht jedoch ein Teil der Leistung durch den Spannungsabfall am
Transistor T1 (tein) und der Diode D1 (taus) verloren. Ebenso muß der Verlust
im ohmschen Widerstand der Induktivität berücksichtigt werden. Weiterhin
treten Schaltverluste auf, die durch eine endliche Ein- und Ausschaltzeit des
Transistors und die Sperrverzögerungszeit der Diode bedingt sind. Bei
niedrigen Schaltfrequenzen kann jedoch dieser Anteil vernachlässigt werden.
Die oben beschriebenen Verluste sind um so gravierender, je niedriger die
Spannungen sind, mit denen gearbeitet wird. In der Praxis wird man einen
Wirkungsgrad zwischen 60 und 85 % erreichen.
3 Wirkungsweise des Schaltspannungsreglers TL497A
3.1 Allgemeines
Der Schaltspannungsregler TL497A ist ein integrierter monolythischer
Baustein mit allen erforderlichen Funktionen, um mit wenigen externen
passiven Komponenten einen Schaltspannungsregler aufzubauen. Darüber
hinaus kann er als Steuereinheit zusammen mit Leistungstransistoren
verwendet werden, um auch Spannungswandler höherer Leistung
aufzubauen. Die einfache externe Beschaltung ermöglicht vielseitige
Anwendungen bei hohem Wirkungsgrad. Der TL497A enthält folgende
Komponenten:
- eine Präzisionsreferenzspannungsquelle mit einer Spannung
Uref = 1,2 V,
- einen Pulsgenerator mit variablem Tastverhältnis,
- einen hochempfindlichen Komparator,
- eine Strombegrenzungsschaltung,
- einen Schaltransistor, sowie
- eine Diode zur Rückgewinnung der in der externen Induktivität
gespeicherten Energie.
3.2 Ausgangsspannung
Die interne Präzisionsspannungsquelle liegt zwischen dem invertierenden
Eingang des Komparators und dem Anschlußpunkt 4. Die Ausgangsspannung des Reglers wird durch einen Widerstandsteiler (R1, R2) bestimmt
(siehe Bild 8), der die Ausgangsspannung an den nichtinvertierenden
5
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Eingang des Komparators zurückführt. Die Ausgangsspannung errechnet sich
nach der Formel:

R 
Ua =  1 + 1  ⋅ 1,2V
R2 

(3)
Die beste Stabilität wird mit einem Widerstand R2 = 1,2 kΩ erreicht. Damit
gilt:
R1 = (Ua − 1,2V)kΩ
(4)
Der Komparator schaltet den Oszillator in der integrierten Schaltung ein,
wenn die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Komparators
negativer als die Referenzspannung ist.
3.3 Oszillator
Der Oszillator besteht aus einer Stromquelle, die den externen Kondensator
Ct linear lädt und dann wieder entlädt. Die Entladezeit beträgt 15 % der
Ladezeit tein. Daraus resultiert ein maximales Tastverhältnis von 85 %. Die
Summe aus Lade- und Entladezeit T wird durch den externen Kondensator Ct
bestimmt.
Bild 2: Spannungsverlauf am Kondensator Ct
Die Zeiten tein und T können nach den folgenden Formeln ermittelt werden:
t ein =
T=
mit
Ct
12
(5)
Ct
10
(6)
tein, T in µs und Ct in pF
Die schraffierte Kurve in Bild 2 zeigt den Spannungsverlauf am Kondensator
Ct bei maximaler Frequenz (kontinuierlicher Betrieb). Die Periodendauer T
bestimmt dabei die maximale Oszillatorfrequenz. Diese Frequenz tritt nur
während der Einschaltphase der Stromversorgung auf, oder wenn der
Komparator anzeigt, daß die Ausgangsspannung niedriger als der Sollwert
ist. Nachdem der Kondensator Ct entladen ist, vergleicht der Komparator die
Ausgangsspannung mit dem Sollwert. Wird dabei festgestellt, daß die
6
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Spannungswandler
Ausgangsspannung nicht dem geforderten Wert entspricht, wird der Oszillator
wieder gestartet. Wenn andererseits der Komparator eine ausreichende
Ausgangsspannung feststellt, verbleibt der Oszillator im Ruhezustand wie in
Bild 3 gezeigt. Der Transistor ist eingeschaltet während der Zeit tein und ist
ausgeschaltet während der Zeit td und jeder nachfolgenden Wartezeit.
Dadurch ist die Frequenz des Oszillators abhängig von der an den Regler
angeschlossenen Last, wobei nur die Zeit tein konstant bleibt.
Bild 3: Oszillator- und Ausgangsspannung
3.4 Strombegrenzung
Die Strombegrenzung schützt die Schaltung vor Überlastung. Mit Hilfe dieser
Schaltung kann ebenfalls die Sättigung der Induktivität verhindert und somit
eine weiche Startphase erreicht werden. Zur Strombegrenzung wird der
Spannungsabfall, den der Eingangsstrom erzeugt, an einem externen
Widerstand zwischen den Anschlüssen 13 und 14 gemessen. Wird diese
Spannung größer als die Durchlaßspannung einer Basis-Emitterstrecke
(0,45 … 0,7 V), so schaltet die Strombegrenzerschaltung eine zusätzliche
Stromquelle ein, um den Kondensator Ct aufzuladen. Dadurch wird die
Einschaltzeit des Transistors T1 verkürzt, und die in der Induktivität
gespeicherte Energie reduziert. Das Einsetzen der Strombegrenzung ist an
einem schnellen Anstieg der Spannung während der Ladephase des
Kondensators Ct zu erkennen (Bild 4).
7
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Spannungswandler
Bild 4: Spannungsverlauf am Kondensator bei Strombegrenzung)
Anmerkung
Es wird empfohlen, in den Eingang der Strombegrenzerschaltung
(Anschluß 13) einen Begrenzungswiderstand von 100 bis 1000 Ω
zu schalten. Im Überlastfall kann sonst ein Teil des Laststromes
über diesen Eingang fließen, und dadurch die Schaltung zerstören.
3.5 Der Schalttransistor
Der integrierte Schalttransistor T1 kann einen Strom bis zu 500 mA
(Spitzenwert) schalten. Die Anschlüsse des internen Basisvorwiderstandes
sind herausgeführt, um in bestimmten Schaltungskonfigurationen den
Transistor optimal betreiben zu können. Der Emitter und der Kollektor sind
ebenfalls herausgeführt, um die Schaltung in den unterschiedlichen
Spannungswandlerschaltungen einsetzen zu können.
3.6 Die Diode
Die Diode D1 ist als Schottky-Diode ausgeführt. Durch deren geringe
Durchlaßspannung und kurze Sperrverzögerungszeit werden die
Schaltverluste des Wandlers gering gehalten. Der maximale Durchlaßstrom
dieser Diode beträgt ebenfalls 500 mA (Spitzenwert).
3.7 Der Enable-Eingang
Über diesen Anschluß kann der Spannungswandler ein- und ausgeschaltet
werden. Ein High-Pegel an diesem Eingang schaltet den Oszillator ab und
sperrt den Transistor T1, ein Low-Pegel schaltet den Wandler ein. Wird diese
Funktion nicht benutzt, so muß dieser Anschluß auf Low-Potential (Masse)
gelegt werden.
8
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Spannungswandler
4 Der Abwärtsregler
4.1 Schaltungsdimensionierung
Bild 5: Prinzipschaltbild des Abwärtsreglers
Bild
5
zeigt
das
Prinzipschaltbild
eines
Abwärtsreglers.
Die
Hintereinanderschaltung einer reinen Spule L und eines reellen "ohmschen"
Widerstandes R, an der die Spannung U liegt und durch die der Strom i fließt,
gehorcht der Differentialgleichung:
U = U r + Ul = i ⋅ R + L ⋅
mit
di
dt
U = Gleichspannung während der Zeit t
R = Verlustwidertand der Spule
L = Selbstinduktion der Spule
Diese Differentialgleichung kann durch den Ansatz gelöst werden:
i=
mit
t
− R⋅ t



U 
⋅ 1 − e L  = Is ⋅ 1 − e τ 
R 



t = L / R (Zeitkonstante der Spule)
Da im allgemeinen diese Zeitkonstante groß ist, wird der Exponent klein. In
diesem Fall gilt: e(x) = 1 + x. Damit wird:
i=
U
⋅t
L
und wenn tein die Einschaltzeit ist
Is =
U
⋅ t ein
L
In dem obigen Schaltbild gilt dann:
Is =
Ue − Ua
⋅ t ein
L
(7)
9
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Spannungswandler
Bild 6: Stromverlauf in der Induktivität L
Wenn der Schalter S1 geöffnet wird, bleibt der Stromfluß erhalten, wodurch
sich die Spannung über der Spule umkehrt. Die Diode D1 wird nun leitend und
bildet einen Strompfad, über den die in der Induktivität gespeicherte Energie
in den Ausgangskreis abgegeben wird. In dem Stromkreis gilt dann:
Uf + L ⋅
di
+ i ⋅ R + Uc = 0
dt
Vernachlässigt man die Durchlaßspannung der Diode (Uf = 0), so erhält man
unter Anwendung desselben Rechenschemas wie oben für die Entladezeit
der Spule:
t ent =
Is
⋅L
Ua
(8)
Im Knotenpunkt P1 gilt für den Strom:
i = ic + ia
Wenn die Spannung am Kondensator konstant bleiben soll, muß auch die
Ladung im Kondensator konstant bleiben. Also muß die durch die Induktivität
angelieferte Ladung Q1 gleich der Ladung Q2 sein, die der Kondensator an
die Last abgibt. Die in den Kondensator während der Zeit t1 gelieferte Ladung
errechnet sich zu:
Q1
2
I s − I a ) ⋅ (t ein + t ent )
(
=
2 ⋅ Is
(9)
Die aus dem Kondensator während der Zeit t2 gelieferte Ladung errechnet
sich zu:
 I −I 
I
Q2 = I a ⋅ t i +  1 − s a  ⋅ (t ein + t ent )⋅ a
Is 
2

(10)
Setzt man Q1 gleich Q2 und löst die Gleichung nach ti auf, so erhält man:
ti =
Is − 2 ⋅ Ia
⋅ (t ein + t ent )
2 ⋅ Ia
10
(11)
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Spannungswandler
Nun sind alle Ströme, Spannungen und deren zeitlicher Verlauf bekannt. Als
letztes muß nun noch die dem Kondensator C überlagerte Wechselspannung
bestimmt werden. Sie läßt sich ermitteln, indem man den Spannungsanstieg
berechnet, den die Ladung Q1 im Kondensator C erzeugt.
Ur =
Q1
C
(12)
2
2
I s − I a ) ⋅ (t ein + t ent ) (I s − I a ) t ein ⋅ Ue
(
=
=
⋅
2 ⋅ Is ⋅ C
2 ⋅ Is ⋅ C
Ua
Dabei wird angenommen, daß es sich bei dem Kondensator C um einen
idealen Kondensator handelt, der keinen Verlustwiderstand hat. In der Praxis
wird man daher mit einer höheren überlagerten Wechselspannung rechnen
müssen.
Bild 7: Stromverlauf in der Induktivität L und dem Kondensator C
Die obige Ableitung galt für den nichtkontinuierlichen Betrieb; hierbei wird die
in der Induktivität L gespeicherte Energie während eines Zyklus stets
vollständig entladen, so daß während der Zeit ti in der Induktivität kein Strom
fließt. Wird die Last kontinuierlich erhöht, verringert sich die Zeit ti (Bild 7) bis
auf Null, so daß ein neuer Ladezyklus begonnen wird, bevor die gesamte in
der Induktivität gespeicherte Energie in den Kondensator C entladen wurde.
Diese Betriebsart wird der kontinuierliche Betrieb genannt. Der Laststrom Ia,
bei dem die Schaltung in den kontinuierlichen Betrieb übergeht, läßt sich
berechnen, in dem man in der Formel (11) ti = 0 setzt:
11
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Spannungswandler
Ia >
Is
2
für kontinuierlichen Betrieb
Im folgenden sind die Formeln für die Dimensionierung eines AbwärtsSchaltspannungsreglers im nichtkontinuierlichen Betrieb (Is > 2 × Ia) zusammengefaßt:
Is
2
(13)
Ui − Ua
⋅ t ein
Is
(14)
Maximaler Strom Ia: I a >
Induktivität L =
Frequenz f =
2 ⋅ Ia
Ua
⋅
I s Ui ⋅ t ein
(15)
2
I s − I a ) Ui ⋅ t ein
(
Filterkondensator C =
⋅
Ur ⋅ 2 ⋅ I s
Ua
(16)
4.2 Schaltbeispiele
Zu realisieren ist ein Abwärtsregler mit folgenden Daten:
Eingangsspannung Ui = 15 V; Ausgangsstrom Ia = 200 mA
Ausgangsspannung Ua = 5 V; Brummspannung Ur < 50 mV
Die Schaltung zeigt Bild 8.
Bild 8: Abwärtsregler für 1 Watt Ausgangsleistung
Die Frequenz des Wandlers soll bei Nennlast außerhalb des Hörbereiches
liegen. Sie wird damit zu 20 kHz gewählt. Der maximale Strom durch den
Schalttransistor des TL497A beträgt 500 mA. Damit ergibt sich die
Einschaltzeit nach Formel (15) zu:
12
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Spannungswandler
t ein =
2 ⋅ 0,2A
5V
⋅
= 13,3µs
0,5A 15V ⋅ 20kHz
Der zeitbestimmende Kondensator Ct errechnet sich nach Formel (4) zu:
Ct = 12 ⋅ t ein = 160pF
Die Induktivität L errechnet sich nach Formel (14) zu:
L=
15V − 5V
⋅ 15µs = 300µH
0,5A
Die dem Filterkondensator C1 überlagerte Wechselspannung soll maximal
50 mV betragen. Damit gilt nach Formel (16):
C1 =
(0,5A − 0,2A)2 ⋅ 15V ⋅ 15µs = 81µF
50mV ⋅ 2 ⋅ 0,5A
5V
Gewählt wird ein Kondensator C1 = 100 µF.
Der Widerstand R1 errechnet sich nach der Formel (4):
R1 = (5V − 1,2V)kΩ = 3,8kΩ
Schließlich bleibt noch der Widerstand R3 zu berechnen, der den
Spitzenstrom des Reglers im Überlastfall begrenzt. Die Ansprechschwelle der
Strombegrenzerschaltung beträgt 0,5 V. Damit errechnet sich der Widerstand
R3 zu:
R3 =
0,5V 0,5V
=
= 1Ω
Is
0,5A
5 Der Aufwärtsregeler
5.1 Schaltungsdimensionierung
Die Formeln zur Dimensionierung dieses Wandlertyps ändern
geringfügig gegenüber dem oben beschriebenen Abwärtsregler.
sich
Bild 9: Prinzipschaltbild eines Aufwärtsreglers
Während der Ladezeit (S1 ist geschlossen) liegt über der Induktivität L die
volle Eingangsspannung. Damit gilt für den Spitzeneingangsstrom:
Is =
Ue
⋅ t ein
L
13
Applikationslabor
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Spannungswandler
Beim Aufwärtsregler ist der Eingangsstrom nicht abhängig von der
Ausgangsspannung, da während der Ladezeit die Diode D1 gesperrt ist, und
kein Strom in die Last geliefert wird. Energie wird in diesem Fall nur in die
Last geliefert, wenn der Schalter S1 geöffnet ist. Die Spannungsdifferenz an
der Induktivität während des Entladezyklus ist Ua - Ui. Daraus errechnet sich
die Entladezeit tent:
t ent =
Is
⋅L
Ua − Ui
Das Verhältnis zwischen Spitzenstrom und Ausgangsstrom ist in Bild 10
dargestellt.
Bild 10: Stromverlauf in der Induktivität und der Kapazität
beim Aufwärtsregler
Analysiert man die Kurven für die einzelnen Ströme (Il und Ic) und fordert
wieder, daß Q1 = Q2 ist, um die Spannung am Kondensator konstant zu
halten, so errechnet sich der maximale Ausgangsstrom Ia für den Fall, daß
ti = 0 ist, zu:
Ia =
I s ⋅ t ent
2 ⋅ (t ein + t ent )
Formt man die Gleichung um, so errechnet sich der Spitzeneingangsstrom Is
zu:
14
Applikationslabor
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Spannungswandler
Is =
2 ⋅ I a ⋅ (t ein + t ent )
t ent
daraus folgt:
Ia = 2 ⋅ Ia ⋅
Ua
Ui
Im folgenden sind die wichtigsten Formeln für die Dimensionierung eines
Aufwärts-Schaltspannungsreglers zusammengefaßt:
Maximaler Strom I a =
Induktivität L =
Frequenz f =
I s ⋅ Ui
2 ⋅ Ua
Ui
⋅ t ein
Is
(17)
(18)
2 ⋅ I a Ua − Ui
⋅
Is
Ui ⋅ t ein
2
Is − Ia )
(
Filterkondensator C =
⋅
Ur ⋅ 2 ⋅ I s
(19)
Ui ⋅ t ein
Ua − U
(20)
5.2 Schaltbeispiel
Zu realisieren ist ein Aufwärtsregler mit folgenden Daten:
Eingangsspannung Ui = 5 V; Ausgangsstrom Ia = max
Ausgangsspannung Ua = 15 V; Brummspannung Ur < 150 mV
Die Schaltung zeigt Bild 11:
Bild 11: Aufwärtsregler von 5 auf 15 Volt
15
Applikationslabor
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Spannungswandler
Der maximale Strom Is durch den Schalttransistor beträgt 500 mA. Damit
errechnet sich der maximal mögliche Ausgangsstrom nach der Formel (17):
Ia =
0,5A ⋅ 5V
= 83mA
2 ⋅ 15V
Die Frequenz des Wandlers soll bei Nennlast wieder außerhalb des
Hörbereiches liegen. Sie wird damit zu 20 kHz gewählt. Damit ergibt sich eine
Einschaltzeit tein nach Formel (19):
t ein =
2 ⋅ 0,083A 15V − 5V
= 33µs
⋅
0,5A
5V ⋅ 20kHz
Der zeitbestimmende Kondensator Ct wird nach Formel (3) berechnet:
Ct = 12 ⋅ t ein = 400pF
Die Induktivität L errechnet sich nach Formel (18) zu:
L=
5V
⋅ 33µs = 330µH
0,5A
Schließlich bleibt noch der Filterkondensator C1 am Ausgang zu berechnen.
Die dem Filterkondensator C1 überlagerte Wechselspannung soll maximal
150 mV betragen. Damit gilt nach Formel (20):
2
0,5A − 0,083A) 5V ⋅ 33µs
(
⋅
= 19µF
C=
150mV ⋅ 2 ⋅ 0,5V 15V − 5V
Gewählt wird ein Kondensator C1 = 22 µF.
Der Widerstand R1 errechnet sich nach der Formel (4):
R1 = (15V − 1,2V)kΩ = 13,8kΩ
Die Ansprechschwelle der Strombegrenzerschaltung beträgt 0,5 V. Damit
errechnet sich der Widerstand R3 zu:
R3 =
0,5V 0,5V
=
= 1Ω
Is
0,5A
Zu beachten ist, daß in dieser Schaltung die Strombegrenzung zwar den
Schalttransistor vor Überlastung schützt, bei einem Kurzschluß am Ausgang
jedoch den Ausgangsstrom nicht begrenzt; dieser wird in diesem Fall nur
durch den Widerstand R3 und den ohmschen Widerstand der Induktivität L
bestimmt.
6 Spannungswandler für negative Ausgangsspannungen
6.1 Schaltungsdimensionierung
Ebenso ist es möglich, mit dem TL497A Spannungswandler aufzubauen, die
aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Spannung erzeugen.
Aus den oben gezeigten Formeln soll das Berechnungsschema abgeleitet
werden.
16
Applikationslabor
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Spannungswandler
Anmerkung
Die interne Diode darf bei Spannungswandlern für negative
Spannungen nicht benutzt werden. Daher ist eine entsprechende Diode extern vorzusehen. Die Differenz von Ein- und
Ausgangsspannung darf 35 Volt nicht überschreiten.
Bild 12: Prinzipschaltbild eines Spannungswandlers für negative
Ausgangsspannungen
Während der Ladezeit tein, während der der Schalter S1 geschlossen ist, wird
ähnlich wie beim Aufwärtsregler der Induktivität Strom zugeführt. Damit
beträgt der Spitzenstrom Is:
Is =
Ue
⋅ t ein
L
Die Entladezeit - wieder der nichtkontinuierliche Betrieb vorausgesetzt (ti > 0)
- beträgt somit:
t ent =
Is
⋅L
Ua
Der maximale Ausgangsstrom des Spannungswandlers beträgt somit:
Ia =
I s ⋅ t ent
2 ⋅ (t ein ⋅ t ent )
Zusammenfassend gelten dann für einen Regler mit negativer Ausgangsspannung die folgenden Formeln:
Maximaler Strom I a =
Induktivität L =
Frequenz f =
I s ⋅ Ui
2 ⋅ (Ui + Ua )
Ui
⋅ t ein
Is
Ua
2 ⋅ Ia
⋅
I s Ui ⋅ t ein
17
(21)
(22)
(23)
Applikationslabor
EB118A
Spannungswandler
2
I s − I a ) Ui ⋅ t ein
(
Filterkondensator C =
⋅
Ur ⋅ 2 ⋅ I s
Ua
(24)
6.2 Schaltungsbeispiele
Zu realisieren ist ein Spannungswandler mit folgenden Daten:
Eingangsspannung Ui = 5 V; Ausgangsstrom Ia = max
Ausgangsspannung Ua = -5 V; Brummspannung Ur < 50 mV
Die Schaltung zeigt Bild 13:
Bild 13: Spannungswandler von +5 Volt auf -5 Volt
Der maximale Strom Is durch den Schalttransistor beträgt 500 mA. Damit
errechnet sich der maximal mögliche Ausgangsstrom nach der Formel (21):
Ia =
0,5A ⋅ 5V
= 125mA
2 ⋅ (5V + 5V)
Die Frequenz des Wandlers soll bei Nennlast wieder außerhalb des
Hörbereiches liegen. Sie wird damit zu 20 kHz gewählt. Damit ergibt sich eine
Einschaltzeit tein:
t ein =
2 ⋅ 125mA
5V
⋅
= 25µs
0,5A
5V ⋅ 20kHz
Der zeitbestimmende Kondensator Ct wird nach Formel (3) berechnet:
Ct = 12 ⋅ t ein = 300pF
Die Induktivität L errechnet sich nach Formel (22) zu:
18
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Spannungswandler
L=
5V
⋅ 25µs = 250µH
0,5A
Die dem Filterkondensator C1 überlagerte Wechselspannung soll maximal
50 mV betragen. Damit gilt nach Formel (24):
2
0,5A − 0,125A) 5V ⋅ 25µs
(
C=
⋅
= 70µF
50mV ⋅ 2 ⋅ 0,5A
5V
Gewählt wird ein Kondensator C1 = 100 µF.
Der Widerstand R1 errechnet sich nach der Formel (4):
R1 = (5V − 1,2V)kΩ = 3,8kΩ
Die Ansprechschwelle der Strombegrenzerschaltung beträgt 0,5 V. Damit
errechnet sich der Widerstand R3 zu:
R3 =
0,5V 0,5V
=
= 1Ω
0,5A
Is
7 Schaltungshinweise
7.1 Verbesserung des Wirkungsgrades
Den dominierenden Einfluß auf den Wirkungsgrad des Schaltspannungsreglers hat die Sättigungsspannung des Schalttransistors T1. In den
vorhergehenden Abschnitten war der Einfachheit halber angenommen
worden, daß diese Spannung Null ist, was aber tatsächlich nicht der Fall ist.
In Bild 14 sind noch einmal die Prinzipschaltbilder der verschiedenen
Wandlertypen angegeben.
Bild 14: Prinzipschaltbilder der verschiedenen Wandlertypen
Mit Ausnahme des Aufwärtsreglers ist der Schalttransistor an die positive
Versorgungsspannung angeschlossen. Bei dieser Anordnung ist es
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unmöglich, den Transistor bis in die Sättigung durchzusteuern, da ein
gewisser Spannungsabfall an der internen Ansteuerschaltung sowie an der
Basis-Emitter-Strecke des Transistors vorhanden ist. Der Wirkungsgrad der
Schaltung läßt sich verbessern, indem man in diesen Fällen einen externen
PNP-Schaltransistor vorsieht, der von dem internen Transistor angesteuert
wird (Bild 15).
Bild 15: Anschluß eines externen PNP-Transistors
Die Widerstände im Basiskreis des PNP-Transistors errechnen sich nach den
Formeln:
R1 =
mit
(Ue − 1,5V)⋅ B
R2 =
Is
10 ⋅ Ube ⋅ R1
Ue − 1,5V
B = Stromverstärkung des PNP-Transistors
Ube = Basis-Emitterspannung des PNP-Transistors
Mit Hilfe der hier gezeigten Schaltung unter Verwendung eines zusätzlichen
Leistungstransistors lassen sich auch Wandler für höhere Leistungen
aufbauen. Natürlich muß in diesem Fall auch eine Rückladediode
entsprechender Leistung vorgesehen werden. Bei der Auswahl der Diode
kommen nur Typen mit kurzer Sperrverzögerungszeit in Frage.
7.2 Verbesserung der Stabilität
Die Bilder 16 bis 19 zeigen den Spannungsverlauf am Kondensator Ct bei
gestörtem Betrieb und geben Hinweise auf die zu ergreifenden Maßnahmen.
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Bild 16: Korrekte Kurvenform
Bild 17: Störspannung am Komparatoreingang Anschluß 1
Bild 18: Wandler arbeitet im kontinuierlichen Betrieb
Abhilfe:
- Ct vergrößern
- Last verringern
- Induktivität verkleinern
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Bild 19: Strombegrenzung setzt ein;
Abhilfe:
- Strombegrenzungswiderstand verkleinern (Ismax = 500 mA !)
- Induktivität vergrößern
- Ct verkleinern
Die Einschaltzeit des Transistors wird durch den Kondensator Ct und die
dazugehörige Schaltung im TL497A bestimmt. Der Transistor wird
eingeschaltet, wenn die Spannung am Komparatoreingang (Anschluß 1) unter
1,2 Volt sinkt. Nachdem der Transistor eingeschaltet ist und der Kondensator
Ct aufgeladen wird, bleibt der Komparator aber aktiv. Wenn während dieser
Zeit Störspannungen auf den Komparatoreingang gelangen, kann das dazu
führen, daß die internen Stromquellen, die den Kondensator laden bzw.
entladen, beeinflußt werden, und daß dadurch der Transistor vorzeitig wieder
abgeschaltet wird. Dies wiederum kann ein unkontrolliertes Oszillieren der
Schaltung zur Folge haben. Bild 17 zeigt die am Kondensator Ct hierbei
entstehende Kurvenform. Es empfiehlt sich in diesem Falle, einen
Kondensator (ca. 0,1 µF) vom Komparatoreingang (Anschluß 1) nach Masse
zu schalten. Dieser Kondensator unterdrückt etwaige Störungen. In den
Bildern 16 bis 19 sind einige Kurvenformen des Oszillators bei gestörtem
Betrieb gezeigt.
Ein Oszillograf ist unbedingt notwendig bei der Inbetriebnahme der Schaltung,
um die richtige Arbeitsweise der einzelnen Schaltungsteile zu überprüfen. Als
erstes wird die korrekte Kurvenform des Oszillators am Anschluß 3 überprüft
(siehe Bild 16 ff). Als nächstes kontrolliert man die Kurvenform am Kollektor
(Anschluß 10) bzw. am Emitter (Anschluß 8) des Schalttransistors. Auch
diese Kurvenformen müssen denen in Bild 16 entsprechen. Am Ende der
Entladezeit der Induktivität kann unter Umständen ein Schwingen auftreten.
Es entsteht in dem Moment, in dem die Diode wieder abschaltet, und nun die
Induktivität zusammen mit der Schaltkapazität einen nur schwach
bedämpften Schwingkreis bildet. Diese Schwingung ist für die Funktion der
Schaltung unkritisch, kann sich jedoch in einigen Fällen als störende,
hochfrequente Strahlung bemerkbar machen. Die Schwingung läßt sich
vermeiden, indem man parallel zur Spule einen Dämpfungswiderstand von
etwa 1 kΩ schaltet.
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7.3 Aufbauhinweise
Eine optimale Arbeitsweise der Schaltspannungsregler wird nur erreicht,
wenn bei der Auswahl der Bauelemente und beim Aufbau der Schaltung die
Besonderheiten dieser Schaltungsart beachtet werden. Die Auswahl eines
eventuell erforderlichen externen Schalttransistors und der dazugehörigen
Rückladediode stellt kein Problem dar, da dafür eine Vielzahl von Typen mit
den erforderlichen kurzen Schaltzeiten angeboten werden.
Sehr sorgfältig muß der Filterkondensators am Ausgang des Reglers
ausgewählt werden. Seine Eigenschaften bestimmen die Restwelligkeit der
Ausgangsspannung. Normale Elekrolytkondensatoren - wie sie mit Erfolg in
linearen Spannungsreglern eingesetzt werden, sind meist ungeeignet. Der
Grund liegt in einer zu hohen Serieninduktivität dieser Bauelemente, wodurch
bei schnellen Stromänderungen im Filter dem Ausgang Störspannungen
überlagert werden, oder - anders ausgedrückt - trotz richtiger
Dimensionierung nicht die erwarteten Eigenschaften erreicht werden.
Allerdings werden von verschiedenen Herstellern Elektrolytkondensatoren
angeboten, die für die hier beschriebenen Anwendungen entwickelt wurden
und sich auch bei höheren Frequenzen durch niedrige Verluste auszeichnen.
Ein weiters passives Bauelement, das Fehlfunktionen in der Schaltung
verursachen kann, ist der Strombegrenzungswiderstand. Durch diesen
Widerstand fließt der vom Schalttransistor zerhackte Gleichstrom, wobei die
Anstiegszeit der Stromimpulse etwa 100 ns beträgt. Besitzt dieser Widerstand
eine Eigeninduktivität so treten an ihm im Einschaltmoment
Spannungsspitzen auf, die sofort die Kurzschlußsicherung wirksam werden
lassen, und so unter Umständen schon im Leerlauf eine Überlast
vortäuschen. Daher dürfen an dieser Stelle keine Drahtwiderstände, sondern
nur Schichtwiderstände verwendet werden.
Bei aller Sorgfalt, die man bei der Auswahl der Bauelemente walten läßt, wird
das Verhalten des Reglers wesentlich von der mechanischen Anordnung der
Bauelemente und der Leiterbahnführung beeinflußt. Dabei muß darauf
geachtet werden, daß wenig hochfrequente Störstrahlung nach außen
abgegeben wird. Dies läßt sich dadurch erreichen, daß alle Leitungen, die
hochfrequente Ströme führen, so kurz wie irgend möglich gehalten werden.
Ein solcher Schaltungsaufbau reduziert auch gleichzeitig die dem Ausgang
überlagerte Restwelligkeit, da diese zum Teil von den Spannungsabfällen an
den Induktivität der Leiterbahnen verursacht wird. Weiterhin ist darauf zu
achten, daß Impulsströme des Schaltteils nicht über Leitungen fließen, die
zum Ausgangskreis gehören. Auf Grund der Induktivität der Leiterbahnen
werden sonst der Ausgangsspannung wieder Störspannungen überlagert.
Bild 20 zeigt, wie die kritischen Bauelemente miteinander verbunden werden.
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Bild 20: Leitungsführung bei Schaltreglern
Als Bezugspunkt für alle Spannungen und Ströme dient der Masseanschluß
des Filterkondensators Cf. Die Masseleitung vom Netzgleichrichter zum
Ladekondensator Cl kann bei hohen Strömen kritisch werden, da dann die
ohmschen Spannungsabfälle nicht mehr vernachlässigt werden können. Vom
Eingang des Schaltransistors zum Bezugspunkt ist ein Kondenstor
Cs = 0,1 … 1 µF) mit guten Hochfrequenzeigenschaften zu legen. Nur dieser
Kondensator liefert beim Einschalten des Transistors im ersten Moment den
erforderlichen Strom. Daher muß die Zuleitungslänge auch entsprechend kurz
gehalten werden (<2 cm). Kritisch ist ebenfalls die Leitung vom
Filterkondensator Cf zur Rückladediode D. Während der Transistor T1 leitend
ist, liefert der Ladekondesator Cl Energie in die Induktivität, den
Filterkondensator und den Verbraucher, während in der restlichen Zeit der
Strom über die Diode D fließt. Das Umschalten von einem Strompfad auf den
anderen erfolgt in wenigen 100 ns. Bei diesen Stromänderungsgeschwindigkeiten treten bereits an Leitungen von wenigen Zentimetern
Länge Spannungsabfälle von mehreren 100 mV auf. Bei der in Bild 17
gezeigten Leitungsführung können diese Störspannungen jedoch nicht am
Ausgang des Reglers wirksam werden.
8 Zusammenfassung
Dieser Bericht sollte den Entwickler in die Schaltungstechnik von Spannungswandlern einführen. An Hand einiger theoretischer Überlegungen wurden die
Formeln abgeleitet, mit denen die Schaltungen der einzelnen Wandlertypen
dimensioniert werden. Dabei ermöglicht der Einsatz des monolythischen
integrierten Spannungswandlers TL497A einfache und zuverlässige
Schaltungen. Besonders bei Ausgangsleistungen bis zu 1 Watt ergeben sich
sehr wirtschaftliche Lösungen, da alle aktiven Komponenten wie der
Schalttransistor und die Rückladediode bereits in diesem Bauelement
integriert sind.
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